JP2008182388A - 信号切替装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ベースバンドＩCから出力される制御信号電圧を低電圧化した状況においても、高出力信号に対してより低歪特性を実現する信号切替装置を提供することを目的とする。
【解決手段】高周波スイッチ１００は、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３と抵抗Ｒｃで構成されており、電圧変換回路１０１ｂは、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂと定電流源１〜３から構成されている。高周波スイッチ１００には、アンテナ端子ＡＮＴと高周波信号端子ＲＦ１〜ＲＦ３が配置されている。電源電圧端子Ｖｄｄにレギュレータ等から制御入力端子Ｖｃ１〜Ｖｃ３より高い電圧を印加する。この場合、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のゲート端子には、制御入力端子Ｖｃ１〜Ｖｃ３の電圧より高く電源電圧端子Ｖｄｄの電圧以下の電圧が印加され、制御入力端子Ｖｃ１〜Ｖｃ３の電圧を直接印加する場合に比べて、高出力信号に対してより低歪特性を実現できる。
【選択図】図２

Description

本発明は半導体集積回路で構成され、携帯電話機や無線通信機等の通信端末装置に用いられる高周波信号切替装置に関するものである。この信号切替装置は、例えば通信端末装置のアンテナに対する信号経路の切替え等に用いられる。

図１６は、信号切替装置の先行技術を示すブロック図である。この信号切替装置は、図１６に示すように、高周波スイッチ１００を含んで構成され、入力端子Ｉ１〜Ｉｎ（ｎは自然数)と、出力端子O１〜Oｎと、制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎとを有している。そして、制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎへ加えられる制御入力信号の状態（ハイレベルまたはローレベル）に応じて、入力端子Ｉ１〜Ｉｎと出力端子O１〜Oｎとの間の接続関係が切り替えられる。高周波スイッチ１００には、制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎへ入力される制御入力信号がそのまま与えられ、それによって高周波スイッチ１００は内部のスイッチデバイスの導通遮断を制御する。

高周波スイッチにおけるスイッチデバイスとしては、電界効果トランジスタが用いられることが多い。電界効果トランジスタをスイッチデバイスとして使用するには、電界効果トランジスタのゲート端子に印加するバイアス電圧を制御する。一般的に、電界効果トランジスタには閾値電圧というものが存在し、例えばゲート・ソース間電圧Ｖｇｓとして、閾値電圧Ｖｔｈより高い電圧を印加することにより電界効果トランジスタは低インピーダンスのオン状態となり、閾値電圧Ｖｔｈより低い電圧を印加することにより電界効果トランジスタは高インピーダンスのオフ状態となる。

このようにして、電界効果トランジスタのゲート・ソース間電圧Ｖｇｓを変化させて、信号経路をオン・オフすることによって、高周波スイッチの機能が実現できる。

電界効果トランジスタをスイッチデバイスとして用いる場合に、理想的には無歪特性が得られる最大入力電力(Ｐｍａｘ)は次式で表される。

Ｐｍａｘ=２|Ｖｇｓ-Ｖｔｈ|^２／Ｚ
ただし、Ｖｇｓ：ゲート・ソース間電圧、Ｖｔｈ：閾値電圧、Ｚ：負荷インピーダンスである。

つまり、最大入力電力を増大させるためには、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓと閾値電圧Ｖｔｈの差を大きくする必要がある。
特開平８−７０２４５号公報

今日、携帯端末に搭載されるＬＳＩの微細化が進んでおり、それに伴ってベースバンドＩＣなどのデジタル回路の出力電圧の低電圧化が進んでいる。このような状況下において、高周波スイッチを制御するための制御信号電圧の低電圧化も同様に進み、従来３．０Ｖ〜２．８Ｖであった制御信号電圧が、近年１．８Ｖ〜１．５Ｖに低電圧化されており、低歪を実現するために十分なゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが得られないという課題が生じてきた。

したがって、本発明の目的は、例えば１．８Ｖ〜１．５Ｖ程度の低い制御信号電圧が入力される場合でも、より低歪を実現することができる信号切替装置を提供することである。

上記課題を解決するために、本発明の信号切替装置は、高周波スイッチと、外部から高周波スイッチの導通・遮断を制御するために与えられる制御入力信号を入力し、制御入力信号を電圧変換して高周波スイッチへ高周波スイッチの導通・遮断を制御する制御信号として出力する電圧変換回路とを備える構成である。そして、電圧変換回路は、電源電圧端子と、制御入力信号が入力される制御入力端子と、制御信号が出力される制御出力端子と、印加電圧が低いときは抵抗が小さく印加電圧が高くなるにつれて抵抗が増大する非線形特性を有して電源電圧端子と制御出力端子との間に接続された非線形回路と、制御出力端子と制御入力端子との間に接続されて制御入力信号の電位に応じて導通・遮断が切り替わる直流スイッチとを有している。これによって、電圧変換回路は、外部から電源電圧端子に電源電圧が印加され、電源電圧を電源電圧の電圧値の絶対値の範囲内の所定の電圧値に変換した電圧を、高周波スイッチに制御信号として供給することによって、制御信号のハイレベル信号の電位とローレベル信号の電位との電位差を、制御入力信号のハイレベル信号の電位とローレベル信号の電位との電位差に比べて、大きくなる状態に変換するようにしている。

