JP2006286460A - 高圧放電灯の点灯装置 - Google Patents

Abstract

【課題】安定に放電しちらつきが生ぜず、しかも放電が偏らず寿命の長い高圧放電灯を得ることが可能な片口金型の高圧放電灯の点灯装置を提供すること。
【解決手段】交流ランプ電流を高圧放電灯の一対の電極に供給して高圧放電灯を点灯させる場合に、前記ランプ電流の半周期の所定数分の１で電流パルスを発生させ、該電流パルスの極性を前記ランプ電流の極性と同一にするとともに、前記電流パルスをその発生した半周期の後の部分で前記ランプ電流に重畳させる高圧放電灯の点灯装置において、 前記一対の電極の温度差に基づいて、前記電流パルスの高さを非対称とした高圧放電灯の点灯装置。
【選択図】図１

Description

本発明は、高圧放電灯、特に自動車用前照灯など、片口金型の高圧放電灯の点灯に用いられる点灯装置に関する。

高圧放電灯用の従来の点灯装置では、例えば特許文献１に記載されているように、直流電流を発生させる電圧供給源の入力側は電圧を供給するための電源に接続され、この電圧供給源の出力側には直流電流を交流電流に変換する転流器が接続される。そして、その出力側に接続された高圧放電灯を交流波形のランプ電流によって点灯させる。

このような交流のランプ電流により高圧放電灯を点灯する点灯装置では、ランプ電流の極性反転があるので、電極の温度バランスを取ることが難しく放電の安定性が悪く、そのためフリッカと呼ばれるちらつき現象が生じていた。このちらつき現象は、自動車の前照灯に用いられる高圧放電灯において特に顕著である。この問題に対して上記特許文献１に記載の点灯装置では、電圧供給源に電流パルス発生手段を接続する。この電流パルス発生手段によりランプ電流の後半部分にランプ電流と同極性の電流パルスを重畳することにより、放電の安定度を向上させ、ちらつきを抑制する。

しかし、このような特許文献１記載の点灯方法を用いた高圧放電灯において、定電力による点灯を前提とすると、パルス状の電流が加算された分だけ、その時間以外の時間帯では、ランプ電流を低下させなければならなくなる。これにより、放電が不安定になり、ちらつきが発生することがわかった。

特に、水銀を封入しない高圧放電灯の点灯では、水銀を封入した高圧放電灯の場合よりも、点灯初期の電力投入時間を長くすると共に、その間、大電流を流す必要がある。したがってその時間中に電極が変形や溶解しないように、電極は太く設計する必要があり、このことがさらに放電の不安定さ、ちらつきの発生を増加させる。

一方、自動車の前照灯などの片口金型の高圧放電灯では、図３に示すような構造を有する。即ち、発光管３１内に対向して設けられた電極３２ａ，３２ｂに、金属箔３３ａ，３３ｂが接続されており、これらの金属箔３３ａ，３３ｂに外部から電力を加えるための外部リード線３４ａ，３４ｂが接続されている。このような構造の片口金型高圧放電灯では、図３に示すように、口金方向には積極的に放熱されるが、反対方向の放熱は、前者に比べて圧倒的に少ないため、放電が生ずる電極３２ａ，３２ｂの先端の温度が違ってしまう。この電極の先端温度の違いは、発光分布の不均一を生ずると共に放電灯の寿命を著しく短くしてしまう。

この問題点を解決するために、特許文献２では、高圧放電灯に加えられる矩形波電流の幅を変えている。しかしこのような高圧放電灯では、上述の放電の不安定性、ちらつきを
防止することができない。
特表平１０−５０１９１９号公報（第７頁〜１１頁、図１，２，４） 特開平６−１６３１６７号公報（図１、２）

本発明は、上記のような従来の片口金型高圧放電灯の問題点に鑑みてなされたもので、安定に放電しちらつきが生ぜず、しかも放電が偏らず寿命の長い高圧放電灯を得ることが可能な片口金型の高圧放電灯の点灯装置を提供することを目的とする。

