JP2003018037A

JP2003018037A - 信号受信回路および信号受信装置

Info

Publication number: JP2003018037A
Application number: JP2001198331A
Authority: JP
Inventors: Masaki Osawa; 昌已大澤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-06-29
Filing date: 2001-06-29
Publication date: 2003-01-17
Anticipated expiration: 2021-06-29
Also published as: JP4226806B2

Abstract

(57)【要約】【課題】入力信号をＡ／Ｄコンバータによってデジタ
ル変換して復調する際、Ａ／Ｄコンバータの前段にてノ
イズやスプリアスが生じても復調エラーの少ない信号受
信回路を提供する。【解決手段】入力信号端子（ＩＦ信号出力端）とアナ
ログ・デジタル変換回路の間に帯域通過フィルタと高域
通過フィルタを有するフィルタ回路部を配置し、かつ前
記高域通過フィルタがアナログ・デジタル変換回路の直
前に位置するようにし、高域通過フィルタの遮断周波数
を、帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下に設定す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、地上波放送、ＣＡ
ＴＶ放送、衛星放送などにおける主にデジタル変調され
た信号（ＯＦＤＭ、８ＶＳＢ、６４ＱＡＭ、ＱＰＳＫな
ど）を受信するのに用いられる信号受信回路及び信号受
信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、衛星波、地上波、ケーブルなどに
よるデジタル放送が実施されつつある。図8は、従来の
デジタル変調された高周波信号を選局して復調する受信
回路のブロック図である。

【０００３】図8において、デジタル変調された高周波
信号（以下、ＲＦ信号）は、チューナ部２０の入力端子
１に入力される。入力端子１に入力されたＲＦ信号は、
利得制御回路２、増幅器３、及びバンドパスフィルタ４
を介してミキサー５に供給され、このミキサー５で局部
発振器６からの局部発振信号と混合され、中間周波信号
に変換される。

【０００４】ミキサー５からの中間周波信号（ＩＦ信
号）は、バンドパスフィルタ７及び増幅器８を介して復
調部３０に供給される。復調部３０は、アナログ・デジ
タル変換回路９（Ａ/Ｄコンバータ９）とデジタル復調
回路１０を有し、Ａ／Ｄコンバータ９でＩＦ信号をデジ
タル信号に変換し、復調回路１０でデジタル復調した
後、誤り訂正回路（図示せず）で誤り訂正し、出力端子
１１にトランスポートストリーム（ＴＳ）として出力す
る。

【０００５】また、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル
信号はレベル検出回路１２に入力される。レベル検出回
路１２は入力ＲＦ信号を利得制御するため、入力レベル
に応じたレベル減衰量を設定する制御電圧データを出力
する。この制御電圧データはデジタル・アナログ変換回
路１３（Ｄ／Ａコンバータ１3）によってアナログ信号
に変換されＡＧＣ電圧発生回路１４に出力する。ＡＧＣ
電圧発生回路１４は、上記アナログ信号に変換された制
御電圧データをもとに前記利得制御回路２を制御するＡ
ＧＣ電圧Ｖ_AGCを発生する。

【０００６】このような従来の信号受信回路において、
前記バンドパスフィルタ７として一般的にＳＡＷフィル
タ（表面弾性波フィルタ）が用いられ、不要周波数帯域
の信号を除去するようにしている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このような従来の信号
受信回路において、前記バンドパスフィルタ７を構成す
るＳＡＷフィルタは、不要帯域の周波数信号を除去する
ために有効であるが、そのフィルタ特性は図9に示すよ
うな特性を有しており、所望の帯域付近の抑圧比は大き
いが、広帯域に亘って抑圧比を大きくすることはできな
い。

【０００８】このため、ＳＡＷフィルタの通過帯域より
も低い周波数のノイズ、スプリアス等がＳＡＷフィルタ
の後段に混入した場合、復調部３０で復調エラーを起こ
してしまう。またバンドパスフィルタ７とＡ／Ｄコンバ
ータ９間の増幅器８等でノイズを発生する場合があり、
復調エラーの要因となっていた。

