JP2008035487A - Ｒｆ電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】低出力電力時にも高出力電力時にも高電力付加効率の特性を示すＲＦ電力増幅器を提供すること。
【解決手段】ＲＦ電力増幅器は、入力端子ＲＦ＿Ｉｎと出力端子ＲＦ＿Ｏｕｔの間に並列接続の最終段増幅パワー素子としての第１と第２の増幅素子Ｑ１、Ｑ２とを含む。Ｑ１とＱ２とは、１つの半導体チップ上に形成されている。Ｑ１がＢ級からＡＢ級までのいずれかの級で動作しＱ２が未満のＣ級で動作するように、Ｑ１の第１バイアス電圧Ｖｇ１は、Ｑ２の第２バイアス電圧Ｖｇ２よりも高い。Ｑ１の第１実効素子サイズＷｇｑ１は、Ｑ２の第２実効素子サイズＷｇｑ２よりも半導体チップの製造誤差以上に意図的に小さく設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、基地局との通信を行う携帯電話端末のような通信端末機器中に搭載されるＲＦ送信用のＲＦ電力増幅器もしくは基地局に使用されるＲＦ電力増幅器に関し、特にＲＦ電力増幅器の最終段増幅パワー素子を複数とすることにより電力効率を改善するのに有益な技術に関する。本明細書において高周波電力増幅器はＲＦ電力増幅器と同意義である。

現在、世界的では、通信方式は様々な方式が使用されている。これらの方式は、（１）新旧の通信システムが混在する、（２）各国で周波数や細かな仕様が異なる等、必ずしも同じではない。そのため、１台の端末を世界で使用するためには、携帯端末を各種複数のシステムに対応させる必要があり、携帯端末の中に各システムに対応した複数の高周波電力増幅モジュール等を持たねばならず、携帯端末のサイズ増加、重量増加などが生じる。これを解決するための方法として、複数の通信システムに対応した高周波増幅器（マルチモード増幅器）を実現し、更に高効率化出来れば、小型化、軽量化が可能となる。

この実現のために、様々な方法が報告されている。その一例として、特許文献１〜４に示された方式がある。このうち、特許文献１〜３の技術は、Ｄｏｈｅｒｔｙ（ドハティ）増幅器を用いることで、中出力から高出力まで高効率が期待でき、出力レベルが変動しても高効率化を可能とする技術である。また、特許文献４の技術は、負荷の変動に伴う出力電力の変動を低減させる技術である。

一般的に、このＲＦ電力増幅器には、高い電力付加効率と高出力電力とが必要となる。下記の非特許文献１には、大きな増幅デバイスが使用できたとしても、複数の小さな増幅デバイスは高利得、低い整合Ｑファクター（広帯域）、良好な位相リニアリティー、低コストを提供するので、ウィルキンソン（Ｗｉｌｋｉｎｓｏｎ）型アーキテクチャーと呼ばれるＲＦ電力増幅器が記載されている。この方式では、小さな複数の電力増幅器の複数の入力端子に入力結合器が配置されて、入力電力は複数の入力端子に分割される。また、小さな複数の電力増幅器の複数の出力端子に出力結合器が配置されて、複数の出力電力は１つの出力電力に結合される。入力結合器と出力結合器とには、９０°位相シフトを生成するλ／４波長ラインが使用されている。このハイブリッド結合器は、２つの電力増幅器を互いに分離するので、一方が故障しても、他方は動作可能となる。これは、更に一定の入力インピーダンスと、奇数高調波のキャンセルと、逆方向の相互変調歪みのキャンセルとを提供すると、下記の非特許文献１に記載されている。

また、下記の非特許文献２には、前記の非特許文献１のλ／４波長ラインの代わりにＬＣ共振回路を使用したＤＤ−ＣＩＭＡ（ｄｉｖｉｄｅｄ ｄｅｖｉｃｅ ａｎｄ ｃｏｌｌｅｃｔｉｖｅｌｙ ｉｍｐｅｄａｎｃｅ−ｍａｔｃｈｅｄ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）方式のＲＦ電力増幅器が記載されている。この方式でも、１つの大きな増幅デバイスの代わりに、複数の小さな増幅デバイスが使用されている。

さらに、前記の非特許文献１には、Ｂ級にバイアスされたメイン電力増幅器とＣ級にバイアスされた補助電力増幅器とを組合せたドハティー（Ｄｏｈｅｒｔｙ）型アーキテクチャーと呼ばれるＲＦ電力増幅器が記載されている。この方式では、低入力電力ではメイン電力増幅器のみが動作して、補助電力増幅器はカットオフとなっている。中間入力電力まで入力振幅が増加すると、補助電力増幅器が活性化される。２つの電力増幅器の出力間にλ／４波長インピーダンス変換器が接続されて、低入力電力時の高負荷と高入力電力時の低負荷の負荷変調により、高い電力付加効率を達成している。

また、下記の非特許文献３によれば、ドハティー型のＲＦ電力増幅器では２つの同一のデバイスがＡＢ級にバイアスされたメイン電力増幅器とＣ級にバイアスされた補助電力増幅器として使用されると記載されている。

さらに、下記の非特許文献４には、ＭＥＭＳ（マイクロエレクトロメカニカルシステム）に基づくＲＦ−ＭＥＭＳ・スイッチが紹介され、このスイッチは優れた高周波特性を示すとともにＶＬＳＩと類似の技術で設計され製造されると報告されている。

米国特許第６３７４０９２号明細書 特開２００４−１７３２３１号公報 米国特許第６２０４７３１号明細書 米国特許第６９５４６２３号明細書 Ｆｒｅｄｅｒｉｃ Ｈ． Ｒａａｂ ｅｔ ａｌ，"Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ａｎｄ Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｆｏｒ ＲＦ ａｎｄ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＩＱＵＥＳ， ＶＯＬ．５０， ＮＯ．３，ＭＡＲＣＨ ２００２，ＰＰ．８１４−８２６， Ｉｓａｏ Ｙｏｓｈｉｄａ ｅｔ ａｌ，"Ａ ３．６Ｖ ４Ｗ ０．２ｃｃ Ｓｉ Ｐｏｗｅｒ−ＭＯＳ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ ｆｏｒ ＧＳＭ Ｈａｎｄｓｅｔ Ｐｈｏｎｅｓ"， １９９８ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ＤＩＧＥＳＴ ＯＦ Ｔｅｃｈｉｎｃａｌ ＰａＰＥＲＳ，ＰＰ．５０−５１． Ｉｎｇｏ Ｄｅｔｔｍａｎｎ ｅｔ ａｌ，"Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ ｏｆ ａ Ｓｉｎｇｌｅ−Ｅｎｄｅｄ Ｃｌａｓｓ ＡＢ， ａ Ｂａｌａｎｃｅ ａｎｄ ａ Ｄｏｈｅｒｔｙ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ"， ２００５ ＩＥＥＥ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ Ａｓｉａ−Ｐａｃｉｆｉｃ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ， ＶＯＬ．２， ４−７ Ｄｅｃｅｍｂｅｒ ２００５， ＰＰ．１−４． Ｅｌｌｉｏｔ Ｒ． Ｂｒｏｗｎ， "ＲＦ−ＭＥＭＳ Ｓｗｉｔｃｈｅｓ ｆｏｒ Ｒｅｃｏｎｆｉｇｇｕｒａｂｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ＯＮ ＭＩＣＲＯＷＡＶＥ ＴＨＥＯＲＹ ＡＮＤ ＴＥＣＨＩＱＵＥＳ， ＶＯＬ．４６， ＮＯ．１１，ＮＯＶＥＭＢＥＲ １９９８，ＰＰ．１８６８−１８８０，

ところで、例えば上記特許文献１の技術では、図３４に示すような高周波電力増幅器１４００の構成となっている。すなわち、並列接続された増幅器において、Ｄｏｈｅｒｔｙ増幅器を線形増幅器として有効とするために、キャリア増幅器１４１０のバイアスは固定し、ピーク増幅器１４１１のバイアスのみを入力信号電力に応じて、予め定義されている閾値で切替えることで、線形性を向上させる方式である。

しかしながら、図３４のような高周波電力増幅器の構成においても、図３５に示すような、入力電力量に対する電力利得、電力付加効率の特性となる。すなわち、予め決定された入力電力量（Ｐｉｎ）の閾値によってモード切替えを行う方式で、閾値近傍での電力変化が頻繁に起きた場合に電力利得（Ｇａｉｎ）、電力付加効率（ＰＡＥ）、位相差などの急激な変化が発生していた。

このように、上記特許文献１の技術においては、（１）入力信号電力が予め定義されている閾値を越えるか否かによりバイアスを切替えていた。また、（２）並列接続された２台の電力増幅器の内、１台の増幅器に関しては、固定バイアスであった。そのため、予め定義されている閾値近傍付近で入力電力が頻繁に変化する場合においては、それに伴ってバイアス切替が頻繁に発生し、電力利得の急激な変化や電流変化、位相変化等が起き、携帯端末制御系またはシステム全体に大きな影響を及ぼす恐れがある。また、１台の増幅器のみのバイアスを変化させるだけでは、中出力時以下の増幅器効率を向上させることが出来ない等の問題がある。

また、上記特許文献２および３の技術も、Ｄｏｈｅｒｔｙ増幅器を用いて線形性を向上させる方式ではあるものの、上記特許文献１と同様に、予め決定された入力電力量の閾値近傍での電力変化が頻繁に起きた場合に、電力利得、電力付加効率、位相差などの急激な変化が発生するという問題がある。

一方、上記特許文献１〜３の技術とは異なるアプローチとして、上記特許文献４の技術があった。これは、アイソレータ等の要素部品を用いることなしに、負荷の変動に伴う出力電力の変動を低減させるというものである。

しかしながら、上記特許文献４の技術では、増幅器負荷が変動した場合の出力電力変動の抑制において、２つの増幅経路各々に+45deg、-45degで固定された位相差を持たせることで対応しているため、増幅器での線形増幅時での最適出力インピーダンス値実現の範囲が制限される等の問題があった。

更に、上記特許文献１〜４の技術は、いずれも、携帯電話機のマルチモード化に伴い、複数の変調方式（モード）の各々に個別に対応する複数の送受信回路が動的に切り替えられて動作し、その切替の際に、電力利得の連続性、位相の連続性、負荷変動に伴う出力電力の変動の低減という性能が要求されるようになるという新たな課題が生じることについて、何ら考慮していない。

本発明者等は、本発明に先立ってＲＦ電力増幅器の最終段増幅パワー素子であるＬＤＭＯＳ（Ｌａｔｅｒａｌ Ｄｉｆｆｕｓｅｄ Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）トランジスタに関して、入力電力と出力電力との関係、出力電力と電力付加効率との関係等を検討した。

図１５は、入力電力Ｐｉｎ（ｄＢｍ）と出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）との関係を示す図である。この関係においては、低い３．０Ｖの電源電圧Ｖｃｃよりも高い５．０Ｖの電源電圧Ｖｃｃの方が、同一の入力電力Ｐｉｎ（ｄＢｍ）に対して高い出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）を得られることが理解できる。

図１６は、出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）と電力付加効率ＰＡＥ（％）との関係を示す図である。尚、電力付加効率ＰＡＥ（％）は、次式で与えられる。

ＰＡＥ=（Ｐｏｕｔ−Ｐｉｎ）／Ｐ_ＤＣ …（１式）
ここで、ＰｏｕｔはＲＦ出力電力、ＰｉｎはＲＦ入力電力、Ｐ_ＤＣは直流消費電力である。図１６に示されているように、低い３．５Ｖの電源電圧Ｖｄｄでは低い約３６ｄＢｍの出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の時に約６８％の最大の電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られ、中間の４Ｖの電源電圧Ｖｄｄでは中間の約３７ｄＢｍの出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の時に約６９％の最大の電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られ、高い５Ｖの電源電圧Ｖｄｄでは高い約３９ｄＢｍの出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の時に約６９％の最大の電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られることが理解できる。尚、この時のＬＤＭＯＳトランジスタのゲート幅Ｗｇは、４９ｍｍである。

図１７は、ＬＤＭＯＳトランジスタのゲート幅Ｗｇを、４９ｍｍ、３９ｍｍ、２９ｍｍと変化した場合の出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）と電力付加効率ＰＡＥ（％）との関係を示す図である。この関係においては、ゲート幅Ｗｇが小さな２８ｍｍの時には約３５．８ｄＢｍから約３６．６ｄＢｍの低出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の場合に８０％以上の高い最大電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られ、ゲート幅Ｗｇが中間の３９ｍｍの時には約３６．１ｄＢｍから約３６．５ｄＢｍの中間出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の場合に約８０％の比較的高い最大電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られ、ゲート幅Ｗｇが大きな４９ｍｍの時には約３６．８ｄＢｍの高出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の場合に約７５％の比較的低い最大電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られることが理解できる。尚、ゲート幅Ｗｇが小さな２８ｍｍの小さなデバイス、ゲート幅Ｗｇが中間の３９ｍｍの中間のデバイス、ゲート幅Ｗｇが大きな４９ｍｍの大きなデバイスでは、ゲート長Ｌｇは全て０．２２ｎｍと共通となっている。

上記の検討により、以下の技術的事項が明らかとなった。

知見１：ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが低い場合は、小さなゲート幅ＷｇのＬＤＭＯＳトランジスタを使用した方が電力付加効率ＰＡＥは改善される。逆に、出力電力Ｐｏｕｔが高い場合は、大きなゲート幅ＷｇのＬＤＭＯＳトランジスタを使用した方は電力付加効率ＰＡＥが改善される。（図１７参照）。

知見２：ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが高い場合には、高い電源電圧Ｖｄｄを使用した方が電力付加効率ＰＡＥが改善される。逆に、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが低い場合には、低い電源電圧Ｖｄｄを使用した方が電力付加効率ＰＡＥは改善される（図１６参照）。

