JP2008199599A - マルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信方法、マルチアンテナ受信方法、端末装置及び基地局装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、受信装置において簡易な構成でＭＬＤを行うことができるようにすること。
【解決手段】ＭＩＭＯ空間多重送信において異なるアンテナ１１１、１１２から送信するデータを、各変調方式間で共通化された信号点にマッピングする共通信号点マッピング部４０１、４０２を設けた。これにより、チャネル符号化後の符号語をＩＱ平面にマッピングしたベースバンド信号点の配置が、変調方式間で共通した信号点になるので、受信装置ではＭＩＭＯ空間多重された信号の変調方式の組み合わせに応じてＭＬＤ演算を行う回路を用意する必要がなくなり、ＭＬＤ演算回路の回路規模を削減できる。
【選択図】図４

Description

本発明は、ＭＩＭＯ(Multiple Input Multiple Output)空間多重方式を用いたマルチアンテナ送信装置、マルチアンテナ受信装置、マルチアンテナ送信方法、マルチアンテナ受信方法、端末装置及び基地局装置に関する。

（ＭＩＭＯ−ＡＭＣ）
近年、無線通信において大容量のディジタルデータを限られた周波数帯域で伝送するための技術が要求されており、それを実現するための一方法としてＭＩＭＯ空間多重方式が知られている。

また、伝送効率を向上させるための技術としてＡＭＣ(Adaptive Modulation and Channel coding：適応変調)が知られている。これらＭＩＭＯとＡＭＣを組み合わせ、送信装置の各アンテナから送信される信号が通るチャネルの状態に適応するように、送信アンテナごとに変調方式、チャネル符号化の符号化率を変更する方式が提案されている（以降このような方式をＭＩＭＯ−ＡＭＣと呼ぶ）。このようなＭＩＭＯ−ＡＭＣ技術として、非特許文献１に記載されたものがある。非特許文献１に基づく送信装置の構成を図３２に示す。

図３２における基地局１００は、非特許文献１に記載された技術に基づく送信装置の構成を表している。以降、基地局が端末に向けて情報符号を送信するケースを例にとって説明する。

基地局１００には情報符号が入力される。基地局１００に入力された情報符号は、直並列変換部１０１において直列の系列から並列の系列に並べ替えられる。直並列変換部１０１は、例えば、あるタイミングで入力された情報符号を系列＃Ａとして出力し、次のタイミングで入力された情報符号を系列＃Ｂとして出力する、というように、タイミングごとに出力する系列を切り替える。

並列に並べ替えられた情報符号は、符号化部１０２、１０３によってチャネル符号化される。例えばチャネル符号化にはブロック符号、畳み込み符号などの誤り訂正符号が用いられる。また、符号化部１０２、１０３は複数の符号化率を用いてチャネル符号化を行うことができ、どの符号化率で符号化するかは適応変調制御部１１３によって制御されている。

チャネル符号化後の符号語は、マッピング部１０４、１０５においてマッピングされる。ここで施されるマッピングは、符号化後の符号を、選択された変調方式のベースバンド信号点にマッピングする処理である。また、マッピング部１０４、１０５は、複数の変調方式のマッピングパターンを有しており、適応変調制御部１１３によってどの変調方式を選択するかが制御される。

次にフレーム構成部１０６、１０７は、図３３に示すようなフレームを構成する。まずフレーム構成部１０６は、時間１においてストリーム＃Ａのフレームにプリアンブル信号を挿入する。プリアンブル信号は受信装置で既知の信号系列で、受信装置ではプリアンブル信号との相関をとることで、受信フレームとの同期をとる。例えばプリアンブル信号にはＭ系列などを用いればよい。Ｍ系列の自己相関では、時間ずれがない場合の相関値はピークを示すが、時間ずれがある場合の相関値は非常に低い値を示す性質がある。

このため、受信装置は、Ｍ系列のスライディング相関をとることで、同期のタイミングをとることができる。よって、受信装置は、プリアンブル信号のスライディング相関をとり、相関値がピーク値を示す時間を同期タイミングとすればよい。

フレーム構成部１０７は、時間１において、ストリーム＃Ｂにヌル信号を挿入する。ここでヌル信号とは無信号のことを表す。時間２ではストリーム＃Ａにはチャネル推定用のパイロット信号が挿入される。このパイロット信号は受信装置にとっては既知の信号である。受信装置は、このパイロット信号が、伝播過程で受けたチャネル変動に基づきチャネル推定を行う。時間２において送信されたチャネル推定用のパイロット信号の受信装置における受信信号は、次式により表される。

また［ ］は行列及びベクトルを表す記号で、Ｔは行列及びベクトルの要素を転置することを表している。

時間２におけるチャネル推定用パイロット信号はｐ＝［ｐ_１ ０］^Ｔであるので、受信信号は、次式のようになる。

但し、ここでｔは時間を表している。受信装置においてはチャネル推定値を、次式のようにして求めればよい。

これにより、受信装置は、ＳＮ比がｐ_１ ^２／ｎ^２のチャネル推定値を得ることができる。

同様に、フレーム構成部１０７は、時間３でストリーム＃Ｂにチャネル推定用のパイロット信号を挿入する。時間３ではチャネル推定用のパイロット信号はｐ＝［０ ｐ_２］^Ｔであるので、受信信号は、次式のようになる。

受信装置においては、チャネル推定値を、次式のようにして求めればよい。

これにより、受信装置は、ＳＮ比がｐ_２ ^２／ｎ^２のチャネル推定値を得ることができる。

時間４では、受信装置に通知する信号として、ストリーム＃Ａに施されている変調方式を示す信号が挿入される。時間５では、受信装置に通知する信号として、ストリーム＃Ｂに施されている変調方式を示す信号が挿入される。時間６では、ストリーム＃Ａに施されているチャネル符号化の符号化率を通知するための信号が挿入される。時間７では、ストリーム＃Ｂに施されているチャネル符号化の符号化率を通知するための信号が挿入される。時間８以降では、ストリーム＃Ａ、＃Ｂで送信する変調信号が挿入される。ここで、ストリーム＃Ａ、＃Ｂに施された変調方式、チャネル符号化の符号化率の情報は、適応変調制御部１１３から得る。

フレーム構成部１０６、１０７は、以上のようにして送信フレームを構成する。

無線部１０８は、フレーム構成部１０６、１０７で構成されたフレームを、通信システムで用いる無線周波数帯の無線信号に変換する。

電力制御部１０９、１１０は、無線部１０８で生成された無線信号を、送信電力に相当する電力を持つ無線信号に変換する。ここでの電力の変換は、適応変調制御部１１３によって制御され、ストリーム＃Ａと＃Ｂの送信電力は同じになるように制御される。

ここで、符号化部１０２、１０３、マッピング部１０４、１０５、フレーム構成部１０６、１０７、電力制御部１０９、１１０は、適応変調制御部１１３によって制御される。制御は以下の通りである。

まず適応変調制御部１１３には、受信装置からフィードバックされるストリーム品質通知フレームが入力される。ここでストリーム品質通知フレームには、受信装置における受信ストリームの品質を表すパラメータが含まれている。受信ストリームの品質としては、例えば各ストリームのＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise power Ratio）や受信電力などが使用される。

適応変調制御部１１３は、このストリーム品質通知フレームから、受信装置での受信ストリームの品質情報を得る。適応変調制御部１１３は、ストリーム品質と、変調方式、符号化率、送信電力とを対応づけるテーブルを有している。適応変調制御部１１３は、このテーブルを用いて適応変調を制御する。すなわち、テーブルに記載された変調方式、符号化率、送信電力は、ストリーム品質に応じて伝送効率を向上させる組み合わせのものにしておく。

適応変調制御部１１３は、テーブルを用いて、受信したストリーム品質信号に対応する符号化率、変調方式、送信電力を決定し、符号化部１０２、１０３、マッピング部１０４、１０５、電力制御部１０９、１１０を、テーブルに対応したものとなるよう制御する。また、適応変調制御部１１３は、フレーム構成部１０６、１０７に対して、ストリーム＃Ａ、＃Ｂの変調方式通知信号、符号化率通知信号が、送信するフレームに対応したものにするよう制御する。アンテナ部１１１、１１２は電力制御部１０９、１１０から出力された送信信号を空間多重送信する。

以上のように、非特許文献１には、ＭＩＭＯ空間多重するストリームごとに適応変調することで、伝送効率を向上させる技術が開示されている。

ところで、チャネル符号化後の符号語を、ベースバンド信号へマッピングする方法として、非特許文献２に記載された方法もある。図３４に、非特許文献２によるマッピングを行う送信装置の構成を示す。図３２との対応部分に同一符号を付して示す図３４において、基地局３００は、図３２の基地局１００と比較して、マッピング部１０４、１０５に代えて、元信号点マッピング部３０１、３０２が設けられている。また、基地局３００は、正規化係数乗算部３０３、３０４を有する。

元信号点マッピング部３０１、３０２は、チャネル符号化後の符号語を、元信号点にマッピングする。ここで元信号点とは、図３５（ａ）に示す信号点と定義する。図３５（ａ）には、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの元信号点を示す。

非特許文献２で示されているマッピングは、元信号点に対して正規化係数を乗算することでベースバンド信号点を生成するというものである。その構成は、基地局３００においては正規化係数乗算部３０３、３０４に相当する。ここでＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの元信号点に乗算する正規化係数は、図３５（ａ）に示すとおりである。

正規化係数乗算部３０３、３０４は、ＱＰＳＫの元信号点に対しては１／√２を、１６ＱＡＭの元信号点に対しては１／√１０の正規化係数をそれぞれ乗算する。正規化係数乗算部３０３、３０４は、この正規化係数を乗算することで、ベースバンド信号点を生成する。

以上により生成されたベースバンド信号点配置を、図３５（ｂ）に示す。同時に、図３５（ｂ）には、パイロット信号の信号点配置も示す。ここで、基地局１００におけるマッピング部１０４、１０５は、マッピング出力が、図３５（ｂ）に示すベースバンド信号点となるようマッピングしている。

（ＭＬＤ）
また、受信装置における、ＭＩＭＯ空間多重された信号の検出技術の一つにＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）がある。ＭＬＤは、ＺＦ（Zero Forcing）やＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error）などの空間多重信号検出の規範と比較して、良好な特性が得られるため、高品質な受信特性が得られる空間多重信号検出技術として注目されている。

ＭＬＤによる空間多重信号の検出は優れた特性を示すが、演算規模が大きいために、これまでは、ＭＬＤ演算の回路規模を削減することに主眼を置いた発明がなされてきていた。そのようなＭＬＤ演算の回路規模削減について記載されたものとして、特許文献１がある。以下、特許文献１に示すＭＬＤの演算について簡単に説明する。

まず、説明においては、２ストリームの空間多重のＭＩＭＯ方式を用いた通信を行う場合を考える。このとき、受信信号は、次式のように表すことができる。

ここで、受信信号の２乗ユークリッド距離を、次式のように求める。

ｙは受信信号であるので、受信装置で求めることができる。Ｈはチャネル推定用のパイロット信号を用いて受信装置で推定される。推定方法は、式（３）、式（５）に示したとおりである。ｓは送信装置において、取りうる送信シンボルを表したベクトルであり、ｓ＝［ｓ_ａ ｓ_ｂ］^Ｔである。以降、ｓ_ａ，ｓ_ｂを候補信号点と呼ぶ。ＭＬＤでは、式（７）が最小となる候補信号点ｓ_ａ，ｓ_ｂの組み合わせを検波結果とする。

特許文献１で開示された発明は、空間多重された信号の検出において、特に変調多値数が大きくなっても回路規模が削減可能であることを示している。特許文献１で開示された技術は、各送信信号に対応したレプリカ信号を生成する。

ここで、レプリカ信号とは、式（７）に示すｈ_１１ｓ_ａ＋ｈ_１２ｓ_ｂ、及びｈ_２１ｓ_ａ＋ｈ_２２ｓ_ｂのことである。

特許文献１で開示された技術では、レプリカ信号を構成するｈ_１１ｓ_ａ、ｈ_１２ｓ_ｂ、ｈ_２１ｓ_ａ、ｈ_２２ｓ_ｂの項を記憶する。さらに、記憶されたレプリカ信号を構成する項の組み合わせを考慮しながら、それら記憶されたレプリカ信号の加算を行う。これにより、レプリカ信号の生成において、必要となる複素乗算器の個数を削減できることが示されている。
特開２００６−１９６９８９号公報 3GPP TSG RAN WG1, TSG-R1-010879, Lucent Technologies, "Increasing MIMO throughput with per-antenna rate control" ISO/IEC and redesignated as ISO/IEC 8802-11:1999/Amd 1:2000, "Supplement to IEEE Standard for Information technology- Telecommunications and information exchange between systems- Local and metropolitan area networks- Specific requirements. Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) specifications High-speed Physical Layer in the 5GHz Band," IEEE Std 802.11a-1999 Ｇ．ストラング著、"線形代数とその応用"、産業図書株式会社発行

ところで、受信装置においてＭＬＤによる空間多重信号検出を行う場合、以下の課題がある。

ＭＩＭＯ空間多重を行う送信装置が、アンテナごとにＡＭＣを行う場合、式（７）に示す候補信号点ｓ_１とｓ_２の変調方式に組み合わせが発生する。例えば送信装置が変調方式としてＱＰＳＫと１６ＱＡＭを用いる場合、ｓ_１とｓ_２の変調方式の組み合わせは、表１に示すようになる。

ところが、これまでは特許文献１に開示されるように、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムに対応したＭＬＤ受信装置については十分に考慮されていなかった。例えば、特許文献１に開示されるように、ＭＬＤ演算回路は、ＭＩＭＯ空間多重されたストリームに施される変調方式が、同一である場合にのみ対応したものであった。

今後、ＭＩＭＯ空間多重方式において、伝送効率を向上させるためには、アンテナごとにＡＭＣを行う構成は必須である。

そのため、表１に示されるような変調方式の組み合わせに対応したＭＬＤ演算装置が望まれている。

本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、受信装置において簡易な構成でＭＬＤを行うことのできる方法及び装置を提供するものである。

本発明のマルチアンテナ送信装置は、ＭＩＭＯ空間多重送信において異なるアンテナから送信するデータを、各変調方式間で共通化された信号点にマッピングするマッピング部と、前記マッピング部によって同一もしくは異なる変調方式のマッピングが施されて得られた変調信号をＭＩＭＯ空間多重送信する送信部と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、チャネル符号化後の符号語をＩＱ（In-phase versus Quadrature）平面にマッピングしたベースバンド信号点の配置が、変調方式間で共通した信号点になるので、受信装置ではＭＩＭＯ空間多重された信号の変調方式の組み合わせに応じてＭＬＤ演算を行う回路を用意する必要がなくなる。例えば、各変調方式間の信号点を全て共通化した場合、ＭＬＤにおける候補信号点は最大変調多値数の変調方式の信号点のみとなる。よって、受信装置で必要となるＭＬＤ回路は、最大変調多値数の変調方式の組み合わせ用のＭＬＤ演算を行う回路のみでよい。この結果、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ方式による通信システムにおける受信装置では、必要になるＭＬＤ演算回路の回路規模を削減できる。

本発明のマルチアンテナ受信装置は、マルチアンテナ送信装置により送信された空間多重信号を複数のアンテナで受信する受信部と、前記空間多重信号が通った通信路の状況を推定するチャネル推定部と、前記チャネル推定部によって推定されたチャネル推定値を用いると共に、各変調方式間で共通化された信号点のみを候補信号点として用いて、ＭＬＤ演算を行うＭＬＤ演算部と、を具備する構成を採る。

本発明の構成を採ることにより、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて発生する変調方式の組み合わせに対応したＭＬＤ演算装置を提供することができる。また、ＭＬＤ演算装置の構成を簡単化し得るマルチアンテナ送信装置を実現できる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
本実施の形態では、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ受信装置について説明する。すなわち、本実施の形態は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、受信装置が、ＭＬＤを用いて、空間多重信号の検出を行うものである。本実施の形態では、端末が、ＭＬＤによる信号検出を行う構成について説明する。本実施の形態の端末は、ＭＩＭＯストリームに施す変調方式の組み合わせに対応したＭＬＤ演算装置を具備することで、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、ＭＬＤによる空間多重信号の検出を行う。

本実施の形態に係る端末の構成を図１に示す。本実施の形態では、ＭＩＭＯ空間多重ストリーム数が２で、変調方式としてＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）変調方式、１６ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）変調方式を用いる場合を例に説明する。

以下、図１を参照して、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ方式に対応する端末について説明する。端末２００は、基地局１００（図３２）が送信した空間多重信号を受信する。まず、端末２００は、無線部２０３において、受信信号（受信フレーム）を、扱える周波数帯に変換する。さらに、無線部２０３は、受信フレームのプリアンブル信号とのスライディング相関をとり、プリアンブル信号の相関値にピークが現れる時間を、受信フレームの同期タイミングとして検出する。

チャネル推定部２０８は、受信フレーム中のチャネル推定用パイロット信号を用いて、ストリーム＃Ａ、＃Ｂが受けたチャネル変動を推定する。チャネル変動の推定方法は、式（３）、式（５）の方法を用いればよい。これにより、チャネル推定値を得ることができる。モード制御部２０９は、受信フレームに含まれるストリーム＃Ａ、ストリーム＃Ｂの変調方式通知信号及び符号化率通知信号から、受信フレームに施されている変調方式及びチャネル符号化の符号化率の情報を得る。

ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ＭＬＤ演算部２０４、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部２０５、１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ＭＬＤ演算部２０６、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部２０７は、受信フレームにおいて空間多重されているストリーム＃Ａ、＃Ｂの信号検出（分離）を行う。

ここで、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ＭＬＤ演算部２０４は、ストリーム＃Ａとストリーム＃Ｂとの候補信号点の組み合わせとして、ＱＰＳＫとＱＰＳＫとの組み合わせを用いた場合のＭＬＤによる信号検出を行う。即ち、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ＭＬＤ演算部２０４は、式（７）における候補信号点ｓの組み合わせとして、ｓ_１にＱＰＳＫの信号点、ｓ_２にＱＰＳＫの信号点を用いた場合の２乗ユークリッド距離を求め、この２乗ユークリッド距離が最小となる候補信号点の組み合わせを検波結果とする。