この構成によれば、ベースバンドＩＣなどの低い制御信号電圧に比べて、高いレギュレータ電圧など他の回路の出力電圧を電源電圧として電圧変換回路の電源電圧端子に印加することにより、高周波スイッチを制御するためにベースバンドＩＣ等から出力された低い制御信号電圧を高い電圧に変換することができる。これにより、図１６に示した従来例に比べて、高周波スイッチを低歪で動作させることが可能となる。

また、電圧変換回路には、発振回路などを用いないため、基本的にスプリアスを発生せず、より簡素な回路構成で実現できる。

また、信号切替装置に、直流スイッチの負荷として線形抵抗ではなく印加電圧が高くなるにつれて抵抗が増大する非線形特性を有する非線形回路を使用しているので、直流スイッチがオフで電源電圧端子から電源電圧が非線形回路を介して、高周波スイッチを構成する電界効果トランジスタのゲートに加わる場合において、高周波スイッチを構成する電界効果トランジスタにゲートリークが生じ、そのゲート端子側インピーダンスが有限値となっても、非線形回路の抵抗が線形抵抗に比べて小さい状態であり、非線形回路での電圧降下は線形抵抗の場合の電圧降下に比べて少なく、電圧変換回路から出力される制御出力電圧を、線形抵抗を使用する場合に比べて高くすることができる。したがって、同一入力電力であれば、より低歪を実現できる。

上記構成の信号切替装置においては、非線形回路は、定電流源からなることが好ましい。

また、定電流源は、例えば、ゲート端子とソース端子とが直接接続された電界効果トランジスタからなり、電界効果トランジスタのドレイン端子が定電流源の一方の端子となり、電界効果トランジスタのソース端子が定電流源の他方の端子となる。

また、定電流源は、上記構成の他に、電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタのゲート端子に一端が接続され電界効果トランジスタのソース端子に他端が接続された抵抗とからなり、電界効果トランジスタのドレイン端子が定電流源の一方の端子となり、電界効果トランジスタのソース端子が定電流源の他方の端子となる構成も考えられる。

また、上記構成の信号切替装置においては、非線形回路は、例えば電源電圧の範囲内で０Ｖから任意の電圧領域までは一定の抵抗Ｒを示し、それ以上の電圧領域では電圧が増大するにつれて漸増する抵抗Ｒ’（Ｒ ＜ Ｒ’）を示す非線形特性を有することが好ましい。

また、上記のような非線形特性を有する非線形回路は、例えば電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタのソース端子に一端が接続され電界効果トランジスタのゲート端子に他端が接続された抵抗とからなり、電界効果トランジスタのドレイン端子が非線形回路の一方の端子となり、抵抗の他端が非線形回路の他方の端子となる。

また、非線形回路は、電界効果トランジスタと、電界効果トランジスタのソース端子に一端が接続された第１の抵抗と、電界効果トランジスタのゲート端子に一端が接続され第１の抵抗の他端に他端が接続された第２の抵抗とからなり、電界効果トランジスタのドレイン端子が非線形回路の一方の端子となり、第１の抵抗の他端が非線形回路の他方の端子となる構成でもよい。

また、上記構成の信号切替装置は、高周波スイッチと電圧変換回路とを同一半導体基板上に集積して１チップ化した構成を採用することが好ましい。

また、上記構成の信号切替装置は、高周波スイッチと電圧変換回路とを複数の半導体基板を用いて作製し、一つのパッケージに実装する構成でもよい。

本発明の信号切替装置によれば、上記構成を有し、例えばベースバンドＩＣから出力される制御電圧が低電圧化した状況においても、高出力信号に対して低歪特性を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１の信号切替装置の構成を示すブロック図である。この信号切替装置は、図１に示すように、高周波スイッチ１００と、電圧変換回路１０１ｂを含んで構成され、入力端子Ｉ１〜Ｉ１(ｎは自然数)と、出力端子O１〜Oｎと、制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎとを有している。

高周波スイッチ１００は、複数のスイッチデバイスから構成され、それらの導通・遮断が電圧変換回路１０１ｂからの制御信号によって制御されることにより、入力端子Ｉ１〜Ｉ１と出力端子O１〜Oｎとの間の高周波信号の経路が切り替わる。なお、入力端子と出力端子は、便宜上そのように名付けたものであり、例えば、送受信回路の場合には、双方向に信号が流れるので、両方とも入出力端子となる。

電圧変換回路１０１ｂは、高周波スイッチ１００の導通・遮断を制御するために外部から制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎへ入力される制御入力信号を受け、制御入力信号を電圧変換して高周波スイッチ１００へ高周波スイッチ１００の導通・遮断を制御する制御信号として出力する。そして、制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎへ加えられる制御入力信号の状態に応じて、高周波スイッチ１００が入力端子Ｉ１〜Ｉｎと出力端子O１〜Oｎとの間の接続関係を切り替える。

