JP2010198860A - 放電灯点灯回路 - Google Patents

Abstract

【課題】極性切替時、放電灯が失灯する可能性がある。
【解決手段】放電灯点灯回路１００において、駆動電圧生成部１２は、駆動対象の放電灯４に交流の駆動電圧ＶＬを供給する。制御回路１０は、駆動電圧ＶＬの極性を切り替えるよう駆動電圧生成部１２を設定してから所定の切替後補助期間が経過するまでの間、駆動電圧生成部１２が放電灯４に供給する駆動電力を、所定の目標電力よりも増やすための制御を行う。制御回路１０は、駆動電圧ＶＬの極性を切り替えるよう駆動電圧生成部１２を設定する前のランプ電流ＩＬが大きいほど切替後補助期間の長さを短く設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、放電灯を交流駆動する放電灯点灯回路に関する。

近年、車両用灯具（前照灯）として、従来のフィラメントを有するハロゲンランプに代えて、メタルハライドランプ（以下、放電灯と称する）が利用されている。放電灯は、ハロゲンランプに比べて発光効率、長寿命が得られる反面、駆動電圧として数十〜数百Ｖが必要であるため、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の車載バッテリでは直接駆動することができず、放電灯点灯回路（バラストとも称される）が必要となる。

放電灯を点灯する方式には、直流駆動と交流駆動がある。直流駆動では放電のアークが非対称となり、発光プロファイルが不均一となるため、車両用灯具としての利用には適さない。したがって車両用灯具では交流駆動とするのが一般的である。放電灯を１０ｋＨｚ以上の高周波で交流駆動すると、放電管内の気流と点灯周波数が共振する現象（音響共鳴などと呼ばれる）が発生し、放電アークが不安定になるという問題が発生しうる。そこで現在では１０ｋＨｚ以下の低周波で駆動する方式（低周波駆動方式）が主流となっている。

放電灯点灯回路は、バッテリ電圧を昇圧するＤＣ／ＤＣコンバータと、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を交流変換するＨブリッジ回路などのスイッチング回路と、スタータ回路と、これらの回路ブロックを制御する制御回路とを備えている（たとえば特許文献１参照）。

特開平１１−３２９７７７号公報

放電灯を交流駆動する場合、放電灯に印加される駆動電圧の極性の切替に伴い放電灯を流れる駆動電流はゼロを交差してその向きを変える。この際、駆動電流が小さくなるので理論上放電灯が失灯する可能性がある。
ここで放電灯の失灯とは、駆動電流がおよそゼロとなったまま極性が切り替わらなくなる状態をいう。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、極性切替の際の失灯の可能性を低減しうる放電灯点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、放電灯点灯回路に関する。この放電灯点灯回路は、駆動対象の放電灯に交流の駆動電圧を供給する駆動電圧生成部と、駆動電圧の極性を切り替えるよう駆動電圧生成部を設定してから所定の切替後補助期間が経過するまでの間、駆動電圧生成部が放電灯に供給する駆動電力を、所定の目標電力よりも増やすための制御を行う制御部と、を備える。

この態様によると、駆動電圧生成部が放電灯に供給する駆動電力を切替後補助期間において一時的に増やすので、放電灯を流れる電流の極性切替を促すことができる。

制御部は、駆動電圧の極性を切り替えるよう駆動電圧生成部を設定する前の駆動電流が大きいほど切替後補助期間の長さを短く設定してもよい。この場合、放電灯点灯回路の電力損失が大きくなりうる切替後補助期間を短くできる。

駆動電圧生成部は、放電灯に供給するための出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備えてもよい。制御部は、切替後補助期間の開始に合わせてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン期間を開始してもよい。この場合、切替後補助期間とオン期間との同期をとることができる。

本発明の別の態様もまた、放電灯点灯回路である。この放電灯点灯回路は、アクティブ状態において、駆動対象の放電灯の一端に第１駆動電圧を供給する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、アクティブ状態において、放電灯の他端に第２駆動電圧を供給する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、放電灯の一端側に設けられ、オン状態において、放電灯の一端と固定電圧端子との間を電気的に導通させる第１スイッチと、放電灯の他端側に設けられ、オン状態において、放電灯の他端と固定電圧端子との間を電気的に導通させる第２スイッチと、第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータを交互にアクティブ状態に設定し、アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータを切り替える前の所定の切替前補助期間において、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタが所定の電圧に充電されるまで第１スイッチおよび第２スイッチをオフとする制御部と、を備える。

この態様によると、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタを、アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータを切り替える前に充電することができる。

アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータが切り替わる際に、その切替前にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに充電された電力を、切替後にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに回生する回生手段をさらに備えてもよい。この場合、切替前にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに充電された電力を有効に活用できる。

本発明によれば、極性切替の際の失灯の可能性を低減することができる。

第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 コンバータ駆動部の機能および構成を示す回路ブロック図である。 ＰＷＭ信号生成部の構成を示す回路図である。 図３のＰＷＭ信号生成部における波形を示すタイムチャートである。 切替後補助期間決定部の構成を示す回路図である。 図５の切替後補助期間決定部における波形を示すタイムチャートである。 図１の放電灯点灯回路の動作状態を示すタイムチャートである。 図８（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路のＤＣ期間後の動作状態を示すタイムチャートである。 第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。 図９の放電灯点灯回路における波形を示すタイムチャートである。 図１１（ａ）〜（ｃ）は、切替前補助期間ＰＴ２の長さを０μｓ、１０μｓ、２５μｓのそれぞれに設定した場合のランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示すグラフである。 図１２（ａ）〜（ｃ）は、ランプ電流ＩＬが１．５Ａ、１Ａ、０．５Ａである場合のそれぞれについて、ランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示すグラフである。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には適宜同一の符号を付するものとし、重複した説明は省略する。また、各図面において本発明に係る実施の形態を説明する上で重要ではない部材の一部は省略して表示する。また、電圧、電流あるいは抵抗などに付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値あるいは抵抗値を表すものとして用いることとする。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

（第１の実施の形態）
第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路は、放電灯に印加される駆動電圧の極性が切り替わった後一時的にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を上げることで、放電灯を流れる駆動電流がゼロをスムーズに通過するために必要な電圧を生成する。

図１は、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路１００は、車載用のメタルハライドランプである放電灯４を駆動する。放電灯点灯回路１００は、車載バッテリ（以下、単にバッテリと称する）６、電源スイッチ８と接続される。

バッテリ６は、１２Ｖ（もしくは２４Ｖ）の直流のバッテリ電圧Ｖｂａｔを発生する。電源スイッチ８は放電灯４の点灯のオン、オフを制御するために設けられたリレースイッチであり、バッテリ６と直列に設けられる。電源スイッチ８がオンとなると、バッテリ６からバッテリ電圧Ｖｂａｔが放電灯点灯回路１００に供給される。

放電灯点灯回路１００は、平滑化されたバッテリ電圧Ｖｂａｔを昇圧し、交流変換して放電灯４へと供給する。以下、放電灯点灯回路１００の詳細な構成を説明する。

放電灯点灯回路１００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、制御回路１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、電流検出抵抗Ｒｄ、入力キャパシタＣ１、を備える。

入力キャパシタＣ１は、バッテリ６と並列に設けられ、バッテリ電圧Ｖｂａｔを平滑化する。より具体的には、入力キャパシタＣ１は第１トランス１４、第２トランス１６の近傍に設けられており、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２のスイッチング動作に対する電圧平滑化の機能を果たす。