従って、本発明は、上記のような本発明者らによる本発明に先立った検討により明らかとされた知見を基にしてなされたものである。

これらの知見に基づき、本発明者等は、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが低い場合には小さな増幅デバイスでＲＦ電力増幅を行って、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが高い場合には大きな増幅デバイスでＲＦ電力増幅を行って、小さな増幅デバイスと大きな増幅デバイスとの間でのＲＦ電力増幅の役割分担比率の切り換えを２つの増幅デバイスの入力バイアス電圧の差と前段のＲＦ駆動増幅回路の出力から入力されるＲＦ入力信号の振幅変化とによって実行すると言う本発明の基本的な技術思想に到達したものである。この本発明の後半の技術思想と類似の思想は、ドハティー型のＲＦ電力増幅器で知られている。しかし、ドハティー型のＲＦ電力増幅器では、前記の非特許文献３に記載されているように、２つの同一のデバイスを使用するものであり、ここでは本発明の基本的な技術思想の前半と中間との部分が欠落している。

更に、本発明者等は電源付加効率を改善するために、上記知見２に基づいて、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが低い場合には小さな増幅デバイスの出力電極の電源電圧を低く制御したり、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが高い場合には大きな増幅デバイスの出力電極の電源電圧を高く制御すると言うより具体的な技術思想に到達したものである。

従って、本発明の目的とするところは、低出力電力時にも高出力電力時にも高電力付加効率の特性を示すことが可能な高周波電力増幅器を提供することにある。

本発明の別の目的は、線形増幅時における増幅器負荷の変動による出力電力の変動を低減させるマルチモード対応のＲＦ電力増幅器を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴とは、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記の通りである。

〔１〕
本発明のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器は、入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）と出力端子（ＲＦ＿Ｏｕｔ）との間に並列に接続された最終段増幅パワー素子としての第１増幅素子（Ｑ１）と第２増幅素子（Ｑ２）とを含む。前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）とは、１つの半導体チップ（Ｃｈｉｐ１）に形成されている。前記第１増幅素子（Ｑ１）が導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し前記第２増幅素子（Ｑ２）が導通角π（１８０°）未満のＣ級で動作するように、前記第１増幅素子（Ｑ１）の入力端子の第１バイアス電圧（Ｖｇ１）は、前記第２増幅素子（Ｑ２）の入力端子の第２バイアス電圧（Ｖｇ２）よりも高く設定されている。前記第１増幅素子（Ｑ１）の第１実効素子サイズ（Ｗｇｑ１）は、前記第２増幅素子（Ｑ２）の第２実効素子サイズ（Ｗｇｑ２）よりも前記半導体チップの製造誤差以上に意図的に小さく設定されている（図１参照）。

本発明の前記ひとつの形態による手段によれば、下記の動作により当初の目的を達成することができる。低出力電力時には、前記入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）のＲＦ入力電力信号の振幅レベルは低い状態なので、低い第２バイアス電圧（Ｖｇ２）が供給された前記第２増幅素子（Ｑ２）は非活性化されている一方、高い第１バイアス電圧（Ｖｇ１）が供給された前記第１増幅素子（Ｑ１）は前記入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）のＲＦ入力電力信号を増幅する。この時、前記第１増幅素子（Ｑ１）の第１実効素子サイズ（Ｗｇｑ１）は小さいので、低出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の電力付加効率ＰＡＥ（％）を改善することができる。高出力電力時には、前記入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）のＲＦ入力電力信号の振幅レベルが増大するので、前記第１増幅素子（Ｑ１）だけではなく前記第２増幅素子（Ｑ２）も、前記入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）のＲＦ入力電力信号を増幅する。この時には、前記第２増幅素子（Ｑ２）の第１実効素子サイズ（Ｗｇｑ２）は大きいので、高出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）の電力付加効率（ＰＡＥ）を改善することができる（図２参照）。

本発明のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）の出力電極に第１負荷素子（Ｌｄｄ１）を介して第１電源電圧（Ｖｄｄ１）が供給され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に第２負荷素子（Ｌｄｄ２）を介して第２電源電圧（Ｖｄｄ２）が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベル低下に応答して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）のレベルが低下するように電源回路（ＰＷ＿Ｓｐｌｙ）が動作する（図１参照）。

本発明の前記ひとつの具体的な形態による手段によれば、ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベルが低い場合には、前記第１増幅素子（Ｑ１）の出力電極に供給される前記前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）のレベルが低下される。従って、上記知見２で説明したように、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力が低い場合には、低い電源電圧（Ｖｄｄ）を使用した方が電力付加効率ＰＡＥは改善される。

本発明のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）の出力電極に第１負荷素子（Ｌｄｄ１）を介して第１電源電圧（Ｖｄｄ１）が供給され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に第２負荷素子（Ｌｄｄ２）を介して第２電源電圧（Ｖｄｄ２）が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベル上昇に応答して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）のレベルが上昇するよう電源回路（ＰＷ＿Ｓｐｌｙ）が動作する（図１参照）。

本発明の前記ひとつの具体的な形態による手段によれば、ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベルが高い場合には、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に供給される前記前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）のレベルが上昇される。従って、上記知見２で説明したように、ＲＦ電力増幅器の出力電力が高い場合には、高い電源電圧（Ｖｄｄ）を使用した方が電力付加効率ＰＡＥは改善される。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記出力端子（ＲＦ＿Ｏｕｔ）と前記第１増幅素子（Ｑ１）の出力電極との間には１／４波長出力ライン（Ｏｕｔ＿Ｔｒ＿Ｌｎ）が接続され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の入力電極と前記入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）との間には１／４波長入力ライン（Ｉｎ＿Ｔｒ＿Ｌｎ）が接続されることにより、前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）とはドハティー型の方式で動作する（図６参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器は、前記最終段増幅パワー素子（Ｑ１、Ｑ２）を駆動するＲＦ駆動増幅段（１ｓｔ＿Ａｍｐ、２ｎｄ＿Ａｍｐ）を更に具備しており、外部電源電圧（Ｖｄｄ）が供給されて送信レベル指示信号（Ｖｒａｍｐ）のレベルに応答して制御された前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）と前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）とを前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）が前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）とにそれぞれ供給する（図８参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）の出力電極に前記第１負荷素子（Ｌｄｄ１）を介して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）が供給され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に前記第２負荷素子（Ｌｄｄ２）を介して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベル低下に応答して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）のレベルが低下するように前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）が動作する（図１０参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）の出力電極に前記第１負荷素子（Ｌｄｄ１）を介して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）が供給され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に前記第２負荷素子（Ｌｄｄ２）を介して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベル上昇に応答して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）のレベルが上昇するように前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）が動作する（図１０参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）は、スイッチングレギュレータで構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ）を含む（図９参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器は、前記出力端子（ＲＦ＿Ｏｕｔ）の前記出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）に関係するレベルを検出するパワー検出器（ＰＷ＿Ｄｅｔ）と、前記送信レベル指示信号（Ｖｒａｍｐ）と前記パワー検出器（ＰＷ＿Ｄｅｔ）のパワー検出信号（Ｖｄｅｔ）とが供給されることによって自動パワー制御信号（Ｖａｐｃ）を生成する誤差増幅器（Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）と、前記誤差増幅器（Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）により生成された前記自動パワー制御信号（Ｖａｐｃ）に応答して前記ＲＦ駆動増幅段（１ｓｔ＿Ａｍｐ、２ｎｄ＿Ａｍｐ）の駆動入力バイアス電圧（１ｓｔＶｇｂ、２ｎｄＶｇｂ）のレベルを制御する駆動入力バイアス回路（１ｓｔＧＢＣ、２ｎｄＧＢＣ）と、前記誤差増幅器（Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）により生成された前記自動パワー制御信号（Ｖａｐｃ）に応答して前記最終段増幅パワー素子（Ｑ１、Ｑ２）としての前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）との最終段入力バイアス電圧（３ｒｄ＿１Ｖｇｂ、３ｒｄ＿２Ｖｇｂ）のレベルを制御する最終段入力バイアス回路（ＧＢＣ１、ＧＢＣ２）とを具備する（図８参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）とは、電界効果トランジスタである（図１参照）。

本発明の更に具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記電界効果トランジスタはＬＤＭＯＳである。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）とは、バイポーラトランジスタである（図７参照）。

本発明の更に具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合型である。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）の前記第１実行素子サイズ（Ｗｇｑ１）は前記第２増幅素子（Ｑ２）の前記第２実行素子サイズ（Ｗｇｑ２）の略半分に設定されている（図１参照）。

本発明の最も更に具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１）と前記第２増幅素子（Ｑ２）が形成された前記半導体チップ（ＣＨＩＰ＿Ｌ）と、前記パワー検出器および前記誤差増幅器（ＰＷ＿Ｄｅｔ＆Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ）とはＲＦパワーモジュールのパッケージ（１００）に搭載されている（図１４参照）。

本発明の他のひとつの形態によるＲＦ電力増幅器は、入力端子（ＲＦ＿Ｉｎ）と出力端子（ＲＦ＿Ｏｕｔ）との間に並列に接続された最終段増幅パワー素子としての第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と第２増幅素子（Ｑ２）と第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）を含む。前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第２増幅素子（Ｑ２）と前記第3増幅素子（Ｑ１Ｂ）とは、１つの半導体チップ（Ｃｈｉｐ１）に形成されている。前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）の入力電極は、スイッチ素子（ＭＥＭＳ＿ＳＷ）を介して前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の入力電極と接続される。

ＲＦ電力出力（Ｐｏｕｔ）が低レベルの際には、前記スイッチ素子（ＭＥＭＳ＿ＳＷ）はオフ状態に制御されることにより、前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）はオフ状態に制御される。

前記ＲＦ電力出力（Ｐｏｕｔ）が前記低レベルの際には、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）が導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し前記第２増幅素子（Ｑ２）が導通角π（１８０°）未満のＣ級で動作するように、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の入力端子の第１バイアス電圧（Ｖｇ１）は、前記第２増幅素子（Ｑ２）の入力端子の第２バイアス電圧（Ｖｇ２）よりも高く設定されている。

前記ＲＦ電力出力（Ｐｏｕｔ）が高レベルの際には、前記スイッチ素子（ＭＥＭＳ＿ＳＷ）はオン状態に制御される。

前記ＲＦ電力出力（Ｐｏｕｔ）が前記高レベルの際には、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）とが導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し前記第２増幅素子（Ｑ２）も導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作するように、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の入力端子と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）の入力端子の前記第１バイアス電圧（Ｖｇ１）が設定され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の入力端子の前記第２バイアス電圧（Ｖｇ２）とが設定されている。

前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の第１実効素子サイズ（Ｗｇｑ１Ａ）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）の第３実効素子サイズ（Ｗｇｑ１Ｂ）とは実質的に互いに等しく設定されるとともに、前記第２増幅素子（Ｑ２）の第２実効素子サイズ（Ｗｇｑ２）よりも前記半導体チップの製造誤差以上に意図的に小さく設定されている（図１２参照）。

本発明の前記他のひとつの形態による手段によれば、前記ＲＦ電力出力（Ｐｏｕｔ）が前記高レベルの際には、前記スイッチ素子（ＭＥＭＳ＿ＳＷ）により入力端子が共通接続された第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）とはＢ級からＡＢ級までのいずれかの級で動作して、前記第２増幅素子（Ｑ２）も同様にＢ級からＡＢ級までのいずれかの級で動作する。その結果、このＲＦ電力増幅器はＤＤ−ＣＩＭＡ型の電力増幅器を構成するので、高レベルのＲＦ電力出力（Ｐｏｕｔ）を得ることができる。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器は、前記最終段増幅パワー素子（Ｑ１Ａ、Ｑ１Ｂ、Ｑ２）を駆動するＲＦ駆動増幅段（１ｓｔ＿Ａｍｐ、２ｎｄ＿Ａｍｐ）と、外部電源電圧（Ｖｄｄ）が供給されて送信レベル指示信号（Ｖｒａｍｐ）のレベルに応答して制御された第１電源電圧（Ｖｄｄ１）を前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）とに供給するとともに制御された第２電源電圧（Ｖｄｄ２）とを前記第２増幅素子（Ｑ２）に供給する電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）とを具備する（図１２参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の出力電極と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）の出力電極とに第１負荷素子（Ｌｄｄ１）を介して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）が供給され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に第２負荷素子（Ｌｄｄ２）を介して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベル低下に応答して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）のレベルが低下するように前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）が動作する（図１３参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の出力電極と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）の出力電極とに第１負荷素子（Ｌｄｄ１）を介して前記第１電源電圧（Ｖｄｄ１）が供給され、前記第２増幅素子（Ｑ２）の出力電極に第２負荷素子（Ｌｄｄ２）を介して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）のレベル上昇に応答して前記第２電源電圧（Ｖｄｄ２）のレベルが上昇するように前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）が動作する（図１３参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記電源回路（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ、ＤＢＣ１、ＤＢＣ２）は、スイッチングレギュレータで構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ）を含む（図９参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器は、前記出力端子（ＲＦ＿Ｏｕｔ）の前記出力電力（ＲＦ＿Ｏｕｔ）に関係するレベルを検出するパワー検出器（ＰＷ＿Ｄｅｔ）と、前記送信レベル指示信号（Ｖｒａｍｐ）と前記パワー検出器（ＰＷ＿Ｄｅｔ）のパワー検出信号（Ｖｄｅｔ）とが供給されることによって自動パワー制御信号（Ｖａｐｃ）を生成する誤差増幅器（Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）と、前記誤差増幅器（Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）により生成された前記自動パワー制御信号（Ｖａｐｃ）に応答して前記ＲＦ駆動増幅段（１ｓｔ＿Ａｍｐ、２ｎｄ＿Ａｍｐ）の駆動入力バイアス電圧（１ｓｔＶｇｂ、２ｎｄＶｇｂ）のレベルを制御する駆動入力バイアス回路（１ｓｔＧＢＣ、２ｎｄＧＢＣ）と、前記誤差増幅器（Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）により生成された前記自動パワー制御信号（Ｖａｐｃ）に応答して前記最終段増幅パワー素子（Ｑ１、Ｑ２）としての前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第２増幅素子（Ｑ２）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）との最終段入力バイアス電圧（３ｒｄ＿１Ｖｇｂ、３ｒｄ＿２Ｖｇｂ）のレベルを制御する最終段入力バイアス回路（ＧＢＣ１、ＧＢＣ２）とを具備する（図１２参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記スイッチ素子（ＭＥＭＳ＿ＳＷ）は前記半導体チップ上に形成されたＭＥＭＳスイッチである（図１２参照）。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第２増幅素子（Ｑ２）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）とは、電界効果トランジスタである（図１２参照）。