電圧変換回路１０１ｂは、外部から電源電圧端子Ｖｄｄに電源電圧が印加され、電源電圧を電源電圧の絶対値の範囲内の所定の電圧値に変換した電圧を、制御信号のハイレベル信号もしくはローレベル信号の電位とすることによって、制御信号のハイレベル信号の電位とローレベル信号の電位との電位差を、制御入力端子Ｓ１〜Ｓｎへの制御入力信号のハイレベル信号の電位とローレベル信号の電位との電位差に比べて、大きくなる状態に変換する。

以下、本発明の実施の形態１の信号切替装置の具体的な構成について、図面を参照しながら説明する。

図２に本発明の実施の形態１に係る信号切替装置の回路図を示す。これは、ＳＰ３Ｔ(Single Pole Three Throw)スイッチにおける実施の形態の一例であり、ガリウム砒素(ＧａＡｓ)半導体基板を用いて、スイッチデバイスとしてＧａＡｓ電界効果トランジスタを用いて信号切替装置を構成している。

すなわち、高周波スイッチ１００は、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３と抵抗Ｒｃとで構成されている。電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のソース端子はアンテナ端子ＡＮＴに共通に接続されている。また、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のドレイン端子とはそれぞれ高周波信号端子ＲＦ１、ＲＦ２、ＲＦ３にそれぞれ個別に接続されている。電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のゲート端子は、後述する電圧変換回路１０１ｂの制御出力端子Ｖｃｏ１、Ｖｃｏ２、Ｖｃｏ３にそれぞれ個別に接続されている。

また、抵抗Ｒｃは一端が電源電圧端子Ｖｄｄに接続され、他端が電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のソース端子に共通に接続されており、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のソース端子の電圧を電源電圧に固定する機能を果たす。なお、高周波スイッチ１００の切替動作においては、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のいずれか一つは導通状態になり、結果的に導通した電界効果トランジスタに接続された高周波信号端子の電位に固定されることになるので、抵抗Ｒｃは省くことも可能である。

電圧変換回路１０１ｂは、直流スイッチである電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂと、それらの負荷となる定電流源１〜３とから構成されている。電流Ｉｄを流す定電流源１は電源電圧端子Ｖｄｄと制御出力端子Ｖｃｏ１との間に接続されている。同様に、定電流源２は電源電圧端子Ｖｄｄと制御出力端子Ｖｃｏ２との間に接続されている。さらに、定電流源３は電源電圧端子Ｖｄｄと制御出力端子Ｖｃｏ３との間に接続されている。

電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂは、ドレイン端子が制御出力端子Ｖｃｏ１に接続され、ソース端子が制御入力端子Ｖｃ１に接続され、ゲート端子が接地されている。電界効果トランジスタＦＥＴ２ｂは、ドレイン端子が制御出力端子Ｖｃｏ２に接続され、ソース端子が制御入力端子Ｖｃ２に接続され、ゲート端子が接地されている。電界効果トランジスタＦＥＴ３ｂは、ドレイン端子が制御出力端子Ｖｃｏ３に接続され、ソース端子が制御入力端子Ｖｃ３に接続され、ゲート端子が接地されている。

上記全ての電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３、ＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂはデプレッション型の電界効果トランジスタであり、閾値電圧Ｖｔｈが０Ｖ以下の電界効果トランジスタでノーマリーオン型と呼ばれることもある。電源電圧端子Ｖｄｄに印加される電源電圧（便宜上、Ｖｄｄと記す）は、｜Ｖｔｈ｜ ＜ ｜Ｖｄｄ｜の関係に選定されている。

上記したように、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３は、高周波信号の通過・遮断を行う電界効果トランジスタであり、また抵抗Ｒｃは電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のソース電位を電源電圧（Ｖｄｄ）に固定するために配置された抵抗である。電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂは、直流スイッチとして、電圧変換つまり制御信号のハイレベル、ローレベルを切り替える役割を担う。定電流源１〜３は、各々電源電圧端子Ｖｄｄと直流スイッチである電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂの間に接続されている。

電圧変換回路１０１ｂの動作について簡単に説明する。今、電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ１ｂのブロックについて考える。

最初に、制御入力端子Ｖｃ１に０Ｖの電圧を印加する場合について考える。電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂのゲート端子はグラウンドＧＮＤに接続されており、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂはデプレッション型であるので、抵抗の低いＯＮ状態となり、結果として制御入力端子Ｖｃ１の０Ｖの電圧が電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子にも印加される。電界効果トランジスタＦＥＴ１もデプレッション型であり、抵抗Ｒｃによってソース電位が電源電圧（Ｖｄｄ）に固定されているため、ソース電位を基準にした場合、Ｖｔｈ ＜ Ｖｄｄの関係から電界効果トランジスタＦＥＴ１はオフ状態となり、アンテナ端子ＡＮＴと高周波信号端子ＲＦ１との間で高周波信号を遮断する。

次に、制御入力端子Ｖｃ１に閾値電圧Ｖｔｈより高い電圧を印加する場合を考える。この時ソース電位を基準にした場合、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂのゲート電位は閾値電圧Ｖｔｈ以下となるため、抵抗の高いＯＦＦ状態となる。結果として、電界効果トランジスタＦＥＴ１には電源電圧（Ｖｄｄ）が印加される。電界効果トランジスタＦＥＴ１もデプレッション型であり、抵抗Ｒｃによってソース電位が電源電圧（Ｖｄｄ）に固定されているため、電界効果トランジスタＦＥＴ１はオン状態となり、アンテナ端子ＡＮＴと高周波信号端子ＲＦ１との間で高周波信号を通過させる。

