JP2008141841A - 過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

【課題】スイッチング素子ＳＷを流れる電流をセンス電圧によって検出することで過電流を検出するに際し、スイッチング素子ＳＷのオン操作直後には過電流を適切に検出することが困難なこと。
【解決手段】センス電圧は、ＲＣフィルタ回路４２を介して、過電流用比較器４３及び貫通電流用比較器４４のそれぞれの非反転入力端子に印加される。これら過電流用比較器４３及び貫通電流用比較器４４の反転入力端子には、閾値電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２が印加されている。センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ１以上となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ１以上となるときや、閾値電圧Ｖｒｅｆ２以上となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ２以上となるときには、スイッチング素子ＳＷを遮断する。規定時間Ｄｅｌａｙ２及び閾値電圧Ｖｒｅｆ２は、貫通電流用に設定される。
【選択図】 図２

Description

本発明は、電圧駆動形のスイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路に関する。

この種の保護回路としては、例えば下記特許文献１に見られるように、スイッチング素子としての絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）のセンス端子から出力される微少電流（センス電流）がＩＧＢＴのコレクタ電流と相関を有することを利用して、ＩＧＢＴに流れる電流を検出する保護回路も提案されている。同保護回路では、センス端子及びエミッタ間に接続される抵抗体における電圧降下量に基づき、ＩＧＢＴを流れる電流を間接的に検出する。そして、電圧降下量を閾値電圧と比較することで、ＩＧＢＴを流れる電流が閾値以上であるか否かを判断する。

更に、上記保護回路では、ＩＧＢＴを流れる電流が閾値以上となる継続期間が規定時間となることでＩＧＢＴを遮断するに際し、複数の閾値を設定し、閾値が大きいほど規定時間を短く設定している。これは、ＩＧＢＴに流れる電流が大きいほど同電流が流れる許容時間が短くなることに鑑みてなされる設定である。この設定により、ＩＧＢＴの遮断を適切なタイミングで行なうことができる。
特開平５−２９２６５６号公報

ところで、例えばインバータ等にあっては、スイッチング素子が直列に接続された構成を有する。この場合、一対のスイッチング素子が同時にオン状態となるときには、これらを貫通する電流が流れることに起因して、スイッチング素子を流れる電流が特に大きくなる傾向にある。また、この際には、単一のスイッチング素子がオン状態であるときと比較して、スイッチング素子を流れる電流の増加速度が大きくなる傾向にある。このため、単一のスイッチング素子に基づき許容時間や閾値電圧を設定したのでは貫通電流が流れる際に適切に対処することができない。

また、上記センス電流とコレクタ電流との関係は一義的な関係（略比例関係）となるとはいうものの、ＩＧＢＴがオン操作された直後における関係は、ゲート電圧の安定状態における関係とは相違することが発明者らによって見出されている。このため、ゲート電圧の安定状態における上記関係に基づき短い規定時間に対応する閾値電圧を設定したのでは、ＩＧＢＴがオン操作された直後において、同閾値電圧は適切なものとならないおそれがある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電圧駆動形のスイッチング素子を流れる電流をスイッチング素子と接続される抵抗体の電圧降下量に基づき検出するものにあって、スイッチング素子に流れる電流をより適切に制限することのできる過電流保護回路を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間の電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子及び前記出力端子間に接続される抵抗体の電圧降下量が第１の閾値電圧以上となる継続時間が第１の規定時間以上となるとき、前記スイッチング素子に過度の電流が流れると判断する過電流判断手段と、前記電圧降下量が第２の閾値電圧以上となる継続時間が第２の規定時間以上となるとき、前記スイッチング素子及びこれに隣接するスイッチング素子を貫通する電流が流れると判断する貫通電流判断手段と、前記貫通する電流又は前記過度の電流が流れると判断されるとき、前記スイッチング素子を遮断する遮断手段とを備え、前記第２の規定時間が前記第１の規定時間よりも短く設定されてなることを特徴とする。

上記発明では、電圧降下量が第２の閾値電圧以上となる継続時間が第２の規定時間以上となることで、貫通電流が流れたと判断される。この第２の規定時間を第１の規定時間よりも短くすることで、貫通電流に適切に対処することができる。そして、貫通電流が流れたと判断されるときにスイッチング素子を遮断することで、単にスイッチング素子の電流を制限する場合と比較してスイッチング素子を流れる電流量を低減することができ、ひいてはスイッチング素子の発熱量を低減することができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第２の閾値電圧は、前記スイッチング素子の導通制御端子の電圧の安定時に対する前記スイッチング素子のオン操作直後の前記電圧降下量の変化分を補償しつつ設定されてなることを特徴とする。

スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と電圧降下量との関係は、スイッチング素子のオン操作直後におけるものと導通制御端子の電圧の安定時におけるものとで相違することがある。このため、導通制御端子の電圧の安定時におけるスイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流とセンス端子から出力される電流との関係に基づき、貫通電流用の閾値電流に応じた第２の閾値電圧を設定したのでは、第２の閾値電圧となったと判断されるときの実際の電流が貫通電流用の閾値電流と一致しないおそれがある。この点、上記発明は、導通制御端子の電圧の安定時に対するオン操作直後の電圧降下量の変化分を補償しつつ閾値電圧を設定することで、こうした問題を回避することができる。

請求項３記載の発明は、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間の電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子及び前記出力端子間に接続される抵抗体の電圧降下量と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子を閾値以上の電流が流れるか否かを判断する判断手段を備え、前記閾値電圧は、前記スイッチング素子の導通制御端子の電圧の安定時に対する前記スイッチング素子のオン操作直後の前記電圧降下量の変化分を補償しつつ設定されてなることを特徴とする。

スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と電圧降下量との関係は、スイッチング素子のオン操作直後におけるものと導通制御端子の電圧の安定時におけるものとで相違することがある。このため、導通制御端子の電圧の安定時におけるスイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流とセンス端子から出力される電流との関係に基づき、電流の閾値に応じた閾値電圧を設定したのでは、閾値電圧となったと判断されるときの実際の電流が閾値電流と一致しないおそれがある。この点、上記発明は、導通制御端子の電圧の安定時に対するオン操作直後の電圧降下量の変化分を補償しつつ閾値電圧を設定することで、こうした問題を回避することができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記スイッチング素子は、直列接続された複数のスイッチング素子のうちの１つであり、前記設定のなされた閾値電圧が、前記スイッチング素子を流れる電流についての互いに異なる値を有する複数の閾値のうちの最大値と対応する閾値電圧であり、前記判断手段は、前記スイッチング素子に前記複数の閾値のいずれか以上の電流が当該閾値に応じた規定時間以上流れるか否かを判断するものであり、前記規定時間は、前記閾値が大きいほど短く設定されてなることを特徴とする。

スイッチング素子が直列接続される場合には、隣接する２つのスイッチング素子が同時にオンするときにこれらスイッチング素子を貫通電流が流れる。この貫通電流は、隣接するスイッチング素子が同時にオンしないときに流れる電流よりも大きくなる傾向にある。しかも、貫通電流が流れるときには、単一のスイッチング素子がオン状態であるときよりも電流の増加速度が大きい。このため、貫通電流が流れるときにはスイッチング素子を流れる電流の制限を迅速に行なわないと、スイッチング素子に過度の電流が流れるおそれがある。

この点、上記発明では、閾値が大きいほど規定時間を短く設定することで、貫通電流を判断する閾値、すなわち大きい閾値に対しては短い規定時間を設定することができ、ひいては貫通電流が流れた際、これを適切に制限することができる。

請求項５記載の発明は、前記閾値が互いに異なる値を有する複数からなり、前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間の電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子及び前記出力端子間に接続される抵抗体の電圧降下量と前記各閾値に応じた閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子に前記複数の閾値のいずれか以上の電流が当該閾値に応じた規定時間以上流れるか否かを判断する判断手段を備え、前記各閾値電圧は、前記スイッチング素子の許容電流に応じた値にマージンを付与することで設定され、前記閾値が大きいほど、前記マージンが大きく設定されてなることを特徴とする。

スイッチング素子が直列接続される場合には、隣接する２つのスイッチング素子が同時にオンするときにこれらスイッチング素子を貫通電流が流れる。この貫通電流は、隣接するスイッチング素子が同時にオンしないときに流れる電流よりも大きくなる傾向にある。しかも、貫通電流が流れるときには、単一のスイッチング素子がオン状態であるときよりも電流の増加速度が大きい。このため、貫通電流が流れるときにはスイッチング素子を流れる電流の制限を迅速に行なわないと、スイッチング素子に過度の電流が流れるおそれがある。したがって、スイッチング素子を貫通電流を流れるか否かは、大きい閾値及び短い規定時間によって判断することが望ましい。

