JP2006288181A - IGBT drive circuit, switching circuit, and PWM circuit - Google Patents
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Abstract
【課題】 新たな電源装置を設けることなく、ＩＧＢＴをカットオフさせる際に、ゲートに逆バイアスを与えることができるＩＧＢＴ駆動回路を提供する。
【解決手段】 ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をオン・オフするためにこれらのＩＧＢＴのゲートに制御電圧を印加するＩＧＢＴ駆動回路であって、これらのＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路の出力点Ｃ、ＤとＩＧＢＴのゲートとの間に、ＩＧＢＴ側にカソードを有するダイオードＤ２、Ｄ３とコンデンサＣ３、Ｃ４を並列接続した回路を有し、さらにダイオードＤ２、Ｄ３のカソードとＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２のエミッタ間に設けられた抵抗Ｒ３、Ｒ４を有することを特徴とするＩＧＢＴ駆動回路。
【選択図】 図１
PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an IGBT drive circuit capable of applying a reverse bias to a gate when an IGBT is cut off without providing a new power supply device.
An IGBT driving circuit that applies a control voltage to the gates of these IGBTs to turn on and off the IGBTs 1 and 2, and controls the output voltage to change to control the on / off of these IGBTs. Between the output points C and D of the circuit and the gate of the IGBT, there is a circuit in which diodes D2 and D3 having a cathode on the IGBT side and capacitors C3 and C4 are connected in parallel, and the cathodes of the diodes D2 and D3 and the IGBT1, An IGBT driving circuit having resistors R3 and R4 provided between the emitters of the IGBT2.
[Selection] Figure 1
Description
本発明は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）の駆動回路、及びＩＧＢＴを使用したスイッチング回路、さらにはこのスイッチング回路を使用したＰＷＭ回路に関するものである。 The present invention relates to an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) drive circuit, a switching circuit using an IGBT, and a PWM circuit using the switching circuit.
半導体露光装置においては、レチクルステージ、ウエハステージの駆動用に３相リニアモータが使用されている。この３相リニアモータは、ＰＷＭ回路により駆動される。近年、露光装置のスループットを向上させるために種々の改善がなされているが、レチクルステージ、ウエハステージの高速駆動もそのうちの一つである。これらのステージを高速駆動するために、駆動源である３相リニアモータとして高電圧により駆動されるのものが使用されるようになってきており、ＰＷＭ回路の出力電圧も高くなってきている。 In a semiconductor exposure apparatus, a three-phase linear motor is used for driving a reticle stage and a wafer stage. This three-phase linear motor is driven by a PWM circuit. In recent years, various improvements have been made in order to improve the throughput of the exposure apparatus. One of them is the high-speed driving of the reticle stage and the wafer stage. In order to drive these stages at high speed, a three-phase linear motor that is a driving source is driven by a high voltage, and the output voltage of the PWM circuit is also increasing.
従来、ＰＷＭ回路のスイッチング素子としては、主にＦＥＴが使用されてきたが、出力電圧が400Ｖを超えるような場合には、ＦＥＴのオン抵抗が高くなり、効率が低下する。そこで、このような場合には、ＦＥＴに代えてＩＧＢＴが使用されるようになってきている。
このようなＩＧＢＴを使用したスイッチング回路の例を図３に示す。ＰＷＭ変調されたパルス入力は、２つに分岐され、一つは直接バッファアンプＢＵＦ１に入力され、他の一つはインバータＩＮＶ１により反転されてバッファアンプＢＵＦ２に入力される。
Conventionally, FETs have been mainly used as switching elements in PWM circuits. However, when the output voltage exceeds 400 V, the on-resistance of the FET increases and the efficiency decreases. Therefore, in such a case, an IGBT is used instead of the FET.
An example of a switching circuit using such an IGBT is shown in FIG. The PWM-modulated pulse input is branched into two, one is directly input to the buffer amplifier BUF1, and the other is inverted by the inverter INV1 and input to the buffer amplifier BUF2.
