JP2003299365A - インバータ回路 - Google Patents
インバータ回路Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 装置を大形，高価にすることなく、インバー
タ回路が発生する電磁ノイズを低減できるようにする。 【解決手段】 インバータ回路の直流中間回路をコンデ
ンサＣ01，Ｃ02で２分割し、この２分割点と上アーム素
子Ｑ1〜Ｑ3，下アーム素子Ｑ4〜Ｑ6の接続点間に双方向
スイッチＱ7〜Ｑ9を接続することにより、モータ３の巻
線と固定子間のストレーＣに印加される電圧を、常に零
を含む一定値となるようにする。これにより、ストレー
Ｃを介して流れる漏洩電流ｉEがなくなり、伝導性の電
磁ノイズが低減する。
タ回路が発生する電磁ノイズを低減できるようにする。 【解決手段】 インバータ回路の直流中間回路をコンデ
ンサＣ01，Ｃ02で２分割し、この２分割点と上アーム素
子Ｑ1〜Ｑ3，下アーム素子Ｑ4〜Ｑ6の接続点間に双方向
スイッチＱ7〜Ｑ9を接続することにより、モータ３の巻
線と固定子間のストレーＣに印加される電圧を、常に零
を含む一定値となるようにする。これにより、ストレー
Ｃを介して流れる漏洩電流ｉEがなくなり、伝導性の電
磁ノイズが低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、直流電圧から可
変周波数の交流電圧に変換するインバータ回路、特に電
磁ノイズ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅ
ｒｆｅｒｅｎｃｅｎｏｉｓｅ：ＥＭＩノイズとも記す）
を低減可能なインバータ回路に関する。
変周波数の交流電圧に変換するインバータ回路、特に電
磁ノイズ（Ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅ
ｒｆｅｒｅｎｃｅｎｏｉｓｅ：ＥＭＩノイズとも記す）
を低減可能なインバータ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図８に、この種のインバータ回路の従来
例を示す。図示のように、交流電源１には３相整流回路
２の入力が、この３相整流回路２の出力にはコンデンサ
Ｃ02とＣ01との直列回路と、絶縁ゲート型バイポーラト
ランジスタ（ＩＧＢＴとも略記する）とダイオードとの
逆並列回路（単にスイッチとも言う）Ｑ1〜Ｑ6とからな
るインバータ回路の入力が、このインバータ回路の出力
にはモータ３が、さらに３相整流回路２の入力と接地間
にはコンデンサＣ1〜Ｃ3がそれぞれ接続されて構成され
ている。
例を示す。図示のように、交流電源１には３相整流回路
２の入力が、この３相整流回路２の出力にはコンデンサ
Ｃ02とＣ01との直列回路と、絶縁ゲート型バイポーラト
ランジスタ（ＩＧＢＴとも略記する）とダイオードとの
逆並列回路（単にスイッチとも言う）Ｑ1〜Ｑ6とからな
るインバータ回路の入力が、このインバータ回路の出力
にはモータ３が、さらに３相整流回路２の入力と接地間
にはコンデンサＣ1〜Ｃ3がそれぞれ接続されて構成され
ている。
【０００３】図９に、図８の回路を三角波と正弦波との
比較によるＰＷＭ（パルス幅変調）方式で駆動したとき
の動作波形を示す。コンデンサＣ02とＣ01の電圧をそれ
ぞれＥｄ／２とし、Ｃ02とＣ01の接続点Ｏを仮想中点と
する。Ｖ相変調波が三角波より大きいｔ１〜ｔ６の期間
はＱ2がオンし、Ｖ相端子は＋Ｅｄ／２の電位にあり、
三角波より小さいｔ６〜ｔ７の期間はＱ5がオンし、Ｖ
相端子は−Ｅｄ／２の電位にある。また、Ｕ相変調波が
三角波より大きいｔ２〜ｔ５の期間はＱ1がオンし、Ｕ
相端子は＋Ｅｄ／２の電位にあり、三角波より小さいｔ
５〜ｔ２の期間はＱ4がオンし、Ｕ相端子は−Ｅｄ／２
の電位にある。さらに、Ｗ相変調波が三角波より大きい
ｔ３〜ｔ４の期間はＱ 3がオンし、Ｗ相端子は＋Ｅｄ／
２の電位にあり、三角波より小さいｔ４〜ｔ３の期間は
Ｑ6がオンし、Ｗ相端子は−Ｅｄ／２の電位にある（か
かる動作について必要ならば、例えば、電気学会論文誌
Ｄ，ＶＯＬ．１１５‐Ｄ，ＮＯ．１「電圧形ＰＷＭイン
バータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解
