JP2008159329A - 放電ランプ用電源装置及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源電圧の変動にかかわらず、ランプ電流遷移部に波形の乱れを生じないようにすることが可能な放電ランプ用電源装置及びその制御方法を提供する。
【解決手段】直流電源部２１を電源にして、パルス発生回路２５の制御によりスイッチング素子２２が高周波でスイッチングされることにより、平滑回路２３を介して放電ランプ１が交流駆動される。放電ランプ１に流れる電流は、電流検出抵抗２４により検出され、この検出値と予め設定した電流基準値との偏差が電流制御回路２７で増幅され、ゲイン設定回路２８を介してパルス発生回路２５のフィーババック端子Ｆ／Ｂに印加される。ゲイン変更回路２９は、直流電源部２１の電源電圧Ｖｐの変動に応じて、スイッチング素子２２、平滑回路２３、放電ランプ１、及びパルス発生回路２５を含むフィードバック制御系のループゲインＧをゲイン設定回路２８の出力点で変更する。
【選択図】図２

Description

本発明は、放電ランプを光源とする投射型の映像表示装置等に用いられる放電ランプ用電源装置及びその制御方法に関する。

映像表示装置の１つに、ディジタルマイクロミラーデバイス（ＤＭＤ）（Texas Instruments社登録商標：Digital Micromirror Device）を用いたＤＬＰ（Texas Instruments社登録商標：Digital Light Processing）による色順次方式がある。この方式の映像表示装置は、光源ランプとスクリーンの間の光路上に、ＲＧＢの３色を備えて回転する色フィルタ、コンデンサレンズ、ＤＭＤ、投射レンズを順次光路上に配設して構成されている（例えば、特許文献１，２参照）。

色順次方式映像表示装置は、一般に、光源ランプに放電ランプが用いられる。この放電ランプの駆動は、直流電源、該直流電源が発生する直流電圧をスイッチングするスイッチング素子、その出力電流を放電ランプに供給する平滑回路を備えたランプ用電源装置によって行われる。

一方、放電ランプに供給する電流を特定のタイミングで定常電流よりも減少させ、出力する場合がある。一般に、放電ランプは、緑色（Ｇ）が赤色（Ｒ）や青色（Ｂ）に比べて強く出る発光スペクトルを有している。この場合、他の波長域の色とのバランスをとるため、色フィルタのＧ部分が光路を通過するタイミングにおいて、放電ランプの光量を定常状態から低減する制御が行われている。

上記光量低減制御を行った場合、定常状態→電流低減→定常状態、と変化するときに電流遷移を生じるが、電流遷移部のランプ光は映像表示用に利用できないため、電流遷移に要する時間（電流遷移時間）、すなわち、安定状態から安定状態に変化する際の不安定状態の時間、具体的には、オーバーシュートやアンダーシュートを生じやすい時間をできるだけ少なくする必要がある。この電流遷移時間は、スイッチング素子〜平滑回路〜放電ランプ〜ランプ電流検出手段〜スイッチング素子の制御系〜スイッチング素子の経路におけるループゲインで決まるので、電流遷移時間を短くするためには、ループゲインを最適な値に設定する必要がある。
特開２０００−２３１０６６号公報 特許３７９７３４２号公報

しかし、従来の放電ランプ用電源装置によると、商用電源の電圧が変動した場合、これに応じて直流電源の出力電圧も変動し、ランプ電流制御ループのループゲインが変動することにより、ランプ電流遷移部で振動、波形なまり等の波形乱れが発生し、表示映像の輝度直線性品位に悪影響を及ぼす不具合が生じる。

従って、本発明の目的は、直流電源電圧の変動にかかわらず、ランプ電流遷移部に波形乱れが生じないようにすることができる放電ランプ用電源装置及びその制御方法を提供することにある。

（１）本発明は、上記目的を達成するため、直流電源を電源にして放電ランプをスイッチング駆動するスイッチング素子と、前記放電ランプのランプ電流検出値及び電流指令に基づいて前記スイッチング素子を制御するフィードバック制御系と、前記直流電源の電圧変動に応じて前記フィードバック制御系のループゲインを変更するゲイン変更手段と、を備えることを特徴とする放電ランプ用電源装置を提供する。

このような構成によれば、前記直流電源の電圧変動に応じてゲイン変更手段によりフィードバック制御系のループゲインが変更され、ループゲインの変動が抑制されることにより、ランプ電流遷移部の波形乱れが防止される。