本発明の更に具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記電界効果トランジスタはＬＤＭＯＳである。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第２増幅素子（Ｑ２）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）とは、バイポーラトランジスタである。

本発明の更に具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記バイポーラトランジスタは、ヘテロ接合型である。

本発明の他のひとつの具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）の前記第１実行素子サイズ（Ｗｇｑ１Ａ）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）の前記第３実行素子サイズ（Ｗｇｑ１Ｂ）は、前記第２増幅素子（Ｑ２）の前記第２実行素子サイズ（Ｗｇｑ２）の略半分に設定されている（図１２参照）。

本発明の最も更に具体的な形態によるＲＦ電力増幅器では、前記第１増幅素子（Ｑ１Ａ）と前記第２増幅素子（Ｑ２）と前記第３増幅素子（Ｑ１Ｂ）とが形成された前記半導体チップ（ＣＨＩＰ＿Ｌ）と、前記パワー検出器および前記誤差増幅器（ＰＷ＿Ｄｅｔ＆Ｅｒｒ＿Ａｍｐ）と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ（ＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖ）とはＲＦパワーモジュールのパッケージ（１００）に搭載されている（図１４参照）。

〔２〕
更に別の形態による本発明は、マルチモードに対応して、並列に配置した２台の電力増幅器と、入力信号の変調方式によって各々の電力増幅器のバイアスを個々にコントロールするためのバイアスコントロール回路とで構成され、例えば線形増幅モード（例えばＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡ等に変調された信号）で動作させる場合は、並列に配置した２台の電力増幅器のバイアスを双方とも同一（２台の電力増幅器が同一特性の場合であり、実際には特性が若干異なるためにバイアスも同一とはならないことがある）で且つＡ〜Ｂクラスとなるように設定する。

また、入力信号が非線形増幅モード（例えばＧＳＭ等に変調された信号）で動作させる場合は、２台の電力増幅器で構成された増幅器全体での効率が向上するように、並列に配置した２台の電力増幅器のどちらか一方の増幅器のバイアスを可変し、Ｂ〜Ｃクラスとなるように設定することで、中出力時以下での増幅器の効率を向上させた高周波電力増幅器を実現できる。なお、ここで記載された変調方式以外の方式においても、各増幅器に変調方式に最適なバイアス条件を与えることで対応可能である。また、３台以上の電力増幅器を並列に配置した構成にも対応できる。

また、入力平均電力に応じて連続的にバイアス値を可変するようにバイアスコントロール回路を制御することで、電力利得の急激な変化や電流変化等が起きず、携帯端末制御系またはシステム全体に大きな影響を及ぼす恐れが無く、中出力時以下での増幅器の効率を向上させた高周波電力増幅器を実現できる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記の通りである。

すなわち、低出力電力時にも高出力電力時にも高電力付加効率の特性を示すことが可能なＲＦ電力増幅器を提供することができる。

また、使用を開始しようとしている線形増幅モードまたは非線形増幅モードの各モードに各々切替わることで、入力電力量によって線形・非線形増幅モードが切替わることがなく、特性が連続となるために、電力利得、電力付加効率、位相差などの急激な変化を抑えることができる高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

≪ＲＦ電力増幅器の構成≫
図１は、本発明の１つの実施形態による基地局との通信を行う携帯電話に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。

同図に示すように本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器は、１つのパッケージ中に組み込まれたＲＦパワーモジュールとして構成されている。

携帯電話端末のような通信端末機器に搭載されるＲＦ送受信アナログ信号処理集積回路（以下、ＲＦ ＩＣと言う）からのＲＦ送信信号は図示しないＲＦ駆動増幅段により増幅されて、このＲＦ駆動増幅段の出力端子からのＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎが第１入力容量Ｃｉｎ１と第２入力容量Ｃｉｎ２とを介して第１増幅素子Ｑ１のゲート入力端子と第２増幅素子Ｑ２のゲート入力端子とにそれぞれ供給される。第１増幅素子Ｑ１のゲート入力端子と第２増幅素子Ｑ２のゲート入力端子とは、それぞれ第１入力バイアス電圧供給用インダクターＬｇ１と第２入力バイアス電圧供給用インダクターＬｇ２とを介して第１入力バイアス電圧Ｖｇ１と第２入力バイアス電圧Ｖｇ２とが供給される。第１増幅素子Ｑ１がＢ級からＡＢ級のいずれかの級で動作して、第２増幅素子Ｑ２がＣ級で動作するように、第１入力バイアス電圧Ｖｇ１は第２入力バイアス電圧Ｖｇ２よりも高く設定されている。尚、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とは、同一半導体チップＣｈｉｐ１に同時に形成されたＮチャンネルのＬＤＭＯＳトランジスタである。同様に、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とは、同一半導体チップに同時に形成されたＧａＡｓもしくはＳｉＧｅのヘテロバイポーラトランジスタとすることも可能である。また、第１入力容量Ｃｉｎ１と第２入力容量Ｃｉｎ２及び第１入力バイアス電圧供給用インダクターＬｇ１と第２入力バイアス電圧供給用インダクターＬｇ２とを、第１増幅素子Ｑ１及び第２増幅素子Ｑ２とが形成された同一半導体チップ上に形成することも可能である。

良く知られているように、正弦波波形の入力信号が供給されている条件で、増幅パワー素子の導通角γ＝２π（３６０°）の電力増幅器はＡ級動作の電力増幅器に分類され、導通角γがπ（１８０°）＜γ＜２π（３６０°）の電力増幅器はＡＢ級動作の電力増幅器に分類され、γ＝π（１８０°）の電力増幅器はＢ級動作の電力増幅器に分類され、導通角γがγ＜π（１８０°）の電力増幅器はＣ級動作の電力増幅器に分類される。

例えば、第１入力バイアス電圧Ｖｇ１は１．１８ボルトに、第２入力バイアス電圧Ｖｇ２は０．５ボルトに設定されている。第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２の両者のゲート・スレッシュホールド電圧ＶｔｈＮは０．８ボルトなので、第１増幅素子Ｑ１はＡＢ級で動作し、第２増幅素子Ｑ２はＣ級で動作する。第１増幅素子Ｑ１のドレイン出力端子には第１負荷インダクターＬｄｄ１を介して電源回路ＰＷ＿Ｓｐｌｙから第１電源電圧Ｖｄｄ１が供給され、第２増幅素子Ｑ２のドレイン出力端子には第２負荷インダクターＬｄｄ２を介して電源回路ＰＷ＿Ｓｐｌｙから第２電源電圧Ｖｄｄ２が供給される。電源回路ＰＷ＿Ｓｐｌｙは、ＲＦ電力増幅器の出力電力ＲＦ＿Ｏｕｔのレベル低下に応答して第１電源電圧Ｖｄｄ１のレベルを低下させ、出力電力ＲＦ＿Ｏｕｔのレベル上昇に応答して第１電源電圧Ｖｄｄ１のレベルを上昇させる。例えば、ＲＦ電力増幅器の出力電力ＲＦ＿Ｏｕｔが低レベルの時には第１電源電圧Ｖｄｄ１は３．５ボルトに低下する一方、ＲＦ電力増幅器の出力電力ＲＦ＿Ｏｕｔが高レベルの時には第１電源電圧Ｖｄｄ１は４．５ボルトに上昇する。一方、ＲＦ電力増幅器の出力電力ＲＦ＿Ｏｕｔが低レベルから高レベルに変化しても、第２電源電圧Ｖｄｄ２のレベルは４．５ボルトに略一定に維持されている。しかし、出力電力ＲＦ＿Ｏｕｔのレベル上昇に応答して第２電源電圧Ｖｄｄ２のレベルを上昇させても良い。

一方、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とは、１つの半導体チップ上に同一製造プロセスで製造されている。しかし、第１増幅素子Ｑ１の第１実効素子サイズＷｇｑ１であるゲート幅は１４ｍｍに設定され、第２増幅素子Ｑ２の第２実効素子サイズＷｇｑ２であるゲート幅は２８ｍｍに設定されている。このように、第１増幅素子Ｑ１の第１実効素子サイズＷｇｑ１は、第２増幅素子Ｑ２の第２実効素子サイズＷｇｑ２の略半分と、半導体チップの製造誤差以上に小さく設定されている。第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とでは、第１実効素子サイズＷｇｑ１と第２実効素子サイズＷｇｑ２とは相違するが、その他のパラメータであるゲート絶縁膜厚Ｔｏｘは等しい厚さ、ゲート長Ｌｇは等しい０．２２ｎｍ、チャンネル不純物濃度Ｎｄは等しい濃度と、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とで互いに略等しく設定されている。

尚、図１には図示されてはいないが、ＲＦ入力端子ＲＦ＿Ｉｎと第１入力容量Ｃｉｎ１の一端との間とＲＦ入力端子ＲＦ＿Ｉｎと第２入力容量Ｃｉｎ２の一端との間には分岐型の入力マイクロストリップラインが接続されており、第１出力容量Ｃｏｕｔ１の他端とＲＦ出力信号端子ＲＦ＿Ｏｕｔとの間と第２出力容量Ｃｏｕｔ２の他端とＲＦ出力信号端子ＲＦ＿Ｏｕｔとの間には合流型の出力マイクロストリップラインが接続されている。この入力と出力のマイクロストリップラインはミリメーター程度もしくはそれ以下のライン長となるよう、所定の特性インピーダンスを持っている。

以上説明したように、第１増幅素子Ｑ１の第１実効素子サイズＷｇｑ１は、第２増幅素子Ｑ２の第２実効素子サイズＷｇｑ２の略半分に設定されているので、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とでは最大電力付加効率ＰＡＥが得られるＲＦ出力電力Ｐｏｕｔが異なってくる。

図２は、図１に示したＲＦ電力増幅器の第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）対電力付加効率ＰＡＥ（％）の特性を示す図である。

同図に示すように、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）が線Ｌｂよりも低い低出力状態では、１４ｍｍと小さな第１実効素子サイズＷｇｑ１に設定された第１増幅素子Ｑ１が高い最大電力付加効率ＰＡＥを示す。この低出力状態では、図１では図示されていないＲＦ駆動増幅段の出力端子からのＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎの振幅レベルが比較的低いので、ＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１のみが動作して、Ｃ級動作の第２増幅素子Ｑ２は略カットオフに近い状態となっている。このように、低出力状態では、低出力状態で高い電力付加効率ＰＡＥを示す小さな第１実効素子サイズＷｇｑ１に設定された第１増幅素子Ｑ１のみが動作している。一方、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）が線Ｌｂよりも高い高出力状態では、２８ｍｍと大きな第２実効素子サイズＷｇｑ２に設定された第２増幅素子Ｑ２が高い電力付加効率ＰＡＥを示す。この低出力状態では、図１では図示されていないＲＦ駆動増幅段の出力端子からのＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎの振幅レベルが比較的高いので、ＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１の動作に加えて、Ｃ級動作の第２増幅素子Ｑ２が増幅動作を開始している。このように、高出力状態では、高出力状態で高い電力付加効率ＰＡＥを示す大きな第２実効素子サイズＷｇｑ２に設定された第２増幅素子Ｑ２が増幅動作を行う。尚、この時には、小さな第１実効素子サイズＷｇｑ１に設定された第１増幅素子Ｑ１のドレインに供給される第１電源電圧Ｖｄｄ１が４．０ボルトから４．５ボルトに上昇されることにより、第１増幅素子Ｑ１も高出力状態で比較的高い最大電力付加効率ＰＡＥを示すことが可能となる。

図３は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の特性と比較するための参考のためのＲＦ電力増幅器を示す図である。

同図の回路接続は、図１と同一であるが、図３では、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２の第１実効素子サイズＷｇｑ１と第２実効素子サイズＷｇｑ２とは２８ｍｍと等しいゲート幅に設定されて、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）が低出力状態から高出力状態に変化しても第１入力バイアス電圧Ｖｇ１と第２入力バイアス電圧Ｖｇ２とは等しい１．１８ボルト、第１電源電圧Ｖｄｄ１と第２電源電圧Ｖｄｄ２とは等しい５．０ボルトに維持されている。従って、ＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）が低出力状態から高出力状態に変化しても、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とは共にＡＢ級で動作する。従って、図３のＲＦ電力増幅器は、ＤＤ−ＣＩＭＡ型のＲＦ電力増幅器と言うことができる。

図４は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器と図３に示した参考のＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）対電力付加効率ＰＡＥ（％）の特性を示す図である。

同図では、線Ｌ３が図３に示した参考のＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）対電力付加効率ＰＡＥ（％）の特性を示し、線Ｌ１と線Ｌ２とが図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の低出力状態の特性と高出力状態の特性とをそれぞれ示している。線Ｌ３に示す図３のＲＦ電力増幅器の低出力状態の電力付加効率ＰＡＥ（％）よりも、線Ｌ１の図１のＲＦ電力増幅器の低出力状態の電力付加効率ＰＡＥ（％）が遥かに高い値となっていることが理解できる。また、線Ｌ２に示す図１のＲＦ電力増幅器の高出力状態の特性は、線Ｌ３に示す図３のＲＦ電力増幅器の高出力状態の電力付加効率ＰＡＥ（％）よりも高い値となっていることが分かる。

尚、線Ｌ１は、第１電源電圧Ｖｄｄ１が３．５ボルト、第２電源電圧Ｖｄｄ２が４．５ボルトの条件でＲＦ入力電力Ｐｉｎを０ｄＢｍから２３ｄＢｍにスイープさせた結果であり、線Ｌ２は、ＲＦ入力電力Ｐｉｎが２３ｄＢｍの条件で、第１電源電圧Vｄｄ１、第2電源電圧Vｄｄ２を変化させた特性であり、出力パワーPoutの低い順からそれぞれ第１条件（Vｄｄ１＝４Ｖ、Ｖｄｄ２＝４．５Ｖ）、第２条件（Vｄｄ１＝４．５Ｖ、Ｖｄｄ２＝４．５Ｖ）、第３条件（Vｄｄ１＝５Ｖ、Ｖｄｄ２＝５Ｖ）と変化させたものである。