本発明の請求項１によれば、交流ランプ電流を高圧放電灯の一対の電極に供給して高圧放電灯を点灯させる場合に、前記ランプ電流の半周期の所定数分の１で電流パルスを発生させ、該電流パルスの極性を前記ランプ電流の極性と同一にするとともに、前記電流パルスをその発生した半周期の後の部分で前記ランプ電流に重畳させる高圧放電灯の点灯装置において、 前記一対の電極の温度差に基づいて、前記電流パルスの高さを非対称としたことを特徴とする高圧放電灯の点灯装置を提供する。

本発明によれば、安定に放電しちらつきが生ぜず、しかも放電が偏らず寿命の長い高圧放電灯を得ることが可能な片口金型高圧放電灯の点灯装置が得られる。

以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。図１に本発明一実施形態の点灯装置の回路構成例を示す。この高圧放電灯の点灯装置は、直流電源Ｖ１、スイッチＳＷ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１、出力電圧検出回路２、出力電流検出回路３、ＤＣ／ＡＣコンバータ回路４、イグナイタ５、片口金型の高圧放電灯６、及びこれらを制御する制御回路から構成されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１に含まれるトランスＴは、一次側のトランスＴ１と、二次側のトランスＴ２，Ｔ３から成る。降圧又は昇圧を行うＤＣ／ＤＣコンバータ回路１では、コンデンサＣ１、スイッチング素子Ｑ１、パワーＭＯＳ駆動回路１１、ＰＷＭコンパレータ１２、鋸歯状波発生回路１３及びトランスＴ１により、トランスＴの１次側が、構成される。トランスＴ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２によりＤＣ／ＡＣインバータ回路４につながるトランスＴの２次側が構成される。また、トランスＴ３、ダイオードＤ２及びコンデンサＣ３により、イグナイタ５につながるトランスＴの２次側が、構成される。

トランスＴの１次側の接続関係を説明する。例えばＭＯＳＦＥＴであるスイッチング素子Ｑ１は、直流電源Ｖ１、スイッチＳＷ１およびトランスＴ１に、直列に接続されており、スイッチング素子Ｑ１のゲートにはパワーＭＯＳ駆動回路１１が接続されている。

パワーＭＯＳ駆動回路１１には、ＰＷＭコンパレータ１２の出力端子が接続され、ＰＷＭコンパレータ１２の非反転入力端子には、鋸歯状波発生回路１３の出力端子が接続されている。コンデンサＣ１は、スイッチＳＷ１を介して、直流電源Ｖ１に並列に接続されている。後で詳述するように、この実施形態は、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路のパワーＭＯＳ駆動回路１１にＰＷＭコンパレータ１２から供給されるパルスの幅を変える点に特徴がある。

ＤＣ／ＡＣインバータ回路４につながる、トランスＴの２次側の接続関係を説明する。トランスＴ２は、ダイオードＤ１に直列に接続され、コンデンサＣ２は、ダイオードＤ１を介して、トランスＴ２に並列に接続されている。次に、イグナイタ５につながるトランスＴの２次側の接続関係を説明する。トランスＴ３は、トランスＴ２とダイオードＤ１との中点、ダイオードＤ２と直列接続され、イグナイタ５への出力を構成している。コンデンサＣ３は、ダイオードＤ２を介して、トランスＴ３に並列に接続されている。

出力電圧検出回路２は、直列接続された抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３から成り、この出力電圧検出回路２は、コンデンサＣ２よりも出力側に、かつコンデンサＣ２に並列に接続されている。出力電流検出回路３は抵抗Ｒ４から成り、出力電圧検出回路２とＤＣ／ＡＣインバータ回路４との間で、かつそれぞれの低圧側に接続されている。

ＤＣ／ＡＣインバータ回路４は、例えばＭＯＳＦＥＴから成るスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５と、駆動回路１４，１５，１６，１７と、矩形低周波発生回路１８、バッファＢＵＦ、インバータＩＮＶで構成される。接続関係は、スイッチング素子Ｑ２とＱ３、およびスイッチング素子Ｑ４とＱ５がそれぞれ直列接続されており、それらがＤＣ／ＤＣコンバータ回路２の出力端に並列に接続され、いわゆるフルブリッジの回路構成になっている。