（２）本発明は、上記目的を達成するため、直流電源を電源にして放電ランプを駆動するスイッチング素子と、前記スイッチング素子の出力を平滑して前記スイッチング素子に供給する平滑回路と、前記放電ランプに流れる電流を検出する電流検出手段と、予め設定した電流基準値と前記電流検出手段による検出値との差分に基づいて前記スイッチング素子を高周波でスイッチングするパルス発生回路と、前記スイッチング素子、前記平滑回路、前記放電ランプ、前記電流検出手段及び前記パルス発生回路を含むフィードバック制御系のループゲインを前記直流電源の電圧変動に応じて変更するゲイン変更回路と、を備えたことを特徴とする放電ランプ用電源装置を提供する。

このような構成によれば、前記直流電源の電圧変動に応じてゲイン変更回路によりフィードバック制御系のループゲインが変更され、ループゲインの変動が抑制されることにより、ランプ電流遷移部の波形乱れが防止される。

（３）本発明は、上記目的を達成するため、直流電源を電源にして放電ランプをスイッチング素子によりスイッチング駆動し、前記放電ランプのランプ電流検出値及び電流指令に基づいて前記スイッチング素子をフィードバック制御系により制御し、前記直流電源の電圧変動に応じて前記フィードバック制御系のループゲインを変更することを特徴とする放電ランプ用電源装置の制御方法を提供する。

このような方法によれば、前記直流電源の電圧変動に応じてフィードバック制御系のループゲインが変更され、ループゲインの変動が抑制されることにより、ランプ電流遷移部の波形乱れが防止される。

本発明の放電ランプ用電源装置及びその制御方法によれば、直流電源電圧の変動にかかわらず、ランプ電流遷移部に波形乱れを生じないようにすることができる。

［第１の実施の形態］
図１は、本発明の第１の実施の形態に係る映像表示装置を示す。この映像表示装置１００は、白色光を発光する光源としての放電ランプ１と、放電ランプ１による光を所定方向へ反射させるリフレクタ２と、Ｒ、Ｇ、Ｂの３色のフィルタを備えたカラーホイール３と、カラーホイール３からの光を平行光にするコンデンサレンズ４と、コンデンサレンズ４からの光を選択して投影方向へ出力するＤＭＤ素子５と、ＤＭＤ素子５からの光映像を投射面へ投影する投射レンズ６と、投射レンズ６からの光映像が照射されるスクリーン７と、カラーホイール３を回転駆動するモータ８と、ＤＭＤ素子５及びモータ８を制御する制御部９と、制御部９の制御の下に放電ランプ１を発光制御する放電ランプ用電源装置１０と、上記各部材を内蔵すると共にスクリーン７を外部から視認可能に装着する筐体１１と、を備えて構成されている。

放電ランプ１は、例えば、ショートアークランプ、超高圧型水銀ランプ、メタルハライドランプ等を用いることができる。

リフレクタ２は、例えば、放電ランプ１に一体的に取り付けられ、通常、楕円形状に形成されている。また、リフレクタ２は、放電ランプ１が発した光を集光し、集光した光をカラーホイール３上に合焦できるように構成されている。

カラーホイール３は、軸着されたモータ８によって高速回転させることにより、ＤＭＤ素子５に入射する光の色がＲ，Ｇ，Ｂと順番に変化し、光路上に出光した照明光の色に対応した映像をＤＭＤ素子５上に表示させることで、色を表現できるように構成されている。一般に、カラーホイール３は、同一円周上に６０°間隔にＲ−Ｇ−Ｂ−Ｒ−Ｇ−Ｂのセグメントを順に配設した６セグメント方式が用いられている。

ＤＭＤ素子５は、例えば、１７ｍｍ×１３ｍｍのサイズの半導体素子上に、約８０万個の微細なミラーエレメントを敷き詰め、１枚のパネル状にしたものである。ミラーエレメントは、支柱に載置された１個以上のヒンジに取り付けられており、それぞれ±１０度程度に動けるように構成されている。即ち、１つのミラーエレメントが１つの画素に対応し、例えば、＋１０度に傾いたときには放電ランプ１からの光が投射レンズ６に反射し、また、−１０度に傾いた時には投射レンズ６に反射光が入らないように動作する。

制御部９は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ、画像メモリ等を備えて構成され、画像メモリまたは外部から取り込んだ画像データに応じてカラーホイール３を回転させると共に、その色フィルタが光路上に介在するタイミングでＤＭＤ素子５の各ミラーエレメントを駆動制御し、更に放電ランプ用電源装置１０のランプ電流を制御する構成及びソフトウェアを備えている。

