JP2005057425A

JP2005057425A - 発振回路及びこれを使用した無線通信装置

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Publication number: JP2005057425A
Application number: JP2003285019A
Authority: JP
Inventors: 豊 ▲高▼田; Yutaka Takada
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2003-08-01
Filing date: 2003-08-01
Publication date: 2005-03-03
Also published as: US7202753B2; EP1505722A3; EP1505722A2; US20050057318A1; CN1581678A

Abstract

【課題】弾性表面波共振子に印加される電力を抑制しながら、連続発振状態を長時間継続させる。
【解決手段】発振用の増幅器２の帰還路３に、分配器５と弾性表面波共振子６とを介装し、弾性表面波共振子６を増幅器２の入力側に接続すると共に、分配器５を増幅器２の出力側に接続して、弾性表面波共振子６に入力される入力電力を抑制すると共に、分配器かの出力端子４から出力される発振信号の出力パワーを確保する。
【選択図】図１

Description

本発明は、少なくとも増幅器の帰還路に弾性表面波共振子を介装した発振回路及びこれを使用した無線通信装置に関する。

最近、周波数が例えばＧＨｚ帯の発振回路を構成する場合に、弾性表面波共振子を使用した発振回路が適用されている。しかしながら、この弾性表面波共振子は、耐電力性が誘電体フィルタ等と比較して低く、印加する電力が大きいと櫛歯電極の劣化が加速し、発振周波数の変動や発振出力パワーの低下、ひいては発振停止につながるという問題点がある。

この問題点を解決するために、従来、圧電基板状にアルミニウム又はアルミニウム合金からなる電極を形成し、この電極上の少なくとも一部分にアルミニウムと同等以上の拡散係数を有する他の元素からなる層を形成し、他の元素からなる層を他の元素が拡散しうる温度意匠に熱処理に付すことにより他の元素を電極の厚さ方向に拡散させて他の元素を含むアルミニウム合金からなる電極を形成する弾性表面波素子の製造方法が提案され、これにより耐電力性を向上させるようにしている（例えば、特許文献１参照）。

また、発振回路の後段に出力パワーを大きくする増幅器を用いて所望の出力パワーを確保するようにした局部発振部を備えた周波数変換器も提案されている（例えば、特許文献２参照）。

さらに、水晶振動子と並列に発振のためのＭＯＳ−ＦＥＴからなる発振用のインバータを接続して水晶発振器を構成し、発振用のインバータを構成するＭＯＳ−ＦＥＴのオン抵抗値を設定して水晶振動子に加わる電力を制御するようにした水晶発振器も提案されている（例えは、特許文献３参照）。
特開平１０−７５１４１号公報（第１頁、図２）特開平５−１２１９４９号公報（第２頁、図１）特開平１０−１７３４４２号公報（第１頁、図１）

しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、弾性表面波共振子自体の耐電力性を向上させることはできるが、弾性表面波共振子に大きな電力を印加した状態で連続発振状態とすると、連続発振状態を維持可能な経過時間が短くなり、長時間安定して連続発振状態を継続することはできないという未解決の課題がある。

また、上記特許文献２に記載された従来例にあっては、局部発振部で発振器から出力される発振出力を４逓倍器で逓倍してから増幅器で増幅して出力するようにしているので、出力パワーを増加させることはできるが、発振器を構成する弾性表面波共振子の耐電力性、長寿命化については方策がないという未解決の課題がある。

さらに、上記特許文献３に記載された従来例にあっては、増幅器の電力を抑制するような抵抗を内蔵させることにより、水晶発振器に印加される電力を抑制するようにしているが、弾性表面波共振子を使用した発振回路には適用することができないという未解決の課題がある。

そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、弾性表面波共振子に印加される電力を抑制しながら、連続発振状態を長時間継続することができる発振回路及びこれを使用した無線通信装置を提供することを目的としている。