その他の電界効果トランジスタＦＥＴ２・ＦＥＴ２ｂ、ＦＥＴ３・ＦＥＴ３ｂの経路についても同様の動作である。

図３に本発明の実施の形態１に係る信号切替装置と対比される信号切替装置の第１の比較例の回路図を示す。この信号切替装置は、電圧変換回路１０１ｂにおける定電流源１、２、３の代わりに、同じ抵抗値を有する抵抗Ｒｄを用いており、その他の構成は図２と同様である。

本実施の形態１における電圧変換回路１０１ｂと、比較例の信号切替装置における電圧変換回路１０１ａとについて、動作の違いを電界効果トランジスタＦＥＴ１、ＦＥＴ１ｂ、抵抗Ｒｄのブロックについて考え、動作点について図４および図５を用いて説明する。両信号切替装置における共通条件については、以下の通りである。電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子側インピーダンスをＲＬ、電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子電圧をＶｇ１とする。

電界効果トランジスタのゲート端子は通常ハイインピーダンスであり、ゲート端子側インピーダンスＲＬは理想的に∞である。しかし、実際には大信号が入力された場合など、電界効果トランジスタＦＥＴ１に印加される電圧がそのソース耐圧・ドレイン耐圧をオーバーした場合、リーク電流が流れてしまい、ゲート端子側インピーダンスＲＬが有限値に低下する。

まず、本実施の形態１の電圧変換回路１０１ｂについて、制御入力端子Ｖｃ１にローレベル(例えば０Ｖ)印加時と、ハイレベル(閾値電圧Ｖｔｈ以上、例えば電源電圧（Ｖｄｄ）)印加時の動作点について図４を用いて説明する。

まず、ゲート端子側インピーダンスＲＬが∞の場合を考える。今、制御入力端子Ｖｃ１にローレベル信号を印加した時の電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂのＶｄｓ−Ｉｄｓ特性曲線を、図４において符号１１１で示す。また、制御入力端子Ｖｃ１にハイレベル信号を印加した時の電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂのＶｄｓ−Ｉｄｓ特性曲線を、図４において符号１１２で示す。また、定電流源１の特性曲線を、図４において符号１２１で示す。

制御入力端子Ｖｃ１にハイレベル信号印加時(ＦＥＴ１のオン時)の動作点は、符号１１２で示す曲線と符号１２１で示す曲線との交点で求められ、符号２０２で示される。

また、制御入力端子Ｖｃ１にローレベル信号印加時(ＦＥＴ１のオフ時)の動作点は、符号１１１で示す曲線と符号１２１で示す曲線の交点で求められ、符号２０１で示される。

次に、ゲート端子側インピーダンスＲＬが有限値の場合を考える。ゲート端子側インピーダンスＲＬのインピーダンスが下がるので、この負荷線を１３１とする。図４において、オフ時(制御入力端子Ｖｃ１にローレベル信号印加時)の動作点は変化しないが、オン時(制御入力端子Ｖｃ１にハイレベル信号印加時)の動作点は、符号１３１で示す負荷線と符号１２１で示す曲線との交点２０３へと移動する。

次に、第１の比較例の電圧変換回路１０１ａについて、制御入力端子Ｖｃ１にローレベル(例えば０Ｖ)印加時と、ハイレベル(Ｖｔｈ以上、例えば電源電圧（Ｖｄｄ）)印加時の動作点について図５を用いて説明する。

まず、ゲート端子側インピーダンスＲＬが∞の場合を考える。今、制御入力端子Ｖｃ１にローレベル信号を印加した時の電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂのＶｄｓ−Ｉｄｓ特性曲線１１１と、制御入力端子Ｖｃ１にハイレベル信号を印加した時の電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂのＶｄｓ−Ｉｄｓ特性曲線１１２については、上記と同様である。

第１の比較例の場合、図２における定電流源の箇所が、図３のように抵抗Ｒｄに置き換わっているので、負荷線が符号１２２のよう直線になる。従って、ＦＥＴ１のオン時(制御入力端子Ｖｃ１にハイレベル信号印加時)の動作点は、符号１１２で示す曲線と符号１２２で示す負荷線との交点で求められ、符号２１２で表される。

また、ＦＥＴ１のオフ時(制御入力端子Ｖｃ１にローレベル信号印加時)の動作点は、符号１１１で示す曲線と符号１２２で示す負荷線との交点で求められ、符号２１１で表される。

次に、ゲート端子側インピーダンスＲＬが有限値の場合を考える。ゲート端子側インピーダンスＲＬの負荷線は図４と同じで符号１３１で示される。図５において、ＦＥＴ１のオフ時(制御入力端子Ｖｃ１にローレベル信号印加時)の動作点に変化はないが、ＦＥＴ１のオン時(制御入力端子Ｖｃ１にハイレベル信号印加時)の動作点は、符号１３１で示される負荷線と符号１２２で示される負荷線との交点２１３へと移動する。