析」の項参照のこと）。
比較によるＰＷＭ（パルス幅変調）方式で駆動したとき
の動作波形を示す。コンデンサＣ02とＣ01の電圧をそれ
ぞれＥｄ／２とし、Ｃ02とＣ01の接続点Ｏを仮想中点と
する。Ｖ相変調波が三角波より大きいｔ１〜ｔ６の期間
はＱ2がオンし、Ｖ相端子は＋Ｅｄ／２の電位にあり、
三角波より小さいｔ６〜ｔ７の期間はＱ5がオンし、Ｖ
相端子は−Ｅｄ／２の電位にある。また、Ｕ相変調波が
三角波より大きいｔ２〜ｔ５の期間はＱ1がオンし、Ｕ
相端子は＋Ｅｄ／２の電位にあり、三角波より小さいｔ
５〜ｔ２の期間はＱ4がオンし、Ｕ相端子は−Ｅｄ／２
の電位にある。さらに、Ｗ相変調波が三角波より大きい
ｔ３〜ｔ４の期間はＱ 3がオンし、Ｗ相端子は＋Ｅｄ／
２の電位にあり、三角波より小さいｔ４〜ｔ３の期間は
Ｑ6がオンし、Ｗ相端子は−Ｅｄ／２の電位にある（か
かる動作について必要ならば、例えば、電気学会論文誌
Ｄ，ＶＯＬ．１１５‐Ｄ，ＮＯ．１「電圧形ＰＷＭイン
バータが発生する高周波漏れ電流のモデリングと理論解
析」の項参照のこと）。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】以上のような動作をす
ると、モータの巻線と固定子間の電位は、Ｑ1〜Ｑ6の各
スイッチングのたびにＥｄ／３ずつ変化する。この電位
変動により、モータの巻線と固定子間のストレー容量Ｃ
CGを介して漏洩電流ｉEが流れ、これが交流電源に分流
して大きな伝導性ＥＭＩノイズを発生する。この伝導性
ＥＭＩノイズは、他の機器を誤動作させるなどの障害を
発生するという問題がある。また、Ｑ1〜Ｑ6の各スイッ
チング時に大きな電圧変動ｄｖ／ｄｔが発生し、これに
より放射性ＥＭＩノイズも発生する。この放射性ＥＭＩ
ノイズも通信機器などに影響し、障害を起こすなどの問
題がある。これを解決するためには、通常、大形のフィ
ルタや高価な電磁シールドで覆う必要があり、装置の大
型化を招き高価になる。したがって、この発明の課題
は、装置の大型化やコストアップを招くことなく漏洩電
流を抑制することにある。
ると、モータの巻線と固定子間の電位は、Ｑ1〜Ｑ6の各
スイッチングのたびにＥｄ／３ずつ変化する。この電位
変動により、モータの巻線と固定子間のストレー容量Ｃ
CGを介して漏洩電流ｉEが流れ、これが交流電源に分流
して大きな伝導性ＥＭＩノイズを発生する。この伝導性
ＥＭＩノイズは、他の機器を誤動作させるなどの障害を
発生するという問題がある。また、Ｑ1〜Ｑ6の各スイッ
チング時に大きな電圧変動ｄｖ／ｄｔが発生し、これに
より放射性ＥＭＩノイズも発生する。この放射性ＥＭＩ
ノイズも通信機器などに影響し、障害を起こすなどの問
題がある。これを解決するためには、通常、大形のフィ
ルタや高価な電磁シールドで覆う必要があり、装置の大
型化を招き高価になる。したがって、この発明の課題
は、装置の大型化やコストアップを招くことなく漏洩電
流を抑制することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、請求項１の発明では、直流電源に対し、半導体
スイッチとダイオードとの第１逆並列回路と半導体スイ
ッチとダイオードとの第２逆並列回路との直列回路を複
数組接続し、前記直流電源の直流電圧を可変周波数の交
流電圧に変換するインバータ回路において、前記直流電
源を第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路で分
割し、前記第１逆並列回路と第２逆並列回路の接続点と
前記第１コンデンサと第２コンデンサの接続点との間
に、それぞれ双方向スイッチを接続したことを特徴とす
る。
るため、請求項１の発明では、直流電源に対し、半導体
スイッチとダイオードとの第１逆並列回路と半導体スイ
ッチとダイオードとの第２逆並列回路との直列回路を複
数組接続し、前記直流電源の直流電圧を可変周波数の交
流電圧に変換するインバータ回路において、前記直流電
源を第１コンデンサと第２コンデンサとの直列回路で分
割し、前記第１逆並列回路と第２逆並列回路の接続点と
前記第１コンデンサと第２コンデンサの接続点との間
に、それぞれ双方向スイッチを接続したことを特徴とす
る。