第１の発明は、少なくとも増幅器と、該増幅器の帰還路に介装した弾性表面波共振子と、前記帰還路内の発振信号を外部に出力する分配器とを備えた発振回路において、前記弾性表面波共振子を、前記増幅器の入力側に、当該増幅器が飽和状態となる入力電圧を供給するように接続すると共に、前記分配器を前記増幅器の出力側に接続したことを特徴としている。

この第１の発明では、弾性表面波共振子を発振用の増幅器の入力側に、その増幅器が飽和状態となって安定した発振状態を継続可能な入力電圧を供給するように接続したので、この弾性表面波共振子が増幅器の帰還路の最終段に介装されることになり、弾性表面波共振子に入力される印加電力を必要最小限とすることができ、弾性表面波共振子の連続発振状態を長時間継続することが可能となる。また、分配器が増幅器の出力側に接続されているので、この分配器から増幅器の出力パワーを直接外部に出力することができ、大きな出力パワーを得ることができるので、発振回路の後段側に出力パワーを増大させる増幅器を設ける必要がない。

また、第２の発明は、上記第１の発明において、少なくとも増幅器と、該増幅器の帰還路に介装した弾性表面波共振子と、外部から制御電圧を入力して帰還路内の位相を変化させる移相器と、前記帰還路内の発振信号を外部に出力する分配回路とを備えた発振回路において、前記弾性表面波共振子を、前記増幅器の入力側に、当該増幅器が飽和状態となる入力電圧を供給するように接続すると共に、前記分配器を増幅器の出力側に接続したことを特徴としている。

この第２の発明でも、弾性表面波共振子に印加する電力を最小限として連続発振状態を長時間継続することが可能で、且つ大きな出力パワーを得ることができる電圧制御型の発振回路を構成することができる。

さらに、第３の発明は、上記第１又は第２の発明において、前記弾性表面波共振子は、ダイヤモンド基板上に櫛歯状電極を形成した構成を有することを特徴としている。

この第３の発明では、弾性表面波共振子をダイヤモンド基板上に櫛歯状電極を形成する構成としたので、ダイヤモンド基板中の伝播速度を大きくすることができ、より高い周波数まで発振可能となると共に、他の基板材料に比較して弾性表面波共振子の電極幅を大きくすることができるので、耐電力特性を向上させることができ、さらに、温度変化に対する周波数変動も小さくなり、より高精度な発振回路を実現することができる。

さらにまた、第４の発明は、前記第１乃至第３の何れかの発明における発振回路を備えたことを特徴とする無線通信装置である。

この第４の発明では、連続発振状態を長時間継続することが可能な発振回路で無線通信装置を構成するので、無線通信装置も長寿命化することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面に基づいて説明する。

図１は本発明の第１の実施形態を示すブロック図であって、図中、１は発振回路であり、この発振回路１は発振用の増幅器２を有する。

この増幅器２の出力側及び入力側間の帰還路３には、増幅器２の出力側に接続された発振ループ内の電力を等分配してその一方を発振ループ外の出力端子４に出力する等分配器５と、この等分配器５の他方の等分配出力が入力され、増幅器２の入力側に接続された弾性表面波共振子６とが介装されている。これら各ブロックは一定の特性インピーダンス、例えば５０Ωに整合されて接続されている。

ここで、増幅器２は、図２に示す入出力特性を有する。この入出力特性は、横軸に入力電力Ｐin〔ｄＢｍ〕をとり、縦軸に出力電力Ｐout 〔ｄＢｍ〕をとったときに、入力電力Ｐinが−３５ｄＢｍから−１０ｄＢｍまで増加する間に出力電力Ｐout は−１６ｄＢｍから８ｄＢｍまで直線的に増加し、その後、入力電力Ｐinが−５ｄＢｍまで増加する間に出力電力Ｐout が緩やかに増加し、入力電力Pinが−５ｄＢｍ以上となると出力電力Ｐout が約１０ｄＢｍで一定値となり、定常発振状態となる飽和領域に達するように設定されている。