図５も、図４と同様に、図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器と図３に示した参考のＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）対電力付加効率ＰＡＥ（％）の特性を示す図である。図５が図４と相違する点は１５ｄＢｍと低いＲＦ出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）から測定している点である。図５でも、図４と同様に、線Ｌ１は、第１電源電圧Ｖｄｄ１が３．５ボルト、第２電源電圧Ｖｄｄ２が４．５ボルトの条件でＲＦ入力電力Ｐｉｎを０ｄＢｍから２３ｄＢｍにスイープさせた結果であり、線Ｌ２は、ＲＦ入力電力Ｐｉｎが２３ｄＢｍの条件で、第１電源電圧Vｄｄ１、第2電源電圧Vｄｄ２を変化させた特性であり、出力パワーPoutの低い順からそれぞれ第１条件（Vｄｄ１＝４Ｖ、Ｖｄｄ２＝４．５Ｖ）、第２条件（Vｄｄ１＝４．５Ｖ、Ｖｄｄ２＝４．５Ｖ）、第３条件（Vｄｄ１＝５Ｖ、Ｖｄｄ２＝５Ｖ）と変化させたものである。

尚、図５の測定に際して、図１に示したＲＦ電力増幅器が１５ｄＢｍのＲＦ出力電力Ｐｏｕｔを出力している場合には、第２増幅素子Ｑ２のゲートの駆動入力電圧のピーク値は第２増幅素子Ｑ２のゲート・スレッシュホールド電圧ＶｔｈＮである０．８ボルト未満であることが確認された。従って、図１のＲＦ電力増幅器が１５ｄＢｍのＲＦ出力電力Ｐｏｕｔを出力している場合には、ＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１のみが動作しており、Ｃ級動作の第２増幅素子Ｑ２は未だＣ級動作をしていないことになる。また、図５の測定に際して、図１に示したＲＦ電力増幅器が２２ｄＢｍのＲＦ出力電力Ｐｏｕｔを出力している場合には、第２増幅素子Ｑ２のゲートの駆動入力電圧のピーク値は第２増幅素子Ｑ２のゲート・スレッシュホールド電圧ＶｔｈＮである０．８ボルトを僅かに超えていることが確認された。従って、図１のＲＦ電力増幅器が２２ｄＢｍのＲＦ出力電力Ｐｏｕｔを出力している場合は、ＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１が動作するだけではなく、Ｃ級動作の第２増幅素子Ｑ２もＣ級動作を開始することになる。

≪その他の形態によるＲＦ電力増幅器≫
図６は、本発明の他の１つの実施形態による基地局に使用される更に大電力ＲＦ出力信号を出力するＲＦ電力増幅器を示す回路図である。この図６が図１の実施形態と相違するのは、出力端子ＲＦ＿Ｏｕｔと第１増幅素子Ｑ１のドレイン出力電極との間には１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿Ｌｎが接続され、第２増幅素子Ｑ２のゲート入力電極と入力端子ＲＦ＿Ｉｎとの間には１／４波長入力ラインＩｎ＿Ｔｒ＿Ｌｎが接続されていることである。その他は、図１の実施形態と同一である。その結果、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とはドハティー型の方式で動作する。以下に、このドハティー型のＲＦ電力増幅器の動作を説明する。

第１増幅素子Ｑ１で構成された最終段第１増幅器Ａｍｐ１の出力電流Ｉ’₁と第２増幅素子Ｑ２で構成された最終段第２増幅器Ａｍｐ２の出力電流Ｉ_２とが負荷Ｒ_Ｌに流入している場合に、１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿ＬｎのインピーダンスをＺ_Ｔとし、負荷Ｒ_Ｌの電圧をＶｏとすると、１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿Ｌｎの出力から負荷Ｒ_Ｌを見た実効インピーダンスＺ’₁と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の出力から負荷Ｒ_Ｌを見た負荷インピーダンスＺ_２とは次式で与えられる。

Ｚ’₁＝Ｖｏ／Ｉ’₁＝Ｒ_Ｌ（（Ｉ’_１＋Ｉ_２）／Ｉ’_１）
＝Ｒ_Ｌ（１＋α） …（２式）
Ｚ_２＝Ｖｏ／Ｉ_２＝Ｒ_Ｌ（（Ｉ_２＋Ｉ’₁）／Ｉ_２）
＝Ｒ_Ｌ（１＋１／α） …（３式）
１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿Ｌｎの入力から負荷Ｒ_Ｌを見た実効インピーダンスＺ₁と１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿Ｌｎの出力から負荷Ｒ_Ｌを見た実効インピーダンスＺ’₁との積は、１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿ＬｎのインピーダンスＺ_Ｔの二乗と等しくなるので、
Ｚ₁＝Ｚ_Ｔ ^２／Ｚ’₁ ＝Ｚ_Ｔ ^２／Ｒ_Ｌ（１＋Ｉ_２／Ｉ’_１）
＝Ｚ_Ｔ ^２／Ｒ_Ｌ（１＋α） …（４式）
α＝Ｉ_２／Ｉ’_１＝Ｚ’₁ ／Ｚ_２ …（５式）
ＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎの信号振幅が低レベルの時にＣ級にバイアスされた最終段第２増幅器Ａｍｐ２がオフ、すなわちα＝０の時には、実効インピーダンスＺ’₁と負荷インピーダンスＺ_２、Ｚ₁は、次式で与えられる。

Ｚ’_1，α＝０＝Ｒ_Ｌ、Ｚ_{２，α＝０}＝∞、Ｚ_1，α＝０＝Ｚ_Ｔ ^２／Ｒ_Ｌ、…（６式）
ＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎの信号振幅が高レベルとなり時にＣ級にバイアスされた最終段第２増幅器Ａｍｐ２が完全オン、すなわちα＝１の時には、実効インピーダンスＺ’₁と負荷インピーダンスＺ_２、Ｚ₁は、次式で与えられる。

Ｚ’_1，α＝１＝２Ｒ_Ｌ、Ｚ_{２，α＝１}＝２Ｒ_Ｌ、Ｚ_1，α＝１＝Ｚ_Ｔ ^２／２Ｒ_Ｌ、…（７式）
（６）式と（７）式とから、最終段第１増幅器Ａｍｐ１の負荷インピーダンスＺ₁と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の負荷インピーダンスＺ_２とが変調されていることが理解される。もし、Ｚ_Ｔ＝２Ｒ_Ｌであれば、α＝０の時には、最終段第１増幅器Ａｍｐ１の負荷インピーダンスＺ₁は４Ｒ_Ｌとなり、α＝１の時には、最終段第１増幅器Ａｍｐ１の負荷インピーダンスＺ₁と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の負荷インピーダンスＺ_２とは２Ｒ_Ｌとなる。

このようにして、図６のドハティー型のＲＦ電力増幅器では、ＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎの信号振幅が低レベルの低電力動作では、４Ｒ_Ｌの高インピーダンスである負荷インピーダンスＺ₁を駆動する低バイアスの最終段第１増幅器Ａｍｐ１のみからの電力生成によって高効率が達成される。また、ＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎの信号振幅が高レベルの高電力動作では、高バイアスの最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２とが、最大電力効率で飽和して、２Ｒ_Ｌの中間インピーダンスである負荷インピーダンスＺ₁を並列駆動するので、フル電力が発生される。

尚、図６の基地局に使用される大電力ＲＦ電力増幅器では、１／４波長出力ラインＯｕｔ＿Ｔｒ＿Ｌｎと１／４波長入力ラインＩｎ＿Ｔｒ＿Ｌｎのライン長は４〜８ｃｍ程度の長さが必要である。従って、図５のＲＦ電力増幅器は小型化が必要な携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器には適さない。しかし、多少の大型化を許容する基地局に使用される大電力ＲＦ電力増幅器として、図６のＲＦ電力増幅器が使用されることができる。

図７は、本発明の他の１つの実施形態による携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。この図７が図１の実施形態と相違するのは、第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とがＬＤＭＯＳトランジスタからＨＢＴ（ヘテロバイポーラトランジスタ）に置換されていることであり、その他は、図１の実施形態と同一である。しかし、第１増幅素子Ｑ１の第１実効素子サイズと第２増幅素子Ｑ２の第２実効素子サイズとは、ＨＢＴのエミッタ面積もしくはエミッタフィンガー数である。ＨＢＴのエミッタ領域が櫛型の平面形状を持ち、櫛の複数の歯がフィンガーと呼ばれる。１個のエミッタフィンガーの面積が単位エミッタ面積Ａ_Ｅであり、Ｎ個（Ｎ＞２）のエミッタフィンガー数のＨＢＴの総エミッタ面積はＮ・Ａ_Ｅとなる。例えば、図７では、第１増幅素子Ｑ１はエミッタフィンガー数が３０のＨＢＴであり、第２増幅素子Ｑ２はエミッタフィンガー数が６０のＨＢＴである。

図１１は、ＨＢＴのエミッタフィンガー数が３０、４５、６０と変化した場合の出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）と電力付加効率ＰＡＥ（％）との関係を示す図である。図１１に示すように、３．５ボルト動作で比較すると、エミッタフィンガー数が３０の小さなＨＢＴでは、約３３．４ｄＢｍの低出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の場合に約７７．５％の高い電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られ、エミッタフィンガー数が４５の中間のＨＢＴでは、約３３．６ｄＢｍの中間出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の場合に約７４．５％の高い電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られ、エミッタフィンガー数が６０の大きなＨＢＴでは、約３４ｄＢｍの高出力電力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）の場合に約７３％の比較的低い電力付加効率ＰＡＥ（％）が得られる。

図８は、本発明の他の１つの実施形態による携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。この図８が図１の実施形態と相違するのは、第一に、図１に示した最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の入力を入力整合回路Ｉｎ＿ＭＮを介して駆動する駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰとを含むことである。ＲＦ入力信号端子ＲＦ＿ＩｎのＲＦ入力信号は駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰにより増幅され、更に駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰのＲＦ増幅信号は駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰにより増幅され、更に駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰのＲＦ増幅信号は最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２とにより増幅される。最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２のＲＦ増幅信号ＲＦ＿Ｏｕｔは出力整合回路Ｏｕｔ＿ＭＮを介して図示しない送信用アンテナに供給される。

図８の実施形態の図１の実施形態との第二の相違点は、出力整合回路Ｏｕｔ＿ＭＮのＲＦ増幅出力信号ＰＦ＿Ｏｕｔのレベルに応答したドレインもしくはコレクタに供給する電源電圧レベルの制御機能が追加されていることである。前記知見２で既に説明しているように、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが高い場合には、高い電源電圧Ｖｄｄを使用した方が電力付加効率ＰＡＥは改善される。逆に、ＲＦ電力増幅器の出力電力Ｐｏｕｔが低い場合には、低い電源電圧Ｖｄｄを使用した方が電力付加効率ＰＡＥは改善される。これは、図１６から理解できる。従って、この制御機能を実現するために、ランプ電圧Ｖｒａｍｐと参照電圧Ｖｒｅｆとが供給された制御増幅器Ｃｎｔｌ＿Ａｍｐの出力信号Ｖｃｎｔにより、ＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿ＣｏｎｖのＤＣ出力電圧が制御される。このランプ電圧Ｖｒａｍｐは、ベースバンドＬＳＩのようなベースバンド信号処理ユニットからＲＦ ＩＣを介してＲＦ電力増幅器に供給されるもので、基地局と携帯電話端末機器との距離に比例するＲＦ電力増幅器への送信電力指示信号である。ＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖは、ＤＣ入力電圧である外部電源電圧ＶｄｄからＤＣ出力電圧を生成する。ランプ電圧Ｖｒａｍｐが上昇すると、制御増幅器Ｃｎｔｌ＿Ａｍｐの出力信号Ｖｃｎｔによる制御により、ＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿ＣｏｎｖからのＤＣ出力電圧が上昇する。逆に、ランプ電圧Ｖｒａｍｐが低下すると、制御増幅器Ｃｎｔｌ＿Ａｍｐの出力信号Ｖｃｎｔによる制御により、ＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿ＣｏｎｖからのＤＣ出力電圧が低下する。このＤＣ出力電圧はドレインもしくはコレクタに供給する電源電圧として第１電源電圧供給回路ＤＢＣ１と第２電源電圧供給回路ＤＢＣ２とを介して最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２のドレインもしくはコレクタに供給される。第１電源電圧供給回路ＤＢＣ１と第２電源電圧供給回路ＤＢＣ２とから、それぞれ第１電源電圧Ｖｄｄ１と第２電源電圧Ｖｄｄ２とが生成される。

図８の実施形態の図１の実施形態との第三の相違点は、出力整合回路Ｏｕｔ＿ＭＮのＲＦ増幅出力信号ＰＦ＿Ｏｕｔのレベルをランプ電圧Ｖｒａｍｐのレベルで制御するＡＰＣ（Automatic Power Control）制御の機能が追加されていることである。従って、この制御機能を実現するために、ＲＦ増幅出力信号ＰＦ＿Ｏｕｔのレベルが検出されて、検出結果によってＲＦ電力増幅器のトータルゲインが制御される。