同様に、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部２０５は、式（７）における候補信号点の組み合わせとして、ｓ_１にＱＰＳＫ、ｓ_２に１６ＱＡＭの候補信号点を、１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ演算部２０６は、ｓ_１に１６ＱＡＭ、ｓ_２にＱＰＳＫの候補信号点を、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部２０７は、ｓ_１に１６ＱＡＭ、ｓ_２に１６ＱＡＭの候補信号点を用いて２乗ユークリッド距離を求める。算出した２乗ユークリッド距離が、最小となる候補信号点の組み合わせを検波結果とする。ＭＬＤ演算部２０４、２０５、２０６、２０７は、チャネル推定部２０８において推定されたチャネル推定値を用いて、ＭＬＤ演算を行う。

信号選択部２１０は、ＭＬＤ演算部２０４、２０５、２０６、２０７の出力のうち、ストリーム＃Ａとストリーム＃Ｂとの変調方式の組み合わせに対応したものを選択する。信号選択部２１０は、前記選択のために、モード制御部２０９で得られたストリーム＃Ａとストリーム＃Ｂとの変調方式の情報を用いる。例えば、ストリーム＃Ａとストリーム＃Ｂとに施された変調方式が、ＱＰＳＫとＱＰＳＫとである場合、信号選択部２１０は、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ＭＬＤ演算部２０４の出力を選択する。

このように、信号選択部２１０は、ストリーム＃Ａとストリーム＃Ｂとに施された変調方式の候補信号点を用いてＭＬＤされた出力を選択する。これにより、選択された信号は、受信フレームの各ストリームに施された変調方式に対応したＭＬＤによって信号検出されたものとなる。

ストリーム品質測定部２１１は、信号検出されたストリームの受信品質を測定する。ここでストリームの品質とは、ストリームの受信状況を表すもので、例えばＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise power Ratio）や、検波後の信号電力などが用いられる。ここで、ＭＩＭＯ−ＡＭＣに対応するために、端末２００は、測定したストリームの受信品質を基地局１００にフィードバックする。そのために、端末２００は、フレーム構成部２１５にて、測定したストリームの受信品質情報を含んだフレームを構成し、構成したフレームを基地局１００にフィードバックする。

フレーム構成部２１５は、ストリーム品質情報を含んだフレームを構成する。ストリーム品質通知フレームの構成は、図２（ａ）に示すとおりである。ストリーム品質通知フレームには、時間１にプリアンブル信号が挿入される。時間２には、ストリーム品質通知フレーム用のチャネル推定用パイロット信号が挿入される。時間３、時間４には、ストリーム＃Ａ、＃Ｂの品質通知信号（受信品質情報）が挿入される。

ストリーム品質通知フレームは、無線部２０３によって無線信号に変換され、アンテナ部２０１から基地局１００にフィードバックされる。図１に示す端末２００の構成では、ストリーム品質通知フレームをＭＩＭＯ空間多重せずにフィードバックする場合を例としているが、ＭＩＭＯ空間多重を用いてストリーム品質を基地局１００にフィードバックしてもよい。但し、その場合はストリーム品質通知フレームを、ＭＩＭＯ空間多重に対応したものにする必要がある。その際のフレーム構成の一例を、図２（ｂ）に示す。

ＭＩＭＯ空間多重を用いてストリーム品質をフィードバックする場合の、ストリーム品質通知フレームの構成例を、図２（ｂ）を用いて説明する。時間１では、ストリーム＃Ａにプリアンブル信号が挿入される。時間２では、ストリーム＃Ａにチャネル推定用のパイロット信号が挿入される。時間３では、ストリーム＃Ｂにチャネル推定用のパイロット信号が挿入される。時間４において、ストリーム＃Ａ、ストリーム＃Ｂの受信品質を通知する信号が挿入される。

次に、図３に、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、受信装置がＭＬＤによる空間多重信号の検出を行う際の、ＭＬＤ演算部の構成例を示す。

図３に示すＭＬＤ演算部では、チャネル推定値に対して候補信号点を乗算する。ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１５は、チャネル推定値ｈ_１１に対してＱＰＳＫ変調方式の候補信号点を乗算する。１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１６は、チャネル推定値ｈ_１１に対して１６ＱＡＭ変調方式の候補信号点を乗算する。これは、式（７）におけるｈ_１１ ｓ_ａの演算に相当する。

同様に、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１７、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１８では、チャネル推定値ｈ_１２に対してそれぞれＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの変調方式の候補信号点が乗算される。ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１９、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２０では、チャネル推定値ｈ_２１に対して、それぞれＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの変調方式の候補信号点が乗算される。ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２２１、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２２では、チャネル推定値ｈ_２２に対して、それぞれＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの変調方式の候補信号点が乗算される。これらは、式（７）におけるｈ_１２ ｓ_ｂ、ｈ_２１ｓ_ａ、ｈ_２２ ｓ_ｂの演算に相当する。

ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ｙ_１レプリカ生成部２２３は、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１５、２１７の出力を用いて、各ストリームの変調方式の組み合わせがＱＰＳＫ−ＱＰＳＫである場合のレプリカ信号の生成を行う。これは、式（７）におけるｈ_１１ ｓ_ａ＋ｈ_１２ｓ_ｂの演算に相当する。同様に、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ｙ_２レプリカ生成部２２４は、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１９、２２１の出力を用いて、各ストリームの変調方式の組み合わせがＱＰＳＫ−ＱＰＳＫである場合のレプリカ信号の生成を行う。これは、式（７）におけるｈ_２１ ｓ_ａ＋ｈ_２２ｓ_ｂの演算に相当する。

以下、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ生成部２２５は、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１５、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１８の出力を加算して、レプリカ信号を生成する。ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ生成部２２６は、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１９、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２２の出力を加算して、レプリカ信号を生成する。１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ｙ_１レプリカ生成部２２７は、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１６、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２１７の出力を加算して、レプリカ信号を生成する。

１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ｙ_２レプリカ生成部２２８は、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２０、ＱＰＳＫ候補信号点乗算部２２１の出力を加算して、レプリカ信号を生成する。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ生成部２２９は、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１６、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１８の出力を加算して、レプリカ信号を生成する。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ生成部２３０は、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２０、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２２の出力を加算して、レプリカ信号を生成する。

ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ２乗ユークリッド距離演算部２３１は、受信信号ｙ_１、ｙ_２、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ｙ_１レプリカ信号生成部２２３、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ｙ_２レプリカ信号生成部２２４の出力を用いて、２乗ユークリッド距離を求める。これは、各ストリームの変調方式の組み合わせが、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫである場合の２乗ユークリッド距離を求めることに相当し、式（７）における｜ｙ_１−（ｈ_１１ｓ_ａ＋ｈ_１２ｓ_ｂ）｜^２＋｜ｙ_２−（ｈ_２１ｓ_ａ＋ｈ_２２ｓ_ｂ）｜^２の演算を行っていることに相当する。

同様に、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３２は、受信信号ｙ_１、ｙ_２、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ信号生成部２２５、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ信号生成部２２６の出力を用いて、２乗ユークリッド距離を求める。１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ２乗ユークリッド距離演算部２３３は、受信信号ｙ_１、ｙ_２、１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ｙ_１レプリカ信号生成部２２７、１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ｙ_２レプリカ信号生成部２２８の出力を用いて、２乗ユークリッド距離を求める。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３４は、受信信号ｙ_１、ｙ_２、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ信号生成部２２９、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ信号生成部２３０の出力を用いて、２乗ユークリッド距離を求める。

ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ信号検出部２３５は、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ ２乗ユークリッド距離演算部２３１において求められた２乗ユークリッド距離のうち、２乗ユークリッド距離が最小となるものを生成するために用いられた候補信号点を選択し、選択した候補信号点を出力する。同様に、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ信号検出部２３６は、ＱＰＳＫ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３２の出力が最小となるものを生成する候補信号点を選択し、選択した候補信号点を出力する。

１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ信号検出部２３７は、１６ＱＡＭ−ＱＰＳＫ ２乗ユークリッド距離演算部２３３の出力が最小となるものを生成する候補信号点を選択し、選択した候補信号点を出力する。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部２３８は、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３４の出力が最小となるものを生成する候補信号点を選択し、選択した候補信号点を出力する。これにより、ストリームの変調方式の組み合わせに対応した、ＭＬＤによる信号検出を行うことができる。

実際にストリームに施された変調方式の組み合わせは１つであるので、信号検出部２３５〜２３８の出力の中から、ストリームの変調方式に対応したものを選択する必要がある。信号選択部２１０は、モード制御信号に基づいて、ストリームに施された変調方式に対応するＭＬＤ演算の結果を選択する。例えば、ストリーム＃Ａとストリーム＃Ｂとに、それぞれＱＰＳＫとＱＰＳＫとの変調方式が施されている場合、信号選択部２１０は、ＱＰＳＫ−ＱＰＳＫ信号検出部２３５の出力を選択する。

本実施の形態において重要なことは、ＭＩＭＯストリームに施される変調方式に対応した候補信号点を用いて、レプリカ信号を生成する構成を、端末が具備している点である。すなわち、式（７）に示したレプリカ信号の項、ｈ_１１ｓ_ａ＋ｈ_１２ｓ_ｂ、ｈ_２１ｓ_ａ＋ｈ_２２ｓ_ｂを生成する際に、候補信号点ｓ_ａ、ｓ_ｂに、ＭＩＭＯストリームに施される変調方式に対応した候補信号点を代入する構成を、端末が具備していることが重要である。

例えば本実施の形態に示すように、ｓ_ａ、ｓ_ｂに、それぞれＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの変調方式の候補信号点を代入し、ｈ_１１ｓ_ａ、ｈ_１２ｓ_ｂ、ｈ_２１ｓ_ａ、ｈ_２２ｓ_ｂの項を求める構成を端末が具備していれば、これらを組み合わせて加算することで、ストリームに施す変調方式が異なる場合のレプリカ信号を生成することが可能となる。ＭＬＤ演算を行うには、そのようにして求めたレプリカ信号と受信信号から２乗ユークリッド距離を求め、求めた２乗ユークリッド距離が最小となるものを生成する候補信号点を、信号検出結果とすればよい。

以上のように、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいては、端末はストリームに施された変調方式の組み合わせに応じたＭＬＤ演算部を設けることで、ＭＬＤによる信号検出を行うことができる。

（実施の形態２）
本実施の形態は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムに対応したＭＬＤ演算装置を、より簡易な方法で構成できるようにするものである。本実施の形態は、基地局における、ＭＩＭＯストリームに施す変調方式の信号点を、各変調方式で共通化することで、受信装置におけるＭＬＤ演算装置を簡易化するものである。

本発明のマルチアンテナ送信装置の一つの態様は、ＭＩＭＯ空間多重送信において異なるアンテナから送信するデータを、各変調方式間で共通化された信号点にマッピングするマッピング部と、前記マッピング部によって同一もしくは異なる変調方式のマッピングが施されて得られた変調信号をＭＩＭＯ空間多重送信する送信部と、を具備する構成を採る。

この構成によれば、チャネル符号化後の符号語をＩＱ（In-phase versus Quadrature）平面にマッピングしたベースバンド信号点の配置が、変調方式間で共通した信号点になるので、受信装置では、ＭＩＭＯ空間多重された信号の変調方式の組み合わせに応じて、ＭＬＤ演算を行う回路を用意する必要がなくなる。例えば、各変調方式間の信号点を全て共通化した場合、ＭＬＤにおける候補信号点は最大変調多値数の変調方式の信号点のみとなる。よって、受信装置で必要となるＭＬＤ回路は、最大変調多値数の変調方式の組み合わせ用のＭＬＤ演算を行う回路のみでよい。この結果、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ方式による通信システムにおける受信装置において、必要になるＭＬＤ演算回路の回路規模を削減できる。

本発明のマルチアンテナ受信装置の一つの態様は、マルチアンテナ送信装置により送信された空間多重信号を複数のアンテナで受信する受信部と、前記空間多重信号が通った通信路の状況を推定するチャネル推定部と、前記チャネル推定部によって推定されたチャネル推定値を用いると共に、各変調方式間で共通化された信号点のみを候補信号点として用いて、ＭＬＤ演算を行うＭＬＤ演算部と、を具備する構成を採る。

上記態様によれば、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、受信装置のＭＬＤ演算回路の構成を簡単化できる。

以下、本実施の形態について図を用いて詳細に説明する。

図４に、本実施の形態に係る基地局の構成を示し、図５に本発明の実施の形態に係る端末の構成を示す。本実施の形態で用いる変調方式は、一例として、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭとする。またＭＩＭＯ空間多重数は、一例として、２としている。また、本実施の形態の構成において、図３２の構成と同様の機能を有するものについては同一の名称、番号を付した。まず本実施の形態の構成について述べる。

図４において、基地局４００には情報符号が入力される。直並列変換部１０１は、入力された情報符号を直列から並列に並べ替える処理を行う。直並列変換部１０１は、例えば、ある時間に入力された情報符号を符号化部１０２に出力し、次の時間に入力された情報符号を符号化部１０３に出力する。直並列変換部１０１は、このようにして情報符号を直列から並列に並べ替える。

各符号化部１０２、１０３は、入力した情報符号をチャネル符号化する。チャネル符号化には、ブロック符号、畳み込み符号などを用いればよい。また符号化部１０２、１０３は、複数の符号化率のチャネル符号化を行うことができ、どの符号化率でチャネル符号化するかは適応変調制御部１１３によって制御される。

共通信号点マッピング部４０１、４０２は、チャネル符号化後の符号語をマッピングする。本実施の形態における符号語のマッピングは、図６（ｂ）または図６（ｄ）に示すとおりである。

共通信号点マッピング部４０１、４０２において図６（ｂ）に示すマッピングを行う場合、ストリームに施す変調方式がＱＰＳＫであれば、入力される符号語に対応するＱＰＳＫの信号点へとマッピングする。例えば入力される符号語が［０１］であれば、（−３／√１０，３／√１０）にマッピングする。

ストリームに施す変調方式が１６ＱＡＭであれば、入力される符号語に対応する１６ＱＡＭの信号点へとマッピングする。例えば入力される符号語が［００１０］であれば、（−３／√１０，３／√１０）にマッピングする。共通信号点マッピング部４０１、４０２が図６（ｄ）に示すマッピングを行う場合も、同様の操作が行われる。

このようにして符号化部１０２、１０３の出力がＩＱ平面へとマッピングされ、共通信号点マッピング部４０１、４０２の出力がベースバンド信号点となる。また共通信号点マッピング部４０１、４０２において符号化部１０２、１０３の出力に対して行うマッピングの変調方式は、適応変調制御部１１３によって制御されている。

フレーム構成部１０６、１０７は、図３３に示すようなフレームを構成する。すなわち、時間１で、フレーム構成部１０６がストリーム＃Ａにプリアンブル信号を挿入し、フレーム構成部１０７がストリーム＃Ｂにヌル信号を挿入する。ここでプリアンブル信号にはＭ系列などが用いられる。

またヌル信号とは無信号のことを表している。時間２ではストリーム＃Ａにチャネル推定用パイロット信号が挿入される。パイロット信号は図６（ｂ）または図６（ｄ）に示すパイロット信号点へとマッピングされた信号である。

時間２ではストリーム＃Ｂにはヌル信号が挿入される。時間３では、ストリーム＃Ａにはヌル信号が挿入され、ストリーム＃Ｂにはチャネル推定用パイロット信号が挿入される。時間４、５、６、７では、ストリーム＃Ａにそれぞれストリーム＃Ａ変調方式通知信号、ストリーム＃Ｂ変調方式通知信号、ストリーム＃Ａ符号化率通知信号、ストリーム＃Ｂ符号化率通知信号が挿入され、ストリーム＃Ｂにはヌル信号が挿入される。

時間８以降は、フレーム構成部１０６、１０７は、各ストリームに変調信号をストリーム長分、挿入していく。また、フレーム構成部１０６、１０７において挿入される変調方式通知信号、符号化率通知信号は、それぞれのストリームに対応したものとなるよう、適応変調制御部１１３によって制御される。

フレーム構成部１０６、１０７で構成されたフレームはベースバンド信号であるので、無線部１０８は、このフレームを通信で用いる周波数帯の連続波形に変換する。すなわち、無線部１０８は、ベースバンド信号をフィルタリングし、アナログ波形に変換したものを通信で用いる周波数帯の信号へとアップコンバートする。

電力制御部１０９、１１０は、無線部１０８の出力の電力を制御する。この出力電力は適応変調制御部１１３によって決定される。また、無線部１０８の出力信号の電力は、各ストリーム間でほぼ等しくなるように制御される。このようにして生成された信号はアンテナ部１１１、１１２から空間多重送信される。

次に、図５の端末５００の構成を説明する。端末５００は、受信した空間多重信号に含まれる各ストリームの信号を、ＭＬＤによって検出する。まず無線部２０３は、受信フレームを、端末で扱う周波数帯の信号へと変換する。次に無線部２０３は、変換後の受信フレームにおいてプリアンブル信号のスライディング相関をとり、相関値がピークとなる時間を同期タイミングとして検出する。無線部２０３は、以上のようにして受信フレームの同期をとる。

チャネル推定部２０８は、受信フレーム中のチャネル推定用パイロット信号を用いて、受信フレームが受けたチャネル変動を推定する。チャネル推定の方法は、式（３）、式（５）に示したとおりで、これによってチャネル推定値を得る。

マッピング選択部５０２は、受信フレームに含まれるストリーム＃Ａ、＃Ｂの変調方式通知信号から、フレームに施された変調方式の情報を得る。マッピング選択部５０２は、変調方式の情報から、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１で用いる候補信号点を決定する。

１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、式（７）に示した２乗ユークリッド距離を、全ての１６ＱＡＭ信号点の組み合わせに対して求める。すなわち、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、式（７）におけるｓ_１、ｓ_２に、全ての１６ＱＡＭ変調方式の候補信号点の組み合わせのものを代入して、２乗ユークリッド距離を求める。

ここで、基地局４００の共通信号点マッピング部４０１、４０２によって、各変調方式のベースバンド信号点は共通化されているので、フレームに施された変調方式に対応する候補信号点から求めた２乗ユークリッド距離が、求めたい２乗ユークリッド距離となる。例えば、受信フレームに施された変調方式が１６ＱＡＭであれば、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、全ての候補信号点の組み合わせを用いて２乗ユークリッド距離を演算し、その中で最小となる２乗ユークリッド距離を生成する候補信号点を信号検出結果とすればよい。

