JP2005269392A - 受信装置及び受信方法と通信システムと装置 - Google Patents

Abstract

【課題】
時間領域で拡散処理された信号を逆拡散して合成するにあたり、合成した信号の品質の劣化を回避可能とする装置の提供。
【解決手段】
送信側より一つのシンボルを時間領域で拡散させてなる複数のシンボルが、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切替えて順次伝送路に送出される信号を受信し時間領域で逆拡散を行う受信装置が、一つの送信シンボルに対応する複数のシンボルの信号品質をそれぞれ測定する測定回路４と、複数のシンボルの信号品質を入力し、前記複数のシンボルに対する重み係数を導出する重み決定回路５と、重み決定回路で求められた複数のシンボルに対する前記重み係数で受信した複数のシンボルを荷重加算して得られたシンボルを出力する合成回路６を含む。
【選択図】
図１

Description

本発明は、通信装置に関し、特に、時間領域での拡散を行う通信に適用して好適な受信装置及び該受信装置を備えた通信装置に関する。

近時、携帯電話機や無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線通信以外に、家電、各種デジタルコンテンツを伝送する機器（例えばデジタルカメラ等）間での小規模無線通信を行う無線パーソナルエリアネットワーク（Wireless Personal Area Network；ＷＰＡＮ）の実用化が、例えばIEEE 802.15 Working Group for WPAN TG3a(Task Group 3a WAPAN at High rate PHY)等で鋭意検討されている。ＷＰＡＮでは、例えばマルチメディア情報の伝送への適用のため、情報伝送の高速化及び高信頼性が要求されており、他のＷＰＡＮ機器の通信等による雑音、干渉等に対する対策も必要とされている。

高い周波数効率とマルチパス耐性を備え、ＷＰＡＮへの適用が検討されているＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing；直交周波数分割多重）は、マルチキャリア伝送の一種であり、ＯＦＤＭシンボルを構成する複数のサブキャリア（正弦波）は１シンボル区間内で互いに直交するように周波数が設定されている。ＯＦＤＭ信号の発生は、各サブキャリアの振幅と位相に対する逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）で行われ、一方、復調は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で行われる。また、シンボル区間にガードインタバルを設定することで符号間干渉の影響を削減していることも、ＯＦＤＭの特徴である。そして、ＷＰＡＮにおいて、所定のホッピングパタンにしたがって搬送周波数を切替えて情報伝送を行う通信方式（「マルチバンドＯＦＤＭ」という）についても、各種提案がなされている（例えば後記非特許文献１等参照）。

以下では、高信頼性を図るために、時間領域での拡散（Time domain Spreading あるいは、Time Spreading）を行うマルチバンドＯＦＤＭについて説明しておく。図９（Ａ）に示すように、あるピコネット（「ピコネットＡ」という）では、情報伝送単位をなす１シンボル区間ごとに、搬送周波数をホッピングさせながら、同じシンボルを例えば２回ずつ送信している。この場合、時間拡散率（「time spreading rate」）は２に設定されている。図９（Ａ）に示すように、ピコネットＡの搬送周波数のホッピングパタンは、例えばｆ１、ｆ２、ｆ３、ｆ１、ｆ２、ｆ３、…のように、１周期ｆ１、ｆ２、ｆ３で繰り返えされ、一つの送信シンボルＡ１（ＯＦＤＭシンボル）は、周波数帯域ｆ１、ｆ２にて、シンボルＡ１−１、Ａ１−２と、計２回連続して伝送される。なお、アドホック接続されるマスタ（親機）とスレーブ（子機）間で形成されるネットワークをピコネットという。

また、図９（Ｂ）に示すように、別のピコネット（「ピコネットＢ」という）では、搬送周波数のホッピングパタンは、ｆ３、ｆ２、ｆ１、ｆ３、ｆ２、ｆ１、…と、１周期（ｆ３、ｆ２、ｆ１）で繰り返されている。ここで、例えば、機器同士（例えばマスタと２つのスレーブ）が、それぞれ、図９（Ａ）と図９（Ｂ）のホッピングパタンで通信している場合、図９（Ｃ）に示すように、周波数帯域ｆ２で、シンボルＡ１−１とＢ１−１、シンボルＡ３−１、Ｂ３−１とが衝突することになる（例えば後記非特許文献２等参照）。後述するように、同一周波数帯域で２つのシンボルが衝突した場合、これを受信する受信回路での受信シンボルの信頼度情報（信号品質）は悪化する。

次に、時間領域での逆拡散（Time Despreading）処理について説明しておく。図１０は、マルチバンドＯＦＤＭ受信回路における時間領域での逆拡散器の構成を模式的に示す図である。受信回路では、図示されない送信回路が１つのシンボルＡ１を時間領域で拡散して無線伝送路に送信した２つのシンボルＡ１−１とＡ１−２を受信して復調する。逆拡散器では、１つの送信シンボルＡ１に対応して受信したシンボルＡ１−１とシンボルＡ１−２を加算器３で加算したものを、逆拡散後のシンボルＡ１としている。

かかる構成の場合、例えば周波数ホッピングパタンが衝突した場合（図９（Ｃ）参照）に、逆拡散の利得が得られぬばかりか、逆拡散の結果得られたシンボルＡ１の信号品質を表すＳＮＲ（Signal to Noise ratio：信号対雑音比）は、２つのシンボルＡ１−１、Ａ１−２のＳＮＲのうち、良い方の値よりも悪くなる。なお、受信信号のＳＮＲは、伝送路（チャネル）の通信環境の信頼度情報として用いられる。

図１１は、図９（Ｃ）に示す状況において、ピコネットＡの復調シンボルのＳＮＲと、図１０の逆拡散器によって得られたシンボルのＳＮＲ（加算器３の出力のＳＮＲ）の関係を説明するための模式図である。周波数帯域ｆ２で、シンボルＡ１−２とシンボルＢ１−２、シンボルＡ３−１とシンボルＢ３−１が衝突しているため、受信装置において、周波数帯域ｆ２のシンボルのＳＮＲは、他の周波数帯域の受信シンボルのＳＮＲよりも極端に悪くなる。すなわち、図１１（Ａ）に示すように、受信したシンボルＡ１−１、Ａ１−２（Ｂ１−２と衝突）、Ａ２−１、Ａ２−２、Ａ３−１（Ｂ３−１と衝突）、Ａ３−２のＳＮＲは、それぞれ「良」、「悪」、「良」、「良」、「悪」、「良」とされる。図１０の逆拡散器による逆拡散後のシンボルＡ１、Ａ２、Ａ３のＳＮＲは、図１１（Ｂ）に示すように、それぞれ「悪」、「最良」、「悪」となる。

