JP2003289264A - 受信機 - Google Patents
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- receiver
- filter
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 84
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims abstract description 12
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 5
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 abstract description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 3
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N endosulfan Chemical compound C12COS(=O)OCC2C2(Cl)C(Cl)=C(Cl)C1(Cl)C2(Cl)Cl RDYMFSUJUZBWLH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
-
- H—ELECTRICITY
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/16—Circuits
- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/16—Circuits
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 さまざまな受信信号帯域に容易に適応するこ
とが可能で、且つ、半導体集積化に適した受信機を提供す
ることを目的とする。 【解決手段】 受信信号を直接ベースバンド信号に変換
する受信機であって、スイッチドキャパシタ素子に与え
られる制御信号に基づいて上記ベースバンド信号をフィ
ルタリングする際のカットオフ周波数が制御されるスイ
ッチドキャパシタフィルタと、周期信号を生成する発振
器と、上記受信信号に基づいて上記発振器により生成さ
れた周期信号を分周する分周器とを備え、上記分周器か
らの出力信号が上記制御信号として上記スイッチドキャ
パシタ素子に与えられることを特徴とする。
とが可能で、且つ、半導体集積化に適した受信機を提供す
ることを目的とする。 【解決手段】 受信信号を直接ベースバンド信号に変換
する受信機であって、スイッチドキャパシタ素子に与え
られる制御信号に基づいて上記ベースバンド信号をフィ
ルタリングする際のカットオフ周波数が制御されるスイ
ッチドキャパシタフィルタと、周期信号を生成する発振
器と、上記受信信号に基づいて上記発振器により生成さ
れた周期信号を分周する分周器とを備え、上記分周器か
らの出力信号が上記制御信号として上記スイッチドキャ
パシタ素子に与えられることを特徴とする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話やラジオ
などさまざまな受信信号を受信するための受信機に関す
る。
などさまざまな受信信号を受信するための受信機に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】携帯電話やラジオなどさまざまな受信帯
域に対して１つの受信方式で対応することができる受信
機は存在する。無線信号を受信する方式としては、スー
パーヘテロダイン方式やダイレクトコンバージョンなど
いろいろな受信方式があり、その内のスーパーヘテロダ
イン方式は、受信信号を一旦中間周波数の信号に落とし
てからベースバンド信号に変換する受信方式である。
域に対して１つの受信方式で対応することができる受信
機は存在する。無線信号を受信する方式としては、スー
パーヘテロダイン方式やダイレクトコンバージョンなど
いろいろな受信方式があり、その内のスーパーヘテロダ
イン方式は、受信信号を一旦中間周波数の信号に落とし
てからベースバンド信号に変換する受信方式である。
【０００３】スーパーヘテロダイン受信機を、さまざま
な受信帯域に対応させる受信機に適応させた場合、その
スーパーヘテロダイン受信機の受信信号を復調する前の
前段の処理（受信信号をベースバンド信号に変換するま
での処理）は、中間周波数を利用しているために、扱われ
る受信信号帯域に応じて、処理すべき信号帯域は広くな
る。
な受信帯域に対応させる受信機に適応させた場合、その
スーパーヘテロダイン受信機の受信信号を復調する前の
前段の処理（受信信号をベースバンド信号に変換するま
での処理）は、中間周波数を利用しているために、扱われ
る受信信号帯域に応じて、処理すべき信号帯域は広くな
る。
【０００４】すなわち、例えば、我が国におけるＡＭ受信
およびＦＭ受信兼用のスーパーヘテロダイン受信機を考
えた場合、ＡＭ受信用とＦＭ受信用の２つの中間周波数
帯域を通過させるためのバンドパスフィルタを用意する
必要があり、回路構成が複雑で、且つ、回路全体が大きく
なってしまうという問題があった。
およびＦＭ受信兼用のスーパーヘテロダイン受信機を考
えた場合、ＡＭ受信用とＦＭ受信用の２つの中間周波数
帯域を通過させるためのバンドパスフィルタを用意する
必要があり、回路構成が複雑で、且つ、回路全体が大きく
なってしまうという問題があった。
【０００５】簡単な構成で、回路を小型化できる受信方
式としては、ダイレクトコンバージョン方式の受信が知
られている。このダイレクトコンバージョン受信機は、
受信信号と、受信信号と同じ周波数の信号とを混合する
ことによって、受信信号を直接、ベースバンド信号に変換
する受信方式である。中間周波数を利用せず、直接ベー
スバンド信号に周波数変換することにより、スーパーヘ
テロダイン方式のＲＦ段に通常使用されているイメージ
除去用のフィルタが不要であることなどにより、受信機
の小形化を実現できる受信方式として注目されている。
式としては、ダイレクトコンバージョン方式の受信が知
られている。このダイレクトコンバージョン受信機は、
受信信号と、受信信号と同じ周波数の信号とを混合する
ことによって、受信信号を直接、ベースバンド信号に変換
