JP2005168171A - 電力変換装置およびそれを備える自動車 - Google Patents

Abstract

【課題】 スイッチング動作に伴う電磁波ノイズを軽減して無線受信機の受信状況を改善する電力変換装置およびそれを搭載した自動車を提供する。
【解決手段】 スイッチング素子Ｑのゲート駆動回路ＧＤは、無線受信機の作動・停止に対応して設定されるスイッチング制御信号ＳＤＣに応じて駆動ユニット３０２および３１２の一方を選択的に用いて、ゲート制御信号ＧＳに応答してゲートＮｇをオン電圧Ｖｃまたはオフ電圧Ｖｓへ駆動するように構成されている。無線受信機の停止時には、駆動ユニット３１２が用いられて、ゲート抵抗（抵抗３１６）は小さくなる。一方、無線受信機の作動時には、駆動ユニット３０２が用いられて、ゲート抵抗（抵抗３０６）が大きくなるので、スイッチング速度が低下してサージ電圧の発生が抑制され、無線受信機に影響するスイッチングノイズも軽減される。
【選択図】 図７

Description

この発明は電力変換装置に関し、より特定的には、ラジオ等の無線受信装置の近傍に配置される電力変換装置およびそれを備えた自動車に関する。

電力変換装置ではスイッチング素子の開閉動作時に電磁波ノイズが発生することが知られている。このため、ラジオ等の無線受信機と、ノイズ源となる電力変換装置とが接近して備えられるシステムでは、当該無線受信機での受信状態を改善するための技術が必要となる。

たとえば、自動車に搭載されるＤＣ−ＤＣコンバータについて、スイッチング周波数を車載ラジオ（無線受信機）の選局周波数に応じて変更する技術が開示されている（特許文献１）。
特開２００２−３３５６７２号公報 特開２００３−１８８２９号公報 特開２００３−８８１０１号公報 特開平１１−１４６６４１号公報

しかしながら、特許文献１に開示された構成では、ラジオの選局が切り替わるたびにスイッチング周波数が切り替わることになるので、スイッチング騒音の問題が新たに生じる可能性がある。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、スイッチング動作に伴う電磁波ノイズを軽減して無線受信機での受信状況を改善する電力変換装置およびそれを搭載した自動車を提供することである。

この発明による電力変換装置は、無線受信機の近傍に配置される電力変換装置であって、スイッチング素子と、制御装置と、駆動回路とを備える。複数のスイッチング素子は、電力変換を行なう。制御装置は、無線受信機が作動中か否かを検知する機能を有し、かつ複数のスイッチング素子の開閉を制御する制御装置複数のスイッチング素子の開閉を制御する。駆動回路は、複数のスイッチング素子の各々に対応して設けられ、制御装置からの制御信号に応答して対応のスイッチング素子を開閉し、かつ、無線受信機の作動中における対応のスイッチング素子の開閉速度を、無線受信機の停止中よりも遅くなるように制御可能である。

好ましくは、駆動回路は、対応のスイッチング素子の駆動電源と対応のスイッチング素子の制御電極との間に電気的に接続される電気抵抗を、無線受信機の作動中と停止中との間で切換える。

また好ましくは、駆動回路は、作動中において、対応のスイッチング素子の開閉速度を無線受信機の停止中よりも遅くする程度を、無線受信機の受信電波の周波数帯に応じて決定する。

あるいは好ましくは、駆動回路は、作動中において、対応のスイッチング素子の開閉速度を無線受信機の停止中よりも遅くするかどうかを、無線受信機の受信電波強度に応じて決定する。

また好ましくは、駆動回路において対応のスイッチング素子の開閉速度を無線受信機の停止中よりも遅くするかどうかは、複数のスイッチング素子がそれぞれのスイッチング動作により無線受信機に及ぼすノイズレベルを予め評価したノイズ評価データに基づき、無線受信機での受信電波強度に応じて複数のスイッチング素子ごとに決定される。

この発明による自動車は、請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置と、無線受信機として設けられた車載チューナとを備える。

この発明の他の構成による自動車は、請求項３または４に記載の電力変換装置と、無線受信機として設けられた車載チューナと、自車位置を特定可能なカーナビゲーションシステムとを備え、カーナビゲーションシステムは、各地点における放送の電波強度を示すマップデータを有し、前無線受信機の受信電波強度は、マップデータに基づいて決定される。

この発明による電力変換装置は、無線受信機の作動中にスイッチング素子の開閉速度（スイッチング速度）を遅くすることができるので、スイッチング時のサージ電圧を抑制して発生ノイズレベルを軽減して、無線受信機の受信状況を改善できる。また、無線受信機の停止中にはスイッチング速度を遅くしないので、電力損失が増大することを防止できる。

また、無線受信機の動作に応じてスイッチング素子の制御電極へ接続される抵抗を切換える構成とすることで、簡易な構成の駆動回路によって、無線受信機作動時のスイッチング速度を遅くすることができる。

また、スイッチング速度を遅くする程度を受信電波の周波数帯に応じて決定することにより、比較的受信状況が良好な周波数帯（たとえばＦＭ放送）の受信時にはスイッチング速度を遅くする程度を小さくする一方で、受信状況があまり良くない周波数帯（たとえばＡＭ放送）の受信時には、スイッチング速度を遅くする程度を大きくする制御方式とすることができる。これにより、スイッチング素子での電力損失を受信周波数帯に応じて抑制しつつ、チューナの受信状況改善を図ることができる。