図４における本実施の形態１の動作点２０３と図５における第１の比較例の動作点２１３とを比較した場合、動作点２０３の電圧値の方が動作点２１３の電圧値より高くなることがわかる。

つまり、ゲート端子側インピーダンスＲＬが有限値の場合、本実施の形態１の電圧変換回路１０１ｂの方が第１の比較例の電圧変換回路１０１ａに比べて、電圧変換回路の出力電圧をより高く保つことができる。上述の通り、最大入力電力を増大させるためには、ゲート端子・ソース端子間電圧(Ｖｇｓ)と閾値電圧(Ｖｔｈ)の差を大きくする必要があり、電圧変換回路の出力電圧が高い方が、この条件を満足し、同一入力電力であれば、より低歪を実現できることを意味している。

以上説明したように、この実施の形態によれば、ベースバンドＩＣなどの低い制御信号電圧に比べて、高いレギュレータ電圧など他の回路の出力電圧を電源電圧として電圧変換回路の電源電圧端子に印加することにより、高周波スイッチを制御するためにベースバンドＩＣ等から出力された低い制御信号電圧を高い電圧に変換することができる。これにより、図１６に示した従来例に比べて、高周波スイッチを低歪で動作させることが可能となる。

また、電圧変換回路には、発振回路などを用いないため、基本的にスプリアスを発生せず、より簡素な回路構成で実現できる。

また、信号切替装置に、線形抵抗ではなく印加電圧が高くなるにつれて抵抗が増大する非線形特性を有する非線形回路である定電流源１を使用しているので、直流スイッチである電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂがオフで電源電圧端子Ｖｄｄから電源電圧が定電流源１を介して、高周波スイッチを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲートに加わる場合において、高周波スイッチを構成する電界効果トランジスタＦＥＴ１にゲートリークが生じ、そのゲート端子側インピーダンスＲＬが有限値となった場合においても、非線形回路の抵抗が線形抵抗に比べて小さい状態であり、非線形回路での電圧降下分は線形抵抗の場合に比べて少なく、電圧変換回路１０１ｂから出力される制御出力電圧を、線形抵抗を使用する場合に比べて高くすることができる。したがって、同一入力電力であれば、より低歪を実現できる。

図６（ａ），（ｂ）に本発明の実施の形態１に係る信号切替装置における定電流源の一例を示す。図６（ａ）は、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのゲート端子とソース端子を直接接続した構成を示している。電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのドレイン端子が定電流源の一方の端子となり、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのソース端子が定電流源の他方の端子となる。

図６（ｂ）は、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのゲート端子に抵抗Ｒｇ１の一端を接続し、ソース端子に抵抗Ｒｇ１の他端を接続して、ゲート端子・ソース端子間に抵抗Ｒｇ１を配置した構成を示している。

電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのドレイン端子が定電流源の一方の端子となり、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのソース端子が定電流源の他方の端子となる。電界効果トランジスタは、一般的にゲート端子とソース端子を同電位にすることにより、定電流特性が実現できる。

図７に図６（ｂ）の定電流源のＶｄｓ−Ｉｄ特性シミュレーション結果を示す。電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃの閾値電圧Ｖｔｈが約−１．２Ｖ、ゲート幅Ｗｇが２００μm、抵抗Ｒｇ１が５０ｋΩの条件でシミュレーションした。

ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０Ｖから約１Ｖまでの範囲は、電界効果トランジスタの非飽和領域であり、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとが線形に増大するが、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが１Ｖ以上では、６５ｍＡ〜６８ｍＡの定電流特性が実現されている。

ちなみに、電界効果トランジスタのゲート端子には、電流が殆ど流れないため、図６（ａ）の定電流源でも図６（ｂ）の定電流源でも実質的に回路動作上の違いはなく、上記シミュレーション結果も同一となった。

図８に本発明の実施の形態１に係る信号切替装置の具体回路例を示す。この信号切替装置は、ＳＰ３Ｔ(Single Pole Three Throw)スイッチにおける一例であり、図２における定電流源１〜３として、それぞれ図６（ａ）に示す電界効果トランジスタの定電流源を用いた電圧変換回路１０１ｃが示されている。

なお、上記図７のＶｄｓ-Ｉｄｓ特性シミュレーション結果より、実施の形態１の定電流源として、図６（ｂ）に示す電界効果トランジスタの定電流源を使用しても同様の効果が得られることは、言うまでもない。

なお、定電流源としては、上記構成にかぎらずパイポーラトランジスタを用いた定電流源等、上記のような定電流特性が得られるものであれば、どのようなものであってもよい。

（実施の形態２）
図９（ａ），（ｂ）に本発明の実施の形態２に係る信号切替装置において、非線形回路を示す。この非線形回路は、実施の形態１における定電流源の代わりに使用されるものであり、印加電圧が高くなるにつれて抵抗が増大する非線形特性を有している。具体的には、電源電圧の範囲内で０Ｖから任意の電圧領域までは一定の抵抗Ｒを示し、それ以上の電圧領域では電圧が増大するにつれて漸増する抵抗Ｒ’（Ｒ ＜ Ｒ’）を示す非線形特性を呈する。