また、等分配器５は、増幅器２から出力される増幅出力を、帰還路３を介して弾性表面波共振子６と出力端子４とに夫々等分配して出力する。

さらに、弾性表面波共振子６は、図２に示すように、図３（ａ）に示すように、ダイヤモンド層またはダイヤモンド状炭素膜層２８ａ上にＺｎＯ、ＡｌＮ、Ｐｂ（Ｚｒ，Ｔｉ）Ｏ₂等の薄膜圧電体層２８ｂをスパッタ法や気相合成法等によって形成し、この薄膜圧電体層２８ｂ上に櫛歯状電極２８ｃを形成した構成とされている。この他、図３（ｂ）に示すように、ダイヤモンド層またはダイヤモンド状炭素膜層２８ａ及び圧電体層２８ｂ間に絶縁性ダイヤモンド単結晶にＢ、Ａｌ、Ｐ、Ｓ等の不純物を導入したり、及び／又はイオン注入や電子線照射により格子欠陥を導入したりすることにより半導電性ダイヤモンド層２８ｄを形成するようにしてもよく、さらには櫛歯状電極２８ｃを半導電性ダイヤモンド層で形成するようにしてもよい。このように、櫛歯状電極をダイヤモンド層又はダイヤモンド状炭素膜層上に形成することにより、基板中の伝播速度を大きくすることができ、より高い周波数まで発振可能となると共に、他の基板材料に比較して弾性表面波共振子の電極幅を大きくすることができるので、耐電力特性を向上させることができ、さらに、温度変化に対する周波数変動も小さくなり、より高精度な発振回路を実現することができる。

上記構成を有する発振回路１は、発振用増幅器２に帰還回路が接続された帰還型発振器の構成を有する。

したがって、今、増幅率Ｇの増幅器２の入力側にＶｉという入力電圧が現れた時、出力側には、入力電圧ＶｉがＧ倍された出力電圧Ｖｏ（＝Ｖｉ・Ｇ）が現れる。この出力電圧Ｖｏが帰還率βの帰還回路を通って、帰還電圧Ｖｆ（Ｖｆ＝Ｖｏ・β＝Ｖｉ・Ｇ・β）が入力側に戻される。

この時、帰還電圧Ｖｆと入力電圧Ｖｉとの位相が等しければ、入力電圧Ｖｉよりも帰還電圧Ｖｆの方が大きくなるので、正帰還となり発振が起こる。

ここで、入力電圧Ｖｉの位相をθ_i 、帰還電圧Ｖｆの位相をθ_f 、増幅器２の位相変化をθ_G 、帰還回路での位相変化をθβとすると、発振が起こるためには、以下の（１）式が成り立つ必要がある。

Ｖ_i ・Ｇ・β・ｅ^{j(θi+θG+θβ)} ≧Ｖｉ・ｅ^{j(2π+ θi)}・・・（１）
（１）式において、入力電圧Ｖｉが、増幅器２および帰還回路を一巡して入力側に帰還された時、最初に入力された時と同位相であることが必要である。つまり、
θ_G＋θβ＝２ｎπ （ｎ＝０，１，２，……） …………（２）
Ｇ・β＞１ …………（３）
が成り立つ必要がある。

なお、（２）式は発振器の位相条件、（３）式は振幅条件を表している。

実際には、帰還電圧Ｖｆが大きくなってくると、増幅器２の出力電圧Ｖｏは飽和して定常状態となり、Ｇ・β＝１となる。

そして、等分配器５によって発振ループ内のインピーダンスを乱すことなく、増幅器２から出力される出力電力を等分配して発振ループ外に出力することができるため、負荷に対してより安定的な回路動作をさせることができる。

次に、上記第１の実施形態の動作を説明する。

前述したように、発振用の増幅器２の入出力特性が、図２に示すように、入力電力Ｐinが−５ｄＢｍ以上となると飽和状態となって、出力電力Ｐout が約１０ｄＢｍで一定となって定常発振状態となるように設定されている。