（映像表示装置の動作）
次に、図１の映像表示装置１００の動作を説明する。
制御部９及び放電ランプ用電源装置１０が動作し、モータ８が回転すると共に放電ランプ１が点灯すると、放電ランプ１の光は、カラーホイール３に到達し、カラーホイール３の回転に応じてＲ、Ｇ、Ｂの順に色分割される。

カラーホイール３から光路へ出射した光は、コンデンサレンズ４によって平行光に変換され、ＤＭＤ素子５に照射される。ＤＭＤ素子５は、入射されたＲ、Ｇ、Ｂの光に対し、制御部９の制御の下に、ミラーエレメントが画像データに応じて入射光を反射する。ＤＭＤ素子５による反射光は投射レンズ６に到達し、投射レンズ６によってスクリーン７上に投影される。

投射レンズ６によってスクリーン７に投影された映像は、Ｒ、Ｇ、Ｂが順番に表示されるが、その切り替えは高速に行われるため、スクリーン７の映像を観賞している視聴者には、Ｒ、Ｇ、Ｂの混色として知覚される。これにより、カラー映像を得ることができる。

（放電ランプ用電源装置の構成）
図２は、放電ランプ用電源装置１０の詳細構成を示す。放電ランプ用電源装置１０は、直流電源部２１と、直流電源部２１に接続されたスイッチング素子２２と、スイッチング素子２２の出力電流を平滑する平滑回路２３と、直流電源部２１の負端子と放電ランプ１の低電位側との間に接続された電流検出手段としての電流検出抵抗２４と、スイッチング素子２２をＰＷＭ（パルス幅変調）制御するパルス発生回路２５と、制御部９の管理の下に放電ランプ１に流す電流値の電流指令Ｃｉを出力する電流基準回路２６と、電流指令Ｃｉと電流検出抵抗２４に生じる検出電圧Ｖｆとの偏差値を出力する電流制御回路２７と、電流制御回路２７の出力電圧を所定のレベルにしてパルス発生回路２５へ出力するゲイン設定回路２８と、直流電源部２１の出力変動に応じてゲイン設定回路２８の出力レベルを変更するゲイン変更回路（ゲイン変更手段）２９と、を備えて構成されている。

直流電源部２１は、交流電圧を両波整流する整流器２１ａ及び電解コンデンサ２１ｂ，２１ｃを備えた両波倍電圧整流回路により構成されており、例えば、ＡＣ９０〜１３２Ｖ程度の商用電源からＤＣ２５０〜３７０Ｖ程度の直流電圧を生成する。なお、図示を省略しているが、各回路に直流電源を供給するための電源回路が別途用意されている。

スイッチング素子２２は、スイッチング用のＮチャネルのＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）ＦＥＴ(電界効果トランジスタ)２２ａと、ＭＯＳＦＥＴ２２ａのオフ時に平滑回路２３に蓄えられた電気エネルギーを通過させるためのダイオード２２ｂとを備えて構成されている。

平滑回路２３は、スイッチング素子２２と放電ランプ１の間に接続されたコイル２３ａと、放電ランプ１に並列接続された平滑コンデンサ２３ｂとを備えて構成されている。

パルス発生回路２５は、ＰＷＭＩＣ２５ａと、このＰＷＭＩＣ２５ａの発振容量端子ＣＦに接続されたコンデンサ２５ｂと、発振抵抗端子Ｔｏｎ，Ｔｏｆｆに接続された抵抗２５ｃ，２５ｄとを備えて構成されている。コンデンサ２５ｂ及び抵抗２５ｃ，２５ｄの値を適宜選択することにより、三角波状発振波形の発振周波数が決まる。具体的には、三角波の上り勾配の傾きがコンデンサ２５ｂと抵抗２５ｃの積により決定され、下り勾配の傾きがコンデンサ２５ｂと抵抗２５ｄの積により決定される。

電流制御回路２７は、電流検出抵抗２４の検出電圧Ｖｆ及び電流指令Ｃｉを入力とする演算増幅器を用いて構成されている。

ゲイン設定回路２８は、電流制御回路２７の出力端子とグランドとの間に直列接続されて、電流制御回路２７の出力電圧を抵抗分圧してＰＷＭＩＣ２５ａのフィードバック端子Ｆ／Ｂへ出力する抵抗２８ａ，２８ｂにより構成されている。

ゲイン変更回路２９は、直流電源部２１の電源電圧Ｖｐを抵抗分圧する抵抗２９ａ，２９ｂと、電源電圧Ｖｐと基準電圧Ｖｓとの差分に基づいて動作するコンパレータ２９ｃと、基準電圧Ｖｓを出力する基準電圧源２９ｄと、コンパレータ２９ｃの出力電圧により動作するトランジスタ２９ｅと、トランジスタ２９ｅのコレクタとＰＷＭＩＣ２５ａのフィードバック端子Ｆ／Ｂとの間に接続された抵抗２９ｆとを備えて構成されている。