図１２は、図１０の逆拡散器に入力される、１つのシンボルＡ１を時間領域で拡散された第１のシンボルＡ１−１と第２のシンボルＡ１−２を受信復調したシンボルをそれぞれＳＡ１、ＳＡ２とした場合において、シンボルＳＡ１のＳＮＲを０ｄＢに固定し、シンボルＳＡ２のＳＮＲを、０ｄＢから２５ｄＢまで変化させた場合における、図１０の加算器３からの出力（＝ＳＡ１＋ＳＡ２）のＳＮＲをプロットしたグラフである。なお、ＳＮＲは、１０×ｌｏｇ(Ｓ_ＡＶ/Ｎ_ＡＶ)（ただし、Ｓ_ＡＶは信号（シンボル）の平均電力、Ｎ_ＡＶは雑音の平均電力）で与えられる。なお、シンボルＳＡ１、ＳＡ２のＳＮＲがともに０ｄＢのとき、図１０の加算器３の出力のＳＮＲは、１０×ｌｏｇ(２)≒３（ｄＢ）とされる。図１２に示すように、シンボルＳＡ２のＳＮＲが例えば、１５ｄＢ、２０ｄＢとなっても、２つのシンボルＳＡ１とＳＡ２の合成値（＝ＳＡ１＋ＳＡ２）のＳＮＲは、６ｄＢ程度とされる。すなわち、シンボルＳＡ２とシンボルＳＡ１のＳＮＲに約５ｄＢ以上差がある場合、図１０の加算器３から出力されるシンボルのＳＮＲは、シンボルＳＡ２のＳＮＲよりも劣化している。

doc:IEEE 802.15/267r2 Project;IEEE P802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks(WPANSs), Slide 10, Slide 23、インターネット<URL>http://grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/のディレクトリ2003/Jul03/のファイル"03267r2P802-15_TG3a-Multi-band-OFDM-CFP-Presentation.ppt" doc:IEEE 802.15/343r1 Project;IEEE P802.15 Working Group for Wireless Personal Area Networks(WPANSs), Slides 69-72、インターネット<URL>http://grouper.ieee.org/groups/802/15/pub/Download.htmlの"2003-802 Wireless World Documents"から取得されるファイル"15-03-0343-01-003a-multi-band-ofdm-sep03-presentation.pdf"

ところで、図１１の復調結果のように、シンボル毎にＳＮＲが劣化する原因としては、図９（Ｃ）に示したように、搬送周波数のホッピングパタンが衝突する場合以外にも、各種要因がある。例えば、外来ノイズ、フェーディング、受信回路における周波数領域での等化処理（ＦＥＱ）での劣化等である。このうち、外来ノイズとして、例えばＵＷＢ（UltraWideBand）で用いられる周波数帯域のうちある機器で特定の周波数帯域を利用している場合、他の機器では当該周波数帯域はノイズ（干渉波）となり、他の機器において、当該周波数帯域の信号のＳＮＲは悪化する。

また、マルチパス環境では、送信点は同一であった信号（電波）が反射、回折等によりさまざまな経路を通って変動を受け、受信点では、これらの波が合成された信号（多重波）が受信されることになる。通過した経路長の差の相違からそれぞれの波の強度や位相が異なって弱めあう場所や強めあう場所ができ、受信電界強度が複雑に大きく変動する（かかる受信電界強度の変動を「フェーディング」という）。そして、フェーディングにより、帯域内で周波数特性を持つ場合もある。

さらに、周波数等化器（ＦＥＱ）により、時間領域で逆拡散処理して得られたシンボルのＳＮＲが悪化する場合もある。後述するように、ＦＦＴにより復調されたＯＦＤＭデータシンボルの周波数領域での等化を行う周波数等化器（ＦＥＱ）では、トレーニング信号（例えばパケットの先頭のプリアンブル部の信号よりなり、「パイロットシンボル」ともいう）を用いて、ＦＥＱの補正係数（タップ補正係数）の推定が行われる。しかしながら、プリアンブル部に混入したノイズ等により、ＦＥＱの補正係数の推定を誤ると、周波数等化器（ＦＥＱ）の出力信号において、推定を誤った周波数帯域の受信信号のＳＮＲが悪くなる。

例えば送信側で、複数のピコネット間での周波数ホッピングパタンの衝突を回避するように、搬送周波数ホッピングパタンの割り当てをスケジュール管理する構成とした場合に、一般に、回路構成が大型化し、また、ピコネットの数の増大とともに、衝突の回避を実現するためのスケジューリング制御は複雑化する。

そして、送信側で、搬送周波数のホッピングパタンの衝突を回避する構成とした場合にも、
（Ａ）ある装置において他の装置が使用する周波数帯域が干渉波となって該周波数帯域のＳＮＲが悪化し、逆拡散処理されたシンボルのＳＮＲが悪化するという問題、及び、
（Ｂ）周波数フェージングやＦＥＱ補正係数の推定誤差等により、逆拡散処理されたシンボルのＳＮＲの劣化という問題は、依然、解消されずに残されたままである。

このため、上記（Ａ）、（Ｂ）の場合、時間領域で逆拡散された一方のシンボルのＳＮＲが良好であっても、ＳＮＲが劣化した他のシンボルによって、図１０の逆拡散器により時間領域で逆拡散されたシンボルのＳＮＲが劣化することは避けられない。

したがって、本発明は、上記問題点に鑑みて創案されたものであって、その主たる目的は、時間領域で拡散処理された信号を逆拡散して合成するにあたり、合成した信号の品質の劣化を回避可能とする装置及び方法を提供することにある。

本発明の他の目的は、簡易な構成により上記目的を達成する装置及び方法を提供することにある。

本願で開示される発明は、上記目的を達成するため、概略以下の構成とされる。

本発明の一つの側面（アスペクト）に係る装置は、情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応する前記複数のシンボルを受信する受信装置であって、受信した前記複数のシンボルのそれぞれの信頼度情報に基づき、前記複数のシンボルのそれぞれに対する重み係数を導出し、前記複数のシンボルと前記複数の重み係数とに基づき１つのシンボルを合成して出力する時間領域逆拡散回路を含む。

本発明において、前記複数のシンボルは、前記複数のシンボルを送信する送信装置から、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切り替えて順次伝送路に送出されたものであり、前記受信装置は、前記送信装置側の前記ホッピングパタンに対応して局発周波数を切り替えて復調する、構成とされている。

本発明に係る装置において、前記時間領域逆拡散回路が、前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を測定する測定回路と、前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を入力し、前記複数のシンボルに対する重み係数を決定する重み決定回路と、前記複数のシンボルと、前記複数のシンボルに対する前記重み係数とに基づき、前記１つのシンボルを合成して出力する合成回路と、を含む構成としてよい。

本発明に係る装置において、好ましくは、前記合成回路で合成して得られる前記１つのシンボルの信頼度情報が最良となるように、前記複数のシンボルに対する前記重み係数を決定する構成とされる。

本発明に係る装置において、前記測定回路は、前記シンボルの信頼度情報として、前記シンボルの信号品質を測定する構成とされる。

本発明に係る装置において、前記合成回路は、前記複数のシンボルをそれぞれ入力し、前記重み決定回路からの重み係数をそれぞれ入力し、入力した前記シンボルと前記シンボルに対応する前記重み係数とを乗算する、１つ又は複数の乗算器と、前記１つ又は複数の乗算器での乗算結果を入力して加算し、加算結果を前記合成した１つのシンボルとして出力する加算器と、を備えた構成としてもよい。

本発明に係る装置において、前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの前記重み係数を、前記複数のシンボルの前記信号品質の測定値に比例した値に設定する構成としてもよい。

本発明に係る装置において、前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値に関する大小関係から、少なくとも１つのシンボル（例えば信号品質の測定値が最良のシンボル）と他のシンボルのそれぞれの信号品質の測定値の差が、予め定められた所定値以上ある場合に、前記少なくとも１つのシンボルを選択し、選択されたシンボル以外の他のシンボルを非選択とするように、前記複数のシンボルのそれぞれの前記重み係数を設定する構成としてもよい。

