JP2006034025A

JP2006034025A - 直流安定化電源装置

Info

Publication number: JP2006034025A
Application number: JP2004210977A
Authority: JP
Inventors: Yasutaka Sugiura; 康孝杉浦
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2004-07-20
Filing date: 2004-07-20
Publication date: 2006-02-02

Abstract

【課題】前段にチョッパレギュレータ、後段にシリーズレギュレータを配置した直流安定化電源装置において、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に損失を最小限に抑えることができる直流安定化電源装置を提供することを目的とする。
【解決手段】前段にチョッパレギュレータＣＲ１、後段にシリーズレギュレータＳＲ１が配置される直流安定化電源装置において、シリーズレギュレータＳＲ１の出力電流を検出する出力電流検出部（２２）と、チョッパレギュレータＣＲ１の出力電圧を所定の値に設定する回路（１０、１１等）と、検出されたシリーズレギュレータＳＲ１の出力電流に応じて、シリーズレギュレータＳＲ１の入出力間電圧差がシリーズレギュレータＳＲ１の出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整回路（２３、２４）とを備えている。
【選択図】図１

Description

本発明は、必ずしも安定していない直流入力電圧を安定化させた直流電圧に変換して出力する直流安定化電源装置に関し、特に前段にチョッパレギュレータ、後段にシリーズレギュレータを配置した高効率の直流安定化電源装置に関する。

一般にコンピュータやデジタルＡＶ機器内部の電源電圧はＤＣ（直流）１２ＶとＤＣ５Ｖの２系統であり、この電源電圧から、デジタル基板側の安定化電源装置でメモリやマイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）などに使われる３．３Ｖや１．８Ｖなどの電圧が作られている。

しかし、昨今におけるコンピュータやデジタルＡＶ機器のデータ転送速度や処理速度の高速化に伴い、メモリやマイクロコンピュータ、ＤＳＰが要求する電源の低電圧化、大電流化が進んでいる。例えばＤＳＰの場合、要求される電圧は１．２Ｖまで下がり、消費電流は１Ａ程度まで増大している。

上記安定化電源装置は、主としてドロッパレギュレータとスイッチングレギュレータの２つに大別され、ドロッパレギュレータの一種であるシリーズレギュレータの場合、その損失Ｐは、Ｐ＝（Ｖｉｎ−Ｖｏ）×Ｉｏで近似される（但し、Ｖｉｎ、Ｖｏ及びＩｏは、夫々シリーズレギュレータの入力電圧、出力電圧及び出力電流である）。従って、例えばＤＣ５ＶからＤＣ１．２Ｖ、１Ａ（アンペア）の出力を得るシリーズレギュレータにおいては、Ｐ＝（５−１．２）×１＝３．８Ｗ（ワット）の損失が発生し、発熱の面でも、消費エネルギーの面でも非常に大きなものとなってしまう。

この発熱等を軽減する従来例が、下記特許文献１及び下記特許文献２等に開示されている。図１４は、その従来例を示す回路である。図１４における安定化電源装置は、前段にスイッチングレギュレータの一種であるチョッパレギュレータＣＲ０を配置するとともに、後段にシリーズレギュレータＳＲ０を配置しており、該シリーズレギュレータＳＲ０の出力電圧が外部に接続されるＤＳＰ等の負荷に供給される。

（図１４：構成・動作の説明）
まず、チョッパレギュレータＣＲ０について説明する。ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタから成るスイッチングトランジスタ２のコレクタには電源１の出力電圧ＤＣ５Ｖが与えられており、そのエミッタは、アノードが接地されたダイオード３のカソード及びコイル４の一端に共通接続されている。コイル４の他端は、平滑コンデンサ５と分圧抵抗１０及び１１から成る直列回路を夫々介して接地されている。

分圧抵抗１０と分圧抵抗１１との接続点は、オペアンプからなる誤差増幅器８の反転入力端子（−）に接続されている。誤差増幅器８の非反転入力端子（＋）には、基準電圧発生回路９が出力する基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、誤差増幅器８の出力は、コンパレータからなる比較器６の非反転入力端子（＋）に与えられている。比較器６の反転入力端子（−）には、発振回路７の出力する三角波が与えられており、比較器６の出力は、スイッチングトランジスタ２のベースに与えられている。また、電源１の出力電圧は、比較器６、誤差増幅器８及び基準電圧発生回路８に、夫々の電源電圧として与えられている。

このようにチョッパレギュレータＣＲ０は、上記スイッチングトランジスタ２、ダイオード３、コイル４、平滑コンデンサ５、比較器６、発振回路７、誤差増幅器８、基準電圧発生回路９、分圧抵抗１０及び分圧抵抗１１を備えてなる。

スイッチングトランジスタ２が電源１からのＤＣ５Ｖをスイッチングし、そのスイッチングされた出力をダイオード３、コイル４及び平滑コンデンサ５が整流する。この整流された電圧は、チョッパレギュレータＣＲ０の出力電圧であり（平滑コンデンサ５の出力電圧でもある）、この出力電圧は、後段のシリーズレギュレータＳＲ０に入力電圧として与えられている。

誤差増幅器８は、上記出力電圧を分圧抵抗１０及び１１により分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その分圧した電圧が低いほどハイレベル（高電位）の電圧を出力する。比較器６では、誤差増幅器８からの出力電圧を発振回路７からの三角波と比較し、誤差増幅器８からの出力電圧がその三角波よりも高い場合に、スイッチングトランジスタ２をオンにする。従って、平滑コンデンサ５の出力電圧が低くなるほどスイッチングトランジスタ２のオンする時間が長くなる、即ち、スイッチングトランジスタ２のオン時間のデューティが高くなる。このようにして、チョッパレギュレータＣＲ０は、分圧抵抗１０及び１１で電圧値が設定された電圧を、後段のシリーズレギュレータＳＲ０に出力する。

次に、シリーズレギュレータＳＲ０について説明する。ＰＮＰ型のバイポーラトランジスタから成る出力トランジスタ１２のエミッタにはチョッパレギュレータＣＲ０の出力電圧が与えられており、そのコレクタは、平滑コンデンサ１８と分圧抵抗１６及び１７から成る直列回路を夫々介して接地されている。

分圧抵抗１６と分圧抵抗１７との接続点は、オペアンプからなる誤差増幅器１４の反転入力端子（−）に接続されている。誤差増幅器１４の非反転入力端子（＋）には、基準電圧発生回路１５が出力する基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、誤差増幅器１４の出力は、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタから成る制御トランジスタ１３のベースに与えられている。制御トランジスタ１３において、コレクタは出力トランジスタ１２のベースに接続されおり、エミッタは接地されている。また、チョッパレギュレータＣＲ０の出力電圧は、誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５に、夫々の電源電圧として与えられている。

このようにシリーズレギュレータＳＲ０は、上記出力トランジスタ１２、制御トランジスタ１３、誤差増幅器１４、基準電圧発生回路１５、平滑コンデンサ１８、分圧抵抗１６及び分圧抵抗１７を備えてなる。

シリーズレギュレータＳＲ０は、前段のチョッパレギュレータＣＲ０の出力電圧を出力トランジスタ１２にて降圧して平滑コンデンサ１８で安定化させ、マイクロコンピュータやＤＳＰ等の負荷１９に安定化された電圧を出力する。この出力電圧は分圧抵抗１６及び１７にて分圧され、誤差増幅器１４に供給される。誤差増幅器１４は、上記出力電圧を分圧抵抗１６及び１７により分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、その分圧した電圧が低いほどハイレベル（高電位）の電圧を制御トランジスタ１３のベースに出力して出力トランジスタ１２のベース電流を増加させる。このようにして、シリーズレギュレータＳＲ０は、分圧抵抗１０及び１１で電圧値が設定され、且つ安定化された出力電圧を負荷１９に供給する。

今、例えば、電源１の出力電圧、チョッパレギュレータＣＲ０の出力電圧、シリーズレギュレータＳＲ０の出力電圧及び負荷１９に流れる電流Ｉｏを、夫々ＤＣ５Ｖ、ＤＣ１．８Ｖ、ＤＣ１．２Ｖ、１Ａであるとして、図１４に示す安定化電源装置全体の損失について検証する。まず、チョッパレギュレータＣＲ０での損失Ｐ１は、Ｐ１＝Ｖｓａｔ×Ｉｏ×（チョッパレギュレータの出力電圧／チョッパレギュレータの入力電圧）で近似されるため（但し、Ｖｓａｔはスイッチングトランジスタ２のコレクタ−エミッタ間飽和電圧）、Ｖｓａｔ＝１．５Ｖとすると、Ｐ１＝１．５×１×（１．８／５）＝０．５４Ｗとなる。また、シリーズレギュレータＳＲ０での損失Ｐ２は、Ｐ２＝（１．８−１．２）×１＝０．６Ｗであるので、安定化電源装置全体の損失は、０．５４＋０．６＝１．１４Ｗとなり、シリーズレギュレータ単体で動作させた場合（Ｐ＝３．８Ｗ）に比べ、発熱及び消費エネルギーを大幅に軽減することができる。