【０００９】また特開平１０−２８５０６７号には、チ
ューナ部でＩＦ信号に変換した信号をＳＡＷフィルタ及
び低域通過フィルタを介して検波回路に入力する回路が
示されており、低域通過フィルタのカットオフ周波数を
ＩＦ周波数の２倍以下に設定し、ＳＡＷフィルタを通過
した高次周波数成分が検波回路に漏洩するのを防止する
ことでビットエラーレートの劣化を改善するようにして
いる。

【００１０】しかしながら、このようにＳＡＷフィルタ
の後段に低域通過フィルタを挿入しても、低域通過フィ
ルタの遮断周波数やＳＡＷフィルタの通過帯域よりも低
い周波数のノイズやスプリアスが、ＳＡＷフィルタの後
段に混入した場合、復調エラーを起こすことがあつた。

【００１１】本発明は、このような問題点に鑑み、復調
エラーを起こす要因を除去し、ビットエラーレートの少
ない受信回路を提供することを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
入力信号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタ
ル変換して復調処理を行なう信号受信回路において、帯
域通過フィルタと高域通過フィルタの直列回路を含むフ
ィルタ回路部を、前記入力信号が供給される入力端子と
前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記高域通
過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の直前に
位置するように配置し、前記高域通過フィルタの遮断周
波数を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下
に設定したことを特徴とする信号受信回路である。

【００１３】また請求項６記載の発明は、入力信号をア
ナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換して復
調処理を行なう信号受信回路において、第１の帯域通過
フィルタと第２の帯域通過フィルタの直列回路を含むフ
ィルタ回路部を、前記入力信号が供給される入力端子と
前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の
帯域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の
直前に位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィ
ルタの低域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィル
タの低域側遮断周波数以下に設定し、前記第２の帯域通
過フィルタの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過
フィルタの高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴
とする信号受信回路である。

【００１４】さらに請求項１０に記載の発明は、入力信
号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換
して復調処理を行なう信号受信回路において、平衡出力
型の第１の帯域通過フィルタと平衡増幅器と第２の平衡
帯域通過フィルタとの直列回路を含むフィルタ回路部
を、前記入力信号が供給される入力端子と前記アナログ
・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通過フィ
ルタが前記アナログ・デジタル変換回路の直前に位置す
るように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側
遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮
断周波数以下に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの
高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高
域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受
信回路である。

【００１５】このような信号受信回路によれば、ノイズ
やスプリアスによる影響をフィルタ回路部によって抑圧
することができる。

【００１６】また請求項１２に記載の発明は、入力高周
波信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換す
るチューナ部と、帯域通過フィルタと増幅器と高域通過
フィルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの
中間周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽
出するフィルタ回路部と、前記フィルタ回路部からの信
号をアナログ・デジタル変換回路によってデジタル変換
して復調する復調部とを具備し、前記フィルタ回路部
は、前記高域通過フィルタが前記アナログ・デジタル変
換回路の直前に位置するように配置するとともに、前記
高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フィル
タの低域側遮断周波数以下に設定したことを特徴とする
信号受信装置である。

【００１７】また請求項１７に記載の発明は、入力高周
波信号と局部発信信号とを混合し中間周波信号に変換す
るチューナ部と、第１の帯域通過フィルタと増幅器と第
２の帯域通過フィルタを含む直列回路で成り、前記チュ
ーナ部からの中間周波信号をフイルタリングして所要帯
域の信号を抽出するフィルタ回路部と、前記フィルタ回
路部からの信号をアナログ・デジタル変換回路にょつて
デジタル変換して復調する復調部とを具備し、前記フィ
ルタ回路部は、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナ
ログ・デジタル変換回路の直前に位置するように配置す
るとともに、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断
周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周
波数以下に設定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域
側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側
遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信号受信装
置である。

【００１８】以上のような信号受信装置においても、ノ
イズやスプリアスによる影響をフィルタ回路部によって
抑圧することができる。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図を参照して説明する。図１は本発明の信号受信回路
の一実施形態を示すブロック図であり、図１においてＩ
Ｆ信号の出力端とＡ／Ｄコンバータ９との間のフィルタ
回路部４０に特徴を有している。以下図８と同一部分に
は同一符号を記して説明する。

