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JP2003092888A - 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 - Google Patents

電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法

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JP2003092888A
JP2003092888A JP2001287029A JP2001287029A JP2003092888A JP 2003092888 A JP2003092888 A JP 2003092888A JP 2001287029 A JP2001287029 A JP 2001287029A JP 2001287029 A JP2001287029 A JP 2001287029A JP 2003092888 A JP2003092888 A JP 2003092888A
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period
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JP2001287029A
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Tomonori Kimura
友則 木村
Masato Mizukoshi
正人 水越
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Denso Corp
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Denso Corp
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Publication date
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータ主回路を構成するスイッチング素
子について、スイッチング損失の発生をより効果的に抑
制することができる電力変換装置を提供する。 【解決手段】 指令値変換器２１は、指令値出力器１０
によって出力される電圧指令値に基づいて、第１及び第
２変換期間を通じて変換対象となるＡ相を、変換前の電
圧指令値が最大または最小となる二相の内、出力電流の
絶対値が大となる相に設定すると共に、第１変換期間で
は変換対象となるが前記第２変換期間では変換対象外と
なるＢ相を、出力電流の絶対値がＡ相の次に大となる相
に設定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、多相負荷をインバ
ータ主回路によって駆動する電力変換装置及び多相負荷
の駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１３は、例えば電気自動車の走行に使
用される多相交流モータを駆動するインバータ装置の電
気的構成を示すものである。この図１３において、６つ
のＩＧＢＴ１〜６が三相ブリッジ接続されてインバータ
主回路７が構成され、そのインバータ主回路７の直流母
線７ａ，７ｂは、駆動用バッテリ８の正極端子，負極端
子に夫々接続されている。その、インバータ主回路７の
出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは三相の多相交流モータ（例
えば、同期モータやインダクションモータ，ブラシレス
モータなど）９の各相巻線（図示せず）に夫々接続され
ている。また、各ＩＧＢＴ１〜６のコレクタエミッタ間
には、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆並列接
続されている。
【０００３】指令値発生器１０は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ
＊，Ｗ＊のデータが記憶されているＲＯＭを中心として
構成されており、例えば、インバータ主回路７の出力端
子７ｕ〜７ｗと多相交流モータ（以下、単にモータと称
す）９の各相巻線との間に配置される電流センサ（図示
せず）の出力信号におけるゼロクロス点や、ロータリエ
ンコーダ或いはレゾルバなどの出力信号に基づいて交流
モータ９を構成するロータの位相θを検出し、その位相
に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相についての電圧指令値Ｕ＊，
Ｖ＊，Ｗ＊を読み出し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力す
るようになっている。尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊
は、例えば正弦波の振幅に基づく指令値である。
【０００４】図１４は、ＰＷＭ波形発生器１１の詳細な
電気的構成を示す機能ブロック図である。指令値発生器
１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、コ
ンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの非反転入力端子並
びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの反転入力端
子に与えられており、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１
２ｅの反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２
ｄ，１２ｆの非反転入力端子には、搬送波発生器１３よ
り出力されるＰＷＭ変調の搬送波（三角波）が与えられ
ている。
【０００５】尚、コンパレータ１２ａ〜１２ｆは、電圧
指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び搬送波が何れもデジタルデ
ータとして出力される場合はマグニチュードコンパレー
タであり、両者が何れもアナログデータとして出力され
る場合はアナログコンパレータである。
【０００６】そして、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１
２ｅからは、搬送波のレベルよりも電圧指令値Ｕ＊，Ｖ
＊，Ｗ＊のレベルが高い場合にハイレベルとなる信号Ｃ
１，Ｃ３，Ｃ５が出力され、コンパレータ１２ｂ，１２
ｄ，１２ｆからは、信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５の反転信号Ｃ
２，Ｃ４，Ｃ６が出力されてデッドタイム発生器１４に
与えられる。デッドタイム発生器１４は、例えば、１つ
のアームについて正側，負側のＩＧＢＴが同時にオン状
態となることを防止するために、両者何れもがオフ状態
となるデッドタイムを設けるため、信号Ｃ１／Ｃ３／Ｃ
５，Ｃ２／Ｃ４／Ｃ６間のオンオフタイミングを修正す
るものである。
【０００７】デッドタイム発生器１４からは、ゲート信
号Ｇ１′〜Ｇ６′が出力され、それらのゲート信号Ｇ