また、特許文献２には、前段側にスイッチング方式安定化電源回路、後段側にドロッパ式安定化電源回路を備えた直流安定化電源装置において、ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタのベース電流を制御トランジスタを介して検出抵抗に流すことにより検出抵抗両端間に生じる電圧が基準電圧源による基準電圧と一致するように、スイッチング方式安定化電源回路のスイッチング素子を制御する手法（以下、「手法Ａ」という）が例示されている。

特開平７−９５７６５号公報特開２０００−３５４３６５号公報

図１４に示すように前段にチョッパレギュレータＣＲ０、後段にシリーズレギュレータＳＲ０を配置した場合、チョッパレギュレータＣＲ０の出力電圧は、シリーズレギュレータＳＲ０の最小入出力間電圧差Ｖi-oとシリーズレギュレータＳＲ０の出力電圧との合計に若干のマージンを見て設定され、上記１．８Ｖ程度とされる。ここにおけるシリーズレギュレータＳＲ０の入出力間電圧差とは、出力トランジスタ１２の入出力間電圧差（コレクタ−エミッタ間電圧差）に等しく、シリーズレギュレータＳＲ０の最小入出力間電圧差Ｖi-oとは、負荷１９に所望の出力電流Ｉｏを供給するために必要なシリーズレギュレータＳＲ０の入出力間電圧差の最小値を意味する。

図１５に、出力電流Ｉｏと上記最小入出力間電圧差Ｖi-oとの関係を示す。図１５に示すとおり、出力電流Ｉｏが比較的大きい時は最小入出力間電圧差Ｖi-oが大きいが、出力電流Ｉｏが比較的小さい時、最小入出力間電圧差Ｖi-oは小さくてすむ。例えば、上記ＤＳＰは動作状態によって消費電流が変動するが、消費電流が最大となる動作状態（最大負荷状態）では１Ａ程度の電流を消費するため、上記最小入出力間電圧差Ｖi-oは０．６Ｖ程度となる（即ち、入出力間電圧差は０．６Ｖ以上必要となる）。一方、消費電流が最小となる待機状態（軽負荷状態）では殆ど電流を消費しないため、上記最小入出力間電圧差Ｖi-oは０．１Ｖ程度となる（即ち、入出力間電圧差は０．１Ｖ程度あればよい）。

しかしながら、図１４に示す従来の安定化電源装置は、想定される最大負荷状態においても、所定の電圧（負荷１９の定格電圧）が得られるよう各素子の特性を設定する必要がある。即ち、入出力間電圧差を、最大負荷時の最小入出力間電圧差Ｖi-oに対応して設定する必要があり、軽負荷時にあっては効率が悪いという問題ある。

本発明は、上記の点に鑑み、前段にチョッパレギュレータ、後段にシリーズレギュレータを配置した直流安定化電源装置において、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に損失を最小限に抑えることができる直流安定化電源装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明に係る第１の直流安定化電源装置は、前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、前記シリーズレギュレータは、前記シリーズレギュレータの出力電流を検出する第１の出力電流検出手段を備え、前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、前記第１の出力電流検手段による検出結果に応じて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている。

上記構成によれば、シリーズレギュレータの出力電流に応じて、即ち負荷の消費電流に応じて、所定の値に設定されたチョッパレギュレータの出力電圧が変更され、シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値とされる。これにより、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に直流安定化電源装置における損失を最小限に抑えることができ、発熱も最小限に抑えることができる。

また、本発明に係る第２の直流安定化電源装置は、前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、前記シリーズレギュレータは、前記出力トランジスタのベース電流を検出するベース電流検出手段を備え、前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、前記ベース電流検出手段による検出結果に応じて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている。

負荷の消費電流が大きくなってシリーズレギュレータの出力電流が増大する場合、出力トランジスタのベース電流も増大する。従って、上記構成によれば、出力トランジスタのベース電流に応じて、即ち負荷の消費電流に応じて、所定の値に設定されたチョッパレギュレータの出力電圧が変更され、シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値とされる。これにより、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に直流安定化電源装置における損失を最小限に抑えることができ、発熱も最小限に抑えることができる。

また、特許文献２に例示されている上記手法Ａにおいては、ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタの入力電圧を｛（検出抵抗両端間に生じる電圧）＋（制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧）＋（出力トランジスタのベース−エミッタ間飽和電圧）｝以下に下げることができず、また、基準電圧源による基準電圧は最低でも０．６Ｖ以上（一般的には１．２５Ｖ以上）であるため、ドロッパ式安定化電源回路の出力電圧が低い場合でも、ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタの入力電圧を｛（０．６Ｖ）＋（制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧）＋（出力トランジスタのベース−エミッタ間飽和電圧）｝以下に下げることができない。その結果、負荷への出力電圧が低い場合には、損失が大きくなってしまう。

一方、上記第２の直流安定化電源装置は、上記手法Ａのように、検出抵抗両端間に生じる電圧を基準電圧と一致させるものとは異なり、上記出力電圧設定手段を別途設けてチョッパレギュレータの出力電圧を設定した上で、上記ベース電流検出手段の検出結果でチョッパレギュレータの出力電圧を調整する。このベース電流検出手段として、例えば上記手法Ａと同様に、ベース電流をベース電流検出用抵抗に流して電圧に変換する手法を用いた場合であっても、ベース電流検出用抵抗には上記手法Ａにおける基準電圧のような大きな電圧（最低０．６Ｖ）を生じさせる必要はない。なぜなら、ベース電流検出用抵抗に生じる電圧を信号電圧として用い、チョッパレギュレータの出力電圧を調整すれば済むからである。従って、上記第２の直流安定化電源装置においては、負荷への出力電圧が低い場合にも、損失を小さく抑えることができる。

また、本発明に係る第３の直流安定化電源装置は、前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、前記チョッパレギュレータの出力電流を検出する第２の出力電流検出手段と、前記第２の出力電流検手段による検出結果に応じて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている。

チョッパレギュレータの出力電流は、後段のシリーズレギュレータの出力電流に略等しい。従って、上記構成によれば、チョッパレギュレータの出力電流に応じて、即ち負荷の消費電流に応じて、所定の値に設定されたチョッパレギュレータの出力電圧が変更され、シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値とされる。これにより、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に直流安定化電源装置における損失を最小限に抑えることができ、発熱も最小限に抑えることができる。

また、本発明に係る第４の直流安定化電源装置は、前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、外部からの信号を受けて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている。

上記構成によれば、外部から与えられる信号を受けて、所定の値に設定されたチョッパレギュレータの出力電圧が変更され、シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値とされる。これにより、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に直流安定化電源装置における損失を最小限に抑えることができ、発熱も最小限に抑えることができる。

また、具体的には、前記チョッパレギュレータの出力電圧と前記シリーズレギュレータの出力電圧との差である前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差を、前記出力トランジスタにおけるコレクタ−エミッタ間飽和電圧に等しくする。

また、例えば、前記シリーズレギュレータは、該シリーズレギュレータの出力電圧に応じて前記出力トランジスタを制御する出力制御部を備え、該出力制御部は、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を自身の電源電圧として動作するようにしてもよい。

上記出力制御部が、シリーズレギュレータの入力電圧を自身の電源電圧として動作する場合、その入力電圧が低下して出力制御部の最小動作電圧を下回ってしまうと、出力制御部が正常に動作しなくなるおそれが生じる。しかしながら、上記のようにチョッパレギュレータへの入力電圧を上記出力制御部に電源電圧として与えれば、上述のような動作不良が生じるおそれがない。また、チョッパレギュレータの出力電圧をシリーズレギュレータの出力制御部の最小動作電圧よりも低く設定することができるようになるため、安定化電源装置における損失を更に小さく抑えることができるようになる。

また、例えば、前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータの出力電圧に応じて前記スイッチングトランジスタを制御するスイッチング制御部とを備え、前記シリーズレギュレータは、該シリーズレギュレータの出力電圧に応じて前記出力トランジスタを制御する出力制御部を備え、単一の基準電圧発生回路が、前記スイッチング制御部を構成する基準電圧発生回路と前記出力制御部を構成する基準電圧発生回路とに兼用されて成るようにしてもよい。