制御回路１０は、放電灯点灯回路１００全体を制御する機能ＩＣ（Integrated Circuit）を含み、放電灯点灯回路１００の動作シーケンスを制御するとともに、放電灯４に供給する電力を調節する。制御回路１０は、以下のシーケンスを実行することにより放電灯４を点灯させ、その光出力を安定化させる。
１． 電源投入
２． ブレークダウン
３． ＤＣ期間
４． ランナップ
５． 定常点灯
各シーケンスの詳細は後述する。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２は、放電灯４に対する駆動電圧ＶＬを生成する駆動電圧生成部１２を形成する。駆動電圧生成部１２は、上述のランナップ期間および定常点灯期間において、放電灯４の両端間に点灯周波数ｆ１の交流の駆動電圧ＶＬを供給する。点灯周波数ｆ１は１０ｋＨｚ以下、具体的には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚ程度に設定される。点灯周波数ｆ１の逆数を点灯周期Ｔ１（＝１／ｆ１）という。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、絶縁型のスイッチングレギュレータであり、第１スイッチング素子Ｍ１、第１トランス１４、第１整流ダイオードＤ１、第１出力キャパシタＣｏ１を含む。第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１のトポロジーは一般的なものであるため簡潔に説明する。

第１トランス１４の１次コイルＬ１と第１スイッチング素子Ｍ１は、入力キャパシタＣ１と並列に、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１の入力端子Ｐｉｎと接地端子（ＧＮＤ）との間に直列に設けられている。たとえば第１スイッチング素子Ｍ１はＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）で構成される。第１トランス１４の２次コイルＬ２の一端は接地されており、その他端は第１整流ダイオードＤ１のアノードと接続される。第１出力キャパシタＣｏ１は第１整流ダイオードＤ１のカソードと接地端子間に設けられる。

第１スイッチング素子Ｍ１の制御端子（ゲート）には、点灯周波数ｆ１より高いＰＷＭ周波数ｆ２の第１制御パルス信号Ｓ１が印加される。たとえばＰＷＭ周波数ｆ２は４００ｋＨｚである。第１スイッチング素子Ｍ１は、第１制御パルス信号Ｓ１がハイレベルのときオン、ローレベルのときオフする。制御回路１０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって第１制御パルス信号Ｓ１のハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１は、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１を供給する。

第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と同様の回路トポロジーを有している。すなわち、第１整流ダイオードＤ１と第２整流ダイオードＤ２、第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２、第１トランス１４と第２トランス１６、第１スイッチング素子Ｍ１と第２スイッチング素子Ｍ２は対応している。第２スイッチング素子Ｍ２のオン、オフは、放電灯４の電気的状態にもとづいたフィードバックによって、制御回路１０が生成する第２制御パルス信号Ｓ２によって制御される。

第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２も、アクティブ状態と非アクティブ状態が切り換え可能であり、アクティブ状態において、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２を供給する。

第１スイッチＳＷ１は、放電灯４の一端Ｐ１側に設けられ、オン状態において、放電灯４の一端Ｐ１と固定電圧端子（接地端子）との間を電気的に導通させる。第２スイッチＳＷ２は、放電灯４の他端Ｐ２側に設けられ、オン状態において、放電灯４の他端Ｐ２と固定電圧端子（接地端子）との間を電気的に導通させる。第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２にはＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）もしくはＭＯＳＦＥＴが好適であるが、その他の代替デバイスを用いても構わない。第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２それぞれのオン、オフ状態は、制御回路１０からの第１制御信号Ｓ３、第２制御信号Ｓ４に応じて制御される。

第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２は、点灯周波数ｆ１で相補的にアクティブ状態と非アクティブ状態を繰り返す。つまり第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな期間と、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな期間とはそれぞれ、点灯周期Ｔ１の半周期となる。以下、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブな状態を第１状態φ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブな状態を第２状態φ２と称する。第１スイッチＳＷ１は第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２がアクティブのとき、つまり第２状態φ２においてオンし、第２スイッチＳＷ２は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１がアクティブのとき、つまり第１状態φ１においてオンする。

第１状態φ１においては、放電灯４の一端Ｐ１に第１出力電圧Ｖｏ１が、他端Ｐ２に接地電圧（０Ｖ）が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ１）が第１極性にて印加される。第２状態φ２においては、放電灯４の他端Ｐ２に第２出力電圧Ｖｏ２が、一端Ｐ１に接地電圧が印加され、その結果、放電灯４には、駆動電圧ＶＬ（≒Ｖｏ２）が第１極性と反対の第２極性にて印加される。

ランナップ期間および定常点灯期間において、制御回路１０は、第１状態φ１と第２状態φ２とを点灯周期Ｔ１にて交互に繰り返す。その結果、放電灯４には、交流の駆動電圧ＶＬが供給される。

電流検出抵抗Ｒｄは、放電灯４に流れるランプ電流ＩＬの経路上に設けられる。図１の回路では電流検出抵抗Ｒｄは、共通接続された第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２のエミッタと、接地端子との間に設けられる。第１状態φ１においては、放電灯４に第１極性（図１中の右向き）に流れるランプ電流が流れ、第２状態φ２においては、第２極性（図１中の左向き）に流れるランプ電流が流れる。電流検出抵抗Ｒｄには、第１状態φ１、第２状態φ２のそれぞれにおいて、ランプ電流ＩＬに比例した電圧降下（電流検出信号Ｓ_ＩＬと称する）が発生する。電流検出信号Ｓ_ＩＬは、制御回路１０へ入力される。

スタータ回路２０は、放電灯４をブレークダウンさせるために設けられ、スタータトランス２２およびパルス発生部２８を含む。パルス発生部２８は、スタータトランス２２の１次コイル２４に対して、振幅が４００Ｖ〜１ｋＶのパルス電圧を印加する。その結果、２次コイル２６側には、スタータトランス２２の巻線比に応じた高電圧パルス（たとえば２０ｋＶ）が発生し、放電灯４に印加される。その結果、放電灯４がブレークダウンし、放電が開始する。

さて、放電灯点灯回路１００において第１状態φ１と第２状態φ２が切り替わる際、上述したようにランプ電流ＩＬの極性も切り替わる。この極性が切り替わる過程では、ランプ電流ＩＬが小さくなり、特にゼロを通過するので、極性切替に失敗して放電灯４が失灯する可能性がある。したがって第１状態φ１と第２状態φ２が切り替わってから所定の期間（以下、切替後補助期間と称す）ＰＴ１が経過するまでの間、アクティブ状態のＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタの電圧（以下、再点弧補償電圧と称す）を高めると、ランプ電流ＩＬの極性切替を促し失灯の可能性を低減できるので好適である。制御回路１０はこのような制御を実現する。

制御回路１０は、放電灯４の電気的状態、例えば駆動電圧ＶＬ、ランプ電流ＩＬまたは駆動電力ＰＬ（＝ＶＬ×ＩＬ）を、所望の状態へ近づけるよう駆動電圧生成部１２を設定する。制御回路１０はさらに、駆動電圧ＶＬの極性を切り替えるよう駆動電圧生成部１２を設定してから切替後補助期間ＰＴ１が経過するまでの間、駆動電圧生成部１２が放電灯４に供給する駆動電力ＰＬを、所定の目標電力Ｐｔよりも増やすための制御を行う。
ここで、駆動電圧ＶＬの極性を切り替えるよう駆動電圧生成部１２を設定することは、第１状態φ１と第２状態φ２を切り替えることに対応する。

制御回路１０は、点灯周波数ｆ１で第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１および第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２を相補的に駆動するコンバータ駆動部３０（図１では不図示）を含む。コンバータ駆動部３０は、電流検出信号Ｓ_ＩＬ、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２等の放電灯４の電気的状態を示す信号Ｓｅを受け、駆動電力ＰＬが目標電力Ｐｔに近づくようにデューティ比が調整されたＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを第１スイッチング素子Ｍ１および第２スイッチング素子Ｍ２に相補的に出力する。