図３に示した回路におけるＡ〜Ｈ点の電圧波形を図４に示す。入力であるＡ点がＬ（接地レベル）にあるときは、Ｂ点はＨレベル（５Ｖ）にあり、バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＨレベル（１５Ｖ）となる。そのため、ＩＧＢＴ２（エミッタは接地されている）が導通し、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧はＬ（接地レベル）となる。
すると、１５Ｖ電源ラインから、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ１が、Ｇ点の電圧が約１４Ｖになるまで充電される（約１ＶはダイオードＤ１の順方向電圧降下である）。
FIG. 4 shows voltage waveforms at points A to H in the circuit shown in FIG. When point A as an input is at L (ground level), point B is at H level (5 V), and the voltage at output point C of buffer amplifier BUF2 is at H level (15 V). For this reason, IGBT2 (emitter is grounded) becomes conductive, and the voltage at point H, which is the output point of the switching circuit, becomes L (ground level).
Then, a current flows from the 15V power line to the capacitor C1 through the diode D1, and the capacitor C1 is charged until the voltage at the point G reaches about 14V (about 1V is a forward voltage drop of the diode D1).
又、このとき、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧はＬ（接地レベル）となっているので、ＩＧＢＴ１はカットオフされている。
入力であるＡ点がＨレベル（５Ｖ）に切り替わると、Ｂ点はＬレベル（接地レベル）となり、バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＬレベル（接地レベル）となる。そのため、ＩＧＢＴ２がカットオフされる。
At this time, since the voltage at the output point D of the buffer amplifier BUF1 is L (ground level), the IGBT 1 is cut off.
When point A as an input is switched to H level (5 V), point B becomes L level (ground level), and the voltage at the output point C of the buffer amplifier BUF2 becomes L level (ground level). Therefore, IGBT2 is cut off.
一方、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧は、最初はＧ点の電圧である１４Ｖとなるため、ＩＧＢＴ１が導通を開始する。すると、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧が上昇する。Ｇ点の電圧は、コンデンサＣ１によって、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれているので、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧も、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれることとなって、Ｈ点の電圧が上昇しても、ＩＧＢＴのエミッタ電圧よりもゲート電圧が高い状態が保たれるので、結局ＩＧＢＴ１は導通状態となり、Ｈ点の電圧は400Ｖとなる。 On the other hand, since the voltage at the output point D of the buffer amplifier BUF1 is initially 14V, which is the voltage at the G point, the IGBT 1 starts to conduct. Then, the voltage at the H point that is the output point of the switching circuit increases. Since the voltage at the point G is kept about 14V higher than the voltage at the point H by the capacitor C1, the voltage at the output point D of the buffer amplifier BUF1 is also kept about 14V higher than the voltage at the point H. Even if the voltage at the H point rises, the gate voltage is maintained higher than the emitter voltage of the IGBT, so that the IGBT 1 becomes conductive, and the voltage at the H point becomes 400V.
このようにして、Ａ点へのパルス入力に応じて、このスイッチング回路の出力（Ｈ点の電圧）は、０Ｖと400Ｖの２値からなるパルス出力となる。なお、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１からなる回路は、通常、ブートストラップ電源と呼ばれている。なお、抵抗Ｒ１とＲ２は、ＩＧＢＴの入力容量（1000〜10000ｐＦ）を利用して、ゲートの電圧をゆっくり立ち上げるためのものである。すなわち、ゲート電圧が急峻に立ち上がると、コレクタの電流が急激に増大し、コレクタのわずかなインダクタンスのために高電圧が発生して素子の破壊につながることを避けるために設けられている。 Thus, according to the pulse input to point A, the output of this switching circuit (voltage at point H) becomes a pulse output consisting of binary values of 0V and 400V. A circuit composed of the diode D1 and the capacitor C1 is generally called a bootstrap power supply. The resistors R1 and R2 are for slowly raising the gate voltage using the input capacitance (1000 to 10,000 pF) of the IGBT. That is, when the gate voltage rises steeply, the current of the collector increases rapidly, so that a high voltage is generated due to a slight inductance of the collector, thereby preventing the element from being destroyed.
このようなＩＧＢＴを使用したスイッチング回路において、一方のＩＧＢＴがオンとなったときに他方のＩＧＢＴが完全にオフとなっていないと、400Ｖラインがショートして事故につながる恐れがある。そこで、ＩＧＢＴを完全にオフさせるために、ゲート電圧を、エミッタと同電位にするのでなく、エミッタに対して負電位にすることが要求されることがある。
このような場合に、負電源を設ければ要求を満たすことができるが、新たな電源装置（ＤＣ−ＤＣコンバータ）や、その周辺回路が必要となり、回路が高価なものとなってしまうという問題点がある。
In a switching circuit using such an IGBT, if one IGBT is turned on and the other IGBT is not completely turned off, the 400V line may be short-circuited, resulting in an accident. Therefore, in order to completely turn off the IGBT, the gate voltage may be required to be a negative potential with respect to the emitter rather than the same potential as the emitter.