（放電ランプ用電源装置の動作）
図３は、放電ランプ用電源装置１０の各部の動作を示す。このタイミングチャートにおいて、（ａ）はカラーホイール３の透過色、（ｂ）は放電ランプ１に流れるランプ電流の通電タイミング、（ｃ）はゲイン設定回路２８の動作、（ｄ）はパルス発生回路２５の動作を示す。なお、図３の（ａ）に示すＲ、Ｇ、Ｂの１つの組み合わせによる期間（３Ｔ）が、画像の１フレームになる。

直流電源部２１から出力される電源電圧Ｖｐは、スイッチング素子２２に印加される。スイッチング素子２２は、所定の周波数（例えば、７０ｋＨｚ）及び電流設定値により動作しているパルス発生回路２５の制御によってＰＷＭ制御され、矩形波電流が平滑回路２３に印加され、平滑される。平滑回路２３によって平滑された電流が放電ランプ１に流れ、放電ランプ１が点灯する。

放電ランプ１に流れた電流により、電流検出抵抗２４に電圧降下（検出電圧Ｖｆ）が発生し、この検出電圧Ｖｆが電流制御回路２７の−入力端子に入力される。電流制御回路２７は、検出電圧Ｖｆと電流基準回路２６から＋入力端子に入力された電流指令Ｃ_ｉの偏差に基づいて、パルス発生回路２５のフィードバック端子Ｆ／Ｂに入力される電圧が一定値になるような出力電圧を生成する。

カラーホイール３が回転し、図３の（ａ）に示す緑の光がＤＭＤ素子５に入射する期間Ｔになると、電流基準回路２６は、期間Ｔの一部の期間（電流小期間）ｔだけ電流指令Ｃｉを変更し、図３の（ｃ）に示すように、上記期間ｔにおいてゲイン設定回路２８の出力電圧を下げてパルス発生回路２５を制御する。これにより、図３の（ｄ）に示すように、パルス発生回路２５によるデューティが一部の期間ｔにおいて低くなるため、図３の（ｂ）に示すように、放電ランプ１の通電電流は、上記期間ｔにおいて低減し、緑の表示色の発光出力が低減する。

ここで、ループゲインについて説明する。
図４は、ループゲインの大小により電流遷移時間が変化する様子を示し、（ａ）はループゲインが過大な場合の波形、（ｂ）はループゲインが最適な場合の波形（電流遷移時間は２００μｍ）、（ｃ）はループゲインが過少な場合の波形を示す。上記したように、電流遷移時間は、電流検出抵抗２４の検出電圧Ｖｆに基づいて動作する電流制御回路２７からスイッチング素子２２に至る制御系におけるループゲインＧで決まる。

図４の（ａ），（ｃ）より明らかなように、ループゲインＧが過大な状態では電流遷移部に振動が発生し、過小な状態では波形なまりが発生する。いずれの場合も図４の（ｃ）に示すループゲインＧが最適な状態に比べると遷移に要する時間が長くなっている。

ここで、スイッチング素子２２、平滑回路２３、放電ランプ１、電流検出抵抗２４、電流制御回路２７、ゲイン設定回路２８及びパルス発生回路２５を含むフィードバック制御系のループゲインをＧ（Ａ／ｓｅｃ）、ゲイン変更回路２９により決定されるゲインをＧ_１（Ｖ／Ａ）、平滑回路２３で決定されるゲインをＧ_２（Ａ／％・ｓｅｃ）、パルス発生回路２５で決定されるゲインをＧ_３（％／Ｖ）とすると、
Ｇ＝Ｇ_１×Ｇ_２×Ｇ_３ ・・・（１）式
の関係が成立する。

平滑回路２３においては、スイッチング素子２２がオンしている期間では直流電源部２１の出力電圧＋Ｖｐがスイッチング素子２２に印加され、スイッチング素子２２がオフになっている期間では−Ｖｐが印加される。また、平滑回路２３の放電ランプ１側の電圧は、放電ランプ１のランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐになっている。

すなわち、スイッチング素子２２のオン時には、以下の（２）式に示す電圧がコイル２３ａの両端に印加される。
（Ｖｐ−Ｖ_ｌａｍｐ） ・・・（２）式
また、スイッチング素子２２のオフ時には、以下の（３）式に示す電圧がコイル２３ａの両端に印加される。
（−Ｖｐ−Ｖ_ｌａｍｐ）＝｛−（Ｖｐ＋Ｖ_ｌａｍｐ）｝ ・・・（３）式