図２は、コンバータ駆動部３０の機能および構成を示す回路ブロック図である。コンバータ駆動部３０は、状態検出部３２、ＰＷＭ信号生成部３４、出力先選択部３６、第１駆動部３８、第２駆動部４０、インバータ信号生成部４２、鋸波リセット信号生成部４４、切替後補助期間決定部４６、を含む。

状態検出部３２は、放電灯４の電気的状態を示す信号Ｓｅから、駆動電力ＰＬを示す状態信号Ｓｊを生成する。

ＰＷＭ信号生成部３４は、状態信号Ｓｊの電圧と目標電力Ｐｔに対応する所定の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、両者が近づくようにＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比を調整する。これにより駆動電力ＰＬが目標電力Ｐｔに近づくよう制御される。
また、ＰＷＭ信号生成部３４は、切替後補助期間決定部４６から切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１を受け、第１状態φ１と第２状態φ２が切り替わってから切替後補助期間ＰＴ１が経過するまでの間、アクティブ状態となっているＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン期間を延長する。これによりそのＤＣ／ＤＣコンバータからの出力電力が一時的に増やされる。つまり駆動電力ＰＬを目標電力Ｐｔよりも増やすための制御が行われる。
また、ＰＷＭ信号生成部３４は、鋸波リセット信号生成部４４から鋸波リセット信号Ｓ_ｒｓを受け取り、切替後補助期間ＰＴ１の開始、つまり第１状態φ１と第２状態φ２の切替のタイミングに合わせてＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン期間を開始する。
ＰＷＭ信号生成部３４のさらなる詳細は後述する。

出力先選択部３６は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶとＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭとを受け取る。インバータ信号Ｓ_ＩＮＶは、インバータ信号生成部４２によって生成される信号であり、第１状態φ１と第２状態φ２とで相補的なレベルを取る信号である。ここではインバータ信号Ｓ_ＩＮＶは、第１状態φ１においてハイレベルとなり、第２状態φ２においてローレベルとなる信号である。
出力先選択部３６は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶがハイレベルをとる場合、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを第１制御パルス信号Ｓ１として第１スイッチング素子Ｍ１に対して第１駆動部３８を介して出力する。またこの場合、出力先選択部３６は第２制御パルス信号Ｓ２をローレベルに固定して第２スイッチング素子Ｍ２をオフとする。第１駆動部３８は、第１制御パルス信号Ｓ１をバッファするバッファ回路を含んで構成される。
出力先選択部３６は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶがローレベルをとる場合、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを第２制御パルス信号Ｓ２として第２スイッチング素子Ｍ２に対して第２駆動部４０を介して出力する。またこの場合、出力先選択部３６は第１制御パルス信号Ｓ１をローレベルに固定して第１スイッチング素子Ｍ１をオフとする。第２駆動部４０は、第２制御パルス信号Ｓ２をバッファするバッファ回路を含んで構成される。

鋸波リセット信号生成部４４は、ＰＷＭ信号生成部３４へ出力する鋸波リセット信号Ｓ_ｒｓに、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶのレベルの切り替わりと同期したパルスを生成する。このパルスの幅は、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭの周期（ＰＷＭ周波数ｆ２の逆数）よりも十分小さく、例えばその周期の２５％よりも小さく設定される。

切替後補助期間決定部４６は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶ、制御回路１０の基本クロックを生成するための約４０ｋＨｚの鋸波信号Ｓ_ＳＡＷおよび電流検出信号Ｓ_ＩＬを受け、第１状態φ１と第２状態φ２の切替直前のランプ電流ＩＬが大きいほど切替後補助期間ＰＴ１の長さＴ２を短く設定する。切替後補助期間決定部４６は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶのレベルが切り替わってから切替後補助期間ＰＴ１の間アサートされる（ハイレベルとなる）切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１をＰＷＭ信号生成部３４へ出力する。また切替後補助期間決定部４６は、切替後補助期間ＰＴ１の長さＴ２に所定の上限値Ｔ_ＭＡＸを設定する。

上限値Ｔ_ＭＡＸは点灯周期Ｔ１の１０分の１よりも小さく、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタの容量Ｃとスタータトランス２２の２次コイル２６のインダクタンスＬとを用いた下記の式１で決まる共振周波数ｆ３の逆数（共振周期）に設定される。

切替後補助期間決定部４６のさらなる詳細は後述する。

図３は、ＰＷＭ信号生成部３４の構成を示す回路図である。ＰＷＭ信号生成部３４は、誤差増幅器４８、ＰＷＭコンパレータ５０、電流源５２、鋸波生成回路５４、位相補償回路５６、第１基準電圧源５８、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、を含む。
誤差増幅器４８は、状態信号Ｓｊの電圧と第１基準電圧源５８によって生成される基準電圧Ｖｒｅｆとの誤差を増幅し、第３抵抗Ｒ３を介して誤差信号Ｓ_ｅｒｒをＰＷＭコンパレータ５０に出力する。第３抵抗Ｒ３と誤差増幅器４８の出力端子との間の第１接続ノードＮ１には、一端が接地された第２抵抗Ｒ２の他端が接続される。

位相補償回路５６は、誤差信号Ｓ_ｅｒｒの位相を状態信号Ｓｊの位相に対して補償し、制御回路１０の発振を防止する。位相補償回路５６は、第１接続ノードＮ１と状態信号Ｓｊが入力される誤差増幅器４８の入力端子との間に並列に設けられる位相補償キャパシタＣ３および第１抵抗Ｒ１を含む。
制御回路１０の発振を防止するため、位相補償回路５６の時定数Ｔ３はＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのＰＷＭ周波数ｆ２の逆数よりも長く設定される。したがって第１期間φ１もしくは第２期間φ２のなかで一時的にＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を増やすための信号の変調は、誤差増幅器４８の後段に加えられることが好ましい。誤差増幅器４８の前段では、位相補償回路５６の長い時定数Ｔ３のため十分に速い応答速度を得ることが難しいからである。

第３抵抗Ｒ３とＰＷＭコンパレータ５０の入力端子との間の第２接続ノードＮ２には、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶのレベルが切り替わってから切替後補助期間ＰＴ１の間、電流源５２からオフセット生成電流Ｉ１が供給される。この際、誤差信号Ｓ_ｅｒｒの電圧には、オフセット電圧Ｖ_ｏｆｆ（＝Ｒ３・Ｉ１）が加えられる。

電流源５２は、切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１がハイレベルとなる間、オフセット生成電流Ｉ１を第２接続ノードＮ２へ供給する。電流源５２は、基準側バイポーラトランジスタＭ３、出力側バイポーラトランジスタＭ４、第４抵抗Ｒ４、第３スイッチＳＷ３、第３整流ダイオードＤ３、を含む。基準側バイポーラトランジスタＭ３、出力側バイポーラトランジスタＭ４および第４抵抗Ｒ４はいわゆるカレントミラー型の回路構成を有する。基準側バイポーラトランジスタＭ３のコレクタおよび出力側バイポーラトランジスタＭ４のコレクタには、電源電圧Ｖｃｃが印加される。

基準側バイポーラトランジスタＭ３のエミッタに一端が接続された第４抵抗Ｒ４の他端には第３スイッチＳＷ３が接続される。第３スイッチＳＷ３は切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１によって制御され、切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１がハイレベルをとる間オンとなる。
第３スイッチＳＷ３がオンされると第４抵抗Ｒ４の他端は接地され、第４抵抗Ｒ４にオフセット生成電流Ｉ１が流れる。すると出力側バイポーラトランジスタＭ４のエミッタからオフセット生成電流Ｉ１が第３整流ダイオードＤ３と第３抵抗Ｒ３を介して第１接続ノードＮ１に供給される。第３整流ダイオードＤ３のアノードは出力側バイポーラトランジスタＭ４のエミッタと接続され、カソードは第２接続ノードＮ２と接続される。