この定常発振状態では、増幅器２から出力される１０ｄＢｍの出力電力Ｐout が等分配器５で出力端子４と帰還路３とに等分配されて互いに４ｄＢｍずつ出力される。このため、弾性表面波共振子６の入力側には、４ｄＢｍの入力電力が入力され、この弾性表面波共振子６の挿入損失分６ｄＢが差し引かれた−２ｄＢｍが増幅器２の入力電力Ｐinとなる。

このように、発振用の増幅器２の帰還路３における増幅器２の入力側に弾性表面波共振子６を接続する構成とすることにより、弾性表面波共振子６に印加される入力電力は４ｄＢｍとなり、発振用の増幅器２の出力側に弾性表面波共振子を設ける場合の入力電力１０ｄＢｍに比較して遥かに小さい入力電力即ちミリワット換算で１／１６程度となる。

このため、弾性表面波共振子６内部のサブミクロンオーダーの微細櫛歯状電極に加わる電力も最小とすることができ、電極劣化が防止され、長期間にわたって安定した共振子特性が維持される。したがって、発振回路を組み上げた場合でも、周波数の経時変化が少なく、信頼性の高い発振特性を得ることができる。

また、増幅器２の出力側に接続した等分配器５によって増幅器２のゲインを無駄なく外部に出力することができるため、発振回路としての出力パワーも大きくなり、これによって信号対雑音（Ｓ／Ｎ）比が向上するため、位相ノイズ特性に優れた発振出力信号を得ることができる。

さらに、高出力パワーが１つの発振回路１で得ることができるので、従来例のように発振器の後段に出力パワーをさらに増幅するようなバッファアンプを設ける必要がなく、全体として小サイズ化、省電力化、低コスト化を図ることができる。

しかも、弾性表面波共振子６として、ダイヤモンド層又はダイヤモンド状炭素膜層２８ａ上に薄膜圧電体層２８ｂを形成し、この薄膜圧電体層２８ｂ上に櫛歯状電極２８ｃを形成したダイヤモンド基板を有する構成とすることにより、水晶又はリチウムタンタレートを基板材料とした弾性表面波共振子と比較して基板材料中の伝播速度が大きくなるため、より高い周波数（ＧＨｚ帯）まで発振可能となると共に、他の基板材料に比べて同じ周波数に対する櫛歯状電極の電極幅を大きくすることができるので、櫛歯状電極の劣化を防止して耐電力特性を向上させることができ、さらに温度変化に対する周波数変動も小さいので、より高精度な発振回路を実現することができる。

なお、上記第１の実施形態においては、発振用の増幅器２の増幅出力を等分配器５で発振ループ内と発振ループ外とに等分配する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、不等分配器を適用して増幅器２の増幅出力を発振ループ内及び発振ループ外に任意の分配比で分配するようにしてもよい。

次に、本発明の第２の実施形態を図４及び図５ついて説明する。

この第２の実施形態では、本発明を電圧制御型発振回路に適用したものである。

すなわち、第２の実施形態では、図４示すように、前述した第１の実施形態における図１の構成において、等分配器５の発振ループ内出力端子と弾性表面波共振子６との間に外部から制御電圧を入力することにより発振ループ内の位相を可変する移相器７が介装されていることを除いては図１と同様の構成を有し、図１との対応部分には同一符号を付し、その詳細説明はこれを省略する。

ここで、移相器７は、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ８ａ及び付加制御部８ｂを備えている。

−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ８ａには、コンデンサＣ１〜Ｃ４及びコイルＬ１〜Ｌ４が設けられている。そして、コイルＬ１〜Ｌ４はループ状に接続され、コイルＬ１とコイルＬ２との間には、コンデンサＣ１が接続されていると共に、等分配器５の出力側が接続され、コイルＬ２とコイルＬ３との間には、コンデンサＣ３が接続され、コイルＬ３とコイルＬ４との間には、コンデンサＣ４が接続され、コイルＬ４とコイルＬ１との間には、コンデンサＣ２が接続されていると共に、弾性表面波共振子６の入力側が接続されている。