そして、スイッチング素子Ｑ２とＱ３、スイッチング素子Ｑ４とＱ５とのそれぞれの接続点から、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力端が設けられ、イグナイタ５の入力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５のそれぞれのゲートには、駆動回路１４，１５，１６，１７が接続されており、駆動回路１５、１６はバッファＢＵＦ、駆動回路１４、１７はインバータＩＮＶをそれぞれ介し、さらに後述するＳＷ２を介して、矩形低周波発生回路１８に接続されている。

イグナイタ５は、ＤＣ／ＡＣコンバータ回路４の交流出力を入力され片口金型の高圧放電灯６を点灯させる。

片口金型の高圧放電灯６は、放電空間に水銀を含まず、金属ハロゲン化物および希ガスを代わりに蒸発させて発光させるランプであり、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力端に、イグナイタ５のパルストランス（図示せず）を介して、接続される。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路１のスイッチング素子Ｑ１を制御するための制御回路の構成として、差動増幅回路７、基準電圧源Ｖ２、抵抗Ｒ８、点灯検出回路２１、点灯時間計時タイマー２２、目標電力値設定回路２３、除算回路２４、消灯時間計時タイマー２５、スイッチＳＷ２、差動増幅回路８、遅延回路２６、論理回路２７、スイッチＳＷ３、フリップフロップ２８、トランジスタＴＲ１、抵抗Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５が用いられている。

点灯検出回路２１で点灯が検知されると、その検知信号は点灯時間計時タイマー２２及び消灯時間計時タイマー２５に入力され、点灯時間計時タイマー２２は所定時間後に、矩形低周波発生回路１８の出力が、バッファＢＵＦ及びインバータＩＮＶに供給されるように、スイッチＳＷ２を制御する。

差動増幅回路７及び差動増幅器８は、各々演算増幅器、ダイオード、抵抗、コンデンサから成る。差動増幅回路７の演算増幅器の入力の非反転入力端子には出力電圧検出回路２の抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２、Ｒ３との間の電圧検出点が接続される。また演算増幅器の反転入力端子には、基準電圧源Ｖ２がそれぞれ接続され、演算増幅器の出力端子にはダイオードＤ３が直列に接続されている。また、差動増幅器７の演算増幅器とダイオードとの直列接続には、並列に、抵抗とコンデンサが接続されている。そして、差動増幅回路７の出力端子は、抵抗Ｒ８を介して、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に接続されている。

差動増幅回路８の演算増幅器の非反転入力端子には、出力電流検出回路３の抵抗Ｒ４とＤＣ／ＡＣインバータ回路４との間の電圧検出点が接続される。この演算増幅器の反転入力端子には除算回路２４が接続されている。

除算回路２４には、出力電圧検出回路２の抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との間の電圧検出点と、点灯検出回路２１、点灯時間計時タイマー２２を介して、目標電力値設定回路２３とが接続されている。また、点灯時間計時タイマー２２には、消灯時間計時タイマー２３を介して点灯検出回路２１が接続されている。また、点灯時間計時タイマー２２には、入力が入ると所定時間後に切り替わるスイッチＳＷ２が接続されている。目標電力値設定回路２３には、入力が入ると開閉されるスイッチＳＷ３が接続されている。そして、差動増幅回路８の出力端子は、抵抗Ｒ８を介してＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に接続されている。

また、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には、抵抗Ｒ９の一端が接続される。抵抗Ｒ９の他端は抵抗Ｒ１０の一端と接続され、抵抗Ｒ１０の他端は直流電源Ｖ１のマイナス端子に接続されている。