一方、受信フレームに施された変調方式がＱＰＳＫである場合、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、１６ＱＡＭのベースバンド信号点のうち、ＱＰＳＫの信号点に相当するものを選択する。そして、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、この選択した信号点に対する２乗ユークリッド距離を用いて２乗ユークリッド距離を演算し、その中で最小となる２乗ユークリッド距離を生成する候補信号点を信号検出結果とする。

再度図５の説明をする。ストリーム品質測定部２１１は、検出されたストリームの品質を測定し、測定結果を基地局４００にフィードバックする。ここでストリームの品質とは、ストリームの受信状況を表すもので、例えばＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise power Ratio）や、検波後の信号電力などが用いられる。ＭＩＭＯ−ＡＭＣに対応するために、端末５００は、測定したストリームの受信品質情報を基地局４００にフィードバックする。そのために、端末５００は、測定したストリームの受信品質情報を含んだフレームを構成し、それを基地局４００にフィードバックする。

フレーム構成部２１５は、ストリーム品質情報を含んだフレームを構成する。ストリーム品質通知フレームの構成は、図２（ａ）に示したとおりである。ストリーム品質通知フレームには、時間１にプリアンブル信号が挿入される。時間２には、ストリーム品質通知フレーム用のチャネル推定用パイロット信号が挿入される。時間３、時間４には、ストリーム＃Ａ、＃Ｂの品質通知信号（受信品質情報）が挿入される。

ストリーム品質通知フレームは、無線部２０３によって無線信号に変換され、アンテナ部２０１から基地局４００にフィードバックされる。図５に示す端末の構成では、ストリーム品質通知フレームをＭＩＭＯ空間多重せずにフィードバックする場合を例としているが、ＭＩＭＯ空間多重を用いてストリーム品質を基地局にフィードバックしてもよい。但し、その場合はストリーム品質通知フレームをＭＩＭＯ空間多重に対応したものにする必要がある。その際のフレーム構成の一例を、図２（ｂ）に示した。

ＭＩＭＯ空間多重を用いてストリーム品質をフィードバックする場合の、ストリーム品質通知フレームの構成例を、図２（ｂ）を用いて説明する。時間１ではストリーム＃Ａにプリアンブル信号が挿入される。時間２ではストリーム＃Ａにチャネル推定用のパイロット信号が挿入され、時間３ではストリーム＃Ｂにチャネル推定用のパイロット信号が挿入される。時間４において、ストリーム＃Ａ、ストリーム＃Ｂの受信品質を通知する信号が挿入される。

次に、基地局４００における、端末５００の受信品質に対応した適応変調について説明する。

基地局４００は、端末５００からフィードバックされたストリーム品質通知フレームを受信し、これを基に適応変調する。適応変調制御部１１３は、ストリーム品質と、変調方式、符号化率とを対応づけるテーブルを有している。適応変調制御部１１３は、このテーブルを用いて適応変調を制御する。

すなわち、テーブルに記載された変調方式、符号化率は、ストリーム品質に応じて伝送効率を向上させる組み合わせのものにしておく。例えば図９に示すように、受信ストリームのＳＩＮＲに対して、チャネル符号化の符号化率、変調方式、送信電力をあらかじめ伝送効率を向上させる組み合わせにしておけばよい。

適応変調制御部１１３は、受信したストリーム品質信号に対応する符号化率、変調方式を用いて、チャネル符号化及びマッピングを行うよう符号化部１０２、１０３、共通信号点マッピング部４０１、４０２を制御する。また、適応変調制御部１１３は、フレーム構成部１０６、１０７に対して、ストリーム＃Ａ、＃Ｂの変調方式通知信号、符号化率通知信号を、送信するフレームに対応したものにするよう制御する。

基地局４００は、以上のようにして構成したフレームを無線信号に変換し、送信する。以下、同様に、端末５００は、基地局４００が送信したフレームを受信し、上述したのと同様の受信操作を行う。

なお、基地局の構成としては、図４の構成に限らず、例えば図７に示す構成としてもよい。図７に示す基地局６００の構成を採った場合も、図４の構成と同様に各変調方式のベースバンド信号点配置を共通化することができる。

ここで、図７に示した基地局６００は、図３４で示した基地局３００と似た構成をしている。但し、本実施の形態の基地局６００が、図３４の基地局３００に対して、明確に異なるのは、マッピングする元信号点に乗算される係数である。基地局３００では、元信号点を正規化するために、正規化係数を元信号点に乗算していた。

これに対して、本実施の形態の基地局６００は、共通化係数乗算部６０１、６０２において、ベースバンド信号点を共通化するために元信号点に対して共通化係数を乗算する。このとき乗算する係数は、図６（ａ）、図６（ｃ）に示した共通化係数である。図６（ａ）、図６（ｃ）に示す元信号点に対して共通化係数を乗算することで、図６（ｂ）、図６（ｄ）に示すベースバンド信号点配置が得られる。よって、基地局６００を用いた場合にも基地局４００と同様に、各変調方式のベースバンド信号点配置を共通化することができる。

以上が本実施の形態の構成である。

次に、本実施の形態における重要な点について述べる。

本実施の形態において重要なことは、ＭＩＭＯ空間多重伝送を行う際の送信ストリームに施すマッピングの信号点を、変調方式間で共通化させていることである。例えば図６（ｂ）、図６（ｄ）に示したように、ＱＰＳＫ用のマッピング信号点を１６ＱＡＭ用のマッピング信号点と共通化させている。

また、ここで言うマッピングの信号点を共通化させるとは、元信号点を共通化させることではない。元信号点を用いる場合は、図６（ｂ）に示すように、元信号点に共通化係数を乗算した後の、ベースバンド信号点が共通化されるようにマッピングする。その後、本実施の形態の基地局は、共通化したベースバンド信号点を用いてマッピングを施したストリームを送信する。このように共通化したベースバンド信号点を用いてマッピングすることで、端末におけるＭＬＤ演算において、求める必要のある２乗ユークリッド距離を共通化できる。

以下、基地局においてベースバンド信号点を共通化した場合の、端末におけるＭＬＤ演算の詳細について説明する。

端末５００は、ベースバンド信号点を共通化したマッピングが施されたストリームを受信する。端末５００における１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１の構成を、図８に示す。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１においてＭＬＤによる信号検出を行う際には次のようにする。

１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、無線部２０３から受信信号ｙ_１、ｙ_２を入力する。また、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部５０１は、チャネル推定部２０８によって得られたチャネル推定値ｈ_１１、ｈ_１２、ｈ_２１、ｈ_２２を用いて、受信信号のレプリカを生成する。ここで生成する受信信号のレプリカは、１６ＱＡＭ変調のマッピングを用いたもののみである。

具体的に説明する。チャネル推定値ｈ_１１には、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１６において、１６ＱＡＭ変調に用いられるマッピングの信号点が乗算される。１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１６からの出力は、式（７）のｈ_１１ ｓ_ａである。但し、１６ＱＡＭ変調の候補信号点ｓ_ａは１６通りあるので、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１６の出力ｈ_１１ ｓ_ａもまた１６通りある。以降、この１６通りの出力ｈ_１１ ｓ_ａを表すためにｈ_１１ ｓ_ａをｈ_１１ｓ_ｉ （ｉ＝１，２，…，１６）と表記する。ｓ_ｉは１６ＱＡＭ変調方式の１６通りの候補信号点を表す変数である。

同様に、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１８、２２０、２２２は、それぞれチャネル推定値ｈ_１２、ｈ_２１、ｈ_２２に１６通りの１６ＱＡＭ候補信号点を乗算する。１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２２０の出力はｈ_２１ ｓ_ｉであり、１６ＱＡＭ候補信号点乗算部２１８、２２２の出力はそれぞれｈ_１２ ｓ_ｊ、ｈ_２２ｓ_ｊ （ｊ＝１，２，…，１６）である。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ生成部２２９、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ生成部２３０は、それぞれ、ｈ_１１ ｓ_ｉ、ｈ_１２ｓ_ｊ、ｈ_２１ ｓ_ｉ、ｈ_２２ｓ_ｊを用いて受信信号のレプリカを生成する。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ生成部２２９は式（８）に示す受信信号レプリカを生成し、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ生成部２３０は式（９）に示す受信信号レプリカを生成する。

１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３４は、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_１レプリカ生成部２２９、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ｙ_２レプリカ生成部２３０の出力と受信信号ｙ_１、ｙ_２から２乗ユークリッド距離を演算する。求める２乗ユークリッド距離は、式（１０）に示す通りである。

１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部５０３は、受信信号の検出を行う。ここでの信号検出は以下のように行う。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部５０３は、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３４から２乗ユークリッド距離を入力する。１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部５０３は、入力した２乗ユークリッド距離が最小となるものを生成する候補信号点の組み合わせを検出結果として出力する。但し、候補信号点の組み合わせとは、ｓ_ｉ、ｓ_ｊの組み合わせを表しており、１６ＱＡＭ変調方式と１６ＱＡＭ変調方式の組み合わせの場合、候補信号点の組み合わせは２５６（＝１６×１６）通り存在する。

ここで、用いる２乗ユークリッド距離は、マッピング選択信号によって制御されている。例えば基地局において施されている変調方式の組み合わせが１６ＱＡＭ変調方式と１６ＱＡＭ変調方式であるとき、２乗ユークリッド距離として、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３４で求めた全ての２乗ユークリッド距離を用いればよい。

一方、基地局において施されている変調方式の組み合わせにＱＰＳＫが含まれている場合は、用いる２乗ユークリッド距離を間引く。例えば図６（ｂ）に示したベースバンド信号点を用いてマッピングされている場合を考える。図６（ｂ）に示した４つのＱＰＳＫのベースバンド信号点［００］，［０１］，［１０］，［１１］をそれぞれｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４とすると、１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部５０３は、それ以外の１２点を用いて演算した２乗ユークリッド距離を間引いて信号検出を行う。

ＱＰＳＫの候補信号点から生成された２乗ユークリッド距離は、１６ＱＡＭ変調に対応する候補信号点のうち、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４から求めた２乗ユークリッド距離に等しい。よって１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ２乗ユークリッド距離演算部２３４で求めた２乗ユークリッド距離のうち、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４から求めた２乗ユークリッド距離に対応するものを、ＱＰＳＫ変調の候補信号点から求めた２乗ユークリッド距離とすればよい。

１６ＱＡＭのベースバンド信号点とＱＰＳＫのベースバンド信号点は共通化されているので、ＱＰＳＫのベースバンド信号点に対応する２乗ユークリッド距離は、１６ＱＡＭのベースバンド信号点を用いて演算したものを用いることができる。よって、基地局において施されている変調方式の組み合わせにＱＰＳＫが含まれている場合は、１６ＱＡＭベースバンド信号点のうち、ＱＰＳＫのベースバンド信号点と共通化されていない信号点を用いて演算した２乗ユークリッド距離を間引く。

別の言い方をすると、ストリームに施された変調方式がＱＰＳＫである場合、ｓ_１、ｓ_２、ｓ_３、ｓ_４を用いて演算した２乗ユークリッド距離を用いてＭＬＤ演算すればよい。例えばストリーム＃Ａに施された変調方式がＱＰＳＫで、ストリーム＃Ｂに施された変調方式が１６ＱＡＭである場合、以下の２乗ユークリッド距離を求めればよい。

式（１１）におけるｉはストリーム＃Ａに対応しており、ｊはストリーム＃Ｂに対応している。このように、１６ＱＡＭ変調方式の信号点のうち、ＱＰＳＫ変調方式の信号点になっているものを用いて２乗ユークリッド距離を求めればよい。

１６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部５０３は、間引いた後の２乗ユークリッド距離のうち最小となるものを生成する候補信号点の組み合わせを検出結果として出力する。

以上より、ＭＩＭＯストリームに施される変調方式として、ＱＰＳＫが用いられている場合にも、１６ＱＡＭ変調方式に対応する候補信号点を用いたＭＬＤ演算回路のみで、ＱＰＳＫ変調方式に対応するＭＬＤ演算が実現できる。

このように、本実施の形態においては、基地局において各変調方式のベースバンド信号点を共通化したものを用いてマッピングしたことにより、端末で演算する必要のある２乗ユークリッド距離は１６ＱＡＭ変調方式に対応したもののみでよくなる。

本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。

基地局がＭＩＭＯ空間多重伝送を行う際の送信ストリームに施す変調方式の信号点を共通化させたことにより、変調方式間で信号点を共通化しない場合と比較して、端末におけるＭＬＤの演算量を削減することができる。

すなわち各変調方式の信号点を共通化したことにより、端末においてＭＬＤ演算を行う際に、共通化された信号点に対する２乗ユークリッド距離を共通化することができる。２乗ユークリッド距離を共通化することで、変調方式ごとに２乗ユークリッド距離を求める必要がなくなり、変調方式間で信号点を共通化しない場合と比較して、ＭＬＤの演算規模を削減することができる。

以上説明したように、本実施の形態では、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ方式を用いる通信システムにおいて、各変調方式間でベースバンド信号点の共通化を行った。本実施の形態では、共通化させたベースバンド信号点配置を用いてマッピングを行う。各変調方式間でベースバンド信号点を共通化することで、受信装置においては変調方式の組み合わせに応じてＭＬＤ演算を行う構成を用意する必要がない。本実施の形態の構成では、ＭＬＤ演算を行う構成は最大変調多値数の変調方式の組み合わせのみでよい。そのため、本実施の形態の構成を採ることにより、受信装置におけるＭＬＤ演算部の回路規模を削減することができる。

なお、本実施の形態では符号語と信号点の対応関係として、図６（ｂ）、図６（ｄ）に示すものを用いる場合を一例として挙げたが、符号語と信号点の対応関係はこれに限定されるものではなく、要は、各変調方式間でベースバンド信号点が共通化されていればよい。

また、本実施の形態ではＭＩＭＯ空間多重数が２の場合を一例として挙げているが、ＭＩＭＯ空間多重数は２に限られるものではない。

（実施の形態３）
実施の形態２は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ方式を用いる通信システムにおけるＭＬＤ演算装置を簡易な構成で提供するものであった。実施の形態２は、各ストリームに施す変調方式のベースバンド信号点配置を共通化することで、受信装置で行うＭＬＤ演算の構成を共通化した。

本実施の形態は、送信フレームの送信電力を制御する通信システムに関するものである。送信フレームの送信電力を制御する通信システムにおいて、ベースバンド信号点の共通化を行う場合には、受信装置におけるＭＬＤ演算の共通化を図りつつ、通信システムに悪影響を与えないように、信号点の共通化を行う必要がある。

図６に示したベースバンド信号点を用いて変調した信号の平均電力を、図１０に示す。図１０（ａ）は、図６（ｂ）、（ｄ）の信号点を用いた場合のストリーム＃Ａの変調信号に含まれるパイロット信号及び１６ＱＡＭ変調信号の平均送信電力を表している。ここでのパイロット信号と１６ＱＡＭ変調信号とは、共通化係数に変化がないため、平均送信電力は一致しているために、特に問題はない。

しかし、図６（ｂ）に示したＱＰＳＫの信号点を用いた場合には、共通化係数が正規化係数より大きいため、ストリーム＃Ｂの変調信号の平均電力は、図１０（ｂ）に示すようにパイロット信号の９／５倍となる。そこで、ＱＰＳＫ変調信号の送信電力を、ストリーム＃Ａの１６ＱＡＭ変調信号と同レベルまで抑圧すると、図１０（ｃ）に示すように、同一フレームのパイロット信号の送信電力も５／９倍に抑圧されてしまう。ここで、パイロット信号の送信電力が小さいと、受信装置において十分な精度のチャネル推定値が得られないために、受信特性が劣化する。

一方、図６（ｄ）に示したＱＰＳＫの信号点を用いた場合には、共通化係数が正規化係数より小さいため、ストリーム＃Ｂの変調信号の平均電力は、図１０（ｄ）に示すようにパイロット信号の１／５倍である。このとき、ＱＰＳＫ変調信号のＣＮＲ（Carrier to Noise power Ratio）が低くなってしまうことを避けるために、ＱＰＳＫ変調信号の送信電力をストリーム＃Ａの１６ＱＡＭ変調信号と同一レベルにすると、図１０（ｅ）に示すようにパイロット信号の送信電力が５になり、送信装置で必要になる電力制御装置の増幅レベルのダイナミックレンジが大きくなってしまう。例えば図１１に示すように、パイロット信号を歪みなく増幅する特性を有する増幅装置は、増幅レベルのダイナミックレンジを広くとる必要がある。よって送信装置における増幅装置が高価になってしまう。

以上のことから、ＭＩＭＯ−ＡＭＣ方式を用いる通信システムにおいて、受信装置におけるＭＬＤ演算構成の共通化を図りつつ、通信システムに悪影響を与えないような、信号点の共通化が望まれる。

本実施の形態は係る点に鑑みてなされたものであり、信号点の共通化を行う際に各変調方式間の平均送信電力が、同じもしくは同程度の大きさとなるようにする。これにより、変調信号のＣＮＲの劣化及びパイロット信号の受信特性の劣化なく、増幅レベルのダイナミックレンジが小さい電力制御装置を用いて送信フレームの電力制御が行える。

以下、本実施の形態について図を用いて説明する。

図４との対応部分に同一符号を付して示す図１２に、本実施の形態の基地局の構成を示す。基地局７００は、共通信号点マッピング部７０１、７０２の構成が、図４で説明した基地局４００と異なる。以下、共通信号点マッピング部７０１、７０２におけるベースバンド信号のマッピングについて説明する。

図１３、図１４及び図１５に、共通信号点マッピング部７０１、７０２によるマッピングを示す。図１３はＢＰＳＫ変調方式のベースバンド信号のマッピングを示し、図１４はＱＰＳＫ変調方式のベースバンド信号のマッピングを示し、図１５は１６ＱＡＭ変調方式のベースバンド信号のマッピングを示す。