一方、スイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流と電圧降下量との関係は、スイッチング素子のオン操作直後におけるものと導通制御端子の電圧の安定時におけるものとで相違することがある。このため、導通制御端子の電圧の安定時におけるスイッチング素子の入力端子及び出力端子間を流れる電流とセンス端子から出力される電流との関係に基づき、電流の閾値に応じた閾値電圧を設定したのでは、スイッチング素子のオン操作直後に閾値電圧となったと判断されるときの実際の電流が閾値電流よりも小さくなるおそれがある。この点、上記発明は、閾値電圧を定めるに際してのマージンを閾値が大きいほど大きくすることで、規定時間が短いほどマージンを大きく設定する。このため、スイッチング素子のオン操作直後にあって問題となる短い規定時間に対応した大きい閾値を適切に設定することができる。

請求項６記載の発明は、請求項４又は５記載の発明において、前記複数の閾値が、２つの閾値であることを特徴とする。

上記発明では、２つの閾値を設けることで、当該スイッチング素子がオン状態であるが隣接するものはオフ状態である時において過度の電流が流れるときと、隣接するスイッチング素子を貫通電流が流れるときとの双方に適切に対処することができる。

請求項７記載の発明は、請求項３〜６のいずれかに記載の発明において、前記スイッチング素子を流れる電流の制限は、前記スイッチング素子を遮断することで行なわれることを特徴とする。

上記構成では、スイッチング素子を流れる電流が閾値以上となるとき、スイッチング素子を遮断することで、スイッチング素子に過度の電流が流れる状況において、その消費電力を極力低減することができる。

請求項８記載の発明は、請求項２〜７のいずれかに記載の発明において、前記抵抗体の電圧降下量をフィルタ処理するフィルタ手段を更に備え、前記判断手段は、フィルタ手段の出力を前記電圧降下量として取り込むことを特徴とする。

スイッチング素子のオン操作直後には、電圧降下量にノイズが重畳しやすいため、正確な電流を検出することが困難となる。この点、上記発明では、フィルタ手段を備えることで、オン操作直後においてもスイッチング素子を流れる電流を精度良く検出することができる。

以下、本発明にかかる過電流保護回路をハイブリッド車の高圧システムに適用した一実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。

図示されるように、モータジェネレータ１０の３つの相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）には、インバータ１２が接続されている。このインバータ１２は、３相インバータであり、高圧バッテリ１４の電圧をモータジェネレータ１０の３つの相に適宜印加する。詳しくは、インバータ１２は、３つの相のそれぞれと高圧バッテリ１４の正極側又は負極側とを導通させるべく、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２（Ｕ相アーム）とスイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４（Ｖ相アーム）とスイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６（Ｗ相アーム）との並列接続体を備えて構成されている。そして、スイッチング素子ＳＷ１及びスイッチング素子ＳＷ２を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＵ相と接続されている。また、スイッチング素子ＳＷ３及びスイッチング素子ＳＷ４を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＶ相と接続されている。更に、スイッチング素子ＳＷ５及びスイッチング素子ＳＷ６を直列接続する接続点がモータジェネレータ１０のＷ相と接続されている。ちなみに、これらスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）によって構成されている。また、インバータ１２は、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６に逆並列に接続されたフライホイールダイオードＤ１〜Ｄ６を備えている。

上記スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６は、ドライバユニット１６を介して、低圧バッテリ１８を電力源とするマイクロコンピュータ（マイコン２０）により操作される。図２に、ドライバユニット１６のうち、スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６のいずれか１つ（以下、スイッチング素子ＳＷ）の駆動に関する構成部分を示す。

図示されるように、ドライバユニット１６は、スイッチング素子ＳＷの駆動に関して、駆動回路３０及び保護回路４０を備えている。

駆動回路３０は、スイッチング素子ＳＷの導通制御端子（ゲート）に電圧を印加するドライバ３１を備えている。ドライバ３１は、Ｐチャネルトランジスタ３１ｐ及びＮチャネルトランジスタ３１ｎの直列接続体である。ドライバ３１の両端には、コンデンサ３２が接続されている。そして、コンデンサ３２の両電極間には、駆動電圧生成回路３３が接続されている。駆動電圧生成回路３３は、ドライバ３１に印加する電圧を生成するものである。