一方、矩形低周波発生回路１８の出力端子と、遅延回路２６の出力端子は論理回路２７の２入力とされる。この論理回路２７は排他的論理和の反転信号を出力する回路である。この論理回路２７の出力端子はスイッチＳＷ３の一端に接続される。スイッチＳＷ３の他端はフリップフロップ２８の入力端子に接続され、このフリップフロップ２８の２つの出力端子は抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１４の一端に各々接続されている。抵抗Ｒ１１の他端はトランジスタＴＲ１のベース及び抵抗Ｒ１２の一端に接続される。抵抗Ｒ１４の他端はトランジスタＴＲ２のベース及び抵抗Ｒ１５の一端に接続される。抵抗Ｒ１２の他端及び抵抗Ｒ１５の他端は直流電源Ｖ１のマイナス端子に接続される。トランジスタＴＲ１のコレクタは抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の接続点に接続されている。トランジスタＴＲ２のコレクタは、抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の接続点に接続されている。トランジスタＴＲ１とＴＲ２のエミッタは直流電源Ｖ１のマイナス端子に接続されている。

トランジスタＴＲ１と抵抗Ｒ１１とＲ１２の構成は、トランジスタＴＲ２と抵抗Ｒ１４，抵抗Ｒ１５の構成と同じである。抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１０の接続点に、トランジスタＴＲ１のコレクタは直接接続され、トランジスタＴＲ２のコレクタは、抵抗Ｒ１３を介して接続されている。

次に、本発明のこの実施形態の回路動作を説明する。スイッチＳＷ１が閉じられると、例えば、十数Ｖから数十Ｖの自動車用バッテリーである直流電源Ｖ１により、コンデンサＣ１に電圧が生じる。このコンデンサＣ１は、直流電源の出力電流の変化による微小な電圧変動を抑える働きをする。

コンデンサＣ１に電圧が生じると、図示していないが、差動増幅回路７の演算増幅器に電圧が供給される。このとき、この演算増幅器の非反転入力端子の電圧はゼロであり、反転入力端子には、基準電圧源Ｖ２が接続されていることから、この演算増幅器からは、ローレベルが出力される。この電圧がダイオードＤ３を介して、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に入力され、鋸歯状波発生回路１３の出力の鋸歯状波と比較され、ＰＷＭコンパレータ１２の出力としてＰＷＭ波が生成される。そしてＰＷＭコンパレータ１２の出力電圧はパワーＭＯＳ駆動回路１１に入力され、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングさせる。

トランスＴの２次側では、１次側でスイッチング素子Ｑ１がスイッチング動作したことにより、昇圧された電圧が生じる。トランスＴ２で生じた電圧による電流は、ダイオードＤ１を介して、コンデンサＣ２を充電する。コンデンサＣ２の両端の電圧は、出力電圧検出回路２の抵抗Ｒ１、Ｒ２と抵抗Ｒ３とで分圧検出され、その検出結果は差動増幅回路７の演算増幅器の非反転入力端子に入力されている。

差動増幅器７の演算増幅器の反転入力端子の入力には、基準電圧源Ｖ２が接続されており、基準電圧源Ｖ２よりも入力電圧値が低い場合は、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には入力がないため、トランスＴの２次側の電圧を昇圧するように作用し、コンデンサＣ２の電圧を高くする。ここで、演算増幅器に並列に接続された抵抗は、演算増幅器の利得調整のために挿入されており、コンデンサＣ６は出力の位相を遅らせて、点灯装置全体の動作を安定化させるために使用されている。

トランスＴ３で生じた電圧による電流は、ダイオードＤ２と抵抗Ｒ５を介して、イグナイタ５のコンデンサ（図示せず）を充電する。このコンデンサは、主にトランスＴ３からの電圧を平滑するための平滑コンデンサとして使用される。このコンデンサの電圧が、十分に高くなると、パルストランス（図示せず）に電流が流れ始める。これにより、高圧放電灯６に高圧パルスが印加され、高圧放電灯６が絶縁破壊を起こし、グロー放電をする。ここで、図示していないがイグナイタ５の入力端子に並列にコンデンサが接続されており、高圧放電灯６に印加された高圧パルスが、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４に逆流しないようにするためのフィルタとしてこのコンデンサは作用する。この時点までは、スイッチＳＷ２は、駆動回路１４，１５，１６，１７と矩形低周波発生回路１８との接続が遮断された状態となっている。

高圧放電灯６が絶縁破壊を生じてグロー放電が起こると、コンデンサＣ２に充電されていた電荷が、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４を介して、ランプ電流として高圧放電灯６に急激に流れる。この電流により、高圧放電灯６は、グロー放電からアーク放電に移行し、点灯を開始する。この直後の点灯は、比較的長い時間、同じ極性を維持する直流点灯と呼ばれる点灯状態を維持する。

