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JP2003018854A - 共振形インバータ装置 - Google Patents

共振形インバータ装置

Info

Publication number
JP2003018854A
JP2003018854A JP2001201050A JP2001201050A JP2003018854A JP 2003018854 A JP2003018854 A JP 2003018854A JP 2001201050 A JP2001201050 A JP 2001201050A JP 2001201050 A JP2001201050 A JP 2001201050A JP 2003018854 A JP2003018854 A JP 2003018854A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switching element
circuit
side main
auxiliary
resonance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
JP2001201050A
Other languages
English (en)
Inventor
Katsuhiko Furukawa
勝彦 古川
Sadao Shinohara
貞夫 篠原
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Honda Motor Co Ltd
Original Assignee
Honda Motor Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Honda Motor Co Ltd filed Critical Honda Motor Co Ltd
Priority to JP2001201050A priority Critical patent/JP2003018854A/ja
Priority to US10/166,767 priority patent/US6646898B2/en
Priority to DE2002128988 priority patent/DE10228988B4/de
Publication of JP2003018854A publication Critical patent/JP2003018854A/ja
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/08—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using pulses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
    • H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 センサの個数を少なくしコストを低減するこ
とが可能な共振形インバータ装置を提供する。 【解決手段】 インバータ回路２Ａと共振回路２Ｂと制
御回路３とを有するインバータ装置において、インバー
タ回路に三相主回路とコンデンサＣ１〜Ｃ６と負荷電流
センサＩｓ１〜Ｉｓ３とを設け、共振回路に三相補助回
路とインダクタンスＬｒとを設け、制御回路に共振電流
到達判定手段７と駆動信号生成手段６とを設け、共振電
流到達判定手段に、負荷電流の絶対値の最大値検出手段
１２と、負荷電流の絶対値の最大値に応じたカウンタ設
定値を出力するカウンタ設定値出力手段１３と、駆動信
号生成手段が既定の切替タイミング信号を出力してか
ら、カウンタ設定値出力手段が出力したカウンタ設定値
に応じた時間が経過した後に、到達判定信号を出力する
カウント演算手段１４とを設けた。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、モータで走行駆動
する電気自動車（ＥＶ）やエンジンとモータを併用して
走行駆動するハイブリッド電気自動車（ＨＥＶ）等のモ
ータを駆動するインバータ装置に関するものであり、特
に、共振回路を用いてソフトスイッチングを行う共振形
インバータ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図２２は、従来の一括共振スナバインバ
ータ装置の構成を示す回路図である。従来のインバータ
装置には、プラス側主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ
５およびマイナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ
６の端子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５およびＶ２、Ｖ４、Ｖ
６を検出する６個の端子間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、
Ｖｓ５およびＶｓ２、Ｖｓ４、Ｖｓ６と、これらの端子
間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５およびＶｓ２、Ｖ
ｓ４、Ｖｓ６が検出した端子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５お
よびＶ２、Ｖ４、Ｖ６が、ゼロであるか否かを検出する
ゼロ電圧検出手段８と、共振用のインダクタンスＬｒに
流れる共振電流Ｉ４を検出する共振電流センサＩｓ４
と、モータ（負荷）１に流れる負荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ
３を検出する負荷電流センサＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３
と、共振電流Ｉ４が、負荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３のうち
の最大値より大きいか否かを判定する共振電流到達判定
手段７とが必要であった。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記の従来技
術には、センサの個数が多いため、回路構成が複雑にな
り、コスト的にも不利であるという課題があった。
【０００４】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたもので、センサの個数を少なくしコストを低減する
ことが可能な共振形インバータ装置を提供するものであ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、電源（実施形態では直流電源ＶＢ）が出力する直流
電流を三相交流電流に変換してモータ（実施形態ではモ
ータ１）に供給するインバータ回路（実施形態では主回
路２Ａ）と、このインバータ回路の出力端子に接続され
た共振回路（実施形態では補助回路２Ｂ）と、この共振
回路および前記インバータ回路を制御する制御回路（実
施形態では制御回路３）とを有するインバータ装置であ
って、前記インバータ回路は、前記電源のプラス端子に
接続されたプラス側主スイッチング素子（実施形態で
は、例えばプラス側主スイッチング素子Ｑ１）と前記電
源のマイナス端子に接続されたマイナス側主スイッチン
グ素子（実施形態では、例えばマイナス側主スイッチン
グ素子Ｑ２）とが直列に接続され、これらのプラス側主
スイッチング素子およびマイナス側主スイッチング素子
と並列にダイオード（実施形態では、例えばダイオード
Ｄ１およびＤ２）が接続された相別主回路（実施形態で
は、例えば相別主回路２Ｕ）が３つ並列に接続された三
相主回路と、各相別主回路内のプラス側主スイッチング
素子およびマイナス側主スイッチング素子と並列に接続
された共振用のコンデンサ（実施形態ではコンデンサＣ
１〜Ｃ６）と、各相別主回路内のプラス側主スイッチン
グ素子とマイナス側主スイッチング素子とが接続された
主接続点（実施形態では主接続点ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳ
Ｗ）と、前記モータとの間を流れる負荷電流（実施形態
では負荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３）を検出する負荷電流セ
ンサ（実施形態では負荷電流センサＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉ
ｓ３）とを有し、前記共振回路は、単一方向にのみ電流
を通過させる流出側補助スイッチング素子（実施形態で
は、例えば流出側補助スイッチング素子ブロックＢ７）
と流入側補助スイッチング素子（実施形態では、例えば
流入側補助スイッチング素子ブロックＢ８）とが直列に
接続された相別補助回路（実施形態では、例えば相別補
助回路３Ｕ）が３つ並列に接続され、各相別補助回路内
の流出側補助スイッチング素子と流入側補助スイッチン
グ素子とが接続された補助接続点（実施形態では補助接
続点ＰＨＵ、ＰＨＶ、ＰＨＷ）と前記主接続点とが連結
された三相補助回路と、前記相別補助回路と並列に接続
された共振用のインダクタンス（実施形態ではインダク
タンスＬｒ）とを有し、前記制御回路は、前記共振回路
における共振電流（実施形態では共振電流Ｉ４）が前記
負荷電流センサが検出した負荷電流より大きいか否かを
判定し、大きい場合に到達判定信号（実施形態では到達
判定信号Ｉ）を出力する共振電流到達判定手段（実施形
態では共振電流到達判定手段７）と、この共振電流到達
判定手段が到達判定信号を出力した時に対応するプラス
側主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチング
素子をターンオフさせる主駆動信号（実施形態では主駆
動信号Ｓ１〜Ｓ６）を生成し、既定の切替タイミング
で、前記共振回路における、対応する流出側補助スイッ
チング素子および流入側補助スイッチング素子をターン
オンさせる補助駆動信号（実施形態では補助駆動信号Ｓ
７〜Ｓ１２）を生成し、既定の切替タイミングから、所
定のオン継続時間が経過した後に、前記流出側補助スイ
ッチング素子および流入側補助スイッチング素子をター
ンオフさせる補助駆動信号を生成する駆動信号生成手段
（実施形態では駆動信号生成手段６）とを有し、共振電
流到達判定手段は、前記負荷電流の絶対値の最大値を検
出する最大値検出手段（実施形態では、負荷電流の絶対
値の最大値検出手段１２）と、前記最大値に応じたカウ
ンタ設定値を出力するカウンタ設定値出力手段（実施形
態ではカウンタ設定値出力手段１３）と、前記駆動信号
生成手段が既定の切替タイミング信号を出力してから前
記カウンタ設定値出力手段が出力したカウンタ設定値に
応じた時間が経過した後に到達判定信号を出力するカウ
ント演算手段（実施形態ではカウント演算手段１４）と
を有する共振形インバータ装置である。
【０００６】この構成によれば、最大値検出手段が、イ
ンバータ回路における負荷電流センサが検出した負荷電
流の絶対値の最大値を検出し、カウンタ設定値出力手段
が、負荷電流の絶対値の最大値に応じたカウンタ設定値
を出力し、カウント演算手段が、駆動信号生成手段が既
定の切替タイミング信号を出力してから、前記カウンタ
設定値出力手段が出力したカウンタ設定値に応じた時間
が経過した後に、到達判定信号を出力する。
【０００７】そして、駆動信号生成手段が、共振電流到
達判定手段が到達判定信号を出力した時に、次に非導通
にするプラス側主スイッチング素子およびマイナス側主
スイッチング素子をターンオフさせる主駆動信号を生成
する。
【０００８】従って、従来必要であった、共振電流を検
出するための共振電流センサが不要になる。
【０００９】また、従来の方式によれば、電流センサは
応答速度が数μ秒と、かなり遅いため、数μ秒で動作す
る共振回路の測定用としては非常に使いにくく、実際の
電流に対する誤差が非常に大きかった。
【００１０】しかし、上記構成によれば、共振電流到達
判定手段が、共振回路における共振動作と比べて、非常
にゆっくりと変化する負荷電流に基づいて、到達判定信
号を出力するので、電流センサの応答速度も問題になら
ず、また、センサ出力のアナログデジタル変換（ＡＤ変
換）が減少し、共振動作のタイミング制御をデジタル処
理で実現可能になるため、集積化が容易になり、小型・
軽量化を達成できる。また、出力信号にノイズが入りや
すい電流センサの使用が減少するため、ノイズによる制
御への影響も少なくすることができる。
【００１１】請求項２に記載の発明は、前記駆動信号生
成手段は、前記共振電流到達判定手段が到達判定信号を
出力してから所定の時間が経過した後に次に導通させる
プラス側主スイッチング素子およびマイナス側主スイッ
チング素子をターンオンさせる遅延タイミング信号を生
成する遅延回路（実施形態では遅延回路１１）を有する
ことを特徴とする請求項１に記載の共振形インバータ装
置である。
【００１２】この構成によれば、遅延回路が、共振電流
到達判定手段により到達判定信号が出力された時点して