本発明に係る装置において、前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値に関する大小関係から、２つの前記シンボルの信号品質の測定値間の差、又は、前記複数のシンボルが２つ以上ある場合、前記複数のシンボル間での信号品質の測定値の差の最大値が、予め定められた所定値よりも小であるとき、前記複数のシンボルの前記重み係数を、前記複数のシンボルの前記信号品質の測定値に比例した値に設定する構成としてもよい。

本発明に係る装置において、前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値に関する大小関係から、２つの前記シンボルの信号品質の測定値間の差、又は、前記複数のシンボルが２つ以上ある場合、前記複数のシンボル間での信号品質の測定値の差の最大値が、予め定められた所定値よりも小であるとき、前記複数のシンボルの前記重み係数を均等に設定する構成としてもよい。

本発明に係る装置において、前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値間の大小関係から、少なくとも１つのシンボルと他のシンボルのそれぞれの信号品質の測定値の差が、予め定められた所定値以上ある場合に、前記少なくとも１つのシンボルを選択し、選択されたシンボル以外の他のシンボルを非選択とするように、前記複数のシンボルのそれぞれの重み係数を設定し、２つの前記シンボルの信号品質の測定値間の差、又は、前記複数のシンボルが２つ以上ある場合、前記複数のシンボル間での信号品質の測定値の差の最大値が、予め定められた所定値よりも小であるとき、前記複数のシンボルの前記重み係数を均等に設定する構成としてもよい。

本発明に係る装置において、前記信号品質が、前記受信信号の信号対雑音比よりなる。

本発明の他の側面（アスペクト）に係る装置は、情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応する前記複数のシンボルを受信する受信装置であって、受信した前記複数のシンボルのそれぞれの信頼度情報に基づき、前記複数のシンボルのうち少なくとも１つのシンボルを選択し、前記複数のシンボルの中から選択された１つのシンボルを出力する時間領域逆拡散回路を含む構成とされる。

本発明に係る装置において、前記時間領域逆拡散回路は、前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を測定する測定回路と、前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を入力し、前記複数のシンボルのそれぞれについて選択又は非選択を制御する選択制御信号を出力する選択制御回路と、前記複数のシンボルに対する前記選択制御信号に基づき、前記複数のシンボルを、選択又は非選択に切替制御する複数の切替スイッチと、前記複数の切替スイッチを加算して１つのシンボルを出力する加算回路と、を含む。

本発明に係る装置において、前記測定回路は、前記シンボルの信頼度情報として、前記シンボルの信号品質（例えば信号対雑音比）を測定する。

本発明の他の側面（アスペクト）に係る通信システムは、情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で時間拡散させてなる複数のシンボルを送信する送信装置と、上記した各側面のいずれか１つの本発明に係る受信装置とを備える。送信装置は、好ましくは、複数のシンボルを所定のホッピングパタンで搬送周波数を切り替えて送信する。本発明において、上記送信装置と上記受信装置を同一機器内に具備してもよいことは勿論である。

本発明のさらに他の側面（アスペクト）に係る方法は、情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応して受信した前記複数のシンボルを時間領域で逆拡散するにあたり、
（Ａ）前記複数のシンボルの信頼度情報を求める工程と、
（Ｂ）前記複数のシンボルの信頼度情報から、前記複数の受信シンボルのそれぞれに対する重み係数を求める工程と、
（Ｃ）前記複数のシンボルと、前記複数のシンボルに対応する前記重み係数とに基づき、一つのシンボルを合成して出力する工程と、を含む。

本発明に係る方法において、前記重み係数を求める工程（Ｂ）では、好ましくは、前記複数のシンボルを合成した前記一つのシンボルの信頼度情報が最良となるように、前記複数のシンボルに対する前記重み係数を設定する。

本発明の他の側面（アスペクト）に係る方法は、情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応して受信した前記複数のシンボルを時間領域で逆拡散するにあたり、
（Ａ）前記複数のシンボルの信頼度情報を求める工程と、
（Ｂ）前記複数のシンボルの信頼度情報に基づき、前記複数のシンボルのうち少なくとも一つのシンボルを選択し、前記複数のシンボルの中から前記選択された一つのシンボルを出力する工程と、を含む。本発明に係る方法において、前記複数のシンボルは、前記送信側より、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切り替えて、順次、伝送路に送出される。

本発明によれば、時間領域で拡散されたシンボルの逆拡散処理において、少なくとも１つのシンボルの信号品質が良い場合にも逆拡散処理後のシンボルの信号品質が劣化することを回避することができる。

また、本発明によれば乗算器のかわりに、シンボルの選択を制御するスイッチを具備したことにより、装置構成を簡易化し、小型化、低消費電力化に貢献する。

本発明についてさらに詳細に説述すべく、添付図面を参照して以下にこれを説明する。

図１は、本発明を実施するための最良の一実施の形態を説明するための図である。本発明の一実施の形態に係る通信装置は、送信側からの情報伝送にあたり、一つのシンボルを時間領域で拡散させてなる複数のシンボルが、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切替えて、順次、無線伝送路に送出される通信方式の信号を受信する受信装置において、受信した複数のシンボルを時間領域で逆拡散する時間領域逆拡散回路を備えている。この時間領域逆拡散回路は、一つの送信シンボルに対応して受信した複数のシンボルの信頼度情報を取得する測定回路４と、シンボルの信頼度情報に基づき、該複数のシンボルのそれぞれに対する重み係数を導出する重み決定回路５とを備え、時間領域で拡散された複数のシンボルのそれぞれ（Ａ１−１、Ａ１−２）と、複数のシンボルに対応する重み係数（Ｗ１、Ｗ２）とに基づき、一つのシンボルを合成して出力する合成回路６を備えている。

時間領域で拡散された複数のシンボルに関する信頼度情報を取得する測定回路４は、シンボルの信頼度情報（したがって伝送路の信頼度情報）として、例えばシンボルのＳＮＲ（信号対雑音比）等の信号品質を測定する。

合成回路６は、第１のシンボル（Ａ１−１）と、第１のシンボルに対応する第１の重み係数（Ｗ１）とを乗算し乗算結果を出力する第１の乗算器１と、第２のシンボル（Ａ１−２）と、第２のシンボルに対応する第２の重み係数（Ｗ２）とを乗算し乗算結果を出力する第２の乗算器２と、第１の乗算器１と第２の乗算器２の出力を加算して出力する加算器３を備えている。本実施形態では、重み係数Ｗ１とＷ２は、例えば、Ｗ１＋Ｗ２＝１の関係を満たすように正規化されているものとする。もっとも、Ｗ１＋Ｗ２＝Ｎ（Ｎ＞１）の場合、加算器３での加算結果をＮで除算する除算器を具備する構成としてもよい。なお、図１には、簡単のため、時間拡散率が２（１つのシンボルを２つのシンボルに時間領域で拡散する）の場合について示されているが、本発明はかかる構成に限定されるものでないことは勿論である。例えば時間拡散率がＭ（ただし、Ｍは３以上の整数）の場合についても、Ｍ個の乗算器を並置し、Ｍ個の乗算器の出力を加算器に入力し、Ｍ個の重み係数を例えばＷ１＋Ｗ２＋…＋ＷＭ＝１と設定することで、同様にして構成される。