鋸波生成回路５４は、ＰＷＭ周波数ｆ２を有する鋸歯状の周期信号Ｓ_ＯＳＣを生成する。鋸波生成回路５４は、鋸波リセット信号Ｓ_ｒｓにパルスが現れると、周期信号Ｓ_ＯＳＣを初期状態（例えば、ランプの始め）とする。
鋸波生成回路５４は、ＰＷＭクロック６０、鋸波生成スイッチＭ５、第５抵抗Ｒ５、鋸波用キャパシタＣ２、第４スイッチＳＷ４、を含む。

第５抵抗Ｒ５および鋸波用キャパシタＣ２は、電源電圧Ｖｃｃと接地電位との間に直列に設けられる。第５抵抗Ｒ５と鋸波用キャパシタＣ２との間の第３接続ノードＮ３には鋸波生成スイッチＭ５が接続される。鋸波生成スイッチＭ５は自励型の発振器であるＰＷＭクロック６０が生成するＰＷＭ周波数ｆ２のパルス信号Ｓ５によってパルス的にオンされる。鋸波生成スイッチＭ５がオンされると鋸波用キャパシタＣ２が放電され、第３接続ノードＮ３の電位が接地電位となる（初期状態）。第３接続ノードＮ３に発生する鋸歯状の周期信号Ｓ_ＯＳＣがＰＷＭコンパレータ５０に入力される。周期信号Ｓ_ＯＳＣはＰＷＭクロック６０にフィードバックされる。
第４スイッチＳＷ４は、鋸波リセット信号Ｓ_ｒｓにパルスが現れるとオンされ、鋸波用キャパシタＣ２を放電する。

ＰＷＭクロック６０は、クロックコンパレータ７０と、第２基準電圧源７２と、第１クロック抵抗７４と、第２クロック抵抗７６と第３クロック抵抗７８とクロックスイッチ８０と、を有する。第１クロック抵抗７４および第３クロック抵抗７８は第２基準電圧源７２と接地との間に直列に設けられる。第１クロック抵抗７４と第３クロック抵抗７８との間の第４接続ノードＮ４には、クロックコンパレータ７０の反転入力端子と第２クロック抵抗７６の一端とが接続される。第２クロック抵抗７６の他端はクロックスイッチ８０を介して接地端子と接続される。クロックコンパレータ７０の非反転入力端子にはＰＷＭクロック６０へフィードバックされる周期信号Ｓ_ＯＳＣが入力される。クロックコンパレータ７０はパルス信号Ｓ５を鋸波生成スイッチＭ５のゲートおよびクロックスイッチ８０のゲートに出力する。

ＰＷＭコンパレータ５０は、周期信号Ｓ_ＯＳＣを誤差信号Ｓ_ｅｒｒの電圧でスライスしてＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。オフセット生成電流Ｉ１によって誤差信号Ｓ_ｅｒｒの電圧にオフセット電圧Ｖ_ｏｆｆが加わると、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比はＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を増やす方向に変化する。ここでは、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのオン期間がオフセット電圧Ｖ_ｏｆｆに対応する期間分だけ増加する。

図４は、図３のＰＷＭ信号生成部３４における波形を示すタイムチャートである。図４の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図４は上から順に、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶ、切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１、鋸波リセット信号Ｓ_ｒｓ、誤差信号Ｓ_ｅｒｒおよび電圧を周期信号Ｓ_ＯＳＣ、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ、を示す。
なお、以降の図において示されるｔ１、ｔ２などの時刻を示す符号は、図ごとに異なる意味を有する。

時刻ｔ１において、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶがローレベルからハイレベルへ切り替わり、第２状態φ２から第１状態φ１へ切り替わる。
時刻ｔ１の前では、オフセット生成電流Ｉ１は生成されておらず、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭは誤差増幅器４８によって生成された誤差信号Ｓ_ｅｒｒの電圧に基づいた通常オン期間Ｔ４を有する。ここでは駆動電力ＰＬが安定した状態を考えるので、駆動電力ＰＬと目標電力Ｐｔとの間には差は殆ど無く、通常オン期間Ｔ４は目標電力Ｐｔに対応している。

時刻ｔ１では、切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１がハイレベルとなり、第２接続ノードＮ２にオフセット生成電流Ｉ１が供給される。すると誤差信号Ｓ_ｅｒｒにはオフセット電圧Ｖ_ｏｆｆ（＝Ｒ３・Ｉ１）が加わる。また、時刻ｔ１において鋸波リセット信号Ｓ_ｒｓにパルスＰＵが現れ、鋸波用キャパシタＣ２が放電されて周期信号Ｓ_ＯＳＣがランプの始めに戻る。これにより、時刻ｔ１から第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間が開始される。
時刻ｔ１から始まる切替後補助期間ＰＴ１の間、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭは通常オン期間Ｔ４とオフセット電圧Ｖ_ｏｆｆに対応する付加オン期間Ｔ５とを足し合わせたオン期間（Ｔ４＋Ｔ５）を有する。時刻ｔ１の前よりもオン期間が長いので、その分第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１が出力する電力も大きくなり、第１出力キャパシタＣｏ１により高い再点弧補償電圧が発生する。
時刻ｔ２において切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１がローレベルとなることによって、切替後補助期間ＰＴ１が終わる。電流源５２はオフセット生成電流Ｉ１の供給を止め、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭのデューティ比は時刻ｔ１の前と同じ通常オン期間Ｔ４となる。

図５は、切替後補助期間決定部４６の構成を示す回路図である。切替後補助期間決定部４６は、コンパレータ６２、反転増幅部６４、ＡＮＤゲート６６、ワンショットパルス発生部６８、を含む。
反転増幅部６４は、電流検出信号Ｓ_ＩＬを受け、ランプ電流ＩＬが大きいほどその電圧が低くなるしきい値信号Ｓ_ｔｈをコンパレータ６２の非反転入力端子へ出力する。なお、電流検出信号Ｓ_ＩＬの応答速度はＰＷＭ周波数ｆ２よりも十分遅く、極性切替時のランプ電流ＩＬの変化を反映しないものとする。
コンパレータ６２の反転入力端子には、鋸波信号Ｓ_ＳＡＷが入力される。コンパレータ６２は、鋸波信号Ｓ_ＳＡＷの電圧としきい値信号Ｓ_ｔｈの電圧とを比較し、コンパレータ出力信号Ｓ_ＣＯＭＰを出力する。ここでは、コンパレータ出力信号Ｓ_ＣＯＭＰは、しきい値信号Ｓ_ｔｈの電圧が鋸波信号Ｓ_ＳＡＷの電圧より高いときハイレベルとなる信号である。

ワンショットパルス発生部６８は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジを検出し、その検出のタイミングでワンショットパルス信号Ｓ_ＰＵにワンショットパルスを生成する。このワンショットパルスの幅が上述の上限値Ｔ_ＭＡＸであり、鋸波信号Ｓ_ＳＡＷの基本クロックの周期よりも小さくまたは同じに設定される。

ＡＮＤゲート６６は、コンパレータ出力信号Ｓ_ＣＯＭＰとワンショットパルス信号Ｓ_ＰＵとの論理積である切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１を出力する。

図６は、図５の切替後補助期間決定部４６における波形を示すタイムチャートである。図６の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図６は上から順に、鋸波信号Ｓ_ＳＡＷおよびしきい値信号Ｓ_ｔｈ、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶ、コンパレータ出力信号Ｓ_ＣＯＭＰ、ワンショットパルス信号Ｓ_ＰＵ、切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１、を示す。