から所定の時間が経過した後に、次に導通させるプラス
側主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチング
素子をターンオンさせる遅延タイミング信号を生成す
る。
【００１３】従って、共振電流を検出するための共振電
流センサや、電源電圧を検出するための電源電圧センサ
と共に、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素子
およびマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧を検
出するための端子間電圧センサや、これらの端子間電圧
センサが検出した端子間電圧が、ゼロであるか否かを検
出するためのゼロ電圧検出手段が不要になる。
【００１４】従って、インバータ装置内に、ソフトスイ
ッチングのために端子間電圧センサや共振電流センサを
新設する必要がなくなり、共振動作のタイミングをとる
ための信号を生成するデジタル回路のみでインバータ装
置を構成することが可能になる。従って、インバータ装
置を小型・計量にすることが可能になり、また、インバ
ータ装置のコストを削減することが可能になる。
【００１５】請求項３に記載の発明は、前記インバータ
回路は、前記電源が出力する電源電圧（実施形態では電
源電圧Ｖｘ）を検出する電源電圧センサ（実施形態では
電源電圧センサＶＢｓ）を有し、前記カウンタ設定値出
力手段は、前記カウンタ設定値を前記最大値検出手段が
検出した最大値と、前記電源電圧センサが検出した電源
電圧とに基いて演算することを特徴とする請求項１また
は２に記載の共振形インバータ装置である。
【００１６】この構成によれば、カウンタ設定値出力手
段は、最大値検出手段が検出した最大値だけでなく、電
源電圧に応じてカウンタ設定値が演算される。換言する
と、負荷電流の絶対値の最大値に基き設定されるカウン
タ設定値が電源電圧に応じて補正されることになる。
【００１７】従って、共振動作時に補助回路に導通させ
る共振初期電流の大きさを、電源電圧に応じた最適な値
に制御することができる。すなわち、インダクタンスに
流れる共振電流は、インダクタンスの値が固定されてい
る場合には、電源電圧により共振電流が上昇するときの
傾きが変化する。そこで、負荷電流の電流の最大値と共
に電源電圧を検出することにより、共振に必要な共振初
期電流が得られるまでのインダクタンスへの通電時間を
最適な値に設定することができる。これにより、確実な
ゼロ電圧スイッチングが可能になる。なお、電源電圧セ
ンサは、ＥＶ／ＨＥＶ等、バッテリを電源に用いている
場合にはバッテリの残容量制御で使用するため既に搭載
されているものなので、電源電圧センサを新たに設ける
必要はなく装置コストの増加の影響は少ない。
【００１８】請求項４に記載の発明は、電源が出力する
直流電流を三相交流電流に変換してモータに供給するイ
ンバータ回路と、このインバータ回路の出力端子に接続
された共振回路と、この共振回路および前記インバータ
回路を制御する制御回路とを有するインバータ装置であ
って、前記インバータ回路は、前記電源のプラス端子に
接続されたプラス側主スイッチング素子と、前記電源の
マイナス端子マイナス端子に接続されたマイナス側主ス
イッチング素子とが直列に接続され、これらのプラス側
主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチング素
子と並列にダイオードが接続された相別主回路が、３つ
並列に接続された三相主回路と、各相別主回路内のプラ
ス側主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチン
グ素子と並列に接続された共振用のコンデンサと、各相
別主回路内のプラス側主スイッチング素子とマイナス側
主スイッチング素子とが接続された主接続点と、前記モ
ータとの間を流れる負荷電流を検出する負荷電流センサ
とを有し、前記共振回路は、単一方向にのみ電流を通過
させる、流出側補助スイッチング素子と、流入側補助ス
イッチング素子とが直列に接続された相別補助回路が、
３つ並列に接続され、各相別補助回路内の流出側補助ス
イッチング素子と流入側補助スイッチング素子とが接続
された補助接続点と前記主接続点とが連結された三相補
助回路と、前記相別補助回路と並列に接続された共振用
のインダクタンスと、このインダクタンスに流れる共振
電流を検出する共振電流センサ（実施形態では共振電流
センサＩｓ４）とを有し、前記制御回路は、前記共振電
流センサが検出した共振電流が前記負荷電流センサが検
出した負荷電流より大きいか否かを判定し、大きい場合
に到達判定信号を出力する共振電流到達判定手段と、こ
の共振電流到達判定手段が到達判定信号を出力した時
に、次に非導通状態にするプラス側主スイッチング素子
およびマイナス側主スイッチング素子をターンオフさせ
る主駆動信号を生成し、既定の切替タイミングで前記共
振回路の流出側補助スイッチング素子および流入側補助
スイッチング素子をターンオンさせる補助駆動信号を生
成し、既定の切替タイミングから所定のオン継続時間が
経過した後に前記共振回路で導通状態の流出側補助スイ
ッチング素子および流入側補助スイッチング素子をター
ンオフさせる補助駆動信号を生成する駆動信号生成手段
とを有し、前記駆動信号生成手段は、前記共振電流到達
判定手段が到達判定信号を出力してから所定の時間が経
過した後に次に導通状態にするプラス側主スイッチング
素子およびマイナス側主スイッチング素子をターンオン
させる遅延タイミング信号を生成する遅延回路を有する
ことを特徴とする共振形インバータ装置である。
【００１９】この構成によれば、遅延回路が、共振電流
到達判定手段により到達判定信号が出力された時点から
所定の時間が経過した後に次に導通状態にするプラス側
主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチング素
子をターンオンさせる遅延タイミング信号を生成する。
【００２０】従って、各相別主回路内のプラス側主スイ
ッチング素子およびマイナス側主スイッチング素子の端
子間電圧を検出するための端子間電圧センサや、これら
の端子間電圧センサが検出した端子間電圧が、ゼロであ
るか否かを検出するためのゼロ電圧検出手段が不要にな
る。従って、共振形インバータ装置のコストが低減され
る。
【００２１】請求項５に記載の発明は、電源が出力する
直流電流を三相交流電流に変換してモータに供給するイ
ンバータ回路と、このインバータ回路の出力端子に接続
された共振回路と、この共振回路および前記インバータ
回路を制御する制御回路とを有するインバータ装置であ
って、前記インバータ回路は、前記電源のプラス端子に
接続されたプラス側主スイッチング素子と、前記電源の
マイナス端子に接続されたマイナス側主スイッチング素
子とが直列に接続され、これらのプラス側主スイッチン
グ素子およびマイナス側主スイッチング素子と並列にダ
イオードが接続された相別主回路が３つ並列に接続され
た三相主回路と、各相別主回路内のプラス側主スイッチ
ング素子およびマイナス側主スイッチング素子と並列に
接続された共振用のコンデンサと、各相別主回路内のプ
ラス側主スイッチング素子とマイナス側主スイッチング
素子とが接続された主接続点と、前記モータとの間を流
れる負荷電流を検出する負荷電流センサと、各相別主回
路内のプラス側主スイッチング素子またはマイナス側主
スイッチング素子の端子間電圧（実施形態では、例えば
端子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５）を検出する端子間電圧セ
ンサ（実施形態では、例えば端子間電圧センサＶｓ１、
Ｖｓ３、Ｖｓ５）と、前記電源が出力する電源電圧を検
出する電源電圧センサとを有し、前記共振回路は、単一
方向にのみ電流を通過させる流出側補助スイッチング素
子と流入側補助スイッチング素子とが直列に接続された
相別補助回路が３つ並列に接続され、各相別補助回路内
の流出側補助スイッチング素子と流入側補助スイッチン
グ素子とが接続された補助接続点と前記主接続点とが連
結された三相補助回路と、前記相別補助回路と並列に接
続された共振用のインダクタンスとを有し、前記電源電
圧と各端子間電圧センサが検出した端子間電圧との差分
である差分電圧を算出する電圧差分算出手段（実施形態
では電圧差分算出手段１０）と、前記差分電圧と前記端
子間電圧とがゼロであるか否かを検出し、ゼロである場
合にゼロ電圧検出信号（実施形態ではゼロ電圧検出信号
ｚ１〜ｚ６）を出力するゼロ電圧検出手段（実施形態で
はゼロ電圧検出手段８）と、このゼロ電圧検出手段が、
前記ゼロ電圧検出信号を出力した時に、次に導通状態に
するプラス側主スイッチング素子およびマイナス側主ス
イッチング素子をターンオンさせる主駆動信号を生成
し、既定の切替タイミングで流出側補助スイッチング素
子および流入側補助スイッチング素子をターンオンさせ
る補助駆動信号を生成し、既定の切替タイミングから所
定のオン継続時間が経過した後に導通状態の流出側補助
スイッチング素子および流入側補助スイッチング素子を
ターンオフさせる補助駆動信号を生成する駆動信号生成
手段とを有することを特徴とする共振形インバータ装置
である。
【００２２】この構成によれば、各相の端子間電圧セン
サが、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素子ま
たはマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧を検出
し、電源電圧センサが、電源が出力する電源電圧を検出
し、電圧差分算出手段が、インバータ回路における電源
電圧センサが検出した電源電圧と、各相の端子間電圧セ
ンサが検出した端子間電圧との差分である差分電圧を算
出する。
【００２３】従って、従来と比べて、電圧センサの数を
２個少なくすることができる。
【００２４】請求項６に記載の発明は、前記インバータ
回路は、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素子
またはマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧を検
出する端子間電圧センサと、前記電源が出力する電源電
圧を検出する電源電圧センサとを有し、前記制御回路
は、前記電源電圧と各端子間電圧センサが検出した端子
間電圧との差分である差分電圧を算出する電圧差分算出
手段と、前記差分電圧と前記端子間電圧とがゼロである
か否かを検出し、ゼロである場合にゼロ電圧検出信号を
出力するゼロ電圧検出手段を有し、前記共振電流到達判
定手段が、到達判定信号を出力した時に次に非導通状態
にするプラス側主スイッチング素子およびマイナス側主
スイッチング素子をターンオフさせる主駆動信号を生成
し、前記ゼロ電圧検出手段が前記ゼロ電圧検出信号を出
力した時に、次に導通させるプラス側主スイッチング素
子およびマイナス側主スイッチング素子をターンオンさ
せる主駆動信号を生成し、既定の切替タイミングで前記
流出側補助スイッチング素子および流入側補助スイッチ
ング素子をターンオンさせる補助駆動信号を生成し、既
定の切替タイミングから所定のオン継続時間が経過した
後に次に非導通状態にする流出側補助スイッチング素子
および流入側補助スイッチング素子をターンオフさせる
補助駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを有するこ
とを特徴とする請求項１に記載の共振形インバータ装置
である。この構成によれば、各相の端子間電圧センサ
が、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素子また
はマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧を検出
し、電源電圧センサが、電源が出力する電源電圧を検出
し、電圧差分算出手段が、インバータ回路における電源
電圧センサが検出した電源電圧と、各相の端子間電圧セ
ンサが検出した端子間電圧との差分である差分電圧を算
出する。従って、従来と比べて、電圧センサの数を２個
少なくすることができる。また、請求項１と同様に、駆
動信号生成手段が、共振電流到達判定手段が到達判定信
号を出力した時に、次に非導通にするプラス側主スイッ
チング素子およびマイナス側主スイッチング素子をター
ンオフさせる主駆動信号を生成する。従って、従来必要
であった、共振電流を検出するための共振電流センサが
不要になる。
【００２５】請求項７に記載の発明は、前記カウンタ設
定値を前記最大値検出手段が検出した最大値と前記電源
電圧センサが検出した電源電圧に基いて演算することを
特徴とする請求項６に記載の共振形インバータ装置であ
る。この構成によれば、請求項６の構成において、カウ
ンタ設定値出力手段は、最大値検出手段が検出した最大
値だけでなく、電源電圧に応じてカウンタ設定値が演算
される。換言すると、負荷電流の絶対値の最大値に基き
設定されるカウンタ設定値が電源電圧に応じて補正され
ることになる。従って、共振動作時に補助回路に導通さ
せる共振初期電流の大きさを、電源電圧に応じた最適な