【００２０】図１において、デジタル変調された高周波
信号（以下、ＲＦ信号）は、チューナ部２０の入力端子
１に入力される。入力端子１に入力されたＲＦ信号は、
利得制御回路２、増幅器３、及びバンドパスフィルタ４
を介してミキサー５に供給され、このミキサー５で局部
発振器６からの局部発振信号と混合され、中間周波信号
に変換される。

【００２１】ミキサー５からの中間周波信号（ＩＦ信
号）は、フィルタ回路部４０に供給される。このフィル
タ回路部４０は、帯域通過フィルタ４１（ＢＰＦ４
１）、増幅器４２、及び高域通過フィルタ４２（ＨＰＦ
４２）から成り、この高域通過フィルタ４２の出力が復
調部３０に供給されるようになっている。

【００２２】復調部３０は、アナログ・デジタル変換回
路９（Ａ/Ｄコンバータ９）とデジタル復調回路１０を
有し、Ａ／Ｄコンバータ９でＩＦ信号をデジタル信号に
変換し、復調回路１０でデジタル復調した後、誤り訂正
回路（図示せず）で誤り訂正し、出力端子１１にトラン
スポートストリーム（ＴＳ）として出力する。

【００２３】また、Ａ／Ｄコンバータ９からのデジタル
信号はレベル検出回路１２に入力される。レベル検出回
路１２は入力ＲＦ信号を利得制御するため、入力レベル
に応じたレベル減衰量を設定する制御電圧データを出力
する。この制御電圧データはデジタル・アナログ変換回
路１３（Ｄ／Ａコンバータ１３）によってアナログ信号
に変換されＡＧＣ電圧発生回路１４に出力する。ＡＧＣ
電圧発生回路１４は、上記アナログ信号に変換された制
御電圧データをもとに前記利得制御回路２を制御するＡ
ＧＣ電圧Ｖ_AGCを発生する。

【００２４】このような本発明の信号受信回路におい
て、前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１及びＨＰＦ４
３の周波数特性は図２のようになっている。図２におい
て、ＡはＢＰＦ４１の通過特性を示し、ＢはＨＰＦ４３
の通過特性を示している。

【００２５】この図２において、周波数ｆｃはＨＰＦ４
３の遮断周波数、ｆsLはＢＰＦ４１の低域側遮断周波
数、ｆsHはＢＰＦ４１の高域側遮断周波数、ｆsbwはＢ
ＰＦ４１の通過帯域幅（＝ｆsH−ｆsL）をそれぞれ示し
ており、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcは図２のｆbからｆ
sLの間（Ｘ）に設定している。

【００２６】上記周波数ｆbは、伝送信号の占有帯域周
波数幅をｆbwとし、ＢＰＦ４１の通過周波数帯域幅をｆ
sbwとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆbw／２又
はｆsbw／２）の高い方をｆbとしている。例えば伝送さ
れてくる或るチャンネル信号の占有帯域周波数幅ｆbwが
６ＭＨｚであり、ＢＰＦ４１の通過帯域幅ｆsbwが６．
５ＭＨｚであった場合、ｆbは（６．５／２）ＭＨｚと
なる。

【００２７】前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１及び
ＨＰＦ４３の周波数特性を図２のような特性にすること
で、仮に増幅器４２からノイズが発生したり、増幅器４
２に復調部３０でデジタル復調するときに発生するサン
プリング信号の飛び込みや回り込みによるスプリアスが
重畳されても、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆc以下におい
てこれを抑圧することができる。

【００２８】この結果、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジ
タル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を
減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣
化の少ない受信処理を行なうことができる。

【００２９】なお、上記ｆbを伝送信号の占有帯域周波
数幅ｆbwの１／２、或いはＢＰＦ４１の通過周波数帯域
幅ｆsbwの１／２の周波数に設定したのは、デジタル復
調回路１０の復調出力の帯域幅が上記帯域幅ｆbw又はｆ
sbwの約１／２になるためであり、復調出力成分が増幅
器４２に漏洩したときにそれをＨＰＦ４３で抑圧すこと
ができる。