図１５に示す１６ＱＡＭ変調方式のベースバンド信号点を用いてマッピングした場合、ベースバンドレベルでの平均電力は１となっている。この１６ＱＡＭ変調方式のベースバンドレベルでの平均電力と同一となるように、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ変調方式のベースバンド信号点を、１６ＱＡＭの信号点と共通化したものが、図１３（ａ）〜（ｄ）及び図１４（ａ）、（ｂ）に示すものである。これらベースバンド信号のベースバンドレベルでの平均電力は、全て１となっている。

共通信号点マッピング部７０１、７０２は、これらベースバンド信号点を用いてマッピングする。また、図１３〜図１５では、基地局６００（図７）のように、元信号点に共通化係数を乗算することで、ベースバンド信号を生成する構成に対応するものも表記している。例えば図１３（ａ）に示すＢＰＳＫのベースバンド信号を得るには、図１３（ａ）に示す元信号点に対して共通化係数として１／√１０を乗算すればよい。このように元信号点に対して共通化係数を乗算することでベースバンド信号を生成する構成においても、本実施の形態のマッピングを適用できる。

本実施の形態における重要な点は以下の通りである。

端末におけるＭＬＤの演算規模を削減するために、基地局において各変調方式間のベースバンド信号点を共通化する際に、各変調方式の平均送信電力及びパイロット信号の送信電力が同じになるようにしている点である。

例えば図１６に示すように、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのベースバンド信号点を共通化する。このとき、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭのベースバンドレベルでの平均送信電力は１である。またパイロット信号のベースバンドレベルでの送信電力も１である。

このように信号点を共通化すれば、端末では、ストリーム＃Ａ、＃Ｂに１６ＱＡＭ変調方式を用いた場合の２乗ユークリッド距離を求める構成のみがあればよい。例えばストリーム＃ＡにＢＰＳＫ変調方式を用い、ストリーム＃ＢにＱＰＳＫ変調方式を用いた場合、端末でＭＬＤ演算に使用する２乗ユークリッド距離は、次式のものを用いればよい。

但し、ここでのｉ，ｊは、図１６に示す信号点ｓ_ｉ，ｓ_ｊのｉ，ｊに対応している。

本実施の形態によれば、以下の効果を得ることができる。

基地局において各変調方式間のベースバンド信号点を共通化しているので、実施の形態２と同様、端末においてＭＬＤによる空間多重信号の検出を行う際に、求める必要のある２乗ユークリッド距離を共通化でき、ＭＬＤの演算規模を削減することができる。その際のＭＬＤ演算の詳細は、実施の形態２と同様である。

また、各変調方式間の平均送信電力及びパイロット信号の送信電力が同じになるようベースバンド信号点を共通化しているので、送信フレームの電力を制御した場合のパイロット信号と変調信号との送信電力に差が生じない。これにより、変調信号のＣＮＲの劣化及びパイロット信号の受信特性の劣化がなく、増幅レベルのダイナミックレンジが小さい電力制御装置を用いて送信フレームの電力制御が行える。

（実施の形態４）
実施の形態２、３は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、基地局が各変調方式間のベースバンド信号点を共通化することで、端末における、ＭＬＤによる空間多重信号の検出を行う構成を簡易にするものであった。

本実施の形態は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて、基地局が各変調方式のパイロット信号のマッピングを変更することで、端末における、ＭＬＤによる空間多重信号の検出を行う構成を簡易にするものである。

以下、図を用いて本実施の形態について詳細に説明する。

図４との対応部分に同一符号を付して示す図１７に、本実施の形態に係る基地局の構成を示す。

基地局８００には情報符号が入力される。直並列変換部１０１は、入力された情報符号を直列から並列に並べ替える処理を行う。直並列変換部１０１は、例えばある時間に入力された情報符号は符号化部１０２に出力し、次の時間に入力された情報符号は符号化部１０３に出力する。直並列変換部１０１は、このようにして情報符号を直列から並列に並べ替える。

各符号化部１０２、１０３は、入力された情報符号をチャネル符号化する。チャネル符号化にはブロック符号、畳み込み符号などを用いればよい。また符号化部１０２、１０３は、複数の符号化率のチャネル符号化を行うことができ、どの符号化率でチャネル符号化するかは、適応変調制御部８０５によって制御される。

チャネル符号化後の符号語は、マッピング部１０４、１０５においてマッピングされる。ここで施されるマッピングは、符号化後の符号を、選択された変調方式のベースバンド信号点にマッピングする処理である。また、マッピング部１０４、１０５は、複数の変調方式のマッピングパターンを有しており、適応変調制御部８０５によってどの変調方式を選択するかが制御される。

マッピング部１０４、１０５において施されるベースバンド信号点へのマッピングは、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０に示すうち、“基地局送信ベースバンド信号点”の欄に示されるものである。図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０には、各変調方式のベースバンド信号点と、それに対応するパイロット信号点とが示されている。図１８Ａ及び図１８Ｂの（ａ）〜（ｈ）はＢＰＳＫ変調、図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）はＱＰＳＫ変調、図２０は１６ＱＡＭ変調のベースバンド信号点と、それに対応するパイロット信号点とを表している。但し、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０のベースバンド信号点は、複数の例を示している。実際には、マッピング部１０４、１０５において施される各変調方式のマッピングは、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０に示すマッピングのうちのいずれかに決定されている。

例えば、ＢＰＳＫ変調のマッピングは、図１８Ａ及び図１８Ｂの（ａ）〜（ｈ）のいずれか一つに決定される。同様に、ＱＰＳＫ変調のマッピングは、図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）のいずれか一つに決定される。マッピング部１０４、１０５は、上記、各変調方式ごとに一つに決定されたマッピングパターンを用いて、ベースバンド信号点へのマッピングを行う。

パイロット信号生成部８０３、８０４は、変調方式に対応したパイロット信号を生成する。どの変調方式に対応したパイロット信号を生成するかは、適応変調制御部８０５によって制御される。パイロット信号生成部８０３、８０４で生成されるパイロット信号は、マッピング部１０４、１０５において施された変調方式に対応するものである。

ここで、パイロット信号生成部８０３、８０４において生成するパイロット信号は、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０に示すとおりである。図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０には、各変調方式のベースバンド信号点の他に、各変調方式に対応したパイロット信号点が示されている。

図１８Ａ及び図１８Ｂの（ａ）〜（ｈ）には、ＢＰＳＫ変調に対応するパイロット信号点が示されている。図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）には、ＱＰＳＫ変調に対応するパイロット信号点が示されている。図２０には、１６ＱＡＭ変調に対応するパイロット信号点が示されている。但し、図１９Ａ、図１９Ｂにおけるφは、φ＝Ｔａｎ^−１３−π／４［ｒａｄ］である。

また、パイロット信号生成部８０３、８０４でも、マッピング部１０４、１０５と同様、各変調方式に対応するパイロット信号は、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０に示すもののうち、いずれかに決定されている。

例えば、ＢＰＳＫ変調に対応するパイロット信号は、図１８Ａ及び図１８Ｂの（ａ）〜（ｈ）のうちのいずれかに決定されている。同様に、ＱＰＳＫ変調のマッピングは、図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）のいずれかに決定されている。パイロット信号生成部８０３、８０４では、上記、各変調方式ごとに一つに決定されたパイロット信号が生成される。

フレーム構成部８０１、８０２は、図３３に示したようなフレームを構成する。まず時間１においてストリーム＃Ａのフレームにプリアンブル信号が挿入され、ストリーム＃Ｂにはヌル信号が挿入される。時間２ではストリーム＃Ａにはチャネル推定用のパイロット信号が挿入され、ストリーム＃Ｂにはヌル信号が挿入される。ここで挿入されるチャネル推定用のパイロット信号は、パイロット信号生成部８０３で生成されたパイロット信号である。

時間３ではストリーム＃Ａにはヌル信号が挿入され、ストリーム＃Ｂにはチャネル推定用パイロット信号が挿入される。ここで挿入されるチャネル推定用のパイロット信号は、パイロット信号生成部８０４で生成されたパイロット信号である。時間４ではストリーム＃Ａに施されている変調方式を受信装置に通知する信号が挿入される。時間５ではストリーム＃Ｂに施されている変調方式を受信装置に通知する信号が挿入される。

時間６ではストリーム＃Ａに施されているチャネル符号化の符号化率を通知するための信号が挿入される。時間７ではストリーム＃Ｂに施されているチャネル符号化の符号化率を通知するための信号が挿入される。時間８以降ではストリーム＃Ａ、＃Ｂで送信する変調信号が挿入される。ここで、ストリーム＃Ａ、＃Ｂに施された変調方式、チャネル符号化の符号化率の情報は適応変調制御部８０５から得る。フレーム構成部８０１、８０２は以上のようにして送信フレームを構成する。

無線部１０８は、フレーム構成部１０６、１０７で構成されたフレームを、通信システムで用いる無線周波数帯の無線信号に変換する。電力制御部１０９、１１０は、無線部１０８で生成された無線信号を、送信電力に相当する電力を持つ無線信号に変換する。ここでの電力の変換は、適応変調制御部８０５によって制御されており、ストリーム＃Ａと＃Ｂの送信電力は同じになるように制御されている。

ここで、符号化部１０２、１０３、マッピング部１０４、１０５、フレーム構成部８０１、８０２、パイロット信号生成部８０３、８０４、電力制御部１０９、１１０は、適応変調制御部８０５によって制御される。制御は以下の通りである。まず適応変調制御部８０５には、受信装置からフィードバックされるストリーム品質通知フレームが入力される。ここでストリーム品質通知フレームには、受信装置における受信ストリームの品質を表すパラメータが含まれている。受信ストリームの品質としては、例えば各ストリームのＳＩＮＲ（Signal to Interference and Noise power Ratio）や受信電力などが使用される。

適応変調制御部８０５は、このストリーム品質通知フレームにより、受信装置での受信ストリームの品質情報を得る。適応変調制御部８０５は、ストリーム品質と、変調方式、符号化率、送信電力とが対応づけられたテーブルを有している。適応変調制御部８０５は、このテーブルを用いて適応変調を制御する。すなわち、テーブルに記載された変調方式、符号化率、送信電力は、ストリーム品質に応じて伝送効率を向上させる組み合わせのものにしておく。

テーブルの一例は、図９に示したものである。適応変調制御部８０５は、図９に示すテーブルから、受信したストリーム品質信号に対応する符号化率、変調方式、送信電力を決定し、符号化部１０２、１０３、マッピング部１０４、１０５、電力制御部１０９、１１０を決定したものに対応させて制御する。

また、適応変調制御部８０５は、パイロット信号生成部８０３、８０４を、ストリーム＃Ａ、＃Ｂの変調方式に対応したパイロット信号を生成するよう制御する。また適応変調制御部８０５は、フレーム構成部８０１、８０２に対して、パイロット信号生成部８０３、８０４によって生成されたパイロット信号をフレームに用いるよう制御する。同時に、適応変調制御部８０５は、フレーム構成部８０１、８０２に対して、ストリーム＃Ａ、＃Ｂの変調方式通知信号、符号化率通知信号を、送信するフレームに対応したものにするよう制御する。

アンテナ部１１１、１１２は、電力制御部１０９、１１０から出力された送信信号を空間多重送信する。

本実施の形態における重要な点は以下の通りである。

端末でのＭＬＤによる空間多重信号の検出を簡素化するために、本実施の形態のように、基地局が、変調方式ごとにパイロット信号の信号点配置を異なるものにすることが重要となる。その際の変調方式ごとのパイロット信号の信号点配置は、図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０の“基地局送信ベースバンド信号点”の欄の△に示すとおりである。

パイロット信号をこのような信号点配置で送信した場合の、端末における受信操作について説明する。端末は、基地局が送信したパイロット信号を受信すると、受信したパイロット信号を基準にして、以降の信号を受信していく。端末は、受信したパイロット信号を基準点とする場合、全ての変調方式において基準点が同一となるようにする。本実施の形態では、端末における基準点を（１，０）とする場合を例として説明する。

例えば、図１８Ａ（ａ）の“基地局送信ベースバンド信号点”の欄に示すように、パイロット信号を（３／√１０，−１／√１０）とし、ＢＰＳＫ変調方式のベースバンド信号点を（１，０）、（−１，０）としたときに、端末において、パイロット信号点、ＢＰＳＫ変調信号点がどのように見えるかを説明する。端末では、図１８Ａ（ａ）の“端末受信ベースバンド信号点”の欄に示すように、受信したパイロット信号を（１，０）の基準点に設定する。このとき、端末側では、基準点に対するＢＰＳＫ変調信号の相対的な位置は、図１８Ａ（ａ）の“端末受信ベースバンド信号点”の欄に示すように（３／√１０，１／√１０）、（−３／√１０，１／√１０）の信号点となる。

同様に、図２０の“基地局送信ベースバンド信号点”の欄に示すように、基地局が１６ＱＡＭ変調方式に対応するパイロット信号、１６ＱＡＭ変調信号を送信した場合、端末において、パイロット信号点、１６ＱＡＭ変調信号点がどのように見えるかを説明する。基地局は、パイロット信号を（１，０）として送信しており、端末において受信したパイロット信号を基準点（１，０）にした場合、それに対応する１６ＱＡＭ変調信号の基準点からの相対的な信号点配置は、図２０の“端末受信ベースバンド信号点”の欄に示すようになる。

ここで、端末におけるＢＰＳＫ変調方式の信号点配置は、１６ＱＡＭ変調方式の信号点配置と共通化されている。このとき、端末でのＭＬＤ演算において、ＢＰＳＫ変調方式の候補信号点に対する２乗ユークリッド距離は、１６ＱＡＭ変調方式の候補信号点に対する２乗ユークリッド距離に共通化できる。ＢＰＳＫ変調方式に対する２乗ユークリッド距離は、図１８Ａ（ａ）の“端末受信ベースバンド信号点”に示す候補信号点に対するものを用いればよい。これにより、ＭＬＤ演算の構成が簡易になる。この効果は、実施の形態２及び３と同様である。

その他、図１８Ａ及び図１８Ｂの（ｂ）〜（ｈ）、図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）に示す信号点のパイロット信号、ＢＰＳＫ変調信号、ＱＰＳＫ変調信号を用いて送信した場合も同様である。このような信号点を用いて送信した場合に、端末において各変調方式の信号点がどのように見えるかというと、図１８Ａ及び図１８Ｂの（ｂ）〜（ｈ）、図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）において対応する“端末受信ベースバンド信号点”の欄に示すように見えることになる。

このときの端末におけるＢＰＳＫ変調方式の受信ベースバンド信号点、及びＱＰＳＫ変調方式の受信ベースバンド信号点は、１６ＱＡＭ変調方式の受信ベースバンド信号点に共通化されている。よって、端末でのＭＬＤ演算において、ＢＰＳＫ変調方式の候補信号点、ＱＰＳＫ変調方式の候補信号点それぞれに対する２乗ユークリッド距離は、１６ＱＡＭ変調方式の候補信号点に対する２乗ユークリッド距離に共通化できる。

ＢＰＳＫ変調方式、ＱＰＳＫ変調方式に対する２乗ユークリッド距離は、図１８Ａ及び図１８Ｂの（ｂ）〜（ｈ）、図１９Ａ及び図１９Ｂの（ａ）〜（ｈ）の“端末受信ベースバンド信号点”に示す候補信号点に対するものを用いればよい。これにより、ＭＬＤ演算の構成が簡易になる。この効果は、実施の形態２及び３と同様である。

図１８Ａ、図１８Ｂ、図１９Ａ、図１９Ｂ、図２０において、基地局が、ＢＰＳＫ変調方式に対するパイロット信号及びＢＰＳＫ変調信号を図１８Ａ（ａ）のように送信し、ＱＰＳＫ変調方式に対するパイロット信号及びＱＰＳＫ変調信号を図１９Ａ（ａ）のように送信し、１６ＱＡＭ変調方式に対するパイロット信号及び１６ＱＡＭ変調信号を図２０のように送信した場合、端末における各変調信号の信号点は、図１６に示したように受信される。よって各変調方式の信号点が共通化されているので、実施の形態２、３と同様にＭＬＤ演算を簡易化できる。

以上のように、基地局において送信するパイロット信号と変調信号との相対的な位置関係が重要である。端末においては、パイロット信号を基準点とするため、基地局においては、パイロット信号に対する変調信号の相対的な位置が、各変調方式間で共通化されていればよい。このようにすれば、端末では各変調方式の信号点が共通化されて受信されるために、端末におけるＭＬＤ演算を簡易化できる。

（実施の形態５）
本実施の形態は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムにおいて用いる変調方式がＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ変調方式以外に、８ＰＳＫ、６４ＱＡＭなどのより多値数の高い変調方式が用いられる場合に関する。本実施の形態では、端末において大きくなるＭＬＤ演算の構成を簡易化することを目的とする。

本実施の形態では、実施の形態３と同様に、各変調方式間の信号点の共通化を行うことで、端末におけるＭＬＤ演算を簡易化する。その際に、各変調方式間で共通化した信号点を用いた場合に、平均送信電力がパイロット信号の送信電力と同じもしくは同程度の大きさとなるようにする。これにより、受信側での変調信号のＣＮＲの劣化及びパイロット信号の受信特性の劣化をなくすることができ、かつ、増幅レベルのダイナミックレンジが小さい電力制御装置を用いて送信フレームの電力制御を行うことができる。

本実施の形態における基地局の構成は、実施の形態３と同様である。よって本実施の形態における基地局の構成は、図１２に示した基地局７００を用いて説明する。但し、ここで実施の形態３と比較して明確に異なるのは、各変調方式間の信号点配置である。本実施の形態においては、各変調方式の平均送信電力がパイロット信号の送信電力と同程度になるよう、各変調方式間の信号点の一部を共通化する。本実施の形態で採用する変調方式の信号点配置の例を、図２１に示す。

ＱＡＭ変調方式の信号点の共通化は次のように行う。まず１６ＱＡＭ変調方式と６４ＱＡＭ変調方式の場合を例にとって説明する。図２１に示すように、１６ＱＡＭ変調方式と６４ＱＡＭ変調方式の信号点の共通化は、（７／√４２，７／√４２）、（７／√４２，−７／√４２）、（−７／√４２，７／√４２）、（−７／√４２，−７／√４２）の４点において、それぞれの変調方式の最大振幅点を共通化させる。この最大振幅の信号点を基準にして、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭの信号点配置を決定する。このようにＱＡＭ変調方式の組み合わせにおいて、信号点を共通化させる場合には、ＱＡＭ変調方式の最大振幅点４つを共通化させる。