ここで、出力電圧検出回路２では、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の分圧により、電圧が検出されており、この分圧電圧が点灯検出回路２１に入力されている。点灯検出回路２１では、コンデンサＣ２の電荷が高圧放電灯６に供給されて、電圧が降下したことを検知する。この検知により、点灯時間計時タイマー２２の計時を開始させ、計時開始から所定の時間が経過した後に、スイッチＳＷ２が切り替わる。これにより、駆動回路１４〜１７と矩形低周波発生回路１８が接続された状態になる。

スイッチＳ２が切り替わると、矩形低周波が、バッファＢＵＦとインバータＩＮＶを介して、駆動回路１４〜１７に入力され、スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５がオンオフ制御される。このオンオフ制御は、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオンのとき、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオフ、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ５がオフのとき、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４がオンとなる２種類の状態、すなわちスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５が極性反転を繰り返す。

このスイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５の極性反転動作により、ＤＣ／ＡＣインバータ回路４の出力側には、略矩形波の交流電力が発生し、高圧放電灯６が安定時の点灯に移行する。

ここで、「略矩形波」とは、矩形波が持つような瞬時の立ち上がり、立ち下がりや、平坦な特性に近い波形を有している場合をいう。すなわち、立ち上がり、立ち下がりに数マイクロ秒程度かかっていたり、基本的には平坦な特性を有しながらも、ある部分が突出または陥没していたりするような波形の場合も含んでいる。

次に、高圧放電灯６の定電力制御について説明する。この定電力制御は、出力電圧検出回路２と出力電流検出回路３の測定結果によってなされる。出力電圧検出回路２の電圧検出の結果は、除算回路２４に入力される。さらに、除算回路２４には、点灯時間計時回路２２からの出力により動作する目標電力値設定回路２３により、その状態において高圧放電灯６に供給すべき電力（目標電力値）も入力される。したがって、除算回路２４では、目標電力値が抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の接続点の電位により除算され、除算回路２４は理想の電流値にするための信号が出力される。この出力信号は、差動増幅回路８の演算増幅器の反転入力端子に入力される。

一方、差動増幅回路８の演算増幅器の非反転入力端子には、電流検出回路３の電流検出結果が入力され、その比較による信号がＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子に入力される。ＰＷＭコンパレータ１２の出力はパワーＭＯＳ駆動回路１１に入力されており、この入力信号に応じて、スイッチング素子Ｑ１のデューティー比が変化する。これにより、高圧放電灯６が定電力制御されることになる。

また、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には、極性反転の所定時間前にスイッチング素子Ｑ１に電圧を増加させる信号を送り、極性反転時には電圧増加の信号を停止させる信号を送るための回路が接続されている。この回路の動作について、図２に示した波形図を用いて、極性反転中のＤＣ／ＤＣコンバータ回路の電圧を高める動作について説明する。

矩形低周波発生回路１８から出力された矩形波（図２（ａ））と、矩形低周波発生回路１８出力と同じ波形でしかも所定時間遅れた遅延回路２６から発せられた矩形波（図２（ｂ））とは、論理回路２７において、ＥＸ−ＮＯＲ、すなわち排他的論理和の反転が取られてパルス状の出力波形が得られる（図２（ｃ））。

この図２（ｃ）に示したパルス状の出力波形が、スイッチＳＷ３を介してフリップフロップ回路２８に入力される。フリップフロップ回路２８のＱ１出力端子に図２（ｄ）に示す波形が出力され、Ｑ２端子に図２（ｅ）に示す波形が出力される。図２の波形図に示すように、論理回路２７の出力のパルスが、フリップフロップ回路２８で振り分けられたようになる。