In such a case, if a negative power supply is provided, the request can be satisfied, but a new power supply device (DC-DC converter) and its peripheral circuit are required, and the circuit becomes expensive. There is a point.
本発明はこのような事情に鑑みてなされたもので、新たな電源装置を設けることなく、ＩＧＢＴをカットオフさせる際に、ゲートに逆バイアスを与えることができるＩＧＢＴ駆動回路、及びＩＧＢＴを使用したスイッチング回路、さらにはこのスイッチング回路を使用したＰＷＭ回路を提供することを課題とする。 The present invention has been made in view of such circumstances, and uses an IGBT drive circuit and an IGBT that can apply a reverse bias to the gate when the IGBT is cut off without providing a new power supply device. It is an object of the present invention to provide a switching circuit and a PWM circuit using the switching circuit.
前記課題を解決するための第１の手段は、ＩＧＢＴをオン・オフするために前記ＩＧＢＴのゲートに制御電圧を印加するＩＧＢＴ駆動回路であって、前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路の出力点と前記ＩＧＢＴのゲートとの間に、前記ＩＧＢＴ側にカソードを有するダイオードとコンデンサを並列接続した回路を有し、さらに前記ダイオードのカソードと前記ＩＧＢＴのエミッタ間に設けられた抵抗を有することを特徴とするＩＧＢＴ駆動回路である。 A first means for solving the problem is an IGBT driving circuit for applying a control voltage to the gate of the IGBT in order to turn on / off the IGBT, and output for performing on / off control of the IGBT. Between the output point of the control circuit for changing the voltage and the gate of the IGBT, there is a circuit in which a diode having a cathode on the IGBT side and a capacitor are connected in parallel, and between the cathode of the diode and the emitter of the IGBT. An IGBT driving circuit having a provided resistor.
本手段においては、制御回路の出力のうちの直流分が、ダイオードと抵抗の作用により、ダイオードの順方向電圧降下分だけの電圧降下を発生してＩＧＢＴのゲートに供給される。よって、制御回路の出力がＩＧＢＴのエミッタと同電位になったとき、ゲートに係る電圧は、ダイオードの順方向電圧降下分だけ低くなり、ＩＧＢＴが逆バイアスを受けるので、確実にカットオフされる。なお、ダイオードと並列に接続されたコンデンサは、ダイオードの順方向電圧降下による電圧降下分の電荷を蓄積し、ダイオードのアノード側とカソード側に同電位の電圧が印加された場合にも、ＩＧＢＴが確実にカットオフされるまでの間、ダイオードのカソード側の電位をアノード側より低く保つ作用を有する。 In this means, the direct current component of the output of the control circuit generates a voltage drop corresponding to the forward voltage drop of the diode by the action of the diode and the resistor, and is supplied to the gate of the IGBT. Therefore, when the output of the control circuit becomes the same potential as the emitter of the IGBT, the voltage applied to the gate is lowered by the forward voltage drop of the diode, and the IGBT is reverse-biased, so that it is surely cut off. Note that the capacitor connected in parallel with the diode accumulates the charge corresponding to the voltage drop due to the forward voltage drop of the diode, and the IGBT is also applied when the same potential voltage is applied to the anode side and the cathode side of the diode. This has the effect of keeping the potential on the cathode side of the diode lower than that on the anode side until it is surely cut off.
前記課題を解決するための第２の手段は、前記第１の手段であって、前記ダイオードが発光ダイオード、又は発光ダイオード同士、発光ダイオードと他のダイオードを直列接続したものであることを特徴とするものである。 The second means for solving the above-mentioned problem is the first means, characterized in that the diode is a light emitting diode, or a combination of light emitting diodes, a light emitting diode and another diode connected in series. To do.
発光ダイオードは、他のダイオードに比べて順方向電圧降下が大きいので、大きな逆バイアスを与えることができる。又、他のダイオードと組み合わせることにより、ＩＧＢＴのゲートに与える逆バイアスのレベルを微調整することができる。 Since the light emitting diode has a larger forward voltage drop than other diodes, a large reverse bias can be applied. Also, by combining with other diodes, the level of reverse bias applied to the gate of the IGBT can be finely adjusted.