また、スイッチング速度の低下制御を行なうかどうかを無線受信機での受信電波強度に応じて決定することにより、電波強度がノイズ影響を受けない程度に大きい、あるいは、ノイズを軽減しても受信状況の改善が望めない程度に小さい場合には、スイッチング速度の低下制御を中止できる。したがって、スイッチング素子での電力損失を受信条件に応じて抑制しつつ、チューナの受信状況を改善できる。

さらに、スイッチング速度低下制御をスイッチング素子ごとに行なうことにより、必要なスイッチング素子のみでスイッチング速度を遅くする低下制御をスイッチング素子ごとに行なうので、電力損失を抑制しつつチューナの受信状況改善を図ることができる。

この発明の自動車では、電力変換装置でのスイッチング速度低下制御によって、電力変換装置での電力損失が無用に増大しないように考慮しつつ、車載チューナの受信状況を改善できる。

さらに、カーナビゲーションシステムのマップデータから、自車位置に対応した受信電波強度を求めることにより、電波強度測定システムを搭載することなく、スイッチング素子での電力損失を受信条件に応じて抑制しつつ、チューナの受信状況を改善できる。

この発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。

この発明による電力変換装置は、無線受信機と同一システム内に配置されることを前提としている。したがって、以下の実施の形態では、無線受信機として車載ラジオが備えられた自動車にこの発明による電力変換装置が搭載される構成例について代表的に説明する。しかしながら、以下の説明で明らかになるように、この発明は、スイッチング素子の駆動回路構成にその特徴を有するので、搭載される機器・システム等を限定することなく、無線受信機に対する電磁波ノイズ源となり得る電力変化装置に対して適用可能である。

図１は、この発明による電力変換装置を搭載したハイブリッド自動車の構成を示す概略ブロック図である。

図１を参照して、この発明の実施の形態によるハイブリッド自動車１００は、バッテリ１０と、ＰＣＵ（Power Control Unit）２０と、動力出力装置３０と、ディファレンシャルギア（ＤＧ：Differential Gear）４０と、前輪５０Ｌ，５０Ｒと、後輪６０Ｌ，６０Ｒと、フロントシート７０Ｌ，７０Ｒと、リアシート８０とを備える。

バッテリ１０は、たとえば、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成り、直流電圧をＰＣＵ２０へ供給するとともに、ＰＣＵ２０からの直流電圧によって充電される。バッテリ１０は、リアシート８０の後方部に配置される。

動力出力装置３０は、ダッシュボード９０よりも前側のエンジンルームに配置される。ＰＣＵ２０は、動力出力装置３０と電気的に接続される。動力出力装置３０は、ＤＧ４０と連結される。

ＰＣＵ２０は、バッテリ１０からの直流電圧を昇圧し、その昇圧した直流電圧を交流電圧に変換して動力出力装置３０に含まれるモータＭＴを駆動制御する。また、ＰＣＵ２０は、動力出力装置３０に含まれるジェネレータＧＴが発電した交流電圧を直流電圧に変換してバッテリ１０を充電する。すなわち、ＰＣＵ２０は、バッテリ１０によって供給される直流電力と、モータＭＴを駆動制御する交流電力およびジェネレータＧＴによって発電される交流電力との間での電力変換を行なう「電力変換装置」に相当する。

動力出力装置３０は、エンジンおよび／またはモータＭＴによる動力をＤＧ４０を介して前輪５０Ｌ，５０Ｒに伝達して前輪５０Ｌ，５０Ｒを駆動する。また、動力出力装置３０は、前輪５０Ｌ，５０ＲによるジェネレータＧＴの回転力によって発電し、その発電した電力をＰＣＵ２０へ供給する。あるいは、モータＭＴおよびジェネレータＧＴの機能を併せ持つモータジェネレータを動力出力装置３０に設けることも可能である。

ＤＧ４０は、動力出力装置３０からの動力を前輪５０Ｌ，５０Ｒに伝達するとともに、前輪５０Ｌ，５０Ｒの回転力を動力出力装置３０へ伝達する。

図２は、自動車１００におけるオーディオシステムの配置を説明する図である。

図２を参照して、自動車１００におけるオーディオシステムは、マルチディスプレイ１１０、電子チューナ（以下、単に「チューナ」と称する）１２０、アンテナ１３０およびスピーカ１４１〜１４４を含む。

マルチディスプレイ１１０およびチューナ１２０は、運転者からの操作入力を受けるために、フロントシート７０Ｒ、７０Ｌ（図１）の前に設けられる。

アンテナ１３０は、車外に配置されてＡＭ放送波やＦＭ放送波に代表される無線電波を受信する。なお、図２では、車外に配置されるポールアンテナを代表的に示したが、アンテナ１３０の形式・配置個所は特に限定されるものでない。

スピーカ１４１〜１４４は、左右フロントドアパネルおよびアッパーバックパネル左右にそれぞれ取り付けられる。

図３は、自動車１００におけるオーディオシステムの構成を示すブロック図である。

図３を参照して、マルチディスプレイ１１０およびチューナ１２０に対して、運転者あるいは同乗者からの操作入力が与えられ、チューナ１２０は、アンテナ１３０で受信された無線電波から、操作入力に応答した選局周波数の信号を取出して増幅し、得られた音声をスピーカ１４１，１４３，１４４等から出力する。

