JP2006121665A - イメージリジェクションミキサと能動帯域フィルタを有する受信ｉｆ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】イメージリジェクションフィルタおよびチャネル選択フィルタを低コストで高性能に集積化して、受信機のコスト削減、および受信基板面積を削減した受信ＩＦ回路を提供する。
【解決手段】 ＲＦ入力信号を増幅する可変利得アンプ２と、可変利得アンプにより増幅されたＲＦ信号からイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を得る周波数変換器３ａ、３ｂと、中間多相信号が供給され、イメージ成分が抑圧された中間周波数信号を出力するポリフェーズフィルタ５と、供給される制御信号に応じて周波数応答が可変であって、ポリフェーズフィルタから出力された中間周波数信号をチャネル選択するための周波数可変帯域フィルタ６と、中間周波数信号を検波するＩＦ検波器８と、ＩＦ検波器の出力信号のレベルを検出し、その検出レベルに応じて可変利得アンプの利得を制御する自動利得制御部９とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、受信ＩＦ（中間周波数）回路、特に、イメージリジェクションミキサを構成するフィルタとチャネル選択機能を持つフィルタとを集積化した受信ＩＦ回路に関する。

図７は、従来例のスーパーへテロダイン方式のラジオ受信機を示す。入力されたＲＦ信号は、フィルタ１によりイメージ信号を含む不要信号が除去され、所望の信号が取り出される。フィルタ１を通過したＲＦ信号は、可変利得アンプ２により増幅され、周波数ミキサ３により、発振器４からの局部発振周波数の信号とミキシングされることにより、中間周波数（ＩＦ）に変換される。帯域フィルタ（ＢＰＦ）６ｂにより、周波数ミキサ３の出力信号から不要な信号が除去され、所望のＩＦ信号のみが取り出される。帯域フィルタ６ｂは、主としてセラミックフィルタなどの外部受動部品で構成される。帯域フィルタ６ｂの出力信号は、ＩＦアンプ７により増幅された後、検波器８によりベースバンド信号に変換される。

検波後の信号の振幅がＡＧＣ（自動利得制御回路）９により検出され、その出力は、ベースバンド信号振幅を一定とするための利得制御電圧として、可変利得アンプ２とＩＦアンプ７に供給される。利得制御電圧に基づいて、アンプやフィルタにとって適切なダイナミックレンジが保たれるように、可変利得アンプ２とＩＦアンプ７の利得が制御される。破線で囲まれた範囲が集積化ブロック１０を示す。以下の説明でも同様である。ＲＦフィルタ１と帯域フィルタ６ｂは、集積化ブロック１０外に配置される。

次に、ヘテロダイン方式で問題となるイメージ妨害について説明する。図８に、イメージ妨害の概念図を示す。図８（ａ）は、ミキサ３による周波数変換部を示す。この図は、ＲＦフィルタ１を通してミキサ３に入力されたＲＦ信号に、希望波Ｖ_RFとイメージ波Ｖ_IMが含まれた場合のダウンコンバート動作を示す。（ｂ）に示すように、希望波Ｖ_RFはローカル信号の周波数ｆ_LOからＩＦ周波数ｆ_IFだけ高い周波数(f_LO+f_IF)であり、イメージ波Ｖ_IMはローカル周波数ｆ_LOからＩＦ周波数ｆ_IFだけ低い周波数(f_LO-f_IF)である。

（ｃ）に示すように、受信系では、周波数(f_LO+f_IF)の希望波Ｖ_RF、または、周波数(f_LO-f_IF)のイメージ波Ｖ_IMのどちらが入力されても、ミキサ回路３でダウンコンバートされ帯域フィルタ６ｂを通過後の信号Ｖ_OUTでは、同じ中間周波数ｆ_IFに変換される。そのためイメージ信号による妨害が発生し、受信品質が劣化する。従って、従来はＲＦフィルタ１により、予めイメージ波を除去することが一般的であった。

しかしながら、外付けのＲＦフィルタ１はコストの増加を招き、また実装基板密度を下げることが難しい。そのため、近年このイメージ妨害の対策として、回路技術でイメージ波を除去するイメージリジェクションミキサが取り入れられている（例えば、特許文献１〜特許文献３等を参照）。このイメージリジェクションミキサを用いることにより、外付けのＲＦフィルタ１からイメージ波を除去する機能を除外することが可能となる。イメージリジェクションミキサの１例を図９に示す。

図９には、ＲＦ入力として、希望波A_RFcosω_RFtおよびイメージ波A_IMcosω_IMtが入力され、局部発振信号としてミキサ３ａにsinω_LOt、ミキサ３ｂにcosω_LOtが供給される場合が示される。ミキサ３ａの出力信号に含まれる高周波成分は、ＬＰＦ（低域フィルタ）５０ａを通ると除去されるため、ＬＰＦ５０ａの出力信号は、式（１）で表される。９０度移相器５１を通過した信号は式（２）で表される。