出力整合回路Ｏｕｔ＿ＭＮを介して得られた最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２のＲＦ電力増幅信号ＰＦ＿Ｏｕｔの一部は、パワーレベル検出用のパワーカップラーＰＣＰＬを介してパワー検出器ＰＷ＿Ｄｅｔの入力端子に供給される。パワー検出器ＰＷ＿Ｄｅｔの出力からのパワーレベル検出出力信号Ｖｄｅｔは誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの反転入力端子（−）に供給される一方、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの非反転入力端子（＋）にランプ電圧Ｖｒａｍｐが供給される。従って、ランプ電圧Ｖｒａｍｐが上昇すると、駆動初段入力バイアス回路１ｓｔＧＢＣと駆動次段入力バイアス回路２ｎｄＧＢＣとから駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰのゲートもしくはベースに供給される入力バイアス電圧のレベルが上昇する。従って、駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰの増幅ゲインが上昇され、最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の入力端子に供給されるＲＦ入力信号レベルが上昇する。また、ランプ電圧Ｖｒａｍｐが上昇すると、最終段第１入力バイアス回路ＧＢＣ１と最終段第２入力バイアス回路ＧＢＣ２とを介して最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２のゲートもしくはベースに供給される入力バイアス電圧のレベルも、同様に上昇する。更に、ランプ電圧Ｖｒａｍｐが上昇すると、ＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿ＣｏｎｖのＤＣ出力電圧も上昇する。このＤＣ出力電圧はドレインもしくはコレクタに供給する電源電圧として第１電源電圧供給回路ＤＢＣ１と第２電源電圧供給回路ＤＢＣ２とを介して最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２のドレインもしくはコレクタに供給される。

逆に、供給されているランプ電圧Ｖｒａｍｐのレベルに比較して、ＲＦ電力増幅信号ＰＦ＿Ｏｕｔのレベルが高すぎる場合には、ＡＰＣ制御によってＲＦ電力増幅器のトータルゲインが低下される。ＲＦ電力増幅信号ＰＦ＿Ｏｕｔのレベルが高すぎる場合には、パワー検出器ＰＷ＿Ｄｅｔの出力レベルが上昇して、誤差増幅器Ｅｒｒ＿Ａｍｐの出力レベルが低下する。その結果、駆動初段入力バイアス回路１ｓｔＧＢＣと駆動次段入力バイアス回路２ｎｄＧＢＣとから駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰのゲートもしくはベースに供給される入力バイアス電圧のレベルが低下する。また、最終段第１入力バイアス回路ＧＢＣ１と最終段第２入力バイアス回路ＧＢＣ２とを介して最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２のゲートもしくはベースに供給される入力バイアス電圧のレベルも、同様に低下する。このようにして、ＡＰＣ制御によってＲＦ電力増幅器のトータルゲインが低下される。

図８に示したＲＦパワーモジュールの外部から供給される外部電源電圧Ｖｄｄからレベル制御されたＤＣ出力電圧を生成するためのＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖとしては、低消費電力であることが望ましい。

図９は、この低消費電力の特性を有するスイッチングレギュレータ型のＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖの回路構成を示す図である。

同図に示すように、レベル制御されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは、ハイサイド・スイッチとしてのパワーＭＯＳトランジスタＭ１のオン期間とローサイド・スイッチとしてのパワーＭＯＳトランジスタＭ２のオン期間とのデューティー比で制御される。コイルＬｆ１と容量Ｃｆ１とで構成されたローパスフィルタで平滑化されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔは、負帰還分圧抵抗Ｒｆ１、Ｒｆ２を介して誤差増幅回路ＥＲＡの反転入力端子（−）に供給される。図８の制御増幅器Ｃｎｔｌ＿Ａｍｐの出力からの制御電圧Ｖｃｎｔは、直流増幅器ＤＣ＿Ａｍｐにより直流増幅され、直流増幅器ＤＣ＿Ａｍｐの直流出力電圧は誤差増幅回路ＥＲＡの非反転入力端子（＋）に供給される。誤差増幅回路ＥＲＡの直流出力電圧は電圧コンパレータＣＭＰの非反転入力端子（＋）に供給され、電圧コンパレータＣＭＰの反転入力端子（−）には三角波信号生成器Ｔｒ＿Ｗｖから生成されたＰＷＭ（パルス幅変調）制御のための基準三角波信号が供給される。

ローパスフィルタで平滑化されたＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのレベルが低下すると、誤差増幅回路ＥＲＡの直流出力電圧のレベルが上昇する。すると、電圧コンパレータＣＭＰからのＰＷＭ出力のローレベルパルスのパルス幅は短くなり、ハイサイド・スイッチとしてのパワーＭＯＳトランジスタＭ１のオン期間は長くなり、ローサイド・スイッチとしてのパワーＭＯＳトランジスタＭ２のオン期間は短くなる。すると、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは上昇するように、負帰還制御が行われる。

一方、制御電圧Ｖｃｎｔのレベルが上昇すると、誤差増幅回路ＥＲＡの直流出力電圧のレベルが上昇する。すると、電圧コンパレータＣＭＰからのＰＷＭ出力のローレベルパルスのパルス幅は短くなる。従って、ハイサイド・スイッチとしてのパワーＭＯＳトランジスタＭ１のオン期間は長くなり、ローサイド・スイッチとしてのパワーＭＯＳトランジスタＭ２のオン期間は短くなる。すると、ＤＣ出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは上昇する。

図１０は、図８に示した本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰの入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の電源電圧のレベルとが、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃやランプ電圧Ｖｒａｍｐに対してどのように制御されるかを示す図である。

既に説明したように、ＲＦ電力増幅器の駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰの入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の入力バイアス電圧のレベルはＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃのレベルにより制御され、最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の電源電圧のレベルはランプ電圧Ｖｒａｍｐのレベルによって制御される。

同図において、駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰの入力バイアス電圧１ｓｔＶｇｂと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰの入力バイアス電圧２ｎｄＶｇｂと最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１のＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１の入力バイアス電圧３ｒｄ＿１Ｖｇｂとは、最初からＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート・スレッシュホールド電圧ＶｔｈＮ（０．８ボルト）よりも高く、かつＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に比例して上昇する。一方、最終増幅段の最終段第２増幅器Ａｍｐ２のＣ級動作の第２増幅素子Ｑ２の入力バイアス電圧３ｒｄ＿２ＶｇｂもＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃの上昇に比例して上昇するが、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタのゲート・スレッシュホールド電圧ＶｔｈＮ（０．８ボルト）よりも低く設定される。

ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが低レベルの際には、最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１のＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１のドレインに供給される第１電源電圧Ｖｄｄ１も低レベルに制御される。その結果、小さなデバイス・サイズのＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１が低出力電力Ｐｏｕｔを生成する際の電力付加効率ＰＡＥを改善することができる。加えて、ランプ電圧Ｖｒａｍｐが高レベルの際には、最終増幅段の最終段第２増幅器Ａｍｐ２のＣ級動作の第２増幅素子Ｑ２のドレインに供給される第２電源電圧Ｖｄｄ２も高レベルに制御される。その結果、大きなデバイス・サイズのＣ級動作の第２増幅素子Ｑ２が高出力電力Ｐｏｕｔを生成する際の電力付加効率ＰＡＥを改善することができる。一方、ランプ電圧Ｖｒａｍｐが低レベルの際には、最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１のＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１のドレインに供給される第１電源電圧Ｖｄｄ１も低レベルに制御される。その結果、小さなデバイス・サイズのＡＢ級動作の第１増幅素子Ｑ１が低出力電力Ｐｏｕｔを生成する際の電力付加効率ＰＡＥを改善することができる。

図１２は、本発明の更に他の１つの実施形態による携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。この図１２が図８の実施形態と相違するのは、第一に、最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１が第１増幅素子Ｑ１Ａの入出力と並列接続された第３増幅素子Ｑ１Ｂを含むことである。第１増幅素子Ｑ１Ａと第３増幅素子Ｑ１Ｂと第２増幅素子Ｑ２とは、同一半導体チップＣｈｉｐ１に同一製造プロセスで製造されたＮチャンネルのＬＤＭＯＳである。第１増幅素子Ｑ１Ａのゲート幅Ｗｇｑ１Ａと第３増幅素子Ｑ１Ｂのゲート幅Ｗｇｑ１Ｂとは、第２増幅素子Ｑ２のゲート幅Ｗｇｑ２の略半分に設定されている。

図１２の実施形態の図８の実施形態との第二の相違点は、第１増幅素子Ｑ１Ａの入力端子と第３増幅素子Ｑ１Ｂの入力端子との間にＭＥＭＳスイッチＭＥＭＳ＿ＳＷが接続されて、このＭＥＭＳスイッチＭＥＭＳ＿ＳＷのオン・オフ動作がスイッチ駆動回路ＳＷ＿Ｄｒｖから供給されるスイッチ駆動信号ＳＷ＿Ｃｎｔによって制御されることである。このＭＥＭＳスイッチＭＥＭＳ＿ＳＷは、前記非特許文献４に記載されているように、第１増幅素子Ｑ１Ａと第３増幅素子Ｑ１Ｂと第２増幅素子Ｑ２とが形成された同一半導体チップ上に同一製造プロセスで製造されることが可能である。スイッチ駆動回路ＳＷ＿Ｄｒｖには、誤差増幅器Ｅｒｒ＿ＡｍｐからのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃが供給されている。

ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが低レベルと中間レベルとの際には、誤差増幅器Ｅｒｒ＿ＡｍｐからのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃも低レベルであり、スイッチ駆動回路ＳＷ＿Ｄｒｖの低レベルのスイッチ駆動信号ＳＷ＿ＣｎｔによってＭＥＭＳスイッチＭＥＭＳ＿ＳＷはオフ状態に制御され、第３増幅素子Ｑ１Ｂはオフ状態に制御される。

また、ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが低レベルと中間レベルとの際には、図８の実施形態と同様に、第１増幅素子Ｑ１Ａが導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し第２増幅素子Ｑ２が導通角π（１８０°）未満のＣ級で動作するように、第１増幅素子Ｑ１Ａの入力端子の第１バイアス電圧３ｒｄ＿１Ｖｇｂ（Ｖｇ１）は、第２増幅素子Ｑ２の入力端子の第２バイアス電圧３ｒｄ＿２Ｖｇｂ（Ｖｇ２）よりも高く設定されている。

その結果、ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが低レベルから中間レベルとの際には、図１２のＲＦ電力増幅器は図８のＲＦ電力増幅器と同様に、低レベルから中間レベルのＲＦ電力出力Ｐｏｕｔの際に高い電力付加効率ＰＡＥを得ることができる。

ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが高レベルの際には、誤差増幅器Ｅｒｒ＿ＡｍｐからのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃも高レベルであり、スイッチ駆動回路ＳＷ＿Ｄｒｖの高レベルのスイッチ駆動信号ＳＷ＿ＣｎｔによってＭＥＭＳスイッチＭＥＭＳ＿ＳＷはオン状態に制御され、第３増幅素子Ｑ１Ｂはオン状態に制御される。

また、ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが高レベルの際には、第１増幅素子Ｑ１Ａと第３増幅素子Ｑ１Ｂとが導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し第２増幅素子Ｑ２も導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作するように、第１増幅素子Ｑ１Ａの入力端子と第３増幅素子Ｑ１Ｂの入力端子との第１バイアス電圧３ｒｄ＿１Ｖｇｂ（Ｖｇ１）と第２増幅素子Ｑ２の入力端子の第２バイアス電圧３ｒｄ＿２Ｖｇｂ（Ｖｇ２）とが設定されている。

その結果、ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが高レベルの際には、図１２のＲＦ電力増幅器はＤＤ−ＣＩＭＡ型の電力増幅器を構成するので、高レベルのＲＦ電力出力Ｐｏｕｔの際に高い電力付加効率ＰＡＥを得ることができる。

図１２のＲＦ電力増幅器のその他の構成は、図８のＲＦ電力増幅器と同様に構成することができる。例えば、図１２のＲＦ電力増幅器のＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖは図９に示したスイッチングレギュレータにより構成される。また、第１増幅素子Ｑ１Ａと第３増幅素子Ｑ１Ｂと第２増幅素子Ｑ２とは、同一半導体チップＣｈｉｐ１に同一製造プロセスによって製造されたＬＤＭＯＳもしくはＨＢＴとすることができる。

図１３は、図１２に示した本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰの入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２の電源電圧のレベルとが、ＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃやランプ電圧Ｖｒａｍｐに対してどのように制御されるかを示す図である。

同図に示すように、ＲＦ電力増幅器のＲＦ電力出力Ｐｏｕｔが高レベルとなると、誤差増幅器Ｅｒｒ＿ＡｍｐからのＡＰＣ制御電圧Ｖａｐｃも高レベルとなり、ＭＥＭＳスイッチＭＥＭＳ＿ＳＷはオン状態に制御される。すると、第３増幅素子Ｑ１ＢのＡＢ級動作が開始され、第１増幅素子Ｑ１Ａと第３増幅素子Ｑ１Ｂとの並列ＡＢ級動作が開始される。これと略同時に、第２増幅素子Ｑ２の第２バイアス電圧３ｒｄ＿２Ｖｇｂ（Ｖｇ２）がゲート・スレッシュホールド電圧ＶｔｈＮより低い状態から高い状態に変化して、第２増幅素子Ｑ２の動作はＣ級からＡＢ級に変化する。

≪ＲＦ電力増幅器モジュールのデバイス上面図≫
図１４は、本発明の他の一つの実施形態によるＲＦ電力増幅器モジュールのデバイスの上面図を示す図である。同図に示すように、ＲＦ電力増幅器モジュール１００のデバイスの上半分には約８００ＭＨｚから約９００ＭＨｚの付近のローＲＦ帯域のＲＦ電力増幅器が配置されて、下半分には約１６００ＭＨｚから約１８００ＭＨｚの付近のハイＲＦ帯域のＲＦ電力増幅器が配置されている。ＲＦ電力増幅器モジュール１００の多層配線基板１０３は、四角形の形状を持っている。この四角形の各辺には、複数の半円である外部接続端子が形成されている。これらの半円状の複数の外部接続端子は、携帯電話のようなモバイル通信端末装置のマザーボード上の複数の配線とハンダにより接続される。複数の外部接続端子は半円状に限らす、直線状でも良い。