駆動電圧生成回路３３は、トランス３３ａの１次側に、電源３３ｂ及びコンデンサ３３ｃが並列接続されるとともに、これらトランス３３ａと電源３３ｂ及びコンデンサ３３ｃとの間を導通及び遮断するスイッチング素子３３ｄが設けられている。また、トランス３３ａの２次側の出力電圧は、ダイオード３３ｅを介してコンデンサ３２に印加される。

上記ドライバ３１は、上記マイコン２０からのスイッチング指令信号に応じて駆動される。詳しくは、フォトカプラ３４及び駆動ＩＣ３５により電力変換されたスイッチング指令信号によって駆動される。駆動ＩＣ３５では、スイッチング指令がオン指令であるときには、Ｐチャネルトランジスタ３１ｐをオンして且つＮチャネルトランジスタ３１ｎをオフする。一方、スイッチング指令がオフ指令であるときには、Ｐチャネルトランジスタ３１ｐをオフして且つＮチャネルトランジスタ３１ｎをオンする。これにより、スイッチング素子ＳＷのオン指令時には、コンデンサ３２の電圧がスイッチング素子ＳＷのゲートＧに印加され、スイッチング素子ＳＷのオフ指令時には、スイッチング素子ＳＷのゲートＧはエミッタＥと同電位とされる。

スイッチング素子ＳＷは、そのコレクタＣ及びエミッタＥ間を流れる電流（コレクタ電流）と相関を有する微少な電流（センス電流）を出力するセンス端子ＳＴを備えている。そして、センス端子ＳＴは、上記保護回路４０と接続されている。

保護回路４０は、抵抗体（センス抵抗４１）を備え、センス抵抗４１を介してセンス端子ＳＴをエミッタＥと接続する。センス抵抗４１による電圧降下量（センス電圧）は、センス電流に応じて定まる。このため、図３に実線にて示すように、センス電圧は、スイッチング素子ＳＷを流れる電流（コレクタ電流Ｉｃ）によって定まることとなる。

センス抵抗４１には、抵抗体４２ａ及びコンデンサ４２ｂからなるＲＣフィルタ回路４２が並列接続されている。ＲＣフィルタ回路４２は、スイッチング素子ＳＷのオン操作直後にセンス電圧に重畳するノイズを除去する手段である。センス抵抗４１の両端の電圧、すなわちセンス電圧は、ＲＣフィルタ回路４２を介して過電流用比較器４３及び貫通電流用比較器４４のそれぞれの非反転入力端子に印加される。これら過電流用比較器４３及び貫通電流用比較器４４の反転入力端子には、互いに異なる２つの閾値電圧Ｖｒｅｆ１及びＶｒｅｆ２がそれぞれ印加されている。これにより、過電流用比較器４３の出力信号は、センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ１以上となることで論理「Ｈ」となり、貫通電流用比較器４４の出力信号は、センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ２以上となることで論理「Ｈ」となる。

過電流用比較器４３の出力信号は、タイマラッチ４５に取り込まれる。タイマラッチ４５は、過電流用比較器４３の出力信号が論理「Ｈ」となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ１（例えば「４〜５μｓ」）となることで論理「Ｈ」の信号を出力する。一方、貫通電流用比較器４４の出力信号は、タイマラッチ４６に取り込まれる。タイマラッチ４６は、貫通電流用比較器４４の出力信号が論理「Ｈ」となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ２（＜Ｄｅｌａｙ、例えば「０〜４μｓ」）となることで論理「Ｈ」の信号を出力する。