(A_RF/2)*sin(ω_LO―ω_RF)t + (A_IM/2)*sin(ω_LO―ω_IM)t ・・・（１）
(A_RF/2)*cos(ω_RF―ω_LO )t ― (A_IM/2)*cos(ω_LO―ω_IM )t ・・・（２）
一方、ミキサ３ｂの出力信号がＬＰＦ５０ｂを通った後の信号は式（３）で表される。

(A_RF/2)*cos(ω_RF―ω_LO)t + (A_IM/2)*cos(ω_LO―ω_IM )t ・・・（３）
したがって、加算器５２の出力はA_RFcos(ω_RF―ω_LO)tとなり、イメージ信号A_IMcos(ω_LO―ω_IM)tは除去される。

９０度移相器５１としては、コンデンサの両端電圧と抵抗の両端電圧が９０度位相が異なることを利用したＣＲ−ＲＣ回路が用いられる。しかし、９０度移相器５１の帯域幅が狭く、コンデンサや抵抗の素子バラツキや、９０度位相差を持つ２つの信号の振幅や位相誤差のため、イメージリジェクション特性が劣化してしまう問題があった。そのため、９０度移相器５１に代えて、ポリフェーズフィルタを用いられることが試みられている（例えば前述の、特許文献２、特許文献３を参照）。

受動ポリフェーズフィルタの構成例を、図１０に示す。図１０の受動ポリフェーズフィルタは、ｎ段に接続された各々４相のポリフェーズフィルタ５３−１、５３−２、・・・５３−ｎから構成される。ポリフェーズフィルタ５３−１は、抵抗Ｒ１１〜Ｒ１４および容量Ｃ１１〜Ｃ１４で構成され、ポリフェーズフィルタ５３−２は、抵抗Ｒ２１〜Ｒ２４および容量Ｃ２１〜Ｃ２４で構成され、ポリフェーズフィルタ５３−ｎは、抵抗Ｒｎ１〜Ｒｎ４および容量Ｃｎ１からＣｎ４で構成されている。

図１０の受動ポリフェーズフィルタのイメージリジェクション特性を、図１１に示す。所望信号入力時は破線５４で示される特性を示し、イメージ信号入力時は実線５５で示される特性を示す。破線５４で示される特性と実線５５で示される特性の差がイメージリジェクションである。ポリフェーズフィルタが多段に接続されているため帯域幅が広くなり、素子の変動があったとしても、イメージリジェクション特性の劣化は少ない。

また、図１２に、イメージリジェクション用の能動ポリフェーズフィルタの例を示す。図１２において、入力Ｉ、−Ｉ、Ｑ、−Ｑの信号は、それぞれ振幅が等しく、位相が０度、−１８０度、９０度、−９０度である。３０−１、３０−２、・・・３０−ｎはそれぞれＢＰＦを構成し、ｎ段に接続されている。ＢＰＦ３０−１は、オペアンプ３１−１、３２−１、抵抗Ｒ１ａ、Ｒ１ｂ、Ｒ１ｃ、Ｒ１ａで構成され、ＢＰＦ３０−２は、オペアンプ３１−２、３２−２、抵抗Ｒ２ａ、Ｒ２ｂ、Ｒ２ｃ、Ｒ２ａで構成され、ＢＰＦ３０−ｎは、オペアンプ３１−ｎ、３２−ｎ、Ｒｎａ、Ｒｎｂ、Ｒｎｃ、Ｃｎａで構成されている。

ポリフェーズフィルタを用いることによって、各素子の特性の変動に対して、イメージリジェクションの特性の劣化を少なくすることができる。図１３に、能動ポリフェーズフィルタのイメージ除去特性の１例を示す。図１３において破線５６は所望信号入力時の周波数特性を示し、実線５７はイメージ信号入力時の周波数特性を示す。その差がイメージリジェクションである。また能動ポリフェーズフィルタは、帯域フィルタであり、帯域外信号を除去する作用を有しているため、チャネルフィルタの一部としても利用可能である。

一方、コストの削減のため、受動部品を能動部品に置きかえる試みがなされている（例えば、前述の特許文献１参照）。その１例を図１４に示す。図１４の受信機では、図７の受信機における帯域フィルタ６ｂが、受動帯域フィルタから、スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）により構成された帯域フィルタ６ａに置きかえられている。基本的な動作は、図７の場合と同様である。図１４において、５８は折り返し防止フィルタであり、ＳＣＦを用いることに起因する折り返しを防止するために用いられる。折り返し防止フィルタ５８を通した信号から、ミキサ後の不要な信号を帯域フィルタ６ａにより除去して、所望の中間周波信号のみが取り出される。分周器１１は、発振器４の出力信号を所望の周波数に分周して、帯域フィルタ６ａを構成するＳＣＦのクロックとして供給する。スムージングフィルタ４２は、帯域フィルタ６ａの出力から、クロック信号及びその高調波を除去する。
特表２００１−５１３２７５号公報 特開２００３−２９８３５６号公報 Sharzad Tadjpour 他3名"[A 900-MHz Dual- Conversion Low-IF GSM Receiver in 0.35-μm CMOS] ISSCC VOL.36, NO12, December, 2001