オーディオシステムには、自動車１００の自車位置を特定するためのナビゲーションコンピュータ１５０がさらに組み込まれ、特定された自車位置に基づく情報をマルチディスプレイ１１０およびスピーカ１４２から出力可能である。ナビゲーションコンピュータ１５０への操作入力は、マルチディスプレイ１１０や他に設けられたスイッチ類（図示せず）により与えられる。

図４は、図１に示されたＰＣＵ２０の構成を説明する回路図である。

図４を参照して、ＰＣＵ２０は、平滑コンデンサ２０５と、昇圧用コンバータ２１０と、インバータ２２０と、ＤＣ−ＤＣコンバータ２３０と、エアコンインバータ２４０とを備える。

平滑コンデンサ２０５は、バッテリ１０からの電源ライン２０１および２０２の間に接続される。

昇圧用コンバータ２１０は、リアクトル２１５と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電源ライン２０３および２０２の間に直列に接続される。リアクトル２１５は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと、電源ライン２０１との間に接続される。この実施の形態におけるスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）が適用可能である。

インバータ２２０は、モータＭＴに対応して設けられたインバータユニット２２１と、ジェネレータＧＴに対応して設けられたインバータユニット２２２と、平滑コンデンサ２２５とを含む。

平滑コンデンサ２２５は、電源ライン２０３および２０２の間に接続され、昇圧コンバータ２１０の出力電圧すなわちインバータユニット２２１，２２２の入力電圧を平滑する。

インバータユニット２２１は、一般的な３相インバータの構成を有し、Ｕ相アームを構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４と、Ｖ相アームを構成するスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６と、Ｗ相アームを構成するスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８とを含む。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のそれぞれに対応して、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すように逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。インバータユニット２２１の各相アームは、モータＭＴの対応相と接続される。

インバータユニット２２２の構成は、インバータユニット２２１と同様であるので詳細な説明は繰り返さない。インバータユニット２２２の各相アームは、ジェネレータＧＴの対応相と接続される。

コントローラ２５０は、モータＭＴでモータ指令値に応じたトルク・回転数等が生じるように、各種センサからの出力値に応じて、昇圧コンバータ２１０の動作を制御するコンバータ制御信号ＣＶＳおよびインバータユニット２２１の動作を制御するインバータ制御信号ＩＶＳ１を生成する。具体的には、コンバータ制御信号ＣＶＳは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ制御信号であり、インバータ制御信号ＩＶＳ１は、インバータユニット２２１中のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフ制御信号である。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ８は、ゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ８によって、これらのオン・オフ制御信号に応答して、開閉される。各種センサからの出力値には、たとえば、モータジェネレータの位置センサ・速度センサからの出力値、電流センサ２２７からの出力値、平滑コンデンサ２２５の保持電圧検出センサからの出力が含まれる。

「制御装置」に相当するコントローラ２５０は、さらに、ジェネレータＧＴで発電された交流電圧が直流電圧に変換されるように、各種センサからの出力に応じてインバータユニット２２２の動作を制御するインバータ制御信号ＩＶＳ２を生成する。具体的には、インバータ制御信号ＩＶＳ２は、インバータユニット２２２中のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフ制御信号である。

昇圧コンバータ２１０は、電源ライン２０１および２０２の間にバッテリ１０から供給された直流電圧を受けて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作によって、入力電圧を昇圧してコンデンサ２２５に供給する。コンバータ２１０での昇圧比は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン期間比（デュ−ティ比）に応じて決まる。

インバータユニット２２１は、インバータ制御信号ＩＶＳ１に応答したスイッチング動作によって、コンデンサ２２５によって平滑された昇圧コンバータ２１０からの直流電圧を交流電圧に変換してモータＭＴを駆動する。

また、インバータユニット２２２は、ジェネレータＧＴが発電した交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサ２２５に供給する。コンデンサ２２５は、インバータユニット２２２からの直流電圧を平滑化して昇圧コンバータ２１０へ供給する。昇圧コンバータ２１０は、コンデンサ２２５からの直流電圧を降圧して、電源ライン２０１へ供給する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２３０は、電源ライン２０１および２０２の間の直流電圧をレベル変換して、図示しない補機を駆動制御する。ＤＣ−ＤＣコンバータ２３０は、詳細な構成は図示を省略しているが、スイッチング素子によって構成されたインバータブリッジと、変圧器と、整流器とから構成される。

エアコンインバータ２４０は、電源ライン２０１および２０２の間の直流電圧を交流電圧に変換して、エアコンを駆動制御する。すなわち、エアコンインバータ２４０にもインバータブリッジを構成する複数個のスイッチング素子が含まれる。

図４に示すように、ＰＣＵ２０内には、ハイブリッド自動車１００の運転中に所定周波数で開閉されるスイッチング素子が多数設けられる。図１および図２に示された配置例のように、自動車１００の全体レイアウト上、「電力変換装置」に相当するＰＣＵ２０と、「無線受信機」に相当するチューナ１２０とが近接して配置されると、ＰＣＵ２０でのスイッチング動作に伴う電磁波ノイズによって、チューナ１２０での受信に悪影響を与えるおそれがある。すなわち、ＰＣＵ２０内の複数個のスイッチング素子がそれぞれノイズ源となる。