ここで、ランプ電圧Ｖ_ｌａｍｐは、ランプ電流の大きさにかかわらず、ランプ温度に依存して決定される一定電圧である。また、ダイオード２２ｂの順方向降下電圧Ｖｄは、シリコンダイオードの場合、約０．７Ｖの一定電圧である。従って、Ｖ_ｌａｍｐ、Ｖｄは、共に定数と考えることができる。

上記（２）式及び（３）式から分かるように、スイッチング素子２２がオン時のコイル２３ａの両端の電圧は電源電圧Ｖｐの関数になっているため、電源電圧Ｖｐの変動によって、スイッチング素子２２のオン時のコイル２３ａの両端の電圧が変化する。その結果、コイル２３ａを流れる電流の変化率は電源電圧Ｖｐの変動に応じて変動し、これにより、平滑回路２３で決定されるゲインＧ_２は電源電圧Ｖｐの影響を受けることになる。

図５は、デューティを変更したときのデューティ変化、スイッチング出力電流及びランプ電流の変化を示し、（ａ）はデューティ変化、（ｂ）はスイッチング素子２２の出力電流及び放電ランプ１に流れる平均電流の変化を示す。ここでは、電源電圧Ｖｐを２５０Ｖとし、ＯＮ期間のデューティを０．３（３０％）から０．３２５（３２．５％）へ０．０２５（２．５％）上げた場合を示している。

図６は、デューティを図５とは異なる値に変更したときのデューティ変化、スイッチング出力電流及びランプ電流の変化を示し、（ａ）はデューティ変化、（ｂ）はスイッチング素子２２の出力電流及び放電ランプ１に流れる平均電流の変化を示す。ここでは、電源電圧Ｖｐを３７０Ｖとし、ＯＮ期間のデューティを０．２０３（２０．３％）から０．２２８（２２．８％）へ０．０２５（２．５％）上げた場合を示している。なお、図５及び図６の横軸は、７０ｋＨｚの１周期、すなわち、１４．３μｓｅｃを１０００目盛として表示している。

図５及び図６の特性は、コイル２３ａのインダクタンスが７００μＨ、パルス発生回路２５の出力パルス周波数が７０ｋＨｚ、放電ランプ１の初期電流が２Ａ、ランプ電圧が７５Ｖの条件の下で測定した。

図５及び図６の（ｂ）に示すように、スイッチング素子２２は、７０ｋＨｚ周期でＯＮ状態とＯＦＦ状態を繰り返しており、平滑回路２３を介して放電ランプ１へ供給される電流は７０ｋＨｚ周期の三角波状電流となる。

図５の（ａ）のタイミングでデューティを変化させたとき、同図（ｂ）に示すように、ランプ電流は、２Ａから３Ａに上がるのに６０００目盛（８６μｓ）を要している。また、図６の（ａ）のタイミングでデューティを変化させたとき、同図（ｂ）に示すように、ランプ電流は、２Ａから３Ａに上がるのに４０００目盛（５７μｓ）を要している。

図６を参照すると、２０００目盛でＯＮ期間デューティが、＋２．５％変更され、ランプ電流が増加を開始するが、電流増加量から平滑回路２３のゲインＧ_２を算出すると、ゲインＧ_２は、図５に示す電源電圧Ｖｐ＝２５０Ｖ時には、
１／（８６μＳ×２．５％）＝１０^６／（８６×２．５）
＝１０^６／２１５≒４６５１（Ａ／％・ｓｅｃ）
図６に示すＶｐ＝３７０Ｖ時には、
１／（５７μＳ×２．５％）＝１０^６／（５７×２．５）
＝１０^６／１４２．５≒７０１８（Ａ／％・ｓｅｃ）
となり、Ｖｐの変動に連動してゲインＧ_２も変化する。

商用電源電圧（ＡＣ１００Ｖ）が変動すると、直流電源部２１の出力である電源電圧Ｖｐも変動し、これに連動して平滑回路２３で決定されるゲインＧ_２が変動する結果、ループゲインＧも変動する。これにより、商用電源電圧の変動に応じて、ループゲインＧが図３の（ｂ）に示す最適状態からずれ、図３の（ａ）または（ｃ）に示すように、電流遷移部に波形の乱れが発生する。そこで、本実施の形態では、電源電圧Ｖｐの変動に応じて、誤差増幅ゲインＧ_４、即ち、パルス発生回路２５のフィードバック端子Ｆ／Ｂに印加される信号レベルをゲイン変更回路２９により変更している。