する受信方式である。中間周波数を利用せず、直接ベー
スバンド信号に周波数変換することにより、スーパーヘ
テロダイン方式のＲＦ段に通常使用されているイメージ
除去用のフィルタが不要であることなどにより、受信機
の小形化を実現できる受信方式として注目されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、ダイレクトコ
ンバージョン受信機においても、さまざまな受信信号帯
域に対応した処理（受信信号をベースバンド信号に変換
するまでの処理）が、処理すべき受信信号帯域の数だけ
必要であった。
ンバージョン受信機においても、さまざまな受信信号帯
域に対応した処理（受信信号をベースバンド信号に変換
するまでの処理）が、処理すべき受信信号帯域の数だけ
必要であった。
【０００７】すなわち、従来の受信機においては、いろい
ろな受信信号帯域に応じて、その受信信号帯域毎に個別
に不要な信号を除去するためのフィルタを用意する必要
があった。そして、それらのフィルタを受信信号帯域に
応じて制御する際の制御回路は、設定する受信信号帯域
の数が増えるにつれてその構成が、複雑になり、大型化の
原因にもなっていた。
ろな受信信号帯域に応じて、その受信信号帯域毎に個別
に不要な信号を除去するためのフィルタを用意する必要
があった。そして、それらのフィルタを受信信号帯域に
応じて制御する際の制御回路は、設定する受信信号帯域
の数が増えるにつれてその構成が、複雑になり、大型化の
原因にもなっていた。
【０００８】また、それらのフィルタの制御動作自体も、
設定する受信信号帯域の数が増えるにつれて、複雑とな
り大変であった。さらに、抵抗やコンデンサの受動素子
でフィルタを構成するとフィルタ特性のばらつきが大き
くなるという問題点もあった。
設定する受信信号帯域の数が増えるにつれて、複雑とな
り大変であった。さらに、抵抗やコンデンサの受動素子
でフィルタを構成するとフィルタ特性のばらつきが大き
くなるという問題点もあった。
【０００９】そこで、本発明では、上記問題点を考慮し、
さまざまな受信信号帯域に容易に適応することが可能
で、且つ、半導体集積化に適した受信機を提供することを
目的とする。
さまざまな受信信号帯域に容易に適応することが可能
で、且つ、半導体集積化に適した受信機を提供することを
目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに本発明では、以下のような構成を採用した。すなわ
ち、本発明の受信機は、受信信号を直接ベースバンド信号
に変換する受信機であって、スイッチドキャパシタ素子
に与えられる制御信号に基づいて上記ベースバンド信号
をフィルタリングする際のカットオフ周波数が制御され
るスイッチドキャパシタフィルタと、周期信号を生成す
る発振器と、上記受信信号に基づいて上記発振器により
生成された周期信号を分周する分周器と、を備え、上記分
周器からの出力信号が上記制御信号として上記スイッチ
ドキャパシタ素子に与えられることを特徴とする。
めに本発明では、以下のような構成を採用した。すなわ
ち、本発明の受信機は、受信信号を直接ベースバンド信号
に変換する受信機であって、スイッチドキャパシタ素子
に与えられる制御信号に基づいて上記ベースバンド信号
をフィルタリングする際のカットオフ周波数が制御され
るスイッチドキャパシタフィルタと、周期信号を生成す
る発振器と、上記受信信号に基づいて上記発振器により
生成された周期信号を分周する分周器と、を備え、上記分
周器からの出力信号が上記制御信号として上記スイッチ
ドキャパシタ素子に与えられることを特徴とする。
【００１１】このように、受信信号を直接ベースバンド
信号に変換する受信機において、その変換されたベース
バンド信号のための周波数フィルタにスイッチドキャパ
シタフィルタを用いることによって、そのスイッチドキ
ャパシタフィルタのカットオフ周波数を可変するだけ
で、いろいろな受信信号帯域に対応することが可能とな
り、受信帯域毎に個別のフィルタ処理を設ける必要がな
くなり、小型化することが可能となる。
信号に変換する受信機において、その変換されたベース
バンド信号のための周波数フィルタにスイッチドキャパ
シタフィルタを用いることによって、そのスイッチドキ
ャパシタフィルタのカットオフ周波数を可変するだけ
で、いろいろな受信信号帯域に対応することが可能とな
り、受信帯域毎に個別のフィルタ処理を設ける必要がな
くなり、小型化することが可能となる。
【００１２】そして、更に、そのスイッチドキャパシタフ
ィルタのカットオフ周波数を制御する制御手段（プログ
ラマブルカウンタなど）に受信信号帯域に基づいた入力
値（バイナリ値など）を入力することによって、任意の
カットオフ周波数が得られ、いろいろな受信帯域に容易
に適応することが可能となる。
ィルタのカットオフ周波数を制御する制御手段（プログ
ラマブルカウンタなど）に受信信号帯域に基づいた入力
値（バイナリ値など）を入力することによって、任意の
カットオフ周波数が得られ、いろいろな受信帯域に容易
に適応することが可能となる。
【００１３】また、上記受信機は、上記第１の分周器が、
プログラマブルカウンタであって、整数またはフラクシ
ョナル−Ｎ方式の分周器であることが望ましい。このよ
うに、スイッチドキャパシタフィルタの通過帯域を可変
するために、そのスイッチドキャパシタフィルタに制御
用として入力される周波数を、整数またはフラクショナ
ル−Ｎ方式のプログラマブルカウンタを用いて、可変す
ることによって、任意の入力値で周波数を可変すること
ができるので、カットオフ周波数の細かい制御が可能と
なる。
プログラマブルカウンタであって、整数またはフラクシ
ョナル−Ｎ方式の分周器であることが望ましい。このよ
うに、スイッチドキャパシタフィルタの通過帯域を可変
するために、そのスイッチドキャパシタフィルタに制御
用として入力される周波数を、整数またはフラクショナ
ル−Ｎ方式のプログラマブルカウンタを用いて、可変す
ることによって、任意の入力値で周波数を可変すること
ができるので、カットオフ周波数の細かい制御が可能と
なる。
【００１４】また、上記受信機は、上記スイッチドキャパ
シタフィルタが、少なくとも増幅器を備え、上記増幅器の
帰還抵抗としての抵抗成分が、上記スイッチドキャパシ
タ素子により実現されることが望ましい。また、本発明
の受信機は、受信信号を直接ベースバンド信号に変換す