これにより、基準電圧発生回路を複数設ける必要がなくなり、直流安定化電源装置を構成する素子数を削減することができる。

また、例えば、前記シリーズレギュレータは、前記チョッパレギュレータの後段に夫々並列に接続された複数のシリーズレギュレータから成り、前記複数のシリーズレギュレータは、夫々電圧値の異なる電圧を出力するようにしてもよい。

これにより、少ない素子数且つ小さなスペースで、電圧値の異なる複数の電圧を負荷に供給することが可能となる。

また、例えば、前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータの出力電圧に応じて前記スイッチングトランジスタを制御するスイッチング制御部を備え、前記シリーズレギュレータは、該シリーズレギュレータの出力電圧に応じて前記出力トランジスタを制御する出力制御部を備え、前記直流安定化電源装置は、外部からの第１制御信号に応じて前記スイッチング制御部への電源供給を遮断し、前記スイッチングトランジスタを遮断する第１の遮断手段、及びまたは外部からの第２制御信号に応じて前記出力制御部への電源供給を遮断し、前記出力トランジスタを遮断する第２の遮断手段を更に備えるようにしてもよい。

負荷に対する電圧の供給が不要な場合は、チョッパレギュレータ及びまたはシリーズレギュレータの動作を停止するようにすれば、省エネルギーに寄与することができる。

また、例えば、外部からの第２制御信号に応じて前記出力トランジスタを遮断する第２の遮断手段と、該第２の遮断手段により前記出力トランジスタが遮断されているとき、前記シリーズレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータの出力電圧を前記シリーズレギュレータに接続された負荷に供給する第１の迂回手段を備えるようにしてもよい。

負荷への多少のノイズの混入が許容される場合は、シリーズレギュレータの動作を停止して、チョッパレギュレータ単体での動作に切り替えることにより、直流安定化電源装置における損失を更に軽減することができる。

また、例えば、外部からの第１制御信号に応じて前記スイッチングトランジスタを遮断する第１の遮断手段と、該第１の遮断手段により前記スイッチングトランジスタが遮断されているとき、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する第２の迂回手段とを備えるようにしてもよい。

チョッパレギュレータへの入力電圧が、負荷に定格電圧を与えるのに支障が出る程度に低下してきた場合、第１のオン／オフ制御手段によりチョッパレギュレータの動作を停止して、シリーズレギュレータ単体での動作に切り替えれば、更に負荷に定格電圧を供給し続けることが可能となる。また、輻射ノイズの低減と直流安定化電源装置における損失の更なる軽減も実現される。

また、例えば、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を検出し、該入力電圧の大きさが所定の閾値より小さくなったとき、前記スイッチングトランジスタを遮断するとともに、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する第３の迂回手段を備えるようにしてもよい。

上記のように構成すれば、チョッパレギュレータへの入力電圧が、例えば負荷に定格電圧を与えるのに支障が出る程度に低下してきたことが検出されると、自動的にチョッパレギュレータの動作をオフとして、シリーズレギュレータ単体での動作に切り替えられる。これにより、更に負荷に定格電圧を供給し続けることが可能となる。また、輻射ノイズの低減と直流安定化電源装置における損失の更なる軽減も実現される。

また、例えば、前記チョッパレギュレータの備えるスイッチングトランジスタのオン時間のデューティが所定の閾値より大きくなったとき、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する第４の迂回手段を備えるようにしてもよい。

チョッパレギュレータへの入力電圧が低下してくると、スイッチングトランジスタのオン時間のデューティは増大する。この関係を利用し上記のように構成することで、チョッパレギュレータへの入力電圧が、例えば負荷に定格電圧を与えるのに支障が出る程度に低下してきたときに、自動的にチョッパレギュレータの動作をオフとして、シリーズレギュレータ単体での動作に切り替えることができる。これにより、更に負荷に定格電圧を供給し続けることが可能となる。また、輻射ノイズの低減と直流安定化電源装置における損失の更なる軽減も実現される。

また、例えば、前記第３の迂回手段または前記第４の迂回手段により、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する時、外部にリセット信号を発する回路を設けるようにしてもよい。

これにより、チョッパレギュレータへの入力電圧が低下してきたことを、負荷や外部の機器等に知らせることができる。

また、例えば、前記チョッパレギュレータは、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパレギュレータにしてもよい。

また、例えば、前記チョッパレギュレータは、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を昇圧または降圧して出力する昇降圧チョッパレギュレータにしてもよい。

上述した通り、本発明に係る直流安定化電源装置によれば、負荷の消費電流の如何に拘らず、常に損失を最小限に抑えることができる。

以下、本発明に係る直流安定化電源装置の実施の形態につき、図面を参照して説明する。以下の実施形態における全ての直流安定化電源装置においては、図１４におけるものと同様に、前段にチョッパレギュレータ、後段にシリーズレギュレータを配置しており、チョッパレギュレータは自身の出力電圧をシリーズレギュレータに入力電圧として与え、シリーズレギュレータは自身の出力電圧を外部に接続されている負荷１９に供給する。また、以下の実施形態における全てのシリーズレギュレータにおいて、出力電流Ｉｏと上記最小入出力間電圧差Ｖi-oとの関係は、図１５に示すものと同様である。

＜＜第１実施形態＞＞
図１は、本発明に係る直流化安定電源装置の第１実施形態を示す回路図である。図１の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ１、後段にシリーズレギュレータＳＲ１が配置されている。図１における安定化電源装置は、図１４における安定化電源装置と類似しており、図１において、図１４の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ１は、分圧抵抗１０と１１との接続点にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ２４のコレクタが接続されている点で、図１４におけるチョッパレギュレータＣＲ０と相違しており、他の点では一致している。シリーズレギュレータＳＲ１は、図１４におけるシリーズレギュレータＳＲ０と同じものである。但し、シリーズレギュレータＳＲ１の出力電圧は、検出用抵抗２２を介して負荷１９に与えられており、平滑コンデンサ１８と検出用抵抗２２（第１の出力電流検出手段）の一端との接続点が比較器２３の非反転入力端子（＋）に接続され、検出用抵抗２２の他端と負荷１９との接続点が比較器２３の反転入力端子（−）に接続されている。比較器２３の出力はトランジスタ２４のベースに与えられており、またトランジスタ２４のエミッタは接地されている。

比較器２３は、シリーズレギュレータＳＲ１の出力電流が大きくなるほど、つまり検出用抵抗２２の両端間に生じる電圧差が大きくなるほど高い電圧をトランジスタ２４のベースに供給する。トランジスタ２４のベース電圧が高くなってそのベース電流が増加すると、分圧抵抗１０に流れる電流が増加する一方、分圧抵抗１１に流れる電流が減少するため、これらの分圧抵抗で分圧された電圧が低くなり、結果としてチョッパレギュレータＣＲ１の出力電圧は上昇する方向に向かう。逆に、比較器２３は、シリーズレギュレータＳＲ１の出力電流が小さくなるほど低い電圧をトランジスタ２４のベースに供給する。その結果、チョッパレギュレータＣＲ１の出力電圧は減少する方向に向かう。

即ち、シリーズレギュレータＳＲ１の出力電流の増加に伴って、チョッパレギュレータＣＲ１の出力電圧が増加し、シリーズレギュレータＳＲ１の出力電流の減少に伴って、チョッパレギュレータＣＲ１の出力電圧が減少するため、安定化電源装置における電力損失の軽減が実現される。

ここで、検出用抵抗２２、比較器２３及びトランジスタ２４等の特性を適切に設定すれば、シリーズレギュレータＳＲ１の入出力間電圧差がシリーズレギュレータＳＲ１の出力電流に応じた最小値となるように、分圧抵抗１０及び１１により設定されたチョッパレギュレータＣＲ１の出力電圧が変更される（調整される）こととなり、負荷１９の消費電流の如何に拘らず、常に安定化電源装置における電力損失を最小限に抑えることができるようになる。

＜＜第２実施形態＞＞
図２は、本発明に係る直流化安定電源装置の第２実施形態を示す回路図である。図２の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ２、後段にシリーズレギュレータＳＲ２が配置されている。図２における安定化電源装置は、図１４における安定化電源装置と類似しており、図２において、図１４の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ２は、分圧抵抗１０と１１との接続点にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ２７のコレクタが接続されている点で、図１４におけるチョッパレギュレータＣＲ０と相違しており、他の点では一致している。シリーズレギュレータＳＲ２は、制御トランジスタ１３のエミッタが出力トランジスタ１２のベース電流検出用の抵抗Ｒ２５（ベース電流検出手段）を介して接地されていると共に、該エミッタが比較器２６の非反転入力端子（＋）に接続されている点で、図１４におけるシリーズレギュレータＳＲ０と相違しており、他の点では一致している。また、比較器２６の反転入力端子（−）は接地されており、その出力はトランジスタ２７のベースに接続されている。トランジスタ２７のエミッタは接地されている。