【０００６】上記請求項１の発明においては、前記第１
逆並列回路，第２逆並列回路のそれぞれにコンデンサを
並列に接続し、前記第１のコンデンサには半導体スイッ
チとダイオードとの逆並列回路と回生巻線付きリアクト
ルの１次巻線との直列接続回路を並列に、前記第２のコ
ンデンサには半導体スイッチとダイオードとの逆並列回
路と回生巻線付きリアクトルの２次巻線との直列接続回
路を並列に、それぞれ接続することができ（請求項２の
発明）、請求項２の発明においては、前記リアクトルに
第３次巻線，第４次巻線および第５次巻線を付加し、こ
れらの巻線を前記双方向スイッチにそれぞれ直列に接続
することができる（請求項３の発明）。
逆並列回路，第２逆並列回路のそれぞれにコンデンサを
並列に接続し、前記第１のコンデンサには半導体スイッ
チとダイオードとの逆並列回路と回生巻線付きリアクト
ルの１次巻線との直列接続回路を並列に、前記第２のコ
ンデンサには半導体スイッチとダイオードとの逆並列回
路と回生巻線付きリアクトルの２次巻線との直列接続回
路を並列に、それぞれ接続することができ（請求項２の
発明）、請求項２の発明においては、前記リアクトルに
第３次巻線，第４次巻線および第５次巻線を付加し、こ
れらの巻線を前記双方向スイッチにそれぞれ直列に接続
することができる（請求項３の発明）。
【０００７】上記請求項１〜３のいずれかの発明におい
ては、前記第１逆並列回路を構成する半導体スイッチの
いずれかをオンしたときを「＋１」とし、前記第２逆並
列回路を構成する半導体スイッチのいずれかをオンした
ときを「−１」とし、前記双方向スイッチのいずれかを
オンしたときを「０」とするとき、これらスイッチの状
態の和が常に一定値となるようにオン，オフパターンを
選択して制御することができる（請求項４の発明）。
ては、前記第１逆並列回路を構成する半導体スイッチの
いずれかをオンしたときを「＋１」とし、前記第２逆並
列回路を構成する半導体スイッチのいずれかをオンした
ときを「−１」とし、前記双方向スイッチのいずれかを
オンしたときを「０」とするとき、これらスイッチの状
態の和が常に一定値となるようにオン，オフパターンを
選択して制御することができる（請求項４の発明）。
【０００８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施の形
態を示す回路図である。図示のように、この回路は図８
に示す従来例に対し、スイッチＱ1〜Ｑ6の接続点と、コ
ンデンサＣ02とＣ01との接続点間に、双方向スイッチＱ
7〜Ｑ9を接続した点が特徴である。図４は図１の動作を
説明するための説明図で、以下、この図４も参照してそ
の動作を説明する。
態を示す回路図である。図示のように、この回路は図８
に示す従来例に対し、スイッチＱ1〜Ｑ6の接続点と、コ
ンデンサＣ02とＣ01との接続点間に、双方向スイッチＱ
7〜Ｑ9を接続した点が特徴である。図４は図１の動作を
説明するための説明図で、以下、この図４も参照してそ
の動作を説明する。
【０００９】まず、例えば期間Ｔ１のようにＱ1，Ｑ8，
Ｑ6をオンすることによりＵ，Ｖ，Ｗの各端子は＋Ｅｄ
／２，０，−Ｅｄ／２の電位、また、例えば期間Ｔ２の
ようにＱ２，Ｑ７，Ｑ6をオンすることによりＵ，Ｖ，
Ｗの各端子は０，＋Ｅｄ／２，−Ｅｄ／２の電位とな
り、モータの巻線と固定子間のストレー容量ＣCGに印加
される電圧は零となる。したがって、Ｑ1〜Ｑ3をオンし
たときを例えば「＋１」とし、Ｑ4〜Ｑ6をオンしたとき
を「−１」とし、Ｑ7〜Ｑ9をオンしたときを「０」とし
たとき、これらスイッチの状態の和が零となるよう、図
４に示す電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７のパルスパターンを選
択して制御することで、モータの巻線と固定子間のスト
レー容量ＣCGに印加される電圧は零となる。その結果、
スイッチング動作に伴う漏洩電流ｉEがなくなり、伝導
性ＥＭＩノイズが発生することはない。なお、この例で
は、スイッチの状態の和が零となるパターンを選択した
が、「−１」や「＋１」などの固定値にしても、同様の
効果が得られる。また、Ｑ1〜Ｑ3,Ｑ4〜Ｑ6およびＱ7〜
Ｑ9の各々では、いずれか１つのみオンすることが前提
である。