ＰＳＫ変調方式の信号点の共通化は、次のように行う。まずＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの変調方式の場合を例にとって説明する。図２１に示すように、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの変調方式の信号点を共通化させる。ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの信号点間の位相角は全てπ／８の逓倍となっているので、これらは全て共通化できる。

例えば、端末側（送信側）が、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫの変調方式のうち、いずれかの変調方式を用いて送信する場合、基地局側（受信側）は、８ＰＳＫの変調方式のみについて、ＭＬＤ演算を行えばよいことになる。

なお、端末（送信側）が、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫの変調方式を用いて送信し、基地局（受信側）に、８ＰＳＫの変調方式についてのＭＬＤ演算部が含まれない場合でも、ＢＰＳＫ変調方式の信号点を、ＱＰＳＫ変調方式の信号点で、送信することで、基地局は、ＱＰＳＫ変調方式のＭＬＤ演算のみを行えばよいことになる。

なお、変調方式の位相角がπ／８でない状況で、ＰＳＫ変調方式の組み合わせにおいて信号点を共通化させる場合であっても、最低でも１点の信号点を共通化させることができるため、ＭＬＤ演算量の削減を行うことができる。

また、ＱＡＭ変調方式とＰＳＫ変調方式の組み合わせの信号点の共通化は、以下のように行う。まずＱＰＳＫ変調方式と６４ＱＡＭ変調方式を例にとって説明する。図２１に示すように、ＱＰＳＫ変調方式と６４ＱＡＭ変調方式の信号点を（５／√４２，５／√４２）、（５／√４２，−５／√４２）、（−５／√４２，５／√４２）、（−５／√４２，−５／√４２）の４点において共通化させる。これにより、ＱＡＭ変調方式とＰＳＫ変調方式の信号点の共通化を行う場合、最低でも１点を共通化させることができる。

本実施の形態のように複数点を共通化させることができる場合もある。

以上のように、各変調方式間の信号点を共通化させた場合の一例が図２１である。但し、信号点の共通化を行うにあたり、各変調方式の平均送信電力がパイロット信号の送信電力と同程度になるようにする必要がある。本実施の形態のように信号点を共通化した場合、各変調方式の平均送信電力は、表２に示すとおりである。

また、図２１に示した信号点配置を用いて送信を行う場合、候補信号点は８０点となるので、２ストリーム伝送の場合には、８０×８０（＝６４００）の候補信号点を扱うＭＬＤ演算を行う構成さえあればよい。このＭＬＤ演算を行う構成を、図２２に示す。

図２２において、候補信号点乗算部９０１、９０２、９０３、９０４は、チャネル推定値と候補信号点とを乗算する。本実施の形態では、８０点の候補信号点に対してチャネル推定値との乗算を行う。これら候補信号点乗算部９０１、９０２、９０３、９０４での演算は、式（８）におけるｈ_１１ ｓ_ｉ、ｈ_１２ｓ_ｊ、ｈ_２１ ｓ_ｉ、ｈ_２２ｓ_ｊ （ｉ，ｊ＝１，２，…，８０）の演算に相当する。ｓ_ｉ、ｓ_ｊは８０点の候補信号点の値を取りうる。

ｙ_１レプリカ生成部９０５、ｙ_２レプリカ生成部９０６は、候補信号点乗算部９０１、９０２、９０３、９０４からの出力を用いてレプリカ信号を生成する。ｙ_１レプリカ生成部９０５での演算は式（８）に、ｙ_２レプリカ生成部９０６での演算は式（９）に相当する。

２乗ユークリッド距離演算部９０７は、レプリカ生成部９０５、９０６からの出力を用いて、式（１０）に相当する２乗ユークリッド距離を求める。

信号検出部９０８は、マッピング選択信号から、各ストリームに施された変調方式の情報を得る。信号検出部９０８は、２乗ユークリッド距離演算部９０７において求められた２乗ユークリッド距離のうち、各ストリームに施された変調方式に対応した候補信号点を用いたものを選択する。信号検出部９０８は、各ストリームに施された変調方式に対応する２乗ユークリッド距離のうち、最小となる２乗ユークリッド距離を生成する候補信号点の組み合わせを選択する。

本実施の形態におけるＭＬＤ演算は以上のように行う。ここで、ＭＬＤ演算において求める必要のある２乗ユークリッド距離の数を表３に示す。

表３は、送信ストリーム＃Ａ、＃Ｂに施す変調方式の組み合わせに対して、実施の形態１の方式と本実施の形態の方式での２乗ユークリッド距離の数を表している。但し、実施の形態１の方式とは、図３の構成に準じたものである。また本実施の形態の方式とは、図２２の構成に準じたものである。

表３より、実施の形態１（変調方式間で信号点の共通化を行わない方式）では、ストリームに施す変調方式の組み合わせに応じて、求める２乗ユークリッド距離の総数は６６３６となる。一方、本実施の形態の方式を用いた場合、求める２乗ユークリッド距離の総数は６４００となり、従来方式と比較して、求める必要のある２乗ユークリッド距離の数を削減することができる。

（実施の形態６）
本実施の形態は、端末が推定した無線伝搬路（以降、チャネルと呼ぶことがある）の情報を、端末が基地局へとフィードバックする無線通信システムにおいて、フィードバックする情報量を削減する技術に関する。なお、フィードバックしたチャネル情報は、基地局において、適応変調制御やプリコーディング（Precoding）のために用いられる。

以下、本実施の形態に係る基地局、端末の構成を、図を用いて説明する。

図２３に、本実施の形態に係る端末１０００の構成を示す。図２３に示す構成において、図５と同様の構成については同一の名称、番号を付し、説明を省略する。

端末１０００は、実施の形態１と同様、基地局から送信された信号を受信する。端末１０００は、アンテナ２０１、２０２で受信した信号を無線部２０３に入力する。無線部２０３は、入力された受信信号を、端末１０００における信号処理で扱う周波数帯へとダウンコンバートして出力する。チャネル推定部２０８には無線部２０３から出力されたダウンコンバート後の信号が入力される。

ここで、基地局が図３３に示すように、チャネル推定用のパイロット信号を含むフレームを送信しているとする。この場合、チャネル推定部２０８は、無線部２０３から入力されたダウンコンバート後の信号に含まれる、チャネル推定用パイロット信号を用いてチャネル推定を行う。受信信号をｙ、チャネルを表す行列をＨ（チャネル行列）、送信信号をｘ、端末５００において発生する雑音をｎとし、チャネルにおける遅延波の影響がないとすると、受信信号ｙは、チャネル行列Ｈを固定値として、ｙ＝Ｈｘ＋ｎと表現できる。

例えば、送信信号にＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)を適用し、チャネルにおける遅延波の遅延量がＯＦＤＭ信号のガードインターバル内である場合、チャネルにおける遅延波の影響はないものとしてよい。この場合、ＯＦＤＭ信号のサブキャリア単位で、ｙ＝Ｈｘ＋ｎと表現できる。本実施の形態では、一例として送信信号にＯＦＤＭを適用し、さらにチャネルにおける遅延波の遅延量がＯＦＤＭ信号のガードインターバル内であると想定して説明を行う。

ここで、基地局１１００（図２４）がＮ_Ｔｘ本のアンテナから信号を送信し、端末１０００（図２３）がＮ_Ｒｘ本のアンテナで基地局１１００から送信された信号を受信することを想定する。但し、Ｎ_Ｔｘ≦Ｎ_Ｒｘとする。この場合、受信信号ｙはＮ_Ｒｘ×１のベクトル、チャネル行列ＨはＮ_Ｒｘ×Ｎ_Ｔｘの行列、送信信号ｘはＮ_Ｔｘ×１のベクトル、雑音ｎはＮ_Ｒｘ×１のベクトルとなる。

チャネル推定部２０８は、Ｎ_Ｒｘ×Ｎ_Ｔｘのチャネル行列を推定する。チャネルの推定方法は、例えば実施の形態１と同様の方法でよい。チャネル推定部２０８は、推定したチャネル行列Ｈ_ｅｓｔを出力する。

なお、図２３に示した端末１０００は、図を簡単化するために、受信アンテナ数Ｎ_Ｒｘ＝２の場合を一例として記載しているが、本実施の形態は受信アンテナ数Ｎ_Ｒｘ＝２に限定されるものではなく、受信アンテナ数は２以上であってもよい。また、図２４に示した基地局１１００も、図を簡単化するために、送信アンテナ数Ｎ_Ｔｘ＝２の場合を一例として記載しているが、本実施の形態は送信アンテナ数Ｎ_Ｔｘ＝２に限定されるものではなく、送信アンテナ数は２以上であってもよい。

チャネル推定部２０８において推定されたチャネル推定行列Ｈ_ｅｓｔは、ＱＲ分解部１００１に入力される。ＱＲ分解部１００１は、入力されたチャネル推定行列Ｈ_ｅｓｔをＱＲ分解する。チャネル推定行列Ｈ_ｅｓｔは、ＱＲ分解によりＨ_ｅｓｔ＝Ｑ・Ｒのように分解される。ＱＲ分解により得られるＱ行列は、Ｎ_Ｒｘ×Ｎ_Ｒｘのユニタリ行列で、Ｒ行列はＮ_Ｒｘ×Ｎ_Ｔｘの上三角行列である（非特許文献３参照）。Ｎ_Ｒｘ×Ｎ_Ｔｘのチャネル推定行列Ｈ_ｅｓｔをＱＲ分解した式を式（１３）に示す。

上三角行列とは、式（１３）に示すＲ行列のように、ｋ行ｋ列（ｋ＝１、２、・・・、Ｎ_Ｔｘ）の対角要素より下に位置する要素が０となる行列である。ＱＲ分解により得られるＲ行列の対角要素は実数となり、非対角要素は複素数となる。ＱＲ分解部１００１では、特に対角要素を正の実数にＱＲ分解することが可能で、対角要素が正の実数となるようにＱＲ分解されるものを用いる。ＱＲ分解部１００１は、前記Ｑ行列及びＲ行列を出力する。

Ｒ行列要素振幅比演算部１００２には、ＱＲ分解部１００１からＲ行列が入力される。Ｒ行列要素振幅比演算部１００２は、入力されたＲ行列の構成要素の振幅比を演算し、これを出力する。振幅比は、Ｒ行列中のある特定の要素の振幅を基準として求められる。例えばｒ_１、１を基準とする場合、Ｒ行列のｍ行ｎ列の要素ｒ_ｍ、ｎの振幅比は（｜ｒ_ｍ、ｎ｜／ｒ_１、１）とされる。Ｒ行列要素振幅比演算部１００２は、Ｒ行列中の上三角に存在する要素に対して前記振幅比を求め、求めた振幅比の情報を基地局１１００へとフィードバックする。

Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３にも、ＱＲ分解部１００１からＲ行列が入力される。Ｒ行列における非対角要素は複素数である。よって、Ｒ行列のｍ行ｎ列（但しｍ＜ｎ）の要素ｒ_ｍ、ｎは、ｒ_ｍ、ｎ＝Ｒｅ（ｒ_ｍ、ｎ）＋ｊ・Ｉｍ（ｒ_ｍ、ｎ）と表現できる。但し、Ｒｅ（・）、Ｉｍ（・）はそれぞれ複素数の実数成分、虚数成分を返す関数を表している。Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３は、非対角要素ｒ_ｍ、ｎに対してａｒｇ（ｒ_ｍ、ｎ）＝Ｔａｎ^−１｛Ｉｍ（ｒ_ｍ、ｎ）／Ｒｅ（ｒ_ｍ、ｎ）｝を演算する。但し、ａｒｇ（・）は複素数の位相を返す関数を表している。Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３は、このようにしてＲ行列の非対角要素の位相成分を求め、位相情報を基地局１１００へとフィードバックする。

図２４に本実施の形態に係る基地局の構成を示す。図２４に示す構成において、図４、図１２と同様の構成については、同一の名称、番号を付し、説明を省略する。

基地局１１００は、端末１０００よりフィードバックされた振幅比情報及び位相情報を用いてプリコーディング行列を選択する構成を有する。送信アンテナ数Ｎ_Ｔｘのアンテナから送信する信号ｘは、Ｎ_Ｔｘ×１のベクトルとして表現できることは既に示した。

プリコーディングとは、前記Ｎ_Ｔｘ×１の送信信号ベクトルｘに対して、予め行列の乗算などの処理を施すことを表す。空間多重送信する信号のベクトルに対して、行列の乗算を行うプリコーディングの処理を、式（１４）に示す。

プリコーディング行列Ｗの成分は、複素数である。基地局１１００は、式（１４）におけるプリコーディング行列Ｗの候補として、複数の異なる行列を有している。例えば本実施の形態では、基地局１１００は、異なるプリコーディング行列として、Ｗ_Ａ（パターンＡ）、Ｗ_Ｂ（パターンＢ）を有している。

基地局１１００は、端末１０００からフィードバックされた情報を用いて、プリコーディング行列Ｗ_Ａ、Ｗ_Ｂのうち、端末１０００での受信性能が改善する方のプリコーディング行列を選択する。ここで、基地局１１００におけるプリコーディング行列の選択基準として、一例として端末１０００におけるＭＬＤ演算部５０１で用いられる候補信号点間の２乗ユークリッド距離の最小値を最大化するようプリコーディング行列を選択する、というものを用いると好適である。

このようなプリコーディング行列の選択基準が、好適な理由は次の通りである。受信信号ｙは、ｙ＝Ｈｘ＋ｎと表現できることは先に示した。受信信号ｙは、候補信号点Ｈｘに対して雑音項ｎが加算されている。ここで、候補信号点Ｈｘ_１とＨｘ_２の間の２乗ユークリッド距離が、最小の２乗ユークリッド距離であると想定する。また、送信信号ｘ_１を送信した場合の受信信号をｙ_１＝Ｈｘ_１＋ｎとする。この場合、候補信号点Ｈｘ_２と受信信号点ｙ_１と間の２乗ユークリッド距離‖ｙ_１−Ｈｘ_２‖^２は、他の候補信号点と受信信号点との間の２乗ユークリッド距離と比較して、雑音項ｎによって‖ｙ_１−Ｈｘ_１‖^２よりも小さくなる可能性が最も高い。

ＭＬＤ演算は、受信信号点と候補信号点間との距離が最小となる候補信号点を構成する送信信号を検波結果とする演算である。よって、候補信号点Ｈｘ_１とＨｘ_２の間の２乗ユークリッド距離が最小である場合、送信信号ｘ_１を送信しても、受信側のＭＬＤ演算においてｘ_２と誤る可能性が最も高い。ＭＬＤ演算における誤りの影響を低減するためには、最小候補信号点間距離を増大させることが好ましい。

このような理由から、本実施の形態の基地局１１００は、候補信号点間の２乗ユークリッド距離の最小値を最大化するようプリコーディング行列を選択するようになされている。なお、基地局１１００におけるプリコーディング行列の選択基準として、他の基準を用いてもよいが、基地局１１００は、基地局１１００と端末１０００との間のチャネル状態に適応してプリコーディング行列を選択するので、基地局１１００はプリコーディング行列の選択時に端末１０００からフィードバックされたチャネル情報を用いる。

図２４に戻り、説明を続ける。図２４において、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０及び送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１は、プリコーディングが施された後の信号点を生成する。具体的には、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０は、プリコーディング行列Ｗ_Ａを用いてプリコーディングを行うことで、ｓ_Ａ＝Ｗ_Ａｘの信号点を生成する。同様に、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１は、プリコーディング行列Ｗ_Ｂを用いてプリコーディングを行うことで、ｓ_Ｂ＝Ｗ_Ｂｘの信号点を生成する。

図２４は、基地局１１００の送信アンテナ数Ｎ_Ｔｘが２の場合を一例として示している。この場合、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０及び送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１は、それぞれ生成したプリコーディング後の信号点ｓ_Ａ＝［ｓ_１、Ａ、ｓ_２、Ａ］^Ｔ、ｓ_Ｂ＝［ｓ_１、Ｂ、ｓ_２、Ｂ］^Ｔを出力する。ここで、（ｓ_１、Ａ、ｓ_２、Ａ）には組み合わせが存在する。例えば、ｓ_１、Ａが多値数Ｍで、ｓ_２、Ａが多値数Ｎの変調信号点から構成されていると仮定する。この場合、（ｓ_１、Ａ、ｓ_２、Ａ）にはＭ×Ｎ通りの組み合わせが存在する。よって、候補信号点はＭ×Ｎ通り存在する。（ｓ_１、Ｂ、ｓ_２、Ｂ）も同様にＭ×Ｎ通りの組み合わせが存在する。

端末１０００からフィードバックされた振幅比情報、位相情報は、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３の両方に入力される。また、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２には送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０からの出力ｓ_Ａが入力され、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１３には送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１からの出力ｓ_Ｂが入力される。候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３は、ｓ_Ａ、ｓ_Ｂが送信された場合の、端末１０００におけるＭＬＤ演算部５０１で用いられる候補信号点間の２乗ユークリッド距離を演算する。

ここで、端末１０００におけるＭＬＤ演算部５０１で用いられる候補信号点は次の通りである。プリコーディングを行う場合の送信信号ｓが送信されたときの受信信号ｙは、ｙ＝Ｈｓ＋ｎと表現できる。但し、チャネル推定行列Ｈは、実際のチャネルを正しく推定していると仮定する。

チャネル推定行列をＱＲ分解することで、ｙ＝Ｈｓ＋ｎの変換がなされる。ｙ=ＱＲ・ｓ＋ｎに対して左からＱ^＊が乗算される。即ち、Ｑ^＊ｙ＝Ｑ^＊ＱＲ・ｓ＋Ｑ^＊ｎとなる。但し、（・）^＊は行列の共役転置を表す。ここで、Ｑ行列はユニタリ行列であるので、Ｑ^＊Ｑ＝Ｉとなる。但し、Ｉは単位行列を表す。このような演算を行うことで、ｚ＝Ｑ^＊ｙ、ｖ＝Ｑ^＊ｎとすると、ｚ＝Ｒ・ｓ＋ｖが得られる。