図２は、本発明の一実施の形態における、時間領域での逆拡散方法を説明するための流れ図である。図２を参照して、本発明の一実施の形態の方法を説明する。まず、一つのシンボルを時間領域で拡散した第１、第２のシンボルを受信し、受信した第１、第２のシンボルの信頼度情報（例えばＳＮＲ等の信号品質）を測定する（ステップＳ１）。

次に、第１、第２のシンボルのＳＮＲの測定値から、第１、第２のシンボルの重み係数Ｗ１、Ｗ２を導出する（ステップＳ２）。

次に、第１のシンボル、第２のシンボルを、重み係数Ｗ１、Ｗ２で荷重加算し、１つのシンボルを出力する（ステップＳ３）。

図３は、本発明の一実施の形態の作用効果を説明するための図である。図９（Ａ）の周波数ホッピングパタンのピコネットＡと、図９（Ｂ）の周波数ホッピングパタンのピコネットＢとが、図９（Ｃ）に示すように、周波数帯域ｆ２で衝突した場合、本実施の形態によれば、シンボルＡ１−１（ＳＮＲ良）と、シンボルＡ１−２（Ｂ１−２と衝突しＳＮＲ悪）の２つのシンボルから、それぞれのＳＮＲに基づき決定される重み係数により、荷重平均を行うことで、ＳＮＲが良好のシンボルＡ１が導出される。

同様にして、シンボルＡ３−１（Ｂ３−１と衝突しＳＮＲ悪）とシンボルＡ３−２（ＳＮＲ良）の２つのシンボルから、それぞれのＳＮＲに基づき決定される重み係数により、荷重平均を行うことで、ＳＮＲが良好のシンボルＡ３が導出される。

また、シンボルＡ２−１（ＳＮＲ良）とシンボルＡ２−２（ＳＮＲ良）の２つのシンボルから、それぞれＳＮＲに基づき、荷重平均を行うことで、ＳＮＲが最良のシンボルＡ２が導出される。

図１３は、図１に示した本発明の実施の形態の変形例を示す図であり、図１の合成回路６の構成の変形例を示している。この変形例は、図１に示す構成において、合成回路６を、図１３の合成回路６Ａとしたものである。図１３を参照すると、合成回路６Ａは、１つの乗算器１と、乗算器１の出力を第１の入力端から入力する加算器３と、加算器３の出力を入力としてサンプルするフリップフロップ７を備え、フリップフロップ７の出力は、加算器３の第２の入力端に接続される。なお、図１３において、重みＷ１、Ｗ２は、図１の重み決定回路５から供給される。

次に、図１３に示した合成回路６Ａの動作について説明する。シンボルの合成開始時、フリップフロップ７はリセット信号によりリセットされてその出力は０とされる。乗算器１は、シンボルＡ１−１と重みＷ１を乗算した結果を加算器３の第１の入力端子に供給し、加算器３は、シンボルＡ１−１と対応する重みＷ１との乗算結果と、第２の入力端子の入力値０（フリップフロップ７の出力）とを加算し、加算結果をフリップフロップ７に供給する。次に乗算器１は、シンボルＡ１−２と対応する重みＷ２との乗算結果を、加算器３に供給し、加算器３は、シンボルＡ１−２と重みＷ２との乗算結果と、フリップフロップ７から出力されるシンボルＡ１−１と重みＷ１との乗算結果と、を加算し、加算結果をフリップフロップ７に供給し、フリップフロップ７から該加算結果が合成シンボルＡ１として出力される。

図４は、本発明の別の実施の形態の構成を示す図である。図４を参照すると、この受信装置は、一つの送信シンボルについて時間領域で拡散された第１、第２のシンボル（Ａ１−１、Ａ１−２）の信頼度情報（ＳＮＲ等）を取得する測定回路１４と、測定回路１４で取得された各シンボルの信頼度情報に基づき、第１、第２のシンボル（Ａ１−１、Ａ１−２）のそれぞれに関する選択を制御する第１、第２の選択制御信号（ＳＥＬ１、ＳＥＬ２）を生成する選択制御回路１５と、第１、第２のシンボル（Ａ１−１、Ａ１−２）を入力し、第１、第２の選択制御信号（ＳＥＬ１、ＳＥＬ２）に基づき、一つのシンボルを合成して出力する合成回路１６を備えている。

合成回路１６は、第１の選択制御信号（ＳＥＬ１）に基づき、第１のシンボル（Ａ１−１）と固定値（＝０）のうちの一方を選択して出力する第１の選択回路１１と、第２の選択制御信号（ＳＥＬ２）に基づき、第２のシンボル（Ａ１−２）と固定値（＝０）の一方を選択して出力する第２の選択回路１２と、第１の選択回路１１と第２の選択回路１２の出力を入力とする加算器１３と、第１、第２の選択制御信号（ＳＥＬ１、ＳＥＬ２）を入力とする論理回路１７と、加算器１３の出力を１／２する正規化回路１８と、論理回路１７の出力信号に基づき、加算器１３の出力信号と正規化回路１８の出力信号の一方を選択して出力する切替スイッチ１９とを備えている。正規化回路１８は、加算器１３の出力を例えば１／２することで正規化する場合、１ビット・シフト回路で構成される。また、正規化回路１８は、論理回路１７の出力信号を受け、切替スイッチ１９が正規化回路１８の出力を選択するときに活性化され、切替スイッチ１９が加算器１３の出力を選択するときは非活性状態とされるような構成とし、必要なときだけ動作させる構成としてもよいことは勿論である。

第１、第２の選択回路１１、１２は、それぞれ、第１、第２の選択制御信号（ＳＥＬ１、ＳＥＬ２）により、入力されたシンボル、又は固定値（０）を選択出力する。選択の組み合わせとして、例えば下記（イ）乃至（ハ）のいずれかが選択される。

（イ）第１、第２の選択回路１１、１２から、第１、第２のシンボル（Ａ１−１、Ａ１−２）が出力され、加算器１３から、第１、第２のシンボルを加算した値が出力される。切替スイッチ１９は、正規化回路１８の出力を選択し、第１、第２のシンボル（Ａ１−１、Ａ１−２）の加算平均結果を出力する。第１、第２の選択回路１１、１２が、第１、第２のシンボル（Ａ１−１、Ａ１−２）を出力するときの、第１、第２の選択制御信号（ＳＥＬ１、ＳＥＬ２）の値が（１、１）の場合、論理回路１７はＡＮＤ回路から構成され、切替スイッチ１９は、論理回路１７からの出力が論理１のとき、正規化回路１８の出力を選択する。

（ロ）第１の選択回路１１から、第１のシンボル（Ａ１−１）が出力され、第２の選択回路１２から固定値（０）が出力され、加算器１３から、第１のシンボル（Ａ１−１）が出力され、切替スイッチ１９は、加算器１３の出力を選択出力する。

（ハ）第２の選択回路１２から、第２のシンボル（Ａ１−２）が出力され、第１の選択回路１１から固定値（０）が出力され、加算器１３から、第２のシンボル（Ａ１−２）が出力され、切替スイッチ１９は、加算器１３の出力を選択出力する。