る受信機であって、周期信号を生成する発振器と、上記発
振器で生成された周期信号と上記受信信号とを混合し、
ベースバンド信号を出力するミキサと、スイッチドキャ
パシタ素子に与えられる制御信号に基づいて上記ミキサ
から出力されるベースバンド信号をフィルタリングする
際のカットオフ周波数が制御されるスイッチドキャパシ
タフィルタと、上記受信信号に基づいて上記発振器によ
り生成された周期信号を分周する分周器とを備え、上記
分周器からの出力信号が上記制御信号として上記スイッ
チドキャパシタ素子に与えられることを特徴とする。
シタフィルタが、少なくとも増幅器を備え、上記増幅器の
帰還抵抗としての抵抗成分が、上記スイッチドキャパシ
タ素子により実現されることが望ましい。また、本発明
の受信機は、受信信号を直接ベースバンド信号に変換す
る受信機であって、周期信号を生成する発振器と、上記発
振器で生成された周期信号と上記受信信号とを混合し、
ベースバンド信号を出力するミキサと、スイッチドキャ
パシタ素子に与えられる制御信号に基づいて上記ミキサ
から出力されるベースバンド信号をフィルタリングする
際のカットオフ周波数が制御されるスイッチドキャパシ
タフィルタと、上記受信信号に基づいて上記発振器によ
り生成された周期信号を分周する分周器とを備え、上記
分周器からの出力信号が上記制御信号として上記スイッ
チドキャパシタ素子に与えられることを特徴とする。
【００１５】このように、受信信号を直接ベースバンド
信号に変換するための電圧制御発振器から出力される信
号を、プログラマブルカウンタなどの分周器で分周し、そ
の分周された信号を使ってスイッチドキャパシタの通過
帯域を可変することによって、スイッチドキャパシタフ
ィルタの通過帯域を可変するために必要な基準周波数信
号が不要となり、更に、受信機を小型化することが可能と
なる。
信号に変換するための電圧制御発振器から出力される信
号を、プログラマブルカウンタなどの分周器で分周し、そ
の分周された信号を使ってスイッチドキャパシタの通過
帯域を可変することによって、スイッチドキャパシタフ
ィルタの通過帯域を可変するために必要な基準周波数信
号が不要となり、更に、受信機を小型化することが可能と
なる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を用いて説明する。図１は、本発明にかかる受信機を示
す図である。図１において、１１は、ダイレクトコンバー
ジョン受信機であり、１２は、アンテナを、１３は、バンド
パスフィルタを、１４は、高周波信号増幅器を、１５は、ミ
キサを、１６は、９０°位相器を、１７は、局部発振器（図
示ではＯＳＬ）を、１８は、アンチエリアシングフィルタ
を、１９は、スイッチドキャパシタフィルタを、２０は、ベ
ースバンド信号増幅器を、２１は、Ａ／Ｄコンバータを、
２２は、信号処理部を、２３は、制御信号発生器をそれぞ
れ示している。
を用いて説明する。図１は、本発明にかかる受信機を示
す図である。図１において、１１は、ダイレクトコンバー
ジョン受信機であり、１２は、アンテナを、１３は、バンド
パスフィルタを、１４は、高周波信号増幅器を、１５は、ミ
キサを、１６は、９０°位相器を、１７は、局部発振器（図
示ではＯＳＬ）を、１８は、アンチエリアシングフィルタ
を、１９は、スイッチドキャパシタフィルタを、２０は、ベ
ースバンド信号増幅器を、２１は、Ａ／Ｄコンバータを、
２２は、信号処理部を、２３は、制御信号発生器をそれぞ
れ示している。
【００１７】なお、信号処理部２２は、１つの機能ブロッ
クで示されているが、受信信号がベースバンド信号に変
換された後のいろいろな処理（例えば、検波処理やデジ
タルフィルタ処理など）を示している。また、ベースバ
ンド信号に変換後もアナログ信号で処理される場合は、
Ａ／Ｄコンバータ２１は省略される。
クで示されているが、受信信号がベースバンド信号に変
換された後のいろいろな処理（例えば、検波処理やデジ
タルフィルタ処理など）を示している。また、ベースバ
ンド信号に変換後もアナログ信号で処理される場合は、
Ａ／Ｄコンバータ２１は省略される。
【００１８】また、上記スイッチドキャパシタフィルタ
１９は、ベースバンド信号の高周波成分を除去するロー
パスフィルタの機能を備えており、そのカットオフ周波
数は、制御信号発生器２３からの制御信号に応じて可変
することができる。また、上記ダイレクトコンバージョ
ン受信機１１は、１チップに集積化することが可能であ
る。
１９は、ベースバンド信号の高周波成分を除去するロー
パスフィルタの機能を備えており、そのカットオフ周波
数は、制御信号発生器２３からの制御信号に応じて可変
することができる。また、上記ダイレクトコンバージョ
ン受信機１１は、１チップに集積化することが可能であ
る。
【００１９】まず、上記ダイレクトコンバージョン受信
機１１は、アンテナ１２で受信信号を受信すると、バンド
パスフィルタ１３によって、不要な信号を除去し、高周波
信号増幅器１４によって、受信信号を増幅する。そして、
増幅された受信信号は、ミキサ１５、９０°位相器１
６、および局部発振器１７によって、互いに位相が９０
°異なる２つの直交信号に変換される。なお、局部発振
器１７からミキサ１５に入力される信号は、受信信号と
同一周波数の信号となっている。次に、その２つの直交
信号は、アンチエリアシングフィルタ１８によって、この
後の処理で発生する折り返し雑音を防止するために、余
分な信号が除去され、スイッチドキャパシタフィルタ１
９に入力される。スイッチドキャパシタフィルタ１９に
入力された信号は、スイッチドキャパシタフィルタ１９
によって、高周波成分が除去され、ベースバンド信号増幅
器２０で増幅される。ベースバンド信号増幅器２０にお
いて増幅された信号は、Ａ／Ｄコンバータ２１でデジタ
ル信号に変換され、信号処理部２２で検波処理などの所
定のデジタル信号処理が行われる。
機１１は、アンテナ１２で受信信号を受信すると、バンド
パスフィルタ１３によって、不要な信号を除去し、高周波
信号増幅器１４によって、受信信号を増幅する。そして、
増幅された受信信号は、ミキサ１５、９０°位相器１
６、および局部発振器１７によって、互いに位相が９０
°異なる２つの直交信号に変換される。なお、局部発振
器１７からミキサ１５に入力される信号は、受信信号と
同一周波数の信号となっている。次に、その２つの直交