【００３０】また、データ放送のように１つの周波数帯
域幅内に複数チャンネルのデータが周波数分割により多
重化されて伝送される信号を受信する場合は、ＨＰＦ４
３の遮断周波数ｆcを図３のように設定すればよい。即
ち、図３において、ｆtbwは、周波数分割方式の１チャ
ンネルあたりの周波数帯域幅を示しており、ＢＰＦ４１
の特性はこの帯域幅ｆtbwをカバーする通過特性を有
し、ＨＰＦ４３の遮断周波数ｆcは図２のｆbからｆsLの
間（Ｘ）に設定している。

【００３１】上記周波数ｆbは、各チャンネルの周波数
帯域幅をそれぞれｆcbw1〜ｆcbwnとしたとき、それらの
１／２の周波数（ｆcbw1／２、ｆcbw2／２…ｆcbwn／
２）のうち最も高い周波数をｆbとしている。即ち、デ
ータ放送のように各チャンネルによ１チャンネルあたり
の周波数帯域幅が異なる場合は、最も広い帯域幅の１／
２の周波数をｆbとしている。

【００３２】次に本発明の第２の実施形態について、図
４を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回
路部４０を、帯域通過フィルタ４１１（ＢＰＦ４１１）
と増幅器４２１と高域通過フィルタ４３１（ＨＰＦ４１
３）で構成しており、これらＢＰＦ４１１、増幅器４２
１、ＨＰＦ４３１を平衡型回路で構成した点に特徴があ
る。

【００３３】即ち、図１のミキサー５からのＩＦ周波数
信号は、ＢＰＦ４１１で所要の帯域幅に制限された後、
平衡出力される。この平衡出力信号は平衡増幅器４２１
で所望の電圧又は電力に増幅され、平衡ＨＰＦ４３１に
入力される。そしてこの平衡ＨＰＦ４３１で不要なノイ
ズ、スプリアスが除去された信号はＡ／Ｄコンバータに
９に平衡入力されデジタル信号に符合化されるものであ
る。

【００３４】なお、ＢＰＦ４１１とＨＰＦ４３１の通過
特性は、図２又は図３で説明したものと同様である。ま
た平衡型の帯域通過フィルタ４１１としては、ＳＡＷフ
ィルタが適しており、平衡型増幅器４２１としては差動
増幅器が適している。

【００３５】このように、フィルタ回路部４０を平衡型
として構成することにより、平衡増幅器４２１で同位相
ノイズが発生したり、又は復調部３０でデジタル復調す
るときに発生するサンプリング信号の飛び込みや回り込
みによる同位相スプリアスが重畳されても、平衡２端子
回路の特性として同位相成分は相殺することができるた
め、Ａ／Ｄコンバータ９により符号化するときに、サン
プリング時のノイズ加算を減少させることができる。

【００３６】さらに本発明の第３の実施形態について、
図５を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ
回路部４０を、帯域通過フィルタ４１２（ＢＰＦ４１
２）と増幅器４２２と帯域通過フィルタ４３２（ＢＰＦ
４３２）で構成しており、ＢＰＦ４１２をＳＡＷフィル
タで構成した点に特徴がある。

【００３７】図５において、前記フィルタ回路部４０の
ＢＰＦ４１２及びＢＰＦ４３２の周波数特性は図６のよ
うになっている。図６において、Ａ１はＢＰＦ４１２の
通過特性を示し、Ｂ１はＢＰＦ４３２の通過特性を示し
ている。

【００３８】この図６において、ｆsLはＢＰＦ４１２の
低域側遮断周波数、ｆsHはＢＰＦ４１２の高域側遮断周
波数、ｆsbwはＢＰＦ４１２の通過帯域幅（＝ｆsH−ｆs
L）をそれぞれ示している。また周波数ｆcLはＢＰＦ４
３２の低域遮断周波数、周波数ｆcHはＢＰＦ４３２の高
域遮断周波数である。