図７は、ゲイン変更回路２９の動作を示し、図８は、ゲイン変更回路２９の他のゲイン変更動作を示す。

図７に示すように、電源電圧Ｖｐが上昇し、抵抗２９ａ，２９ｂの接続点の電圧Ｖｄが基準電圧源２９ｄの基準電圧Ｖｓを超える時間ｔ１に達すると、コンパレータ２９ｃから出力電圧が発生し、トランジスタ２９ｅがオンになる。トランジスタ２９ｅのオンにより、抵抗２９ｆが抵抗２８ｂに並列接続された状態になり、パルス発生回路２５のフィードバック端子Ｆ／Ｂに印加される電圧が低下、即ち誤差増幅ゲインＧ_４が時間ｔ１の時点から低下する。なお、電源電圧Ｖｐが下降に転じ、基準電圧Ｖｓ以下になるとコンパレータ２９ｃの出力電圧が消失してトランジスタ２９ｅがオフになり、誤差増幅ゲインＧ_４は元に戻される。

なお、図２に示すゲイン変更回路２９は、図７に示すように、トランジスタ２９ｅが誤差増幅ゲインＧ_４が２値的に変更する構成であるが、図８に示すように、時間ｔ１からｔ２の所定期間において徐々に誤差増幅ゲインＧ_４が低下する構成であってもよい。この動作を実現するには、図２からコンパレータ２９ｃを除去し、抵抗２９ａ，２９ｂの接続点トランジスタ２９ｅのベースに接続する構成にすればよい。

また、上記構成においては、電流遷移部に波形の乱れが発生しやすい電源電圧Ｖｐの上昇する場合の構成を説明したが、電源電圧Ｖｐが１００Ｖから下降する場合に対応する構成も可能である。この場合、基準電圧源２９ｄを１００Ｖより低い電圧値に設定すると共に、その電圧以下になったときにコンパレータ２９ｃから出力電圧が発生する構成にし、更に、コンパレータ２９ｃの出力電圧により抵抗２８ａと並列に抵抗を接続する素子を設けた構成のゲイン変更回路２９を用いればよい。

（第１の実施の形態の効果）
第１の実施の形態によれば、電源電圧Ｖｐの変動に応じてゲイン変更回路２９によりゲイン設定回路２８の出力を変更するようにしたため、電源電圧Ｖｐの変動に起因するループゲインＧの変動を防止することができる。この結果、電源電圧Ｖｐの変動によらずループゲインＧが最適な状態に保たれるため、ランプ電流遷移部の波形の振動やなまりが無くなり、表示映像品位への悪影響を排除することができる。

［第２の実施の形態］
図９は、本発明の第２の実施の形態に係る放電ランプ用電源装置を示す。本実施の形態は、第１の実施の形態において、ゲイン設定回路２８とパルス発生回路２５との間に抵抗３０を接続し、更に、ゲイン変更回路２９により、電源電圧Ｖｐの変動に応じて他の抵抗を選択的に抵抗３０に並列接続できるようにしたものであり、その他の構成は第１の実施の形態と同様である。また、本実施の形態の放電ランプ用電源装置１０が適用される映像表示装置は、図１に示した映像表示装置１００と同様である。

ゲイン変更回路２９は、第１の実施の形態において、コンパレータ２９ｃの入力端の接続を入れ換えると共に、コンパレータ２９ｃに接続されたトランジスタ２９ｅのコレクタにＰＮＰ型のトランジスタ２９ｇのベースを接続し、トランジスタ２９ｇのエミッタとベースの間に抵抗２９ｆを接続し、トランジスタ２９ｇのコレクタを抵抗２９ｈを介してゲイン設定回路２８の出力端に接続し、更に、トランジスタ２９ｇのエミッタをパルス発生回路２５のフィードバック端子Ｆ／Ｂに接続した構成にしている。

図９において、電源電圧Ｖｐが基準電圧Ｖｓ未満のときには、コンパレータ２９ｃから出力電圧が生じており、トランジスタ２９ｅはオン状態にある。従って、トランジスタ２９ｇのベースには、トランジスタ２９ｅを介してベース電圧が印加され、トランジスタ２９ｇがオンになっている。トランジスタ２９ｇがオンのとき、抵抗２９ｈが抵抗３０に並列接続された状態になる。従って、ゲイン設定回路２８の出力端とフィードバック端子Ｆ／Ｂとの間の抵抗は、抵抗３０の抵抗値よりも小さくなっている。