Ｑ6をオンすることによりＵ，Ｖ，Ｗの各端子は＋Ｅｄ
／２，０，−Ｅｄ／２の電位、また、例えば期間Ｔ２の
ようにＱ２，Ｑ７，Ｑ6をオンすることによりＵ，Ｖ，
Ｗの各端子は０，＋Ｅｄ／２，−Ｅｄ／２の電位とな
り、モータの巻線と固定子間のストレー容量ＣCGに印加
される電圧は零となる。したがって、Ｑ1〜Ｑ3をオンし
たときを例えば「＋１」とし、Ｑ4〜Ｑ6をオンしたとき
を「−１」とし、Ｑ7〜Ｑ9をオンしたときを「０」とし
たとき、これらスイッチの状態の和が零となるよう、図
４に示す電圧ベクトルＶ１〜Ｖ７のパルスパターンを選
択して制御することで、モータの巻線と固定子間のスト
レー容量ＣCGに印加される電圧は零となる。その結果、
スイッチング動作に伴う漏洩電流ｉEがなくなり、伝導
性ＥＭＩノイズが発生することはない。なお、この例で
は、スイッチの状態の和が零となるパターンを選択した
が、「−１」や「＋１」などの固定値にしても、同様の
効果が得られる。また、Ｑ1〜Ｑ3,Ｑ4〜Ｑ6およびＱ7〜
Ｑ9の各々では、いずれか１つのみオンすることが前提
である。
【００１０】図２はこの発明の第２の実施の形態を示す
回路図である。図１との相違点は、Ｑ1〜Ｑ6と並列にコ
ンデンサＣS1〜ＣS6を接続するとともに、コンデンサＣ
02にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路Ｑ10とリアク
トルＬの１次巻線Ｎ1との直列接続回路を並列に、ま
た、コンデンサＣ01にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列
回路Ｑ11とリアクトルＬの２次巻線Ｎ2との直列接続回
路を並列に、それぞれ接続した点にある。
回路図である。図１との相違点は、Ｑ1〜Ｑ6と並列にコ
ンデンサＣS1〜ＣS6を接続するとともに、コンデンサＣ
02にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路Ｑ10とリアク
トルＬの１次巻線Ｎ1との直列接続回路を並列に、ま
た、コンデンサＣ01にはＩＧＢＴとダイオードの逆並列
回路Ｑ11とリアクトルＬの２次巻線Ｎ2との直列接続回
路を並列に、それぞれ接続した点にある。
【００１１】図２の回路で、双方向スイッチＱ7がオン
の状態からＱ1をオンの状態にするときの動作を図５に
示す。図５（ａ）は電流ｉuがモータ３からインバータ
に流れているときである。この状態で、Ｑ10をオンする
ことにより、コンデンサＣS1の電荷は、スイッチＱ10→
リアクトル１次巻線Ｎ1→双方向スイッチＱ7→コンデン
サＣS1の径路で流れる電流ｉ1にて放電する。コンデン
サＣ01が零電圧になると、電流ｉuはスイッチＱ1のダイ
オードを流れる。この状態でスイッチＱ1のＩＧＢＴを
オンにすることにより、零電圧スイッチングとすること
ができる。次に、Ｑ10，Ｑ7をオフすることにより、リ
アクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ2（２次巻
線Ｎ2→コンデンサＣ01→スイッチＱ11のダイオード）
にてコンデンサＣ01に回生される。
の状態からＱ1をオンの状態にするときの動作を図５に
示す。図５（ａ）は電流ｉuがモータ３からインバータ
に流れているときである。この状態で、Ｑ10をオンする
ことにより、コンデンサＣS1の電荷は、スイッチＱ10→
リアクトル１次巻線Ｎ1→双方向スイッチＱ7→コンデン
サＣS1の径路で流れる電流ｉ1にて放電する。コンデン
サＣ01が零電圧になると、電流ｉuはスイッチＱ1のダイ
オードを流れる。この状態でスイッチＱ1のＩＧＢＴを
オンにすることにより、零電圧スイッチングとすること
ができる。次に、Ｑ10，Ｑ7をオフすることにより、リ
アクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ2（２次巻
線Ｎ2→コンデンサＣ01→スイッチＱ11のダイオード）
にてコンデンサＣ01に回生される。
【００１２】図５（ｂ）は、電流ｉuがインバータから
モータ３に流れているときである。このときもＱ10をオ
ンすることにより、コンデンサＣS1の電荷はスイッチＱ
10→リアクトル１次巻線Ｎ1→双方向スイッチＱ7→コン