前記課題を解決するための第３の手段は、ＩＧＢＴと、前記ＩＧＢＴのオン・オフ制御を行うために出力電圧を変化させる制御回路と、前記第１の手段又は第２の手段であるＩＧＢＴ駆動回路とを有することを特徴とするスイッチング回路である。 The third means for solving the above problems includes an IGBT, a control circuit for changing an output voltage to perform on / off control of the IGBT, and an IGBT drive as the first means or the second means. A switching circuit.
本手段においては、安価な回路により、ＩＧＢＴをオフさせるときにゲートに逆バイアスを与えることができるので、ＩＧＢＴのショートによる事故の発生を防止することができる。 In this means, an inexpensive circuit can apply a reverse bias to the gate when the IGBT is turned off, so that an accident due to a short-circuit of the IGBT can be prevented.
前記課題を解決するための第４の手段は、前記第３の手段であるスイッチング回路を有することを特徴とするＰＷＭ回路である。 A fourth means for solving the above problem is a PWM circuit characterized by having a switching circuit as the third means.
本手段においては、安価な回路により、ＩＧＢＴをオフさせるときにゲートに逆バイアスを与えることができるので、ＩＧＢＴのショートによる事故の発生を防止することができる。 In this means, an inexpensive circuit can apply a reverse bias to the gate when the IGBT is turned off, so that an accident due to a short-circuit of the IGBT can be prevented.
本手段によれば、新たな電源装置を設けることなく、ＩＧＢＴをカットオフさせる際に、ゲートに逆バイアスを与えることができるＩＧＢＴ駆動回路、及びＩＧＢＴを使用したスイッチング回路、さらにはこのスイッチング回路を使用したＰＷＭ回路を提供することができる。 According to this means, when the IGBT is cut off without providing a new power supply device, an IGBT driving circuit capable of applying a reverse bias to the gate, a switching circuit using the IGBT, and this switching circuit The used PWM circuit can be provided.
以下、本発明の実施の形態の例を、図を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態の１例であるＩＧＢＴ駆動回路を用いたスイッチング回路の概要を示す図である。ＰＷ変調されたパルス入力は、２つに分岐され、一つは直接バッファアンプＢＵＦ１に入力され、他の一つはインバータＩＮＶ１により反転されてバッファアンプＢＵＦ２に入力される。 Hereinafter, an example of an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing an outline of a switching circuit using an IGBT drive circuit which is an example of an embodiment of the present invention. The PW modulated pulse input is branched into two, one is directly input to the buffer amplifier BUF1, and the other is inverted by the inverter INV1 and input to the buffer amplifier BUF2.
図１に示した回路におけるＡ〜Ｈ点の電圧波形を図２に示す。入力であるＡ点がＬ（接地レベル）にあるときは、Ｂ点はＨレベル（５Ｖ）にあり、バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＨレベル（１５Ｖ）となる。すると、ＩＧＢＴ２のゲートであるＥ点の電圧は、これよりダイオードＤ３の順方向電圧降下である約２Ｖ低い約１３Ｖとなる。そのため、ＩＧＢＴ２（エミッタは接地されている）が導通し、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧はＬ（接地レベル）となる。
すると、１５Ｖ電源ラインから、ダイオードＤ１を通してコンデンサＣ１に電流が流れ、コンデンサＣ１が、Ｇ点の電圧が約１４Ｖになるまで充電される（約１ＶはダイオードＤ１の順方向電圧降下である）。
又、この状態で、コンデンサＣ４が充電され、コンデンサＣ４の両端の電圧が、ダイオードＤ３の順方向電圧降下である約２Ｖとなる。
FIG. 2 shows voltage waveforms at points A to H in the circuit shown in FIG. When point A as an input is at L (ground level), point B is at H level (5 V), and the voltage at output point C of buffer amplifier BUF2 is at H level (15 V). Then, the voltage at the point E that is the gate of the IGBT 2 becomes about 13 V, which is about 2 V lower than the forward voltage drop of the diode D 3. For this reason, IGBT2 (emitter is grounded) becomes conductive, and the voltage at point H, which is the output point of the switching circuit, becomes L (ground level).
Then, a current flows from the 15V power line to the capacitor C1 through the diode D1, and the capacitor C1 is charged until the voltage at the point G reaches about 14V (about 1V is a forward voltage drop of the diode D1).