ＭＬＤ演算部５０１は、受信信号にＱ^＊を乗算した結果得られたベクトルｚに対して、Ｅ＝‖ｚ−Ｒｓ‖^２の演算を行う。Ｅ＝‖ｚ−Ｒｓ‖^２は、ベクトルｚと候補信号点Ｒｓとの間の２乗ユークリッド距離を求めるための演算である。このように、ＭＬＤ演算部５０１は、候補信号点としてＲｓを用いるので、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３が候補信号点間距離を演算するためには、基地局１１００において行列Ｒが得られればよい。

端末１０００から基地局１１００へは、Ｒ行列の振幅比及びＲ行列の非対角要素の位相情報がフィードバックされている。基地局１１００において生成するＲ行列をＲ_ｅｓｔとすると、基地局１１００はフィードバックされた情報を用いて、Ｒ_ｅｓｔ行列のｍ行ｎ列要素ｒ_ｍ、ｎ ^{（ｅｓｔ）}を次のようにして生成する。

端末１０００は、Ｒ行列の各要素の振幅比を、ｒ_１、１を基準としてフィードバックしていると想定する。この場合、ｒ_ｍ、ｎに対する振幅比は（｜ｒ_ｍ、ｎ｜／ｒ_１、１）である。ｒ_ｍ、ｎがｍ＝ｎの対角要素である場合、基地局１１００は（｜ｒ_ｍ、ｎ｜／ｒ_１、１）をそのままＲ_ｅｓｔ行列のｍ行ｎ列の要素ｒ_ｍ、ｎ ^{（ｅｓｔ）}＝（｜ｒ_ｍ、ｎ｜／ｒ_１、１）として用いる。一方、ｒ_ｍ、ｎがｍ＜ｎの非対角要素である場合、基地局１１００は端末１０００からフィードバックされた非対角要素の位相成分を用いる。このとき生成するＲ_ｅｓｔ行列のｍ行ｎ列要素ｒ_ｍ、ｎ ^{（ｅｓｔ）}は、ｒ_ｍ、ｎ ^{（ｅｓｔ）}＝（｜ｒ_ｍ、ｎ｜／ｒ_１、１）ａｒｇ（ｒ_ｍ、ｎ）とする。このようにして生成したＲ行列を、式（１５）に示す。

ここで、基地局１１００において生成されるＲ_ｅｓｔ行列は、Ｒ_ｅｓｔ＝（Ｒ／ｒ_１、１）となっている。しかし、基地局１１００においては、候補信号点の配置関係さえわかれば、どのプリコーディング行列を用いれば最小候補信号点間距離を最大化できるかがわかる。よって、Ｒ_ｅｓｔ・ｓにより生成される候補信号点を用いても、候補信号点の配置関係はわかるため、プリコーディング行列の選択には影響はない。

また、送信アンテナ数が２の場合の、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３における具体的な演算を、式（１６）に示す。

但し、ｓ_１（ｍ）はＭ通り存在する送信信号ｓ_１のうちのｍ番目の送信信号を表す（ｍ＝１、２、・・・、Ｍ）。同様に、ｓ_２（ｎ）はＮ通り存在する送信信号ｓ_２のうちのｎ番目の送信信号を表す（ｎ＝１、２、・・・、Ｎ）。また、ａｒｇ（Ｘ）は、Ｘの位相成分を返す関数である。

候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２は、式（１６）における（ｓ_１、ｓ_２）を（ｓ_１、Ａ、ｓ_２、Ａ）に変換して演算する。同様に、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１３は、式（１６）における（ｓ_１、ｓ_２）を（ｓ_１、Ｂ、ｓ_２、Ｂ）に変換して演算する。なお、（ｍ_１、ｎ_１）＝（ｍ_２、ｎ_２）の場合は、同一の送信信号が送信されている場合であるので、式（１６）は０となる。候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３は、候補信号点間の２乗ユークリッド距離を求める必要があるので、（ｍ_１、ｎ_１）＝（ｍ_２、ｎ_２）の場合については演算しない。

候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２は、（ｍ_１、ｎ_１）＝（ｍ_２、ｎ_２）以外の全ての（ｍ_１、ｎ_１、ｍ_２、ｎ_２）の組み合わせに対応する候補信号点間２乗ユークリッド距離を求め、その最小値を出力する。同様に、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１３も全ての候補信号点間２乗ユークリッド距離を演算し、その最小値を出力する。

プリコーディング行列選択部１１１４は、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３から入力された候補信号点間２乗ユークリッド距離の最小値が大きくなる方のプリコーディング行列を、選択する。プリコーディング行列選択部１１１４は、選択したプリコーディング行列を示す制御情報を出力する。

プリコーディング部（プリコーディング行列Ａ）１１０１、プリコーディング部（プリコーディング行列Ｂ）１１０２には、共通信号点マッピング部７０１、７０２から変調信号が入力される。プリコーディング部（プリコーディング行列Ａ）１１０１は、共通信号点マッピング部７０１、７０２から入力された変調信号に対し、プリコーディング行列Ｗ_Ａを用いて、式（１４）の演算を行う。また、プリコーディング部（プリコーディング行列Ｂ）１１０２は、同様にプリコーディング行列Ｗ_Ｂを用いて、共通信号点マッピング部７０１、７０２から入力された変調信号に対し式（１４）の演算を行う。

プリコーディング部（プリコーディング行列Ａ）１１０１は、プリコーディング処理を施した後の信号のうち、ストリーム＃Ａでの送信に対応する信号（ｓ_１、Ａ）を出力信号１１０３として選択部１１０７に出力する。一方、プリコーディング部（プリコーディング行列Ａ）１１０１は、ストリーム＃Ｂでの送信に対応する信号（ｓ_２、Ａ）を出力信号１１０４として選択部１１０８に出力する。

同様に、プリコーディング部（プリコーディング行列Ｂ）１１０２は、プリコーディング処理を施した後の信号のうち、ストリーム＃Ａでの送信に対応する信号（ｓ_１、Ｂ）を出力信号１１０５として選択部１１０７に出力する。一方、プリコーディング部（プリコーディング行列Ｂ）１１０２は、ストリーム＃Ｂでの送信に対応する信号（ｓ_２、Ｂ）を出力信号１１０６として選択部１１０８に出力する。

選択部１１０７には、プリコーディング部１１０１、１１０２からのプリコーディング信号１１０３、１１０５及びプリコーディング行列選択部１１１４からの制御情報が入力される。また、選択部１１０８には、プリコーディング部１１０１、１１０２からのプリコーディング信号１１０４、１１０６及びプリコーディング行列選択部１１１４からの制御情報が入力される。

選択部１１０７、１１０８は、プリコーディング信号１１０３、１１０４、１１０５、１１０６のうち、入力された制御情報で示されるプリコーディング行列を用いてプリコーディング処理が行われた信号を選択して出力する。例えばプリコーディング行列選択部１１１４によってプリコーディング行列Ｗ_Ａが選択されているとすると、選択部１１０７、１１０８は、プリコーディング行列Ｗ_Ａを用いてプリコーディングされた信号を選択し、それを出力する。

フレーム構成部１０６、１０７には、それぞれ選択部１１０７、１１０８によって選択された信号が入力される。また、フレーム構成部１０６、１０７には、プリコーディング行列選択部１１１４からプリコーディング行列を示した制御情報が入力される。フレーム構成部１０６、１０７は、選択部１１０７、１１０８から入力される信号に、選択したプリコーディング行列を示す情報を付加することでフレーム化し、フレーム化した信号を出力する。

ここで用いるプリコーディング行列を示す情報としては、パイロット信号ｐに対してプリコーディング行列Ｗを乗算した信号Ｗ・ｐを用いる。ここで、マッピング後の信号ｘにプリコーディング行列Ｗが乗算された場合、送信信号はＷ・ｘとなる。この場合、端末１０００における受信信号ｙはｙ＝Ｈ・(Ｗｘ)＋ｎ＝（ＨＷ）ｘ＋ｎと表せる。但し、Ｈはチャネル行列、ｎは雑音を表す。このとき、（ＨＷ）の項をプリコーディング適用時のチャネル行列と考えることができる。

基地局１１００がパイロット信号ｐにプリコーディング行列Ｗを乗算した信号を送信した場合、端末１０００では受信信号ｙとしてｙ＝（ＨＷ）ｐ＋ｎが得られる。パイロット信号ｐは基地局１１００、端末１０００において既知の信号であるので、端末１０００におけるチャネル推定部２０８では、ｙ＝（ＨＷ）ｐ＋ｎの式から（ＨＷ）の項がチャネル推定行列として推定される。

ＭＬＤ演算部５０１は、チャネル推定部２０８で推定されたチャネル推定行列（ＨＷ）を用いてＭＬＤ演算を行うことで、マッピング後の信号ｘに、どのようなプリコーディング行列が乗算されたかに関わらず、ＭＬＤ演算を行うことができる。よって、プリコーディング行列を示す情報としては、パイロット信号ｐにプリコーディング行列Ｗを乗算した信号Ｗ・ｐを用いればよい。

また、基地局１１００と端末１０００の間のチャネル状態は、端末１０００が移動をするため、時間変動する。そのため、端末１０００が基地局１１００へチャネル情報をフィードバックし、基地局１１００がプリコーディング行列を選択する処理の間にも、基地局１１００と端末１０００の間のチャネル状態は、時間変動する。

よって、前記のようにプリコーディング行列を示す情報として、パイロット信号にプリコーディング行列を乗算した信号を用いることで、端末１０００のチャネル推定部２０８が、基地局１１００と端末１０００の間のチャネルの時間変動に追従したチャネル推定を行うことができるようになる。さらに、ＭＬＤ演算部５０１は、チャネル推定部２０８で推定したチャネル推定行列（ＨＷ）を用いてＭＬＤ演算を行うことで、プリコーディング行列選択部１１１４では、どのようなプリコーディング行列が選択されたかに関わらず、ＭＬＤ演算を行うことができるようになる。

よって、以下、本実施の形態は、プリコーディング行列を示す情報として、パイロット信号にプリコーディング行列が乗算された信号を用いていることを前提として説明する。

この場合、フレーム構成部１０６、１０７は、図３３と同様のフレームを構成すればよい。但し、フレーム構成部１０６、１０７においてフレーム化する際に付加する情報のうち、図３３の時間２〜時間７の情報に関しては、プリコーディング行列選択部１１１４によって選択されたプリコーディング行列が乗算されたものを用いる。時間１で送信されるプリアンブル信号は、端末１０００が同期をとるために必要な信号であるので、プリコーディング行列を乗算する必要はない。また、時間８以降の信号は、選択部１１０７、１１０８から入力された既にプリコーディング行列が乗算された信号であるので、フレーム構成部１０６、１０７において新たにプリコーディング行列を乗算する必要はない。

無線部１０８は、フレーム構成部１０６、１０７から入力されたフレームを無線信号にアップコンバートして、これを各アンテナに供給する。各アンテナは供給された無線信号を送信する。

端末１０００は、基地局１１００から送信された信号を受信する。端末１０００は、受信した信号を、無線部２０３によって、端末１０００での信号処理で扱う周波数帯へダウンコンバートする。ダウンコンバート後の受信信号は、ＭＬＤ演算部５０１、チャネル推定部２０８に入力される。チャネル推定部２０８は、基地局１１００のフレーム構成部１０６、１０７において構成されたフレーム内の、パイロット信号にプリコーディング行列が乗算された信号を用いて、チャネル推定行列を生成する。チャネル推定部２０８は、生成したチャネル推定行列をＱＲ分解部１００１へ出力する。

ＱＲ分解部１００１は、チャネル推定部２０８から入力されたチャネル推定行列をＱＲ分解し、これにより得たＱ行列及びＲ行列をＭＬＤ演算部５０１へ出力する。ＭＬＤ演算部５０１は、チャネル推定行列をＱＲ分解することにより得たＱ行列、Ｒ行列を用いて、ＭＬＤ演算を行う。Ｑ行列、Ｒ行列を用いて行うＭＬＤ演算は、次の通りである。

チャネル推定部２０８では、プリコーディング行列を含んだ行列（ＨＷ）が推定される。よって、受信信号ｙは、式（１７）の第一行に示すように表現できる。ＱＲ分解部１００１は、（ＨＷ）に対してＱＲ分解を行うことで、式（１７）の第一行から第二行への変換を行う。式（１７）に対して左からＱ^＊を乗算することで、式（１８）が得られる。但し、（・）^＊は行列の共役転置を表す。ここで、Ｑ行列はユニタリ行列であるので、Ｑ^＊Ｑ＝Ｉとなる。但し、Ｉは単位行列を表す。

ＭＬＤ演算部５０１は、式（１８）に示すような、受信信号に対してＱ^＊を乗算した結果得られたベクトルｚに対して、Ｅ＝‖ｚ−Ｒｘ‖^２の演算を行う。この演算は、式（１９）のように表すことができる。

ベクトルｚに対する候補信号点は、Ｒｘであるので、ＭＬＤ演算部５０１はベクトルｚとその候補信号点Ｒｘとの間の２乗ユークリッド距離を求める。ＭＬＤ演算部５０１は、Ｅ＝‖ｚ−Ｒｘ‖^２の演算を、送信された可能性のあるベクトルｘの全てに対して行う。

例えば、送信ストリーム数が２の場合の演算は次の通りである。ストリーム＃Ａから送信された信号の変調多値数をＭ、ストリーム＃Ｂから送信された信号の変調多値数をＮとすると、送信された可能性のあるベクトルｘの組み合わせはＭ×Ｎ通り存在する。ＭＬＤ演算部５０１は、Ｍ×Ｎ通りの全ての組み合わせのベクトルｘに対してＥ＝‖ｚ−Ｒｘ‖^２の演算を行う。

ＭＬＤ演算部５０１は、全てのベクトルｘに対して求めた２乗ユークリッド距離のうち、最小値を与えるベクトルｘを空間多重信号の検波結果として出力する。

復号部２１２、２１３以降の処理は、図５と同様である。以上が本実施の形態の構成である。

次に、本実施の形態の構成を採用することによって得られる効果について説明する。

本実施の形態の基地局１１００は、端末１０００におけるＭＬＤ演算部５０１で用いる候補信号点間の２乗ユークリッド距離の最小値を最大化するよう、プリコーディング行列を選択している。このとき、基地局１１００では、基地局１１００と端末１０００の間のチャネル情報が必要となる。基地局１１００はチャネル情報を用いることで、端末１０００における候補信号点を再現する。基地局１１００は再現した候補信号点間距離の最小値を最大化するようプリコーディング行列を選択している。しかし、このとき端末１０００から基地局１１００へのフィードバック情報が必要となるために、端末１０００から基地局１１００への通信回線における周波数資源を使用することとなる。周波数資源は有限であるため、端末１０００から基地局１１００へのフィードバック情報量が大きいと、端末１０００から基地局１１００への通信回線において他の情報通信に用いることができる周波数資源が減少してしまう。よって、端末１０００から基地局１１００へのフィードバック情報量を削減することが必要となってくる。

そこで、本実施の形態では、端末１０００が推定したチャネル推定行列Ｈを、そのままフィードバックするのではなく、チャネル推定行列ＨをＱＲ分解した後のＲ行列を用いて、フィードバックする情報を生成する。

Ｒ行列は、対角要素が実数の上三角行列である。端末１０００は、Ｒ行列の対角要素に対しては、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２において振幅比のみを演算し、この振幅比をフィードバックする。一方、Ｒ行列の非対角要素に対しては、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２及びＲ行列非対角要素位相量演算部１００３において、振幅比及び位相成分を求め、これらをフィードバックする。

このようにＲ行列を元に生成したフィードバック情報の数は、次の通りである。基地局１１００から送信されるストリーム数をＮ_Ｔｘと仮定する。この場合、Ｒ行列の対角要素はＮ_Ｔｘ個である。また、Ｒ行列の上三角行列内における非対角要素の数は、Ｎ_Ｔｘ・（Ｎ_Ｔｘ−１）／２個である。よって、対角要素に対しては振幅比のみをフィードバックするので、フィードバック情報の数はＮ_Ｔｘ個である。また、非対角要素に対しては振幅比及び位相成分をフィードバックするので、フィードバック情報の数は｛Ｎ_Ｔｘ（Ｎ_Ｔｘ−１）／２｝×２＝Ｎ_Ｔｘ（Ｎ_Ｔｘ−１）個である。さらに、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２は、Ｒ行列のある特定の要素を基準とした振幅比を演算し、これをフィードバックする。このことから、端末１０００がフィードバックする情報の総数は、Ｎ_Ｔｘ＋Ｎ_Ｔｘ（Ｎ_Ｔｘ−１）−１＝Ｎ_Ｔｘ ^２−１個となる。

一方、チャネル推定行列Ｈを全てフィードバックする場合、フィードバックする情報の数は次の通りである。受信アンテナ数をＮ_Ｒｘと仮定すると、チャネル推定行列の要素数は、Ｎ_Ｒｘ・Ｎ_Ｔｘとなる。チャネル推定行列の要素は全て複素数であるので、各要素の振幅比及び位相成分をフィードバックする必要がある。よって、フィードバックする情報の総数は、２Ｎ_Ｒｘ・Ｎ_Ｔｘとなる。

ここで、Ｎ_Ｔｘ≦Ｎ_Ｒｘであるので、Ｒ行列を元にフィードバック情報を生成する場合のフィードバック情報の総数（Ｎ_Ｔｘ ^２−１）と、チャネル推定行列Ｈを全てフィードバックする場合のフィードバック情報の総数（２Ｎ_Ｒｘ・Ｎ_Ｔｘ）の関係は、（Ｎ_Ｔｘ ^２−１）＜（２Ｎ_Ｒｘ・Ｎ_Ｔｘ）となる。よって、Ｒ行列を元にフィードバック情報を生成することで、フィードバック情報を｛（２Ｎ_Ｒｘ・Ｎ_Ｔｘ）−（Ｎ_Ｔｘ ^２−１）｝／２Ｎ_Ｒｘ・Ｎ_Ｔｘの割合で削減することができる。

次に、基地局１１００が信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合に、フィードバック情報の総数を削減する構成について説明する。

信号点の位相のみを変化させる場合、プリコーディング部（プリコーディング行列Ａ）１１０１及びプリコーディング部（プリコーディング行列Ｂ）１１０２において用いるプリコーディング行列Ｗ_Ａ、Ｗ_Ｂは、非対角項の成分ｗ_ｍｎ（但しｍ≠ｎ）が０で、対角項ｗ_ｍｎ（但しｍ＝ｎ）は｜ｗ_ｍｎ｜＝１である。