値にすることができる。すなわち、インダクタンスに流
れる共振電流は、インダクタンスの値が固定されている
場合には、電源電圧により共振電流が上昇するときの傾
きが変化する。そこで、負荷電流の電流の最大値と共に
電源電圧を検出することにより、共振に必要な共振初期
電流が得られるまでのインダクタンスへの通電時間を最
適な値に設定することができる。これにより、確実なゼ
ロ電圧スイッチングが可能になる。
【００２６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施形態
における共振形インバータ装置の構成を示す回路図であ
る。本実施形態における共振形インバータ装置は、直流
電源ＶＢが出力する直流電流を三相交流電流に変換して
モータ１に供給する主回路２Ａと、主回路２Ａの出力端
子に接続された補助回路２Ｂと、補助回路２Ｂおよび主
回路２Ａを制御する制御回路３とを有する。なお、直流
電源ＶＢのプラス端子とマイナス端子との間には、平滑
コンデンサＣＢが接続されている。
【００２７】主回路２Ａは、三相主回路と、共振用の６
個のコンデンサＣ１〜Ｃ６と、３相分の負荷電流センサ
Ｉｓ１〜Ｉｓ３と、３個の端子間電圧センサＶｓ１、Ｖ
ｓ３、Ｖｓ５と、電源電圧センサＶＢｓとを有する。
【００２８】三相主回路は、並列に接続された３つの相
別主回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗで構成されている。
【００２９】相別主回路２Ｕは、直流電源ＶＢのプラス
端子に接続されたプラス側主スイッチング素子Ｑ１と、
直流電源ＶＢのマイナス端子に接続されたマイナス側主
スイッチング素子Ｑ２と、プラス側主スイッチング素子
Ｑ１と並列に接続されたダイオードＤ１と、マイナス側
主スイッチング素子Ｑ２と並列に接続されたダイオード
Ｄ２とで構成されている。プラス側主スイッチング素子
Ｑ１およびマイナス側主スイッチング素子Ｑ２は、具体
的には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transisto
r）すなわち絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタで
ある。すなわち、プラス側主スイッチング素子Ｑ１のコ
レクタは、直流電源ＶＢのプラス端子に接続され、マイ
ナス側主スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、直流電源
ＶＢのマイナス端子に接続されている。プラス側主スイ
ッチング素子Ｑ１と、マイナス側主スイッチング素子Ｑ
２とは主接続点ＰＳＵで直列に接続されている。すなわ
ち、プラス側主スイッチング素子Ｑ１のエミッタと、マ
イナス側主スイッチング素子Ｑ２のコレクタとが主接続
点ＰＳＵで接続されている。また、ダイオードＤ１のア
ノードが、プラス側主スイッチング素子Ｑ１のエミッタ
と接続され、ダイオードＤ１のカソードが、プラス側主
スイッチング素子Ｑ１のコレクタと接続されている。
【００３０】相別主回路２Ｖは、直流電源ＶＢのプラス
端子に接続されたプラス側主スイッチング素子Ｑ３と、
直流電源ＶＢのマイナス端子に接続されたマイナス側主
スイッチング素子Ｑ４と、プラス側主スイッチング素子
Ｑ３と並列に接続されたダイオードＤ３と、マイナス側
主スイッチング素子Ｑ４と並列に接続されたダイオード
Ｄ４とで構成されている。プラス側主スイッチング素子
Ｑ３およびマイナス側主スイッチング素子Ｑ４は、具体
的には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transisto
r）すなわち絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタで
ある。なお、相別主回路２Ｖ内でのプラス側主スイッチ
ング素子Ｑ３と、マイナス側主スイッチング素子Ｑ４
と、ダイオードＤ３、Ｄ４との接続関係は、上記と同様
なので説明を省略する。
【００３１】相別主回路２Ｗは、直流電源ＶＢのプラス
端子に接続されたプラス側主スイッチング素子Ｑ５と、
直流電源ＶＢのマイナス端子に接続されたマイナス側主
スイッチング素子Ｑ６と、プラス側主スイッチング素子
Ｑ５と並列に接続されたダイオードＤ５と、マイナス側
主スイッチング素子Ｑ６と並列に接続されたダイオード
Ｄ６とで構成されている。プラス側主スイッチング素子
Ｑ５およびマイナス側主スイッチング素子Ｑ６は、具体
的には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transisto
r）すなわち絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタで
ある。なお、相別主回路２Ｗ内でのプラス側主スイッチ
ング素子Ｑ５と、マイナス側主スイッチング素子Ｑ６
と、ダイオードＤ５、Ｄ６との接続関係は、上記と同様
なので説明を省略する。
【００３２】６個のコンデンサＣ１〜Ｃ６は、各相別主
回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ内のプラス側主スイッチング素子
およびマイナス側主スイッチング素子と並列に接続され
ている。
【００３３】すなわち、コンデンサＣ１は、相別主回路
２Ｕ内のプラス側主スイッチング素子Ｑ１と並列に接続
され、コンデンサＣ２は、相別主回路２Ｕ内のマイナス
側主スイッチング素子Ｑ２と並列に接続されている。具
体的には、コンデンサＣ１は、プラス側主スイッチング
素子Ｑ１のコレクタ・エミッタ間に接続されている。ま
た、コンデンサＣ２は、マイナス側主スイッチング素子
Ｑ２のコレクタ・エミッタ間に接続されている。
【００３４】なお、相別主回路２Ｖ内のプラス側主スイ
ッチング素子Ｑ３およびマイナス側主スイッチング素子
Ｑ４と、コンデンサＣ３、Ｃ４との接続関係は、上記と
同様なので説明を省略する。また、相別主回路２Ｗ内の
プラス側主スイッチング素子Ｑ５およびマイナス側主ス
イッチング素子Ｑ６と、コンデンサＣ５、Ｃ６との接続
関係も、上記と同様なので説明を省略する。
【００３５】３相分の負荷電流センサＩｓ１〜Ｉｓ３
は、各相別主回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ内のプラス側主スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５とマイナス側主スイッチ
ング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６とが接続された主接続点ＰＳ
Ｕ、ＰＳＶ、ＰＳＷと、モータ１との間を流れる負荷電
流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を検出し、負荷電流信号を出力す
る。すなわち、負荷電流センサＩｓ１〜Ｉｓ３は、各相
別主回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ内のプラス側主スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５とマイナス側主スイッチング素子
Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６とが接続された主接続点ＰＳＵ、ＰＳ
Ｖ、ＰＳＷと、モータ１との間に接続されている。
【００３６】３個の端子間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、
Ｖｓ５は、各相別主回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ内のプラス側
主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５の端子間電圧を検
出する。すなわち端子間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、Ｖ
ｓ５は、各相別主回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ内のプラス側主
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５のコレクタ・エミッ
タ間に接続されている。
【００３７】電源電圧センサＶＢｓは、直流電源ＶＢが
出力する電源電圧Ｖｘを検出する。すなわち、電源電圧
センサＶＢｓは、直流電源ＶＢのプラス端子とマイナス
端子との間に接続されている。
【００３８】補助回路２Ｂは、三相補助回路と、共振用
のインダクタンスＬｒと、共振電流センサＩｓ４とを有
する。
【００３９】三相補助回路は、並列に接続された３つの
相別補助回路３Ｕ、３Ｖ、３Ｗで構成されている。
【００４０】相別補助回路３Ｕは、補助回路３から電流
を流出させる流出側補助スイッチング素子ブロックＢ７
と、補助回路３に電流を流入させる流入側補助スイッチ
ング素子ブロックＢ８とで構成されている。流出側補助
スイッチング素子ブロックＢ７と、流入側補助スイッチ
ング素子ブロックＢ８とは補助接続点ＰＨＵで直列に接
続されている。
【００４１】流出側補助スイッチング素子ブロックＢ７
は、流出側補助スイッチング素子Ｑ７と、ダイオードＤ
７とで構成されている。ダイオードＤ７と、流出側補助
スイッチング素子Ｑ７とは直列に接続されている。流出
側補助スイッチング素子Ｑ７は、具体的には、ＩＧＢＴ
（Insulated Gate Bipolar Transistor）すなわち絶縁
ゲート型バイポーラ・トランジスタである。すなわち、
ダイオードＤ７のカソードと、流出側補助スイッチング
素子Ｑ７のコレクタとが接続されている。従って、この
流出側補助スイッチング素子ブロックＢ７は、単一方向
にのみ電流を通過させる。
【００４２】流入側補助スイッチング素子ブロックＢ８
は、流入側補助スイッチング素子Ｑ８と、ダイオードＤ
８とで構成されている。流入側補助スイッチング素子Ｑ
８と、ダイオードＤ８とは直列に接続されている。流入
側補助スイッチング素子Ｑ８は、具体的には、ＩＧＢＴ
（Insulated Gate Bipolar Transistor）すなわち絶縁
ゲート型バイポーラ・トランジスタである。すなわち、
流入側補助スイッチング素子Ｑ８のエミッタとダイオー
ドＤ８のアノードとが接続されている。従って、この流
出側補助スイッチング素子ブロックＢ８も、単一方向に
のみ電流を通過させる。
【００４３】そして、流出側補助スイッチング素子ブロ
ックＢ７内の流出側補助スイッチング素子Ｑ７のエミッ
タと、流入側補助スイッチング素子ブロックＢ８内の流
入側補助スイッチング素子Ｑ８のコレクタとが補助接続
点ＰＨＵで接続されている。この補助接続点ＰＨＵは、
主回路２Ａにおける相別主回路２Ｕ内の主接続点ＰＳＵ
と接続されている。
【００４４】相別補助回路３Ｖは、流出側補助スイッチ
ング素子ブロックＢ９と、流入側補助スイッチング素子
ブロックＢ１０とで構成されている。なお、相別補助回
路３Ｖ内での流出側補助スイッチング素子ブロックＢ９
と、流入側補助スイッチング素子ブロックＢ１０との接
続関係や、内部構成は、上記と同様なので説明を省略す
る。
【００４５】相別補助回路３Ｗは、流出側補助スイッチ
ング素子ブロックＢ１１と、流入側補助スイッチング素
子ブロックＢ１２とで構成されている。なお、相別補助
回路３Ｗ内での流出側補助スイッチング素子ブロックＢ
１１と、流入側補助スイッチング素子ブロックＢ１２と
の接続関係や、内部構成は、上記と同様なので説明を省
略する。
【００４６】共振用のインダクタンスＬｒは、各相別補
助回路３Ｕ、３Ｖ、３Ｗと並列に接続されている。具体
的には、各相別補助回路３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ内の流出側補
助スイッチング素子ブロックＢ７、Ｂ９、Ｂ１１の上端
と、流入側補助スイッチング素子ブロックＢ８、Ｂ１
０、Ｂ１２の下端との間に接続されている。すなわち、
インダクタンスＬｒは、流出側補助スイッチング素子ブ
ロックＢ７、Ｂ９、Ｂ１１内のダイオードＤ７、Ｄ９、
Ｄ１１のアノードと、流入側補助スイッチング素子ブロ
ックＢ８、Ｂ１０、Ｂ１２内のダイオードＤ８、Ｄ１
０、Ｄ１２のカソードとの間に接続されている。
【００４７】共振電流センサＩｓ４は、インダクタンス
Ｌｒに流れる共振電流を検出する。このため、共振電流
センサＩｓ４は、インダクタンスＬｒと直列に接続され
ている。
【００４８】制御回路３は、電圧差分算出手段１０と、
ゼロ電圧検出手段８と、共振電流到達判定手段７と、制
御ＣＰＵ５と、駆動信号生成手段６と、駆動回路９とを
有する。
【００４９】電圧差分算出手段１０は、主回路２Ａにお
ける、電源電圧センサＶＢｓが検出した電源電圧Ｖｘ
と、各端子間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５が検出
した端子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５との差分である差分電
圧Ｖｘ−Ｖ１、Ｖｘ−Ｖ３、Ｖｘ−Ｖ５を計算し、マイ
ナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の端子間電
圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６を算出する。
【００５０】ゼロ電圧検出手段８は、主回路２Ａにおけ
る各端子間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５が検出し
た端子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５と、電圧差分算出手段５
が算出した端子間電圧Ｖ２、Ｖ４、Ｖ６とが、ゼロであ
るか否かを検出し、ゼロである場合に、各端子間電圧Ｖ
１〜Ｖ６に対応するゼロ電圧検出信号ｚ１〜ｚ６を出力
する。
【００５１】共振電流到達判定手段７は、補助回路２Ｂ
における共振電流センサＩｓ４が検出した共振電流Ｉ４
が、主回路２Ａにおける負荷電流センサＩｓ１、Ｉｓ
２、Ｉｓ３が検出した負荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３より大
きいか否かを判定し、大きい場合に、到達判定信号Ｉを
出力する。
【００５２】制御ＣＰＵ５は、出力指令信号Ｏｓと、モ
ータ１の回転位置および速度を検出する回転センサ４が
出力する回転位置・速度信号Ｐｓとに基づいて、ＰＷＭ
信号Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓを出力する。
【００５３】駆動信号生成手段６は、制御ＣＰＵ５が出
力するＰＷＭ信号Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓに基づいて、主駆動
信号Ｓ１〜Ｓ６と、補助駆動信号Ｓ７〜Ｓ１２とを出力
する。主駆動信号Ｓ１〜Ｓ６と、補助駆動信号Ｓ７〜Ｓ
１２とは、駆動回路９で、主駆動信号Ｓｄ１〜Ｓｄ６
と、補助駆動信号Ｓｄ７〜Ｓｄ１２とに変換される。
【００５４】主駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２、Ｓｄ３、Ｓｄ
４、Ｓｄ５、Ｓｄ６は、それぞれ、主回路２Ａにおける
プラス側主スイッチング素子Ｑ１、マイナス側主スイッ
チング素子Ｑ２、プラス側主スイッチング素子Ｑ３、マ
イナス側主スイッチング素子Ｑ４、プラス側主スイッチ
ング素子Ｑ５、マイナス側主スイッチング素子Ｑ６のゲ
ートに入力され、これらの主スイッチング素子をスイッ
チング（ターンオンまたはターンオフ）する。
【００５５】補助駆動信号Ｓｄ７、Ｓｄ８、Ｓｄ９、Ｓ
ｄ１０、Ｓｄ１１、Ｓｄ１２は、それぞれ、補助回路２
Ｂにおける流出側補助スイッチング素子Ｑ７、流入側補
助スイッチング素子Ｑ８、流出側補助スイッチング素子
Ｑ９、流入側補助スイッチング素子Ｑ１０、流出側補助
スイッチング素子Ｑ１１、流入側補助スイッチング素子
Ｑ１２のゲートに入力され、これらの補助スイッチング
素子をスイッチング（ターンオンまたはターンオフ）す
る。
【００５６】また、駆動信号生成手段６は、共振電流到
達判定手段７が、到達判定信号Ｉを出力した時に、主回
路２Ａにおいて次に非導通状態にするプラス側主スイッ
チング素子及びマイナス側主スイッチング素子として対
応するプラス側主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５お
よびマイナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６を
ターンオフさせる主駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。
【００５７】また、駆動信号生成手段６は、ゼロ電圧検
出手段８が、各端子間電圧Ｖ１〜Ｖ６のそれぞれに対応
したゼロ電圧検出信号ｚ１〜ｚ６を出力した時に、主回
路２Ａにおいて次に導通状態にするプラス側主スイッチ
ング素子及びマイナス側主スイッチング素子として対応
するプラス側主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５およ
びマイナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６をタ
ーンオンさせる主駆動信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。
【００５８】また、駆動信号生成手段６は、制御ＣＰＵ
５から指示されるＰＷＭ信号の既定の切替タイミングに
同期させて、補助回路２Ａにおいて次に導通状態にする
流出側補助スイッチング素子と流入側補助スイッチング
素子として対応する流出側補助スイッチング素子Ｑ７、
Ｑ９、Ｑ１１および流入側補助スイッチング素子Ｑ８、
Ｑ１０、Ｑ１２をターンオンさせる補助駆動信号Ｓ７〜
Ｓ１２を生成する。
【００５９】また、駆動信号生成手段９は、制御ＣＰＵ
５から指示されるＰＷＭ信号の既定の切替タイミングか
ら予め図示しない記憶部や演算部により設定された所定
のオン継続時間が経過した後に、補助回路３において導
通状態の流出側補助スイッチング素子と流入側補助スイ
ッチング素子として対応する流出側補助スイッチング素
子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１および流入側補助スイッチング素
子Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２をターンオフさせる補助駆動信
号Ｓ７〜Ｓ１２を生成する。
【００６０】この構成によれば、従来と比べて、電圧セ
ンサの数が、２個少なくなっている。
【００６１】図２は、本実施形態におけるインバータ装
置の動作を示すフローチャートである。
【００６２】一括共振スナバインバータでは、２相また
は３相同時にスイッチングを行う必要がある。２相同時
にスイッチングを行う場合には、一方の相は、プラス側
主スイッチング素子がオンの状態（導通状態）からター
ンオフし、マイナス側主スイッチング素子がオフの状態
（非導通状態）からターンオンし、もう一方の相は、マ
イナス側主スイッチング素子がオンの状態からターンオ
フし、プラス側主スイッチング素子がオフのの状態から
ターンオンするように主スイッチング素子の動作が切り
替わるように制御する必要がある。３相同時にスイッチ
ングを行う場合には、例えば、１番目の相のプラス側主
スイッチング素子がオンの状態で、マイナス側主スイッ
チング素子がオフの状態の時には、他の２相のうちの一
方（２番目の相）は、必ずマイナス側主スイッチング素
子がオンの状態からターンオフし、プラス側主スイッチ
ング素子がオフの状態からターンオフするように主スイ
ッチング素子が切り替わる動作を行う必要がある。３番
目の相は、１番目もしくは２番目の相と同じ動作にな
る。フローチャートには、２相同時にスイッチングを行
う場合の動作のうちの、一方の相の動作のみを示す。も
う一方の相の動作は、プラス側主スイッチング素子とマ
イナス側主スイッチング素子とが入れ替わるだけなの
で、その説明は省略する。
【００６３】すなわち、フローチャートには、代表例と
して、主回路２Ａにおける、Ｕ相のＱ１がオンの状態か
らオフの状態に移り、Ｑ２がオフの状態からオンの状態
に移り、Ｗ相のＱ６がオンの状態からオフの状態に移
り、Ｑ５がオフの状態からオンの状態に移る遷移を示
す。
【００６４】以下、フローチャートに従って、動作を説
明する。なお、以下の説明におけるＡ１等の符号は、フ
ローチャート中のステップを表す。
【００６５】制御ＣＰＵ５は、駆動信号生成手段６にＰ
ＷＭ信号Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓを送り（Ａ１）、Ｕ相におけ
るプラス側主スイッチング素子Ｑ１をオンからオフに変
化させ、マイナス側主スイッチング素子Ｑ２をオフから
オンに変化させ、また、Ｗ相におけるプラス側主スイッ
チング素子Ｑ５をオフからオンに変化させ、マイナス側
主スイッチング素子Ｑ６をオンからオフに変化させる命
令を、駆動信号生成手段６に伝達する。
【００６６】すると、補助回路２ＢのＵ相における流入
側補助スイッチング素子Ｑ８がオンされる（Ａ２）。な
お、補助回路２ＢのＷ相における流出側補助スイッチン
グ素子Ｑ１１も同時にオンされる。
【００６７】次に、共振電流到達判定手段７が、到達判
定信号Ｉを出力したか否かが検出される（Ａ３）。な
お、共振電流到達判定手段７は、共振電流Ｉ４が、負荷
電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３のうちの絶対値の最大値より大き
くなったときに、到達判定信号Ｉを出力する。到達判定
信号Ｉが出力されていなければ（Ｎｏ）、このステップ
を繰り返す。
【００６８】到達判定信号Ｉが出力されていれば（Ｙｅ
ｓ）、駆動信号生成手段６は、駆動回路９を介して、主
回路２ＡのＵ相におけるプラス側主スイッチング素子Ｑ
１に駆動信号Ｓｄ１を送り、導通状態のプラス側主スイ
ッチング素子Ｑ１をターンオフさせる（Ａ４）。なお、
同時に、駆動信号生成手段６は、駆動回路９を介して、
主回路２ＡのＷ相におけるマイナス側主スイッチング素
子Ｑ６に主駆動信号Ｓｄ６を送り、導通状態のマイナス
側主スイッチング素子Ｑ６をターンオフさせる。
【００６９】次に、駆動信号生成手段６は、ゼロ電圧検
出手段８からゼロ電圧検出信号ｚ２が出力されたか否
か、すなわち、端子間電圧Ｖ２がゼロになったか否かを
検出する（Ａ５）。ゼロになっていなければ（Ｎｏ）、
このステップを繰り返す。
【００７０】ゼロになったら（Ｙｅｓ）、主回路２Ａの
Ｕ相において次に導通状態にするマイナス側主スイッチ
ング素子Ｑ２がオンされる（Ａ６）。なお端子間電圧Ｖ
５がゼロになったら、主回路２ＡのＷ相において次に導
通状態にするプラス側主スイッチング素子Ｑ５がオンさ
れる。
【００７１】次に、駆動信号生成手段６は、補助回路２
ＢのＵ相における流入側補助スイッチング素子Ｑ８のオ
ン継続時間が終了したか否かを検出する（Ａ７）。オン
継続時間が終了していなければ（Ｎｏ）、このステップ
を繰り返す。
【００７２】オン継続時間が終了したら（Ｙｅｓ）、補
助回路２ＢのＵ相において導通状態の流入側補助スイッ
チング素子Ｑ８がオフされる（Ａ８）。なお、補助回路
２ＢのＷ相において導通状態の流出側補助スイッチング
素子Ｑ１１も同時にオフされる。
【００７３】図３は、本実施形態におけるインバータ装
置の動作を示すタイミングチャートである。
【００７４】この図を用いてインバータ装置の動作を説
明するが、インバータ装置の動作を説明するにあたっ
て、図１の回路図における各部分の電圧や電流、各スイ
ッチング素子のオン／オフの表記を先に定義する。ま
ず、各部分の電圧や電流について、 （１）プラス側主スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ
１、コンデンサＣ１の並列回路の両端に加わるＱ１のコ
レクタ側を正方向とする電圧をＶ１ （２）Ｑ２、Ｄ２、Ｃ２の並列回路の両端に加わるＱ２
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ２ （３）Ｑ３、Ｄ３、Ｃ３の並列回路の両端に加わるＱ３
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ３ （４）Ｑ４、Ｄ４、Ｃ４の並列回路の両端に加わるＱ４
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ４ （５）Ｑ５、Ｄ５、Ｃ５の並列回路の両端に加わるＱ５
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ５ （６）Ｑ６、Ｄ６、Ｃ６の並列回路の両端に加わるＱ６
のコレクタ側を正方向とする電圧をＶ６ と定義する。
【００７５】更に、モータ（負荷）１に流れる三相の負
荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３を、モータ（負荷）１へ流れ込
む方向を正方向として定義する。
【００７６】また、プラス側主スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ３、Ｑ５、マイナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ
４、Ｑ６のオン／オフの定義については、主回路２Ａの
Ｕ相のプラス側主スイッチング素子Ｑ１がオンでマイナ
ス側主スイッチング素子Ｑ２がオフの状態を”１”、Ｕ
相のマイナス側主スイッチング素子Ｑ２がオンでプラス
側主スイッチング素子Ｑ１がオンの状態を”０”と表
し、同様にＶ相はプラス側主スイッチング素子Ｑ３がオ
ンでマイナス側主スイッチング素子Ｑ４がオフの状態
を”１”、マイナス側主スイッチング素子Ｑ４がオンで
プラス側主スイッチング素子Ｑ３がオンの状態を”０”
とする。Ｗ相もプラス側主スイッチング素子Ｑ５がオン
でマイナス側主スイッチング素子Ｑ６がオフの状態を”
１”、マイナス側主スイッチング素子Ｑ６がオンでプラ
ス側主スイッチング素子Ｑ５がオフの状態を”０”とす
る。従って、例えば制御ＣＰＵ５が出力するＰＷＭ信号