次に、スイッチング動作と電磁波ノイズの発生との関係を説明する。

図５は、スイッチング速度が高い場合のスイッチング動作を説明する図である。

図５を参照して、スイッチング素子のオン・オフを制御するゲート制御信号ＧＳは、スイッチング素子のオン期間に論理ハイレベル（Ｈレベル）に設定され、オフ期間に論理ロール（Ｌベル）に設定される。

時刻ｔ１以前においては、ゲート制御信号ＧＳ＝Ｌベルであるので、コレクタ・エミッタ間のスイッチング電圧Ｖｓｗ≠０である一方でスイッチング電流Ｉｓｗ＝０である。

時刻ｔ１において、ゲート制御信号ＧＳがＬレベルからＨレベルへ変化すると、ゲート制御信号ＧＳに応答したゲート電位の変化に応じて、スイッチング電流Ｉｓｗが流れ始めるとともに、スイッチング電圧Ｖｓｗは低下する。完全にターンオンされた状態では、スイッチング電圧Ｖｓｗは、その素子の特性で決まるＬレベル電圧となる。

一方時刻ｔ２において、ゲート制御信号ＧＳがＨレベルからＬレベルへ変化すると、ゲート制御信号ＧＳに応答したゲート電位の変化に応じて、スイッチング電流Ｉｓｗが下降し始めるとともに、スイッチング電圧Ｖｓｗは上昇する。完全にターンオフされた状態では、スイッチング電流Ｉｓｗ＝０となる。

実際のスイッチング動作時には、ゲート駆動回路によるゲート電位の変化速度に対応する一定レートに従って、スイッチング電流Ｉｓｗおよびスイッチング電圧Ｖｓｗが変化する。これにより、必然的に、スイッチング電流Ｉｓｗおよびスイッチング電圧Ｖｓｗの積に相当するスイッチング時の損失電力Ｐ１が発生する。上記のゲート駆動回路によるゲート電位の変化速度に対応する一定レートは、スイッチング素子の開閉速度に相当し、「スイッチング速度」とも呼ばれる。

損失電力Ｐ１を抑制するにはスイッチング速度を高めることが好ましいが、スイッチング速度を高めると、いわゆるサージ電圧が発生し易くなり、電磁波ノイズの発生が多くなる。

一方、図６は、スイッチング速度が低い場合のスイッチング動作を説明する図である。

図６を参照して、スイッチング速度を遅くすることにより、スイッチング電流Ｉｓｗおよびスイッチング電圧Ｖｓｗが変化するレートが小さくなり、サージ電圧の発生が抑えられる。これにより、電磁波ノイズの発生が抑制されるので、図５に示したスイッチング動作時と比較して、無線受信機（図２のチューナ１２０）での受信状況が改善される。

しかしながら、スイッチング電流Ｉｓｗおよびスイッチング電圧Ｖｓｗの積に相当するスイッチング時の損失電力Ｐ２は、図５における損失電力Ｐ２よりも大きくなってしまう。

このように、スイチッング速度は、電磁波ノイズの発生量および損失電力に影響がある。したがって、この発明による電力変換装置では、無線受信機の動作・非動作および動作時の受信状況等に応じてスイッチング速度を可変とする構成を、各スイッチング素子に対応して配置されるゲート駆動回路に持たせることとする。

次に、この発明による電力変換装置でのスイッチング速度制御のためのゲート駆動回路の構成例を説明する。

図７は、この発明によるゲート駆動回路の構成例を示す回路図である。

図７を参照して、この発明によるゲート駆動回路ＧＤは、ＡＮＤ回路３００，３０１，３１０，３１１と、駆動ユニット３０２，３１２と、抵抗３０６および３１６とを有する。ゲート駆動回路ＧＤは、図４に示したゲート駆動回路ＧＤ１〜ＧＤ８および、図示しないスイッチング素子に対応して設けられたゲート駆動回路を総括的に示している。

ＡＮＤ回路３００は、ゲート制御信号ＧＳおよびスイッチング速度制御信号ＳＤＣの論理積（ＡＮＤ）演算結果を出力する。ＡＮＤ回路３０１は、ゲート制御信号ＧＳの反転信号およびスイッチング速度制御信号ＳＤＣの論理積（ＡＮＤ）演算結果を出力する。

駆動ユニット３０２は、プルアップ用のｎ型トランジスタ３０３と、プルダウン用のｎ型トランジスタ３０４とを有する。ｎ型トランジスタ３０３は、対応のスイッチング素子Ｑのオン電圧ＶｃおよびノードＮ０の間に接続される。ｎ型トランジスタ３０４は、対応のスイッチング素子Ｑのオフ電圧ＶｓおよびノードＮ０の間に接続される。ｎ型トランジスタ３０３のゲートへは、ＡＮＤ回路３００の出力信号が与えられ、ｎ型トランジスタ３０４のゲートへは、ＡＮＤ回路３０１の出力信号が与えられる。抵抗３０６は、ノードＮ０およびスイッチング素子ＱのゲートＮｇの間に接続される。