インバータ信号Ｓ_ＩＮＶは鋸波信号Ｓ_ＳＡＷを基に生成されるので、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶのエッジと鋸波信号Ｓ_ＳＡＷのエッジとは一致する。（しきい値信号Ｓ_ｔｈの電圧）＞（鋸波信号Ｓ_ＳＡＷの電圧）となる期間φ３ではコンパレータ出力信号Ｓ_ＣＯＭＰはハイレベルとなる。
ワンショットパルス信号Ｓ_ＰＵには、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶのレベルの切り替わりのタイミングで幅が上限値Ｔ_ＭＡＸのパルスが発生する。したがってコンパレータ出力信号Ｓ_ＣＯＭＰとワンショットパルス信号Ｓ_ＰＵとの論理積である切替後補助期間決定信号Ｓ_ＰＴ１は、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶのレベルの切り替わりから長さＴ２の間ハイレベルとなる。この長さＴ２は、上限値Ｔ_ＭＡＸに達するまでは期間φ３の長さであり、第１状態φ１と第２状態φ２の切替直前のランプ電流ＩＬが小さいほど長くなる。長さＴ２が上限値Ｔ_ＭＡＸに達すると、ランプ電流ＩＬがそれ以上小さくなっても長さＴ２は上限値Ｔ_ＭＡＸのままとなる。

以上が放電灯点灯回路１００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図７は、放電灯点灯回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図７の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

１． 電源投入
時刻ｔ１においてユーザが電源スイッチ８をオンすると、放電灯点灯回路１００が起動する。制御回路１０は第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１をアクティブ状態、第１スイッチＳＷ１をオフ状態とし（第１状態φ１）、バッテリ電圧Ｖｂａｔを所定の高電圧（４００Ｖ）に昇圧して安定化する。

２． ブレークダウン
スタータ回路２０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１により生成された４００Ｖの第１出力電圧Ｖｏ１を受ける。パルス発生部２８は振幅４００Ｖのパルスをスタータトランス２２の１次コイル２４に印加する。図７に示すように、このときスタータトランス２２の２次コイル２６には、２０ｋＶ以上の高電圧パルスが発生する。その結果、放電灯４の駆動電圧は１３〜１５ｋＶ程度まで上昇して時刻ｔ２においてブレークダウンし、グロー放電が始まる。

３． ＤＣ期間φ_ＤＣ
ブレークダウンの後、制御回路１０はまず第１状態φ１においてランプ電流ＩＬを第１極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。次に制御回路１０は、第２状態φ２に切り替え、ランプ電流ＩＬを第２極性の向きにおよそ１０ｍｓの間流す制御を行う。この期間をＤＣ期間φ_ＤＣと呼ぶこととする。このＤＣ期間φ_ＤＣにおいてグロー放電からアーク放電へと移行させる。

ＤＣ期間φ_ＤＣが終了してアーク放電が安定すると、制御回路１０は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２および第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２を制御して、点灯周期Ｔ１にて交互に第１状態φ１と第２状態φ２とを繰り返す。

図８（ａ）、（ｂ）は、放電灯点灯回路１００のＤＣ期間φ_ＤＣ後の動作状態を示すタイムチャートである。図８（ａ）、（ｂ）の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図８（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、ランナップ過程および定常点灯時の波形を示している。

４． ランナップ
アーク放電の成長にともない、放電灯４の光出力が上昇していく。光出力の立ち上がりは規格で定められており、規格にマッチした光出力（電力）が得られるように、制御回路１０は、第１出力電圧Ｖｏ１、第２出力電圧Ｖｏ２、ランプ電流ＩＬを監視し、フィードバックによって、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２のオン・オフのデューティ比を調節する。放電灯点灯回路１００は、ランナップ期間において放電灯４の光出力を急速に上昇させるため、一時的に定格電力より高い過電力を供給し、その後、ランプ電圧を４５Ｖ、ランプ電流ＩＬを０．８Ａに安定化して定格電力（３５Ｗ）に近づけていく。（図８（ａ））

５． 定常点灯
ランナップ過程を経て、放電灯４の光出力が安定化すると、放電灯４に供給される電力が定格値３５Ｗに安定化される（図８（ｂ））。なお、図８（ａ）、（ｂ）に示される駆動電圧ＶＬおよびランプ電流ＩＬの波形は、見やすさのために簡略化したものであり、実際には２５０Ｈｚ〜７５０Ｈｚの周波数を有している。

以上が第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の動作である。この放電灯点灯回路１００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。

（１） 第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００によれば、第１状態φ１と第２状態φ２との切り替わりの際に、ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン期間が切替後補助期間ＰＴ１の間延長される。これによりＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力が上昇し、より高い再点弧補償電圧を生成できる。したがって、ランプ電流ＩＬの極性をよりスムーズに切り替えることができ、極性の切替時における放電灯４の失灯の可能性を低減できる。

（２） 限られたスペースを有効に利用するため、車載用の放電灯を点灯するための放電灯点灯回路を小型化する努力が続けられている。放電灯点灯回路１００をより小型にすると、スタータ回路２０のスタータトランス２２も小さくせざるを得ない。するとスタータトランス２２の２次コイル２６も小さくなり、そのインダクタンスＬも小さくなる。

ところで、再点弧補償電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタの容量Ｃと、スタータトランス２２の２次コイル２６のインダクタンスＬと、第１状態φ１と第２状態φ２が切り替わる直前のランプ電流ＩＬの大きさと、で決まる。再点弧補償電圧は、２次コイル２６のインダクタンスＬおよびランプ電流ＩＬが高いほど、また、出力キャパシタの容量Ｃが小さいほど高くなる。

したがって、放電灯点灯回路１００を小型化するとインダクタンスＬが小さくなるので再点弧補償電圧も低下する虞がある。しかしながら第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、切替後補助期間ＰＴ１を設けてランプ電流ＩＬの極性切替を助けることでそのようなインダクタンスＬの低下に対抗できる。これは放電灯点灯回路１００のさらなる小型化を可能とする。

（３） また、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、切替後補助期間ＰＴ１はランプ電流ＩＬが小さいほど長くなるよう設定される。したがって、ランプ電流ＩＬが小さい場合には低くなる再点弧補償電圧を、より長い切替後補助期間ＰＴ１を設けることで高めることができる。したがって、ランプ電流ＩＬが低い場合でもランプ電流ＩＬの極性をよりスムーズに切り替えることができる。

（４） また、切替後補助期間ＰＴ１ではＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を通常よりも増加させるので、その分放電灯点灯回路１００全体の電力の損失も大きくなりうる。さらには制御回路１０による駆動電力ＰＬの制御にも悪影響を及ぼしうる。そこで第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、ランプ電流ＩＬが大きい場合は切替後補助期間ＰＴ１が短くなるよう設定される。したがってランプ電流ＩＬが大きく、必要な再点弧補償電圧を短期間で得ることができる場合は切替後補助期間ＰＴ１を短くできる。したがって余計な電力の損失を軽減でき、安定した制御を実現できる。

（５） また、切替後補助期間ＰＴ１の長さＴ２には点灯周期Ｔ１の１０分の１よりも小さい上限値Ｔ_ＭＡＸが設けられている。したがって、やはり電力の損失を軽減でき、安定した制御を実現できる。

（６） 本発明者による理論的な解析及び実験から、第１状態φ１と第２状態φ２が切り替わってから共振周期の約１／４の後にランプ電流ＩＬがゼロを通過する場合が多いことが見出されている。放電灯４の失灯を防ぐためにはランプ電流ＩＬがゼロを通過する付近で再点弧補償電圧が生成されていればよい。第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、上限値Ｔ_ＭＡＸは共振周期に設定されているので、放電灯点灯回路１００の製造時のばらつきを考慮しても、切替後補助期間ＰＴ１の間にランプ電流ＩＬがゼロを通過することを保証しつつ、切替後補助期間ＰＴ１が必要以上に長くなることを防ぐことができる。