デンサＣS1の径路で流れる電流ｉ3にて放電する。この
状態でスイッチＱ1のＩＧＢＴをオンにすることによ
り、零電圧スイッチングとすることができる。また、ス
イッチＱ1のＩＧＢＴをオンすると、電流ｉuはスイッチ
Ｑ1を介して流れる。次に、Ｑ10，Ｑ7をオフすることに
より、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ4
（２次巻線Ｎ2→コンデンサＣ01→スイッチＱ11のダイ
オード）にてコンデンサＣ01に回生される。
モータ３に流れているときである。このときもＱ10をオ
ンすることにより、コンデンサＣS1の電荷はスイッチＱ
10→リアクトル１次巻線Ｎ1→双方向スイッチＱ7→コン
デンサＣS1の径路で流れる電流ｉ3にて放電する。この
状態でスイッチＱ1のＩＧＢＴをオンにすることによ
り、零電圧スイッチングとすることができる。また、ス
イッチＱ1のＩＧＢＴをオンすると、電流ｉuはスイッチ
Ｑ1を介して流れる。次に、Ｑ10，Ｑ7をオフすることに
より、リアクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ4
（２次巻線Ｎ2→コンデンサＣ01→スイッチＱ11のダイ
オード）にてコンデンサＣ01に回生される。
【００１３】図２の回路で、双方向スイッチＱ7がオン
の状態からＱ4をオンの状態にするときの動作を図６に
示す。図６（ａ）は電流ｉuがモータ３からインバータ
に流れているときである。この状態で、Ｑ11をオンする
ことにより、コンデンサＣS4の電荷は双方向スイッチＱ
7→リアクトル２次巻線Ｎ2→スイッチＱ11→コンデンサ
ＣS4の径路で流れる電流ｉ5で放電する。この状態でス
イッチＱ4のＩＧＢＴをオンにすることにより、零電圧
スイッチングとすることができる。また、スイッチＱ4
のＩＧＢＴをオンにすると、電流ｉuはスイッチＱ4を介
して流れる。次に、Ｑ11，Ｑ７をオフすることにより、
リアクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ6（１次
巻線Ｎ1→スイッチＱ10のダイオード→コンデンサ
Ｃ02）でコンデンサＣ02に回生される。
の状態からＱ4をオンの状態にするときの動作を図６に
示す。図６（ａ）は電流ｉuがモータ３からインバータ
に流れているときである。この状態で、Ｑ11をオンする
ことにより、コンデンサＣS4の電荷は双方向スイッチＱ
7→リアクトル２次巻線Ｎ2→スイッチＱ11→コンデンサ
ＣS4の径路で流れる電流ｉ5で放電する。この状態でス
イッチＱ4のＩＧＢＴをオンにすることにより、零電圧
スイッチングとすることができる。また、スイッチＱ4
のＩＧＢＴをオンにすると、電流ｉuはスイッチＱ4を介
して流れる。次に、Ｑ11，Ｑ７をオフすることにより、
リアクトルＬに蓄えられたエネルギーは電流ｉ6（１次
巻線Ｎ1→スイッチＱ10のダイオード→コンデンサ
Ｃ02）でコンデンサＣ02に回生される。
【００１４】図６（ｂ）は、電流ｉuがインバータから
モータ３に流れているときである。このときもＱ11をオ
ンすることにより、コンデンサＣS4の電荷は双方向スイ
ッチＱ7→リアクトル２次巻線Ｎ2→スイッチＱ11→コン
デンサＣS4の径路で流れる電流ｉ7で放電する。この状
態でスイッチＱ4のＩＧＢＴをオンにすることにより、
零電圧スイッチングとすることができる。また、コンデ
ンサＣS4の電圧が零電圧になると、電流ｉuはスイッチ
Ｑ4のダイオードを介して流れる。次にＱ11，Ｑ7をオフ
することにより、リアクトルＬに蓄えられたエネルギー
は電流ｉ8（１次巻線Ｎ1→スイッチＱ10のダイオード→
コンデンサＣ02）でコンデンサＣ02に回生される。
モータ３に流れているときである。このときもＱ11をオ
ンすることにより、コンデンサＣS4の電荷は双方向スイ
ッチＱ7→リアクトル２次巻線Ｎ2→スイッチＱ11→コン
デンサＣS4の径路で流れる電流ｉ7で放電する。この状
態でスイッチＱ4のＩＧＢＴをオンにすることにより、
零電圧スイッチングとすることができる。また、コンデ
ンサＣS4の電圧が零電圧になると、電流ｉuはスイッチ
Ｑ4のダイオードを介して流れる。次にＱ11，Ｑ7をオフ
することにより、リアクトルＬに蓄えられたエネルギー