比較器２６は、出力トランジスタ１２のベース電流が大きくなるほど、つまりベース電流検出用の抵抗２５の両端間に生じる電圧差が大きくなるほど高い電圧をトランジスタ２７のベースに供給する。トランジスタ２７のベース電圧が高くなってそのベース電流が増加すると、分圧抵抗１０に流れる電流が増加する一方、分圧抵抗１１に流れる電流が減少するため、これらの分圧抵抗で分圧された電圧が低くなり、結果としてチョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧は上昇する方向に向かう。逆に、比較器２６は、出力トランジスタ１２のベース電流が小さくなるほど低い電圧をトランジスタ２７のベースに供給する。その結果、チョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧は減少する方向に向かう。

負荷１９の消費電流が大きくなってシリーズレギュレータＳＲ２の出力電流が増大すると、出力トランジスタ１２のベース電流も増大することとなるため、上記比較器２６等の動作により、チョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧は上昇する。逆に、負荷１９の消費電流が小さくなってシリーズレギュレータＳＲ２の出力電流が減少すると、出力トランジスタ１２のベース電流も減少することとなるため、上記比較器２６等の動作により、チョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧は下降する。

即ち、シリーズレギュレータＳＲ２の出力電流の増加に伴って、チョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧が増加し、シリーズレギュレータＳＲ２の出力電流の減少に伴って、チョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧が減少するため、安定化電源装置における電力損失の軽減が実現される。

ここで、検出用抵抗２５、比較器２６及びトランジスタ２７等の特性を適切に設定すれば、シリーズレギュレータＳＲ２の入出力間電圧差がシリーズレギュレータＳＲ２の出力電流に応じた最小値となるように、分圧抵抗１０及び１１により設定されたチョッパレギュレータＣＲ２の出力電圧が変更される（調整される）こととなり、負荷１９の消費電流の如何に拘らず、常に安定化電源装置における電力損失を最小限に抑えることができるようになる。

次に、本実施形態と特許文献２に例示されている上記手法Ａとを比較する。上記手法Ａにおいては、ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタの入力電圧を｛（検出抵抗両端間に生じる電圧）＋（制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧）＋（出力トランジスタのベース−エミッタ間飽和電圧）｝以下に下げることができず、また、基準電圧源による基準電圧は最低でも０．６Ｖ以上（一般的には１．２５Ｖ以上）であるため、ドロッパ式安定化電源回路の出力電圧が低い場合でも、ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタの入力電圧を｛０．６Ｖ＋（制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧）＋（出力トランジスタのベース−エミッタ間飽和電圧）｝以下に下げることができない。例えば、（制御トランジスタのコレクタ−エミッタ間飽和電圧）及び（出力トランジスタのベース−エミッタ間飽和電圧）を夫々、０．５Ｖ及び１Ｖとすると、ドロッパ式安定化電源回路の出力トランジスタの入力電圧は２．１Ｖ以上必要となり、負荷への出力電圧が低い（例えば、１．５Ｖ）場合には、損失が大きくなってしまう。

一方、本実施形態においては、検出用抵抗２５に生じる電圧が例えば、０．０１Ｖでもトランジスタ２７を駆動することは可能であり、制御トランジスタ１３のコレクタ−エミッタ間飽和電圧及び出力トランジスタ１２のベース−エミッタ間飽和電圧を夫々、０．５Ｖ及び１Ｖとすると、シリーズレギュレータＳＲ２への入力電圧は、０．０１Ｖ＋０．５Ｖ＋１Ｖ＝１．５１Ｖまで低く抑えることができる。これにより、負荷１９への出力電圧が低い（例えば、１．５Ｖ）場合であっても、損失を小さくすることができる。

また、図２において比較器２６を省略し、検出用抵抗２５と制御トランジスタ１３のコレクタとの接続点を直接トランジスタ２７のベースに接続したとしても、検出用抵抗２５で生じさせるべき必要な電圧はトランジスタ２７のベース−エミッタ間飽和電圧の０．５Ｖ程度で済むため、上記手法Ａよりも損失を小さくすることができる。

＜＜第３実施形態＞＞
図３は、本発明に係る直流化安定電源装置の第３実施形態を示す回路図である。図３の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ３、後段にシリーズレギュレータＳＲ３が配置されている。図３における安定化電源装置は、図１４における安定化電源装置と類似しており、図３において、図１４の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ３は、分圧抵抗１０と１１との接続点にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ３０のコレクタが接続されている点、平滑コンデンサ５とコイル４との接続点がチョッパレギュレータＣＲ３の出力電流の検出用抵抗２８（第２の出力電流検出手段）を介して分圧抵抗１０の一端と出力トランジスタ１２のエミッタとの接続点に接続されている点、平滑コンデンサ５と検出用抵抗２８の一端との接続点が比較器２９の非反転入力端子（＋）に接続されている点、及び検出用抵抗２８の他端と分圧抵抗１０の一端との接続点が比較器２９の反転入力端子（−）に接続されている点で、図１４におけるチョッパレギュレータＣＲ０と相違しており、他の点では同一である。シリーズレギュレータＳＲ３は、図１４におけるシリーズレギュレータＳＲ０と同じものである。また、比較器２９の出力はトランジスタ３０のベースに与えられており、該トランジスタ３０のエミッタは接地されている。

比較器２９は、チョッパレギュレータＣＲ３の出力電流が大きくなるほど、つまり検出用抵抗２８の両端間に生じる電圧差が大きくなるほど高い電圧をトランジスタ３０のベースに供給する。トランジスタ３０のベース電圧が高くなってそのベース電流が増加すると、分圧抵抗１０に流れる電流が増加する一方、分圧抵抗１１に流れる電流が減少するため、これらの分圧抵抗で分圧された電圧が低くなり、結果としてチョッパレギュレータＣＲ３の出力電圧は上昇する方向に向かう。逆に、比較器２９は、チョッパレギュレータＣＲ３の出力電流が小さくなるほど低い電圧をトランジスタ３０のベースに供給する。その結果、チョッパレギュレータＣＲ３の出力電圧は減少する方向に向かう。また、シリーズレギュレータＳＲ３の出力電流は、シリーズレギュレータＳＲ３の入力電流と略等しいため、シリーズレギュレータＳＲ３の出力電流が増加すれば、チョッパレギュレータＣＲ３の出力電流も増加する。

即ち、シリーズレギュレータＳＲ３の出力電流の増加に伴って、チョッパレギュレータＣＲ３の出力電圧が増加し、シリーズレギュレータＳＲ３の出力電流の減少に伴って、チョッパレギュレータＣＲ３の出力電圧が減少するため、安定化電源装置における電力損失の軽減が実現される。

ここで、検出用抵抗２８、比較器２９及びトランジスタ３０等の特性を適切に設定すれば、シリーズレギュレータＳＲ３の入出力間電圧差がシリーズレギュレータＳＲ３の出力電流に応じた最小値となるように、分圧抵抗１０及び１１により設定されたチョッパレギュレータＣＲ３の出力電圧が変更される（調整される）こととなり、負荷１９の消費電流の如何に拘らず、常に安定化電源装置における電力損失を最小限に抑えることができるようになる。

＜＜第４実施形態＞＞
図４は、本発明に係る直流化安定電源装置の第４実施形態を示す回路図である。図４の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ４、後段にシリーズレギュレータＳＲ４が配置されている。図４における安定化電源装置は、図１４における安定化電源装置と類似しており、図４において、図１４の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ４は、分圧抵抗１０と１１との接続点にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ３１のコレクタが接続されている点で、図１４におけるチョッパレギュレータＣＲ０と相違しており、他の点では一致している。シリーズレギュレータＳＲ４は、図１４におけるシリーズレギュレータＳＲ０と同じものである。ベース端子３２に加えられる外部からの信号が、トランジスタ３１のベースに与えられており、この外部からの信号によってトランジスタ３１のベース電流が制御される。また、トランジスタ３１のエミッタは接地されている。

負荷１９の動作を制御しつつ、負荷１９の消費電流を認知し得る主制御部(不図示)が、ベース端子３２に与える信号を可変してトランジスタ３１のベース電流を制御することにより、チョッパレギュレータＣＲ４の出力電圧を調整することが可能となる。