In this state, the capacitor C4 is charged, and the voltage across the capacitor C4 becomes about 2V, which is the forward voltage drop of the diode D3.
又、このとき、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧はＬレベル（接地レベル）となっているので、ＩＧＢＴ１のゲートであるＦ点の電圧はＬレベル（接地レベル）となりＩＧＢＴ１はカットオフされている（なお、これは初期状態の場合であり、回路の作動途中においては、後に述べる理由により、Ｆ点の電圧は、ＨレベルからＬレベルに下がる途中においては、ダイオードＤ２の順方向電圧降下分だけマイナスとなる）。 At this time, since the voltage at the output point D of the buffer amplifier BUF1 is L level (ground level), the voltage at the F point which is the gate of the IGBT 1 is L level (ground level), and the IGBT 1 is cut off. (This is the case of the initial state, and during the operation of the circuit, the voltage at the point F is reduced by the forward voltage drop of the diode D2 during the fall from the H level to the L level for the reason described later. Only negative).
入力であるＡ点がＨレベル（５Ｖ）に切り替わると、Ｂ点はＬレベル（接地レベル）となる。バッファアンプＢＵＦ２の出力点Ｃの電圧はＬレベル（接地レベル）となる。
そのため、ＩＧＢＴ２のゲートであるＥ点の電圧は、コンデンサＣ４の両端の電圧だけ降下し、約−２Ｖとなって、エミッタの電圧より低くなり、ＩＧＢＴ２が逆バイアスされるので、ＩＧＢＴ２が確実にカットオフされる。Ｅ点の電圧は、抵抗Ｒ４を通してコンデンサＣ４に流れ込む電流により徐々に接地レベルに近づく。
When the point A as an input is switched to the H level (5 V), the point B becomes the L level (ground level). The voltage at the output point C of the buffer amplifier BUF2 becomes L level (ground level).
Therefore, the voltage at the point E which is the gate of the IGBT 2 drops by the voltage across the capacitor C4, becomes about −2 V, becomes lower than the voltage of the emitter, and the IGBT 2 is reverse-biased, so that the IGBT 2 is surely cut. Turned off. The voltage at point E gradually approaches the ground level due to the current flowing into the capacitor C4 through the resistor R4.
一方、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧は、最初はＧ点の電圧である１４Ｖとなるため、ＩＧＢＴ１が導通を開始する。すると、スイッチング回路の出力点であるＨ点の電圧が上昇する。Ｇ点の電圧は、コンデンサＣ１によって、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれているので、バッファアンプＢＵＦ１の出力点Ｄの電圧も、Ｈ点の電圧より約１４Ｖ高く保たれることとなる。よって、ＩＧＢＴ１のゲートであるＦ点の電圧は、Ｈ点の電圧より約１２Ｖ高く保たれることとなり、Ｈ点の電圧が上昇しても、ＩＧＢＴのエミッタ電圧よりもゲート電圧が高い状態が保たれるので、結局ＩＧＢＴ１は導通状態となり、Ｈ点の電圧は400Ｖとなる。又、このとき、コンデンサＣ３が充電され、コンデンサＣ３の両端の電圧が、ダイオードＤ２の順方向電圧降下である約２Ｖとなる。 On the other hand, since the voltage at the output point D of the buffer amplifier BUF1 is initially 14V, which is the voltage at the G point, the IGBT 1 starts to conduct. Then, the voltage at the H point that is the output point of the switching circuit increases. Since the voltage at the point G is kept about 14V higher than the voltage at the point H by the capacitor C1, the voltage at the output point D of the buffer amplifier BUF1 is also kept about 14V higher than the voltage at the point H. Therefore, the voltage at the point F which is the gate of the IGBT 1 is kept approximately 12 V higher than the voltage at the H point, and even if the voltage at the H point rises, the state where the gate voltage is higher than the emitter voltage of the IGBT is maintained. As a result, the IGBT 1 eventually becomes conductive, and the voltage at the H point becomes 400V. At this time, the capacitor C3 is charged, and the voltage across the capacitor C3 becomes approximately 2V, which is the forward voltage drop of the diode D2.