ところでラジオ受信機では、入力受信信号帯域が広く、またＡＭ信号や、ＦＭ信号など、異なる変調方式の信号が入力される。したがってさまざまな周波数帯域に対して所望信号のみを増幅するチャネルフィルタが必要であり、またヘテロダイン方式に伴うイメージ除去のフィルタが必要である。そのため、多くの受信チャネルフィルタをそれぞれ使用せねばならず、多数の受動フィルタが必要となり、コストの削減がむずかしく、実装面積の削減も困難であった。また，特許文献１に示すように、受動部品を能動部品に置きかえる試みも可能であるが、それぞれの入力信号帯域や、信号の種類に応じて、多くの能動フィルタが必要となり、回路電流の増加、チップ面積の増加あるいはノイズの増加を招いたりしていた。

図７、図１４に示した従来例では、ＲＦフィルタ１は、イメージリジェクションフィルタ、及びチャネルフィルタの機能を有し、また帯域フィルタ６ａ、６ｂは、ミキシング後の不要信号の除去、所望ＩＦ信号のみの選択機能を有している。図７の回路では、これらは主としてセラミックフィルタや、ＳＡＷフィルタなどで構成され、高い選択度と、イメージ除去機能をもつフィルタが必要である。そのため、能動回路で集積化しようとする場合、高精度なフィルタが要求され、素子バラツキに対して安定なフィルタを実現することが難しかった。また、図１４の回路のように、帯域フィルタ６ａとして、能動フィルタであるスイッチトキャパシタフィルタを用いた構成の場合、スイッチトキャパシタフィルタはクロックに同期したフィルタ特性を有するためチューニングの必要はないが、前段に折り返し防止フィルタ５８が必要である。高精度のフィルタを実現するためには、折り返し防止フィルタもまた、高精度かつ大規模なものを使用せねばならず、チップコストの増大、消費電力の増加、ノイズの増加などの困難が存在し集積化は困難であった。

また、図１５に、２つの異なる信号帯域のＲＦ信号が入力される受信システムの例を示す。このシステムにおいては、ＲＦ１信号がＲＦ１フィルタ１ａを通してＲＦ１アンプ２ａに入力され、ＲＦ２信号がＲＦ２フィルタ１ｂを通してＲＦ２可変利得アンプ３３に入力される。

ＲＦ１信号に対しては、２重ダウンコンバージョンが施され、ミキサ３の出力は、ＩＦ１帯域フィルタ６０を通過後、さらに第２のミキサ６１により第２のローカル信号とミキシングされ、ＩＦ１２に変換される。ＩＦ１２は、ＩＦ１２帯域フィルタ６２、ＩＦ１２アンプ６３、ＩＦ１２検波器６４により処理されて、ベースバンド信号１が出力される。

ＲＦ２可変利得アンプ３３の出力は、ミキサ３ｃ、ＩＦ２帯域フィルタ６５、ＩＦ２アンプ６６、ＩＦ２検波器６７、およびＡＧＣ６８により、図７の回路と同様に処理されて、ベースバンド信号２が出力される。

ＲＦ１、ＲＦ２信号に対して、ＲＦフィルタ１ａ、１ｂや、ＩＦ１帯域フィルタ６０、ＩＦ２帯域フィルタ６５がそれぞれ必要であり、イメージリジェクションやチャネル選択フィルタの機能、及びそれぞれの周波数特性に応じて、それらのフィルタを用いなければならなかった。

本発明は、イメージリジェクションフィルタおよびチャネル選択フィルタを低コストで高性能に集積化して、受信機のコスト削減、および受信基板面積を削減した受信ＩＦ回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明の受信ＩＦ回路は、ＲＦ入力信号を増幅する可変利得アンプと、前記増幅されたＲＦ入力信号と局部発振信号とを混合してイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を生成する周波数変換器と、前記中間多相信号が供給され、イメージ成分が抑圧された中間周波数信号を出力するポリフェーズフィルタと、供給される制御信号に応じて周波数応答が可変であって、前記中間周波数信号をチャネル選択するための周波数可変帯域フィルタと、前記中間周波数信号を検波するＩＦ検波器と、前記ＩＦ検波器の出力信号のレベルを検出し、その検出レベルに応じて前記可変利得アンプの利得を制御する自動利得制御部とを備える。

本発明の受信ＩＦ回路によれば、イメージリジェクション用のポリフェーズフィルタと、スイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）などで構成される周波数可変帯域フィルタを用いることにより、ポリフェーズフィルタを周波数可変帯域フィルタの折り返し防止フィルタとしても機能させることができ、低コストで高性能な集積化を図ることができる。