例えば、シリーズレギュレータＳＲ４の出力電流が増加する場合には、チョッパレギュレータＣＲ４の出力電圧が増加するようにベース端子３２に信号を与え、シリーズレギュレータＳＲ４の出力電流が減少する場合には、チョッパレギュレータＣＲ４の出力電圧が減少するようにベース端子３２に信号を与える。これにより、安定化電源装置における電力損失の軽減が実現される。

ここで、ベース端子３２に適切な信号を与えれば、シリーズレギュレータＳＲ４の入出力間電圧差がシリーズレギュレータＳＲ４の出力電流に応じた最小値となるように、分圧抵抗１０及び１１により設定されたチョッパレギュレータＣＲ４の出力電圧が変更される（調整される）こととなり、負荷１９の消費電流の如何に拘らず、常に安定化電源装置における電力損失を最小限に抑えることができるようになる。

＜＜第５実施形態＞＞
図５は、本発明に係る直流化安定電源装置の第５実施形態を示す回路図である。図５の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ５、後段にシリーズレギュレータＳＲ５が配置されている。図５における安定化電源装置は、図４における安定化電源装置と類似しており、図５において、図４の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ５及びシリーズレギュレータＳＲ５は、スイッチングトランジスタ２のコレクタが、更にシリーズレギュレータＳＲ５の誤差増幅器１４の電源端子と基準電圧発生回路１５の電源端子とに共通接続されている点で、図４におけるチョッパレギュレータＣＲ４及びシリーズレギュレータＳＲ４と相違しており、他の点では一致している。即ち、図４においては、チョッパレギュレータＣＲ４の出力電圧が誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５に夫々の電源電圧として与えられているが、図５においては、チョッパレギュレータＣＲ４の出力電圧が誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５に夫々の電源電圧として与えられているのではなく、チョッパレギュレータＣＲ５への入力電圧が誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５に夫々の電源電圧として与えられているのである。

少なくとも誤差増幅器１４と基準電圧発生回路１５とから構成され、シリーズレギュレータＳＲ５の出力電圧に応じて出力トランジスタ１２のベース電流の電流量を制御する出力制御部が、シリーズレギュレータの入力電圧を電源電圧として動作する場合、その入力電圧が低下して（例えば２Ｖ以下）出力制御部の最小動作電圧を下回ってしまうと、出力制御部が正常に動作しなくなるおそれが生じる。

しかしながら、図５のように構成し、チョッパレギュレータＣＲ５への入力電圧を上記出力制御部に電源電圧として与えるようにすれば、上述のような動作不良が生じるおそれがない。また、図５のように構成することにより、チョッパレギュレータＣＲ５の出力電圧をシリーズレギュレータＳＲ５の出力制御部の最小動作電圧よりも低く設定することができるようになるため、安定化電源装置における電力損失を更に小さく抑えることができるようになる。

＜＜第６実施形態＞＞
図６は、本発明に係る直流化安定電源装置の第６実施形態を示す回路図である。図６の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ６、後段にシリーズレギュレータＳＲ６が配置されている。図６における安定化電源装置は、図５における安定化電源装置と類似しており、図６において、図５の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ６及びシリーズレギュレータＳＲ６は、基準電圧発生回路１５が省略されており、誤差増幅器１４の非反転入力端子（＋）には、チョッパレギュレータＣＲ６の基準電圧発生回路９の出力する基準電圧が与えられている点で、図５におけるチョッパレギュレータＣＲ５及びシリーズレギュレータＳＲ５と相違しており、他の点では一致している。

上述してきたように、スイッチングトランジスタ２のオン時間（或はデューティ）は、チョッパレギュレータＣＲ６の出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較することにより制御されており、出力トランジスタ１２のベース電流は、シリーズレギュレータＳＲ６の出力電圧に応じた電圧と基準電圧とを比較することにより制御されている。

そして、本実施形態においては、単一の基準電圧発生回路９が、スイッチングトランジスタ２を制御する回路の構成要素である基準電圧発生回路と、出力トランジスタ１２のベース電流を制御する回路の構成要素である基準電圧発生回路とに兼用されている。

これにより、基準電圧発生回路を複数設ける必要がなくなり、安定化電源装置を構成する素子数を削減することができる。

＜＜第７実施形態＞＞
図７は、本発明に係る直流化安定電源装置の第７実施形態を示すブロック図である。図７の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ、後段にシリーズレギュレータＳＲａ、ＳＲｂ及びＳＲｃが並列に配置されている。チョッパレギュレータＣＲの回路構成には、上述のチョッパレギュレータＣＲ１〜ＣＲ６の何れを採用してもよく、或は後述するチョッパレギュレータＣＲ８〜ＣＲ１３の何れを採用してもよい。シリーズレギュレータＳＲａ、ＳＲｂ及びＳＲｃの夫々の回路構成には、上述のシリーズレギュレータＳＲ１〜ＳＲ６の何れを採用してもよく、或は後述するシリーズレギュレータＳＲ８〜ＳＲ１３の何れを採用してもよい。

チョッパレギュレータＣＲはＤＣ５Ｖの入力電圧を入力し、変換された電圧をシリーズレギュレータＳＲａ、ＳＲｂ及びＳＲｃの夫々に供給する。シリーズレギュレータＳＲａ、ＳＲｂ及びＳＲｃは、供給された電圧を降圧して夫々ＤＣ１．８Ｖ、ＤＣ１．５Ｖ及びＤＣ１．２Ｖの電圧を外部に接続された負荷（不図示）に供給する。この場合、例えば、負荷（不図示）に供給する出力電圧が最も大きなシリーズレギュレータＳＲａの入出力間電圧差がシリーズレギュレータＳＲａの出力電流に応じた最小値となるように、チョッパレギュレータＣＲの出力電圧が調整される。

負荷としてのマイクロコンピュータやＤＳＰには、電圧値の異なる複数の入力電圧を供給しなければならないことも多いが、本実施形態のように構成すれば、少ない素子数且つ小さなスペースで、上記電圧値の異なる複数の入力電圧の供給が可能となる。尚、図７においては、後段のシリーズレギュレータは３つであるが、必要に応じて幾つにでも変更可能である。

＜＜第８実施形態＞＞
図８は、本発明に係る直流化安定電源装置の第８実施形態を示す回路図である。図８の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ８、後段にシリーズレギュレータＳＲ８が配置されている。図８における安定化電源装置は、図４における安定化電源装置と類似しており、図８において、図４の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ８は、スイッチングトランジスタ２のコレクタがＮＰＮ型バイポーラトランジスタ３３（第１の遮断手段）のコレクタに接続されていると共に、比較器６、誤差増幅器８及び基準電圧発生回路９の夫々の電源端子がトランジスタ３３のエミッタに接続されている、即ち、電源１の出力電圧がトランジスタ３３を介して比較器６、誤差増幅器８及び基準電圧発生回路９の夫々に電源電圧として供給されている点で、図４におけるチョッパレギュレータＣＲ４と相違しており、他の点では一致している。また、トランジスタ３３のベースは、制御端子３５に接続されている。

シリーズレギュレータＳＲ８は、出力トランジスタ１２のエミッタがＮＰＮ型バイポーラトランジスタ３４（第２の遮断手段）のコレクタに接続されていると共に、誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５の夫々の電源端子がトランジスタ３４のエミッタに接続されている、即ち、チョッパレギュレータＣＲ８の出力電圧（シリーズレギュレータＳＲ８への入力電圧）がトランジスタ３４を介して誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５の夫々に電源電圧として供給されている点で、図４におけるシリーズレギュレータＳＲ４と相違しており、他の点では一致している。また、トランジスタ３４のベースは、制御端子３６に接続されている。

そして、例えば、負荷１９の動作を制御する主制御部(不図示)が、チョッパレギュレータＣＲ８からの電圧の出力をオン／オフ制御するための信号を制御端子３５に与え、シリーズレギュレータＳＲ８からの電圧の出力をオン／オフ制御するための信号を制御端子３６に与える。

制御端子３５に与えられる信号がハイレベルの時は、トランジスタ３３がオンとなって、比較器６、誤差増幅器８及び基準電圧発生回路９の夫々に電源電圧が供給され、チョッパレギュレータＣＲ８は上述してきたように電圧を後段のシリーズレギュレータＳＲ８に対して出力する（電圧の出力がオンとなる）。一方、制御端子３５に与えられる信号がロウレベルの時は、トランジスタ３３がオフとなって、比較器６、誤差増幅器８及び基準電圧発生回路９の夫々に対する電源電圧の供給が遮断され、スイッチングトランジスタ２がオフとなるため、チョッパレギュレータＣＲ８からの電圧の出力は停止（オフ）することとなる。