同様に、ＡＮＤ回路３１０は、ゲート制御信号ＧＳおよびスイッチング速度制御信号ＳＤＣの反転信号の論理積（ＡＮＤ）演算結果を出力する。ＡＮＤ回路３１１は、ゲート制御信号ＧＳの反転信号およびスイッチング速度制御信号ＳＤＣの反転信号の論理積（ＡＮＤ）演算結果を出力する。

駆動ユニット３１２は、プルアップ用のｎ型トランジスタ３１３と、プルダウン用のｎ型トランジスタ３１４とを有する。ｎ型トランジスタ３１３は、オン電圧ＶｃおよびノードＮ１の間に接続される。ｎ型トランジスタ３１４は、オフ電圧ＶｓおよびノードＮ１の間に接続される。ｎ型トランジスタ３１３のゲートへは、ＡＮＤ回路３１０の出力信号が与えられ、ｎ型トランジスタ３１４のゲートへは、ＡＮＤ回路３１１の出力信号が与えられる。抵抗３１６は、ノードＮ１およびゲートＮｇの間に接続される。抵抗３１６の抵抗値Ｒ２は、抵抗３０６の抵抗値Ｒ１よりも小さい。すなわち、Ｒ１＞Ｒ２である。

スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｌレベルの場合には、ＡＮＤ回路３００および３０１の出力信号は、ゲート制御信号ＧＳに関わらずＬレベルに固定されるので、ｎ型トランジスタ３０３，３０４の各々はターンオフされる。これにより、ノードＮ０は、オン電圧Ｖｃおよびオフ電圧Ｖｓのいずれとも接続されない。

一方、ＡＮＤ回路３００および３０１の出力信号は、ゲート制御信号ＧＳに応じて、一方がＨレベルとなり、他方がＬレベルとなる。ゲート制御信号ＧＳ＝Ｈレベルのときには、ｎ型トランジスタ３１３がターンオンする一方でｎ型トランジスタ３１４がターンオフするので、ノードＮ１はオン電圧Ｖｃと接続される。反対に、ゲート制御信号ＧＳ＝Ｌレベルのときには、ｎ型トランジスタ３１４がターンオンする一方でｎ型トランジスタ３１３がターンオフするので、ノードＮ１はオフ電圧Ｖｓと接続される。

したがって、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｌレベルの場合には、スイッチング素子Ｑの駆動電圧（オン電圧Ｖｃおよびオフ電圧Ｖｓを総称するもの）とゲートＮｇとの間に接続されるゲート抵抗はＲ２となる。

これに対して、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｈレベルの場合には、ＡＮＤ回路３１０および３１１の出力信号は、ゲート制御信号ＧＳに関わらずＬレベルに固定されるので、ｎ型トランジスタ３１３，３１４の各々はターンオフされる。これにより、ノードＮ１は、オン電圧Ｖｃおよびオフ電圧Ｖｓのいずれとも接続されない。

一方、ＡＮＤ回路３１０および３１１の出力信号は、ゲート制御信号ＧＳに応じて、一方がＨレベルとなり、他方がＬレベルとなる。ゲート制御信号ＧＳ＝Ｈレベルのときには、ｎ型トランジスタ３０３がターンオンする一方でｎ型トランジスタ３０４がターンオフするので、ノードＮ０はオン電圧Ｖｃと接続される。反対に、ゲート制御信号ＧＳ＝Ｌレベルのときには、ｎ型トランジスタ３０４がターンオンする一方でｎ型トランジスタ３０３がターンオフするので、ノードＮ０はオフ電圧Ｖｓと接続される。

この結果、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｈレベルの場合には、スイッチング素子Ｑの駆動電圧とゲートＮｇとの間に接続されるゲート抵抗はＲ１となる。

ゲート駆動回路ＧＤによるゲート電位の変化速度、すなわちスイッチング速度は、ゲート抵抗に依存するので、スイッチング速度は、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｈレベルの場合に、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｌレベルの場合によりも遅くなる。

したがって、通常時には、電力損失を抑制するためにスイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｌレベルとして図５に示すようなスイッチング動作を行なう一方で、電磁波ノイズ抑制を優先したい場合には、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ＝Ｈレベルとすることにより、図６に示すようなスイッチング動作を行なう構成とすることができる。

図８は、この発明によるゲート駆動回路の他の構成例を示す回路図である。

図８を参照して、ゲート駆動回路ＧＤは、駆動ユニット３３０と、抵抗３４０，３４２，３４４と、バイパススイッチ３５０，３５５を有する。

駆動ユニット３３０は、プルアップ用のｐ型トランジスタ３３１と、プルダウン用のｎ型トランジスタ３３２とを有する。ｎ型トランジスタ３３１は、オン電圧ＶｃおよびノードＮ２の間に接続される。ｎ型トランジスタ３３２は、オフ電圧ＶｓおよびノードＮ２の間に接続される。ｐ型トランジスタ３３１およびｎ型トランジスタ３３２のゲートへは、ゲート制御信号ＧＳの反転信号が共通に与えられる。