は電流ｉ8（１次巻線Ｎ1→スイッチＱ10のダイオード→
コンデンサＣ02）でコンデンサＣ02に回生される。
【００１５】次に、図２でスイッチＱ1がオンの状態か
ら双方向スイッチＱ7をオンの状態にするときの動作を
図７に示す。図７（ａ）は電流ｉuがインバータからモ
ータ３に流れているときである。ここで、Ｑ7をオン、
Ｑ1をオフすることにより、コンデンサＣS1に電流ｉ
u（ｉ9）が流れ、コンデンサ電圧が上昇する。コンデン
サＣS1の電圧がＥｄ／２に達すると、電流ｉu（ｉ10）
は双方向スイッチＱ7に転流する。図７（ｂ）は、電流
ｉuがモータ３からインバータに流れているときであ
る。このときもＱ7をオン、Ｑ1をオフすることにより電
流ｉuは双方向スイッチＱ7の径路に転流し、コンデンサ
ＣS1に電流ｉ11が流れ、その電圧がＥｄ／２にまで上昇
する。
ら双方向スイッチＱ7をオンの状態にするときの動作を
図７に示す。図７（ａ）は電流ｉuがインバータからモ
ータ３に流れているときである。ここで、Ｑ7をオン、
Ｑ1をオフすることにより、コンデンサＣS1に電流ｉ
u（ｉ9）が流れ、コンデンサ電圧が上昇する。コンデン
サＣS1の電圧がＥｄ／２に達すると、電流ｉu（ｉ10）
は双方向スイッチＱ7に転流する。図７（ｂ）は、電流
ｉuがモータ３からインバータに流れているときであ
る。このときもＱ7をオン、Ｑ1をオフすることにより電
流ｉuは双方向スイッチＱ7の径路に転流し、コンデンサ
ＣS1に電流ｉ11が流れ、その電圧がＥｄ／２にまで上昇
する。
【００１６】双方向スイッチＱ7がオンの状態からスイ
ッチＱ4をオン状態にするときも上記Ｑ1をＱ4に置きか
えるだけで、上記と同様の動作となる。また、このよう
な動作はＱ2，Ｑ3，Ｑ5，Ｑ6，Ｑ10，Ｑ11の各スイッチ
の切換に対しても同様である。いずれにしても、スイッ
チング時の電圧変化が、各スイッチに並列に接続された
コンデンサＣS1〜ＣS6により抑えられるため、スイッチ
ング損失と放射性ＥＭＩノイズが低減する。
ッチＱ4をオン状態にするときも上記Ｑ1をＱ4に置きか
えるだけで、上記と同様の動作となる。また、このよう
な動作はＱ2，Ｑ3，Ｑ5，Ｑ6，Ｑ10，Ｑ11の各スイッチ
の切換に対しても同様である。いずれにしても、スイッ
チング時の電圧変化が、各スイッチに並列に接続された
コンデンサＣS1〜ＣS6により抑えられるため、スイッチ
ング損失と放射性ＥＭＩノイズが低減する。
【００１７】図３はこの発明の第３の実施の形態を示す
回路図である。これは図２を変形したもので、リアクト
ルＬに３次〜５次巻線（Ｎ3〜Ｎ5）を付加し、これらを
双方向スイッチＱ7〜Ｑ9へそれぞれ直列に接続した点が
特徴である。こうすることで、双方向スイッチＱ7〜Ｑ9
がオンするときに電流上昇率ｄｉ／ｄｔが抑えられて零
電流スイッチング動作となり、双方向スイッチＱ7〜Ｑ9
のターンオン損失を低減できる効果がある。
回路図である。これは図２を変形したもので、リアクト
ルＬに３次〜５次巻線（Ｎ3〜Ｎ5）を付加し、これらを
双方向スイッチＱ7〜Ｑ9へそれぞれ直列に接続した点が
特徴である。こうすることで、双方向スイッチＱ7〜Ｑ9
がオンするときに電流上昇率ｄｉ／ｄｔが抑えられて零
電流スイッチング動作となり、双方向スイッチＱ7〜Ｑ9
のターンオン損失を低減できる効果がある。
【００１８】
【発明の効果】この発明によれば、モータの巻線と固定
子間のストレー容量ＣCGに印加される電圧は零電圧とな
り、スイッチング動作に伴う漏洩電流が無くなるので、
伝導性ＥＭＩノイズが発生しない。このため、他の機器
への電磁障害を無くすことができる。また、漏洩電流を
抑制するために、従来は大形フィルタを必要であった
が、この発明によればこのような大形フィルタを無くす
か、または小形のフィルタに置きかえることができるた
め、装置の小型化，低コスト化を実現することができ
る。特に、請求項２，３の発明によれば、スイッチング
時の電圧変化率ｄｖ／ｄｔを低く抑えられるため、放射
性ＥＭＩノイズも低減し、従来必要とされた電磁シール
ドなどの高価な部品が不要となる。
子間のストレー容量ＣCGに印加される電圧は零電圧とな
り、スイッチング動作に伴う漏洩電流が無くなるので、
伝導性ＥＭＩノイズが発生しない。このため、他の機器