を（Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ）＝（１、０、０）と表した場
合、プラス側主スイッチング素子Ｑ１がオン、マイナス
側主スイッチング素子Ｑ２がオフ、プラス側主スイッチ
ング素子Ｑ３がオフ、マイナス側主スイッチング素子Ｑ
４がオン、プラス側主スイッチング素子Ｑ５がオフ、マ
イナス側主スイッチング素子Ｑ６がオンの状態を示す。
【００７７】また、駆動信号生成手段６が出力する、ス
イッチング素子に対する駆動信号は、論理値”０”を遮
断、”１”を導通とする。
【００７８】更に、図３に示した動作は、インバータ装
置の制御モードを説明する一例として、ＰＷＭ信号（Ｕ
ｓ、Ｖｓ、Ｗｓ）を（１、０、０）−＞（０、０、１）
−＞（１、１、０）と制御する場合を説明する。なお、
上記以外の制御の場合も、動作は同様である。
【００７９】上記で定義した各部分の電圧と電流、各ス
イッチング素子のオン／オフの定義に基づいて、図３〜
図７を用いてインバータ装置の動作を説明する。
【００８０】まず、時刻ｔ１では、（Ｕ、Ｖ、Ｗ）＝
（１、０、０）の定常状態であるから、（ａ）モード１
に示すように、直流電源ＶＢからプラス側主スイッチン
グ素子Ｑ１を経てモータ１のＵ相端子に向けて流れた電
流は、モータ１のＶ相端子とＷ相端子から、それぞれマ
イナス側主スイッチング素子Ｑ４とＱ６を流れて直流電
源ＶＢへ戻る。また、モード１の定常状態では、補助回
路２Ｂの流出側補助スイッチング素子Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１
２がＯＮ状態で、流入側補助スイッチング素子Ｑ８、Ｑ
１０、Ｑ１１がＯＦＦ状態であるが、共振用インダクタ
ンスＬｒにエネルギーの蓄積がないので、共振用インダ
クタンスＬｒには電流は流れていない。この（Ｕｓ、Ｖ
ｓ、Ｗｓ）＝（１、０、０）の定常状態から、制御ＣＰ
Ｕ５が（Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ）＝（０、０、１）の状態
へ、ＰＷＭ信号を変化させると、（ｂ）モード２に示す
ように、駆動信号生成手段６は、補助回路２Ｂ内の流入
側補助スイッチング素子Ｑ８と流出側補助スイッチング
素子Ｑ１１に対する駆動信号Ｓ８とＳ１１の論理値を”
０”から”１”に切替えて、流入側補助スイッチング素
子Ｑ８とＱ１１をターンオンする。このとき、プラス側
主スイッチング素子Ｑ１からモータ１のＵ相端子へ流れ
る電流の一部が共振用インダクタンスＬｒを流れ、マイ
ナス側主スイッチング素子Ｑ４とＱ６を介して直流電源
ＶＢへ戻り、共振用インダクタンスＬｒに電流ＩＬｒを
初期電流とするエネルギーを蓄積するようになる。
【００８１】流入側補助スイッチング素子Ｑ８と流出側
補助スイッチング素子Ｑ１１がターンオンされて、共振
電流Ｉ４が流れ出し、時刻ｔ２において、共振電流Ｉ４
が負荷電流の絶対値の最大値（図３の例ではＩ１）より
大きくなると、共振電流到達判定手段７は、到達判定信
号Ｉとして論理値”１”を出力し、これを受けて、駆動
信号生成手段６は、（ｃ）モード３に示すように、主回
路２Ａ内のプラス側主スイッチング素子Ｑ１とマイナス
側主スイッチング素子Ｑ６に対する駆動信号Ｓ１とＳ６
の論理値を”１”から”０”に切替えて、プラス側主ス
イッチング素子Ｑ１とマイナス側主スイッチング素子Ｑ
６をターンオフする。
【００８２】この時、プラス側主スイッチング素子Ｑ１
とマイナス側主スイッチング素子Ｑ６では、コンデンサ
Ｃ１とＣ６のそれぞれの時定数により、プラス側主スイ
ッチング素子Ｑ１とマイナス側主スイッチング素子Ｑ６
のコレクタ端子とエミッタ端子間の、電圧Ｖ１とＶ６
は、急激には上昇できないので、プラス側主スイッチン
グ素子Ｑ１とマイナス側主スイッチング素子Ｑ６におけ
るＺＶＳ（Zero VoltageSwitching）すなわちゼロ電圧
スイッチングが実現する。
【００８３】また、プラス側主スイッチング素子Ｑ１と
マイナス側主スイッチング素子Ｑ６がターンオフされる
と、コンデンサＣ１とＣ６の充電と共に、今まで電源電
圧Ｖｘに近い電圧が加わっていたコンデンサＣ２、Ｃ５
の両端電圧Ｖ２、Ｖ５は、コンデンサＣ１とＣ６が接続
されることによりコンデンサＣ２とＣ５の放電が始ま
り、従って降下する。これらのコンデンサＣ１とＣ６の
充電電流とＣ２とＣ５の放電電流は、共振電流として共
振用のインダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する共
振モードとなる。
【００８４】更に、この共振モードを続けると、共振用
のインダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更
に共振電流が流れて、コンデンサＣ２とＣ５の両端電圧
Ｖ２とＶ５がほぼ”ゼロ”となった時点で、共振用のイ
ンダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーは、ダイオー
ドＤ２とＤ５を介して流れるようになる。
【００８５】次に、時刻ｔ３において、主回路２Ａのプ
ラス側主スイッチング素子Ｑ２とマイナス側主スイッチ
ング素子Ｑ５のコレクタ端子とエミッタ端子間の電圧を
測定する端子間電圧センサＶｓ２とＶｓ５が、プラス側
主スイッチング素子Ｑ２とマイナス側主スイッチング素
子Ｑ５のコレクタ端子とエミッタ端子間の電圧が”ゼ
ロ”になったことを検出し、ゼロ電圧検出手段８の出力
ｚ２とｚ５のそれぞれの論理値が”０”から”１”とな
る。これを受けて、駆動信号生成手段６は、主回路２Ａ
内のマイナス側主スイッチング素子Ｑ２とプラス側主ス
イッチング素子Ｑ５に対する駆動信号Ｓ２とＳ５の論理
値を”０”から”１”に切替えて、マイナス側主スイッ
チング素子Ｑ２とプラス側主スイッチング素子Ｑ５をタ
ーンオンし、（Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ）＝（０、０、１）の
（ｄ）モード４で示す回生モードに移行する。この時、
マイナス側主スイッチング素子Ｑ２とプラス側主スイッ
チング素子Ｑ５では、マイナス側主スイッチング素子Ｑ
２とプラス側主スイッチング素子Ｑ５のコレクタ端子と
エミッタ端子間の電圧Ｖ２とＶ５が”ゼロ”で、かつダ
イオードＤ２とＤ５にそれぞれ電流が流れている状態で
あるため、マイナス側主スイッチング素子Ｑ２とプラス
側主スイッチング素子Ｑ５におけるＺＶＳ（Zero Volta
ge Switching）すなわちゼロ電圧スイッチング、及びＺ
ＣＳ（Zero current Switching）すなわちゼロ電流スイ
ッチングが実現する。また、モード４の回生モードで
は、モータ１の回生エネルギーと共振用インダクタンス
Ｌｒに蓄積されたエネルギーとで、モータ１のＷ相端子
からプラス側主スイッチング素子Ｑ５を介して直流電源
ＶＢのプラス側へ流れる回生電流と、モータ１のＶ相端
子からマイナス側主スイッチング素子Ｑ４を介して直流
電源ＶＢのマイナス側へ流れる回生電流、マイナス側主
スイッチング素子Ｑ２を流れてモータ１のＵ相端子へ流
れる回生電流、更には流入側補助スイッチング素子Ｑ
８、共振用インダクタンスＬｒ、流出側補助スイッチン
グ素子１１と流れる電流が発生する。しかし、共振用イ
ンダクタンスＬｒには直流電源ＶＢの電源電圧が逆電圧
として電流ＩＬｒを減少させる向きに印加されるため、
電流ＩＬｒは次第に減少しゼロになる。電流ＩＬｒがゼ
ロになるとダイオードＤ８、Ｄ１１により直流電源ＶＢ
の電源電圧による流入側補助スイッチング素子Ｑ８とＱ
１１へのエミッタ側に流れようとする電流は阻止され、
（ｅ）モード５の定常モードへ移行する。
【００８６】次に、上述の動作と同様に、時刻ｔ４にお
いて、（Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ）＝（０、０、１）の定常状
態から、制御ＣＰＵ５が（Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ）＝（１、
１、０）の状態へ、ＰＷＭ信号を変化させると、（ｆ）
モード６で示すように、駆動信号生成手段６は、補助回
路２Ｂ内の流出側補助スイッチング素子Ｑ７とＱ９と流
入側補助スイッチング素子Ｑ１２に対する駆動信号Ｓ７
とＳ９とＳ１２の論理値を”０”から”１”に切替え
て、流出側補助スイッチング素子Ｑ７とＱ９と流入側補
助スイッチング素子Ｑ１２をターンオンする。流出側補
助スイッチング素子Ｑ７とＱ９と流入側補助スイッチン
グ素子Ｑ１２がターンオンされて、共振電流Ｉ４が流れ
出し、時刻ｔ５において、共振電流Ｉ４が負荷電流の絶
対値の最大値（図３の例ではＩ１）より大きくなり、
（ｇ）モード７の状態になると、共振電流到達判定手段
７の出力Ｉの論理値が”０”から”１”に切り替わり、
これを受けて、駆動信号生成手段６は、主回路２Ａ内の
マイナス側主スイッチング素子Ｑ２とＱ４とプラス側主
スイッチング素子Ｑ５に対する駆動信号Ｓ２とＳ４とＳ
５の論理値を”１”から”０”に切替えて、マイナス側
主スイッチング素子Ｑ２とＱ４とプラス側主スイッチン
グ素子Ｑ５をターンオフし（ｈ）モード８に移行する。
【００８７】この時、マイナス側主スイッチング素子Ｑ
２とＱ４とプラス側主スイッチング素子Ｑ５では、コン
デンサＣ２とＣ４とＣ５のそれぞれの時定数により、マ
イナス側主スイッチング素子Ｑ２とＱ４とプラス側主ス
イッチング素子Ｑ５のコレクタ端子とエミッタ端子間の
電圧Ｖ２とＶ４とＶ５は急激には上昇できないので、マ
イナス側主スイッチング素子Ｑ２とＱ４とプラス側主ス
イッチング素子Ｑ５におけるＺＶＳが実現する。
【００８８】また、マイナス側主スイッチング素子Ｑ２
とＱ４とプラス側主スイッチング素子Ｑ５がターンオフ
されると、コンデンサＣ２とＣ４とＣ５の充電と共に、
今まで電源電圧Ｖｘに近い電圧が加わっていたコンデン
サＣ１とＣ３とＣ６の両端間の電圧Ｖ１とＶ３とＶ６
は、コンデンサＣ２とＣ４とＣ５が接続されることによ
りコンデンサＣ１とＣ３とＣ６の放電が始まり、従って
降下する。これらのコンデンサＣ２とＣ４とＣ５の充電
電流とＣ１とＣ３とＣ６の放電電流は、共振電流として
共振用のインダクタンスＬｒを流れて回路内を循環する
共振モードとなる。
【００８９】更に、この共振モードを続けると、共振用
のインダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギーにより更
に共振電流が流れて、コンデンサＣ１とＣ３とＣ６の両
端間の電圧Ｖ１とＶ３とＶ６が”ゼロ”となった時点
で、共振用のインダクタンスＬｒに蓄積されたエネルギ
ーは、（ｉ）モード９に示すように、ダイオードＤ１と
Ｄ３とＤ６を介して流れるようになる。
【００９０】次に、時刻ｔ６において、主回路２Ａ内の
プラス側主スイッチング素子Ｑ１とＱ３とマイナス側主
スイッチング素子Ｑ６のコレクタ端子とエミッタ端子間
の電圧を測定する端子間電圧センサＶｓ１とＶｓ３とＶ
ｓ６が、プラス側主スイッチング素子Ｑ１とＱ３とマイ
ナス側主スイッチング素子Ｑ６のコレクタ端子とエミッ
タ端子間の電圧が”ゼロ”になったことを検出し、ゼロ
電圧検出手段８の出力ｚ１とｚ３とｚ６のそれぞれの論
理値が”０”から”１”となる。これを受けて、駆動信
号生成手段６は、主回路２Ａ内のプラス側主スイッチン
グ素子Ｑ１とＱ３とマイナス側主スイッチング素子Ｑ６
に対する駆動信号Ｓ１とＳ３とＳ６を論理値”１”にし
て、プラス側主スイッチング素子Ｑ１とＱ３とマイナス
側主スイッチング素子Ｑ６をターンオンし、（Ｕｓ、Ｖ
ｓ、Ｗｓ）＝（１、１、０）の（ｊ）モード１０に示す
定常状態へ移行する。
【００９１】この時、プラス側主スイッチング素子Ｑ１
とＱ３とマイナス側主スイッチング素子Ｑ６では、プラ
ス側主スイッチング素子Ｑ１とＱ３とマイナス側主スイ
ッチング素子Ｑ６のコレクタ端子とエミッタ端子間の電
圧Ｖ１とＶ３とＶ６が”ゼロ”で、かつインダクタンス
Ｌｒに蓄積されたエネルギーは、ダイオードＤ１とＤ３
とＤ６にそれぞれ電流として流れている状態であるた
め、プラス側主スイッチング素子Ｑ１とＱ３とマイナス
側主スイッチング素子Ｑ６には電流が流れておらず、従
って、プラス側主スイッチング素子Ｑ１とＱ３とマイナ
ス側主スイッチング素子Ｑ６におけるＺＶＳ及びＺＣＳ
が実現する。
【００９２】図８は、本発明の第２の実施形態における
インバータ制御回路の構成を示す回路図である。本実施
形態が、第１の実施形態と異なる点は端子間電圧センサ
Ｖｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５の代わりに、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の３
相におけるマイナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、
Ｑ６のコレクタ・エミッタ間に端子間電圧Ｖ２、Ｖ４、
Ｖ６を検出する端子間電圧センサＶｓ２、Ｖｓ４、Ｖｓ
６が接続されている点である。これ以外の構成は、第１
の実施形態と同様であり、第１の実施形態と同様の効果
が得られる。
【００９３】図９は、本発明の第３の実施形態における
インバータ制御回路の構成を示す回路図である。本実施