信号は、アンチエリアシングフィルタ１８によって、この
後の処理で発生する折り返し雑音を防止するために、余
分な信号が除去され、スイッチドキャパシタフィルタ１
９に入力される。スイッチドキャパシタフィルタ１９に
入力された信号は、スイッチドキャパシタフィルタ１９
によって、高周波成分が除去され、ベースバンド信号増幅
器２０で増幅される。ベースバンド信号増幅器２０にお
いて増幅された信号は、Ａ／Ｄコンバータ２１でデジタ
ル信号に変換され、信号処理部２２で検波処理などの所
定のデジタル信号処理が行われる。
【００２０】このように、ダイレクトコンバージョン受
信機１１は、ＡＭやＦＭなどのさまざまな受信信号帯域
にかかわらず直接ベースバンド信号に変換するので、ベ
ースバンド信号変換時に発生する不要信号（イメージ信
号など）をローパスフィルタで除去すればよい。そのと
き、受信される受信帯域に応じてそのローパスフィルタ
の通過帯域も変える必要がある。そこで、通過帯域を可
変することが可能なスイッチドキャパシタフィルタ１９
をダイレクトコンバージョン受信機に備えることによっ
て、受信信号帯域毎のフィルタ処理が必要なくなり、回路
構成を簡単なものとすることが可能となる。
信機１１は、ＡＭやＦＭなどのさまざまな受信信号帯域
にかかわらず直接ベースバンド信号に変換するので、ベ
ースバンド信号変換時に発生する不要信号（イメージ信
号など）をローパスフィルタで除去すればよい。そのと
き、受信される受信帯域に応じてそのローパスフィルタ
の通過帯域も変える必要がある。そこで、通過帯域を可
変することが可能なスイッチドキャパシタフィルタ１９
をダイレクトコンバージョン受信機に備えることによっ
て、受信信号帯域毎のフィルタ処理が必要なくなり、回路
構成を簡単なものとすることが可能となる。
【００２１】すなわち、上記実施形態のように、ダイレク
トコンバージョン受信機１１にローパスフィルタ機能の
カットオフ周波数を変えることが可能なスイッチドキャ
パシタフィルタ１９を備える構成とすることによって、
受信信号帯域に応じてスイッチドキャパシタフィルタ１
９のカットオフ周波数を設定すれば、対応する受信信号
のための周波数フィルタが実現される。よって、１つの
スイッチドキャパシタフィルタ１９で所望の受信信号帯
域の信号を受信できる。
トコンバージョン受信機１１にローパスフィルタ機能の
カットオフ周波数を変えることが可能なスイッチドキャ
パシタフィルタ１９を備える構成とすることによって、
受信信号帯域に応じてスイッチドキャパシタフィルタ１
９のカットオフ周波数を設定すれば、対応する受信信号
のための周波数フィルタが実現される。よって、１つの
スイッチドキャパシタフィルタ１９で所望の受信信号帯
域の信号を受信できる。
【００２２】次に、上記スイッチドキャパシタ１９にお
いて、受信信号帯域に応じて、そのカットオフ周波数を変
化させることが可能な構成を説明する。図２(ａ)は、ス
イッチドキャパシタフィルタ１９の回路構成を示す図で
ある。図２(ａ)において、スイッチドキャパシタフィル
タ１９は、一般的に知られている状態変数型アクティブ
ＬＰＦ（または、バイクワァド型ローパスフィルタとい
う）であり、オペアンプの入力に直列に抵抗が接続され
る２次バイクワァドアクティブＬＰＦ２４に積分器２５
および反転増幅器２６を加え、閉ループを構成してい
る。このスイッチドキャパシタフィルタ１９における積
分器２５の出力がＬＰＦの出力と同等な機能を果たして
いる。
いて、受信信号帯域に応じて、そのカットオフ周波数を変
化させることが可能な構成を説明する。図２(ａ)は、ス
イッチドキャパシタフィルタ１９の回路構成を示す図で
ある。図２(ａ)において、スイッチドキャパシタフィル
タ１９は、一般的に知られている状態変数型アクティブ
ＬＰＦ（または、バイクワァド型ローパスフィルタとい
う）であり、オペアンプの入力に直列に抵抗が接続され
る２次バイクワァドアクティブＬＰＦ２４に積分器２５
および反転増幅器２６を加え、閉ループを構成してい
る。このスイッチドキャパシタフィルタ１９における積
分器２５の出力がＬＰＦの出力と同等な機能を果たして
いる。
【００２３】一般に、スイッチドキャパシタフィルタ１
９における３ｄＢ降下通過帯域幅ωは、以下のような式
が成り立つ。 ω＝１／ＲＣ (１) なお、上記ＲおよびＣは、２次バイクワッドアクティブＬ
ＰＦ２４における帰還抵抗とコンデンサを示している。
９における３ｄＢ降下通過帯域幅ωは、以下のような式
が成り立つ。 ω＝１／ＲＣ (１) なお、上記ＲおよびＣは、２次バイクワッドアクティブＬ
ＰＦ２４における帰還抵抗とコンデンサを示している。
【００２４】そして、上記３ｄＢ降下通過帯域幅ωが大
きくなれば、カットオフ周波数ｆｃが高くなり、３ｄＢ降
下通過帯域幅ωが小さくなれば、カットオフ周波数ｆｃ
は低くなる。図２(ｂ)は、スイッチドキャパシタフィル
タ１９におけるカットオフ周波数ｆｃと２次バイクワッ
ドアクティブＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒの抵抗値と
の関係を示す図である。
きくなれば、カットオフ周波数ｆｃが高くなり、３ｄＢ降
下通過帯域幅ωが小さくなれば、カットオフ周波数ｆｃ
は低くなる。図２(ｂ)は、スイッチドキャパシタフィル
タ１９におけるカットオフ周波数ｆｃと２次バイクワッ
ドアクティブＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒの抵抗値と
の関係を示す図である。
【００２５】図２(ｂ)に示すように、高いカットオフ周
波数ｆｃを設定したい場合は、２次バイクワッドアクテ
ィブＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒの抵抗値を小さく
し、低いカットオフ周波数ｆｃを設定したい場合は、２次
バイクワッドアクティブＬＰＦ２４における期間抵抗Ｒ
の抵抗値を大きくする。
波数ｆｃを設定したい場合は、２次バイクワッドアクテ
ィブＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒの抵抗値を小さく
し、低いカットオフ周波数ｆｃを設定したい場合は、２次
バイクワッドアクティブＬＰＦ２４における期間抵抗Ｒ
の抵抗値を大きくする。
【００２６】このように、スイッチドキャパシタフィル
タ１９のカットオフ周波数ｆｃを可変させる場合は、２