次に、電源電圧Ｖｐが基準電圧Ｖｓを超えると、コンパレータ２９ｃから出力電圧が出力されなくなるため、トランジスタ２９ｅがオフになる。これによりトランジスタ２９ｇがオフになり、抵抗３０に対する抵抗２９ｈの接続がオープンになり、ゲイン設定回路２８の出力端とフィードバック端子Ｆ／Ｂとの間の抵抗は、抵抗３０のみになる。これにより、フィードバック端子Ｆ／Ｂに印加される電圧値は、トランジスタ２９ｇがオンであるときに比べて小さくなる。

ここで、フィードバック端子Ｆ／Ｂからの流出電流値をIｆｂ、フィードバック端子Ｆ／Ｂの電圧をＶｆｂ、抵抗３０の抵抗値をＲ３０、抵抗２９ｈの抵抗値をＲ２９ｈ、ゲイン設定回路２８の出力電圧をＶｇｓとすると、
トランジスタ２９ｇのオフ時には、
Iｆｂ＝（Ｖｆｂ−Ｖｇｓ）／Ｒ３０ ・・・・（１）
となり、トランジスタ２９ｇのオン時には、
Iｆｂ＝（Ｖｆｂ−Ｖｇｓ）／（Ｒ３０//Ｒ２９ｈ） ・・・・（２）
となる。

ここで、Ｖｆｂはパルス発生回路２５の内部で、例えば５．９Ｖに固定されており、これを上記(１)式及び（２）式のＶｆｂに代入すると、トランジスタ２９ｇのオフ時には、
Iｆｂ＝（５．９−Ｖｇｓ）／Ｒ３０ ・・・・（３）
トランジスタ２９ｇのオン時には、
Iｆｂ＝（５．９−Ｖｇｓ）／（Ｒ３０//Ｒ２９ｈ） ・・・・（４）
となる。

上記（３）式、(４)式に関してＶｇｓが単位電圧ΔＶｇｓだけ変化したときのIｆｂ変化量ΔIｆｂを求めると、トランジスタ２９ｇのオフ時には、
ΔIｆｂ＝（５．９−ΔＶｇｓ）／Ｒ３０ ・・・・（５）
トランジスタ２９ｇのオン時には、
ΔIｆｂ＝（５．９−ΔＶｇｓ）／（Ｒ３０//Ｒ２９ｈ） ・・・・（６）
となる。上記(５)式と(６)式を比較すると、単位電圧ΔＶｇｓが変化したときのIｆｂ変化量ΔIｆｂは(６)式の方が大きい。つまり、(６)式の方がディーティ変化量は大きくなる。従って、電源電圧Ｖｐの増加に応じてトランジスタ２９ｇをオフにすれば、ディーティ変化量が小さくなり、これによりループゲインＧが減少し、期間ｔのランプ電流遷移部に波形乱れは生じない。

第２の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に、電源電圧Ｖｐの変動にかかわらず、ループゲインＧが最適な状態に保たれるため、第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

［他の実施の形態］
なお、本発明は、上記各実施の形態に限定されず、その要旨を変更しない範囲内で種々な変形が可能である。例えば、各実施の形態間の構成要素の組合せは任意に行うことができる。

例えば、上記実施の形態においては、ＲＧＢの３色のうちのＧ（緑）に対して通電電流を制御するものとしたが、本発明はＧ（緑）の制御に限定されるものではなく、他の波長域の光とのバランスがとれていない特性を有する放電ランプ１に適用可能である。

また、図２に示したパルス発生回路２５及びゲイン変更回路２９の構成は、一例であり、同様の機能を発揮しさえすれば、どのような構成であってもよい。

図１は、本発明の第１の実施の形態に係る映像表示装置を示す構成図である。 図２は、放電ランプ用電源装置の詳細構成を示す回路図である。 図３は、放電ランプ用電源装置の各部の動作を示し、（ａ）はカラーホイールの透過色を示す図、（ｂ）は放電ランプに流れるランプ電流の通電タイミングを示す図、（ｃ）はゲイン設定回路の動作を示す図、（ｄ）はパルス発生回路の動作を示す図である。 図４は、ループゲインの大小により電流遷移時間が変化する様子を示し、（ａ）はループゲインが過大な場合の波形図、（ｂ）はループゲインが最適な場合の波形図、（ｃ）はループゲインが過少な場合の波形図である。 図５は、デューティを変更したときのデューティ変化、スイッチング出力電流及びランプ電流の変化を示し、（ａ）はデューティ変化図、（ｂ）はスイッチング素子の出力電流及び放電ランプに流れる平均電流の変化図である。 図６は、デューティを図５とは異なる値に変更したときのデューティ変化、スイッチング出力電流及びランプ電流の変化を示し、（ａ）はデューティ変化図、（ｂ）はスイッチング素子の出力電流及び放電ランプに流れる平均電流の変化図である。 図７は、ゲイン変更回路のゲイン変更動作を示す図である。 図８は、ゲイン変更回路の他のゲイン変更動作を示す図である。 図９は、本発明の第２の実施の形態に係る映像表示装置を示す回路図である。