ここで、基地局１１００が２本の送信アンテナを用いてＭＩＭＯ空間多重送信する場合を一例として挙げる。このとき、ＱＲ分解を用いる場合のＭＬＤ演算における候補信号点間距離の関係は、式（１６）のようになる。式（１６）において、第２項は｜（ｒ_２２／ｒ_１１）（ｓ_２（ｎ_１）−ｓ_２（ｎ_２））｜^２＝｜（ｒ_２２／ｒ_１１）ｗ_２２（ｘ_２（ｎ_１）−ｘ_２（ｎ_２））｜^２＝｜（ｒ_２２／ｒ_１１）（ｘ_２（ｎ_１）−ｘ_２（ｎ_２））｜^２である。

以上より、信号点の位相を変化させても、式（１６）における第２項の大きさに変化はないことがわかる。信号点の位相を変化させることによって大きさに変化が現れるのは、式（１６）における第１項である。よって、式（１６）の第１項｜（ｓ_１（ｍ_１）−ｓ_１（ｍ_２））＋（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）ｅｘｐ｛ｊ・ａｒｇ（ｒ_１２）｝（ｓ_２（ｎ_１）−ｓ_２（ｎ_２））｜^２を生成することができれば、候補点間２乗ユークリッド距離の最小値を探索することができる。

このようにする場合に、基地局１１００において必要となる情報は（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）及びａｒｇ（ｒ_１２）である。よって、基地局１１００が信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合、端末１０００におけるＲ行列要素振幅比演算部１００２及びＲ行列非対角要素位相量演算部１００３は、それぞれ（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）及びａｒｇ（ｒ_１２）のみをフィードバックしてもよい。これにより、振幅比（ｒ_２２／ｒ_１１）のフィードバック情報を削減できる。

さらに、信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合の、フィードバック情報量を削減する方法として、以下の方法を採用してもよい。式（１６）における第１項は、式（２０）のように変換できる。

ここで、式（２０）においてΔ_１、Δ_２を変調信号点の差分を表す差分ベクトルと定義し、Δ_１はストリーム＃Ａに対応する差分ベクトル、Δ_２はストリーム＃Ｂに対応する差分ベクトルと定義する。式（２０）より、式（１６）の第１項は、ストリーム＃Ａの差分ベクトルと、ストリーム＃Ｂの差分ベクトルにチャネル情報が乗算されたベクトルとの間の２乗ユークリッド距離を測定していることと同じであることがわかる。

ここで、式（２０）を展開した式は、式（２１）のようになる。

ここで、式（２１）におけるベクトル間の位相差ω−φの範囲が、０≦ω−φ≦πであると想定する。基地局１１００が信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合、式（２１）において、｜Δ_１｜^２の項、｜（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）Δ_２｜^２の項は変化しない。基地局１１００が信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合、−２｜Δ_１｜｜（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）Δ_２｜ｃｏｓ（ω−φ）の項が変化する。前記差分ベクトルΔ_１、Δ_２は、Δ_１＝ｓ_１（ｍ_１）−ｓ_１（ｍ_２）、Δ_２＝ｓ_２（ｎ_２）−ｓ_２（ｎ_１）である。ここでｍ_１、ｍ_２＝１、２、・・・、Ｍであり、ｎ_１、ｎ_２＝１、２、・・・、Ｎである。よって差分ベクトルΔ_１、Δ_２は複数の構成要素を持つ。よって、基地局１１００が信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合、基地局１１００はΔ_１、Δ_２の各構成要素を用いて、Ｄ＝｛−２｜Δ_１｜｜（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）Δ_２｜ｃｏｓ（ω−φ）｝の項を求める。基地局１１００は、前記求めたＤの最小値を求める。基地局１１００は、Ｄの最小値を最大化するプリコーディング行列を選択する。

ｃｏｓ（ω−φ）＝−１であれば、Ｄ＝｛−２｜Δ_１｜｜（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）Δ_２｜ｃｏｓ（ω−φ）｝＝｛２｜Δ_１｜｜（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）Δ_２｜｝とできる。しかし、差分ベクトルΔ_１、Δ_２には、Δ_１＝ｓ_１（ｍ_１）−ｓ_１（ｍ_２）とΔ_１＝ｓ_１（ｍ_２）−ｓ_１（ｍ_１）の組み合わせのように、原点対称の成分が存在する。よって、ｃｏｓ（ω−φ）＝−１となる差分ベクトルが存在する場合、それに対応してｃｏｓ（ω−φ）＝１となる差分ベクトルも存在する。

そこで、各差分ベクトルに対応するＤ＝｛−２｜Δ_１｜｜（｜ｒ_１２｜／ｒ_１１）Δ_２｜ｃｏｓ（ω−φ）｝の項の最小値を最大化するために、ｃｏｓ（ω−φ）の項がより０に近い値をとるようにプリコーディング行列を選択する。即ち、ベクトル間の位相差ω−φが、π／２に近い値をとるプリコーディング行列を選択する。具体的には、基地局１１００は、各プリコーディング行列を用いた場合の差分ベクトルに対して、｜π／２−（ω−φ）｜の最大値を求める。前記求めた｜π／２−（ω−φ）｜の最大値を最小化するプリコーディング行列を用いれば、ベクトル間の位相差ω−φがπ／２に近い値となる。よって、基地局１１００におけるプリコーディング行列選択部１１１４は、｜π／２−（ω−φ）｜の最大値が最小となるプリコーディング行列を選択するようにする。

このような処理を行う場合の基地局の構成を図２５に示す。図２４との対応部分に同一符号を付して示す図２５において、基地局１２００は、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１において、プリコーディング行列Ｗ_Ａ、Ｗ_Ｂをそれぞれ用いた場合のプリコーディング後の送信信号ベクトルｓ_Ａ、ｓ_Ｂを生成する。送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１は、生成した送信信号ベクトルｓ_Ａ、ｓ_Ｂをそれぞれ差分ベクトル生成部１２０１、１２０２に出力する。

差分ベクトル生成部１２０１、１２０２は、入力された送信信号ベクトルｓ_Ａ、ｓ_Ｂの差分ベクトルΔ_Ａ＝［Δ_１、Ａ Δ_２、Ａ］^Ｔ、Δ_Ｂ＝［Δ_１、Ｂ Δ_２、Ｂ］^Ｔを生成する。但し、Δ_１、Ｘ＝ｓ_１、Ｘ（ｍ_１）−ｓ_１、Ｘ（ｍ_２）、Δ_２、Ｘ＝ｓ_２、Ｘ（ｎ_２）−ｓ_２、Ｘ（ｎ_１） （Ｘ＝Ａ、Ｂ）とする。差分ベクトル生成部１２０１、１２０２は、生成した差分ベクトルΔ_Ａ、Δ_Ｂをそれぞれベクトル間位相差演算部１２０３、１２０４に出力する。

ベクトル間位相差演算部１２０３、１２０４は、これら差分ベクトルΔ_Ａ、Δ_Ｂに対して差分ベクトル間の位相差ω_Ａ、ω_Ｂを生成する。ここで、差分ベクトル間の位相差ω_Ａは差分ベクトルΔ_１、ＡとΔ_２、Ａ間の位相差であり、差分ベクトル間の位相差ω_Ｂは差分ベクトルΔ_１、ＢとΔ_２、Ｂ間の位相差である。差分ベクトルΔ_１、ＡとΔ_２、Ａ、及び差分ベクトルΔ_１、ＢとΔ_２、Ｂにおけるｍ_１、ｍ_２、ｎ_１、ｎ_２には組み合わせが存在する。よって、ｍ_１、ｍ_２、ｎ_１、ｎ_２の組み合わせに対応して、差分ベクトルΔ_１、ＡとΔ_２、Ａ、及び差分ベクトルΔ_１、ＢとΔ_２、Ｂにも組み合わせが存在する。ベクトル間位相差演算部１２０３、１２０４は、差分ベクトルΔ_１、ＡとΔ_２、Ａ、及び差分ベクトルΔ_１、ＢとΔ_２、Ｂの組み合わせに対応する位相差をそれぞれω_Ａ、ω_Ｂとして求める。

ベクトル間位相差演算部１２０３、１２０４は、端末１０００からのフィードバック情報φ＝ａｒｇ（ｒ_１２）を用いて、式（２１）におけるベクトル間の位相差ω_Ａ−φ、ω_Ｂ−φ（但し０≦ω_Ａ−φ、ω_Ｂ−φ≦π）を求める。

ベクトル間位相差演算部１２０３、１２０４はそれぞれ、上述のようにして求めたベクトル間の位相差を用いて、｜π／２−（ω_Ａ−φ）｜、｜π／２−（ω_Ｂ−φ）｜の最大値をプリコーディング行列選択部１１１４に出力する。

プリコーディング行列選択部１１１４は、入力された｜π／２−（ω_Ａ−φ）｜、｜π／２−（ω_Ｂ−φ）｜の最大値のうち、最小値をとるプリコーディング行列を選択する。基地局１２００は、以上のようにしてプリコーディング行列を選択する。

ここで、差分ベクトル間の位相差ωは、チャネルによって変化するものではない。一方、式（２１）におけるφの値はチャネルによって変化する。よって、ベクトル間位相差演算部１２０３、１２０４がベクトル間の位相差ω−φの情報を得るためには、端末１０００からａｒｇ（ｒ_１２）の情報がフィードバックされていればよい。従って、信号点の位相を変化させるのみのプリコーディングを用いる場合、フィードバック情報量を削減するためには、端末１０００におけるＲ行列要素振幅比演算部１００２により得られる振幅比情報はフィードバックせず、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３によって得られる位相情報ａｒｇ（ｒ_１２）のみをフィードバックしてもよい。

また、フィードバックする位相情報を削減するために、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３は、次のようにフィードバックする位相情報を変換してもよい。

図２６に、ＱＡＭの信号点を示す。図２６は、ＱＡＭの一例として１６ＱＡＭを示している。図２６（ａ）、（ｂ）に示すように、ＱＡＭの信号点はＩ＝Ｑの軸に対して対称な信号点配置となっている。図２６（ａ）の信号点に対して、Ｉ軸からφの位相回転を与えるチャネル変動を受けた後の信号点配置を、図２６（ｃ）に示す。同様に、図２６（ｂ）の信号点に対して、Ｑ軸からφの位相回転を与えるチャネル変動を受けた後の信号点配置を図２６（ｄ）に示す。図２６（ｄ）において、チャネルによる信号点の位相変化量は、Ｉ軸から見ると（π／２−φ）である。図２６（ｃ）、（ｄ）に示すように、チャネル変動による位相変化量が（φ）と（π／２−φ）で信号点の配置関係は同一である。また、図２６（ｅ）に示すように信号点がπ／２の位相回転を受けた信号点は、元の信号点配置と同一となっている。よって、基地局１１００（図２４）の候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３において候補信号点の配置関係を再現するためには、フィードバックする位相情報は、Ｉ軸の位相量０から対称軸となるπ／４の位相量までの位相情報でよい。

以上より、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３（図２３）はフィードバックする位相情報を次のように変換する。

1. 図２７Ａの（ａ）に示すように、０≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜π／４ なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。
2. 図２７Ａの（ｂ）に示すように、π／４≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜π／２ なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝π／２−ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。
3. 図２７Ａの（ｃ）に示すように、π／２≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜３π／４ なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝ａｒｇ（ｒ_１２）−π／２をフィードバックする。
4. 図２７Ａの（ｄ）に示すように、３π／４≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜π なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝π−ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。
5. 図２７Ａの（ｅ）に示すように、π≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜５π／４ なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝ａｒｇ（ｒ_１２）−πをフィードバックする。
6. 図２７Ａの（ｆ）に示すように、５π／４≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜３π／２ なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝３π／２−ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。
7. 図２７Ｂの（ｇ）に示すように、３π／２≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜７π／４ なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝ａｒｇ（ｒ_１２）−３π／２をフィードバックする。
8. 図２７Ｂの（ｈ）に示すように、７π／４≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜２π なら、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝２π−ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。

１．〜８．に示す位相量は、基地局１１００（図２４）の候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３において候補信号点の配置関係を再現することが可能となる０からπ／４までの範囲の位相量となっている。以上より、端末１０００（図２３）のＲ行列非対角要素位相量演算部１００３は１．〜８．の位相情報を基地局１１００にフィードバックすることで、フィードバック情報量の削減を行ってもよい。このようにすることで、フィードバックする位相情報を、０から２πまでの範囲から、０からπ／４までの範囲へと削減できる。

ここまでは、信号点配置がＱＡＭの場合のフィードバック位相情報の変換方法について説明したが、信号点配置がＱＡＭでない場合、例えば８ＰＳＫの場合には、次のようにフィードバック位相情報の変換を行えばよい。

図２７Ｂの（ｉ）に、８ＰＳＫの信号点配置を示す。図２７Ｂの（ｉ）に示すように、８ＰＳＫはＩ軸を対称軸とした信号点配置となっている。また、８ＰＳＫはＩ軸からの位相量π／８の軸を対称軸とした信号点配置となっている。ここで、８ＰＳＫの信号点の位相量をπ／４変化させた信号点配置を、図２７Ｂの（ｊ）に示す。図２７Ｂの（ｊ）からわかるように、位相量をπ／４変化させた８ＰＳＫは、元の信号点配置と同じ信号点配置となる。

以上より、ＱＡＭの場合と同様、８ＰＳＫの場合は、０からπ／８までの位相情報によって候補信号点を再現することが可能である。例えば、図２７Ｂの（ｋ）に示すように、０≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜π／８ なら、端末１０００（図２３）のＲ行列非対角要素位相量演算部１００３はφ＝ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。また、図２７Ｂの（ｌ）に示すように、π／８≦ａｒｇ（ｒ_１２）＜π／４ なら、端末１０００はφ＝π／４−ａｒｇ（ｒ_１２）をフィードバックする。

このように、変調信号点の軸対称性を利用することで、フィードバックする位相の範囲を限定することが可能である。限定できる位相の範囲は次の通りである。ある変調信号点の集合Ｃが、軸Ｘで対称であると想定する。また、変調信号点の集合Ｃが、軸Ｘとは異なる軸Ｙで対象であると想定する。このときの軸Ｘと軸Ｙの間の位相差をΨ（０＜Ψ≦π／２)と想定する。さらに、変調信号点の集合Ｃに対して、軸Ｘから位相量Φ（但し、Ψ＜Φ＜２Ψ）変化した信号点の集合Ｃ’が元の信号点の集合Ｃと同一となると想定する。ここで、軸Ｘに対しΦの位相回転を行った軸をＺとすると、フィードバックする位相量を、軸Ｘからの位相量あるいは軸Ｚからの位相量に変換することにより、フィードバックする位相の範囲を０〜Ψに限定することが可能である。

ここで、フィードバックするチャネルの位相情報及び振幅比情報を量子化する場合、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２及びＲ行列非対角要素位相量演算部１００３によって次のように量子化を行えば、フィードバック時に発生する誤りの影響を軽減することができる。

図２８に、フィードバックする位相情報及び振幅比情報の量子化方法の一例を示す。図２８（ａ）は、位相情報の量子化、図２８（ｂ）は、振幅比情報の量子化方法の一例を表している。ＱＡＭ変調方式を用いる場合、フィードバックする位相情報の範囲を０〜π／４としてよいことは上述した。図２８（ａ）は、フィードバックする位相情報の範囲を０〜π／４とし、さらに量子化ビット幅を例えば２ビットとする場合の量子化方法について例示している。また、図２８（ｂ）は振幅比の量子化ビット幅を例えば２ビットとする場合の量子化方法について例示している。量子化ビット幅を２ビットとする場合、量子化対象を４つ（＝２^２）の領域に分割する。

連続な値をとる位相値あるいは振幅比は、分割によって得られる領域のうちのいずれかの領域内に存在する。このとき、連続な値をとる位相値あるいは振幅比を、存在する領域の中のある固定の値で代表させる。このようにして、連続な値をとる位相値あるいは振幅比を量子化する。量子化することによって分割された領域には、量子化幅（図２８では２ビット）のバイナリ（２進数）値を割り当てる。

このとき、フィードバック時に発生する誤りの影響を軽減するために、割り当てるバイナリ値に次の規則を与える。その規則は、分割によって得られる領域に関して、第一の領域に割り当てるバイナリ値と第一の領域に隣接する領域に割り当てるバイナリ値は、１ビットのみ異なるバイナリ値とする、というものである。

図２８（ａ），（ｂ）では、分割した４つの領域「＜１＞、＜２＞、＜３＞、＜４＞」をそれぞれ隣接する領域を代表するインデクスとするときに、「＜１＞：００、＜２＞：０１、＜３＞：１１、＜４＞：１０」のようにバイナリ値を割り当てている。図２９（ａ），（ｂ）からわかるように、隣接する領域は全て１ビットのみ異なるバイナリ値となっている。このように量子化したバイナリ値をフィードバックする場合に、フィードバック情報を受け取る側において、フィードバック情報が１ビット誤ったとする。このとき、フィードバック情報から再現した情報は、隣接する領域の情報が再現されるので、フィードバック情報が１ビット誤ったとしても、再現した情報が隣接する領域に誤るという影響のみで済む。

ここで、量子化後の領域に割り当てるバイナリ値が１ビット異なるバイナリ値を、隣接以外の領域に割り当てたと仮定する。このようにすると、フィードバック情報を受け取った側でフィードバック情報を１ビット誤った場合、フィードバック情報から再現される情報が隣接以外の領域の情報として再現されることになる。この場合、フィードバック情報の誤りにより、フィードバック情報から再現される情報の誤差が大きくなってしまう。このようなことから、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３が量子化後の各領域に割り当てるバイナリ値を、隣接する領域間で１ビットのみ異なるバイナリ値とすることにより、フィードバック情報の誤りによるフィードバック情報から再現した情報の誤差の影響を軽減することができる。

また、フィードバックする位相値を０〜π／４に限定する場合、π／４ごとに同一のバイナリ値が割り当てられた領域が現れる。例えば位相値がπ／４の前後は、インデクス＜４＞の領域となる。よって、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３は、フィードバックする位相幅Ｐを等間隔に量子化する場合、量子化ビット幅をｎビットとすると、量子化により分割される領域の間隔をＰ／（２^ｎ−１）とするとよい。このように量子化により分割する領域間隔を決定することで、等間隔の分割領域を生成することができる。