次バイクワッドアクティブＬＰＦ２４の帰還抵抗Ｒの抵
抗値を可変させればよい。次に、２次バイクワッドアク
ティブＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒの抵抗値を可変さ
せる方法を説明する。
タ１９のカットオフ周波数ｆｃを可変させる場合は、２
次バイクワッドアクティブＬＰＦ２４の帰還抵抗Ｒの抵
抗値を可変させればよい。次に、２次バイクワッドアク
ティブＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒの抵抗値を可変さ
せる方法を説明する。
【００２７】図２(ｃ)は、２次バイクワッドアクティブ
ＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒとして使用されるスイッ
チドキャパシタ素子２７を示す図である。図２（ｃ）に
示すように、スイッチドキャパシタ素子２７は、コンデ
ンサ２８と２つのスイッチＴ１およびスイッチＴ２とか
らなり、コンデンサ２８に接続されるスイッチＴ１およ
びスイッチＴ２をある制御信号ｆｏで交互にスイッチン
グすることによって、制御信号ｆｏに応じた抵抗値を示
す抵抗素子となる。ここで、スイッチドキャパシタ素子
２７の等価抵抗ＲＥは、ＲＥ＝１／（ｆ０・Ｃ）で表せ
る。
ＬＰＦ２４における帰還抵抗Ｒとして使用されるスイッ
チドキャパシタ素子２７を示す図である。図２（ｃ）に
示すように、スイッチドキャパシタ素子２７は、コンデ
ンサ２８と２つのスイッチＴ１およびスイッチＴ２とか
らなり、コンデンサ２８に接続されるスイッチＴ１およ
びスイッチＴ２をある制御信号ｆｏで交互にスイッチン
グすることによって、制御信号ｆｏに応じた抵抗値を示
す抵抗素子となる。ここで、スイッチドキャパシタ素子
２７の等価抵抗ＲＥは、ＲＥ＝１／（ｆ０・Ｃ）で表せ
る。
【００２８】そして、上記帰還抵抗Ｒとしてのスイッチ
ドキャパシタ素子２７の抵抗値を可変させるには、この
制御信号の周波数を可変し、スイッチＴ１およびスイッ
チＴ２によるスイッチング動作を遅くしたり、早くした
りすることによって可能となる。
ドキャパシタ素子２７の抵抗値を可変させるには、この
制御信号の周波数を可変し、スイッチＴ１およびスイッ
チＴ２によるスイッチング動作を遅くしたり、早くした
りすることによって可能となる。
【００２９】一般に、Ｃ１，Ｒ１におけるカットオフ周
波数ｆｃは、ｆｃ＝１／（２π・Ｃ１・Ｒ１）である
が、スイッチドキャパシタフィルタで構成した場合、ｆ
ｃ＝（ｆ０・Ｃ）／（２πＣ１）となる。同じＩＣチッ
プ上に容量を作ると同じ方向に容量がばらつく。すなわ
ち、ばらつき係数をｋとすると、 ｆｃ＝（ｆ０・ｋ・Ｃ）／（２π・ｋ・Ｃ1）＝（ｆ０
・Ｃ）／（２πＣ１） となり、コンデンサＣ、Ｃ１の容量のばらつきが打ち消
され、カットオフ周波数の精度が高まる。
波数ｆｃは、ｆｃ＝１／（２π・Ｃ１・Ｒ１）である
が、スイッチドキャパシタフィルタで構成した場合、ｆ
ｃ＝（ｆ０・Ｃ）／（２πＣ１）となる。同じＩＣチッ
プ上に容量を作ると同じ方向に容量がばらつく。すなわ
ち、ばらつき係数をｋとすると、 ｆｃ＝（ｆ０・ｋ・Ｃ）／（２π・ｋ・Ｃ1）＝（ｆ０
・Ｃ）／（２πＣ１） となり、コンデンサＣ、Ｃ１の容量のばらつきが打ち消
され、カットオフ周波数の精度が高まる。
【００３０】次に、上記スイッチドキャパシタ素子２７
のスイッチＴ１およびスイッチＴ２に与える制御信号ｆ
ｏを生成する方法を説明する。図３は、上記スイッチド
キャパシタ素子２７のスイッチＴ１およびスイッチＴ２
に与える制御信号ｆｏを生成する方法を説明する図であ
る。
のスイッチＴ１およびスイッチＴ２に与える制御信号ｆ
ｏを生成する方法を説明する。図３は、上記スイッチド
キャパシタ素子２７のスイッチＴ１およびスイッチＴ２
に与える制御信号ｆｏを生成する方法を説明する図であ
る。
【００３１】図３(ａ)において、３１は、プログラマブル
カウンタを示している。プログラマブルカウンタ３１
は、入力信号の周波数ｆｃｋをバイナリ値Ｎｐ１（整数
倍の値）で割り、その割り算によって得られる周波数ｆ
ｏ１の周波数を制御信号として出力している。そして、
このとき、プログラマブルカウンタ３１から出力される
制御信号は、受信信号帯域に基づいて出力される。
カウンタを示している。プログラマブルカウンタ３１
は、入力信号の周波数ｆｃｋをバイナリ値Ｎｐ１（整数
倍の値）で割り、その割り算によって得られる周波数ｆ
ｏ１の周波数を制御信号として出力している。そして、
このとき、プログラマブルカウンタ３１から出力される
制御信号は、受信信号帯域に基づいて出力される。
【００３２】すなわち、プログラマブルカウンタ３１に
入力される基準信号ｆｃｋは、受信信号帯域に応じて、ｆ
ｏ１＝ｆｃｋ／Ｎｐ１の信号に分周され、このｆｏ１が
制御信号としてスイッチドキャパシタフィルタ１９にお
ける上記スイッチング動作を制御する。
入力される基準信号ｆｃｋは、受信信号帯域に応じて、ｆ
ｏ１＝ｆｃｋ／Ｎｐ１の信号に分周され、このｆｏ１が
制御信号としてスイッチドキャパシタフィルタ１９にお
ける上記スイッチング動作を制御する。
【００３３】例えば、プログラマブルカウンタ３１から
出力される制御信号ｆｏ１において、制御信号ｆｏ１が
Ｈレベルのときは、スイッチＴ１を閉じさせ（スイッチ
Ｔ１がＯＮ状態）、スイッチＴ２を開かせるので（スイ
ッチＴ１がＯＦＦ状態）、コンデンサには電荷が貯ま
る。そして、制御信号ｆｏ１がＬレベルのときは、スイッ
チＴ１を開かせ（スイッチＴ１がＯＦＦ状態）、スイッ
チＴ２を閉じさせるので(スイッチＴ２がＯＮ状態)、コ
ンデンサに貯まっていた電荷がスイッチＴ２側に放出さ
れる。そして、このスイッチＴ１およびスイッチＴ２の
ＯＮ、ＯＦＦの切り替えを速くすることによって、帰還抵
抗Ｒとしてのスイッチドキャパシタ素子２７の抵抗値
は、小さくなり、切り替えを遅くすることによって、帰還
抵抗Ｒとしてのスイッチドキャパシタ素子２７の抵抗値
は、大きくなる。
出力される制御信号ｆｏ１において、制御信号ｆｏ１が
Ｈレベルのときは、スイッチＴ１を閉じさせ（スイッチ
Ｔ１がＯＮ状態）、スイッチＴ２を開かせるので（スイ
ッチＴ１がＯＦＦ状態）、コンデンサには電荷が貯ま
る。そして、制御信号ｆｏ１がＬレベルのときは、スイッ
チＴ１を開かせ（スイッチＴ１がＯＦＦ状態）、スイッ