また、付加制御部８ｂは、リアクタンス可変回路で構成され、コンデンサＣ５〜Ｃ８、コイルＬ５，Ｌ６、抵抗Ｒ１，Ｒ２及びバリキャップＡ１，Ａ２が設けられている。そして、コンデンサＣ５、コイルＬ５、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、コンデンサＣ８、コイルＬ６及びコンデンサＣ７が順に直列に接続され、コンデンサＣ５とコイルＬ５との間の端子は、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ８ａのコンデンサＣ３とコイルＬ２との間の端子に接続され、コンデンサＣ７とコイルＬ６との間の端子は、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ８ａのコンデンサＣ４とコイルＬ４との間の端子に接続されている。

さらに、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ１との間にはバリキャップＡ１が接続され、コンデンサＣ８と抵抗Ｒ２との間にはバリキャップＡ２が接続され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間には、制御電圧Ｖｃの入力端子が設けられている。

次に、上記第２の実施形態の動作を説明する。

今、発振用の増幅器２が飽和状態にあって、増幅出力電力が第１の実施形態と同様に１０ｄＢｍであるものとすると、この増幅出力が等分配器５で４ｄＢｍずつ分配されて、一方の分配電力が出力端子４から出力され、他方の分配電力が移相器７に供給される。

この移相器７では、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ８ａを有するので、このハイブリッドカプラの挿入損失によって、出力側から９０°の位相差を有し、且つ入力される入力電力４ｄＢｍが３ｄＢ分減衰した１ｄＢｍの電力が弾性表面波共振子６に出力される。

このため、弾性表面波共振子６では、その挿入損失分６ｄＢが差し引かれ１ｄＢｍの入力電力が−５ｄＢｍの出力電力となって、発振用の増幅器２に入力されるので、この発振用の増幅器２が飽和領域で動作して、所望の高周波数での発振状態が維持される。

この状態で、移相器７の制御電圧Ｖｃを調整することにより、前述した（１）式における移相変化量θβを変更することにより、発振回路１の発振周波数が変更され、所望の周波数の発振出力が出力端子４から出力される。

この第２の実施形態によっても、発振用の増幅器２の入力側に弾性表面波共振子６を接続し、出力側に等分配器５を接続するようにしているので、前述した第１の実施形態と同様に、弾性表面波共振子６の入力電力を低電力値に抑制することができるので、弾性表面波共振子６内部のサブミクロンオーダーの微細櫛歯状電極に加わる電力も最小とすることができ、電極劣化を防止して長期間にわたって安定した共振子特性が維持される。したがって、発振回路を組み上げた場合でも、周波数の経時変化が少なく、信頼性の高い発振特性を得ることができる。

また、移相器７として、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラとそれに付随したリアクタンス可変回路を用いることにより、低挿入損失・低リターンロスで大きな移相変化をもたらすことができる。その結果、電圧制御型発振回路の周波数可変幅を大きく取ることができ、制御電圧Ｖｃに対し、良好な周波数可変特性を得ることが可能となり、数ギガビット／秒の伝送速度を上回る通信ネットワーク系の基準発振器として用いることが可能となる。

さらに、低挿入損失・低リターンロスであることから、回路損失も最小限に押さえることができ、出力変動が少なく、効率のよい電圧制御型発振回路を実現することができる。

そして、上記第２の実施形態の構成を有する電圧制御型発振回路を連続発振状態として、その連続発振時の経過時間と周波数偏差Δｆ（１×１０^-6）との関係を測定したところ、図５で実線図示のように、１００００時間を経過した状態でも周波数偏差Δｆが８×１０^-6程度を維持することができ、長時間の連続発振に十分に耐え得ることが実証された。