一方、振幅比は、無限大、あるいは０に漸近する値をとる可能性がある。そのため、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２は、図２８（ｂ）とは異なり、等間隔でない分割領域に量子化してもよい。

なお、本実施の形態の基地局１１００（図２４）、１２００（図２５）は、端末１０００（図２３）からのフィードバック情報に基づき、プリコーディングを行う構成となっている。この場合、基地局１１００（図２４）、１２００（図２５）は、共通信号点マッピング部７０１、７０２を用いてマッピング後の信号点を生成する代わりに、図３２で説明したマッピング部１０４、１０５を用いてもよい。つまり、従来のマッピング部１０４、１０５を用いても、端末１０００のＭＬＤ演算部５０１で用いる候補信号点間距離の最小値を大きくする、というプリコーディングの効果を得ることができる。より好適には、共通信号点マッピング部７０１、７０２を用いることで、ＭＬＤ演算部５０１で求める受信信号点と候補信号点との間の２乗ユークリッド距離を共通化できる、という実施の形態１乃至４の効果を得ることができる。

また、本実施の形態は、基地局１１００、１２００が行うプリコーディングとして、異なるプリコーディング行列をチャネルに適応して選択する、という構成を示している。この場合、基地局１１００、１２００は、異なるプリコーディング行列を保持する代わりに、各変調方式間の信号点の共通化において、共通化する信号点をチャネルに適応して変更する、という構成を採ってもよい。

図２９に、それを実現する基地局の構成例を示す。図２４との対応部分に同一符号を付して示す図２９において、基地局１３００は、プリコーディング部（プリコーディング行列Ａ）１１０１、プリコーディング部（プリコーディング行列Ｂ）１１０２を持つ代わりに、各変調方式間の信号点の共通化において、共通化する信号点が異なる、共通信号点Ａマッピング部７０３、７０５及び共通信号点Ｂマッピング部７０４、７０６を有する。

異なる信号点の共通化の一例を、図３０に示す。図３０は、６４ＱＡＭと１６ＱＡＭ間で、変調信号点の共通化方法が異なる３パターンを示したものである。図３０に示すように、信号点の共通化方法を変更することは、一方のストリーム（ここでは６４ＱＡＭ）に対して、他方のストリーム（ここでは１６ＱＡＭ）の信号点配置を相対的に変更していることと等価である。これは、プリコーディングにおいて一方のストリームの変調信号点の位相を変更していることと同様の効果がある。さらには、共通信号点マッピング部７０３、７０４、７０５、７０６を用いることで、ＭＬＤ演算部５０１で求める受信信号点と候補信号点の間の２乗ユークリッド距離を共通化できる、という実施の形態１乃至４の効果を得ることができる。以上より、基地局１３００は、異なるプリコーディング行列を保持する代わりに、各変調方式間で共通化する信号点をチャネルに適応して変更する、という構成を採ってもよい。

なお、図２３に示す端末１０００は、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２及びＲ行列非対角要素位相量演算部１００３において生成した振幅比情報及び位相情報を、基地局１１００へフィードバックする構成を採っている。これとは別に、端末を図３１に示す構成としてもよい。

図２３及び図２４との対応部分に同一符号を付して示す図３１の端末１４００は、基地局１１００（図２４）におけるプリコーディングに用いるプリコーディング行列を端末１４００が選択し、端末１４００が基地局１１００に選択したプリコーディング行列を示す情報をフィードバックするようになっている。端末１４００は、図２３に示した端末１０００の構成に加えて、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３、プリコーディング行列選択部１１１４を有する。これらの各部の構成は、図２４で説明した基地局１１００で用いている構成と同様である。

Ｒ行列要素振幅比演算部１００２、Ｒ行列非対角要素位相量演算部１００３は、それぞれ生成したＲ行列の構成要素の振幅比、Ｒ行列の非対角要素の位相成分を、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３に出力する。

送信信号点生成部（プリコーディング行列Ａ）１１１０は、プリコーディング行列Ｗ_Ａを用いてプリコーディング処理を施した信号点ｓ_Ａを生成し、生成した信号点を候補信号点間距離２乗ユークリッド距離演算部１１１２に出力する。同様に、送信信号点生成部（プリコーディング行列Ｂ）１１１１は、プリコーディング行列Ｗ_Ｂを用いてプリコーディング処理を施した信号点ｓ_Ｂを生成し、生成した信号点を候補信号点間距離２乗ユークリッド距離演算部１１１３に出力する。

候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３は、ｓ_Ａ、ｓ_Ｂが送信された場合の、ＭＬＤ演算で用いる候補信号点間の２乗ユークリッド距離を演算する。候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３は、求めた候補信号点間２乗ユークリッド距離の最小値を出力する。

プリコーディング行列選択部１１１４は、候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部１１１２、１１１３から入力された候補信号点間２乗ユークリッド距離の最小値が大きくなるほうのプリコーディング行列を選択する。プリコーディング行列選択部１１１４は、選択したプリコーディング行列を示すプリコーディング行列選択情報を基地局１１００にフィードバックする。

基地局１１００は、端末１４００からフィードバックされたプリコーディング行列選択情報に示されるプリコーディング行列を用いて、マッピング後の信号点にプリコーディング処理を施す。

基地局１１００において用いるプリコーディング行列の数をＮ_ｐとする。このとき、端末１４００のプリコーディング行列選択部１１１４において生成されるプリコーディング行列選択情報は、ｃｅｉｌ（ｌｏｇ_２（Ｎ_ｐ））ビットの情報で表すことができる。但し、ｃｅｉｌ（Ｘ）は、小数点以下を切り上げて得られる整数を返す関数で、ａを整数とすると、ａ−１＜Ｘ≦ａのときにａを返す。ここで、Ｒ行列要素振幅比演算部１００２及びＲ行列非対角要素位相量演算部１００３において生成されるＲ行列の振幅比及び非対角項の位相情報の総数は、Ｎ_Ｔｘ ^２−１個である。但し、Ｎ_Ｔｘは基地局１１００が送信する信号のストリーム数を表す。このとき、Ｒ行列の振幅比及び非対角項の位相情報は、Ｎ_Ｔｘ ^２−１ビット以上の情報となる。よって、ｃｅｉｌ（ｌｏｇ_２（Ｎ_ｐ））≦Ｎ_Ｔｘ ^２−１のとき、端末１４００が基地局１１００にフィードバックする情報として、プリコーディング行列選択情報を用いることでフィードバック情報量の削減が可能である。

なお、基地局１１００がプリコーディングの代わりに、図２９に示したように共通化する信号点をチャネルに応じて変更する構成を採る場合には、端末１４００は選択したプリコーディング行列を示す情報の代わりに、共通化する信号点を示す情報をフィードバックしてもよい。

本発明は、ＭＩＭＯ−ＡＭＣシステムに適用して有用である。

実施の形態１の端末の構成を示すブロック図 ストリーム品質通知フレームの構成を示す図であり、（ａ）はＭＩＭＯ空間多重する場合のフレーム構成を示す図、（ｂ）はＭＩＭＯ空間多重する場合のフレーム構成を示す図 ＭＬＤ演算部の構成を示すブロック図 実施の形態２の基地局の構成を示すブロック図 実施の形態２の端末の構成を示すブロック図 実施の形態２におけるマッピングの説明に供する図であり、（ａ）、（ｃ）は元信号点と共通化係数とを示す図、（ｂ）、（ｄ）はマッピング後のベースバンド信号点配置を示す図 実施の形態２の基地局の構成を示すブロック図 １６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部の構成を示すブロック図 適応変調制御部のテーブルの内容を示す図 図６のベースバンド信号点を用いて変調した信号の平均電力を示す図であり、（ａ）は、図６（ｂ）、（ｄ）の信号点を用いた場合のパイロット信号及び１６ＱＡＭ変調信号の平均送信電力を示す図、（ｂ）〜（ｅ）は、図６（ｂ）、（ｄ）の信号点を用いた場合のパイロット信号及びＱＰＳＫ変調信号の平均送信電力を示す図 増幅電力制御部に求められる増幅レベルのダイナミックレンジの説明に供する図 実施の形態３の基地局の構成を示すブロック図 （ａ）〜（ｄ）は、実施の形態３のＢＰＳＫマッピングを示す図 （ａ）、（ｂ）は、実施の形態３のＱＰＳＫマッピングを示す図 実施の形態３の１６ＱＡＭマッピングを示す図 実施の形態３におけるベースバンド信号点の共通化処理の説明に供する図 実施の形態４の基地局の構成を示すブロック図 （ａ）〜（ｄ）は、実施の形態４のＢＰＳＫマッピングを示す図 （ｅ）〜（ｈ）は、実施の形態４のＢＰＳＫマッピングを示す図 （ａ）〜（ｄ）は、実施の形態４のＱＰＳＫマッピングを示す図 （ｅ）〜（ｈ）は、実施の形態４のＱＰＳＫマッピングを示す図 実施の形態４の１６ＱＡＭマッピングを示す図 実施の形態５のマッピングを示す図 実施の形態５のＭＬＤ演算部の構成を示すブロック図 実施の形態６の端末の構成を示すブロック図 実施の形態６の基地局の構成を示すブロック図 実施の形態６の基地局の構成を示すブロック図 （ａ）〜（ｄ）は、実施の形態６によるフィードバック位相情報削減の説明に供する図 （ａ）〜（ｆ）は、実施の形態６によるフィードバック位相情報削減の説明に供する図 （ｇ）〜（ｌ）は、実施の形態６によるフィードバック位相情報削減の説明に供する図 （ａ）は、実施の形態６による位相情報の量子化の説明に供する図、（ｂ）は、実施の形態６による振幅比情報の量子化の説明に供する図 実施の形態６の基地局の構成を示すブロック図 （ａ）〜（ｃ）は、６４ＱＡＭと１６ＱＡＭ間で、変調信号点の共通化方法が異なる３パターンを示す図 実施の形態６の端末の構成を示すブロック図 従来の基地局の構成を示すブロック図 送信フレームの構成を示す図 従来の基地局の構成を示すブロック図 元信号点、正規化係数及びベースバンド信号点配置の説明に供する図

符号の説明

１１３、８０５ 適応変調制御部
２０８ チャネル推定部
２１６、２１８、２２０、２２２ １６ＱＡＭ候補信号点乗算部
２２９、２３０ １６ＱＡＭ−１６ＱＡＭレプリカ生成部
２３４ １６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ２乗ユークリッド距離演算部
３０１、３０２ 元信号点マッピング部
４００、６００、７００、８００、１１００、１２００、１３００ 基地局
４０１、４０２、７０１、７０２ 共通信号点マッピング部
５００、１０００、１４００ 端末
５０１ １６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ ＭＬＤ演算部
５０３ １６ＱＡＭ−１６ＱＡＭ信号検出部
６０１、６０２ 共通化係数乗算部
８０３、８０４ パイロット信号生成部
９０１〜９０４ 候補信号点乗算部
９０５、９０６ レプリカ生成部
９０７ ２乗ユークリッド距離演算部
９０８ 信号検出部
１００１ ＱＲ分解部
１００２ Ｒ行列要素振幅比演算部
１００３ Ｒ行列非対角要素位相量演算部
１１０１、１１０２ プリコーディング部
１１０７、１１０８ 選択部
１１１０、１１１１ 送信信号点生成部
１１１２、１１１３ 候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部
１１１４ プリコーディング行列選択部
１２０１、１２０２ 差分ベクトル生成部
１２０３、１２０４ ベクトル間位相差演算部

Claims (15)

1. ＭＩＭＯ空間多重送信において異なるアンテナから送信するデータを、各変調方式間で共通化された信号点にマッピングするマッピング部と、
   前記マッピング部によって同一もしくは異なる変調方式のマッピングが施されて得られた変調信号をＭＩＭＯ空間多重送信する送信部と、
   を具備するマルチアンテナ送信装置。
2. 前記マッピング部は、各変調方式の平均送信電力がパイロット信号と同じもしくは同程度となるように、各変調方式間の信号点を共通化する
   請求項１に記載のマルチアンテナ送信装置。
3. 前記マッピング部は、各変調方式の平均送信電力がパイロット信号と同じもしくは同程度となるように、各変調方式間の一部の信号点を共通化する
   請求項１に記載のマルチアンテナ送信装置。
4. ＭＩＭＯ空間多重送信において異なるアンテナから送信するデータを、各変調方式に応じた信号点にマッピングするマッピング部と、
   変調方式ごとに信号点配置が異なるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部と、
   前記マッピング部によって得られた変調信号及び前記パイロット信号生成部によって得られたパイロット信号をＭＩＭＯ空間多重送信する送信部と、
   を具備するマルチアンテナ送信装置。
5. 前記パイロット信号生成部は、前記マッピング部の信号点に対するパイロット信号の信号点の相対的位置が、各変調方式間で共通化されたパイロット信号を生成する
   請求項４に記載のマルチアンテナ送信装置。
6. マルチアンテナ送信装置により送信された空間多重信号を複数のアンテナで受信する受信部と、
   前記空間多重信号が通った通信路の状況を推定するチャネル推定部と、
   前記チャネル推定部によって推定されたチャネル推定値を用いると共に、各変調方式間で共通化された信号点のみを候補信号点として用いて、ＭＬＤ演算を行うＭＬＤ演算部と、
   を具備するマルチアンテナ受信装置。
7. 各変調方式の平均送信電力がパイロット信号と同じもしくは同程度となるように、各変調方式間の信号点が共通化された、空間多重信号を複数のアンテナで受信する受信部と、
   前記空間多重信号が通った通信路の状況を推定するチャネル推定部と、
   前記チャネル推定部によって推定されたチャネル推定値を用いると共に、パイロット信号を基準点とした各変調方式の信号点の相対的な位置を用いて、ＭＬＤ演算を行うＭＬＤ演算部と、
   を具備するマルチアンテナ受信装置。
8. ＭＩＭＯ空間多重送信において異なるアンテナから送信するデータを、各変調方式間で共通化された信号点にマッピングするマッピングステップと、
   前記マッピングステップにおいて同一もしくは異なる変調方式のマッピングを施して得た変調信号をＭＩＭＯ空間多重送信するステップと、
   を含むマルチアンテナ送信方法。
9. マルチアンテナ送信装置により送信された空間多重信号を複数のアンテナで受信するステップと、
   前記空間多重信号が通った通信路の状況を推定するチャネル推定ステップと、
   前記チャネル推定ステップで推定したチャネル推定値を用いると共に、各変調方式間で共通化された信号点のみを候補信号点として用いて、ＭＬＤ演算を行うＭＬＤ演算ステップと、
   を含むマルチアンテナ受信方法。
10. 基地局装置との間でプリコーディングを用いたマルチアンテナ通信を行う端末装置であって、
    受信したパイロット信号を用いてチャネル推定を行い、チャネル推定行列を生成するチャネル推定部と、
    前記チャネル推定部において生成したチャネル推定行列をＱＲ分解するＱＲ分解部と、
    前記ＱＲ分解部におけるＱＲ分解により得られたＲ行列のうち、上三角内の非対角の位置に存在する複素数の要素の位相成分を前記基地局装置にフィードバックするＲ行列非対角要素位相量演算部と、
    を具備する端末装置。
11. 前記ＱＲ分解部におけるＱＲ分解により得られたＲ行列のうち、上三角内の位置に存在する要素の中の特定の要素を基準とし、前記基準とした要素の振幅に対する振幅比を、前記Ｒ行列の上三角内における前記特定の要素以外の要素について演算し、前記演算により得られた振幅比を前記基地局にフィードバックするＲ行列要素振幅比演算部を、さらに具備する
    請求項１０に記載の端末装置。
12. 端末装置との間でプリコーディングを用いたマルチアンテナ通信を行う基地局装置であって、
    複数の候補となるプリコーディング行列を有し、マッピング後の信号に対して前記候補となるプリコーディング行列を乗算することで送信信号点を生成する送信信号点生成部と、
    前記端末装置よりフィードバックされたＲ行列の振幅比情報及び位相情報を用いてＲ行列を再現し、前記再現したＲ行列と前記送信信号点生成部により生成された送信信号点とを用いて候補信号点を生成し、前記生成した候補信号点間の２乗ユークリッド距離を演算する候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部と、
    前記候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部により演算された２乗ユークリッド距離が最大となるプリコーディング行列を選択するプリコーディング行列選択部と、
    前記プリコーディング行列選択部によって選択されたプリコーディング行列をマッピング後の信号点に乗算するプリコーディング部と、
    を具備する基地局装置。
13. 前記Ｒ行列非対角要素位相量演算部は、
    前記位相成分の情報を量子化する場合、量子化対象を分割した領域に対して、第一の領域に割り当てるバイナリ値と第一の領域に隣接する領域に割り当てるバイナリ値が、１ビットのみ異なるバイナリ値となるように量子化する、
    請求項１０に記載の端末装置。
14. 前記Ｒ行列要素振幅比演算部は、
    前記振幅比の情報を量子化する場合、量子化対象を分割した領域に対して、第一の領域に割り当てるバイナリ値と第一の領域に隣接する領域に割り当てるバイナリ値が、１ビットのみ異なるバイナリ値となるように量子化する、
    請求項１１に記載の端末装置。
15. 端末装置との間でプリコーディングを用いたマルチアンテナ通信を行う基地局装置であって、
    異なる変調方式間で信号点を共通化する場合に、複数の共通化方法で共通化された送信信号点を生成する送信信号点生成部と、
    前記端末装置よりフィードバックされたＲ行列の振幅比情報及び位相情報を用いてＲ行列を再現し、前記再現したＲ行列と前記送信信号点生成部により生成された送信信号点とを用いて候補信号点を生成し、前記生成した候補信号点間の２乗ユークリッド距離を演算する候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部と、
    前記複数の共通化方法の中から、前記候補信号点間２乗ユークリッド距離演算部により演算された２乗ユークリッド距離が最大となる信号点の共通化方法を選択する共通信号点選択部と、
    前記共通信号点選択部によって選択された信号点の共通化方法を用いて変調信号点へのマッピングを行う共通信号点マッピング部と、
    を具備する基地局装置。

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