例えば第１の選択制御信号ＳＥＬ１により、第１の選択回路１１が第１のシンボル（Ａ１−１）を選択出力し、第２の選択制御信号ＳＥＬ２により第２の選択回路１２が固定値０を選択出力することは、図１において、重み係数Ｗ１を１とし、重み係数Ｗ２を０とすることと、機能上は等価である。しかしながら、図４に示した構成によれば、切替スイッチよりなる選択回路１１、１２を具備したことにより、図１の構成で必要とされた乗算器１、２は不要とされている。このため、回路構成を小型化し、回路面積の縮減、低消費電力化を図ることができる。以下、実施例に即して説明する。

図５は、図１を参照して説明した本発明に係る時間領域の逆拡散器を、マルチバンドＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）受信装置に適用した例を示す図である。なお、マルチバンドＯＦＤＭ受信装置の構成として、例えば上記非特許文献１のスライド２３が参照される。図５において、乗算器１１１、１１２、加算器１１３、ＳＮＲ測定回路１１４、重み決定回路１１５は、図１の乗算器１、２、加算器３、ＳＮＲ測定回路４、重み決定回路５にそれぞれ対応しており、これら５つの回路が、本実施例の時間領域逆拡散器（Time Domain Despreader）を構成している。以下では、図５を参照して、マルチバンドＯＦＤＭ受信装置について概説する。

アンテナ１０１からの信号はフィルタ１０２で選択され低雑音増幅器（ＬＮＡ）１０３で増幅され、ミキサ１０４−１、１０４−２で直交復調される（搬送周波数ｆｃは送信側の周波数ホッピングパタンに同期して切替えられる）。ミキサ１０４−１、１０４−２で直交復調されたＩ（同相）信号、Ｑ（直交）信号は、それぞれ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０５−１、１０５−２で所定の遮断周波数以上の周波数成分が除去され、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１０６−１、１０６−２で増幅される。以上は、アナログフロントエンドを構成する。可変利得増幅器（ＶＧＡ）１０６−１、１０６−２の出力は、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）１０７−１、１０７−２でデジタル信号（複素デジタルベースバンド信号）に変換される。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）１０７−１、１０７−２の出力は、自動利得制御回路（ＡＧＣ）１０８に供給され、自動利得制御回路（ＡＧＣ）１０８は、可変利得増幅器（ＶＧＡ）１０６−１、１０６−２の利得を可変制御する。アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）１０７−１、１０７−２から出力されるデジタル信号より、ＣＰ（Cyclic Prefix）が除去された後、シリアルデータからパラレルデータに変換され、パラレルデータは、Ｎ−ポイントの高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１０９（Ｎは例えば１２８）に入力されて復調され、各サブキャリアのデータシンボル（ＯＦＤＭシンボル）Ｙ_ｋ（ｋ＝０〜Ｎ−１）が出力される。そして、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１０９から出力される各サブキャリアのデータシンボルＹ_ｋは、周波数領域等化回路（ＦＥＱ）１１０に入力され、チャネル（伝送路）の影響が等化によって除去される。

以下、周波数領域等化回路（ＦＥＱ）１１０について概説しておく。伝送されたトレーニングシンボル（通常プリアンブル部に挿入される）Ｂ_ｋと、その受信シンボルＹ_ｋとから、タップ係数（補正係数）Ｃ_ｋを次式（１）によって求める。
Ｃ_ｋ＝Ｂ_ｋ／Ｙ_ｋ（ただし、ｋ＝０〜Ｎ−１） …（１）

ただし、１／Ｃ_ｋ（各サブキャリアのデータシンボルの振幅と位相を補正するための複素係数）は、チャネル（伝送路）の伝達関数を近似する係数である。

周波数領域等化回路（ＦＥＱ）１１０は、高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）１０９から出力される各サブキャリア毎のデータシンボルＹ_ｋを、補正係数Ｃ_ｋを乗算した値
Ｙ’_ｋ＝Ｃ_ｋ＊Ｙ_ｋ （ただし、ｋ＝０〜Ｎ−１） …（２）
を出力する。

トラッキング部１１６は、シンボル中パイロットサブキャリアより位相誤差を推定し補正する。

ＳＮＲ測定回路１１４は、周波数領域等化回路（ＦＥＱ）１１０から出力される各サブキャリアのデータシンボルＹ’_ｋを受けて、図６に示すように、複素平面上（ＩＱ平面上）でＹ’_ｋと、参照信号（Ａ_ｋ）とから誤差ベクトルＹ’_ｋ−Ａ_ｋを求め、この誤差ベクトルの２乗を、各サブキャリアのＹ’_ｋについて加算した総和をＮで除算した二乗平均を求め、これを雑音のパワーＮ_ＡＶとする。

…（３）

そして、各サブキャリアの参照信号（Ａｋ）の二乗平均をパワーＳ_ＡＶとする。

…（４）

なお、上式（３）、（４）から、次式（５）によってＳＮＲが求められる。
ＳＮＲ＝１０×log（Ｓ_ＡＶ/Ｎ_ＡＶ） …（５）

なお、上式（３）、（４）では、平均パワーの導出の説明のため、Ｎ_ＡＶとＳ_ＡＶにおいて、（１／Ｎ）を乗算しているが、次式（５）からもわかるように、ＳＮＲの導出において、分母Ｎ_ＡＶと分子Ｓ_ＡＶの各（１／Ｎ）は相殺されることから、実際の演算では、上式（３）、（４）における１／Ｎの演算処理は行われない。

本実施例において、参照信号としては、例えば最近接符号点あるいは誤り訂正された符号点が用いられる。

重み決定回路１１５は、時間領域で拡散された連続する２つのシンボルのＳＮＲ１、ＳＮＲ２から２つのシンボルの重み係数Ｗ１、Ｗ２を導出する。例えば、２つのシンボルのＳＮＲ１、ＳＮＲ２の比と、重み係数Ｗ１、Ｗ２との比が等しくなるように設定してもよい。この場合、２つのシンボルのＳＮＲ１、ＳＮＲ２をそのまま重み係数Ｗ１、Ｗ２として用いてもよい。また、例えばＷ１＋Ｗ２＝１となるように正規化してもよい。

あるいは、重み決定回路１１５は、時間領域で逆拡散される２つのシンボルのうちの一方のシンボルのＳＮＲが他方のシンボルのＳＮＲよりも所定値以上大（すなわち、ＳＮＲの差が所定値以上）である場合、一方のシンボルの重み係数を１とし、他方のシンボルの重み係数を０とする制御を行う構成としてもよい。この場合、乗算器の重み係数が０であることは、乗算器の出力は０であることから、図４に示したように、乗算器を省略する構成としてもよい。また乗算器の重み係数が１であることは、乗算器の入力される信号をそのまま出力することであり、重み係数が１のとき、入力されるシンボルを通過させ、重み係数が０のとき通過を阻止するスイッチに置き換えることができる（図４の選択回路１１、１２参照）。なお、時間拡散率が３以上の場合、時間領域で逆拡散される３つ以上のシンボルのうち、ＳＮＲが最良のシンボルと他のシンボルのＳＮＲの差が所定値以上の場合、ＳＮＲが最良のシンボルの重み係数を１とし、他のシンボルの重み係数を０としてもよい。