【００３９】また、ｆbは図２と同様に、伝送信号の占
有帯域周波数幅をｆbwとし、ＢＰＦ４１２の通過周波数
帯域幅をｆsbwとしたとき、それらの１／２の周波数
（ｆbw／２又はｆsbw／２）の高い方をｆbとしており、
ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数ｆcLは図６のｆbからｆs
Lの間（Ｘ1）に設定している。

【００４０】またデータ放送のように１つの周波数帯域
幅内に複数チャンネルのデータが周波数分割により多重
化されて伝送される信号を受信する場合は、ＢＰＦ４３
２の低域遮断周波数ｆcLを図３と同様に設定すればよ
い。即ち、各チャンネルの周波数帯域幅をそれぞれｆcb
w1〜ｆcbwnとしたとき、それらの１／２の周波数（ｆcb
w1／２、ｆcbw2／２…ｆcbwn／２）のうち最も高い周波
数をｆbとし、このｆbと前記ｆsLの間にＢＰＦ４３２の
低域遮断周波数ｆcLを設定すればよい。

【００４１】前記フィルタ回路部４０のＢＰＦ４１２及
びＢＰＦ４３２の周波数特性を図６のような特性にする
ことで、仮に増幅器４２２からノイズが発生したり、増
幅器４２２に復調部３０でデジタル復調するときに発生
するサンプリング信号の飛び込みや回り込みによるスプ
リアスが重畳されても、ＢＰＦ４３２の低域遮断周波数
ｆcL以下、及び高域遮断周波数ｆcH以上においてこれを
抑圧することができる。

【００４２】この結果、Ａ／Ｄコンバータ９によりデジ
タル符合化するときに、サンプリング時のノイズ加算を
減少させることができ、ビットエラーレートが小さく劣
化の少ない受信処理を行なうことができる。

【００４３】次に本発明の第４の実施形態について、図
７を参照して説明する。この実施形態では、フィルタ回
路部４０を、帯域通過フィルタ４１３（ＢＰＦ４１３）
と増幅器４２３と帯域通過フィルタ４３３（ＢＰＦ４３
３）で構成しており、これらＢＰＦ４１３、増幅器４２
３、ＢＰＦ４３３を平衡型回路で構成し、ＢＰＦ４１３
をＳＡＷフィルタで構成した点に特徴がある。

【００４４】即ち、図７の構成は、ミキサー５からのＩ
Ｆ周波数信号が、ＳＡＷフィルタで成るＢＰＦ４１３で
所要の帯域幅に制限されて平衡出力され、次段の平衡増
幅器４２３で所望の電圧又は電力に増幅された後、平衡
ＢＰＦ４３３に入力されるものである。そしてこの平衡
ＢＰＦ４３３で不要なノイズ、スプリアスが除去された
信号はＡ／Ｄコンバータに９に平衡入力されデジタル信
号に符合化されるものである。

【００４５】なお、ＢＰＦ４１３とＢＰＦ４３３の通過
特性は、図６で説明したものと同様である。このよう
に、フィルタ回路部４０を平衡型として構成することに
より、平衡増幅器４２３で同位相ノイズが発生したり、
又は復調部３０でデジタル復調するときに発生するサン
プリング信号の飛び込みや回り込みによる同位相スプリ
アスが重畳されても、平衡２端子回路の特性として同位
相成分は相殺することができるため、Ａ／Ｄコンバータ
９により符号化するときに、サンプリング時のノイズ加
算を減少させることができる。

【００４６】なお、以上の説明では入力された高周波信
号を周波数変換して中間周波信号を得るシングルコンバ
ージョンチューナ２０を用いた例について述べたが、高
周波信号をアップ・ダウンコンバータ回路により周波数
変換するダブルコンバージョン式のチューナを用いた方
式にも適用できることは言うまでもない。