ＯＲ回路４７は、タイマラッチ４５，４６の出力信号の論理和信号を、遮断指令回路４８に出力する。遮断指令回路４８は、ＯＲ回路４７の出力信号が論理「Ｈ」であるときに、駆動ＩＣ３５及びソフト遮断回路４９を操作する。ソフト遮断回路４９は、抵抗体５０を介してスイッチング素子ＳＷのゲートＧ及びエミッタＥ間を導通及び遮断するＮチャネルトランジスタを備えて構成されている。そして、遮断指令回路４８では、ＯＲ回路４７の出力信号が論理「Ｈ」であるとき、駆動回路ＩＣを操作することでドライバ３１のＰチャネルトランジスタ３１ｐ及びＮチャネルトランジスタ３１ｎの双方を強制的にオフ状態とするとともに、ソフト遮断回路４９のＮチャネルトランジスタをオン状態とする。これにより、抵抗体５０の抵抗値を調節することで、マイコン２０からのスイッチングのオフ指令に伴うスイッチング素子ＳＷのオン状態からオフ状態への切り替えよりも緩やかな切り替えを行なう。これは、通常時よりも大きな電流が流れる際にスイッチング素子を通常時と同一の速度でオフ状態に切り替えると、サージ電圧が過度に大きくなるおそれがあることに鑑みてなされる設定である。

こうした構成によれば、センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ１となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ１以上となるときや、センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ２となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ２以上となるときに、スイッチング素子ＳＷを強制的にオフ状態（遮断状態）とすることができる。

上記貫通電流用比較器４４は、インバータ１２のアームの双方のスイッチング素子ＳＷがオンとなることで、これら直列接続された一対のスイッチング素子を貫通電流が流れる際、これを検出して対処するためのものである。これに対し、上記過電流用比較器４３は、インバータ１２のアームの一方のスイッチング素子ＳＷがオン状態であるときであって、このスイッチング素子ＳＷに過度の電流が流れる際、これを検出して対処するためのものである。ここで、スイッチング素子ＳＷに貫通電流が流れるときには、そうでないときと比較して、電流の増加速度が大きくなる。このため、貫通電流が流れる際には、これを迅速に検出し、スイッチング素子ＳＷを遮断することが望まれる。

このため、貫通電流用の規定時間Ｄｅｌａｙ２は、過電流用の規定時間Ｄｅｌａｙ１よりも短く設定する。また、貫通電流が流れる際には、スイッチング素子ＳＷを流れる電流が通常時よりも特に大きくなることから、貫通電流を判断するための電流の閾値Ｉｔｈ２（閾値電圧Ｖｒｅｆ２と対応）は、一対のスイッチング素子ＳＷの一方がオン状態のときの電流の閾値Ｉｔｈ１（閾値電圧Ｖｒｅｆ１と対応）と比較して大きく設定する。これら閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２は、スイッチング素子ＳＷの許容電流にマージンを付与することで設定される。

図４に、直列接続された一対のスイッチング素子ＳＷの双方がオン状態であるとき、及び一方がオン状態であるときのそれぞれにおける本実施形態にかかる過電流保護の態様を示す。

図中、ケース１は、直列接続された一対のスイッチング素子ＳＷの一方がオン状態であるときに保護回路４０によってスイッチング素子ＳＷがオフ状態とされる際の電流の挙動を示す。図示されるように、コレクタ電流が閾値Ｉｔｈ１以上となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ１となることでスイッチング素子ＳＷが遮断される。これにより、コレクタ電流が減少していく。

一方、ケース２は、直列接続された一対のスイッチング素子ＳＷを貫通電流が流れるときに保護回路４０によってスイッチング素子ＳＷがオフ状態とされる際の電流の挙動を示す。図示されるように、この場合、コレクタ電流が急激に増加していく。そして、コレクタ電流が閾値Ｉｔｈ２以上となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ２となることでスイッチング素子ＳＷが遮断される。これにより、コレクタ電流が減少していく。

このように、貫通電流用の規定時間Ｄｅｌａｙ２を短くすることで、貫通電流に適切に対処することが可能となる。

ところで、貫通電流用の閾値電圧Ｖｒｅｆ２を、先の図３に実線にて示した関係においてコレクタ電流が閾値Ｉｔｈ２となるときのセンス電圧（Ｖｓ１）としたのでは、コレクタ電流Ｉｃが閾値Ｉｔｈ２となるときを適切に判断することができない。これは、図３に実線にて示した関係は、スイッチング素子ＳＷのゲートの電圧が安定しているときの関係であり、センス抵抗４１が大きい場合についてのスイッチング素子ＳＷのオン操作直後における関係（図３、一点鎖線）とは相違するからである。すなわち、スイッチング素子ＳＷのオン操作直後においては、コレクタ電流Ｉｃが閾値Ｉｔｈ２となるときのセンス電圧は電圧Ｖｓ２となる。