（７） また、図４に示されるとおり、切替後補助期間ＰＴ１の始まり、つまりインバータ信号Ｓ_ＩＮＶのエッジにおいて、周期信号Ｓ_ＯＳＣが初期状態に戻される。これは周期信号Ｓ_ＯＳＣとインバータ信号Ｓ_ＩＮＶとの同期を取るとも言える。これにより、切替後補助期間ＰＴ１において発生する再点弧補償電圧は周期信号Ｓ_ＯＳＣの位相に左右されにくくなるので、より安定した極性切替の特性を実現できる。

第１の実施の形態では、放電灯点灯回路１００が第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１と第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２とを備えるいわゆるダブルコンバータ型の放電灯点灯回路である場合について説明したが、これに限られない。たとえば、放電灯点灯回路は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１によって供給される第１出力電圧Ｖｏ１をＨブリッジ回路によって交流変換して放電灯４に印加するいわゆるシングルコンバータ型の放電灯点灯回路であってもよい。このシングルコンバータ型の放電灯点灯回路では、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１とＨブリッジ回路とが駆動電圧生成部を形成する。このシングルコンバータ型の放電灯点灯回路は、第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００の制御回路１０と同様の制御回路を備え、この制御回路は、駆動電圧の極性を切り替えるようＨブリッジ回路を設定してから所定の切替後補助期間が経過するまでの間、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１が放電灯に供給する駆動電力を、所定の目標電力よりも増やすための制御を行う。この場合も、第１の実施の形態で説明した効果と同様の効果を得ることができる。

なお、シングルコンバータ型の放電灯点灯回路では、極性切替の場合でもＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタは充電されたままとなる。したがって再点弧補償電圧は、その既に充電されている電圧にさらに電圧を足し合わせる形で生成される。しかしながら、第１の実施の形態で説明したダブルコンバータ型の放電灯点灯回路１００では、例えば第１状態φ１から第２状態φ２へ切り替わる前は第２スイッチＳＷ２がオンされているので、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２の第２出力キャパシタＣｏ２は充電されていない。第１状態φ１から第２状態φ２へ切り替わった後は、その充電されていない状態から再点弧補償電圧を充電し始める。したがって、シングルコンバータ型の放電灯点灯回路と比べて、極性切替の際の失灯の問題はより顕著となりうる。そこで第１の実施の形態のようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力を一時的に増大させる切替後補助期間ＰＴ１を設けてランプ電流ＩＬの極性の切替をスムーズに行うことは、ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路においてより有用である。

（第２の実施の形態）
第１の実施の形態に係る放電灯点灯回路１００では、放電灯４の失灯を防ぐための切替後補助期間ＰＴ１を、第１期間φ１と第２期間φ２を切り替えた後に設けた。第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００では、第１期間φ１と第２期間φ２を切り替える前に所定の切替前補助期間ＰＴ２を設ける。この切替前補助期間ＰＴ２では、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタが充電される。これにより再点弧補償電圧が高まり、放電灯４の失灯の可能性が低減される。

図９は、第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００およびそれに接続される部材の構成を示す回路図である。放電灯点灯回路２００は、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２、制御回路２１０、スタータ回路２０、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２、第１抵抗Ｒ１、入力キャパシタＣ１、回生トランス２１２、第１スイッチダイオードＤ４、第２スイッチダイオードＤ５、第１耐圧保護キャパシタＣ４、第２耐圧保護キャパシタＣ５、を備える。以下第１の実施の形態と異なる部分を中心に説明する。

回生トランス２１２は、アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータが切り替わる際に、その切替前にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに充電された電力を、切替後にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに回生する。
回生トランス２１２の一方のコイルＬ３は、第１スイッチＳＷ１と第１出力キャパシタＣｏ１の高電圧側（第１出力電圧Ｖｏ１側）の端子との間に設けられる。回生トランス２１２の他方のコイルＬ４も同様に第２スイッチＳＷ２と、第２出力キャパシタＣｏ２の高電圧側（第２出力電圧Ｖｏ２側）の端子との間に設けられる。

第１状態φ１から第２状態φ２へ切り替わる場合を考える。第１スイッチＳＷ１がオンとなると、それまで充電されていた第１出力キャパシタＣｏ１から接地へ、回生トランス２１２の一方のコイルＬ３を通して回生電流（不図示）が流れる。すると回生トランス２１２の他方のコイルＬ４には第２出力キャパシタＣｏ２を充電する向きに誘導電圧が生じ、第２出力キャパシタＣｏ２が充電される。この際、第２スイッチＳＷ２はオフであるが、第２出力キャパシタＣｏ２を充電するための電流は第２スイッチダイオードＤ５を通して接地から供給される。
第２状態φ２から第１状態φ１へ切り替わる場合も同様である。

第１スイッチダイオードＤ４および第１耐圧保護キャパシタＣ４は、第１スイッチＳＷ１と並列に設けられる。第１スイッチダイオードＤ４のカソードは一方のコイルＬ３と接続される。第１耐圧保護キャパシタＣ４は、第２出力キャパシタＣｏ２から第１出力キャパシタＣｏ１へ電力が回生される際、第１スイッチＳＷ１に耐圧を越える電圧が印加されることを防ぐために設けられる。
第２スイッチダイオードＤ５および第２耐圧保護キャパシタＣ５は、第２スイッチＳＷ２と並列に設けられる。第２スイッチダイオードＤ５のカソードは他方のコイルＬ４と接続される。第２耐圧保護キャパシタＣ５は、第１出力キャパシタＣｏ１から第２出力キャパシタＣｏ２へ電力が回生される際、第２スイッチＳＷ２に耐圧を越える電圧が印加されることを防ぐために設けられる。
なお、第１スイッチダイオードＤ４および第２スイッチダイオードＤ５は、逆回復時間の短い高速ダイオードであることが好ましい。回生効果をより高めることができるからである。

制御回路２１０は、第１制御パルス信号Ｓ１、第２制御パルス信号Ｓ２、第１制御信号Ｓ３、第２制御信号Ｓ４、を、第１スイッチング素子Ｍ１、第２スイッチング素子Ｍ２、第１スイッチＳＷ１、第２スイッチＳＷ２へそれぞれ出力する。制御回路２１０は、第１状態φ１と第２状態φ２とを点灯周波数ｆ１で繰り返す制御を行う。
制御回路２１０は、放電灯４の電気的状態にもとづいてフィードバックによって第１制御パルス信号Ｓ１および第２制御パルス信号Ｓ２のハイレベルとローレベルのデューティ比を調節する。

制御回路２１０は、アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータを切り替える前の切替前補助期間ＰＴ２において、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタが所定の充電電圧に充電されるまで第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２を両方オフとする。充電電圧は、放電灯４の失灯を防ぐのに十分な再点弧補償電圧を得るために必要な電圧であり、実験により定められる。例えば充電電圧は、第１状態φ１と第２状態φ２を切り替えてからランプ電流ＩＬがゼロを交差するときの、アクティブ状態のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧がおよそ１００Ｖとなるように設定される。
なお、切替前補助期間ＰＴ２の長さの観点から言い換えると、切替前補助期間ＰＴ２の長さは、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタが、放電灯４の失灯を防ぐのに十分な再点弧補償電圧を得るために必要な充電電圧まで充電されうる長さに設定される。

切替前補助期間ＰＴ２においては、アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン期間が、切替前補助期間ＰＴ２の前におけるそれよりも延長される。これによりそのアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電力が上昇し、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタへの充電のスピードが上昇し、より高い再点弧補償電圧を生成できる。