再び、入力であるＡ点がＬ（接地レベル）となると、回路の作動は、ほぼ、前述のようなものとなるが、ＩＧＢＴ１のゲートであるＦ点の電圧は、Ｄ点の電圧より、コンデンサＣ３の両端の電圧である約−２Ｖ低い状態となるので、ＩＧＢＴ１のゲート電圧は初期には−２Ｖとなり、アースレベルに落ちたエミッタの電圧より低くなるので、ＩＧＢＴ１が逆バイアスされ、確実にカットオフされる。Ｆ点の電圧は、抵抗Ｒ３を通してコンデンサＣ３に流れ込む電流により徐々に接地レベルに近づく。
このようにして、Ａ点へのパルス入力に応じて、このスイッチング回路の出力（Ｈ点の電圧）は、０Ｖと400Ｖの２値からなるパルス出力となる。
Again, when the point A as an input becomes L (ground level), the operation of the circuit is substantially as described above, but the voltage at the point F which is the gate of the IGBT 1 is greater than the voltage at the point D by the capacitor. Since the voltage across C3 is about -2V lower, the gate voltage of IGBT1 is initially -2V, which is lower than the voltage of the emitter that has fallen to the ground level, so that IGBT1 is reverse-biased and cut reliably. Turned off. The voltage at the point F gradually approaches the ground level due to the current flowing into the capacitor C3 through the resistor R3.
Thus, according to the pulse input to point A, the output of this switching circuit (voltage at point H) becomes a pulse output consisting of binary values of 0V and 400V.
以上説明したごとく、図１に示したスイッチング回路の作動中には、ＩＧＢＴがオンからオフに変わる瞬間には、ＩＧＢＴのゲートが逆バイアスされるので、確実にＩＧＢＴをカットオフすることができる。 As described above, during the operation of the switching circuit shown in FIG. 1, the IGBT is reverse-biased at the moment when the IGBT changes from on to off, so that the IGBT can be surely cut off.
逆バイアスの大きさは、ダイオードＤ２、Ｄ３の順方向電圧降下で決定される。これらのダイオードとして発光ダイオードを使用することにより、大きな逆バイアス電圧を得ることができる。例えば赤色発光ダイオードの場合2.0Ｖ、緑色発光ダイオードの場合2.2Ｖ、青色発光ダイオードの場合3.5Ｖにすることができる。又、これら発光ダイオード同士を直列接続すれば、さらに大きな逆バイアスを与えることができ、これらの発光ダイオードにシリコンダイオードを直列接続することにより、0.6Ｖ単位で逆バイアス電圧を変えることができる。
逆バイアスを与える時間は、それぞれ、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３で決定される時定数、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ４で決定される時定数で決定することができる。実際には、この時定数を大きくすることにより、通常のスイッチング周波数においては、コンデンサＣ３、コンデンサＣ４からの放電が殆ど起こらず、ダイオードＤ２、Ｄ３の両端の電圧を、これらのダイオードの順方向電圧降下と、ほぼ等しく保つことができる。
The magnitude of the reverse bias is determined by the forward voltage drop of the diodes D2 and D3. A large reverse bias voltage can be obtained by using light emitting diodes as these diodes. For example, it can be set to 2.0V for a red light emitting diode, 2.2V for a green light emitting diode, and 3.5V for a blue light emitting diode. Further, when these light emitting diodes are connected in series, a larger reverse bias can be applied. By connecting silicon diodes in series to these light emitting diodes, the reverse bias voltage can be changed in units of 0.6V.
The time for applying the reverse bias can be determined by a time constant determined by the resistor R3 and the capacitor C3 and a time constant determined by the resistor R4 and the capacitor C4, respectively. Actually, by increasing this time constant, the discharge from the capacitors C3 and C4 hardly occurs at the normal switching frequency, and the voltages at both ends of the diodes D2 and D3 are changed to the forward voltages of these diodes. It can be kept almost equal to the descent.
このようなスイッチング回路を用いた、本発明の実施の形態であるＰＷＭ回路は、周知のＰＷＭ回路と変わるところがないので、その説明を省略する。 Since the PWM circuit which is an embodiment of the present invention using such a switching circuit is not different from a known PWM circuit, its description is omitted.
ＩＮＶ１…インバータ、ＢＵＦ１，ＢＵＦ２…バッファアンプ、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４…コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３…ダイオード、Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４…抵抗
INV1: Inverter, BUF1, BUF2 ... Buffer amplifier, C1, C2, C3, C4 ... Capacitor, D1, D2, D3 ... Diode, R1, R2, R3, R4 ... Resistor
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