本発明の受信ＩＦ回路において、基準信号を発生する基準信号発生器を備え、前記局部発振信号と、前記制御信号は、前記基準信号に基づいて作成される構成とすることが好ましい。それにより、周波数可変帯域フィルタと周波数変換器とが同期して動作することになり、精度の高い動作が得られる。

本発明の受信ＩＦ回路は、複数のＲＦ信号に対応した、イメージ成分を抑圧するための前記中間多相信号を得るための複数の前記周波数変換器と、前記複数の前記中間多相信号を切り替えて前記ポリフェーズフィルタに供給するスイッチとを備え、周波数帯域の異なる複数のＲＦ信号を受信するように構成することができる。

この構成において好ましくは、水晶発振器の信号を基準信号として、電圧制御発振器の周波数を制御するフェーズロックドループと、前記電圧制御発振器の出力信号を分周して、前記複数のＲＦ信号に対応した複数の周波数変換器に局部発振信号として各々供給する複数の分周器と、前記水晶発振器の信号を分周して前記周波数可変帯域フィルタの前記制御信号として供給する可変分周器とを備えた構成とする。それにより、精度のよいクロックを用いて、複数の特性のフィルタを、１つの基本フィルタにより精度良く実現可能となり、必要なチップ面積を削減することが可能となる。

また、一部の前記ＲＦ信号に対応した、イメージ成分を抑圧するための前記中間多相信号を得るための前記周波数変換器と、他の前記ＲＦ信号に対応した単相の中間周波数信号を得るための周波数変換器と、前記中間多相信号および前記単相の中間周波数信号を切り替えて前記ポリフェーズフィルタに供給するスイッチとを備え、周波数帯域の異なる複数のＲＦ信号を受信するように構成することができる。

この構成において好ましくは、水晶発振器の信号を基準信号として、電圧制御発振器の周波数を制御するフェーズロックドループと、前記電圧制御発振器の出力信号を分周して、前記複数のＲＦ信号に対応した複数の周波数変換器に局部発振信号として各々供給する複数の分周器と、前記水晶発振器の信号を分周して前記周波数可変帯域フィルタの前記制御信号として供給する可変分周器とを備えた構成とする。

前記ポリフェーズフィルタは、受動ポリフェーズフィルタ、または能動ポリフェーズフィルタの組み合わせで構成することができる。

前記周波数可変帯域フィルタは、スイッチトキャパシタフィルタで構成することが好ましい。その場合、前記ポリフェーズフィルタが、前記周波数可変帯域フィルタを構成する前記スイッチトキャパシタフィルタの折り返し防止フィルタとしても機能するように構成することが好ましい。

また、前記周波数可変帯域フィルタを構成する前記スイッチトキャパシタフィルタに供給される前記制御信号のクロック周波数が、入力ＲＦ信号帯域よりも高いことが好ましい。

また、前記可変利得アンプを複数備えた構成とすることができる。

以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
本発明の第１の実施形態における受信ＩＦ回路を図１に示す。入力ＲＦ信号はＲＦフィルタ１により周波数選択され、可変利得アンプ２で増幅される。可変利得アンプ２の出力信号は、ミキサ３ａ、３ｂにそれぞれ供給され、発振器４から供給される直交する局部発振信号とミキシングされ、ＲＦ信号からイメージ成分を抑圧するための中間多相信号、すなわちＩ、−Ｉ、Ｑ、−Ｑ信号の４相信号に変換される。Ｉ、−Ｉ、Ｑ、−Ｑ信号は、ポリフェーズフィルタ５に供給される。破線のブロックで囲まれた範囲、すなわち、ミキサ３ａ、３ｂ、発振器４、ポリフェーズフィルタ５によりイメージリジェクションミキサ１２が構成される。

ポリフェーズフィルタ５の出力は、周波数可変帯域フィルタ６に供給され、所望のＩＦ信号のみが選択される。周波数可変帯域フィルタ６は、発振器４の出力信号を分周器１１ａにより分周した制御信号に基づいて制御され、選択周波数が調整される。周波数可変帯域フィルタ６の出力はＩＦアンプ７により増幅され、ＩＦ検波器８によりベースバンド信号に変換される。ＩＦ検波器８の出力はＡＧＣ９に印加され、ＡＧＣ９から制御電圧が可変利得アンプ２と、ＩＦアンプ７に供給され、制御電圧に基づいて信号レベルが一定となるように利得が制御される。

この回路においては、分周器１１ａの分周比を変えることによって、周波数可変帯域フィルタ６に供給する制御信号の周波数を変えて、周波数選択特性を変えることができる。

ポリフェーズフィルタ５の一例としては、図１０に示した受動ポリフェーズフィルタを用いることができる。入力には、ミキサ３ａ、３ｂの出力であるＩ、−Ｉ、Ｑ、−Ｑの４相の信号が同一振幅で入力される。ポリフェーズフィルタ５３−１、５３−２、・・・５３−ｎの中心周波数はそれぞれ、ｆ０１＝１／（２πＲ１１×Ｃ１１）、ｆ０２＝１／（２πＲ２１×Ｃ２１）、ｆ０ｎ＝１／（２πＲｎ１×Ｃｎ１）である。全体としては、図１１に示したようにイメージ信号に対して実線５５で示すノッチ特性を示し、所望信号に対しては破線５４で示すようなほぼオールパス特性を示す周波数特性を有する。多段にポリフェーズフィルタが接続されるため、ＣＲにバラツキがあっても、所望のイメージリジェクション特性を持つことが可能である。