制御回路２１０は、放電灯４のブレークダウンから定常点灯に至るまでの過程で、切替前補助期間ＰＴ２を徐々に長くする制御を行う。詳細は後述する。

以上が放電灯点灯回路２００の構成である。続いてその動作を、シーケンスに従って説明する。図１０は、図９の放電灯点灯回路２００における波形を示すタイムチャートである。図１０の縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。図１０は上から順に、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶ、第１制御パルス信号Ｓ１、第２制御パルス信号Ｓ２、第１制御信号Ｓ３、第２制御信号Ｓ４、を示す。

時刻ｔ１において、切替前補助期間ＰＴ２ａが始まる。この切替前補助期間ＰＴ２ａにおける第１制御パルス信号Ｓ１のパルス幅（第１スイッチング素子Ｍ１のオン期間）は、それ以前のパルス幅よりも長くなる。また、第２制御信号Ｓ４がハイレベルからローレベルとなり第２スイッチＳＷ２がオフされる。これにより、第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１はより大きな出力電力で第２出力キャパシタＣｏ２を充電電圧まで充電する。

時刻ｔ２において、切替前補助期間ＰＴ２ａが終了し、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶはハイレベルからローレベルへ切り替わる。第１制御パルス信号Ｓ１はローレベルに固定され、第２制御パルス信号Ｓ２はパルス幅変調された信号となる。第１制御信号Ｓ３はローレベルからハイレベルとなり、第１スイッチＳＷ１がオンされる。
時刻ｔ２の後、ランプ電流ＩＬがその極性を変える際、第２出力キャパシタＣｏ２には、切替前補助期間ＰＴ２ａにおいて第１ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ１によって充電された充電電圧と、第１出力キャパシタＣｏ１から回生トランス２１２を介して回生してくる電力によって発生する回生電圧と、の和が再点弧補償電圧として発生する。

時刻ｔ３において、切替前補助期間ＰＴ２ｂが始まる。この切替前補助期間ＰＴ２ｂにおける第２制御パルス信号Ｓ２のパルス幅（第２スイッチング素子Ｍ２のオン期間）は、それ以前のパルス幅よりも長くなる。また、第１制御信号Ｓ３がハイレベルからローレベルとなり第１スイッチＳＷ１がオフされる。これにより、第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２はより大きな出力電力で第１出力キャパシタＣｏ１を充電電圧まで充電する。

時刻ｔ４において、切替前補助期間ＰＴ２ｂが終了し、インバータ信号Ｓ_ＩＮＶはローレベルからハイレベルへ切り替わる。第２制御パルス信号Ｓ２はローレベルに固定され、第１制御パルス信号Ｓ１はパルス幅変調された信号となる。第２制御信号Ｓ４はローレベルからハイレベルとなり、第２スイッチＳＷ２がオンされる。
時刻ｔ４の後、ランプ電流ＩＬがその極性を変える際、第１出力キャパシタＣｏ１には、切替前補助期間ＰＴ２ｂにおいて第２ＤＣ／ＤＣコンバータＣＯＮＶ２によって充電された充電電圧と、第２出力キャパシタＣｏ２から回生トランス２１２を介して回生してくる電力によって発生する回生電圧と、の和が再点弧補償電圧として発生する。

以上が第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００の動作である。この放電灯点灯回路２００は、従来の放電灯点灯回路に比べて以下の利点を有する。

（８） 第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路２００によると、第１状態φ１と第２状態φ２を切り替える前に切替前補助期間ＰＴ２が設けられる。切替前補助期間ＰＴ２では第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２が両方ともオフとされる。したがって第１状態φ１と第２状態φ２を切り替える前に、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタを充電することができる。これにより、ランプ電流ＩＬの極性が切り替わる際には、その充電された電圧分だけ再点弧補償電圧を増やすことができる。その結果よりスムーズにランプ電流ＩＬの極性を切り替えることができ、極性の切替時における放電灯４の失灯の可能性を低減できる。

（９） また、回生トランス２１２を介して第１出力キャパシタＣｏ１と第２出力キャパシタＣｏ２との間で電力を回生する。したがって、放電灯点灯回路２００全体の電気効率を向上できると共に、回生された電力分だけ再点弧補償電圧を増やすことができる。

なお、切替前補助期間ＰＴ２においてはアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタもさらに充電される。したがって回生トランス２１２を介して回生される電力は、切替前補助期間ＰＴ２前に蓄えられていた電力に、切替前補助期間ＰＴ２において充電された電力を加えた電力である。これにより、さらに効率よく再点弧補償電圧を高めることができる。この効果は、回生トランス２１２を設けた上で、第１スイッチＳＷ１と第２スイッチＳＷ２が両方オフとなる期間を設けることによって発生する相乗的な効果である。

（１０） また、出力キャパシタの放電経路上に回生トランス２１２を設けるので、第１スイッチＳＷ１および第２スイッチＳＷ２に流れる電流を制限できる。

切替前補助期間ＰＴ２の長さについて本発明者は以下の実験と検討を行った。
図１１（ａ）〜（ｃ）は、切替前補助期間ＰＴ２の長さを０μｓ、１０μｓ、２５μｓのそれぞれに設定した場合のランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示すグラフである。図１１（ａ）〜（ｃ）では、横軸は時間、縦軸はランプ電流ＩＬおよび第２出力電圧Ｖｏ２の大きさを示す。図１１（ａ）〜（ｃ）は、第１状態φ１から第２状態φ２へ時刻ｔ１で切り替わる際の波形を示す。

図１１（ａ）〜（ｃ）のグラフは本発明者の実測値に基づく。実験に際し使用した素子のうち主要な素子のパラメータは以下の通りである。
Ｃｏ１＝Ｃｏ２＝０．２２μＦ
２次コイル２６のインダクタンス＝１ｍＨ
回生トランス２１２の相互インダクタンス＝４０μＨ

図１１（ａ）は、切替前補助期間ＰＴ２の長さを０μｓに設定した場合のランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示す。このグラフに示されるとおり、極性切替に際し、ランプ電流ＩＬが０Ａ付近で一定となる期間があり、極性の切替がスムーズに行われているとは言い難い。

図１１（ｂ）は、切替前補助期間ＰＴ２の長さを１０μｓに設定した場合のランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示す。ランプ電流ＩＬが０Ａ付近で一定となる期間はほぼ消失したが、ランプ電流ＩＬは０Ａ付近で乱れており、やはり極性の切替がスムーズに行われているとは言い難い。

図１１（ｃ）は、切替前補助期間ＰＴ２の長さを２５μｓに設定した場合のランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示す。この場合、ランプ電流ＩＬはスムーズにゼロを交差しており好適である。特にランプ電流ＩＬ＝０Ａのとき第２出力電圧Ｖｏ２は１００Ｖ程度となっている。これらの実験結果から、本発明者は定常点灯時における切替前補助期間ＰＴ２の長さとしては２５μｓ以上が好適であることを見出した。
なお、切替前補助期間ＰＴ２をあまり長くするとアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタが必要以上に充電され、素子の耐圧の観点から好ましくない。

第１極性φ１と第２極性φ２を切り替える前に常に切替前補助期間ＰＴ２を設ければ制御回路２１０における制御はより簡単になる。しかしながら例えばランナップ期間において切替前補助期間ＰＴ２を設けると、このランナップ期間では出力電力が一時的に高まることもあり、第１スイッチＳＷ１または第２スイッチＳＷ２の耐圧を越える再点弧補償電圧が発生する可能性がある。したがって、第１極性φ１と第２極性φ２を切り替える前に常に切替前補助期間ＰＴ２を設けることが得策でない場合もある。言い換えると、常に切替前補助期間ＰＴ２を設ける必要はないとも言える。