図５の加算器１１３の出力を受けるデインタリーバ１１７では、送信側のインタリーバ（後述する図７参照）に対応してビットコードの入れ替えが行われ、デインタリーバ１１７の出力はデコーダ１１８（Ｖｉｔｅｒｂｉデコーダ）に入力されて復号される。デコーダ１１８は、送信側の畳み込み符号化に対応し、受信系列において送信された可能性のある符号語の尤度を比較し、尤度を最大とする最も確からしい符号語を選択する最尤復号処理をビタビ（Ｖｉｔｅｒｂｉ）アルゴリズムを用いて行う。デコーダ１１８で復号された信号は、デスクランブラ１１９でスクランブルの解除が行われる。

本実施例は、時間領域での拡散（Time Spreading）により、異なる周波数帯域で送信される、複数のシンボルの信号品質の測定値に基づき、複数のシンボルを重み付けして合成することで、時間領域で逆拡散して得られたシンボルの信号品質の劣化を防いでいる。

図７は、図５に示した受信回路にマルチバンドＯＦＤＭ信号を送信する送信装置の構成の一例を示す図である（例えば上記非特許文献１のスライド１０参照）。図７を参照して、この送信装置について概説する。スクランブラ２０１は、入力データのランダマイズ処理を行う。畳み込みエンコーダ２０２は、図示されないシフトレジスタとｍｏｄ２の加算器を有する公知の構成とされ、入力ビットとシフトレジスタ内の値（過去の情報）を用いて符号化を行う。パンク部２０３は、畳み込み符号データのうちいくつかのシンボルを消去することによって、より高い符号化率の符号（パンクチャド符号）を生成出力する。パンクチャド符号化処理されたビットストリームは、バッファされ、インタリーバ２０４でブロックインタリーブされ、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）等のコンスタレーションマップにしたがって、２進ビット（２ビット）がＱＰＳＫ信号にマッピングされる。またパイロットサブキャリアも挿入される。そして、ＱＰＳＫ信号はバッファされ、Ｎ−ポイント逆高速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）２０６で逆高速フーリエ変換されＯＦＤＭシンボルが生成される。逆高速フーリエ変換部２０６からのＯＦＤＭシンボルは、時間拡散部２０７で時間拡散される（例えば時間拡散率２の場合、同一シンボルを２回送信）。そして、時間拡散部２０７からのパラレル信号（ＯＦＤＭシンボル）はシリアル信号に変換され、ＣＰ（Cyclic Prefix）が付され、デジタル・アナログ変換器２０８でアナログ信号に変換され、搬送周波数のホッピングパタンを定める時間周波数コード２１１に従い、図示されない周波数シンセサイザが、１シンボルに対応する時間ごとに周波数ｆｃをホッピングさせた搬送波を出力する。デジタル・アナログ変換器２０８からのアナログ信号と搬送波（周波数ｆｃ）を入力とするミキサ２０９（無線部）で直交変調して合成し、図示されない電力増幅器を介して送信アンテナ２１０から、チャネル（伝送路）に出力する。なお、逆高速フーリエ変換部２０６と時間拡散部２０７の配置は入れ替えてもよい。

本発明の一実施例において、例えばアドホック接続される端末同士が、図５に示した受信回路と図７に示した送信回路を具備する構成としてもよい。

図８は、本発明の実施例の作用効果を説明するための図である。図１２と同様、時間領域で拡散された２つの受信シンボルをＳ１、Ｓ２として、シンボルＳ１のＳＮＲを０ｄＢとし、シンボルＳ２のＳＮＲを、０ｄＢから１５ｄＢまで変化させた場合における、逆拡散処理したシンボル（図１２と同様、Ｓ１＋Ｓ２）のＳＮＲを示す図である。なお、図８において、ＳＮＲは、１０×log(Ｓ_ＡＶ/Ｎ_ＡＶ)（ただし、Ｓ_ＡＶは信号の平均電力、Ｎ_ＡＶは雑音の平均電力）で与えられる。

図８において、ｘを結ぶ特性曲線ａは、比較例として、図１０に示した重み付け無しで平均化を行った場合であり、図１２の特性曲線に対応している。

また、図８において、○を結ぶ特性曲線ｂは、図４に示した本発明の一実施例の時間領域逆拡散回路に従うものである。シンボルＳ１とシンボルＳ２のＳＮＲの差が５ｄＢ以下のときには、重み付け無しで平均化（（Ｓ１＋Ｓ２）／２）を行い、シンボルＳ２のＳＮＲが５ｄＢを超えたとき、シンボルＳ２を選択する。このように、２つの受信シンボルのＳＮＲの差が所定値以上の場合、２つのシンボルのうちＳＮＲの良いほうのシンボルを選択して出力することで、逆拡散処理されたシンボルのＳＮＲは、値のよいほうのシンボルのＳＮＲに対応して向上する。この実施例において、シンボルＳ１、Ｓ２は、図４のシンボルＡ１−１、Ａ１−２に対応しており、シンボルＡ１−１のＳＮＲ１とシンボルＡ１−２のＳＮＲ２との差が所定値以下（例えば５ｄＢ以下）のとき、図４の選択制御回路１５は、選択回路１１、１２がともに入力されたシンボルＡ１−１、Ａ１−２を選択して出力するように制御し、加算器１３でシンボルＡ１−１、Ａ１−２を加算し、加算結果を、正規化回路１８で正規化して出力する。一方、シンボルＡ１−２のＳＮＲ２の方がシンボルＡ１−１のＳＮＲ１より大きくその差が所定値（５ｄＢ）より大のとき、選択制御回路１５は、選択回路１１で０を選択し、選択回路１２でシンボルＡ１−２を選択するように制御し、加算器１３では、シンボルＡ１−２と０を加算することで、シンボルＡ１−２を出力し、切替スイッチ１９は加算器１３の出力を選択する。逆に、シンボルＡ１−１のＳＮＲ１の方がシンボルＡ１−２のＳＮＲ２より大きくその差が所定値（５ｄＢ）より大の場合、シンボルＡ１−１を選択出力する制御が行われる。時間拡散率が３以上の場合には、シンボル同士のＳＮＲの差の最大値が所定値（例えば５ｄＢ以下）のとき、重み付け無しで平均化を行い、それ以外のとき、最良のＳＮＲのシンボルを選択するようにしてもよい。

図８において、△を結ぶ特性曲線ｃは、図１に示した本発明の実施例に対応しており、重み係数Ｗ１、Ｗ２を、ＳＮＲ１、ＳＮＲ２に比例する値として、合成したシンボルのＳＮＲである。本実施例においては、ＳＮＲ１＝０とされる場合、ＳＮＲ２が７ｄＢ以下のときは、特性曲線ａ、ｂよりも良好である。一方、ＳＮＲ２が７ｄＢを超えると、特性曲線ｂの方が特性曲線ｃよりも、良好となる。

したがって、特性曲線ｂとｃが交差する点、例えば２つのシンボルＳ２、Ｓ１のＳＮＲの差が７ｄＢ以下までは、特性曲線ｃに対応してＳＮＲにしたがって重み付けを行い、ＳＮＲの差７ｄＢ以上では、ＳＮＲの良い方のシンボルの重みを１とし、他方のシンボルの重みを０とすることで、特性ｂを実現し、これにより、常に、最良の合成特性を得るように制御してもよい。