ポリフェーズフィルタ５の他の例としては、図１２に示した能動ポリフェーズフィルタを用いることができる。この能動ポリフェーズフィルタにおいても同様に、入力にはＩ、−Ｉ、Ｑ、−Ｑの４相の信号が同一振幅で入力される。ＢＰＦ３０−１、３０−２、・・・３０−ｎの中心周波数ｆ０、―３ｄＢ帯域幅ＢＷはそれぞれ、ｆ０１＝１／（２πＣ１ａ×Ｒ１ｃ）、ＢＷ１＝２／（２πＣ１ａ×Ｒ１ｂ）、ｆ０２＝１／（２πＣ２ａ×Ｒ２ｃ）、ＢＷ２＝２／（２πＣ２ａ×Ｒ２ｂ）、ｆ０ｎ＝１／（２πＣｎａ×Ｒｎｃ）、ＢＷｎ＝２／（２πＣｎａ×Ｒｎｃ）となる。周波数特性の１例は図１３に示したとおりである。所望信号に対しては、破線５６で示すようなＢＰＦ特性を有し、イメージ信号に対しては、実線５７で示すような特性を有するため、イメージリジェクション特性をもつことが可能である。

図１の回路では、ポリフェーズフィルタ５を通過後の信号が、周波数可変帯域フィルタ６へと供給されるため、次のような効果を得ることができる。すなわち、周波数可変帯域フィルタ６をスイッチトキャパシタフィルタ（ＳＣＦ）で構成した場合、通常、図１４に示した従来例のように、ＳＣＦの前段には折り返し防止フィルタ５８が必要である。これに対して、図１２に示したような能動ポリフェーズフィルタを用いると、図１３に示したように、イメージリジェクション機能を持つとともに、能動ＢＰＦとしても動作するため、折り返し防止フィルタとしても共用可能である。このように、ポリフェーズフィルタ５を折り返し防止フィルタと兼用することが可能となり、チップ面積の削減、電力の削減が可能となる。

ＳＣＦのサンプリング周波数をｆｓとすれば、ｆｓ／２で必要な減衰量を達成するため、ポリフェーズＢＰＦを多段に接続して必要な減衰量を獲得することができる。さらに、ＳＣＦのもう１つの大きな利点は、クロック周波数を変えることによって、周波数特性を変えることができる点である。

図２に、周波数可変帯域フィルタ６として使用可能な、ＳＣＦの１例を示す。このＳＣＦは、容量選択回路網２０〜２３、およびオペアンプ２４から構成される。容量選択回路網２０〜２３は各々、容量Ｃ１ａｐ〜Ｃｎａｐ、容量Ｃ２ａ、容量Ｃ１ａｎ〜Ｃｎａｎ、容量Ｃ２ａ、およびスイッチＳＷから構成される。必要な周波数選択モードにより、容量値が選択され、またスイッチＳＷには必要な周波数に選択されたクロックが供給される。図２のＳＣＦでは積分器、もしくは１次の基本フィルタが構成可能であり、コンデンサ網の選択と、クロック周波数の選択により、所望の選択特性を有するフィルタを構成することができる。２次以上の高次のフィルタも、同様に構成可能である。オペアンプ２４をどのフィルタに対しても共通で使用することによって、電力削減と、コスト削減が可能となる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態における受信ＩＦ回路を図３に示す。この回路では、２つの異なる周波数帯域のＲＦ入力信号、すなわちＲＦ１信号、ＲＦ２信号がそれぞれ入力される。ＲＦ１信号、ＲＦ２信号は、ＲＦ１フィルタ１ａ、ＲＦ２フィルタ１ｂで周波数選択され、それぞれ可変利得アンプ２、アンプ１３に入力される。可変利得アンプ２で増幅された信号はミキサ３ａ、３ｂに、アンプ１３で増幅された信号はミキサ３ｃ、３ｄにそれぞれ供給される。

ミキサ３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄには所定のＩＦ周波数を得るための、発振器４の出力信号を分周器１４ａ、１４ｂにより分周した局部発振信号が供給される。ミキサ３ａ、３ｂには、イメージリジェクションのために互いに９０度位相の異なる局部発振信号が供給される。同様にミキサ３ｃ、３ｄにも、互いに９０度位相の異なる局部発振信号が供給される。それにより、ミキサ３ａ、３ｂの出力には、ＩＦ１の周波数の４相のＩＦ信号Ｉ１、−Ｉ１、Ｑ１、−Ｑ１が出力される。同様にミキサ３ｃ、３ｄの出力にも、ＩＦ２の周波数の４相のＩＦ信号Ｉ２、−Ｉ２、Ｑ２、−Ｑ２が出力される。