かかる考察から放電灯点灯回路２００の制御回路２１０は、放電灯４のブレークダウンから定常点灯に至るまでの過程で、切替前補助期間ＰＴ２を徐々に長くする制御を行う。より具体的には、まず極性切替時にランプ電流ＩＬが０Ａ付近で一定となる期間が生じるランプ電流ＩＬの値を実験により定める。そのランプ電流ＩＬの値を基に、それより大きいしきい値電流を設定する。ランプ電流ＩＬがしきい値電流より大きい場合は切替前補助期間ＰＴ２を設けず、小さい場合はしきい値電流とランプ電流ＩＬとの差が大きいほど長くなる切替前補助期間ＰＴ２を設定する。

図１２（ａ）〜（ｃ）は、ランプ電流ＩＬが１．５Ａ、０．７Ａ、０．５Ａである場合のそれぞれについて、ランプ電流ＩＬの極性切替の様子を示すグラフである。図１２（ａ）〜（ｃ）では、横軸は時間、縦軸はランプ電流ＩＬおよび第２出力電圧Ｖｏ２の大きさを示す。図１２（ａ）〜（ｃ）は、第１状態φ１から第２状態φ２へ時刻ｔ１で切り替わる際の波形を示す。

図１２（ａ）〜（ｃ）のグラフは本発明者の実測値に基づく。実験に際し使用した素子のうち主要な素子のパラメータは図１１（ａ）〜（ｃ）のものと同様である。極性切替時にランプ電流ＩＬが０Ａ付近で一定となる期間が生じるランプ電流ＩＬの値は実験により０．７Ａと定められた。しきい値電流はこれより大きな１Ａに設定された。

図１２（ａ）〜（ｃ）のグラフに示されるとおり、ランプ電流ＩＬがどの値であっても、極性切替時にランプ電流ＩＬはスムーズにゼロを交差しており好適である。

以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。これらの実施の形態は例示であり、各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

第１の実施の形態では、ＰＷＭコンパレータ５０のしきい値となる電圧にオフセット電圧Ｖ_ｏｆｆを加えることで、切替後補助期間ＰＴ１において第１スイッチング素子Ｍ１または第２スイッチング素子Ｍ２のオン期間を増やす場合について説明したが、これに限られない。例えば、鋸歯状の周期信号Ｓ_ＯＳＣのランプの傾きを調節することによってＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭがハイレベルである期間を延長してもよい。また、ＰＷＭ信号生成部３４の機能をデジタル回路およびソフトウエアによって実現してもよい。

第１の実施の形態では、鋸波生成回路５４は鋸歯状の周期信号Ｓ_ＯＳＣを生成する場合について説明したが、これに限られない。周期信号Ｓ_ＯＳＣは、ＰＷＭ周波数ｆ２の三角波状あるいは鋸歯状の周期電圧を有する信号であってもよい。

第１および第２の実施の形態では、正の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して、放電灯４に印加する場合（正極点灯と称する）について説明したが、負の出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２を生成して放電灯４を駆動してもよい（負極点灯と称する）。この場合、図１および図９における第１整流ダイオードＤ１、第２整流ダイオードＤ２、第１スイッチダイオードＤ４、第２スイッチダイオードＤ５の向き、第１、第２トランス１４、１６それぞれの２次巻線の極性、および各トランスの２次巻線側に接続されたスイッチング素子Ｍ１、Ｍ２の向きを反転すればよい。

第１および第２の実施の形態に係る放電灯点灯回路の制御回路またはその一部にマイコンを用いてもよい。

第１の実施の形態では、ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路１００において、第１状態φ１と第２状態φ２を切り替えた後に切替後補助期間ＰＴ１を設ける場合について説明し、第２の実施の形態では、ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路２００において、第１状態φ１と第２状態φ２を切り替える前に切替前補助期間ＰＴ２を設ける場合について説明したが、これに限られない。ダブルコンバータ型の放電灯点灯回路において、第１状態φ１と第２状態φ２を切り替えた後に切替後補助期間ＰＴ１を設け、かつ第１状態φ１と第２状態φ２を切り替える前に切替前補助期間ＰＴ２を設ける構成も可能である。

第１および第２の実施の形態では、車両用の放電灯を駆動する放電灯点灯回路を例に説明をしたが、本発明の用途はこれに限定されず、放電灯に交互に電力を供給する２つのコンバータを有する放電灯点灯回路に広く適用できる。

第１および第２の実施の形態で説明した回路において、信号のハイレベル、ローレベルの論理値の設定は一例であって、インバータなどによって適宜反転させることにより自由に変更することが可能である。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

ＣＯＮＶ１ 第１ＤＣ／ＤＣコンバータ、 ＣＯＮＶ２ 第２ＤＣ／ＤＣコンバータ、 ＩＬ ランプ電流、 ＳＷ１ 第１スイッチ、 ＳＷ２ 第２スイッチ、 ＶＬ 駆動電圧、 ４ 放電灯、 ６ 車載バッテリ、 ８ 電源スイッチ、 １０ 制御回路、 ２０ スタータ回路、 ３０ コンバータ駆動部、 ３２ 状態検出部、 ３４ ＰＷＭ信号生成部、 ３６ 出力先選択部、 ３８ 第１駆動部、 ４０ 第２駆動部、 ４２ インバータ信号生成部、 ４４ 鋸波リセット信号生成部、 ４６ 切替後補助期間決定部、 １００ 放電灯点灯回路、 ２００ 放電灯点灯回路。

Claims (5)

1. 駆動対象の放電灯に交流の駆動電圧を供給する駆動電圧生成部と、
   前記駆動電圧の極性を切り替えるよう前記駆動電圧生成部を設定してから所定の切替後補助期間が経過するまでの間、前記駆動電圧生成部が前記放電灯に供給する駆動電力を、所定の目標電力よりも増やすための制御を行う制御部と、を備えることを特徴とする放電灯点灯回路。
2. 前記制御部は、前記駆動電圧の極性を切り替えるよう前記駆動電圧生成部を設定する前に前記放電灯を流れる駆動電流が大きいほど前記切替後補助期間の長さを短く設定することを特徴とする請求項１に記載の放電灯点灯回路。
3. 前記駆動電圧生成部は、前記放電灯に供給するための出力電圧を生成するＤＣ／ＤＣコンバータを備え、
   前記制御部は、前記切替後補助期間の開始に合わせて前記ＤＣ／ＤＣコンバータのスイッチング素子のオン期間を開始することを特徴とする請求項１または２に記載の放電灯点灯回路。
4. アクティブ状態において、駆動対象の放電灯の一端に第１駆動電圧を供給する第１ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   アクティブ状態において、前記放電灯の他端に第２駆動電圧を供給する第２ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記放電灯の前記一端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記一端と固定電圧端子との間を電気的に導通させる第１スイッチと、
   前記放電灯の前記他端側に設けられ、オン状態において、前記放電灯の前記他端と前記固定電圧端子との間を電気的に導通させる第２スイッチと、
   前記第１、第２ＤＣ／ＤＣコンバータを交互にアクティブ状態に設定し、アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータを切り替える前の所定の切替前補助期間において、非アクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタが所定の電圧に充電されるまで前記第１スイッチおよび前記第２スイッチをオフとする制御部と、を備えることを特徴とする放電灯点灯回路。
5. アクティブ状態に設定されるＤＣ／ＤＣコンバータが切り替わる際に、その切替前にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに充電された電力を、切替後にアクティブ状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータの出力キャパシタに回生する回生手段をさらに備えることを特徴とする請求項４に記載の放電灯点灯回路。

Images