これに対して、図６に示すように、発振用の増幅器２の出力側に弾性表面波共振子６を設けた場合には、増幅器２の出力電力１０ｄＢｍが弾性表面波共振子６に入力され、この弾性表面波共振子６の出力電力が４ｄＢｍとなり、これが等分配器５で等分配されて発振ループ内及び発振ループ外の出力電力が−２ｄＢｍとなり、発振ループ内の出力電力が移相器７に入力されることにより、この移相器７の出力が−５ｄＢｍとなって、これが発振用の増幅器２に帰還されて発振が行われる。

しかしながら、この図６の構成による場合、弾性表面波共振子６の入力電力が１０ｄＢｍと第１及び第２実施形態における４及び３ｄｂｍに比較して格段に高い値となっており、この構成の電圧制御型発振回路について連続発振させたときの周波数偏差Δｆを測定したところ、図５で破線図示のように、１００時間を経過した時点から周波数偏差Δｆが変化し始め１０００時間を経過した時点で−３０×１０^-6を越える状態となり、連続発振状態を長時間継続することはできないものであった。

しかも、図６の構成では、出力端子４から出力される出力電力は−２ｄＢｍであり、第１及び第２の実施形態における出力電力４ｄＢｍに比較して遥かに小さい値となり、出力パワー不足となり、後段にバッファアンプ等を設けて電力増幅する必要が生じるものであった。

なお、上記第２の実施形態においては、−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ８ａとして集中定数形で構成した場合について説明したが、これに限定されものではなく、分布定数形で構成するようにしてもよい。

また、上記第２の実施形態においては、移相器７の出力を直接弾性表面波共振子６に入力する場合について説明したが、これに限定されるものではなく、フィルタ構成を有する周波数調整回路を介して供給するようにしてもよく、電圧制御型発振回路の構成をコンパクト化することができると共に、発振周波数の調整を容易に行うことができる。

次に、本発明の第３の実施形態を図７について説明する。

この第３の実施形態は、本発明による逓倍発振回路１を携帯型無線通信装置としての無線ＬＡＮ装置に適用したものである。

すなわち、第３の実施形態では、図７に示すように、送受信アンテナ７１が送受切換回路７２に接続され、この送受切換回路７２の受信側出力端子が受信回路７３に接続され、送信側入力端子が送信回路７４に接続されている。

受信回路７３は、送受切換回路７２から出力される受信信号が入力される低雑音増幅器（ＬＮＡ）７５と、この低雑音増幅器７５の増幅出力信号が入力されるバンドパスフィルタ７６と、このバンドパスフィルタ７６のフィルタ出力が入力されると共に、上記第１の実施形態又は第２の実施形態における発振回路１から出力される数ＧＨｚの局部発振信号が入力され、フィルタ出力をダウンコンバートして中間周波信号ＩＦに変換するミキサ７８と、このミキサ７８から出力される中間周波信号ＩＦが入力されるバンドパスフィルタ７９とを備えており、バンドパスフィルタ７９のフィルタ出力が受信データとしてベースバンド信号処理回路８０に入力される。

一方、送信回路７４は、ベースバンド信号処理回路８０から入力される送信信号が入力されると共に、前述した逓倍発振回路１から出力される局部発振信号が入力され、送信信号をアップコンバートして出力するミキサ８１と、このミキサ８１から出力される送信信号が入力されるバンドパスフィルタ８２と、このバンドパスフィルタ８２のフィルタ出力を増幅して送受切換回路７２に出力するパワーアンプ８３とを備えている。

この第３の実施形態では、ベースバンド信号処理回路８０で送信信号が存在しないときには、送受切換回路７２を受信回路７３側に切換えて受信状態となり、他のアクセスポイント等から送信された送信信号を送受信アンテナ７１で受信すると、これが送受切換回路７２を介して低雑音増幅器７５に供給して、この低雑音増幅器７５で増幅してからミキサ７８で中間周波信号にダウンコンバートし、バンドパスフィルタ７９でフィルタ処理した受信データをベースバンド信号処理回路８０に入力することにより、受信データ処理が行われる。