形態が、第１の実施形態と異なる点は、端子間電圧セン
サＶｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５、電源電圧センサＶＢｓ、電
圧差分算出手段１０、ゼロ電圧検出手段８がなく、その
代わりに、駆動信号生成手段６内に遅延回路１１が設け
られている点である。
【００９４】遅延回路１１は、共振電流到達判定手段７
が到達判定信号Ｉを出力してから、所定の時間が経過し
た後に、主回路２Ａにおいて次に導通状態とするプラス
側主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチング
素子として対応するプラス側主スイッチング素子および
マイナス側主スイッチング素子をターンオンさせる遅延
タイミング信号を生成し、駆動信号生成回路６ａに遅延
タイミング信号ＤＬを出力する。駆動信号生成回路６ａ
では、遅延タイミング信号ＤＬのオン信号を受信した時
点で次に導通状態とするプラス側主スイッチング素子お
よびマイナス側主スイッチング素子に主駆動信号を出力
する。
【００９５】これにより、プラス側主スイッチング素子
およびマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧（コ
レクタ・エミッタ間電圧）を検出する端子間電圧センサ
や、端子間電圧センサが示す電圧がゼロであるか否かを
検出するゼロ電圧検出手段が不要になり、センサの個数
が削除され、回路構成が簡単になるので、インバータ装
置のコストが低減される。
【００９６】図１０は、本実施形態におけるインバータ
制御回路の動作を示すフローチャートである。このフロ
ーチャートが、第１の実施形態のフローチャートと異な
る点は、ステップＡ５の代わりに、ステップＥ１および
Ｅ２がある点であり、ステップＡ１からＡ４までの制御
は第１の実施形態と同様に移行する。
【００９７】ステップＥ１では、遅延回路１１に、共振
電流到達判定手段が出力する到達判定信号Ｉが入力され
る。ステップＥ２では、遅延回路１１から、次に導通状
態とするプラス側主スイッチング素子およびマイナス側
主スイッチング素子として対応するプラス側主スイッチ
ング素子およびマイナス側主スイッチング素子をターン
オンさせる遅延タイミング信号が出力されるのを待つ。
そして、遅延タイミング信号が出力された時点で次に導
通状態とするプラス側主スイッチング素子およびマイナ
ス側主スイッチング素子に主駆動信号が出力される。主
駆動信号が出力するステップＡ６からＡ８までの制御
は、第１の実施形態と同様に移行し、主スイッチング素
子と補助スイッチング素子が制御される。
【００９８】図１１は、本実施形態におけるインバータ
装置の動作を示すタイミングチャートである。
【００９９】時刻ｔ２に、共振電流到達判定手段７が到
達判定信号Ｉを出力し、出力された到達判定信号Ｉが、
駆動信号生成手段６内の遅延回路１１に入力されると、
この遅延回路１１は、所定の遅延時間の計時を開始す
る。そして、遅延回路１１は、予め設定された所定の遅
延時間の計時を完了した時刻ｔ３になると、駆動信号生
成回路６ａへの遅延タイミング信号をオフ状態”０”か
らオン状態”１”に切替える。駆動信号生成手段６は、
この遅延タイミング信号の切り替わりのタイミングに同
期して次に導通状態にするマイナス側主スイッチング素
子Ｑ２とプラス側主スイッチング素子Ｑ５をターンオン
するための主駆動信号Ｓ２およびＳ５を出力することに
より、マイナス側主スイッチング素子Ｑ２とプラス側主
スイッチング素子Ｑ５におけるＺＶＳ及びＺＣＳが実現
する。
【０１００】また、時刻ｔ５に、共振電流到達判定手段
７が到達判定信号Ｉを出力し、出力された到達判定信号
Ｉが、駆動信号生成手段６内の遅延回路１１に入力され
ると、この遅延回路１１は、所定の遅延時間の計時を開
始する。そして、遅延回路１１は、予め設定された所定
の遅延時間の計時を完了した時刻ｔ６になると、駆動信
号生成回路６ａへの遅延タイミング信号をオフ状態”
０”からオン状態”１”に切替える。駆動信号生成手段
６は、この遅延タイミング信号のタイミングに同期して
次に導通状態にするプラス側主スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ３とマイナス側主スイッチング素子Ｑ６をターンオン
するための主駆動信号Ｓ１、Ｓ３およびＳ６を出力する
ことにより、プラス側主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３と
プラス側主スイッチング素子Ｑ６におけるＺＶＳ及びＺ
ＣＳが実現する。
【０１０１】図１２は、本発明の第４の実施形態におけ
るインバータ制御回路の構成を示す回路図である。本実
施形態が、第１の実施形態と異なる点は、以下の通りで
ある。
【０１０２】まず、プラス側主スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ３、Ｑ５のコレクタ・エミッタ間だけではなく、マイ
ナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のコレクタ
・エミッタ間にも端子間電圧センサＶｓ２、Ｖｓ４、Ｖ
ｓ６が設けられている。そして、電源電圧センサＶＢ
ｓ、共振電流（インダクタンスＬｒに流れる電流）を検
出するための共振電流センサＩｓ４が設けられていな
い。そして、電圧差分算出手段１０も設けられていな
い。
【０１０３】さらに、共振電流到達判定手段７が、負荷
電流の絶対値の最大値検出手段１２と、カウンタ設定値
出力手段１３と、カウント演算手段１４とを有する。
【０１０４】最大値検出手段１２は、主回路２Ａにおけ
る負荷電流センサＩｓ１、Ｉｓ２、Ｉｓ３が検出した負
荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３の絶対値の最大値を検出する。
【０１０５】カウンタ設定値出力手段１３は、最大値検
出手段１２が検出した最大値に応じたカウンタ設定値を
出力する。
【０１０６】カウント演算手段１４は、駆動信号生成手
段６が、既定の切替タイミング信号ＳＴを出力してか
ら、カウンタ設定値出力手段１３が出力したカウンタ設
定値に応じた時間が経過した後に、到達判定信号Ｉを出
力する。
【０１０７】カウント演算手段１４は、スイッチング素
子のスイッチング周波数以上の高周波で動作し、カウン
タ値の加算もしくは減算を行う。加算方式の場合には、
カウント演算手段１４は、ゼロからカウントを開始した
カウント値がカウンタ設定値に達した時に、カウント終
了を示す到達判定信号Ｉを出力する。減算方式の場合に
は、カウント演算手段１４は、カウント設定値からカウ
ントを開始したカウント値がゼロに達した時に、カウン
ト終了を示す到達判定信号Ｉを出力する。そして、カウ
ント演算手段１４が出力する到達判定信号Ｉが、共振電
流到達判定手段７の出力信号となる。
【０１０８】カウントを開始するタイミングは、駆動信
号生成手段６に入力されるＰＷＭ信号Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ
が変化したとき、この駆動信号生成手段６から出力され
る既定の切替タイミング信号ＳＴによって決定される。
【０１０９】本実施形態によれば、共振電流を検出する
ための共振電流センサが不要になる。
【０１１０】また、従来の方式によれば、電流センサは
応答速度が数μ秒と、かなり遅いため、数μ秒で動作す
る補助回路２Ｂの測定用としては非常に使いにくく、実
際の電流に対する誤差が非常に大きかった。
【０１１１】しかし、本実施形態によれば、共振電流到
達判定手段７が、補助回路２Ｂにおける共振動作と比べ
て、非常にゆっくりと変化する負荷電流Ｉ１、Ｉ２、Ｉ
３に基づいて、到達判定信号Ｉを出力するので、電流セ
ンサの応答遅れによる影響をなくすことができ、共振電
流到達判定手段の判定動作の精度を向上させることがで
きる。
【０１１２】図１３は、本実施形態におけるインバータ
装置の動作を示すフローチャートである。このフローチ
ャートが、第１の実施形態のフローチャートと異なる点
は、ステップＡ１とステップＡ２との間に、ステップＦ
１がある点である。
【０１１３】ステップＦ１では、駆動信号生成手段６
が、ＰＷＭ信号のオンオフタイミングと同期して出力さ
れる既定の切替タイミング信号ＳＴを出力し、出力され
た既定の切替タイミング信号ＳＴが、共振電流到達判定
手段７のカウンタ設定値出力手段１３に入力され、カウ
ント演算手段１４はカウンタ設定値出力手段１３で設定
されたカウント設定値に基くカウント動作を開始する。
【０１１４】なお、ステップＡ３では、第１の実施形態
と同様に、共振電流到達判定手段７が、到達判定信号Ｉ
を出力したか否かが検出されるが、本実施形態の共振電
流到達判定手段７は、この共振電流到達判定手段７内の
カウント演算手段１４がカウント終了を示す到達判定信
号Ｉを出力したときに、この到達判定信号Ｉを出力す
る。
【０１１５】図１４は、本実施形態におけるインバータ
装置の動作を示すタイミングチャートである。
【０１１６】時刻ｔ１に、駆動信号生成手段６が、制御
ＣＰＵ５から送られるＰＷＭ信号ＵｓおよびＷｓが変化
すると同時に、既定の切替タイミング信号ＳＴを出力し
（ＳＴを”１”にし）、出力された既定の切替タイミン
グ信号ＳＴが、共振電流到達判定手段７内のカウンタ設
定値出力手段１３に入力される。すると、カウンタ設定
値出力手段１３は、カウンタ設定値をカウント演算手段
１４に送るので、このカウント演算手段１４は、カウン
トを開始する。
【０１１７】時刻ｔ２に、カウント演算手段１４が、カ
ウントを終了すると、このカウント演算手段１４は、カ
ウント終了を示す到達判定信号Ｉを出力し、出力された
到達判定信号Ｉは、駆動信号生成手段６に入力される。
すると、駆動信号生成手段６は、主駆動信号Ｓ１および
Ｓ６をターンオフさせる。時刻ｔ４から時刻ｔ５におい
ても、時刻ｔ１から時刻ｔ２と同様の動作が行われる。
【０１１８】図１５は、本実施形態におけるインバータ
装置の詳細な動作を示すタイミングチャートである。こ
のタイミングチャートには、時刻ｔ１からｔ２までの期
間における動作が示されている。
【０１１９】時刻ｔ１に、駆動信号生成手段６が、制御
ＣＰＵ５から送られるＰＷＭ信号ＵｓおよびＷｓが変化
すると同時に、既定の切替タイミング信号ＳＴを出力し
（ＳＴを”１”にし）、出力された既定の切替タイミン
グ信号ＳＴが、共振電流到達判定手段７内のカウンタ設
定値出力手段１３に入力される。すると、カウンタ設定
値出力手段１３は、カウンタ設定値をカウント演算手段
１４に送る。
【０１２０】このカウンタ設定値は、負荷電流（例えば
Ｉ１）に応じて、負荷電流の絶対値の最大値を検出する
最大値検出手段１２によって決定される。
【０１２１】そして、カウント演算手段１４は、最大値
検出手段１２によって決定されたカウンタ設定値に基づ
いて、カウントを開始する。例えば、このカウント演算
手段１４が、減算カウンタである場合には、カウンタ設
定値を初期値として、減算を行う。
【０１２２】そして、時刻ｔ２に、カウント演算手段１
４が、減算を終了する（カウント値が０になる）と、こ
のカウント演算手段１４は、カウント終了を示す到達判
定信号Ｉを出力し、出力された到達判定信号Ｉは、駆動
信号生成手段６に入力される。すると、駆動信号生成手
段６は、主駆動信号Ｓ１およびＳ６をターンオフさせ
る。
【０１２３】時刻ｔ１からｔ２までの間に、インダクタ
ンスＬｒを流れる共振電流Ｉ４は上昇し、時刻ｔ２に、
負荷電流Ｉ１を超える。
【０１２４】図１６は、本実施形態における共振電流到
達判定手段７の詳細な内部構成を示すブロック図であ
る。負荷電流の絶対値の最大値を検出する最大値検出手
段１２は、プラスとマイナスに変化する負荷電流の絶対
値を出力する絶対値変換回路１２ａと、絶対値変換回路
１２ａからの出力の内、最大の出力値を選択する最大値
選択回路１２ｂとからなり、最大値選択回路１２ｂの出
力はカウンタ設定値出力回路（カウンタ設定値出力手
段）１３に送られる。カウンタ設定値出力手段１３から
カウント演算手段１４に送られるカウンタ設定値は、電
源電圧が最低動作電圧のときに、補助スイッチング素子
をオンしてから、共振電流が主スイッチング素子の端子
間電圧をゼロにするのに十分な値（負荷電流に、いくら
かの余裕を加えた値）に達するまでの時間に対応する値
である。すなわち、この時間を、カウント演算手段１４
がカウントを行う際のクロックの周期で割った値が、カ
ウンタ設定値である。すなわち、このカウンタ設定値
は、負荷電流毎に設定されている。
【０１２５】図１７は、本発明の第５の実施形態におけ
るインバータ装置の構成を示す回路図である。本実施形
態におけるインバータ装置は、図９で示す第３の実施形
態における駆動信号生成手段６内の遅延回路１１と、図
１２で示す第４の実施形態における共振電流到達判定手
段７内の負荷電流の絶対値の最大値検出手段１２とカウ
ンタ設定値出力手段１３およびカウント演算手段１４と
を兼ね備えている。
【０１２６】従って、本実施形態におけるインバータ装
置には、共振電流Ｉ４を検出するための共振電流センサ
Ｉｓ４や、電源電圧Ｖｘを検出するための電源電圧セン