チＴ２を閉じさせるので(スイッチＴ２がＯＮ状態)、コ
ンデンサに貯まっていた電荷がスイッチＴ２側に放出さ
れる。そして、このスイッチＴ１およびスイッチＴ２の
ＯＮ、ＯＦＦの切り替えを速くすることによって、帰還抵
抗Ｒとしてのスイッチドキャパシタ素子２７の抵抗値
は、小さくなり、切り替えを遅くすることによって、帰還
抵抗Ｒとしてのスイッチドキャパシタ素子２７の抵抗値
は、大きくなる。
【００３４】異なる受信信号帯域の受信信号を受信する
場合を考える。異なる受信信号帯域毎にフィルタのカッ
トオフ周波数を可変する必要がある。低いカットオフ周
波数にするためには、上記ω＝１／ＲＣ(１)より、スイッ
チドキャパシタ素子２７における抵抗値を大きくさせる
ように、スイッチドキャパシタ素子２７に入力される制
御信号ｆｏの周波数を低くする。このとき、プログラマ
ブルカウンタ３１には、周波数が低い制御信号ｆｏが出
力されるように、バイナリ値を入力する。
場合を考える。異なる受信信号帯域毎にフィルタのカッ
トオフ周波数を可変する必要がある。低いカットオフ周
波数にするためには、上記ω＝１／ＲＣ(１)より、スイッ
チドキャパシタ素子２７における抵抗値を大きくさせる
ように、スイッチドキャパシタ素子２７に入力される制
御信号ｆｏの周波数を低くする。このとき、プログラマ
ブルカウンタ３１には、周波数が低い制御信号ｆｏが出
力されるように、バイナリ値を入力する。
【００３５】反対に、高いカットオフ周波数にするため
には、上記ω＝１／ＲＣ（１）より、スイッチドキャパシ
タ素子２７における抵抗値を小さくさせるように、スイ
ッチドキャパシタ素子２７に入力される制御信号ｆｏの
周波数を高くする。このように、スイッチＴ１およびス
イッチＴ２の開閉の速さを上記プログラマブルカウンタ
３１の出力する制御信号ｆｏ１によって可変させれば、
帰還抵抗Ｒとしてのスイッチドキャパシタ素子２７の抵
抗値を変えることが可能となる。そして、帰還抵抗Ｒと
してのスイッチドキャパシタ素子２７の抵抗値を可変す
ることによって、スイッチドキャパシタフィルタ１９の
カットオフ周波数ｆｃを可変することが可能となる。
には、上記ω＝１／ＲＣ（１）より、スイッチドキャパシ
タ素子２７における抵抗値を小さくさせるように、スイ
ッチドキャパシタ素子２７に入力される制御信号ｆｏの
周波数を高くする。このように、スイッチＴ１およびス
イッチＴ２の開閉の速さを上記プログラマブルカウンタ
３１の出力する制御信号ｆｏ１によって可変させれば、
帰還抵抗Ｒとしてのスイッチドキャパシタ素子２７の抵
抗値を変えることが可能となる。そして、帰還抵抗Ｒと
してのスイッチドキャパシタ素子２７の抵抗値を可変す
ることによって、スイッチドキャパシタフィルタ１９の
カットオフ周波数ｆｃを可変することが可能となる。
【００３６】次に、図３(ｂ)において、３２は、少数点以
下の値を含む分周値を有する、フラクショナル−Ｎ（Ｆ
ｒａｃｔｉｏｎａｌ Ｎｕｍｂｅｒ）方式の分周器であ
り、１／Ｎに限らず所望の分周比を任意な値に設定する
ことが可能なものである。プログラマブルカウンタ３１
による分周比は、基準信号の整数倍に決まってしまうが、
このフラクショナル−Ｎ方式の分周器３２は、入力され
る基準信号ｆｃｋのパルスを任意に抜いたり足したりす
ることによって、分周比を任意な値に設定することを可
能としている。すなわち、所望の分周比を設定すること
ができる。
下の値を含む分周値を有する、フラクショナル−Ｎ（Ｆ
ｒａｃｔｉｏｎａｌ Ｎｕｍｂｅｒ）方式の分周器であ
り、１／Ｎに限らず所望の分周比を任意な値に設定する
ことが可能なものである。プログラマブルカウンタ３１
による分周比は、基準信号の整数倍に決まってしまうが、
このフラクショナル−Ｎ方式の分周器３２は、入力され
る基準信号ｆｃｋのパルスを任意に抜いたり足したりす
ることによって、分周比を任意な値に設定することを可
能としている。すなわち、所望の分周比を設定すること
ができる。
【００３７】このフラクショナル−Ｎ方式の分周器３２
の出力する信号ｆｏ２を制御信号としてスイッチドキャ
パシタフィルタ１９におけるスイッチドキャパシタ素子
２７に入力することにより、スイッチング動作を制御す
る。スイッチドキャパシタ素子２７のスイッチング動作
の制御をフラクショナル−Ｎ方式の分周器３２から出力
される信号で制御することによって、プログラマブルカ
ウンタで制御するよりも細かい制御が可能となる。
の出力する信号ｆｏ２を制御信号としてスイッチドキャ
パシタフィルタ１９におけるスイッチドキャパシタ素子
２７に入力することにより、スイッチング動作を制御す
る。スイッチドキャパシタ素子２７のスイッチング動作
の制御をフラクショナル−Ｎ方式の分周器３２から出力
される信号で制御することによって、プログラマブルカ
ウンタで制御するよりも細かい制御が可能となる。
【００３８】このように、ダイレクトコンバージョン受
信機において、ベースバンド信号の不要な信号を除去す
るローパスフィルタにスイッチドキャパシタフィルタを
利用することにより、簡単な構成でいろいろな帯域の受
信信号を受信することができる。また、スイッチドキャ
パシタフィルタは、半導体集積回路内に作ることが可能
なので、回路全体を小型化することが可能となる。そし
て、更に、プログラマブルカウンタにおいて、整数型やフ
ラクショナル−Ｎ方式の分周器３２からの出力信号をカ
ットオフ周波数を可変するための制御信号とすることに
よって、プログラマブルカウンタやフラクショナル−Ｎ
方式の分周器３２の分周比を変えるためのデータ値を変
えるだけで、容易にカットオフ周波数を可変することが
可能となる。
信機において、ベースバンド信号の不要な信号を除去す
るローパスフィルタにスイッチドキャパシタフィルタを
利用することにより、簡単な構成でいろいろな帯域の受
信信号を受信することができる。また、スイッチドキャ
パシタフィルタは、半導体集積回路内に作ることが可能
なので、回路全体を小型化することが可能となる。そし
て、更に、プログラマブルカウンタにおいて、整数型やフ
ラクショナル−Ｎ方式の分周器３２からの出力信号をカ
ットオフ周波数を可変するための制御信号とすることに
よって、プログラマブルカウンタやフラクショナル−Ｎ
方式の分周器３２の分周比を変えるためのデータ値を変
えるだけで、容易にカットオフ周波数を可変することが
可能となる。
【００３９】なお、本実施形態のダイレクトコンバージ