抵抗３４０，３４２，３４４は、ゲートＮｇとノードＮ２との間に直列に接続される。バイパススイッチ３５０は、抵抗３４２の両端を、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ１のＬレベル時に短絡し、Ｈレベル時に開放するように接続される。同様に、バイパススイッチ３５５は、抵抗３４４の両端を、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ２のＬレベル時に短絡し、Ｈレベル時に開放するように接続される。

ゲート制御信号ＧＳに応じて、ｐ型トランジスタ３３１およびｎ型トランジスタ３３２の一方がターンオンする一方で、他方がターンオフされる。すなわち、ゲート制御信号ＧＳ＝ＨレベルのときにはノードＮ２がオン電圧Ｖｃと接続され、ゲート制御信号ＧＳ＝ＬレベルのときにはノードＮ２がオフ電圧Ｖｓと接続される。

図８の構成では、駆動電圧（オン電圧Ｖｃまたはオフ電圧Ｖｓ）とゲートＮｇとの間に接続されるゲート抵抗は、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２の組合せに応じて、Ｒ１，Ｒ１＋Ｒ２、Ｒ１＋Ｒ３，Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３の４段階に変化可能である。

したがって、通常時には、電力損失を抑制するためにスイッチング速度制御信号ＳＤＣ１、ＳＤＣ２＝Ｌレベルとして図５に示すようなスイッチング動作を行なう一方で、電磁波ノイズ抑制を優先したい場合には、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ１およびＳＤＣ２の少なくとも一部をＨレベルとすることにより、スイッチング速度を段階的に遅くすることができる。

図７および図８に例示したゲート駆動回路ＧＤがＰＣＵ２０内の各スイッチング素子に対応して配置される。図４に示したコントローラ２５０は、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ（ＳＤＣ１，ＳＤＣ２）を生成する。

次に、この発明による電力変換装置におけるスイッチング速度制御方式の具体例を説明する。

図９は、この発明によるスイッチング速度制御の第１の具体例を説明する図である。

図９を参照して、コントローラ２５０は、チューナ１２０が停止中／動作中のいずれであるかに応じて、スイッチング速度制御信号ＳＤＣを切換える。たとえば、チューナ１２０が停止中／動作中のいずれであるか示す信号をチューナ１２０からコントローラ２５０へ伝達する構成とすることにより、コントローラ２５０は、チューナ１２０が作動中か否かを検知する機能を有することができる。

すなわち、チューナの停止中には、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ（ＳＤＣ１，ＳＤＣ２）をＬレベルとして、ゲート駆動回路ＧＤのゲート抵抗を小さくして、図５に示したような電力損失低下を優先したスイッチング動作を行なう。

これに対して、チューナの動作中には、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ（ＳＤＣ１，ＳＤＣ２）をＨレベルとして、ゲート駆動回路ＧＤのゲート抵抗を大きくすることで、各スイッチング素子Ｑでのスイッチング速度を遅くして、図６に示したようなスイッチング動作を行なう。これにより、チューナ作動中には、ＰＣＵ２０内のスイッチング素子からの電磁波ノイズが抑制されるので、受信状況が改善される。

図１０は、この発明によるスイッチング速度制御の第２の具体例を説明する図である。

図１０では、図８に例示したように、複数のスイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２，…の組合せによって、各ゲート駆動回路でのゲート抵抗を段階的に設定可能とした場合に、無線受信機の作動中でのスイッチング速度を遅くする程度を、受信電波の周波数帯に応じて段階的に決定する。

図１０を参照して、チューナの停止中には、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２をＬレベルとすることにより、ゲート駆動回路ＧＤのゲート抵抗を小さくして、図５に示したような電力損失低下を優先したスイッチング動作を行なう。

チューナの動作中には、比較的受信状況が良好なＦＭ放送受信時には、一方のスイッチング速度制御信号（たとえばＳＤＣ１）のみをＨレベルとする一方で、受信状況があまり良くないＡＭ放送受信時には、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２の両方をＨレベルとする。

これにより、ゲート駆動回路ＧＤにおいて、チューナ作動時におけるゲート抵抗は、チューナ停止時よりも大きくなるが、チューナでの受信電波の周波数帯に応じて増大分が異なる。

この結果、チューナ（無線受信機）作動中において、比較的受信状況が良好な周波数帯（たとえばＦＭ放送）の受信時にはスイッチング速度を遅くする程度を小さくする一方で、受信状況があまり良くない周波数帯（たとえばＡＭ放送）の受信時には、スイッチング速度を遅くする程度を大きくする制御方式とすることができる。これにより、スイッチング素子での電力損失を受信周波数帯に応じて抑制しつつ、チューナの受信状況改善を図ることができる。

図１１は、この発明によるスイッチング速度制御の第３の具体例を説明するフローチャートである。

図１１を参照して、チューナ１２０が起動されて、受信選局が行なわれると（ステップＳ１００）、選局周波数の受信電波強度Ｐｉｎが求められる（ステップＳ１１０）。受信電波強度は、電界強度システムを自動車に搭載して実測してもよいし、ナビゲーションコンピュータ１５０によるナビゲーションシステムにおいて各地点に対応して予め設定されたマップデータに基づいて、現在の自車位置に対応して決定してもよい。

受信電波強度Ｐｉｎが十分高い場合には、スイッチング動作による電磁波ノイズを抑制しなくても受信障害は発生せず、聴感が著しく悪化することはない。また、受信電波強度Ｐｉｎがかなり低い場合には、スイッチング動作による電磁波ノイズを抑制しても、そもそもの受信状況が良くないので、聴感の改善効果は薄い。