また、ベースバンド信号処理回路８０で他のアクセスポイント等に対する送信データが存在する場合には、送受切換回路７２を送信回路７４側に切換えて、送信データをミキサ８１に出力することにより、このミキサ８１でアップコンバートしてからバンドパスフィルタ８２でフィルタ処理し、最後にパワーアンプ８３で増幅して送受切換回路７２を介して送受信アンテナ７１に供給して、他のアクセスポイント等に送信する。

この無線ＬＡＮ装置でも、局部発振器として第１の実施形態又は第２の実施形態の発振回路１を適用することにより、局部発振器を小型化することができると共に、長寿命化することができ、無線ＬＡＮ装置全体の構成を小型化すると共に、長寿命化することができる。

なお、上記第３の実施形態では、１段の周波数変換を行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、複数段の周波数変換を行う場合にも本発明を適用し得るものである。

また、上記第３の実施形態では、本発明を無線ＬＡＮ装置に適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、２．４ＧＨｚ帯のＩＳＭバンドを用いて周波数ホッピング方式で無線通信を行う近距離無線通信機器や、携帯電話機等の移動無線通信機器に適用することができる他、衛星放送送受信装置にも適用することができ、その他任意の通信機器に適用することができる。

増幅器の帰還路に弾性表面波共振子を、増幅器の入力側に、この増幅器を飽和状態とする入力電圧を供給するように接続したので、弾性表面波共振子に印加される電力を必要最小限とすることができ、連続発振状態を長時間継続することができ、長時間使用する無線通信装置に適用することができる。

本発明の第１の実施形態を示すブロック図である。第１の実施形態における増幅器の入出力特性を示す図である。第１の実施形態における弾性表面波共振子を示す断面図である。本発明の第２の実施形態を示すブロック図である。第２の実施形態における連続発振時の経過時間と周波数偏差との関係を示す特性線図である。増幅器出力側に弾性表面波共振子を接続した場合のブロック図である。本発明の第３の実施形態を示すブロック図である。

符号の説明

１…発振回路、２…増幅器、３…帰還路、４…出力端子、５…等分配器、６…弾性表面波共振子、７…移相器、８ａ…−３ｄＢ９０°ハイブリッドカプラ、８ｂ…付加制御部、７１……アンテナ、７２…送受切換回路、７３…受信回路、７４…送信回路、７５…低雑音増幅器、７６…バンドパスフィルタ、７８…ミキサ、７９…バンドパスフィルタ、８０…ベースバンド信号処理回路、８１…ミキサ、８２…バンドパスフィルタ、８３…パワーアンプ

Claims

少なくとも増幅器と、該増幅器の帰還路に介装した弾性表面波共振子と、前記帰還路内の発振信号を外部に出力する分配器とを備えた発振回路において、
前記弾性表面波共振子を、前記増幅器の入力側に、当該増幅器が飽和状態となる入力電圧を供給するように接続すると共に、前記分配器を前記増幅器の出力側に接続したことを特徴とする発振回路。
少なくとも増幅器と、該増幅器の帰還路に介装した弾性表面波共振子と、外部から制御電圧を入力して帰還路内の位相を変化させる移相器と、前記帰還路内の発振信号を外部に出力する分配器とを備えた発振回路において、
前記弾性表面波共振子を、前記増幅器の入力側に、当該増幅器が飽和状態となる入力電圧を供給するように接続すると共に、前記分配器を前記増幅器の出力側に接続したことを特徴とする発振回路。
前記弾性表面波共振子は、ダイヤモンド基板上に櫛歯状電極を形成した構成を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の発振回路。
前記請求項１乃至３の何れかの構成を有する発振回路を備えた無線通信装置。