への電磁障害を無くすことができる。また、漏洩電流を
抑制するために、従来は大形フィルタを必要であった
が、この発明によればこのような大形フィルタを無くす
か、または小形のフィルタに置きかえることができるた
め、装置の小型化，低コスト化を実現することができ
る。特に、請求項２，３の発明によれば、スイッチング
時の電圧変化率ｄｖ／ｄｔを低く抑えられるため、放射
性ＥＭＩノイズも低減し、従来必要とされた電磁シール
ドなどの高価な部品が不要となる。
【図１】この発明の第１の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図２】この発明の第２の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図３】この発明の第３の実施の形態を示す回路図であ
る。
る。
【図４】この発明の動作を説明するための説明図であ
る。
る。
【図５】図２の第１動作を説明するための説明図であ
る。
る。
【図６】図２の第２動作を説明するための説明図であ
る。
る。
【図７】図２の第３動作を説明するための説明図であ
る。
る。
【図８】従来例を示す回路図である。
【図９】図８の従来例の動作を説明するための説明図で
ある。
ある。
１…交流電源、２…３相整流回路、３…モータ、Ｑ1〜
Ｑ6，Ｑ10，Ｑ11…スイッチ、Ｑ7〜Ｑ9…双方向スイッ
チ、Ｃ01，Ｃ02，Ｃ1〜Ｃ3，ＣS1〜ＣS6…コンデンサ、
Ｌ…リアクトル、Ｎ1〜Ｎ5…リアクトル巻線。
Ｑ6，Ｑ10，Ｑ11…スイッチ、Ｑ7〜Ｑ9…双方向スイッ
チ、Ｃ01，Ｃ02，Ｃ1〜Ｃ3，ＣS1〜ＣS6…コンデンサ、
Ｌ…リアクトル、Ｎ1〜Ｎ5…リアクトル巻線。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA03 AA07 BB01 BB06
CA01 CB05 CC14 CC23 FA13
FA20
5H576 BB03 BB05 CC05 EE30 HA04
HB02 JJ03
Claims (4)
- 【請求項１】 直流電源に対し、半導体スイッチとダイ
オードとの第１逆並列回路と半導体スイッチとダイオー
ドとの第２逆並列回路との直列回路を複数組接続し、前
記直流電源の直流電圧を可変周波数の交流電圧に変換す
るインバータ回路において、 前記直流電源を第１コンデンサと第２コンデンサとの直
列回路で分割し、前記第１逆並列回路と第２逆並列回路
の接続点と前記第１コンデンサと第２コンデンサの接続
点との間に、それぞれ双方向スイッチを接続したことを
特徴とするインバータ回路。 - 【請求項２】 前記第１逆並列回路，第２逆並列回路の
それぞれにコンデンサを並列に接続し、前記第１のコン
デンサには半導体スイッチとダイオードとの逆並列回路
と回生巻線付きリアクトルの１次巻線との直列接続回路
を並列に、前記第２のコンデンサには半導体スイッチと
ダイオードとの逆並列回路と回生巻線付きリアクトルの
２次巻線との直列接続回路を並列に、それぞれ接続する
ことを特徴とする請求項１に記載のインバータ回路。 - 【請求項３】 前記リアクトルに第３次巻線，第４次巻
線および第５次巻線を付加し、これらの巻線を前記双方
向スイッチにそれぞれ直列に接続したことを特徴とする
請求項２に記載のインバータ回路。 - 【請求項４】 前記第１逆並列回路を構成する半導体ス
イッチのいずれかをオンしたときを「＋１」とし、前記
第２逆並列回路を構成する半導体スイッチのいずれかを
オンしたときを「−１」とし、前記双方向スイッチのい
ずれかをオンしたときを「０」とするとき、これらスイ
ッチの状態の和が常に一定値となるようにオン，オフパ
ターンを選択して制御することを特徴とする請求項１な
いし３のいずれかに記載のインバータ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002098479A JP2003299365A (ja) | 2002-04-01 | 2002-04-01 | インバータ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002098479A JP2003299365A (ja) | 2002-04-01 | 2002-04-01 | インバータ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003299365A true JP2003299365A (ja) | 2003-10-17 |