したがって、受信電波強度Ｐｉｎに、上限側および下限側のしきい値ＰｍａｘおよびＰｍｉｎを設け、受信電波強度Ｐｉｎが上限値および下限値を外れていないかを判定する（ステップＳ１２０）。

受信電波強度Ｐｉｎが上限Ｐｍａｘまたは下限Ｐｍｉｎを超えた場合には、電磁波ノイズを抑制しても聴感の改善効果が小さいため、電力損失の増加を伴うスイッチング速度低下制御を行なわない（ステップＳ１３０）。一方、受信電波強度Ｐｉｎが上限Ｐｍａｘおよび下限Ｐｍｉｎの範囲内である場合には、電磁波ノイズの抑制によって聴感の改善効果が期待できるため、無線受信機の作動中においてスイッチング速度低下制御を実行する（ステップＳ１４０）。

これにより、スイッチング素子での電力損失を受信条件（受信電波強度）に応じて抑制しつつ、チューナの受信状況改善を図ることができる。

図１２は、この発明によるスイッチング速度制御の第４の具体例を説明するフローチャートである。図１２では、スイッチング速度制御をスイッチング素子ごとに設定可能な制御方式を説明する。

図１２を参照して、チューナ１２０の起動により、図１１で説明したのと同様のステップＳ１００およびＳ１１０が実行され、選局周波数の受信電波強度Ｐｉｎが求められる。

次に、受信電波強度Ｐｉｎに応じて、ＰＣＵ２０（電力変換装置）からの許容スイッチングノイズレベルＮｌｍが決定される（ステップＳ２００）。具体的には、受信電波強度Ｐｉｎが大きいときには許容スイッチングノイズレベルＮｌｍも大きくなり、受信電波強度Ｐｉｎが小さいときには許容スイッチングノイズレベルＮｌｍも小さくなる。コントローラ２５０内には、受信電波強度Ｐｉｎおよび許容スイッチングノイズレベルＮｌｍを対応付けるマップあるいは演算式、ならびに以下に説明するノイズマップが予め格納されているものとする。

図１３は、ノイズマップの構成例を説明する概念図である。

図１３を参照して、電力変換装置を構成する各回路ごとに、動作時における受信妨害ノイズレベルのマップが予め作成される。たとえば、図４に示したＰＣＵ２０では、昇圧コンバータ２１０，インバータユニット２２１，インバータユニット２２２，ＤＣ−ＤＣコンバータ２３０，エアコンインバータ２４０ごとにノイズレベルが設定される。

マップ内のノイズレベルは、予め実験した測定値を用いてもよいし、スイッチング周波数、スイッチング電流およびチューナからの距離等に基づく計算値を用いてもよい。

また、各回路からのノイズレベルは、上述したスイッチング速度低下制御時についても予め設定される。図１３の例では、通常時（チューナ停止時）でのスイッチング速度ＬＶ０に対して、インバータからのノイズレベルがＮＩ０であり、スイッチング速度がＬＶ１〜ＬＶ３へ遅くなるのに従って、ノイズレベルがＮＩ１〜ＮＩ３へ改善されていく点が見積もられている（ＮＩ０＞ＮＩ１＞ＮＩ２＞ＮＩ３）。同様に、コンバータに関しても、スイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２に応じて決まるスイッチング速度ＬＶ０〜ＬＶ３にそれぞれ対応させて、ノイズレベルＮＣ０〜ＮＣ３が予め見積もられている
再び図１２を参照して、許容スイッチングノイズレベルＮｌｍが決定されると、次に、電力変換装置内の動作中の回路からのノイズレベルの総和ΣＮｓが図１３に示したノイズマップに基づいて求められる（ステップＳ２１０）。

求められたΣＮｓ≦Ｎｌｍであれば、スイッチング速度を遅らせる制御を行なう必要はないが、ΣＮｓ＞Ｎｌｍである場合には、コントローラ２５０は、ΣＮｓ≦Ｎｌｍとできるようなスイッチング速度レベルをノイズマップに基づいて決定する（ステップＳ２２０）。

コントローラ２５０は、決定されたスイッチング速度レベルに対応して、それぞれの回路ごとにスイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２を生成する（ステップＳ２３０）。コントローラ２５０によって生成されたスイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２は、それぞれのスイッチング素子に対応するゲート駆動回路に送出される。各ゲート駆動回路により、対応のスイッチング素子のスイッチング速度を、伝達されたスイッチング速度制御信号ＳＤＣ１，ＳＤＣ２に応じて設定する（ステップＳ２４０）。

これにより、受信状況（受信電波強度）に応じてスイッチング速度低下制御をスイッチング素子ごとに行なうので、電力損失を抑制しつつチューナの受信状況改善を図ることができる。

なお、上述したスイッチング速度制御の第２〜第４の具体例は、適宜組み合わせることも可能である。たとえば、第４の具体例において、受信電波強度が所定範囲内でない場合にはスイッチング速度低下制御を行なわない構成としたり、許容スイッチングノイズレベルの算出に受信電波の周波数帯を反映してもよい。