図５に、スイッチング素子ＳＷのオン操作に伴うセンス電圧の挙動を示す。詳しくは、図５（ａ）に、ゲート電圧（正確には、エミッタ及びゲート間の電圧Ｖｇｅ）の推移を示し、図５（ｂ）に、センス電圧の推移を示し、図５（ｃ）に、ＲＣフィルタ回路４２によるフィルタ処理後のセンス電圧の推移を示し、図５（ｄ）に、コレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃとの推移を示す。また、図５（ｅ）は、スイッチング素子ＳＷのエミッタ及びゲート間の電圧Ｖｇｅとエミッタ及びコレクタ間の電圧Ｖｃｅとコレクタ電流Ｉｃとの静特性を示す。

図示されるように、時刻ｔ１にスイッチング素子ＳＷがオン操作されると、ゲート電圧が上昇する。そして、時刻ｔ２にゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈを超えることで、スイッチング素子ＳＷがオン状態となり、コレクタ電流Ｉｃが増加していく。これにより、センス電圧も上昇する。ただし、ゲート電圧は、スイッチング素子ＳＷのゲートに印加された電圧Ｖｇ_ｏｎとなる前に、一旦中間の電圧状態で停滞する（時刻ｔ３〜ｔ４）。この停滞期間が周知のミラー期間である。その後、ゲート電圧が上昇し、時刻ｔ５に、ゲートに印加された電圧Ｖｇ_ｏｎとなる。

ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈを超えることで、コレクタ電流Ｉｃは、ゲート電圧が電圧Ｖｇ_ｏｎとなるときの最終的な電流値まで増加する。ただし、図示されるように、スイッチング素子ＳＷのオン操作直後においては、コレクタ電流Ｉｃが一定となっているにもかかわらず、センス電圧は変化している。これは以下の理由による。

スイッチング素子ＳＷが静特性に沿って動作する際には、エミッタ下流の抵抗値によって定まる負荷線と、図５（ｅ）に示す静特性曲線との交点によって、スイッチング素子ＳＷを流れるコレクタ電流Ｉｃとコレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅとが定まる。ただし、スイッチング素子ＳＷのオン操作直後においては、コレクタ電流Ｉｃの増加に対してコレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅの低下が遅れ、スイッチング素子ＳＷは飽和領域で動作することとなる。すなわち、ゲート電圧が閾値電圧Ｖｔｈとなると、コレクタ電流Ｉｃが急激に増加し、例えば時刻ｔ３頃に所定の値に落ち着く。この際、コレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅはほとんど減少しない。なお、ゲート電圧が定常となるときのスイッチング素子ＳＷの動作点は、非飽和領域に設定されている。

一方、センス端子については、スイッチング素子のゲート及びセンス端子間の電圧やスイッチング素子のコレクタ及びセンス端子間の電圧と、センス端子から出力されるセンス電流との間に、図５（ｅ）に示したものと同様の静特性が成立する。ただし、本実施形態では、センス抵抗４１として抵抗値の大きいものを用いているため、コレクタ及びセンス端子間の電圧とセンス電流とは、センス抵抗４１による負荷線に略沿ったかたちで変化する。このため、コレクタ電流Ｉｃの増加に伴い、センス電流も増加し、コレクタ及びセンス端子間の電圧が減少する。

しかし、上述したように、コレクタ電流Ｉｃが定常状態となる時刻ｔ３まで、コレクタ及びエミッタ間の電圧Ｖｃｅはほとんど変化しない。一方、時刻ｔ３まで、ゲート電圧は増加し、エミッタの電位に対してセンス端子の電位が上昇していくこととなる。このときのセンス電圧は、コレクタ電流と先の図３に実線にて示したゲート電圧安定時の関係から定まるセンス電圧よりも高くなる。これがセンス電圧の一時的な盛り上がりのメカニズムである。

このようにセンス電圧が一時的に盛り上がるため、先の図３に実線にて示したゲート電圧安定時の関係と、貫通電流用の閾値Ｉｔｈ２とによっては、閾値電圧Ｖｒｅｆ２を定めることができない。もっとも、この盛り上がりは、センス抵抗４１の抵抗値を小さくすることで抑制することはできるが、そうした場合には、センス電圧が低下する。このため、ノイズに対する耐性が低下したり、過電流用比較器４３や貫通電流用比較器４４にセンス電圧を入力する前に増幅する必要が生じたりする等、不都合が生じる懸念がある。そこで本実施形態では、センス抵抗４１の抵抗値を高く（例えば数ｋΩ）設定する一方、センス電圧の盛り上がりによって貫通電流が流れたと誤判断されることがないように、閾値電圧Ｖｒｅｆ２を、先の図２に示した関係と貫通電流用の閾値Ｉｔｈ２とによって定まる値よりも大きい値に設定する（図５（ｃ））。これにより、貫通電流が流れたか否かを適切に判断することができる。