【００４７】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、Ａ／Ｄコ
ンバータ９の前段において高域通過フィルタ又は帯域通
過フィルタを配置したことにより、増幅器からノイズが
発生したり、増幅器に復調部からのスプリアスが重畳さ
れても、高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタり抑圧
することができ。したがって、Ａ／Ｄコンバータ９によ
りデジタル符合化するときに、サンプリング時のノイズ
加算を減少させることができ、ビットエラーレートが小
さく劣化の少ない受信処理を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施の形態による信号受信回路を示
すブロック図。

【図２】図１のフィルタ回路部４０の特性を説明する周
波数特性図。

【図３】図１のフィルタ回路部４０の別の特性を説明す
る周波数特性図。

【図４】本発明の第２の実施の形態による信号受信回路
を示すブロック図。

【図５】本発明の第３の実施の形態による信号受信回路
を示すブロック図。

【図６】図５のフィルタ回路部４０の特性を説明する周
波数特性図。

【図７】本発明の第４の実施の形態による信号受信回路
を示すブロック図。

【図８】従来の信号受信回路を示すブロック図。

【図９】従来のＢＰＦ７の特性を説明する周波数特性
図。

【符号の説明】９…Ａ／Ｄコンバータ２０…チューナ部３０…復調部４０…フィルタ回路部４１、４１１、４１２、４１３…帯域通過フィルタ（Ｂ
ＰＦ）４２、４２１、４２２、４２３…増幅器４３、４３１…高域通過フィルタ（ＨＰＦ）４３２、４３３…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号をアナログ・デジタル変換回路
によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回
路において、帯域通過フィルタと高域通過フィルタの直列回路を含む
フィルタ回路部を、前記入力信号が供給される入力端子
と前記アナログ・デジタル変換回路との間に、前記高域
通過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の直前
に位置するように配置し、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、前記帯域通過フ
ィルタの低域側遮断周波数以下に設定したことを特徴と
する信号受信回路。
【請求項２】前記高域通過フィルタの遮断周波数ｆc
を、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数ｆsL以下
であって、伝送信号の占有帯域周波数幅の１／２の周波
数又は前記帯域通過フィルタの通過周波数帯域幅の１／
２の周波数のいずれか高い方の周波数ｆb以上に設定し
たことを特徴とする請求項１記載の信号受信回路。
【請求項３】前記帯域通過フィルタと高域通過フィル
タの間に増幅器を配置したことを特徴とする請求項１記
載の信号受信回路。
【請求項４】前記フィルタ回路部の少なくとも前記高
域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする請
求項１記載の信号受信回路。信号受信回路。
【請求項５】前記帯域通過フィルタと増幅器と高域通
過フィルタを、平衡型回路で構成したことを特徴とする
請求項３記載の信号受信回路。
【請求項６】入力信号をアナログ・デジタル変換回路に
よってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信回路
において、第１の帯域通過フィルタと第２の帯域通過フィルタの直
列回路を含むフィルタ回路部を、前記入力信号が供給さ
れる入力端子と前記アナログ・デジタル変換回路との間
に、前記第２の帯域通過フィルタが前記アナログ・デジ
タル変換回路の直前に位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前
記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下に設
定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数
を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以
上に設定したことを特徴とする信号受信回路。
【請求項７】前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮
断周波数ｆcLを、前記第１の帯域通過フィルタの低域側
遮断周波数ｆsL以下であって、伝送信号の占有帯域周波
数幅の１／２の周波数又は前記第１の帯域通過フィルタ
の通過周波数帯域幅の１／２の周波数のいずれか高い方
の周波数ｆb以上に設定したことを特徴とする請求項６
記載の信号受信回路。
【請求項８】前記フィルタ回路部の前記第１の帯域通