ョン受信機１１は、その形態は上記形態に限定されな
い。例えば、上記スイッチドキャパシタフィルタ１９の
カットオフ周波数を可変する制御信号ｆｏは、上記局部
発振機１７の出力信号を分周させた信号としてもよい。
ョン受信機１１は、その形態は上記形態に限定されな
い。例えば、上記スイッチドキャパシタフィルタ１９の
カットオフ周波数を可変する制御信号ｆｏは、上記局部
発振機１７の出力信号を分周させた信号としてもよい。
【００４０】図４は、上記ダイレクトコンバージョン受
信機１１における局部発振器１７の発振信号の周波数を
可変するためのＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌ
ｏｏｐ）方式のシンセサイザ４１の構成を示す図であ
る。図４において、４２は、電圧制御発振器(ＶＣＯ：Ｖ
ｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａ
ｔｏｒ)を、４３は、入力されるバイナリ値(整数倍の
値)に応じて電圧制御発振器４２から入力される信号の
周波数を整数分の１に分周するプログラマブルカウンタ
を、４４は、プログラマブルカウンタ４３から出力された
信号と基準信号ｆｘとを比較し、その位相差に応じた電
圧値を出力する位相比較器を、４５は、位相比較器４４か
ら出力された電圧値から不要周波数成分を取り除き、直
流制御電圧を作り出すローパスフィルタを示している。
信機１１における局部発振器１７の発振信号の周波数を
可変するためのＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌ
ｏｏｐ）方式のシンセサイザ４１の構成を示す図であ
る。図４において、４２は、電圧制御発振器(ＶＣＯ：Ｖ
ｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａ
ｔｏｒ)を、４３は、入力されるバイナリ値(整数倍の
値)に応じて電圧制御発振器４２から入力される信号の
周波数を整数分の１に分周するプログラマブルカウンタ
を、４４は、プログラマブルカウンタ４３から出力された
信号と基準信号ｆｘとを比較し、その位相差に応じた電
圧値を出力する位相比較器を、４５は、位相比較器４４か
ら出力された電圧値から不要周波数成分を取り除き、直
流制御電圧を作り出すローパスフィルタを示している。
【００４１】また、４６は、電圧制御発振器４２から出
力される信号の周波数を１/Ｐに分周するプログラマブ
ルカウンタを、４７は、水晶振動子などから出力される
基準信号ｆｘの周波数を１／Ｎに固定分周する分周器を
示しており、分周器４７から出力される基準信号ｆｒは、
ｆｒ＝ｆｘ／Ｎとなる。
力される信号の周波数を１/Ｐに分周するプログラマブ
ルカウンタを、４７は、水晶振動子などから出力される
基準信号ｆｘの周波数を１／Ｎに固定分周する分周器を
示しており、分周器４７から出力される基準信号ｆｒは、
ｆｒ＝ｆｘ／Ｎとなる。
【００４２】図４におけるシンセサイザ４１は、一般的
に、知られているプログラマブルカウンタ４３を使った
ＰＬＬシンセサイザであり、水晶発振器などを用いた基
準発振器の周波数を分周して得られる基準周波数ｆｒと
電圧制御発振器４２の出力ｆｖをプログラマブルカウン
タ４３で１／ｋに分周した周波数とが、位相比較器４４
に入力され、ｆｒ＝ｆｖ／Ｋの状態でループが安定し、出
力ｆｖは、ｆｖ＝ｆｒ・Ｋとなる。
に、知られているプログラマブルカウンタ４３を使った
ＰＬＬシンセサイザであり、水晶発振器などを用いた基
準発振器の周波数を分周して得られる基準周波数ｆｒと
電圧制御発振器４２の出力ｆｖをプログラマブルカウン
タ４３で１／ｋに分周した周波数とが、位相比較器４４
に入力され、ｆｒ＝ｆｖ／Ｋの状態でループが安定し、出
力ｆｖは、ｆｖ＝ｆｒ・Ｋとなる。
【００４３】そして、電圧制御発振器４２から出力され
る信号をプログラマブルカウンタ４６で１／Ｐに分周
し、その分周された信号を上記スイッチドキャパシタフ
ィルタ１９におけるスイッチドキャパシタ素子２７のス
イッチＴ１およびスイッチＴ２の開閉の制御に利用す
る。
る信号をプログラマブルカウンタ４６で１／Ｐに分周
し、その分周された信号を上記スイッチドキャパシタフ
ィルタ１９におけるスイッチドキャパシタ素子２７のス
イッチＴ１およびスイッチＴ２の開閉の制御に利用す
る。
【００４４】このとき、プログラマブルカウンタ４６か
ら出力される制御信号は、受信信号を直接ベースバンド
信号に変換するための発振信号としても使用するので、
プログラマブルカウンタ４６に入力されるバイナリ値
は、受信信号と一定の関係をもつ値となっている。
ら出力される制御信号は、受信信号を直接ベースバンド
信号に変換するための発振信号としても使用するので、
プログラマブルカウンタ４６に入力されるバイナリ値
は、受信信号と一定の関係をもつ値となっている。
【００４５】なお、上記プログラマブルカウンタ４３ま
たはプログラマブルカウンタ４６を、フラクショナル−
Ｎ方式の分周器として構成してもよい。このように、プ
ログラマブルカウンタ４６をフラクショナル−Ｎ方式の
分周器とした場合は、スイッチドキャパシタフィルタ１
９に入力される制御信号の周波数を任意の値に設定する
ことが可能となる。
たはプログラマブルカウンタ４６を、フラクショナル−
Ｎ方式の分周器として構成してもよい。このように、プ
ログラマブルカウンタ４６をフラクショナル−Ｎ方式の
分周器とした場合は、スイッチドキャパシタフィルタ１
９に入力される制御信号の周波数を任意の値に設定する
ことが可能となる。
【００４６】
【発明の効果】本発明の受信機によれば、受信信号を直
接ベースバンド信号に変換する受信機のローパスフィル
タとしてスイッチドキャパシタフィルタを用い、そのカ
ットオフ周波数を変化させることで、種々の周波数に対
応できる受信機を簡素な構成で実現できる。また、分周
器として整数またはフラクショナル−Ｎ方式のプログラ
マブルカウンタを用いることで、スイッチドキャパシタ
フィルタのカットオフ周波数を任意の周波数に設定でき
る。
接ベースバンド信号に変換する受信機のローパスフィル
タとしてスイッチドキャパシタフィルタを用い、そのカ
ットオフ周波数を変化させることで、種々の周波数に対
応できる受信機を簡素な構成で実現できる。また、分周
器として整数またはフラクショナル−Ｎ方式のプログラ
マブルカウンタを用いることで、スイッチドキャパシタ