フリップフロップ回路Ｑ１の出力（ｄ）が低レベルにあれば、トランジスタＴＲ１はオフ状態にあるが、高レベルになると、このトランジスタＴＲ１はオン状態になり、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子は、抵抗Ｒ８と、抵抗Ｒ９の分圧電位になる。また、フリップフロップ回路Ｑ２の出力（ｅ）が低レベルにあれば、トランジスタＴＲ２はオフ状態にあるが、高レベルになると、このトランジスタＴＲ２はオン状態になり、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子は、抵抗Ｒ８と、抵抗Ｒ９及び抵抗Ｒ１３の分圧電位になる。

したがって、ＰＷＭコンパレータ１２の反転入力端子には、図２（ｆ）に示すように、交互に、深さの異なる切れ込みｄｐ１，ｄｐ２を有する波形が入力されることになる。この波形はＰＷＭコンパレータ１２からデューティ比の変化としてパワーＭＯＳ駆動回路１１に入力される。

したがって、高圧放電灯のランプ電流は図２（ｇ）に示すような波形となる。このランプ電流波形の後端に重畳パルスＨ１，Ｈ２を有しており、これらのパルスの大きさｈ１、ｈ２は異なり交互に現れる。

図３に片口金型の高圧放電灯６の構成を示す。この片口金型の高圧放電灯６は、口金３１にリード線３２ａ，３２ｂが接続されており、これに金属箔３３ａ，３３ｂが接続され、これらの金属箔３３ａ，３３ｂには、放電空間３４中に突出した電極３５ａ，３５ｂが接続されている。

片口金であるために放熱が左右で異なり、電極温度を等しくすることが難しい。そのため、温度が高い方の電極では溶融を、また低い方の電極ではスパッタリングを起こしやすくなる。

そこで、図２（ｇ）に示した大きな重畳パルスＨ１が電極３５ｂに加わるように高圧放電灯６にランプ電流を流す。このようにすれば、片口金型の高圧放電灯６の両電極に、同程度の電圧がかかるように放電を行わせることが可能となる。

図２（ｆ）に加えられる波形の切り込みの深さｄｐ１、ｄｐ２は、図１に示す抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ９の値の分圧比、抵抗Ｒ８の値と抵抗Ｒ９と抵抗Ｒ１３の値の合計値との分圧比により決まるので、抵抗Ｒ１３の値を調整することにより、上記切り込みの深さｄｐ１、ｄｐ２を適切な値にすることができる。

またこの実施形態では、極性反転の直前にランプ電流を重畳して電極を加熱してから極性反転を行うため、点灯初期に大電力を投入される自動車の前照灯用高圧放電灯などの様に相対的に太い電極を用いた放電灯でもちらつきの発生を防止することができる。さらに、点灯初期に定格電力よりも大きな電力を投入して光束の立ち上がりを早める自動車の前照灯の場合、図５に点灯時間と投入電力の関係を示すように、例えば最大電力は75W、定格電力は35Wのものが実用化されているが、ランプ電流を重畳した時の最大電力が75W以下であれば、素子耐量などを増加する必要はない。すなわち、点灯装置のコスト上昇や大型化を伴うことなく、高圧放電灯におけるちらつきの発生を防止できる。

ところで、上記実施形態では、片口金型の高圧放電灯６に加えるランプ電流に重畳させるパルスの高さを、口金３１から遠い方の電極３５ａに供給される電流では高く、口金３１から近い方の電極３５ｂに供給される電流では低くなるように変えていた。

しかし本発明は重畳されるパルスの高さを変えるのでなく、これらパルスの幅を変えるようにすることも可能である。図４にこの実施形態の場合に、片口金型の高圧放電灯６の電極に加える電流波形を示す。この例では、口金から遠い方の電極３５ａに加える電流に重畳されるパルスＨ３の幅ｗ１は口金に近い方の電極３５ｂに加える電流に重畳されるパルスＨ４の幅ｗ２よりも広くしている。このように重畳されるパルスの幅を変えるには図２に示す回路において、フリップフロップ回路２８の出力するパルス幅を変えることによりなされる。