過フィルタと前記第２の帯域通過フィルタの間に増幅器
を配置したことを特徴とする請求項６記載の信号受信回
路。
【請求項９】前記第１の帯域通過フィルタを表面弾性
波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項６記載
の信号受信回路。
【請求項１０】入力信号をアナログ・デジタル変換回
路によってデジタル変換して復調処理を行なう信号受信
回路において、平衡出力型の第１の帯域通過フィルタと平衡増幅器と第
２の平衡帯域通過フィルタとの直列回路を含むフィルタ
回路部を、前記入力信号が供給される入力端子と前記ア
ナログ・デジタル変換回路との間に、前記第２の帯域通
過フィルタが前記アナログ・デジタル変換回路の直前に
位置するように配置し、前記第２の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数を、前
記第１の帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下に設
定し、前記第２の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数
を、前記第１の帯域通過フィルタの高域側遮断周波数以
上に設定したことを特徴とする信号受信回路。
【請求項１１】前記第１の帯域通過フィルタを表面弾
性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項１０
記載の信号受信回路。
【請求項１２】入力高周波信号と局部発信信号とを混合
し中間周波信号に変換するチューナ部と、帯域通過フィルタと増幅器と高域通過フィルタを含む直
列回路で成り、前記チューナ部からの中間周波信号をフ
イルタリングして所要帯域の信号を抽出するフィルタ回
路部と、前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変
換によってデジタル変換して復調する復調部とを具備
し、前記フィルタ回路部は、前記高域通過フィルタが前記ア
ナログ・デジタル変換回路の直前に位置するように配置
するとともに、前記高域通過フィルタの遮断周波数を、
前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数以下に設定し
たことを特徴とする信号受信装置。
【請求項１３】前記高域通過フィルタの遮断周波数ｆ
cを、前記帯域通過フィルタの低域側遮断周波数ｆsL以
下であって、伝送信号の占有帯域周波数幅の１／２の周
波数又は前記帯域通過フィルタの通過周波数帯域幅の１
／２の周波数のいずれか高い方の周波数ｆb以上に設定
したことを特徴とする請求項１２記載の信号受信装置。
【請求項１４】前記帯域通過フィルタを表面弾性波フ
ィルタにて構成したことを特徴とする請求項１２記載の
信号受信装置。
【請求項１５】前記フィルタ回路部の少なくとも前記
高域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴とする
請求項１２記載の信号受信装置。
【請求項１６】前記フィルタ回路部の帯域通過フィル
タと増幅器と高域通過フィルタを、平衡型回路にて構成
したことを特徴とする請求項１２記載の信号受信装置。
【請求項１７】入力高周波信号と局部発信信号とを混
合し中間周波信号に変換するチューナ部と、第１の帯域通過フィルタと増幅器と第２の帯域通過フィ
ルタを含む直列回路で成り、前記チューナ部からの中間
周波信号をフイルタリングして所要帯域の信号を抽出す
るフィルタ回路部と、前記フィルタ回路部からの信号をアナログ・デジタル変
換回路によってデジタル変換して復調する復調部とを具
備し、前記フィルタ回路部は、前記第２の帯域通過フィルタが
前記アナログ・デジタル変換回路の直前に位置するよう
に配置するとともに、前記第２の帯域通過フィルタの低
域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタの低域
側遮断周波数以下に設定し、前記第２の帯域通過フィル
タの高域側遮断周波数を、前記第１の帯域通過フィルタ
の高域側遮断周波数以上に設定したことを特徴とする信
号受信装置。
【請求項１８】前記第２の帯域通過フィルタの低域側
遮断周波数ｆcLを、前記第１の帯域通過フィルタの低域
側遮断周波数ｆsL以下であって、伝送信号の占有帯域周
波数幅の１／２の周波数又は前記第１の帯域通過フィル
タの通過周波数帯域幅の１／２の周波数のいずれか高い
方の周波数ｆb以上に設定したことを特徴とする請求項
１７記載の信号受信装置。
【請求項１９】前記第１の帯域通過フィルタを表面弾
性波フィルタにて構成したことを特徴とする請求項１７
記載の信号受信装置。
【請求項２０】前記フィルタ回路部の少なくとも前記
第２の帯域通過フィルタを平衡出力型としたことを特徴
とする請求項１７記載の信号受信装置。
【請求項２１】前記フィルタ回路部の前記第１の帯域
通過フィルタと前記増幅器と前記第２の帯域通過フィル
タを、平衡型回路にて構成したことを特徴とする請求項
１７記載の信号受信装置。