なお、貫通電流を適切に判断するためには、貫通電流の判断を、ゲートの電圧が安定するまでに行うことが望ましい。より望ましくは、貫通電流の判断を、ミラー期間の終了までに行うことが望ましい。こうした観点から、規定時間Ｄｅｌａｙ２を設定する。ここでは例えば、規定時間Ｄｅｌａｙ２を、ミラー期間以下の長さとすればよい。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ２以上となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ２以上となるとき、一対のスイッチング素子ＳＷを貫通する電流が流れると判断し、センス電圧が閾値電圧Ｖｒｅｆ１以上となる継続時間が規定時間Ｄｅｌａｙ１以上となるとき、アームの単一のスイッチング素子ＳＷがオン状態であるときにおいて過度の電流が流れると判断した。そして、上記いずれの判断がなされるときにも、スイッチング素子ＳＷを遮断した。これにより、貫通電流に適切に対処することができる。

（２）閾値電圧Ｖｒｅｆ２を、スイッチング素子ＳＷのゲートの電圧の安定時に対するスイッチング素子ＳＷのオン操作直後のセンス電圧の変化分を補償しつつ設定した。これにより、閾値電圧Ｖｒｅｆ２を適切に設定することができる。

（３）スイッチング素子ＳＷを流れる電流の制限を、スイッチング素子ＳＷを遮断することで行った。これにより、スイッチング素子ＳＷに過度の電流が流れる状況において、その消費電力を極力低減することができる。

（４）ＲＣフィルタ回路４２を備えることで、スイッチング素子ＳＷのオン操作直後においてもスイッチング素子ＳＷを流れる電流を精度良く検出することができる。

（５）スイッチング素子ＳＷを、その動作点が非飽和領域内となるように設定した。これにより、スイッチング素子のゲートの電圧が安定した後には、非飽和領域にて動作させることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・センス電圧とコレクタ電流Ｉｃとの関係は、実際にはスイッチング素子ＳＷの温度に応じて変化する。このため、閾値電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２を、スイッチング素子ＳＷの温度に応じて可変設定してもよい。

・上記実施形態では、直列接続された一対のスイッチング素子ＳＷの双方がオンとなることによる貫通電流と、いずれか一方のスイッチング素子ＳＷのみがオンとなるときの過度の電流とを制限すべく、閾値電圧Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２や規定時間Ｄｅｌａｙ１，Ｄｅｌａｙ２を設定したが、これに限らない。例えば上記特許文献１に見られるように、スイッチング素子ＳＷに許容される電流とその電流が流れる許容時間との関係が、許容電流が増大するほど許容時間が短くなるというものであることに鑑みて、図６（ａ）に示すように、３つ以上の閾値及び規定時間を設定してもよい。この場合であれ、スイッチング素子のオン操作直後、ゲート電圧が最終的な印加電圧となって安定しない間は、センス電圧が、先の図２に示した関係によって定まる値よりも高い値となる。このため、図６（ｂ）に示すように、短い規定時間に対しては、先の図２に示した関係によって定まる電圧と実際のセンス電圧との差を補償するように、閾値電圧を高く設定することが望ましい。

・遮断指令回路４８やソフト遮断回路４９を用いなくても、貫通電流や過度の電流が流れるときにスイッチング指令をオフ指令に変更することで、スイッチング素子ＳＷを遮断することはできる。

・直列接続されたスイッチング素子を備える回路としては、インバータに限らない。例えば同期整流式のＤＣ―ＤＣコンバータであってもよい。

・直列接続された一対のスイッチング素子に限らず、センス電圧を用いてスイッチング素子のオン操作直後に流れる電流を検出し、これに基づき過電流からスイッチング素子を保護するものにあっては、センス電圧と比較対象となる閾値電圧の設定に際して、本発明を適用することは有効である。