また、この実施の形態では。各スイッチング素子におけるスイッチング速度を２段階あるいは４段階に設定可能な例を示したが、この段階数は任意の数とすることができる。たとえば、図７に示したゲート駆動回路においては、駆動ユニットおよび抵抗の組、ならびに対応のスイッチング速度制御信号をさらに多数設けることにより、スイッチング速度を遅くする程度を段階的に設定できる。また、図８に示したゲート駆動回路においては、ノードＮ２およびゲートＮｇの間に直列接続される新たな抵抗および当該抵抗のバイパススイッチの組、ならびに対応のスイッチング速度制御信号をさらに多数設けることにより、スイッチング速度を遅くする程度をさらに段階的に設定できる。

なお、上記の実施の形態では、スイッチング素子がＩＧＢＴ，ＭＯＳ−ＦＥＴ等の電圧駆動型素子であるものとしてゲート駆動回路の構成例を開示したが、パワートランジスタ等の電流駆動型素子をスイッチング素子として備えた電力変換装置に対しても、本発明を同様に適用することが可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明による電力変換装置を搭載したハイブリッド自動車の構成を示す概略ブロック図である。 図１に示した自動車におけるオーディオシステムを説明する図である。 図１に示した自動車におけるオーディオシステムの構成を示すブロック図である。 図１に示されたＰＣＵ（電力変換装置）の構成を説明する回路図である。 スイッチング速度が高い場合のスイッチング動作を説明する図である。 スイッチング速度が低い場合のスイッチング動作を説明する図である。 この発明によるゲート駆動回路の構成例を示す回路図である。 この発明によるゲート駆動回路の他の構成例を示す回路図である。 この発明によるスイッチング速度制御の第１の具体例を説明する図である。 この発明によるスイッチング速度制御の第２の具体例を説明する図である。 この発明によるスイッチング速度制御の第３の具体例を説明するフローチャートである。 この発明によるスイッチング速度制御の第４の具体例を説明するフローチャートである。 ノイズマップの構成例を説明する概念図である。

符号の説明

１０ バッテリ、３０ 動力出力装置、５０Ｌ，５０Ｒ 前輪、６０Ｌ，６０Ｒ 後輪、７０Ｌ，７０Ｒ フロントシート、１００ ハイブリッド自動車、１１０ マルチディスプレイ、１２０ 電子チューナ、１３０ アンテナ、１４１〜１４４ スピーカ、１５０ ナビゲーションコンピュータ、２０１，２０２，２０３ 電源ライン、２１０ 昇圧用コンバータ、２２１，２２２ インバータユニット、２３０ ＤＣ−ＤＣコンバータ、２４０ エアコンインバータ、２５０ コントローラ、３０６，３１６，３４０，３４２，３４４ 抵抗（ゲート抵抗）、３５０，３５５ バイパススイッチ、ＧＤ，ＧＤ１〜ＧＤ８ ゲート駆動回路、ＧＳ ゲート制御信号、ＧＴ ジェネレータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＤＣ，ＳＤＣ１，ＳＤＣ２ スイッチング速度制御信号、Ｖｃ オン電圧（駆動電圧）、Ｖｓ オフ電圧（駆動電圧）。

Claims (7)

1. 無線受信機の近傍に配置される電力変換装置であって、
   電力変換を行なうための複数のスイッチング素子と、
   前記無線受信機が作動中か否かを検知する機能を有し、かつ前記複数のスイッチング素子の開閉を制御する制御装置と、
   前記複数のスイッチング素子の各々に対応して設けられ、前記制御装置からの制御信号に応答して対応のスイッチング素子を開閉する駆動回路とを備え、
   前記駆動回路は、前記無線受信機の作動中における前記対応のスイッチング素子の開閉速度を、前記無線受信機の停止中よりも遅くなるように制御可能である、電力変換装置。
2. 前記駆動回路は、前記対応のスイッチング素子の駆動電源と前記対応のスイッチング素子の制御電極との間に電気的に接続される電気抵抗を、前記無線受信機の作動中と停止中との間で切換える、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記駆動回路は、前記作動中において、前記対応のスイッチング素子の開閉速度を前記無線受信機の停止中よりも遅くする程度を、前記無線受信機の受信電波の周波数帯に応じて決定する、請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記駆動回路は、前記作動中において、前記対応のスイッチング素子の開閉速度を前記無線受信機の停止中よりも遅くするかどうかを、前記無線受信機の受信電波強度に応じて決定する、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記駆動回路において前記対応のスイッチング素子の開閉速度を前記無線受信機の停止中よりも遅くするかどうかは、前記複数のスイッチング素子がそれぞれのスイッチング動作により前記無線受信機に及ぼすノイズレベルを予め評価したノイズ評価データに基づき、前記無線受信機での受信電波強度に応じて前記複数のスイッチング素子ごとに決定される、請求項１に記載の電力変換装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の電力変換装置と、
   前記無線受信機として設けられた車載チューナとを備える、自動車。
7. 請求項３または４に記載の電力変換装置と、
   前記無線受信機として設けられた車載チューナと、
   自車位置を特定可能なカーナビゲーションシステムとを備え、
   前記カーナビゲーションシステムは、各地点における放送の電波強度を示すマップデータを有し、
   前無線受信機の受信電波強度は、前記マップデータに基づいて決定される、自動車。

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