本実施例において、図１に示す合成回路６におけるシンボルの合成の仕方として、
（ａ）重み係数Ｗ１：Ｗ２＝１：１で合成する、
（ｂ）重み係数Ｗ１：Ｗ２＝１：０、又はＷ１：Ｗ２＝０：１により一方のシンボルを選択する、
（ｃ）重み係数Ｗ１：Ｗ２＝ＳＮＲ１：ＳＮＲ２で重み付けして合成する、
（ｄ）測定されたＳＮＲ１とＳＮＲ２の差によって上記（ａ）から（ｃ）を切り替える、
制御の少なくともいずれか１つが行われる。

上記（ａ）と（ｂ）の組み合わせは、図１の乗算器は不要とされる。

上記（ｂ）と（ｃ）の組み合わせは、図８の特性ｃとｂを選択するものであり、最適な合成を実現することができる。

さらに、時間領域で拡散された複数のシンボルのＳＮＲに基づき、値が最良のＳＮＲのシンボルを１つ選択するようにしてもよい。例えば図３において、第１、第２のシンボルＡ１−１、Ａ１−２のＳＮＲのうち一方の信号品質が、所定の値よりも大である場合、１方を選択して出力する構成としてもよい。この場合、第１、第２のシンボルＡ１−１、Ａ１−２のＳＮＲの差分を計算せず、ＳＮＲの値が、予め定められた所定値以上のとき、伝送路の信頼度は十分高いと判断し、図１の重み係数Ｗ１、Ｗ２の一方を１とし、他方を０とするか、あるいは、図４の選択制御信号ＳＥＬ１、ＳＥＬ２の一方を１とし、他方を０とする。

本実施例において、受信シンボル系列の信頼度情報として用いられるＳＮＲの測定は、雑音と信号の平均電力から求めているが、雑音と信号のピークレベルに基づきＳＮＲを求めてもよい。また、受信シンボル系列の信頼度情報として、雑音電力レベル等を用いてもよい。さらに、周波数選択性フェージング等によりシンボル間の干渉（InterSymbol Interference；ＩＳＩ）が問題となる場合、干渉レベルを求め、重み係数を決定するようにしてもよい。あるいは、受信シンボルの信頼度情報から算出される重み係数を、ＭＡ（Moving Average）モデル等による統計的処理により、合成されたシンボルの誤差（二乗誤差）が最小となるように、実時間で、予測推定し、可変制御する構成としてもよいことは勿論である。なお、本発明において、受信シンボル系列の信頼度情報としては、受信したシンボルの信頼度が低いか高いか（したがって伝送路の通信環境の劣悪）を判定できさえすればよく、上記ＳＮＲ等以外の任意の情報（例えばエラー情報、オフライン情報）を利用してもよいことは勿論である。

本実施例によれば、ピコネット間で、搬送周波数のホッピングパタンが衝突する場合のほか、ある装置において他の装置が使用する周波数帯域が干渉波となって該周波数帯域のＳＮＲが悪化した場合にも、時間領域で逆拡散したシンボルのＳＮＲを良好なものとすることを可能としている。また、周波数フェージングやＦＥＱ補正係数の推定誤差等により、シンボルのＳＮＲが劣化した場合にも、時間領域で逆拡散したシンボルのＳＮＲを良好なものとすることを可能としている。

なお、本発明は、ＷＰＡＮ機器等にのみ適用されるものでなく、情報シンボルを時間領域で拡散して複数のシンボルとして伝送する任意の通信システムに適用される。

以上本発明を上記実施例に即して説明したが、本発明は、上記実施例の構成にのみ限定されるものでなく、本発明の範囲内で当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

本発明の一実施形態の構成を説明するための図である。 本発明の一実施形態の処理手順を説明するための流れ図である。 本発明の一実施形態の作用を説明するための図である。 本発明の別の実施形態の構成を説明するための図である。 本発明をＭＢ−ＯＦＤＭ受信回路に適用した一実施例の構成を示す図である。 図６のＳＮＲ測定回路の測定を説明するための図である。 ＭＢ−ＯＦＤＭ送信回路の一実施例の構成を示す図である。 本発明の実施の形態の作用効果を定量的に説明するための図である。 時間領域で逆拡散され、周波数ホッピングされる通信方式を説明する図である。 時間領域での逆拡散を説明するための図である。 図１０に示した時間領域での逆拡散器の作用を説明するための図である。 図１０に示した時間領域での逆拡散器の作用を定量的に示す図である。 本発明の実施形態の変形例を説明するための図である。

符号の説明

１、２ 乗算器
３ 加算器
４ ＳＮＲ測定回路
５ 重み決定回路
６、６Ａ 合成回路
７ フリップフロップ（レジスタ）
１１ 第１の選択回路
１２ 第２の選択回路
１３ 加算器
１４ 測定回路
１５ 選択制御回路
１６ 合成回路
１７ 論理回路
１８ 正規化回路
１９ 切替スイッチ
１０１ アンテナ
１０２ フィルタ
１０３ 低雑音増幅器
１０４−１、１０４−２ ミキサ
１０５−１、１０５−２ 低域通過フィルタ
１０６−１、１０６−２ 可変利得増幅器
１０７−１、１０７−２ アナログ・デジタル変換器
１０８ 自動利得制御回路
１０９ 高速フーリエ変換部
１１０ 周波数領域等化回路
１１１、１１２ 乗算器
１１３ 加算器
１１４ ＳＮＲ測定回路
１１５ 重み決定回路
１１６ トラッキング回路
１１７ デインタリーバ
１１８ デコーダ
１１９ デスクランブラ
２０１ スクランブラ
２０２ 畳み込みエンコーダ
２０３ パンク
２０４ インタリーバ
２０５ コンスタレーションマップ
２０６ 逆高速フーリエ変換部
２０７ 時間拡散部（時間領域拡散部）
２０８ デジタル・アナログ変換器
２０９ 直交変調器
２１０ アンテナ
２１１ 時間周波数コード

Claims (24)