符号の説明

１ 放電ランプ
２ リフレクタ
３ カラーホイール
４ コンデンサレンズ
５ ＤＭＤ素子
６ 投射レンズ
７ スクリーン
８ モータ
９ 制御部
１０ 放電ランプ用電源装置
１１ 筐体
２１ 直流電源部
２１ａ 整流器
２１ｂ，２１ｃ 電解コンデンサ
２２ スイッチング素子
２２ａ ＭＯＳＦＥＴ
２２ｂ ダイオード
２３ 平滑回路
２３ａ コイル
２３ｂ 平滑コンデンサ
２４ 電流検出抵抗
２５ パルス発生回路
２５ｂ コンデンサ
２５ｃ，２５ｄ 抵抗
２６ 電流基準回路
２７ 電流制御回路
２８ ゲイン設定回路
２８ａ，２８ｂ 抵抗
２９ ゲイン変更回路
２９ａ，２９ｂ，２９ｆ，２９ｈ，３０ 抵抗
２９ｃ コンパレータ
２９ｅ，２９ｇ トランジスタ
２９ｄ 基準電圧源
１００ 映像表示装置
Ｖｐ 電圧電源

Claims (9)

1. 直流電源を電源にして放電ランプをスイッチング駆動するスイッチング素子と、
   前記放電ランプのランプ電流検出値及び電流指令に基づいて前記スイッチング素子を制御するフィードバック制御系と、
   前記直流電源の電圧変動に応じて前記フィードバック制御系のループゲインを変更するゲイン変更手段と、
   を備えたことを特徴とする放電ランプ用電源装置。
2. 直流電源を電源にして放電ランプを駆動するスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子の出力を平滑して前記スイッチング素子に供給する平滑回路と、
   前記放電ランプに流れる電流を検出する電流検出手段と、
   予め設定した電流基準値と前記電流検出手段による検出値との差分に基づいて前記スイッチング素子を高周波でスイッチングするパルス発生回路と、
   前記スイッチング素子、前記平滑回路、前記放電ランプ、前記電流検出手段及び前記パルス発生回路を含むフィードバック制御系のループゲインを前記直流電源の電圧変動に応じて変更するゲイン変更回路と、
   を備えたことを特徴とする放電ランプ用電源装置。
3. 前記放電ランプは、投射型の映像表示装置に用いられる光源であることを特徴とする請求項１または２に記載の放電ランプ用電源装置。
4. 前記直流電源は、交流電源に基づいて直流電圧を得ると共に、電圧安定化の手段を有しない構成により生成されることを特徴とする請求項１または２に記載の放電ランプ用電源装置。
5. 前記ゲイン変更回路は、前記直流電源の電圧が設定値を超えたときに前記ループゲインを下げることを特徴とする請求項２に記載の放電ランプ用電源装置。
6. 前記ゲイン変更回路は、前記直流電源の電圧が設定値を超えたときに出力信号を出力するコンパレータと、前記コンパレータに出力信号が発生したとき、前記パルス発生回路に入力されるフィードバック信号のレベルを小さくするトランジスタとを備えたことを特徴とする請求項５に記載の放電ランプ用電源装置。
7. 前記ループゲインは、前記フィードバック制御系のループゲインをＧ、前記ゲイン変更回路で決定されるゲインをＧ_１、前記平滑回路で決定されるゲインをＧ_２、前記パルス発生回路で決定されるゲインをＧ_３とするとき、Ｇ＝Ｇ_１×Ｇ_２×Ｇ_３で表され、前記ゲインＧ_２は前記直流電源の前記出力電圧の変動に連動して変化することを特徴とする請求項２に記載の放電ランプ用電源装置。
8. 前記平滑回路は、コイルとコンデンサからなるＬＣ平滑回路であることを特徴とする請求項７に記載の放電ランプ用電源装置。
9. 直流電源を電源にして放電ランプをスイッチング素子によりスイッチング駆動し、
   前記放電ランプのランプ電流検出値及び電流指令に基づいて前記スイッチング素子をフィードバック制御系により制御し、
   前記直流電源の電圧変動に応じて前記フィードバック制御系のループゲインを変更することを特徴とする放電ランプ用電源装置の制御方法。

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