図９（ａ）、（ｂ）には非線形回路の一例を示している。図９（ａ）には、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのソース端子に抵抗Ｒｄ１の一端を接続し、ゲート端子に抵抗Ｒｄ１の他端を接続した構成を示している。この非線形回路は、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのドレイン端子が非線形回路の一方の端子となり、抵抗Ｒｄ１の他端が非線形回路の他方の端子となる。

図９（ｂ）には、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのソース端子に抵抗Ｒｄ１の一端を接続し、ゲート端子に別の抵抗Ｒｇ１の一端を接続し、それぞれＲｄ１、Ｒｇ１の他端同士を接続した構成を示している。この非線形回路は、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃのドレイン端子が非線形回路の一方の端子となり、抵抗Ｒｄ１の他端が非線形回路の他方の端子となる。

図１０に図９（ｂ）の非線形回路のＶｄｓ−Ｉｄ特性シミュレーション結果を示す。電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃの閾値電圧Ｖｔｈが約−１．２Ｖ、ゲート幅Ｗｇが２００μm、抵抗Ｒｄ１が４００kΩ、抵抗Ｒｇ１が５０ｋΩの条件でシミュレーションした。

ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが０Ｖから約１．５Ｖまでの範囲は、電界効果トランジスタの非飽和領域であり、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄとが線形に増大し、その抵抗値は約４００ｋΩで、それ以上の電圧では、３．４μA〜３．６μAの定電流特性が実現されており、その抵抗値は約３０ＭΩで、１．５Ｖ以上の方が高抵抗になっていることがわかる。

なお、上記の抵抗値約３０ＭΩの算出の根拠は以下のとおりである。図１０の電圧Ｖｄｓが１．５Ｖ以上の領域の直線の傾斜から抵抗値を算出している。Ｖｄｓ＝５．０Ｖ時に３．５６６μＡ、Ｖｄｓ＝２．０Ｖ時に３．４６４μＡであるので、
Ｒ＝（５Ｖ−２Ｖ）／（３．５６６μＡ−３.４６４μＡ）
＝２９．４ＭΩ
≒３０ＭΩ
となる。

ちなみに、電界効果トランジスタのゲート端子には、電流が殆ど流れないため、図９（ａ）でも図９（ｂ）でも実質的に回路動作上の違いはなく、上記シミュレーション結果も同一となった。

抵抗Ｒｄ１は、定電流値を少なく抑えるために配置しており、抵抗Ｒｄ１を配置しない実施の形態１の定電流源の定電流値が６５mＡ〜６８mＡであることと比較すると、大幅に電流値が抑えられているメリットがあることがわかる。

なお、非線形回路のＶｄｓ−Ｉｄ特性としては、図１０のように、電圧Ｖｄｓを増大させたときに、定抵抗領域から定電流領域への移行が急激に行われる必要はなく、電圧Ｖｄｓを増大させたときに、定抵抗領域から定電流領域へ徐々に移行していくような特性であってもよい。

図１１に本発明の実施の形態２に係る信号切替装置を示す。これは、ＳＰ３Ｔ(Single Pole Three Throw)スイッチにおける一例であり、実施の形態１の定電流源を図９（ｂ）に示す非線形回路に置き換えたものである。この回路構成によっても、実施の形態１と同様の効果が得られることを以下に説明する。

図１２に本発明の実施の形態２に係る信号切替装置と対比される信号切替装置の第２の比較例の回路図を示す。この信号切替装置は、非線形回路を抵抗Ｒｄに置き換えた電圧変換回路１０１ｅを用いたものである。図１１の電圧変換回路１０１ｄならびに図１２の電圧変換回路１０１ｅについて、それらの動作の違いを電界効果トランジスタＦＥＴ１・ＦＥＴ１ｂのブロックについて考え、シミュレーションした。

図１１の実施の形態２ならびに図１２の第２の比較例においては、電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３ならびに電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂのゲート端子に抵抗Ｒｇを配置している。抵抗Ｒｇは大信号動作時に電界効果トランジスタのソース端子もしくはドレイン端子からゲート端子へのリーク電流低減のために配置されている。

電界効果トランジスタの閾値電圧Ｖｔｈが全て約−１．２Ｖ、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂのゲート幅Ｗｇが４００μm、電界効果トランジスタＦＥＴ１ｃ〜ＦＥＴ３ｃのゲート幅Ｗｇが２００μm、抵抗Ｒｄ１が４００ｋΩ、抵抗Ｒｄは８００ｋΩ、抵抗Ｒｇ１と抵抗Ｒｇは５０ｋΩの条件で、シミュレーションを行った。

大信号時に電界効果トランジスタへのリーク電流を想定して、実施の形態１の時と同様に電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子側インピーダンスをＲＬ、電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子電圧をＶｇ１とし、電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子のインピーダンスＲＬや電源電圧（Ｖｄｄ）を変動させた場合の電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子電圧Ｖｇ１をシミュレーションしてその効果を確認した。