この２つのＩＦ信号はスイッチ１５〜１８により選択され、ポリフェーズフィルタ５に供給される。ミキサ３ａ〜３ｄ、発振器４、分周器１４ａ、１４ｂ、スイッチ１５〜１８、およびポリフェーズフィルタ５で構成されるイメージリジェクションミキサ１２により、２つのＲＦ入力信号に対するイメージリジェクション動作が行われる。

ポリフェーズフィルタ５を通過した信号は周波数可変帯域フィルタ６に供給される。周波数可変帯域フィルタ６は、分周比が可変である分周器１１により供給される制御信号に基づいて動作する。それにより、異なる中間周波数ＩＦ１、ＩＦ２のそれぞれに対応するフィルタを構成することが可能である。

図３の構成では、ＩＦ１の側の回路における周波数可変帯域フィルタ６通過後の動作は、図１の構成と同様である。ＩＦ２の側の回路は帰還ループを持たないものとしたが、ＩＦ１の側の回路と同様にＡＧＣ動作をさせ、アンプ１３を可変利得アンプとすることも可能である。

本実施の形態の受信ＩＦ回路によれば、異なる周波数のＲＦ入力信号を、１つのポリフェーズフィルタ５、及び１つの周波数可変帯域フィルタ６で処理できるため、チップコストの上昇を抑え、かつ電力削減が可能である。図３では２つの異なるＲＦ入力信号の場合を示したが、３つ以上のＲＦ入力信号に対しても同様に構成することが可能である。これを可能にしているのは、次の特徴である。

（ａ）周波数可変帯域フィルタ６に供給する制御信号を、分周器１１の値で最適に選択できる。

（ｂ）ミキサ３ａ〜３ｄに供給される局部発振周波数に同期した信号が周波数可変帯域フィルタ６に供給される。

（ｃ）ポリフェーズフィルタ５により、複数のＲＦ信号に対応したイメージリジェクションと不要信号除去が可能である。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態における受信ＩＦ回路を図４に示す。この回路では、図３の回路と同様に２つの周波数帯域のＲＦ入力信号、すなわちＲＦ１信号、ＲＦ２信号が入力される。図３の回路と異なる点は、ＲＦ２信号に対するイメージリジェクションについては、外部フィルタであるＲＦ２フィルタ１ｃに役割を持たせたことである。

この構成においても、ＲＦ１信号に対しては図３の構成と同様に、破線のブロックで囲まれたミキサ３ａ、３ｂ、発振器４、分周器１４ａ、スイッチ２５〜２８、およびポリフェーズフィルタ５により、イメージリジェクションミキサ１２が構成される。ポリフェーズフィルタ５は、ＲＦ２信号に対しては周波数可変帯域フィルタ６の選択フィルタの１部、もしくは周波数可変帯域フィルタ６がＳＣＦで構成される場合は、折り返し防止フィルタの役割を担う。

他の動作は図３の回路と同様である。図５に、能動ポリフェーズＢＰＦと、能動バイカッドＬＰＦとの共用化回路の１例を示す。この回路は、図１２に示した能動ポリフェーズフィルタに、スイッチＳＷ１、ＳＷ２、・・・ＳＷｎを設けた構成を有する。スイッチＳＷ１、ＳＷ２、・・・ＳＷｎがオン時はポリフェーズＢＰＦとなり、ＳＷ１、ＳＷ２、・・・ＳＷｎがオフの場合は通常のバイカッド（bi-quad）ＬＰＦとなる。ポリフェーズＢＰＦと同様に多段に接続すれば、折り返し防止に必要とされる減衰量が実現可能となる。

（第４の実施形態）
本発明の第４の実施形態における受信ＩＦ回路を図６に示す。この回路では、図３の回路と同様に、２つ周波数帯域のＲＦ入力信号、すなわちＲＦ１信号、ＲＦ２信号がそれぞれ、ＲＦ１フィルタ１ａ、ＲＦ２フィルタ１ｂを介して可変利得アンプ２、３３に入力される。増幅後の信号から、ミキサ３ａ、３ｂで構成される第１の直交ミキサと、ミキサ３ｃ、３ｄで構成される第２の直交ミキサにより、それぞれ２つの異なる周波数の４相の中間周波信号ＩＦ１、ＩＦ２が作成される。

ミキサ３ａ、３ｂへは、分周器１４ａからの局部発振信号が、ミキサ３ｃ、３ｄへは、分周器１４ｂからの局部発振信号が供給される。分周器１４ａ、１４ｂには、水晶発振器３７の出力信号を基準としたフェーズロックドループの出力信号が供給され、必要な局部発振周波数に変換される。フェーズロックドループは、電圧制御発振器３４、位相比較器３５、ＬＰＦ３６、および水晶発振器３７により構成される。