フィルタのカットオフ周波数を任意の周波数に設定でき
る。
【図１】本発明にかかる受信機を示す図である。
【図２】スイッチドキャパシタフィルタの回路構成を示
す図である。
す図である。
【図３】スイッチドキャパシタ素子のスイッチング動作
の制御動作を説明する。
の制御動作を説明する。
【図４】局部発振器の発振信号の周波数を可変するため
のＰＬＬ方式のシンセサイザの構成を示す図である。
のＰＬＬ方式のシンセサイザの構成を示す図である。
１１ ダイレクトコンバージョン受信機
１２ アンテナ
１３ バンドパスフィルタ
１４ 高周波信号増幅器
１５ ミキサ
１６ ９０°位相器
１７ 局部発振器
１８ アンチエリアシングフィルタ
１９ スイッチドキャパシタフィルタ
２０ ベースバンド信号増幅器
２１ Ａ／Ｄコンバータ
２２ 信号処理部
２３ 制御信号発生器
２４ ２次バイクワッドアクティブＬＰＦ
２５ 積分器
２６ 反転増幅器
２７ スイッチドキャパシタ素子
２８ コンデンサ
３１ プログラマブルカウンタ
３２ フラクショナル−Ｎの分周器
４１ シンセサイザ
４２ 電圧制御
４３ プログラマブルカウンタ（シンセサイザ用）
４４ 位相比較器
４５ ローパスフィルタ
４６ プログラマブルカウンタ（ＳＣＦクロック用）
４７ 分周器
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号を直接ベースバンド信号に変換
する受信機であって、スイッチドキャパシタ素子に与え
られる制御信号に基づいて上記ベースバンド信号をフィ
ルタリングする際のカットオフ周波数が制御されるスイ
ッチドキャパシタフィルタと、周期信号を生成する発振
器と、上記受信信号に基づいて上記発振器により生成さ
れた周期信号を分周する分周器と、を備え、上記分周器か
らの出力信号が上記制御信号として上記スイッチドキャ
パシタ素子に与えられることを特徴とする受信機。 - 【請求項２】 請求項１に記載の受信機であって、上記
分周器は、プログラマブルカウンタであって、整数また
はフラクショナル−Ｎ方式の分周器であることを特徴と
する受信機。 - 【請求項３】 請求項１に記載の受信機であって、上記
スイッチドキャパシタフィルタは、少なくとも増幅器を
備え、上記増幅器の帰還抵抗としての抵抗成分が、上記ス
イッチドキャパシタ素子により実現されることを特徴と
する受信機。 - 【請求項４】 受信信号を直接ベースバンド信号に変換
する受信機であって、周期信号を生成する発振器と、上記
発振器で生成された周期信号と上記受信信号とを混合
し、ベースバンド信号を出力するミキサと、スイッチドキ
ャパシタ素子に与えられる制御信号に基づいて上記ミキ
サから出力されるベースバンド信号をフィルタリングす
る際のカットオフ周波数が制御されるスイッチドキャパ
シタフィルタと、上記受信信号に基づいて上記発振器に
より生成された周期信号を分周する分周器と、を備え、上
記分周器からの出力信号が上記制御信号として上記スイ
ッチドキャパシタ素子に与えられることを特徴とする受
信機。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002091835A JP2003289264A (ja) | 2002-03-28 | 2002-03-28 | 受信機 |
| EP03708663A EP1489752A1 (en) | 2002-03-28 | 2003-03-18 | Receiver apparatus |
| US10/508,915 US20050176396A1 (en) | 2002-03-28 | 2003-03-18 | Receiver apparatus |
| CNA038071940A CN1643802A (zh) | 2002-03-28 | 2003-03-18 | 接收机 |
| PCT/JP2003/003274 WO2003084085A1 (fr) | 2002-03-28 | 2003-03-18 | Appareil recepteur |
| KR10-2004-7015081A KR20040104544A (ko) | 2002-03-28 | 2003-03-18 | 수신기 |
| TW092106867A TW200401512A (en) | 2002-03-28 | 2003-03-27 | Receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002091835A JP2003289264A (ja) | 2002-03-28 | 2002-03-28 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003289264A true JP2003289264A (ja) | 2003-10-10 |
Family
ID=28671688
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002091835A Pending JP2003289264A (ja) | 2002-03-28 | 2002-03-28 | 受信機 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20050176396A1 (ja) |
| EP (1) | EP1489752A1 (ja) |
| JP (1) | JP2003289264A (ja) |
| KR (1) | KR20040104544A (ja) |
| CN (1) | CN1643802A (ja) |
| TW (1) | TW200401512A (ja) |
| WO (1) | WO2003084085A1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016506646A (ja) * | 2012-11-30 | 2016-03-03 | クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ | スライディングｉｆの送受信機アーキテクチャ |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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