四角形の左辺には、ローＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎ＿Ｌ、ハイＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎ＿Ｈとが供給されている。四角形の上辺と下辺とには、第１のローＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｌのための電外部電源電圧Ｖｄｄと、第２のハイＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｈのための外部電源電圧Ｖｄｄとが、それぞれ供給される。第１のローＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｌと第２のハイＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｈのそれぞれは、図８もしくは図１２に示した駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰと駆動次段増幅器２ｎｄ＿ＡＭＰと最終段第１増幅器Ａｍｐ１と最終段第２増幅器Ａｍｐ２とを含んでいる。四角形の左辺のローＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎ＿Ｌ、ハイＲＦ入力信号ＲＦ＿Ｉｎ＿Ｈは、それぞれワイヤー線を介して第１のローＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｌと第２のハイＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｈの駆動初段増幅器１ｓｔ＿ＡＭＰの初段増幅トランジスタＱ１Ｌ、Ｑ１Ｈのベース入力に供給されている。第１のローＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｌと第２のハイＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｈの最終段増幅出力信号は、それぞれ電流容量の拡大のための４本のワイヤー線を介して出力パッドＶｏｕｔ＿Ｌ、Ｖｏｕｔ＿Ｈに接続されている。出力パッドＶｏｕｔ＿Ｌ、Ｖｏｕｔ＿Ｈは第１と第２の出力整合回路のストリップラインＳＬ＿Ｌ、ＳＬ＿Ｈの一端に接続され、ストリップラインＳＬ＿Ｌ、ＳＬ＿Ｈの他端はそれぞれ第１と第２の出力整合回路の容量Ｃ１Ｌ、Ｃ１Ｈに接続される一方、第１と第２のハイパスフィルタの容量Ｃ２Ｌ、Ｃ２Ｈの一端にそれぞれ接続されている。第１と第２のハイパスフィルタの容量Ｃ２Ｌ、Ｃ２Ｈの他端は、第１と第２のハイパスフィルタのインダクターＬ４Ｌ、Ｌ４Ｈにそれぞれ接続されている。尚、第１と第２のハイパスフィルタの容量Ｃ２Ｌ、Ｃ２Ｈの他端は、四角形の右辺のふたつのＲＦ出力信号端子ＲＦ＿Ｏｕｔ＿Ｌ、ＲＦ＿Ｏｕｔ＿Ｈにもそれぞれ接続されている。また、四角形の右辺からローランプ電圧Ｖｒａｍｐ＿Ｌ、ハイランプ電圧Ｖｒａｍｐ＿Ｈとが、ローＲＦのパワー検出兼誤差アンプ回路チップＰＷ＿Ｄｅｔ＆Ｅｒｒ＿Ａｍｐ＿ＬとハイＲＦのパワー検出兼誤差アンプ回路チップＰＷ＿Ｄｅｔ＆Ｅｒｒ＿Ａｍｐ＿Ｈとに供給されている。また、第１のローＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｌと第２のハイＲＦ電力増幅器のチップＣＨＩＰ＿Ｈとの略中間部分には、この両ＲＦ電力増幅器チップに共用で使用される図９に示したＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖの半導体チップとローパスフィルタを構成するコイルＬｆ１と容量チップＣｆ１とが配置されている。

次に、本発明の別の実施の形態として実施の形態Ａから実施の形態Ｌについて説明する。

《実施の形態Ａ》
図１８は、本発明に係る実施の形態Ａの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器１００は、並列に配置した複数台（ここでは２台の例）の電力増幅器（ＡＭＰ１）１１０，（ＡＭＰ２）１１１と、入力信号の変調方式によって各々の電力増幅器１１０，１１１のバイアスを個々にコントロールするためのバイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）１１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）１１３とを具備し、これらの回路はモノリシック基板上に構成されている。各電力増幅器１１０，１１１は、入力端子が信号分岐部を介して高周波信号入力端子１０１に接続され、出力端子が信号合成部を介して高周波信号出力端子１０２に接続されている。各バイアスコントロール回路１１２，１１３は、入力端子が変調信号情報入力端子１０５に接続され、出力端子が各電力増幅器１１０，１１１の制御端子に接続されている。

この高周波電力増幅器１００において、高周波信号入力端子１０１から入力された高周波信号は信号分岐部で分岐され、電力増幅器１１０、電力増幅器１１１の各々に入力される。各電力増幅器１１０、電力増幅器１１１において増幅された高周波信号は信号合成部で合成され、高周波信号出力端子１０２より出力される。この時、ベースバンド部あるいはＲＦＩＣ部等から出されている、変調波の種類、変調波信号電力等を含む変調信号情報、すなわち入力信号の変調方式に関する情報を変調信号情報入力端子１０５から受取ることにより、電力増幅器１１０側のバイアスコントロール回路１１２、電力増幅器１１１側のバイアスコントロール回路１１３が各々の電力増幅器のバイアスを変調波信号に対応した値に設定する。

例えば、変調信号情報入力端子１０５からの変調信号の情報に基づき、各変調時のバイアスコントロール回路でのバイアス条件は図１９のようになる。変調信号情報入力端子１０５からＣＤＭＡ、ＷＣＤＭＡ等に変調された信号であると情報を得た場合、線形増幅器として動作させるために並列に配置した電力増幅器１１０、電力増幅器１１１の２台の電力増幅器のバイアスを双方とも同一で且つＡ〜Ｂクラスとなるように設定する（線形増幅モード）。また、変調信号情報入力端子１０５から入力信号がＧＳＭ等に変調された信号であると情報を得た場合、線形増幅器として動作させる必要が無く、増幅器の全体効率が向上するように、並列に配置した電力増幅器１１０、電力増幅器１１１、２台の電力増幅器のどちらか一方の電力増幅器（図１９では電力増幅器１１１）のバイアスを可変し、Ｂ〜Ｃクラスとなるように設定する（非線形増幅モード）。

従って、本実施の形態によれば、前記のような線形増幅モードと非線形増幅モードとなることで、図２０の特性のように、使用を開始しようとしている線形増幅モードまたは非線形増幅モードの各モードに各々切替わることで、入力電力量（Ｐｉｎ）によって線形・非線形モードが切替わることがなく、特性が連続となるために、電力利得（Ｇａｉｎ）、電力付加効率（ＰＡＥ）、位相差などの急激な変化を抑えた高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

なお、本実施の形態の高周波電力増幅器１００においては、例えば並列に配置した２台の電力増幅器１１０，１１１の入力側において、入力信号を各々の電力増幅器１１０，１１１に供給するための信号分岐部に電力分配回路を設け、出力側において、各々の電力増幅器１１０，１１１で増幅された高周波信号を合成するための信号合成部に電力合成回路を設けて構成することも可能である。以降の実施の形態においても同様である。

この構成では、高周波信号入力端子１０１から入力された高周波信号は電力分配回路で分岐され、電力増幅器１１０、電力増幅器１１１の各々に入力される。各電力増幅器１１０、電力増幅器１１１において増幅された高周波信号は、電力合成回路にて合成され、高周波信号出力端子１０２より出力される。この構成においても、同様の効果を得ることができる。

《実施の形態Ｂ》
図２１は、本発明に係る実施の形態Ｂの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器２００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）２１０，（ＡＭＰ２）２１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）２１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）２１３、高周波信号入力端子２０１、高周波信号出力端子２０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）２１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）２１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器２００では、変調信号情報を信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部２１４から得ている。また、高周波電力増幅器２００の高周波信号入力端子２０１に入力される高周波信号は、外部の信号源２１５からＲＦ＿ＩＣ部２１４を通じて入力される。他の動作は前記実施の形態Ａと同様である。

従って、本実施の形態においては、ＲＦ＿ＩＣ部２１４から変調信号情報を得ることで、前記実施の形態Ａと同様の効果を得ることができる。

《実施の形態Ｃ》
図２２は、本発明に係る実施の形態Ｃの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器３００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）３１０，（ＡＭＰ２）３１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）３１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）３１３、分布定数線路（ＴＲＬ＿ＩＮ１）３０３，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ１）３０４，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ２）３０５、高周波信号入力端子３０１、高周波信号出力端子３０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）３１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）３１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器３００では、前記実施の形態Ｂの図２１と同様に、高周波信号入力端子３０１に入力される高周波信号は外部の信号源３１５から信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部３１４を通じて入力され、変調信号情報をＲＦ＿ＩＣ部３１４から得ている。また、入力信号線が分岐後、電力増幅器３１１の入力部分に分布定数線路３０３で構成した遅延線を用い、更に、電力増幅器３１０の出力部分に分布定数線路３０４で構成した遅延線を用い、分布定数線路３０４と電力増幅器３１１の出力部分が接続された後、所望のインピーダンスにインピーダンス変換を行う分布定数線路３０５が用いられている。動作は前記実施の形態Ｂと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ａと同様の効果を得ることができるとともに、電力増幅器３１０，３１１の入力部分、出力部分に分布定数線路３０３，３０４，３０５を用いることで、負荷変動に強い高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

なお、本実施の形態のように、電力増幅器３１１，３１０の入力部分、出力部分に遅延線を用いる場合には、分布定数線路に代えて、集中定数素子を用いることも可能であり、この場合にも同様の効果を得ることができる。

《実施の形態Ｄ》
図２３は、本発明に係る実施の形態Ｄの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器４００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）４１０，（ＡＭＰ２）４１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）４１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）４１３、分布定数線路（ＴＲＬ＿ＩＮ１）４０３，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ１）４０４，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ２）４０５、高周波信号入力端子４０１、高周波信号出力端子４０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）４１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）４１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器４００において、前記実施の形態Ｃの図２２との相違点は、電力増幅器の入力部分の分布定数線路４０３の遅延線が電力増幅器４１０の入力部分に用いられ、電力増幅器の出力部分の分布定数線路４０４の遅延線が電力増幅器４１１の後に用いられている。動作は前記実施の形態Ｃと同様である。

従って、本実施の形態においては、分布定数線路４０３，４０４，４０５の位置は異なるものの、前記実施の形態Ｃと同様の効果を得ることができる。

《実施の形態Ｅ》
図２４は、本発明に係る実施の形態Ｅの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器５００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）５１０，（ＡＭＰ２）５１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）５１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）５１３、入力整合回路（ＭＮ＿ＩＮ１）５０３，（ＭＮ＿ＩＮ２）５０４、出力整合回路（ＭＮ＿ＯＵＴ１）５０５，（ＭＮ＿ＯＵＴ２）５０６、（ＭＮ＿ＯＵＴ３）５０７、高周波信号入力端子５０１、高周波信号出力端子５０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）５１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）５１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器５００では、電力増幅器５１０と電力増幅器５１１の各々に対し、入力整合回路５０３、入力整合回路５０４と、出力整合回路５０５、出力整合回路５０６を持ち、更に出力整合回路５０５、出力整合回路５０６の出力部分が接続された後、所望のインピーダンスに整合を行う出力整合回路（ＭＮ＿ＯＵＴ３）５０７が用いられている。

更にこの高周波電力増幅器５００では、電力増幅器５１０と電力増幅器５１１の各々に用いられている入力整合回路５０３、入力整合回路５０４と、出力整合回路５０５、出力整合回路５０６で生じる位相変化に関し、入力整合回路５０３、入力整合回路５０４の間、出力整合回路５０５、出力整合回路５０６の間で必ずしも同一とする必要は無く、この位相変化量は、電力増幅器５１０と入力整合回路５０３、出力整合回路５０５で構成された経路１と、電力増幅器５１１、入力整合回路５０４、出力整合回路５０６で構成された経路２、各々での全体位相が同一であれば良い。例えば、入力整合回路５０３で位相が−９０度、入力整合回路５０４で位相が０度であった場合、出力整合回路５０５で位相が０度、出力整合回路５０６で位相が−９０度であれば、経路１と経路２での位相を同一とすることができる。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ａと同様の効果を得ることができるとともに、電力増幅器５１０，５１１の入力部分、出力部分に入力整合回路５０３，５０４、出力整合回路５０５，５０６、５０７を用いることで、位相変化に強い高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

《実施の形態Ｆ》
図２５は、本発明に係る実施の形態Ｆの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器６００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）６１０，（ＡＭＰ２）６１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）６１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）６１３、高周波信号入力端子６０１ａ，６０１ｂ、高周波信号出力端子６０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）６１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）６１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器６００では、前記実施の形態Ｂの図２１で示した回路の入力端子部分が高周波信号入力端子６０１ａ、高周波信号入力端子６０１ｂの差動入力で動作をするものであり、動作は前記実施の形態Ｂと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ｂと同様の効果を得ることができるとともに、入力端子部分を高周波信号入力端子６０１ａ，６０１ｂとすることで、差動入力に対応した高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

《実施の形態Ｇ》
図２６は、本発明に係る実施の形態Ｇの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器７００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）７１０，（ＡＭＰ２）７１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）７１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）７１３、分布定数線路（ＴＲＬ＿ＩＮ１）７０３，（ＴＲＬ＿ＩＮ２）７０４，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ１）７０５，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ２）７０６、高周波信号入力端子７０１ａ，７０１ｂ、高周波信号出力端子７０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）７１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）７１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器７００では、前記実施の形態Ｃの図２２に示した回路の入力端子部分が高周波信号入力端子７０１ａ、高周波信号入力端子７０１ｂの差動入力で動作し、また、電力増幅器７１０と電力増幅器７１１の入力部分に分布定数線路７０３と分布定数線路７０４とで構成した遅延線を用い、更に、電力増幅器７１０の出力部分に分布定数線路７０５で構成した遅延線を用い、分布定数線路７０５と電力増幅器７１１の出力部分が接続された後、所望のインピーダンスにインピーダンス変換を行う分布定数線路７０６が用いられている。動作は前記実施の形態Ｃと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ｃと同様の効果を得ることができるとともに、入力端子部分を高周波信号入力端子７０１ａ，７０１ｂとすることで、差動入力に対応した高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

《実施の形態Ｈ》
図２７は、本発明に係る実施の形態Ｈの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器８００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）８１０，（ＡＭＰ２）８１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）８１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）８１３、分布定数線路（ＴＲＬ＿ＩＮ１）８０３，（ＴＲＬ＿ＩＮ２）８０４，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ１）８０５，（ＴＲＬ＿ＯＵＴ２）８０６、高周波信号入力端子８０１ａ，８０１ｂ、高周波信号出力端子８０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）８１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）８１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器８００では、前記実施の形態Ｇの図２６に対して分布定数線路（ＴＲＬ＿ＯＵＴ１）８０５が電力増幅器８１１の出力部分に用いられたものである。動作は前記実施の形態Ｇと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ｇと同様の効果を得ることができる。