４相の中間周波信号ＩＦ１、ＩＦ２は、スイッチ３８〜４１により切り換えられて、ポリフェーズフィルタ５に供給される。ポリフェーズフィルタ５の出力は、ＳＣＦで構成されたＳＣＦチャネルフィルタ６ａに供給される。ＳＣＦチャネルフィルタ６ａには、水晶発振器３７からの基準信号を分周器１１により分周した所定周波数の制御信号が与えられる。制御信号の周波数は、スイッチ３８〜４１により切り換えられる選択周波数に応じて、分周器１１により切り換えられる。

この回路において、ポリフェーズフィルタ５としては、図１０、図１２で構成されるようなポリフェーズフィルタを用い、ＳＣＦチャネルフィルタ６ａの折り返し防止フィルタの役目も兼用させることも可能である。すなわちポリフェーズフィルタ５は、ＳＣＦチャネルフィルタ６ａのクロックの半分の周波数までは、ＳＣＦチャネルフィルタ６ａへの入力信号を十分に減衰させるように構成される。それにより折り返しは防止され、さらにスムージングフィルタ４２ａ、４２ｂを通過した信号は、歪のない選択されたＩＦ信号になる。

スムージングフィルタ４２ａ、４２ｂを通過した信号はそれぞれ、ＩＦ１アンプ７ａ、ＩＦ２アンプ７ｂ、ＩＦ１検波器８ａ、ＩＦ２検波器８ｂにより処理されて、ベースバンド信号１、２が出力される。ＩＦ１検波器８ａ、ＩＦ２検波器８ｂの出力はまた、ＡＧＣ９ａ、９ｂにそれぞれ供給されて、可変利得アンプ２、３３、ＩＦ１アンプ７ａ、ＩＦ２アンプ７ｂの利得が制御される。

本実施の形態では、２つの異なるＲＦ入力信号に必要とされるイメージリジェクション機能を、共通のイメージリジェクションミキサ１２（破線のブロックで示される）で実現し、異なる２つの周波数に対する選択フィルタを共通のＳＣＦチャネルフィルタ６ａで同一チップ内に集積化することによって、外部フィルタの削減を、低コスト、低電力で実現できる。

なお、スイッチトキャパシタフィルタは時間離散システムであり、クロック周波数の高調波成分を多く含むため、ＲＦ回路と同一チップ上に集積する場合、微小なＲＦ入力回路にとってクロックの高調波成分はノイズとして作用し、またミキサに対しても不要な成分となる。ＲＦ入力信号の周波数よりもクロック周波数が高ければ、クロックの高調波成分は、回路通過時に減衰し、同時に入力信号帯域へのノイズとしての影響は小さくなる。従って、ＳＣＦのクロックをＲＦ入力信号の周波数より高くすることによって、ＳＣＦにより処理された信号の成分がＲＦ回路の妨害波となることを抑制する。

本発明の受信ＩＦ回路によれば、外部フィルタを使用することなくイメージリジェクションが可能であり、またさまざまな入力信号帯域、信号の周波数特性に対して、高密度、低消費電力、低コストかつ高精度のフィルタ特性の実現が可能であり、低コスト、高性能な受信システムを提供することが可能となる。また、他の受信システムにも応用可能である。

本発明の第１の実施形態における受信ＩＦ回路を示すブロック図 周波数可変帯域フィルタを構成する能動フィルタとして用いられるＳＣＦの１例を示す図 本発明の第２の実施形態における受信ＩＦ回路を示すブロック図 本発明の第３の実施形態における受信ＩＦ回路を示すブロック図 多段接続バイカッド能動ＬＰＦの具体例を示す図 本発明の第４の実施形態における受信ＩＦ回路を示すブロック図 従来例の受信ＩＦ回路を示すブロック図 イメージ信号による妨害を説明する図 従来例のイメージリジェクションミキサの概要を示すブロック図 受動ポリフェーズフィルタの１例を示す回路図 同受動ポリフェーズフィルタのイメージリジェクション特性を示す図 能動ポリフェーズフィルタの１例を示す回路図 同能動ポリフェーズフィルタのイメージリジェクション特性を示す図 従来の他の例の受信ＩＦ回路を示すブロック図 従来の更に他の例の受信ＩＦ回路を示すブロック図