Family
ID=29387954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002098479A Pending JP2003299365A (ja) | 2002-04-01 | 2002-04-01 | インバータ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003299365A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012130224A (ja) * | 2010-12-17 | 2012-07-05 | Fuji Electric Co Ltd | ３レベルインバータ装置 |
| CN103269178A (zh) * | 2013-05-06 | 2013-08-28 | 南京航空航天大学 | 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及其控制方法 |
| JP2013192341A (ja) * | 2012-03-13 | 2013-09-26 | Sharp Corp | インバータ装置、パワーコンディショナ、及び太陽光発電システム |
| JP2015019437A (ja) * | 2013-07-09 | 2015-01-29 | サンケン電気株式会社 | 共振型インバータ装置 |
| US8994216B2 (en) | 2008-07-30 | 2015-03-31 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion apparatus |
| CN105305855A (zh) * | 2015-11-05 | 2016-02-03 | 南京航空航天大学 | 三相隔离型双向ac-dc变换器及其控制方法 |
-
2002
- 2002-04-01 JP JP2002098479A patent/JP2003299365A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8994216B2 (en) | 2008-07-30 | 2015-03-31 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion apparatus |
| JP2012130224A (ja) * | 2010-12-17 | 2012-07-05 | Fuji Electric Co Ltd | ３レベルインバータ装置 |
| JP2013192341A (ja) * | 2012-03-13 | 2013-09-26 | Sharp Corp | インバータ装置、パワーコンディショナ、及び太陽光発電システム |
| CN103269178A (zh) * | 2013-05-06 | 2013-08-28 | 南京航空航天大学 | 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及其控制方法 |
| CN103269178B (zh) * | 2013-05-06 | 2015-05-06 | 南京航空航天大学 | 单级式隔离型三相双向ac/dc变换器及其控制方法 |
| JP2015019437A (ja) * | 2013-07-09 | 2015-01-29 | サンケン電気株式会社 | 共振型インバータ装置 |
| CN105305855A (zh) * | 2015-11-05 | 2016-02-03 | 南京航空航天大学 | 三相隔离型双向ac-dc变换器及其控制方法 |
| CN105305855B (zh) * | 2015-11-05 | 2018-10-12 | 南京航空航天大学 | 三相隔离型双向ac-dc变换器及其控制方法 |
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