1. 情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応する前記複数のシンボルを受信する受信装置であって、
   受信した前記複数のシンボルのそれぞれの信頼度情報に基づき、前記複数のシンボルのそれぞれに対する重み係数を導出し、前記複数のシンボルと前記複数の重み係数とに基づき１つのシンボルを合成して出力する時間領域逆拡散回路を含む、ことを特徴とする受信装置。
2. 前記複数のシンボルは、前記複数のシンボルを送信する送信装置から、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切り替えて順次伝送路に送出されたものであり、
   前記受信装置は、前記送信装置側の前記ホッピングパタンに対応して局発周波数を切り替えて復調する、ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。
3. 前記時間領域逆拡散回路が、前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を測定する測定回路と、
   前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を入力し、前記複数のシンボルに対する重み係数を決定する重み決定回路と、
   前記複数のシンボルと、前記複数のシンボルに対する前記重み係数とに基づき、前記１つのシンボルを合成して出力する合成回路と、
   を含む、ことを特徴とする請求項１又は２記載の受信装置。
4. 前記重み決定回路は、前記合成回路で合成して得られる前記１つのシンボルの信頼度情報が最良となるように、前記複数のシンボルに対する前記重み係数を決定する、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
5. 前記測定回路は、前記シンボルの信頼度情報として、前記シンボルの信号品質を測定する、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
6. 前記合成回路が、前記複数のシンボルをそれぞれ入力し、前記重み決定回路からの重み係数をそれぞれ入力し、入力した前記シンボルと前記シンボルに対応する前記重み係数とを乗算する少なくとも１つの乗算器と、
   前記乗算器の乗算結果を入力して加算し、加算結果を前記合成した１つのシンボルとして出力する加算器と、
   を備えている、ことを特徴とする請求項３に記載の受信装置。
7. 前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの前記重み係数を、前記複数のシンボルの前記信号品質の測定値に比例した値に設定する、ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
8. 前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値に関する大小関係から、少なくとも１つのシンボルと他のシンボルのそれぞれの信号品質の測定値の差が、予め定められた所定値以上ある場合に、前記少なくとも１つのシンボルを選択し、選択されたシンボル以外の他のシンボルを非選択とするように、前記複数のシンボルのそれぞれの前記重み係数を設定する、ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
9. 前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値に関する大小関係から、２つの前記シンボルの信号品質の測定値間の差、又は、前記複数のシンボルが２つ以上ある場合、前記複数のシンボル間での信号品質の測定値の差の最大値が、予め定められた所定値よりも小であるとき、前記複数のシンボルの前記重み係数を、前記複数のシンボルの前記信号品質の測定値に比例した値に設定する、ことを特徴とする請求項５又は８に記載の受信装置。
10. 前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値に関する大小関係から、２つの前記シンボルの信号品質の測定値間の差、又は、前記複数のシンボルが２つ以上ある場合、前記複数のシンボル間での信号品質の測定値の差の最大値が、予め定められた所定値よりも小であるとき、前記複数のシンボルの前記重み係数を均等に設定する、ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
11. 前記重み決定回路は、前記複数のシンボルの信号品質の測定値間の大小関係から、少なくとも１つのシンボルと他のシンボルのそれぞれの信号品質の測定値の差が、予め定められた所定値以上ある場合に、前記少なくとも１つのシンボルを選択し、選択されたシンボル以外の他のシンボルを非選択とするように、前記複数のシンボルのそれぞれの重み係数を設定し、
    ２つの前記シンボルの信号品質の測定値間の差、又は、前記複数のシンボルが２つ以上ある場合、前記複数のシンボル間での信号品質の測定値の差の最大値が、予め定められた所定値よりも小であるとき、前記複数のシンボルの前記重み係数を均等に設定する、ことを特徴とする請求項５に記載の受信装置。
12. 情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応する前記複数のシンボルを受信する受信装置であって、
    受信した前記複数のシンボルのそれぞれの信頼度情報に基づき、前記複数のシンボルのうち少なくとも１つのシンボルを選択し、前記複数のシンボルの中から選択された１つのシンボルを出力する時間領域逆拡散回路を含む、ことを特徴とする受信装置。
13. 前記複数のシンボルは、前記複数のシンボルを送信する送信装置から、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切り替えて、順次、伝送路に送出されたものであり、
    前記受信装置は、前記送信装置側の前記ホッピングパタンに対応して局発周波数を切り替えて復調する、ことを特徴とする請求項１２に記載の受信装置。
14. 前記時間領域逆拡散回路が、前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を測定する測定回路と、
    前記複数のシンボルのそれぞれの前記信頼度情報を入力し、前記複数のシンボルのそれぞれについて選択又は非選択を制御する選択制御信号を出力する選択制御回路と、
    前記複数のシンボルに対する前記選択制御信号に基づき、前記複数のシンボルを、選択又は非選択に切替制御する複数の切替スイッチと、
    前記複数の切替スイッチを加算して１つのシンボルを出力する加算回路と、
    を含む、ことを特徴とする請求項１２又は１３に記載の受信装置。
15. 前記測定回路は、前記シンボルの信頼度情報として、前記シンボルの信号品質を測定する、ことを特徴とする請求項１４に記載の受信装置。
16. 前記シンボルの前記信号品質の測定値が、前記シンボルの信号対雑音比よりなる、ことを特徴とする請求項５乃至１１、１５のいずれか一に記載の受信装置。
17. 請求項１６に記載の前記受信装置が、
    複数のサブキャリアの周波数が互いに直交する直交周波数多重化（ＯＦＤＭ）方式で情報伝送されるシンボルに対して、搬送周波数を所定のパタンでホッピングさせて伝送されるマルチバンドＯＦＤＭ方式の信号を受信して復調する無線部と、
    前記無線部からのアナログ信号を受けデジタル信号に変換するアナログ・デジタル変換回路と、
    前記アナログ・デジタル変換回路の出力から所定のプレフィックスが除去された信号を入力してフーリエ変換するフーリエ変換部と、
    前記フーリエ変換部からの出力を受け周波数領域での等化を行う等化器と、
    を少なくとも備え、
    前記測定回路は、前記等化器から出力されるサブキャリアごとのデータシンボルに関する誤差の２乗平均を算出することで、前記シンボルの信号対雑音比を求める、ことを特徴とする受信装置。
18. 前記測定回路は、前記等化器で得られた各サブキャリアごとのデータシンボルに関して、対応する参照信号との誤差ベクトルの絶対値の２乗を求め、前記絶対値の２乗のサブキャリアに関する総和を、サブキャリアの数で除算した２乗平均と、各サブキャリアごとの前記参照信号の２乗平均との比から、前記信号対雑音比を求める、ことを特徴とする請求項１７に記載の受信装置。
19. 情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で時間拡散させてなる複数のシンボルを送信する送信装置と、
    請求項１乃至１８のいずれか一に記載の受信装置と、
    を備えた通信システム。
20. 情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で時間拡散させてなる複数のシンボルを送信する送信装置と、
    請求項１乃至１８のいずれか一に記載の受信装置と、
    を備えた携帯通信端末。
21. 情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応して受信した前記複数のシンボルを時間領域で逆拡散するにあたり、
    前記複数のシンボルの信頼度情報を求める工程と、
    前記複数のシンボルの信頼度情報から、前記複数のシンボルのそれぞれに対する重み係数を求める工程と、
    前記複数のシンボルと、前記複数のシンボルに対応する前記重み係数とに基づき、１つのシンボルを合成して出力する工程と、
    を含む、ことを特徴とする受信方法。
22. 前記重み係数を求める工程は、前記複数のシンボルを合成した前記１つのシンボルの信頼度情報が最良となるように、前記複数のシンボルに対する前記重み係数を設定する、ことを特徴とする請求項２１に記載の受信方法。
23. 情報伝送にあたり１つのシンボルを時間領域で拡散してなる複数のシンボルが送信側から送出され、前記１つのシンボルに対応して受信した前記複数のシンボルを時間領域で逆拡散するにあたり、
    前記複数のシンボルの信頼度情報を求める工程と、
    前記複数のシンボルの信頼度情報に基づき、前記複数のシンボルのうち少なくとも１つのシンボルを選択し、前記複数のシンボルの中から前記選択された１つのシンボルを出力する工程と、
    を含む、ことを特徴とする受信方法。
24. 前記複数のシンボルは、前記送信側より、搬送周波数を所定のホッピングパタンで切り替えて、順次、伝送路に送出されたものである、ことを特徴とする請求項２１乃至２３のいずれか一に記載の受信方法。

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