符号の説明

１ ＲＦフィルタ
１ａ ＲＦ１フィルタ
１ｂ、１ｃ ＲＦ２フィルタ
２、３３ 可変利得アンプ
３、３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ ミキサ
４ 発振器
５ ポリフェーズフィルタ
６ 周波数可変帯域フィルタ
６ａ ＳＣＦチャネルフィルタ
６ｂ 帯域フィルタ
７ ＩＦアンプ
７ａ ＩＦ１アンプ
７ｂ ＩＦ２アンプ
８ ＩＦ検波器
８ａ ＩＦ１検波器
８ｂ ＩＦ２検波器
９、９ａ、９ｂ ＡＧＣ（自動利得制御回路）
１０ 集積化ブロック
１１ａ、１４ａ、１４ｂ 分周器
１２ イメージリジェクションミキサ
１３ アンプ
１５〜１８、２５〜２８、３８〜４１ スイッチ
２０〜２３ 容量選択回路網
２４ オペアンプ
３０−１、３０−２、３０−ｎ ＢＰＦ
３１−１、３２−１、３１−２、３２−２、３１−ｎ、３２−ｎ オペアンプ
３４ 電圧制御発振器
３５ 位相比較器
３６ ＬＰＦ
３７ 水晶発振器
４２ａ、４２ｂ スムージングフィルタ
５０ａ ＬＰＦ（低域フィルタ）
５１ ９０度移相器
５２ ミキサ
５３−１、５３−２、５３−ｎ ポリフェーズフィルタ
５８ 折り返し防止フィルタ
６０ ＩＦ１帯域フィルタ
６１ 第２のミキサ
６２ ＩＦ１２帯域フィルタ
６３ ＩＦ１２アンプ
６４ ＩＦ１２検波器
６５ ＩＦ２帯域フィルタ
６６ ＩＦ２アンプ
６７ ＩＦ２検波器
６８ ＡＧＣ

Claims (11)

1. ＲＦ入力信号を増幅する可変利得アンプと、
   前記増幅されたＲＦ入力信号と局部発振信号とを混合してイメージ成分を抑圧するための中間多相信号を生成する周波数変換器と、
   前記中間多相信号が供給され、イメージ成分が抑圧された中間周波数信号を出力するポリフェーズフィルタと、
   供給される制御信号に応じて周波数応答が可変であって、前記中間周波数信号をチャネル選択するための周波数可変帯域フィルタと、
   前記中間周波数信号を検波するＩＦ検波器と、
   前記ＩＦ検波器の出力信号のレベルを検出し、その検出レベルに応じて前記可変利得アンプの利得を制御する自動利得制御部とを備えた受信ＩＦ回路。
2. 基準信号を発生する基準信号発生器を備え、前記局部発振信号と、前記制御信号は、前記基準信号に基づいて作成される請求項１に記載の受信ＩＦ回路。
3. 複数のＲＦ信号に対応した、イメージ成分を抑圧するための前記中間多相信号を得るための複数の前記周波数変換器と、
   前記複数の前記中間多相信号を切り替えて前記ポリフェーズフィルタに供給するスイッチとを備え、
   周波数帯域の異なる複数のＲＦ信号を受信するように構成された請求項１に記載の受信ＩＦ回路。
4. 水晶発振器の信号を基準信号として、電圧制御発振器の周波数を制御するフェーズロックドループと、
   前記電圧制御発振器の出力信号を分周して、前記複数のＲＦ信号に対応した複数の周波数変換器に局部発振信号として各々供給する複数の分周器と、
   前記水晶発振器の信号を分周して前記周波数可変帯域フィルタの前記制御信号として供給する可変分周器とを備えた請求項３に記載の受信ＩＦ回路。
5. 一部の前記ＲＦ信号に対応した、イメージ成分を抑圧するための前記中間多相信号を得るための前記周波数変換器と、
   他の前記ＲＦ信号に対応した単相の中間周波数信号を得るための周波数変換器と、
   前記中間多相信号および前記単相の中間周波数信号を切り替えて前記ポリフェーズフィルタに供給するスイッチとを備え、
   周波数帯域の異なる複数のＲＦ信号を受信するように構成された請求項１に記載の受信ＩＦ回路。
6. 水晶発振器の信号を基準信号として、電圧制御発振器の周波数を制御するフェーズロックドループと、
   前記電圧制御発振器の出力信号を分周して、前記複数のＲＦ信号に対応した複数の周波数変換器に局部発振信号として各々供給する複数の分周器と、
   前記水晶発振器の信号を分周して前記周波数可変帯域フィルタの前記制御信号として供給する可変分周器とを備えた請求項５に記載の受信ＩＦ回路。
7. 前記ポリフェーズフィルタは、受動ポリフェーズフィルタ、または能動ポリフェーズフィルタの組み合わせで構成された請求項１に記載の受信ＩＦ回路。
8. 前記周波数可変帯域フィルタは、スイッチトキャパシタフィルタで構成された請求項１に記載の受信ＩＦ回路。
9. 前記ポリフェーズフィルタが、前記周波数可変帯域フィルタを構成する前記スイッチトキャパシタフィルタの折り返し防止フィルタとしても機能するように構成された請求項８に記載の受信ＩＦ回路。
10. 前記周波数可変帯域フィルタを構成する前記スイッチトキャパシタフィルタに供給される前記制御信号のクロック周波数が、入力ＲＦ信号帯域よりも高い請求項８に記載の受信ＩＦ回路。
11. 前記可変利得アンプを複数備えた請求項１に記載の受信ＩＦ回路。
    
    

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