サＶＢｓと共に、各相別主回路２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ内のプ
ラス側主スイッチング素子Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５およびマイ
ナス側主スイッチング素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６の端子間電
圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５およびＶ２、Ｖ４、Ｖ６を検出する
ための端子間電圧センサＶｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５および
Ｖｓ２、Ｖｓ４、Ｖｓ６や、これらの端子間電圧センサ
Ｖｓ１、Ｖｓ３、Ｖｓ５およびＶｓ２、Ｖｓ４、Ｖｓ６
が検出した端子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５およびＶ２、Ｖ
４、Ｖ６が、ゼロであるか否かを検出するためのゼロ電
圧検出手段８が不要になる。
【０１２７】従って、インバータ装置内に、ソフトスイ
ッチングのためにセンサを新設する必要がなくなり、モ
ータの駆動用に使用する負荷電流センサを装着するだけ
でよく、負荷電流に基き主スイッチング素子と補助スイ
ッチング素子の導通タイミングをとる信号を生成するデ
ジタル回路のみでインバータ装置の共振動作を実現する
ことが可能になる。従って、インバータ装置を小型・軽
量にすることが可能になり、また、インバータ装置のコ
ストを削減することが可能になる。
【０１２８】図１８は、本実施形態におけるインバータ
装置の動作を示すタイミングチャートである。
【０１２９】第４の実施形態と同様に、時刻ｔ１に、駆
動信号生成手段６が、既定の切替タイミング信号ＳＴを
出力する（ＳＴを”１”にする）と、カウント演算手段
１４は、カウントを開始する。そして、時刻ｔ２に、カ
ウント演算手段１４が、カウントを終了すると、このカ
ウント演算手段１４は、カウント終了を示す到達判定信
号Ｉを出力する。
【０１３０】この到達判定信号Ｉが、遅延回路１１に入
力されると、駆動信号生成手段６は、所定の遅延時間が
経過した時刻ｔ３に、主駆動信号Ｓ２およびＳ５をＯＮ
に変化させる。時刻ｔ４から時刻ｔ５においても、時刻
ｔ１から時刻ｔ２と同様の動作が行われる。
【０１３１】図１９は、本発明の第６の実施形態におけ
るインバータ装置の構成を示す回路図である。本実施形
態におけるインバータ装置は、図１２で示す第４の実施
形態におけるインバータ装置のマイナス側の端子間電圧
センサＶｓ２、Ｖｓ４、Ｖｓ６を無くし、電源電圧Ｖｘ
を検出する電源電圧センサＶＢｓと、電源電圧Ｖｘと端
子間電圧Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５との差分を算出する電圧差分
算出手段１０とを加え、電源電圧センサＶＢｓの出力を
共振電流到達判定手段７内のカウンタ設定値出力手段１
３に入力するようにしたものである。
【０１３２】本実施形態のカウンタ設定値出力手段１３
は、負荷電流の絶対値の最大値検出手段１２が検出した
負荷電流の絶対値の最大値と、電源電圧センサＶＢｓが
検出した電源電圧Ｖｘとに応じたカウンタ設定値を演算
し、演算したカウンタ設定値をカウント演算手段１４に
送る。
【０１３３】すなわち、カウンタ設定値出力手段１３
は、負荷電流の絶対値の最大値と、電源電圧Ｖｘとか
ら、共振インダクタンスＬｒに流れる共振電流を算出
し、算出した電流に応じた時間を、カウント演算手段１
４がカウントを行う際のクロックの周期で割り、カウン
タ設定値を算出する。そして、カウント演算手段１４
は、カウンタ設定値出力手段１３が算出したカウンタ設
定値を入力し、入力したカウンタ設定値に基づいてカウ
ントを行う。
【０１３４】図２０は、本実施形態における共振電流到
達判定手段７の詳細な内部構成を示すブロック図であ
る。
【０１３５】カウンタ設定値出力手段１３は、以下に示
す式から、共振電流が、負荷電流の絶対値の最大値に到
達する到達時間ｔを求める。 Ｉｒ＝Ｖｘ／Ｌ×ｔ ただし、Ｉｒは共振電流の目標値（負荷電流の絶対値の
最大値で代用）、Ｖｘは電源電圧、Ｌはインダクタンス
Ｌｒの値である。そして、カウンタ設定値出力手段１３
は、到達時間ｔを、カウント演算手段１４がカウントを
行う際のクロックの周期で割った値をカウンタ設定値と
する。
【０１３６】すなわち、カウンタ設定値出力手段１３
は、電源電圧Ｖｘの変動に応じたカウンタ設定値をカウ
ント演算手段１４に送ることが可能となっている。な
お、第４の実施形態と同様、カウント演算手段１４は、
加算または減算のいずれでも行ってもよい。
【０１３７】本実施形態によれば、共振初期電流を、電
源電圧Ｖｘに応じた最適な値にすることができる。すな
わち、インダクタンスＬｒに流れる共振電流Ｉ４は、イ
ンダクタンスＬｒの値が固定されている場合には、電源
電圧Ｖｘにより、共振電流Ｉ４が上昇するときの傾きが
変化する。そこで、電源電圧Ｖｘと共に、負荷電流Ｉ４
の最大値を検出することにより、共振に必要な初期電流
が得られる。従って、共振初期電流を最適な値にするこ
とができる。従って、確実なゼロ電圧スイッチングが可
能になる。なお、電源電圧センサＶＢｓは、ＥＶ／ＨＥ
Ｖ等における他の制御でも使用されるものなので、電源
電圧センサＶＢｓを新たに設ける必要はなく、コストア
ップは起こらない。
【０１３８】図２１は、本発明の第７の実施形態におけ
るインバータ制御回路の構成を示す回路図である。本実
施形態におけるインバータ装置は、図１９で示す第６の
実施形態のインバータ装置における駆動信号生成手段６
内に、図１７で示した第５の実施形態で説明した遅延回
路１１を設けたものであり、これにより、プラス側主ス
イッチング素子およびマイナス側主スイッチング素子の
端子間電圧を検出する端子間電圧センサを不要にした構
成となっている。
【０１３９】なお、上記の各実施形態では、負荷電流セ
ンサを３つ設けるものとしたが、負荷電流センサを２つ
として、２相分の負荷電流を検出し、残る１相を２相の
検出値の差分から求める構成であってもよい。
【０１４０】
【発明の効果】本発明によれば、第１の発明では、イン
バータ回路における負荷電流センサが検出した負荷電流
の絶対値の最大値を検出し、カウンタ設定値出力手段
が、負荷電流の絶対値の最大値に応じたカウンタ設定値
を出力し、カウント演算手段が、駆動信号生成手段が既
定の切替タイミング信号を出力してから、前記カウンタ
設定値出力手段が出力したカウンタ設定値に応じた時間
が経過した後に、到達判定信号を出力する。
【０１４１】そして、駆動信号生成手段が、共振電流到
達判定手段が到達判定信号を出力した時に、インバータ
回路における、対応するプラス側主スイッチング素子お
よびマイナス側主スイッチング素子をターンオフさせる
主駆動信号を生成する。
【０１４２】従って、従来必要であった、共振電流を検
出するための共振電流センサが不要になる。
【０１４３】また、第２の発明では、遅延回路が、共振
電流到達判定手段が到達判定信号を出力してから、所定
の時間が経過した後に、インバータ回路における、対応
するプラス側主スイッチング素子およびマイナス側主ス
イッチング素子をターンオンさせる主駆動信号を生成す
るので、共振電流を検出するための共振電流センサや、
電源電圧を検出するための電源電圧センサと共に、各相
別主回路内のプラス側主スイッチング素子およびマイナ
ス側主スイッチング素子の端子間電圧を検出するための
端子間電圧センサや、これらの端子間電圧センサが検出
した端子間電圧が、ゼロであるか否かを検出するための
ゼロ電圧検出手段が不要になる。
【０１４４】また、第３の発明では、共振動作時に補助
回路に導通させる共振初期電流の大きさを、電源電圧に
応じた最適な値に制御することができる。
【０１４５】また、第４の発明では、遅延回路が、共振
電流到達判定手段が到達判定信号を出力してから、所定
の時間が経過した後に、インバータ回路における、対応
するプラス側主スイッチング素子およびマイナス側主ス
イッチング素子をターンオンさせる主駆動信号を生成す
るので、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素子
およびマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧を検
出するための端子間電圧センサや、これらの端子間電圧
センサが検出した端子間電圧が、ゼロであるか否かを検
出するためのゼロ電圧検出手段が不要になる。従って、
インバータ装置のコストが低減される。
【０１４６】また、第５の発明では、端子間電圧センサ
が、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素子また
はマイナス側主スイッチング素子の端子間電圧を検出
し、電源電圧センサが、電源が出力する電源電圧を検出
し、電圧差分算出手段が、インバータ回路における、電
源電圧センサが検出した電源電圧と、端子間電圧センサ
が検出した端子間電圧との差分である差分電圧を算出す
る。従って、従来と比べて、電圧センサの数を２個少な
くすることができる。また、第６の発明では、従来と比
べて、電圧センサの数を２個少なくすることができ、共
振電流を検出するための共振電流センサが不要になる。
また、第７の発明では、第６の発明のインバータ装置に
おいて、共振動作時に補助回路に導通させる共振初期電
流の大きさを、電源電圧に応じた最適な値にすることが
できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の構成を示す回路図である。
【図２】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図４】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の各モード毎の動作を示す図である。
【図５】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の各モード毎の動作を示す図である。
【図６】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の各モード毎の動作を示す図である。
【図７】 本発明の第１の実施形態におけるインバータ
装置の各モード毎の動作を示す図である。
【図８】 本発明の第２の実施形態におけるインバータ
制御回路の構成を示す回路図である。
【図９】 本発明の第３の実施形態におけるインバータ
制御回路の構成を示す回路図である。
【図１０】 本発明の第３の実施形態におけるインバー
タ制御回路の動作を示すフローチャートである。
【図１１】 本発明の第３の実施形態におけるインバー
タ装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１２】 本発明の第４の実施形態におけるインバー
タ制御回路の構成を示す回路図である。
【図１３】 本発明の第４の実施形態におけるインバー
タ装置の動作を示すフローチャートである。
【図１４】 本発明の第４の実施形態におけるインバー
タ装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１５】 本発明の第４の実施形態におけるインバー
タ装置の詳細な動作を示すタイミングチャートである。
【図１６】 本発明の第４の実施形態における共振電流
到達判定手段７の詳細な内部構成を示すブロック図であ
る。
【図１７】 本発明の第５の実施形態におけるインバー
タ装置の構成を示す回路図である。
【図１８】 本発明の第５の実施形態におけるインバー
タ装置の動作を示すタイミングチャートである。
【図１９】 本発明の第６の実施形態におけるインバー
タ装置の構成を示す回路図である。
【図２０】 本発明の第６の実施形態における共振電流
到達判定手段７の詳細な内部構成を示すブロック図であ
る。
【図２１】 本発明の第７の実施形態におけるインバ
ータ制御回路の構成を示す回路図である。
【図２２】 従来の一括共振スナバインバータ装置の構
成を示す回路図である。
【符号の説明】
ＶＢ 直流電源 ＶＢｓ 電源電圧センサ Ｖｘ 電源電圧 ＣＢ 平滑コンデンサ １ モータ Ｉｓ１〜Ｉｓ３ 負荷電流センサ Ｉ１〜Ｉ３ 負荷電流 ４ 回転センサ Ｐｓ 回転位置・速度信号 ２Ａ 主回路 ２Ｕ、２Ｖ、２Ｗ 相別主回路 Ｑ１、Ｑ３、Ｑ５ プラス側主スイッチング素子 Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６ マイナス側主スイッチング素子 Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード Ｃ１〜Ｃ６ コンデンサ Ｖｓ１〜Ｖｓ６ 端子間電圧センサ Ｖ１〜Ｖ６ 端子間電圧 ＰＳＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷ 主接続点 ２Ｂ 補助回路 ３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ 相別補助回路 Ｂ７、Ｂ９、Ｂ１１ 流出側補助スイッチング素子ブロ