《実施の形態Ｉ》
図２８は、本発明に係る実施の形態Ｉの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器９００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）９１０，（ＡＭＰ２）９１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）９１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）９１３、入力整合回路（ＭＮ＿ＩＮ１）９０３，（ＭＮ＿ＩＮ２）９０４、出力整合回路（ＭＮ＿ＯＵＴ１）９０５，（ＭＮ＿ＯＵＴ２）９０６、（ＭＮ＿ＯＵＴ３）９０７、高周波信号入力端子９０１ａ，９０１ｂ、高周波信号出力端子９０２を具備し、外部に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）９１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）９１５が接続されて構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器９００では、前記実施の形態Ｅの図２４に示した回路の入力端子部分が高周波信号入力端子９０１ａ、高周波信号入力端子９０１ｂの差動入力で動作するものである。動作は前記実施の形態Ｅと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ｅと同様の効果を得ることができるとともに、差動入力に対応した高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

《実施の形態Ｊ》
図２９は、本発明に係る実施の形態Ｊの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器１０００は、電力増幅器（ＡＭＰ１）１０１０，（ＡＭＰ２）１０１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）１０１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）１０１３、スイッチコントロール回路（ＳＷ ｃｏｎ）１００４、高周波信号入力端子１００１を具備し、外部の入力側に信号変調部を含むＲＦ＿ＩＣ部（ＭＯＤ ＲＦ＿ＩＣ）１０１４、信号源（Ｓｉｇｎａｌ）１０１５が接続され、出力側にアンテナスイッチ（ＡＮＴ＿ＳＷ２）１０１６，（ＡＮＴ＿ＳＷ１）１０１７、デュプレクサ１０１８、アンテナ１００２が接続されて構成される。図２９では、送信系回路の高周波電力増幅器１０００、及び、スイッチ、デュプレクサ類のフロントエンド部分、更には、受信系回路１０１９の部分を含んだ、携帯電話端末などの送受信装置を図示している。

本実施の形態の高周波電力増幅器１０００では、送信系側として、電力増幅器１０１０，１０１１から出力された高周波信号出力は、アンテナスイッチ１０１６、デュプレクサ１０１８を通りアンテナ１００２に至る。また、受信系側では、アンテナ１００２で受信した信号は、デュプレクサ１０１８、アンテナスイッチ１０１７を通り、受信系回路１０１９に至る。ここで使用されているアンテナスイッチ１０１６、アンテナスイッチ１０１７に、高周波信号線を通してアンテナスイッチ動作のための直流バイアスを与える動作をする。すなわち、スイッチコントロール回路１００４が、出力信号にアンテナ１００２への経路を遮断するためのアンテナスイッチ１０１６，１０１７への動作、非動作をコントロールするための情報を重畳する。他の動作は前記実施の形態Ｂと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ｂと同様の効果を得ることができるとともに、送信系回路とともに受信系回路を構成することで、高周波電力増幅器を用いた送受信装置を提供することが可能となる。

《実施の形態Ｋ》
図３０は、本発明に係る実施の形態Ｋの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器１１００は、電力増幅器（ＡＭＰ１ａ）１１１０ａ，（ＡＭＰ１ｂ）１１１０ｂ，（ＡＭＰ２ａ）１１１１ａ，（ＡＭＰ２ｂ）１１１１ｂ、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１ａ）１１１２ａ，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１ｂ）１１１２ｂ，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２ａ）１１１３ａ，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２ｂ）１１１３ｂ、高周波信号入力端子１１０１、高周波信号出力端子１１０２、変調信号情報入力端子１１０５を具備して構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器１１００では、前記実施の形態Ａの図１８に示した回路の電力増幅器を初段の電力増幅器１１１０ａ、後段の電力増幅器１１１０ｂ、初段の電力増幅器１１１１ａ、後段の電力増幅器１１１１ｂのように多段化したものである。この時の各電力増幅器のバイアス条件の設定は図３１のようになる。すなわち、線形増幅モードの場合には、電力増幅器１１１０ａ，１１１０ｂ、電力増幅器１１１１ａ，１１１１ｂのバイアスを双方とも同一で且つＡ〜Ｂクラスとなるように設定する。また、非線形増幅モードの場合には、電力増幅器１１１０ａ，１１１０ｂ、電力増幅器１１１１ａ，１１１１ｂのどちらか一方、ここでは電力増幅器１１１１ａ，１１１１ｂのバイアスを可変し、Ｂ〜Ｃクラスとなるように設定する。

なお、ここでは、２段増幅器を例に挙げたが、電力増幅器が２段以上であっても同様である。基本的な動作は、前記実施の形態Ａと同様である。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ａと同様の効果を得ることができるとともに、初段の電力増幅器１１１０ａ、後段の電力増幅器１１１０ｂ、初段の電力増幅器１１１１ａ、後段の電力増幅器１１１１ｂのように多段化することで、多段化に対応した高周波電力増幅器を提供することが可能となる。

《実施の形態Ｌ》
図３２は、本発明に係る実施の形態Ｌの高周波電力増幅器を示す図である。本実施の形態の高周波電力増幅器１２００は、電力増幅器（ＡＭＰ０）１２０９，（ＡＭＰ１）１２１０，（ＡＭＰ２）１２１１、バイアスコントロール回路（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ０）１２１４，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ１）１２１２，（Ｂｉａｓ＿ｃｏｎｔ２）１２１３、高周波信号入力端子１２０１、高周波信号出力端子１２０２、変調信号情報入力端子１２０５を具備して構成される。

本実施の形態の高周波電力増幅器１２００では、前記実施の形態Ｋの図３０に示した回路と同様に多段増幅器構成となっているが、初段の電力増幅器１２０９までを共通とし、その後、後段の電力増幅器１２１０と電力増幅器１２１１に分割される構造で動作する。ここでは、バイアスコントロール回路１２１４があり、初段の電力増幅器１２０９のバイアスを後段の電力増幅器１２１０と電力増幅器１２１１のバイアスとは独立でコントロールしているが、バイアスコントロール回路１２１２、バイアスコントロール回路１２１３と同様であってもかまわない。この時の各電力増幅器のバイアス条件の設定は図３３のようになる。すなわち、線形増幅モードの場合には、電力増幅器１２０９，１２１０，１２１１のバイアスを同一で且つＡ〜Ｂクラスとなるように設定する。また、非線形増幅モードの場合には、電力増幅器１２１１のバイアスを可変し、Ｂ〜Ｃクラスとなるように設定する。

なお、初段の電力増幅器１２０９や後段の電力増幅器１２１０と電力増幅器１２１１が、２段以上の多段増幅器であってもかまわない。

従って、本実施の形態においては、前記実施の形態Ｋと同様の効果を得ることができる。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づいて具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であることは言うまでもない。

例えば、図８において、ＲＦ電力増幅器の送信パワーを検出する送信出力電力レベルを検出するためのパワーカップラーＰＣＰＬ以外に、カレントセンス形検出器も採用することができる。このカレントセンス形検出器は、ＲＦ電力増幅器の最終段パワー増幅素子と並列に検出増幅素子を接続して、最終段パワー増幅素子のＤＣ・ＡＣ動作電流に比例する小さな検出ＤＣ・ＡＣ動作電流を検出増幅素子に流すものである。

更に第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２とは、ＧａＡｓやＩｎＰ等の化合物半導体のＭＥＳＦＥＴやＨＥＭＴのＮチャンネルの電界効果トランジスタに置換することもできる。

図１は、本発明の１つの実施形態による基地局との通信を行う携帯電話に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。 図２は、図１に示したＲＦ電力増幅器の第１増幅素子Ｑ１と第２増幅素子Ｑ２のＲＦ出力電力対電力付加効率の特性を示す図である。 図３は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の特性と比較するための参考のためのＲＦ電力増幅器を示す図である。 図４は、図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器と図３に示した参考のＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力対電力付加効率の特性を示す図である。 図５は、図４と同様に、図１に示した本発明の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器と図３に示した参考のＲＦ電力増幅器のＲＦ出力電力対電力付加効率の特性を示す図である。 図６は、本発明の他の１つの実施形態による基地局に使用される更に大電力ＲＦ出力信号を出力するＲＦ電力増幅器を示す回路図である。 図７は、本発明の他の１つの実施形態による携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。 図８は、本発明の他の１つの実施形態による携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。 図９は、図８のＲＦ電力増幅器で使用される低消費電力の特性を有するスイッチングレギュレータ型のＤＣ・ＤＣコンバータＤＣ−ＤＣ＿Ｃｏｎｖの回路構成を示す図である。 図１０は、図８に示した本発明の他の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の駆動初段増幅器と駆動次段増幅器の入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器と最終段第２増幅器の入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器と最終段第２増幅器の電源電圧のレベルとが、ＡＰＣ制御電圧やランプ電圧に対してどのように制御されるかを示す図である。 図１１は、ＨＢＴのエミッタフィンガー数が３０、４５、６０と変化した場合の出力電力と電力付加効率との関係を示す図である。 図１２は、本発明の更に他の１つの実施形態による携帯電話のような通信機器端末に搭載されるＲＦ電力増幅器を示す回路図である。 図１３は、図１２に示した本発明の更に他の１つの実施形態によるＲＦ電力増幅器の駆動初段増幅器と駆動次段増幅器の入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器と最終段第２増幅器の入力バイアス電圧のレベルと最終増幅段の最終段第１増幅器と最終段第２増幅器の電源電圧のレベルとが、ＡＰＣ制御電圧やランプ電圧に対してどのように制御されるかを示す図である。 図１４は、本発明の他の一つの実施形態によるＲＦ電力増幅器モジュールのデバイスの上面図を示す図である。 図１５は、本発明に先立って検討されたＲＦ電力増幅器の入力電力と出力電力との関係を示す図である。 図１６は、本発明に先立って検討されたＲＦ電力増幅器の出力電力と電力付加効率との関係を示す図である。 図１７は、本発明に先立って検討されたＲＦ電力増幅器のＬＤＭＯＳトランジスタのゲート幅を、４９ｍｍ、３９ｍｍ、２９ｍｍと変化した場合の出力電力と電力付加効率との関係を示す図である。 本発明の実施の形態Ａの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ａの高周波電力増幅器において、各変調時のバイアスコントロール回路でのバイアス条件を示す図である。 本発明の実施の形態Ａの高周波電力増幅器において、入力電力量に対する電力利得、電力付加効率の特性を示す図である。 本発明の実施の形態Ｂの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｃの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｄの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｅの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｆの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｇの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｈの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｉの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｊの高周波電力増幅器、及びこれを用いた送受信装置を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｋの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｋの高周波電力増幅器において、各変調時のバイアスコントロール回路でのバイアス条件を示す図である。 本発明の実施の形態Ｌの高周波電力増幅器を示すブロック図である。 本発明の実施の形態Ｌの高周波電力増幅器において、各変調時のバイアスコントロール回路でのバイアス条件を示す図である。 従来の高周波電力増幅器を示すブロック図である。 従来の高周波電力増幅器において、入力電力量に対する電力利得、電力付加効率の特性を示す図である。

符号の説明

ＲＦ＿Ｉｎ…入力端子
ＲＦ＿Ｏｕｔ…出力端子
Ｑ１…最終段増幅パワー素子としてのＢ級からＡＢ級で動作する第１増幅素子
Ｑ２…最終段増幅パワー素子としてのＣ級で動作する第２増幅素子
Ｃｈｉｐ１…半導体チップ
Ｖｇ１…第１バイアス電圧
Ｖｇ２…第２バイアス電圧
Ｗｇｑ１…Ｑ１の第１実効素子サイズ
Ｗｇｑ２…Ｑ２の第１実効素子サイズ
１００，２００，３００，４００，５００，６００，７００，８００，９００，１００
０，１１００，１２００，１４００…高周波電力増幅器
１０１，２０１，３０１，４０１，５０１，６０１ａ，６０１ｂ，７０１ａ，７０１ｂ
，８０１ａ，８０１ｂ，９０１ａ，９０１ｂ，１００１，１１０１，１２０１，１４０１…高周波信号入力端子
１０２，２０２，３０２，４０２，５０２，６０２，７０２，８０２，９０２，１１０
２，１２０２，１４０２…高周波信号出力端子
１０５，１１０５，１２０５…変調信号情報入力端子
１１０，１１１，２１０，２１１，３１０，３１１，４１０，４１１，５１０，５１１
，６１０，６１１，７１０，７１１，８１０，８１１，９１０，９１１，１０１０，１０
１１，１１１０ａ，１１１０ｂ，１１１１ａ，１１１１ｂ，１２０９，１２１０，１２１
１…電力増幅器
１１２，１１３，２１２，２１３，３１２，３１３，４１２，４１３，５１２，５１３
，６１２，６１３，７１２，７１３，８１２，８１３，９１２，９１３，１０１２，１０
１３，１１１２ａ，１１１２ｂ，１１１３ａ，１１１３ｂ，１２１２，１２１３，１２１
４，１４１３…バイアスコントロール回路
２１４，３１４，４１４，５１４，６１４，７１４，８１４，９１４，１０１４…ＲＦ
＿ＩＣ部
２１５，３１５，４１５，５１５，６１５，７１５，８１５，９１５，１０１５，１４
１５…信号源
３０３，３０４，３０５，４０３，４０４，４０５，７０３，７０４，７０５，７０６
，８０３，８０４，８０５，８０６…分布定数線路
５０３，５０４，９０３，９０４…入力整合回路
５０５，５０６，５０７，９０５，９０６，９０７…出力整合回路
１００２…アンテナ
１００４…スイッチコントロール回路
１０１６，１０１７…アンテナスイッチ
１０１８…デュプレクサ
１０１９…受信系回路
１４１０…キャリア増幅器
１４１１…ピーク増幅器
１４１２…閾値設定回路
１４１４…信号変調器
１４１６…ローカル発信器。

Claims (45)