一実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す図。 同実施形態のドライバユニットの内部構成を示す図。 センス電圧及びコレクタ電流の関係を示す図。 上記実施形態にかかる過電流からの保護の態様を示すタイムチャート。 同実施形態にかかるセンス電圧の挙動を示すタイムチャート。 上記実施形態の変形例における閾値電圧の設定態様を示す図。

符号の説明

４１…センス抵抗、４２…ＲＣフィルタ回路、４３…過電流用比較器、４４…貫通電流用比較器、４５，４６…タイマラッチ、ＳＷ…スイッチング素子。

Claims (8)

1. 互いに直列接続された複数のスイッチング素子のうちの任意の１つである電圧駆動形のスイッチング素子について、該スイッチング素子を流れる電流を制限する過電流保護回路において、
   前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間の電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子及び前記出力端子間に接続される抵抗体の電圧降下量が第１の閾値電圧以上となる継続時間が第１の規定時間以上となるとき、前記スイッチング素子に過度の電流が流れると判断する過電流判断手段と、
   前記電圧降下量が第２の閾値電圧以上となる継続時間が第２の規定時間以上となるとき、前記スイッチング素子及びこれに隣接するスイッチング素子を貫通する電流が流れると判断する貫通電流判断手段と、
   前記貫通する電流又は前記過度の電流が流れると判断されるとき、前記スイッチング素子を遮断する遮断手段とを備え、
   前記第２の規定時間が前記第１の規定時間よりも短く設定されてなることを特徴とする過電流保護回路。
2. 前記第２の閾値電圧は、前記スイッチング素子の導通制御端子の電圧の安定時に対する前記スイッチング素子のオン操作直後の前記電圧降下量の変化分を補償しつつ設定されてなることを特徴とする請求項１記載の過電流保護回路。
3. 電圧駆動形のスイッチング素子を流れる電流が閾値以上となるとき、前記流れる電流を制限する過電流保護回路において、
   前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間の電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子及び前記出力端子間に接続される抵抗体の電圧降下量と閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子を閾値以上の電流が流れるか否かを判断する判断手段を備え、
   前記閾値電圧は、前記スイッチング素子の導通制御端子の電圧の安定時に対する前記スイッチング素子のオン操作直後の前記電圧降下量の変化分を補償しつつ設定されてなることを特徴とする過電流保護回路。
4. 前記スイッチング素子は、直列接続された複数のスイッチング素子のうちの１つであり、
   前記設定のなされた閾値電圧が、前記スイッチング素子を流れる電流についての互いに異なる値を有する複数の閾値のうちの最大値と対応する閾値電圧であり、
   前記判断手段は、前記スイッチング素子に前記複数の閾値のいずれか以上の電流が当該閾値に応じた規定時間以上流れるか否かを判断するものであり、
   前記規定時間は、前記閾値が大きいほど短く設定されてなることを特徴とする請求項３記載の過電流保護回路。
5. 互いに直列接続された複数のスイッチング素子のうちの任意の１つである電圧駆動形のスイッチング素子について、該スイッチング素子を流れる電流が閾値以上となるとき、前記流れる電流を制限する過電流保護回路において、
   前記閾値が互いに異なる値を有する複数からなり、
   前記スイッチング素子の入力端子及び出力端子間の電流と相関を有する微少電流を出力するセンス端子及び前記出力端子間に接続される抵抗体の電圧降下量と前記各閾値に応じた閾値電圧との比較に基づき、前記スイッチング素子に前記複数の閾値のいずれか以上の電流が当該閾値に応じた規定時間以上流れるか否かを判断する判断手段を備え、
   前記各閾値電圧は、前記スイッチング素子の許容電流に応じた値にマージンを付与することで設定され、
   前記閾値が大きいほど、前記マージンが大きく設定されてなることを特徴とする過電流保護回路。
6. 前記複数の閾値が、２つの閾値であることを特徴とする請求項４又は５記載の過電流保護回路。
7. 前記スイッチング素子を流れる電流の制限は、前記スイッチング素子を遮断することで行なわれることを特徴とする請求項３〜６のいずれかに記載の過電流保護回路。
8. 前記抵抗体の電圧降下量をフィルタ処理するフィルタ手段を更に備え、
   前記判断手段は、フィルタ手段の出力を前記電圧降下量として取り込むことを特徴とする請求項２〜７のいずれかに記載の過電流保護回路。

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