また、制御端子３６に与えられる信号がハイレベルの時は、トランジスタ３４がオンとなって、誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５の夫々に電源電圧が供給され、シリーズレギュレータＳＲ８は上述してきたように電圧を負荷１９に対して出力する（電圧の出力がオンとなる）。一方、制御端子３６に与えられる信号がロウレベルの時は、トランジスタ３４がオフとなって、誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５の夫々に対する電源電圧の供給が遮断され、出力トランジスタ１２がオフとなるため、シリーズレギュレータＳＲ８からの電圧の出力は停止(オフ)することとなる。

従って、負荷１９に対する電圧の供給が不要な場合は、制御端子３５及び制御端子３６の少なくとも一方にロウレベルの信号を供給すれば、負荷１９に対する電圧の出力が停止されることとなるため、省エネルギーに寄与することができる。尚、スイッチングトランジスタ２がオン／オフ制御されることにより発生する電力損失や、誤差増幅器８及び１４等の消費電力を考慮すれば、負荷１９に対する電圧の供給が不要な場合は、制御端子３５及び３６の双方にロウレベルの信号を供給するのが望ましい。また、制御端子３５と制御端子３６を接続し、トランジスタ３３とトランジスタ３４が外部からの信号に応じて同時にオン／オフ制御されるようにしてもよい。

＜＜第９実施形態＞＞
図９は、本発明に係る直流化安定電源装置の第９実施形態を示す回路図である。図９の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ９、後段にシリーズレギュレータＳＲ９が配置されている。図９における安定化電源装置は、図８における安定化電源装置と類似しており、図９において、図８の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ９は、平滑コンデンサ５と分圧抵抗１０との接続点にＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ３７（第１の迂回手段）のエミッタが接続されている点で、図８におけるチョッパレギュレータＣＲ８と相違しており、他の点では一致している。シリーズレギュレータＳＲ９は、図８におけるシリーズレギュレータＳＲ８と同じものである。但し、トランジスタ３７のコレクタが平滑コンデンサ１８と負荷１９との接続点に接続されている。また、トランジスタ３７のベースは制御端子３６に接続されている。

制御端子３６にハイレベルの信号が与えられている時は、トランジスタ３４がオンとなってシリーズレギュレータＳＲ９が電圧の出力を行う。この時、トランジスタ３７はオフとなる。

一方、制御端子３６にロウレベルの信号が与えられている時は、トランジスタ３４がオフとなってシリーズレギュレータＳＲ９からの電圧の出力がオフとなる。この時、トランジスタ３７がオンとなるため、チョッパレギュレータＣＲ９の出力する電圧が、シリーズレギュレータＳＲ９を介することなく、負荷１９に供給される。

このようにチョッパレギュレータＣＲ９の出力する電圧を、シリーズレギュレータＳＲ９を介することなく負荷１９に供給した場合は、シリーズレギュレータＳＲ９を介して負荷１９に電圧を供給する場合と比べて、負荷１９への入力電圧におけるノイズが多くなってしまう。しかしながら、多少のノイズの混入が許容される場合は、制御端子３６にロウレベルの信号を与えてチョッパレギュレータＣＲ９単体での動作に切り替えることにより、安定化電源装置における電力損失を更に軽減することができる。

＜＜第１０実施形態＞＞
図１０は、本発明に係る直流化安定電源装置の第１０実施形態を示す回路図である。図１０の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ１０、後段にシリーズレギュレータＳＲ１０が配置されている。図１０における安定化電源装置は、図８における安定化電源装置と類似しており、図１０において、図８の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ１０は、平滑コンデンサ５と分圧抵抗１０との接続点にＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ３８（第２の迂回手段）のコレクタが接続されている点で、図８におけるチョッパレギュレータＣＲ８と相違しており、他の点では一致している。また、トランジスタ３８のエミッタには電源１の出力電圧が与えられており、そのベースは制御端子３５に接続されている。シリーズレギュレータＳＲ１０は、図８におけるシリーズレギュレータＳＲ８と同じものである。

制御端子３５にハイレベルの信号が与えられている時は、トランジスタ３３がオンとなってチョッパレギュレータＣＲ１０が電圧の出力を行う。この時、トランジスタ３８はオフとなる。

一方、制御端子３５にロウレベルの信号が与えられている時は、トランジスタ３３がオフとなってチョッパレギュレータＣＲ１０からの電圧の出力がオフとなる。この時、トランジスタ３８がオンとなるため、電源１の出力電圧（チョッパレギュレータＣＲ１０への入力電圧）が、チョッパレギュレータＣＲ１０を介することなく、シリーズレギュレータＳＲ１０に入力電圧として供給される。

このように、チョッパレギュレータＣＲ１０からの電圧の出力をオフとすれば（チョッパレギュレータＣＲ１０の動作を停止させれば）、輻射ノイズが低減されることとなる。従って、輻射ノイズの低減が要求される場合には、制御端子３５にロウレベルの信号を与えてシリーズレギュレータＳＲ１０単体での動作に切り替えるとよい。これにより、安定化電源装置における電力損失の更なる軽減も実現することができる。

また、チョッパレギュレータＣＲ１０における損失は、Ｖｓａｔ×Ｉｏ×（チョッパレギュレータＣＲ１０の出力電圧／チョッパレギュレータＣＲ１０の入力電圧）で近似されるため（Ｖｓａｔ；スイッチングトランジスタ２のコレクタ−エミッタ間飽和電圧）、チョッパレギュレータＣＲ１０への入力電圧が低くなってきた場合には、その損失は大きくなってしまう。更に、チョッパレギュレータＣＲ１０への入力電圧と負荷１９の定格電圧Ｖ_L（負荷１９が必要とする負荷１９への入力電圧）との電圧の差が、上記飽和電圧ＶｓａｔとシリーズレギュレータＳＲ１０の最小入出力間電圧差Ｖi-oとの和より小さくなるほどチョッパレギュレータＣＲ１０への入力電圧が低くなってきた場合には、双方のレギュレータＣＲ１０及びＳＲ１０を動作させていると、負荷１９に定格電圧を供給することができなくなる。

そこで、チョッパレギュレータＣＲ１０の入力電圧が低くなってきた場合は、制御端子３５にロウレベルの信号を与えてチョッパレギュレータＣＲ１０を迂回し、シリーズレギュレータＳＲ１０単体での動作に切り替えるとよい。これにより、チョッパレギュレータＣＲ１０への入力電圧が（Ｖｓａｔ＋Ｖi-o＋Ｖ_L）以下になっても、負荷１９に定格電圧Ｖ_Lを供給し続けることが可能となる。

＜＜第１１実施形態＞＞
図１１は、本発明に係る直流化安定電源装置の第１１実施形態を示す回路図である。図１１の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ１１、後段にシリーズレギュレータＳＲ１１が配置されている。図１１における安定化電源装置は、図１０における安定化電源装置と類似しており、図１１において、図１０の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ１１は、図１０におけるチョッパレギュレータＣＲ１０と同じものである。但し、図１０の安定化電源装置における制御端子３５は省略されており、トランジスタ３３のベースは、抵抗５０を介してトランジスタ３３のコレクタに接続されていると共に、トランジスタ３８（第３の迂回手段）のベースに接続されている。シリーズレギュレータＳＲ１１は、図１０におけるシリーズレギュレータＳＲ１０と同じものである。

また、電源１の出力電圧は、分圧抵抗３９及び４０から成る直列回路を介して接地されており、分圧抵抗３９と分圧抵抗４０との接続点は誤差増幅器４１の反転入力端子（−）に接続されている。また、誤差増幅器４１の非反転入力端子（＋）には基準電圧発生回路４２の出力する基準電圧Ｖｒｅｆが与えられており、誤差増幅器４１の出力はＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ４３のベースに供給されている。トランジスタ４３のコレクタは、トランジスタ３８のベースに接続されており、トランジスタ４３のエミッタは接地されている。

電源１の出力電圧が所定の電圧Ｖ_Aより高い場合には、分圧抵抗３９及び４０により分圧された電圧は、基準電圧発生回路４２の出力する基準電圧より高くなって誤差増幅器４１はロウレベルの信号を出力し、そのロウレベルの出力を受けてトランジスタ４３がオフとなる。この結果、トランジスタ３３がオンとなり、チョッパレギュレータＣＲ１１が動作して電圧を出力すると共に、トランジスタ３８はオフとなる。

一方、電源１の出力電圧が所定の電圧Ｖ_Aより低い場合には、分圧抵抗３９及び４０により分圧された電圧は、基準電圧発生回路４２の出力する基準電圧より低くなって誤差増幅器４１はハイレベルの信号を出力し、そのハイレベルの出力を受けてトランジスタ４３がオンとなる。この結果、トランジスタ３３がオフとなり、チョッパレギュレータＣＲ１１が電圧の出力を停止すると共に、トランジスタ３８はオンとなって、電源１の出力電圧（チョッパレギュレータＣＲ１１への入力電圧）がチョッパレギュレータＣＲ１１を介することなく、シリーズレギュレータＳＲ１１に入力電圧として供給される。