1. ＲＦ電力増幅器は、入力端子と出力端子との間に並列に接続された最終段増幅パワー素子としての第１増幅素子と第２増幅素子とを含み、
   前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とは、１つの半導体チップに形成され、
   前記第１増幅素子が導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し前記第２増幅素子が導通角π（１８０°）未満のＣ級で動作するように、前記第１増幅素子の入力端子の第１バイアス電圧は、前記第２増幅素子の入力端子の第２バイアス電圧よりも高く設定され、
   前記第１増幅素子の第１実効素子サイズは、前記第２増幅素子の第２実効素子サイズよりも前記半導体チップの製造誤差以上に意図的に小さく設定されているＲＦ電力増幅器。
2. 前記第１増幅素子の出力電極に第１負荷素子を介して第１電源電圧が供給され、前記第２増幅素子の出力電極に第２負荷素子を介して第２電源電圧が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力のレベル低下に応答して前記第１電源電圧のレベルが低下するように電源回路が動作する請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
3. 前記第１増幅素子の出力電極に第１負荷素子を介して第１電源電圧が供給され、前記第２増幅素子の出力電極に第２負荷素子を介して第２電源電圧が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力のレベル上昇に応答して前記第２電源電圧のレベルが上昇するよう電源回路が動作する請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
4. 前記出力端子と前記第１増幅素子の出力電極との間には１／４波長出力ラインが接続され、前記第２増幅素子の入力電極と前記入力端子との間には１／４波長入力ラインが接続されることにより、前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とはドハティー型の方式で動作する請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
5. 前記最終段増幅パワー素子を駆動するＲＦ駆動増幅段を更に具備しており、外部電源電圧が供給されて送信レベル指示信号のレベルに応答して制御された前記第１電源電圧と前記第２電源電圧とを前記電源回路が前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とにそれぞれ供給する請求項２に記載のＲＦ電力増幅器。
6. 前記第１増幅素子の出力電極に前記第１負荷素子を介して前記第１電源電圧が供給され、前記第２増幅素子の出力電極に前記第２負荷素子を介して前記第２電源電圧が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力のレベル低下に応答して前記第１電源電圧のレベルが低下するように前記電源回路が動作する請求項５に記載のＲＦ電力増幅器。
7. 前記第１増幅素子の出力電極に前記第１負荷素子を介して前記第１電源電圧が供給され、前記第２増幅素子の出力電極に前記第２負荷素子を介して前記第２電源電圧が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力のレベル上昇に応答して前記第２電源電圧のレベルが上昇するよう前記電源回路が動作する請求項５に記載のＲＦ電力増幅器。
8. 前記電源回路は、スイッチングレギュレータで構成されたＤＣ−ＤＣコンバータを含む請求項５に記載のＲＦ電力増幅器。
9. 前記出力端子の前記出力電力に関係するレベルを検出するパワー検出器と、前記送信レベル指示信号と前記パワー検出器のパワー検出信号とが供給されることによって自動パワー制御信号を生成する誤差増幅器と、前記誤差増幅器により生成された前記自動パワー制御信号に応答して前記ＲＦ駆動増幅段の駆動入力バイアス電圧のレベルを制御する駆動入力バイアス回路と、前記誤差増幅器により生成された前記自動パワー制御信号に応答して前記最終段増幅パワー素子としての前記第１増幅素子と前記第２増幅素子との最終段入力バイアス電圧のレベルを制御する最終段入力バイアス回路とを具備する請求項５に記載のＲＦ電力増幅器。
10. 前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とは、電界効果トランジスタである請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
11. 前記電界効果トランジスタはＬＤＭＯＳである請求項１０に記載のＲＦ電力増幅器。
12. 前記第１増幅素子と前記第２増幅素子とは、バイポーラトランジスタである請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
13. 前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合型である請求項１２に記載のＲＦ電力増幅器。
14. 前記第１増幅素子の前記第１実行素子サイズは前記第２増幅素子の前記第２実行素子サイズの略半分に設定されている請求項１に記載のＲＦ電力増幅器。
15. 前記第１増幅素子と前記第２増幅素子が形成された前記半導体チップと、前記パワー検出器および前記誤差増幅器と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータとはＲＦパワーモジュールのパッケージに搭載されている請求項９に記載のＲＦ電力増幅器。
16. 入力端子と出力端子との間に並列に接続された最終段増幅パワー素子としての第１増幅素子と第２増幅素子と第３増幅素子を含み、
    前記第１増幅素子と前記第２増幅素子と前記第3増幅素子とは、１つの半導体チップに形成され、
    前記第３増幅素子の入力電極は、スイッチ素子を介して前記第１増幅素子の入力電極と接続され、
    ＲＦ電力出力が低レベルの際には、前記スイッチ素子はオフ状態に制御されることにより、前記第３増幅素子はオフ状態に制御され、
    前記ＲＦ電力出力が前記低レベルの際には、前記第１増幅素子が導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し前記第２増幅素子が導通角π（１８０°）未満のＣ級で動作するように、前記第１増幅素子の入力端子の第１バイアス電圧は、前記第２増幅素子の入力端子の第２バイアス電圧よりも高く設定され、
    前記ＲＦ電力出力が高レベルの際には、前記スイッチ素子はオン状態に制御され、
    前記ＲＦ電力出力が前記高レベルの際には、前記第１増幅素子と前記第３増幅素子とが導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作し前記第２増幅素子も導通角π（１８０°）のＢ級から導通角π（１８０°）〜２π（３６０°）のＡＢ級までのいずれかの級で動作するように、前記第１増幅素子の入力端子と前記第３増幅素子の入力端子との前記第１バイアス電圧と前記第２増幅素子の入力端子の前記第２バイアス電圧とが設定され、
    前記第１増幅素子の第１実効素子サイズと前記第３増幅素子の第３実効素子サイズとは実質的に互いに等しく設定されるとともに、前記第２増幅素子の第２実効素子サイズよりも前記半導体チップの製造誤差以上に意図的に小さく設定されているＲＦ電力増幅器。
17. 前記最終段増幅パワー素子を駆動するＲＦ駆動増幅段と、外部電源電圧が供給されて送信レベル指示信号のレベルに応答して制御された第１電源電圧を前記第１増幅素子と前記第３増幅素子とに供給するとともに制御された第２電源電圧とを前記第２増幅素子に供給する電源回路とを具備する請求項１６に記載のＲＦ電力増幅器。
18. 前記第１増幅素子の出力電極と前記第３増幅素子の出力電極とに第１負荷素子を介して前記第１電源電圧が供給され、前記第２増幅素子の出力電極に第２負荷素子を介して前記第２電源電圧が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力のレベル低下に応答して前記第１電源電圧のレベルが低下するように前記電源回路が動作する請求項１７に記載のＲＦ電力増幅器。
19. 前記第１増幅素子の出力電極と前記第３増幅素子の出力電極とに第１負荷素子を介して前記第１電源電圧が供給され、前記第２増幅素子の出力電極に第２負荷素子を介して前記第２電源電圧が供給され、前記ＲＦ電力増幅器の出力電力のレベル上昇に応答して前記第２電源電圧のレベルが上昇するように前記電源回路が動作する請求項１７に記載のＲＦ電力増幅器。
20. 前記電源回路は、スイッチングレギュレータで構成されたＤＣ−ＤＣコンバータを含む請求項１７に記載のＲＦ電力増幅器。
21. 前記出力端子の前記出力電力に関係するレベルを検出するパワー検出器と、前記送信レベル指示信号と前記パワー検出器のパワー検出信号とが供給されることによって自動パワー制御信号を生成する誤差増幅器と、前記誤差増幅器により生成された前記自動パワー制御信号に応答して前記ＲＦ駆動増幅段の駆動入力バイアス電圧のレベルを制御する駆動入力バイアス回路と、前記誤差増幅器により生成された前記自動パワー制御信号に応答して前記最終段増幅パワー素子としての前記第１増幅素子と前記第２増幅素子と前記第３増幅素子との最終段入力バイアス電圧のレベルを制御する最終段入力バイアス回路とを具備する請求項１８に記載のＲＦ電力増幅器。
22. 前記スイッチ素子は前記半導体チップ上に形成されたＭＥＭＳスイッチである請求項１６に記載のＲＦ電力増幅器。
23. 前記第１増幅素子と前記第２増幅素子と前記第３増幅素子とは、電界効果トランジスタである請求項１６に記載のＲＦ電力増幅器。
24. 前記電界効果トランジスタはＬＤＭＯＳである請求項２３に記載のＲＦ電力増幅器。
25. 前記第１増幅素子と前記第２増幅素子と前記第３増幅素子とは、バイポーラトランジスタである請求項１６に記載のＲＦ電力増幅器。
26. 前記バイポーラトランジスタはヘテロ接合型である請求項２５に記載のＲＦ電力増幅器。
27. 前記第１増幅素子の前記第１実行素子サイズと前記第３増幅素子の前記第３実行素子サイズは、前記第２増幅素子の前記第２実行素子サイズの略半分に設定されている請求項１６に記載のＲＦ電力増幅器。
28. 前記第１増幅素子と前記第２増幅素子と前記第３増幅素子とが形成された前記半導体チップと、前記パワー検出器および前記誤差増幅器と、前記ＤＣ−ＤＣコンバータとはＲＦパワーモジュールのパッケージに搭載されている請求項２１に記載のＲＦ電力増幅器。
29. 少なくとも線形増幅モードおよび非線形増幅モードを動作モードとして有し、前記動作モードに対応して選択的に線形増幅および非線形増幅のいずれか一方を実行可能な高周波電力増幅器であって、
    並列に配置された複数の電力増幅器と、
    入力信号の変調方式に応じて前記動作モードを決定し、かつ、決定した動作モードに応じて前記電力増幅器の各々のバイアスを個々にコントロールするバイアスコントロール回路とを具備して成り、
    前記バイアスコントロール回路は、前記動作モードが前記線形増幅モードである場合は前記複数の電力増幅器のバイアスを略等しくし、かつ、前記動作モードが前記非線形増幅モードである場合は前記複数の電力増幅器のバイアスを互いに異ならせることを特徴とする高周波電力増幅器。
30. 請求項２９において、
    前記バイアスコントロール回路は、
    前記入力信号が線形増幅を要するものの場合には、各々の電力増幅器のバイアスをＡ級〜Ｂ級の間に設定し、
    前記入力信号が非線形増幅を要するものの場合には、少なくとも１台の電力増幅器のバイアスをＡ級〜Ｂ級の間に設定し、他の電力増幅器の各々のバイアスをＢ級〜Ｃ級の間に設定することを特徴とする高周波電力増幅器。
31. 請求項２９において、
    前記入力信号の線路は差動入力で構成されていることを特徴とする高周波電力増幅器。
32. 請求項２９において、
    前記電力増幅器の出力信号に、アンテナへの経路を遮断するためのアンテナスイッチへの動作、非動作をコントロールするための情報を重畳することを特徴とする高周波電力増幅器。
33. 請求項２９において、
    前記入力信号を各々の電力増幅器に供給するための信号分岐部と、各々の電力増幅器で増幅された高周波信号を合成するための信号合成部とを更に具備して成ることを特徴とする高周波電力増幅器。
34. 請求項３３において、
    前記信号分岐部は、分岐された各々の信号の位相差が９０度となるようにする第１回路を具備し、
    前記信号合成部は、各々の電力増幅器で増幅された各々の信号の位相差が同相となるようにする第２回路を具備して成ることを特徴とする高周波電力増幅器。
35. 請求項３４において、
    前記第１回路と前記第２回路は、分布定数線路で構成されていることを特徴とする高周波電力増幅器。
36. 請求項３４において、
    前記第１回路と前記第２回路は、集中定数素子で構成されていることを特徴とする高周波電力増幅器。
37. 請求項２９において、
    前記高周波電力増幅器は、前記並列に配置された複数の電力増幅器が複数段、直列に接続されて成る多段増幅器で構成されていることを特徴とする高周波電力増幅器。
38. 請求項２９において、
    前記電力増幅器の入力端子に出力端子が接続された前段増幅器を更に具備して成り、
    前記前段増幅器は、単一の電力増幅器および前記単一の電力増幅器の直列接続のいずれか一方で構成され、
    前記並列に配置された複数の電力増幅器は、前記前段増幅器と共に多段増幅器を構成し、かつ、前記多段増幅器の最終段として動作することを特徴とする高周波電力増幅器。
39. 請求項３７において、
    前記バイアスコントロール回路は、前記多段増幅器の最終段のみのバイアスをコントロールすることを特徴とする高周波電力増幅器。
40. 請求項３７において、
    前記バイアスコントロール回路は、前記多段増幅器の初段から最終段までの全てのバイアスをコントロールすることを特徴とする高周波電力増幅器。
41. 請求項２９において、
    前記電力増幅器および前記バイアスコントロール回路は、モノリシック基板上に構成されていることを特徴とする高周波電力増幅器。
42. 複数台の電力増幅器を並列接続したマルチモード対応の高周波電力増幅器であって、
    入力信号の変調方式によって各々の電力増幅器のバイアスを個々にコントロールし、
    使用を開始しようとしている変調方式に基づいて、線形増幅モードまたは非線形増幅モードの各モードに各々の電力増幅器を切替え、
    入力電力量によって線形増幅モードまたは非線形増幅モードを切替えることなく、電力利得、電力付加効率、位相差の特性が連続となるように制御することを特徴とする高周波電力増幅器。
43. 請求項４２において、
    前記変調方式が線形増幅モードの場合には、各々の電力増幅器のバイアスをほぼ等しくし、
    前記変調方式が非線形増幅モードの場合には、各々の電力増幅器のバイアスを異ならせることを特徴とする高周波電力増幅器。
44. 送信系回路と、受信系回路と、アンテナスイッチと、アンテナとを具備して成る送受信装置であって、
    前記送信系回路は、高周波電力増幅器を具備し、
    前記高周波電力増幅器は、
    並列に配置した複数台の電力増幅器と、
    入力信号の変調方式によって各々の電力増幅器のバイアスを個々にコントロールするためのバイアスコントロール回路とを具備して成ることを特徴とする送受信装置。
45. 請求項４４において、
    前記高周波電力増幅器の出力信号に、前記アンテナへの経路を遮断するための前記アンテナスイッチへの動作、非動作をコントロールするための情報を重畳することを特徴とする送受信装置。

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