図１３は、本発明の実施の形態２に係る電圧変換回路１０１ｄと第２の比較例に係る電圧変換回路１０１ｅにおいてインピーダンスＲＬを変化させた場合の第１のシミュレーション結果を示す。共通シミュレーション条件は、電源電圧：Ｖｄｄ=２．８Ｖ、Ｖｃ１=１．８Ｖで、インピーダンスＲＬを変化させて、ゲート端子電圧Ｖｇ１の変動を調べた。図１３よりＲＬ＞０．４ＭΩの範囲においては、同一のインピーダンスＲＬに対して、電圧変換回路１０１ｄの方が電圧変換回路１０１ｅに比べて、電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子Ｖｇ１として、より高い値が得られている。これはすなわち、電圧変換回路１０１ｄの方が電界効果トランジスタのゲート端子・ソース端子間に印加される電圧がより高く、より大きな入力電力に対して低歪が実現できることを意味している。

図１４および図１５は、本発明の実施の形態２に係る電圧変換回路１０１ｄと第２の比較例に係る電圧変換回路１０１ｅにおいて、電源電圧（Ｖｄｄ）を変化させた場合の第２のシミュレーション結果を示している。共通シミュレーション条件は、図１４ではＶｃ１=１．８Ｖで、図１５ではＶｃ１=０Ｖで、制御端子Ｖｃ１への流入電流をＩｃ１とし、電源電圧Ｖｄｄを変化させた場合のＶｇ１とＩｃ１の変動を調べた。

図１４（ａ）より、同一の電源電圧Ｖｄｄに対して、電圧変換回路１０１ｄの方が電圧変換回路１０１ａより電界効果トランジスタＦＥＴ１のゲート端子Ｖｇ１が高い値が得られており、より大きな入力電力に対して低歪が実現できることを意味している。

また、図１４（ｂ）より、電源電圧Ｖｄｄの変動に対して、電圧変換回路１０１ｄの方が制御入力端子Ｖｃ１への流入電流Ｉｃ１がよりフラットになっており、電圧変換回路１０１ｄの方が電源電圧Ｖｄｄを変化させても制御入力端子への流入電流Ｉｃの変動が少ないというメリットがあることがわかる。

なお、流入電流Ｉｃ１は絶対値が少ない方が好ましく、この仕様を決定する際には、電源電圧変動を含めた最悪値から決定する必要がある。例えば、電源電圧最大値４．２Ｖとした場合、図１５より、従来の電圧変換回路１０１ａにおいては、流入電流Ｉｃ１の絶対値は約５．２μＡであるのに対し、本発明の電圧変換回路１０１ｄにおいては、流入電流Ｉｃ１の絶対値は約３．５μＡであって、本発明の方が流入電流Ｉｃ１を少なく抑えられることがわかる。

なお、上記図１０のＶｄｓ−Ｉｄｓ特性シミュレーション結果より、実施の形態１の定電流源を図９（ａ）に示す電界効果トランジスタの定電流源に置き換えても同様の効果が得られることは、言うまでもない。

この実施の形態の信号切替装置によれば、制御入力端子電圧を高周波スイッチ用の電界効果トランジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ３のゲート端子に直接印加する場合に比べて、ゲート端子制御電圧を高くすることができる。これによって、信号を通過させる電界効果トランジスタのゲートと信号を遮断する電界効果トランジスタのゲートとの電位差を大きくすることができる。そのため、より高出力において低歪な信号切替装置を実現することができる。また、セット（例えば、携帯電話）のＤＣレギュレータ電圧を使用することにより、昇圧回路を構成する必要がなく、回路構成が簡素で小型の信号切替装置を実現できる。その他は、実施の携帯１と同様の作用効果を奏する。

この実施の形態の信号切替装置においては、高周波スイッチ１００と電圧変換回路１０１ｄとを同一半導体基板上に形成して１チップ化したが、高周波スイッチ１００と電圧変換回路１０１ｄとを複数の半導体基板に形成して、一つのパッケージに実装した構成でも構わない。

なお、高周波スイッチとしてエンハンスメント型電界効果トランジスタを用いた場合や、電圧変換回路の直流スイッチとしてＭＯＳ電界効果トランジスタやバイポーラトランジスタを用いた場合も同様な回路を実現できることは言うまでもない。

また、高周波スイッチとして、ＧａＡｓ電界効果トランジスタの代わりにＳｉ半導体のＭＯＳＦＥＴを用いても構わない。

本発明にかかる信号切替装置は、制御入力信号電圧を高周波スイッチＦＥＴのゲート端子にそのまま印加する場合に比べ、高周波スイッチＦＥＴのゲート端子制御電圧を高くすることができ、これによって信号を通過させる高周波スイッチＦＥＴのゲートと信号を遮断する高周波スイッチＦＥＴのゲートとの電位差を大きくできるため、高出力時の歪を低減することができ、また昇圧回路を用いないので、回路構成が簡素であるため装置を小型化することができ、携帯電話機や無線機等の通信端末装置に用いられる信号切替装置として有用である。ベースバンドＩＣ等のデジタル回路の出力電圧の低電圧化に対応した、低ひずみの信号切替装置を提供することができる。