従って、例えば上記所定の電圧Ｖ_Aを（Ｖｓａｔ＋Ｖi-o＋Ｖ_L）と等しくなるように設定しておけば、チョッパレギュレータＣＲ１１への入力電圧が（Ｖｓａｔ＋Ｖi-o＋Ｖ_L）以下になった時に、自動的にチョッパレギュレータＣＲ１１への入力電圧がトランジスタ３８を介して後段のシリーズレギュレータＳＲ１１に供給され、シリーズレギュレータＳＲ１１単体での動作に切り替えられる。即ち、チョッパレギュレータＣＲ１１への入力電圧が（Ｖｓａｔ＋Ｖi-o＋Ｖ_L）以下になっても、自動的に負荷１９に定格電圧Ｖ_Lを供給し続けることが可能となる。

＜＜第１２実施形態＞＞
図１２は、本発明に係る直流化安定電源装置の第１２実施形態を示す回路図である。図１２の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ１２、後段にシリーズレギュレータＳＲ１２が配置されている。図１２における安定化電源装置は、図８における安定化電源装置と類似しており、図１２において、図８の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ１２は、図８におけるトランジスタ３３が省略されており（これに伴って制御端子３５はない）、また、誤差増幅器８の出力がＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ４３のベースに接続され、平滑コンデンサ５と分圧抵抗１０との接続点にＰＮＰ型のバイポーラトランジスタ３８のコレクタが接続されている点で、図８におけるチョッパレギュレータＣＲ８と相違しており、他の点では一致している。シリーズレギュレータＳＲ１２は、図８におけるシリーズレギュレータＳＲ８と同じものである。トランジスタ４３において、コレクタはトランジスタ３８のベースに接続され、エミッタは接地されている。また、トランジスタ３８のエミッタには、電源１の出力が接続され、電源１の出力電圧が直接供給されている。

このように構成される安定化電源装置の動作について説明する。負荷１９の消費電流が一定である場合において、チョッパレギュレータＣＲ１２への入力電圧が低下してくると、誤差増幅器８の出力電圧が上昇し、それに伴って比較器６の出力電圧がハイレベルとなる割合、即ちスイッチングトランジスタ２のオン時間のデューティが大きくなる。

そして、スイッチングトランジスタ２のオン時間のデューティが一定の閾値以上になるほど、誤差増幅器８の出力電圧が上昇すると、トランジスタ４３がオンし、続けてトランジスタ３８がオンする。トランジスタ３８がオンすることにより、電源１の出力電圧（チョッパレギュレータＣＲ１２への入力電圧）は、チョッパレギュレータＣＲ１２を介することなくトランジスタ３８を介してシリーズレギュレータＳＲ１２に入力電圧として供給される。

上述したように、チョッパレギュレータＣＲ１２における損失は、チョッパレギュレータＣＲ１２への入力電圧が低くなるほど大きくなるが、本実施形態のように構成しておくことで、チョッパレギュレータＣＲ１２への入力電圧が低下してくれば（例えば、（Ｖｓａｔ＋Ｖi-o＋Ｖ_L）以下になれば）、自動的にトランジスタ３８がオンとなり、シリーズレギュレータＳＲ１２単体での動作に切り換わる。これにより、安定化電源装置における電力損失を軽減することができる。また、負荷１９に定格電圧Ｖ_Lを供給するための電源１の出力電圧の下限を小さくなり、電源１が蓄電池等である場合は、蓄電池の寿命（負荷１９に定格電流_Lを供給することができる時間）が増大することになる。

また、トランジスタ３８がオンの状態であっても、電源１の出力電圧が上昇すると誤差増幅器８の反転入力端子（−）の電位が上昇する。この上昇に伴ってトランジスタ４３が遮断されると、続いてトランジスタ３８が遮断される。これにより、再びチョッパレギュレータＣＲ１２が本来の動作を取り戻し、スイッチングトランジスタ２のスイッチング動作によりシリーズレギュレータＳＲ１２への入力電圧が供給されるようになる。

尚、トランジスタ３８がオンとなって電源１の出力電圧がトランジスタ３８を介して分圧抵抗１０と平滑コンデンサ５との接続点に供給されたとき、その接続点の電圧の上昇に起因して誤差増幅器８の出力電圧が下がることでトランジスタ３８が直ちにオフとなる場合もある。この場合、トランジスタ３８のオン及びオフが繰り返されて、分圧抵抗１０と平滑コンデンサ５との接続点の電圧が不安定となるが、シリーズレギュレータＳＲ１２は、入力電圧（分圧抵抗１０と平滑コンデンサ５との接続点の電圧）が不安定となっても安定した電圧を出力することができるため、全体として問題は生じない。また、上記のような不安定な動作は過渡的なものであって、電源１の出力電圧が十分に高ければトランジスタ３８はオフを維持するし、電源１の出力電圧が十分に低ければトランジスタ３８はオンを維持する。

＜＜第１３実施形態＞＞
図１３は、本発明に係る直流化安定電源装置の第１３実施形態を示す回路図である。図１３の安定化電源装置では、前段にチョッパレギュレータＣＲ１３、後段にシリーズレギュレータＳＲ１３が配置されている。図１３における安定化電源装置は、図１２における安定化電源装置と類似しており、図１３において、図１２の安定化電源装置と同一の部分には同一の符号を付して説明を省略する。

チョッパレギュレータＣＲ１３は、誤差増幅器８の出力がトランジスタ４３のベースに接続されていると共にＮＰＮ型のバイポーラトランジスタ４４のベースに接続されている点で、図１２におけるチョッパレギュレータＣＲ１２と相違しており、他の点では一致している。シリーズレギュレータＳＲ１３は、図１２におけるシリーズレギュレータＳＲ１２と同じものである。トランジスタ４４において、コレクタはリセット出力端子４５に接続され、エミッタは接地されている。

トランジスタ４４は、トランジスタ４３のオン及びオフに夫々同期してオン及びオフするようになっている。そして、リセット出力端子４５をプルアップ抵抗（不図示）を介して、例えば平滑コンデンサ１８と負荷１９との接続点に接続しておくようにすれば、トランジスタ４３がオンしてトランジスタ３８がオンすると、同時にトランジスタ４４もオンしてリセット出力端子４５はロウレベルとなり、トランジスタ４３がオフしてトランジスタ３８がオフすると、同時にトランジスタ４４もオフしてリセット出力端子４５はハイレベルとなる。

従って、このリセット出力端子４５を負荷１９や外部の機器等に接続しておけば、チョッパレギュレータＣＲ１３への入力電圧が低下してきたことを、負荷１９や外部の機器等に知らせることができる。尚、このトランジスタ４４及びリセット出力端子４５は、図１１における安定化電源装置に設けるようにしてもよいのは勿論である。

＜＜変形等＞＞
尚、上述した全ての実施形態は、矛盾が生じない限り、自由に組み合わせて実施することが可能である。これにより、電源１の出力電圧（チョッパレギュレータへの入力電圧）や、負荷１９の消費電流（シリーズレギュレータの出力電流）に応じて、最大の効率を実現しつつ最適な動作を行う安定化電源装置が構成される。

（昇圧チョッパレギュレータへの置換）
図１〜図１３における全てのチョッパレギュレータは、入力電圧を降圧して出力する降圧チョッパレギュレータであるが、夫々入力電圧を昇圧することにより所望の電圧を出力する昇圧チョッパレギュレータに置換してもよい。特に、携帯電話機等の携帯機器においては、電源１が低電圧出力の蓄電池（例えば、定格出力電圧がＤＣ３．６Ｖ）から構成され、その低電圧の出力からＤＣ１２Ｖの液晶バックライト駆動電圧等を作成しなければならないことも多い。そのような場合に昇圧チョッパレギュレータに置換すれば、最小限の電力損失で安定したＤＣ１２Ｖの供給が可能となる。

（昇降圧チョッパレギュレータへの置換）
また、図１〜図１３における全てのチョッパレギュレータは、入力電圧を降圧して出力する降圧チョッパレギュレータであるが、夫々入力電圧を昇圧または降圧することにより所望の電圧を出力する昇降圧チョッパレギュレータに置換してもよい。自動車に搭載する蓄電池が図１〜図１３における電源１となる場合、その電源１の出力電圧は比較的大きく変動する。そして、例えばＤＣ１２Ｖの負荷１９の定格電圧を作成するにあたり、蓄電池の出力電圧が比較的高い場合にはチョッパレギュレータは該蓄電池の出力電圧を降圧する必要があり、蓄電池の出力電圧が比較的低い場合にはチョッパレギュレータは該蓄電池の出力電圧を昇圧する必要がある。そのような場合に昇降圧チョッパレギュレータに置換すれば、最小限の電力損失で安定したＤＣ１２Ｖの供給が可能となる。