このようにして、電極３５ａによる放電と電極３５ｂによる放電を均等に行わせることができ、高圧放電灯６の寿命を長くすることが可能となる。

以上述べたように、一方の電流方向が終了して他方に切り替わる前にスイッチＳＷ１を閉じて出力電流を増加させ、所定時間後に極性反転動作を行い、極性反転が終了した時点でスイッチＳＷ１を開放させる。別方向の極性反転時にはスイッチＳＷ２を閉じて所定時間経過した後に極性反転を行い、極性反転が終了した時点でスイッチＳＷ２を開放する。これによって、図２（ｇ）に示すような、重畳されるパルス電流の高さ（量）が極性毎に異なる波形を生成することが可能となる。

一方、時間的に重畳量を変更するには、同様にスイッチＳＷ１が閉じている時間とスイッチＳＷ２が閉じている時間とを非対称にすることで図４に示すような波形を生成することが可能となる。なお、この場合はスイッチＳＷ１とスイッチＳＷ２とを兼用することも可能であり、例えばマイクロコンピュータなどのポートで時間的変化を持たせることもできる。

ところで、放電灯に加える電流に重畳するパルスの高さと幅の両方を非対称にして電極３５ａ，３５ｂからの放電を均一にすることも可能である。また、ランプ電流の高さを変えたくないときには重畳するパルスの幅を変えることができ、ランプ電流の周波数を変えたくないときには重畳するパルスの高さを変えるなど、本発明は適宜組み合わせて実施することが可能である。

本発明一実施形態による点灯装置の回路構成例を示す図。 図１に示した本発明一実施形態の点灯装置の動作を説明するための波形図。 本発明を適用される片口金型高圧放電灯の構造を示す図。 本発明の他の実施形態を説明するための波形図。 自動車前照灯用の水銀を含まない高圧放電灯における投入電力の特性を示す図。

符号の説明

１・・・ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、
２・・・出力電圧検出回路、
３・・・出力電流検出回路、
４・・・ＤＣ／ＡＣコンバータ回路、
５・・・イグナイタ、
６・・・高圧放電灯、
１１・・・パワーＭＯＳ駆動回路、
１３・・・鋸歯状波発生回路、
１４，１５，１６，１７・・・駆動回路、
ＢＵＦ・・・バッファ、
ＩＮＶ・・・インバータ、
１８・・・矩形低周波発生回路、
２１・・・点灯検出装置、
２２・・・点灯時間計時タイマー
２３・・・目標電力値設定回路、
２４・・・除算回路、
２５・・・消灯時間計時タイマー、
２６・・・遅延回路、
２７・・・論理回路、
２８・・・フリップフロップ回路
３１・・・口金、
３２ａ，３２ｂ・・・リード線、
３３ａ，３３ｂ・・・金属箔、
３４・・・真空部、
３５ａ，３５ｂ・・・電極、
Ｖ１・・・直流電源、
Ｖ２・・・基準電圧源、
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３・・・スイッチ、
Ｔ，Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３・・・トランス、
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４・・・スイッチング素子、
Ｄ１，Ｄ２・・・ダイオード、
Ｃ１，Ｃ２・・・コンデンサ、
ＴＲ１・・・トランジスタ、
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ８，Ｒ９，Ｒ１０，Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ１４，Ｒ１５・・・抵抗。

Claims (2)

1. 交流ランプ電流を高圧放電灯の一対の電極に供給して高圧放電灯を点灯させる場合に、前記ランプ電流の半周期の所定数分の１で電流パルスを発生させ、該電流パルスの極性を前記ランプ電流の極性と同一にするとともに、前記電流パルスをその発生した半周期の後の部分で前記ランプ電流に重畳させる高圧放電灯の点灯装置において、
   前記一対の電極の温度差に基づいて、前記電流パルスの高さを非対称としたことを特徴とする高圧放電灯の点灯装置。
2. 交流ランプ電流を高圧放電灯の一対の電極に供給して高圧放電灯を点灯させる場合に、前記ランプ電流の半周期の所定数分の１で電流パルスを発生させ、該電流パルスの極性を前記ランプ電流の極性と同一にするとともに、前記電流パルスをその発生した半周期の後の部分で前記ランプ電流に重畳させる高圧放電灯の点灯装置において、
   前記一対の電極の温度差に基づいて、前記電流パルスの幅を異ならせてなることを特徴とする高圧放電灯の点灯装置。

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