本発明の実施の形態１の信号切替装置の構成を示すブロック図である。 本発明の実施の形態１の信号切替装置の具体的な構成を示す回路図である。 第１の比較例となる信号切替装置の具体的な構成を示す回路図である。 実施の形態１の電圧変換回路１０１ｂの動作点を示す図である。 第１の比較例の電圧変換回路１０１ａの動作点を示す図である。 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明の実施の形態１の信号切替装置における定電流源の例を示す図である。 実施の形態１の信号切替装置における定電流源のＶｄｓ−Ｉｄ特性シミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態１の信号切替装置の具体的な構成を示す回路図である。 （ａ）、（ｂ）はそれぞれ本発明の実施の形態２の信号切替装置における非線形回路の例を示す図である。 本発明の実施の形態２の信号切替装置における非線形回路のＶｄｓ−Ｉｄ特性シミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態２の信号切替装置の具体的な構成を示す回路図である。 第２の比較例となる信号切替装置の具体的な構成を示す回路図である。 本発明の実施の形態２の電圧変換回路の第１のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態２の電圧変換回路の第２のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態２の電圧変換回路の第３のシミュレーション結果を示す図である。 従来の信号切替装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

１００ 高周波スイッチ
１０１ａ，１０１ｂ，１０１ｃ，１０１ｄ 電圧変換回路
ＦＥＴ１〜ＦＥＴ３ 電界効果トランジスタ
ＦＥＴ１ｂ〜ＦＥＴ３ｂ 電界効果トランジスタ
ＦＥＴ１ｃ〜ＦＥＴ３ｃ 電界効果トランジスタ
Ｖｃ１〜Ｖｃ３ 制御入力端子
Ｖｄｄ 電源電圧端子
ＡＮＴ 出力端子
ＲＦ１〜ＲＦ３ 入力端子
Ｒｃ、Ｒｄ、Ｒｇ１、Ｒｄ１、Ｒｇ 抵抗

Claims (9)

1. 高周波スイッチと、
   外部から前記高周波スイッチの導通・遮断を制御するために与えられる制御入力信号を入力し、前記制御入力信号を電圧変換して前記高周波スイッチへ前記高周波スイッチの導通・遮断を制御する制御信号として出力する電圧変換回路とを備え、
   前記電圧変換回路は、電源電圧端子と、前記制御入力信号が入力される制御入力端子と、前記制御信号が出力される制御出力端子と、印加電圧が低いときは抵抗が小さく印加電圧が高くなるにつれて抵抗が増大する非線形特性を有して前記電源電圧端子と前記制御出力端子との間に接続された非線形回路と、前記制御出力端子と前記制御入力端子との間に接続されて前記制御入力信号の電位に応じて導通・遮断が切り替わる直流スイッチとを有し、
   前記電圧変換回路は、外部から前記電源電圧端子に電源電圧が印加され、前記電源電圧を前記電源電圧の電圧値の絶対値の範囲内の所定の電圧値に変換した電圧を、前記高周波スイッチに前記制御信号として供給することによって、前記制御信号のハイレベル信号の電位とローレベル信号の電位との電位差を、前記制御入力信号のハイレベル信号の電位とローレベル信号の電位との電位差に比べて、大きくなる状態に変換するようにした信号切替装置。
2. 前記非線形回路は、定電流源からなる請求項１記載の信号切替装置。
3. 前記定電流源はゲート端子とソース端子とが直接接続された電界効果トランジスタからなり、前記電界効果トランジスタのドレイン端子が前記定電流源の一方の端子となり、前記電界効果トランジスタのソース端子が前記定電流源の他方の端子となる請求項２記載の信号切替装置。
4. 前記定電流源は、電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのゲート端子に一端が接続され前記電界効果トランジスタのソース端子に他端が接続された抵抗とからなり、前記電界効果トランジスタのドレイン端子が前記定電流源の一方の端子となり、前記電界効果トランジスタのソース端子が前記定電流源の他方の端子となる請求項２記載の信号切替装置。
5. 前記非線形回路は、前記電源電圧の範囲内で０Ｖから任意の電圧領域までは一定の抵抗Ｒを示し、それ以上の電圧領域では電圧が増大するにつれて漸増する抵抗Ｒ’（Ｒ ＜ Ｒ’）を示す特性を有する請求項１記載の信号切替装置。
6. 前記非線形回路は、電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのソース端子に一端が接続され前記電界効果トランジスタのゲート端子に他端が接続された抵抗とからなり、前記電界効果トランジスタのドレイン端子が前記非線形回路の一方の端子となり、前記抵抗の他端が前記非線形回路の他方の端子となる請求項１記載の信号切替装置。
7. 前記非線形回路は、電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタのソース端子に一端が接続された第１の抵抗と、前記電界効果トランジスタのゲート端子に一端が接続され前記第１の抵抗の他端に他端が接続された第２の抵抗とからなり、前記電界効果トランジスタのドレイン端子が前記非線形回路の一方の端子となり、前記第１の抵抗の他端が前記非線形回路の他方の端子となる請求項１記載の信号切替装置。
8. 前記高周波スイッチと前記電圧変換回路とを同一半導体基板上に集積して１チップ化した請求項１記載の信号切替装置。
9. 前記高周波スイッチと前記電圧変換回路とを複数の半導体基板を用いて作製し、一つのパッケージに実装した請求項１記載の信号切替装置。

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