また、上述した全ての実施形態では、基準電圧発生回路９及び１５が夫々出力する基準電圧Ｖｒｅｆを表わす符号として同一の符号Ｖｒｅｆを用いたが、基準電圧発生回路９及び１５が出力する電圧は、互いに異なる電圧値であってもよい。同様に、図１１における基準電圧発生回路４２が出力する電圧も、基準電圧発生回路９及び１５が夫々出力する電圧と、互いに異なる電圧値であってもよい。

また、図１４に示した安定化電源装置と比較して、図１〜図１３で新たに追加された部品（図１のおけるトランジスタ２４等）や配線は、各実施形態におけるチョッパレギュレータの内部に配置していると捉えることも可能であるし、チョッパレギュレータの外部に配置していると捉えることも可能である。同様に、各実施形態におけるシリーズレギュレータの内部に配置していると捉えることも可能であるし、シリーズレギュレータの外部に配置していると捉えることも可能である。

また、図１〜図１３における全てのチョッパレギュレータは、スイッチングトランジスタとしてバイポーラトランジスタを採用しているが、夫々ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型の電界効果トランジスタ）を用いた同期整流方式のチョッパレギュレータを採用するようにしてもよい。また、図１〜図１３における全てのシリーズレギュレータは、出力トランジスタとしてＰＮＰ型のバイポーラトランジスタを採用しているが、ＮＰＮ型のバイポーラトランジスタを採用するようにしてもよい。

（その他）
尚、主として分圧抵抗１０、分圧抵抗１１及び基準電圧発生回路９は、チョッパレギュレータ（チョッパレギュレータＣＲ１等）の出力電圧を設定する出力電圧設定手段として機能する。また、主として比較器６、誤差増幅器８及び基準電圧発生回路９は、チョッパレギュレータ（チョッパレギュレータＣＲ１等）の出力電圧に応じてスイッチングトランジスタ２のオン／オフ（スイッチングパルス幅）を制御するスイッチング制御部として機能する。また、主として制御トランジスタ１３、誤差増幅器１４及び基準電圧発生回路１５は、シリーズレギュレータ（シリーズレギュレータＳＲ１等）の出力電圧に応じて出力トランジスタ１２を制御する出力制御部として機能する。

本発明に係る安定化電源装置は、コンピュータ、光ディスク再生装置等の電気機器の電源装置として好適であり、特に、低損失の要求される携帯電話機やデジタルカメラ等の携帯機器（携帯用の電気機器）の電源装置として好適である。

本発明に係る直流安定化電源装置の第１実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第２実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第３実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第４実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第５実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第６実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第７実施形態を示すブロック図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第８実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第９実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第１０実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第１１実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第１２実施形態を示す回路図である。本発明に係る直流安定化電源装置の第１３実施形態を示す回路図である。従来の直流安定化電源装置を示す回路である。図１４のシリーズレギュレータにおける出力電流と最小入出力間電圧差との関係を示す図である。

符号の説明

ＣＲ０〜ＣＲ６、ＣＲ８〜ＣＲ１３、ＣＲチョッパレギュレータ
ＳＲ０〜ＳＲ６、ＳＲ８〜ＳＲ１３シリーズレギュレータ
ＳＲａ、ＳＲｂ、ＳＲｃシリーズレギュレータ
１電源
２スイッチングトランジスタ
３ダイオード
４コイル
５、１８平滑コンデンサ
１０、１１、１６、１７、３９、４０分圧抵抗
６、２３、２６、２９比較器
７発振回路
８、１４、４１誤差増幅器
９、１５、４２基準電圧発生回路
１２出力トランジスタ
１３制御トランジスタ
１９負荷
２２、２５、２８検出用抵抗
３２ベース端子
３５、３６制御端子

Claims

前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、
前記シリーズレギュレータは、前記シリーズレギュレータの出力電流を検出する第１の出力電流検出手段を備え、
前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、
前記第１の出力電流検手段による検出結果に応じて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている
ことを特徴とする直流安定化電源装置。
前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、
前記シリーズレギュレータは、前記出力トランジスタのベース電流を検出するベース電流検出手段を備え、
前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、
前記ベース電流検出手段による検出結果に応じて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている
ことを特徴とする直流安定化電源装置。
前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、
前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、
前記チョッパレギュレータの出力電流を検出する第２の出力電流検出手段と、
前記第２の出力電流検手段による検出結果に応じて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている
ことを特徴とする直流安定化電源装置。
前段に配置されるチョッパレギュレータと、後段に配置され、前記チョッパレギュレータの出力電圧を降圧して出力する出力トランジスタを備えるシリーズレギュレータとからなる直流安定化電源装置において、
前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータへの入力電圧をスイッチングして出力するスイッチングトランジスタと、前記チョッパレギュレータの出力電圧を所定の値に設定する出力電圧設定手段と、
外部からの信号を受けて、前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差が前記シリーズレギュレータの出力電流に対応した最小値となるように、前記設定された出力電圧を変更して調整する出力電圧調整手段とを備えている
ことを特徴とする直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータの出力電圧と前記シリーズレギュレータの出力電圧との差である前記シリーズレギュレータの入出力間電圧差を、前記出力トランジスタにおけるコレクタ−エミッタ間飽和電圧に等しくする
ことを特徴とする請求項１〜請求項４のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記シリーズレギュレータは、該シリーズレギュレータの出力電圧に応じて前記出力トランジスタを制御する出力制御部を備え、該出力制御部は、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を自身の電源電圧として動作する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータの出力電圧に応じて前記スイッチングトランジスタを制御するスイッチング制御部を備え、
前記シリーズレギュレータは、該シリーズレギュレータの出力電圧に応じて前記出力トランジスタを制御する出力制御部を備え、
単一の基準電圧発生回路が、前記スイッチング制御部を構成する基準電圧発生回路と前記出力制御部を構成する基準電圧発生回路とに兼用されて成る
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記シリーズレギュレータは、前記チョッパレギュレータの後段に夫々並列に接続された複数のシリーズレギュレータから成り、前記複数のシリーズレギュレータは、夫々電圧値の異なる電圧を出力する
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータは、該チョッパレギュレータの出力電圧に応じて前記スイッチングトランジスタを制御するスイッチング制御部を備え、
前記シリーズレギュレータは、該シリーズレギュレータの出力電圧に応じて前記出力トランジスタを制御する出力制御部を備え、
前記直流安定化電源装置は、外部からの第１制御信号に応じて前記スイッチング制御部への電源供給を遮断し、前記スイッチングトランジスタを遮断する第１の遮断手段、及びまたは外部からの第２制御信号に応じて前記出力制御部への電源供給を遮断し、前記出力トランジスタを遮断する第２の遮断手段を更に備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
外部からの第２制御信号に応じて前記出力トランジスタを遮断する第２の遮断手段と、
該第２の遮断手段により前記出力トランジスタが遮断されているとき、前記シリーズレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータの出力電圧を前記シリーズレギュレータに接続された負荷に供給する第１の迂回手段とを備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
外部からの第１制御信号に応じて前記スイッチングトランジスタを遮断する第１の遮断手段と、
該第１の遮断手段により前記スイッチングトランジスタが遮断されているとき、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する第２の迂回手段とを備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータへの入力電圧を検出し、該入力電圧の大きさが所定の閾値より小さくなったとき、前記スイッチングトランジスタを遮断するとともに、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する第３の迂回手段を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータの備えるスイッチングトランジスタのオン時間のデューティが所定の閾値より大きくなったとき、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する第４の迂回手段を備えた
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記第３の迂回手段または前記第４の迂回手段により、前記チョッパレギュレータを介することなく前記チョッパレギュレータへの入力電圧を前記シリーズレギュレータに入力電圧として供給する時、外部にリセット信号を発する回路を設けた
ことを特徴とする請求項１２または請求項１３のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータは、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を昇圧して出力する昇圧チョッパレギュレータである
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
前記チョッパレギュレータは、前記チョッパレギュレータへの入力電圧を昇圧または降圧して出力する昇降圧チョッパレギュレータである
ことを特徴とする請求項１〜請求項５のいずれかに記載の直流安定化電源装置。
請求項１〜請求項１６の何れかに記載の直流安定化電源装置を備えたことを特徴とする電気機器。