ック Ｂ８、Ｂ１０、Ｂ１２ 流入側補助スイッチング素子ブ
ロック Ｑ７、Ｑ９、Ｑ１１ 流出側補助スイッチング素子 Ｑ８、Ｑ１０、Ｑ１２ 流入側補助スイッチング素子 Ｄ７〜Ｄ１２ ダイオード Ｌｒ インダクタンス Ｉｓ４ 共振電流センサ Ｉ４ 共振電流 ＰＨＵ、ＰＳＶ、ＰＳＷ 補助接続点 ３ 制御回路 １０ 電圧差分算出手段 ８ ゼロ電圧検出手段 ｚ１〜ｚ６ ゼロ電圧検出信号 ７ 共振電流到達判定手段 Ｉ 到達判定信号 ５ 制御ＣＰＵ Ｏｓ 出力指令信号 Ｕｓ、Ｖｓ、Ｗｓ ＰＷＭ信号 ６ 駆動信号生成手段 ６ａ 駆動信号生成回路 ＳＴ 切替タイミング信号 ９ 駆動回路 Ｓ１〜Ｓ６、Ｓｄ１〜Ｓｄ６ 主駆動信号 Ｓ７〜Ｓ１２、Ｓｄ７〜Ｓｄ１２ 補助駆動信号 １１ 遅延回路 １２ 最大値検出手段 １２ａ 絶対値変換回路 １２ｂ 最大値選択回路 １３ カウンタ設定値出力手段 １４ カウント演算手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA04 BB06 CA01 CB05 CB09 CC09 DB01 DB12 DC05 EA02

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電源が出力する直流電流を三相交流電流
    に変換してモータに供給するインバータ回路と、このイ
    ンバータ回路の出力端子に接続された共振回路と、この
    共振回路および前記インバータ回路を制御する制御回路
    とを有するインバータ装置であって、 前記インバータ回路は、前記電源のプラス端子に接続さ
    れたプラス側主スイッチング素子と、前記電源のマイナ
    ス端子に接続されたマイナス側主スイッチング素子とが
    直列に接続され、これらのプラス側主スイッチング素子
    およびマイナス側主スイッチング素子と並列にダイオー
    ドが接続された相別主回路が３つ並列に接続された三相
    主回路と、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素
    子およびマイナス側主スイッチング素子と並列に接続さ
    れた共振用のコンデンサと、各相別主回路内のプラス側
    主スイッチング素子とマイナス側主スイッチング素子と
    が接続された主接続点と、前記モータとの間を流れる負
    荷電流を検出する負荷電流センサとを有し、 前記共振回路は、単一方向にのみ電流を通過させる流出
    側補助スイッチング素子と流入側補助スイッチング素子
    とが直列に接続された相別補助回路が３つ並列に接続さ
    れ、各相別補助回路内の流出側補助スイッチング素子と
    流入側補助スイッチング素子とが接続された補助接続点
    と前記主接続点とが連結された三相補助回路と、前記相
    別補助回路と並列に接続された共振用のインダクタンス
    とを有し、 前記制御回路は、前記共振回路における共振電流が前記
    負荷電流センサが検出した負荷電流より大きいか否かを
    判定し、大きい場合に到達判定信号を出力する共振電流
    到達判定手段と、この共振電流到達判定手段が到達判定
    信号を出力した時に次に非導通にするプラス側主スイッ
    チング素子およびマイナス側主スイッチング素子をター
    ンオフさせる主駆動信号を生成し、既定の切替タイミン
    グで前記流出側補助スイッチング素子および流入側補助
    スイッチング素子をターンオンさせる補助駆動信号を生
    成し、既定の切替タイミングから所定のオン継続時間が
    経過した後に前記流出側補助スイッチング素子および流
    入側補助スイッチング素子をターンオフさせる補助駆動
    信号を生成する駆動信号生成手段とを有し、 共振電流到達判定手段は、前記負荷電流の絶対値の最大
    値を検出する最大値検出手段と、前記最大値に応じたカ
    ウンタ設定値を出力するカウンタ設定値出力手段と、前
    記駆動信号生成手段が既定の切替タイミング信号を出力
    してから前記カウンタ設定値出力手段が出力したカウン
    タ設定値に応じた時間が経過した後に到達判定信号を出
    力するカウント演算手段とを有することを特徴とする共
    振形インバータ装置。
  2. 【請求項２】 前記駆動信号生成手段は、前記共振電流
    到達判定手段が、到達判定信号を出力してから所定の時
    間が経過した後に、次に非導通状態にするプラス側主ス
    イッチング素子およびマイナス側主スイッチング素子を
    ターンオンさせる遅延タイミング信号を生成する遅延回
    路を有することを特徴とする請求項１に記載の共振形イ
    ンバータ装置。
  3. 【請求項３】 前記インバータ回路は、前記電源が出力
    する電源電圧を検出する電源電圧センサを有し、 前記カウンタ設定値出力手段は、前記カウンタ設定値を
    前記最大値検出手段が検出した最大値と前記電源電圧セ
    ンサが検出した電源電圧とに基いて演算することを特徴
    とする請求項１または２に記載の共振形インバータ装
    置。
  4. 【請求項４】 電源が出力する直流電流を三相交流電流
    に変換してモータに供給するインバータ回路と、このイ
    ンバータ回路の出力端子に接続された共振回路と、この
    共振回路および前記インバータ回路を制御する制御回路
    とを有する共振形インバータ装置であって、 前記インバータ回路は、前記電源のプラス端子に接続さ
    れたプラス側主スイッチング素子と、前記電源のマイナ
    ス端子に接続されたマイナス側主スイッチング素子とが
    直列に接続され、これらのプラス側主スイッチング素子
    およびマイナス側主スイッチング素子と並列にダイオー
    ドが接続された相別主回路が３つ並列に接続された三相
    主回路と、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素
    子およびマイナス側主スイッチング素子と並列に接続さ
    れた共振用のコンデンサと、各相別主回路内のプラス側
    主スイッチング素子とマイナス側主スイッチング素子と
    が接続された主接続点と、前記モータとの間を流れる負
    荷電流を検出する負荷電流センサとを有し、 前記共振回路は、単一方向にのみ電流を通過させる流出
    側補助スイッチング素子と流入側補助スイッチング素子
    とが直列に接続された相別補助回路が、３つ並列に接続
    され、各相別補助回路内の流出側補助スイッチング素子
    と流入側補助スイッチング素子とが接続された補助接続
    点と、前記主接続点とが連結された三相補助回路と、前
    記相別補助回路と並列に接続された共振用のインダクタ
    ンスと、このインダクタンスに流れる共振電流を検出す
    る共振電流センサとを有し、 前記制御回路は、前記共振電流センサが検出した共振電
    流が前記負荷電流センサが検出した負荷電流より大きい
    か否かを判定し、大きい場合に到達判定信号を出力する
    共振電流到達判定手段と、この共振電流到達判定手段が
    到達判定信号を出力した時に、次に非導通状態にするプ
    ラス側主スイッチング素子およびマイナス側主スイッチ
    ング素子をターンオフさせる主駆動信号を生成し、既定
    の切替タイミングで前記共振回路の流出側補助スイッチ
    ング素子および流入側補助スイッチング素子をターンオ
    ンさせる補助駆動信号を生成し、既定の切替タイミング
    から所定のオン継続時間が経過した後に次に非導通状態
    にする前記流出側補助スイッチング素子および流入側補
    助スイッチング素子をターンオフさせる補助駆動信号を
    生成する駆動信号生成手段とを有し、 前記駆動信号生成手段は、前記共振電流到達判定手段が
    到達判定信号を出力してから所定の時間が経過した後に
    次に導通させるプラス側主スイッチング素子およびマイ
    ナス側主スイッチング素子をターンオンさせる遅延タイ
    ミング信号を生成する遅延回路を有することを特徴とす
    る共振形インバータ装置。
  5. 【請求項５】 電源が出力する直流電流を三相交流電流
    に変換してモータに供給するインバータ回路と、このイ
    ンバータ回路の出力端子に接続された共振回路と、この
    共振回路および前記インバータ回路を制御する制御回路
    とを有する共振形インバータ装置であって、 前記インバータ回路は、前記電源のプラス端子に接続さ
    れたプラス側主スイッチング素子と、前記電源のマイナ
    ス端子に接続されたマイナス側主スイッチング素子とが
    直列に接続され、これらのプラス側主スイッチング素子
    およびマイナス側主スイッチング素子と並列にダイオー
    ドが接続された相別主回路が３つ並列に接続された三相
    主回路と、各相別主回路内のプラス側主スイッチング素
    子およびマイナス側主スイッチング素子と並列に接続さ
    れた共振用のコンデンサと、各相別主回路内のプラス側
    主スイッチング素子とマイナス側主スイッチング素子と
    が接続された主接続点と、前記モータとの間を流れる負
    荷電流を検出する負荷電流センサと、各相別主回路内の
    プラス側主スイッチング素子またはマイナス側主スイッ
    チング素子の端子間電圧を検出する端子間電圧センサ
    と、前記電源が出力する電源電圧を検出する電源電圧セ
    ンサとを有し、 前記共振回路は、単一方向にのみ電流を通過させる流出
    側補助スイッチング素子と流入側補助スイッチング素子
    とが直列に接続された相別補助回路が３つ並列に接続さ
    れ、各相別補助回路内の流出側補助スイッチング素子と
    流入側補助スイッチング素子とが接続された補助接続点
    と前記主接続点とが連結された三相補助回路と、前記相
    別補助回路と並列に接続された共振用のインダクタンス
    とを有し、 前記制御回路は、前記電源電圧と各端子間
    電圧センサが検出した端子間電圧との差分である差分電
    圧を算出する電圧差分算出手段と、前記差分電圧と前記
    端子間電圧とがゼロであるか否かを検出し、ゼロである
    場合にゼロ電圧検出信号を出力するゼロ電圧検出手段
    と、 このゼロ電圧検出手段が前記ゼロ電圧検出信号を
    出力した時に、次に導通させるプラス側主スイッチング
    素子およびマイナス側主スイッチング素子をターンオン
    させる主駆動信号を生成し、既定の切替タイミングで前
    記流出側補助スイッチング素子および流入側補助スイッ
    チング素子をターンオンさせる補助駆動信号を生成し、
    既定の切替タイミングから所定のオン継続時間が経過し
    た後に次に非導通状態にする流出側補助スイッチング素
    子および流入側補助スイッチング素子をターンオフさせ
    る補助駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを有する
    ことを特徴とする共振形インバータ装置。
  6. 【請求項６】 前記インバータ回路は、各相別主回路内
    のプラス側主スイッチング素子またはマイナス側主スイ
    ッチング素子の端子間電圧を検出する端子間電圧センサ
    と、前記電源が出力する電源電圧を検出する電源電圧セ
    ンサとを有し、 前記制御回路は、前記電源電圧と各端子間電圧センサが
    検出した端子間電圧との差分である差分電圧を算出する
    電圧差分算出手段と、前記差分電圧と前記端子間電圧と
    がゼロであるか否かを検出し、ゼロである場合にゼロ電
    圧検出信号を出力するゼロ電圧検出手段を有し、 前記共振電流到達判定手段が、到達判定信号を出力した
    時に次に非導通状態にするプラス側主スイッチング素子
    およびマイナス側主スイッチング素子をターンオフさせ
    る主駆動信号を生成し、 前記ゼロ電圧検出手段が前記ゼロ電圧検出信号を出力し
    た時に、次に導通させるプラス側主スイッチング素子お
    よびマイナス側主スイッチング素子をターンオンさせる
    主駆動信号を生成し、既定の切替タイミングで前記流出
    側補助スイッチング素子および流入側補助スイッチング
    素子をターンオンさせる補助駆動信号を生成し、既定の
    切替タイミングから所定のオン継続時間が経過した後に
    次に非導通状態にする流出側補助スイッチング素子およ
    び流入側補助スイッチング素子をターンオフさせる補助
    駆動信号を生成する駆動信号生成手段とを有することを
    特徴とする請求項１に記載の共振形インバータ装置。
  7. 【請求項７】 前記カウンタ設定値を前記最大値検出手
    段が検出した最大値と前記電源電圧センサが検出した電
    源電圧に基いて演算することを特徴とする請求項６記載
    の共振形インバータ装置。
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