１′〜Ｇ６′は、フォトカプラなどからなるドライバ１
５を介して各ＩＧＢＴ１〜６のゲートにゲート信号Ｇ１
〜Ｇ６として与えられるようになっている。
【０００８】この制御方式では、例えばＵ相について考
えると、指令値Ｕ＊が搬送波である三角波より大きい場
合はＩＧＢＴ１がオン，ＩＧＢＴ２がオフとなり、ＤＣ
電源の正側の電位が出力される。逆にＵ＊が三角波より
小さい場合はＩＧＢＴ１がオフ、ＩＧＢＴ２がオンとな
り、ＤＣ電源の負側の電位が出力される。この動作によ
り各搬送波の周期で指令値に比例した時間の間、ＤＣ電
源であるバッテリ８の正側の電圧が出力される。
【０００９】そして、図１５に示すように、電圧指令値
Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が正弦波ならばパルス幅が正弦波にＰ
ＷＭ変調された電圧が出力され出力電流を略正弦波にす
ることができる。また、搬送波の周波数が高いほどより
理想的な正弦波の波形に近い電流を出力でき、当該周波
数を１５ｋＨｚ以上にすれば、モータ９の磁気的騒音を
大幅に低減することができる。そのため、インバータ主
回路７には、このような高速スイッチングが可能である
ＩＧＢＴ１〜６が使用されている。
【００１０】しかしながら、インバータ主回路７が大電
力で駆動される場合には電力変換損失による発熱が大き
いため、水冷などによる冷却が必要であり、システムの
小型化、低コスト化の障害となっている。また、電力変
換損失には、ＩＧＢＴ１〜６におけるスイッチング損失
が大きな割合を占めている。スイッチング損失は、スイ
ッチング周波数が高くなるほど増加するので、十分高い
周波数で使用することができないという問題がある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】斯様な問題を解決する
ため、特願平１１−３６９６６２号において、出力電流
波形の歪みを極力抑制するようにバランスを取りながら
インバータ主回路におけるスイッチングを部分的な期間
に停止させることで、スイッチング損失の低減を図るよ
うにした技術が提案されている。
【００１２】具体的には、図１６及び図１７に示すよう
に、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内何れか二相
の指令値がほぼ等しい期間において、それら二相の指令
値を最大または最小に固定することによってスイッチン
グを停止させるようにしている。また、同期間におい
て、二相の指令値を最大または最小に固定する期間と三
相の電圧指令値の内何れか一相のみが最大または最小に
固定する期間とを交互に行うことで、スイッチング損失
の低減を図ると共に出力電流波形の歪みをより低減する
ようにしている。
【００１３】ところが、この先行技術では、スイッチン
グを停止させる期間を出力電流のレベルとは無関係に設
定しているため、図１８に示すように、負荷に流れる電
流量が比較的大きい期間にスイッチングを行っている場
合があり、スイッチング損失の低減効果を十分に得るこ
とができなかった。
【００１４】そこで、本発明の発明者は、特願２００１
−１０１５９において、出力電流レベルが高くなる期間
に、対応する相のスイッチングを停止させる期間が極力
一致するように変換期間の設定位相をα度だけシフトさ
せる技術を提案した（図１９参照）。しかし、この技術
においても、以下のような課題が存在している。
【００１５】図１９（ｂ）は、（ａ）に示す電圧指令に
基づいて二相変調，一相変調を交互に行うように変換し
た後、その変換した指令値の変換期間の設定位相を−６
０度シフトさせた波形（Ｕ相）を示すものである。上述
したように、出力電流レベルが高くなる期間においてス
イッチングを停止させればスイッチング損失は低減され
るが、その期間に停止させた分のスイッチングを、極力
出力電流レベルが低くなる期間に行うようにすれば、ス
イッチング損失を更に低減させることができる。しかし
ながら、特願２００１−１０１５９では、その点までは
考慮していなかった。
【００１６】また、図２０は、変換後の電圧指令値
（ｂ）についてα＝−３０°とした場合（ｃ）、α＝−
６０°とした場合（ｄ）の波形を夫々示す。この時、元
の電圧指令値（ａ）の振幅レベルが大きくなる程、αを
付与した変換後の指令値の振幅が設定範囲を超えて所謂
過変調状態になり易くなる（図２０（ｄ）参照）。過変
調が発生すると、電流波形の歪みが大きくなってしま
う。このような過変調状態の発生を回避するため、特願
２００１−１０１５９では位相のシフト量に制限を加え
ている。従って、スイッチング損失を低減するために最
適な位相シフト量を設定できない場合があった。
【００１７】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、インバータ主回路を構成するスイッ
チング素子について、スイッチング損失の発生をより効
果的に抑制することができる電力変換装置、及び多相負
荷の駆動制御方法を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の電力変換
装置によれば、指令値変換手段は、指令値出力手段によ
って出力される電圧指令値の内、何れか二相の電圧指令
値が等しく最大または最小となるように変換する第１変
換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最
小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返
すように出力する。そして、第１及び第２変換期間を通
じて変換対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大
または最小となる二相の内、前記多相負荷に対する出力
電流の絶対値が大となる相に設定すると共に、前記第１
変換期間では変換対象となるが第２変換期間では変換対
象外となるＢ相を、前記出力電流の絶対値がＡ相の次に
大となる相に設定する。
【００１９】即ち、Ａ相は第１及び第２変換期間を通じ
て変換対象となる相であるから、当該期間ではインバー
タ主回路を構成するスイッチング素子によってスイッチ
ングは全く行われない。そして、Ｂ相は第１変換期間の
みで変換対象となる相であるから、前記期間でスイッチ
ングが行われる回数がＡ相の次に少ない。従って、出力
電流の絶対値が最大となる相をＡ相に設定し、前記絶対
値がその次に大となる相をＢ相に設定すれば、両期間を
通じてスイッチングされ続ける残りの相をＣ相（１つ以
上の相）とすると、Ｃ相は、出力電流の絶対値が相対的
により小さい期間に設定されることになる。結果とし
て、全体的に出力電流レベルが高い期間でのスイッチン
グは抑制されると共に、出力電流レベルが低い期間での
スイッチングはより多く行われるようになるので、スイ
ッチング損失を更に低減させることができる。
【００２０】請求項２記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段は、位相差検出手段によって検出した電圧
指令値と出力電流との位相差に応じてＡ相及びＢ相を設
定する。即ち、出力電流レベルは電圧指令値レベルに応
じて変化し、また、電圧指令値に対する出力電流の位相
は、負荷に応じて変化する。従って、指令値出力手段に
よって出力される電圧指令値のレベルを参照すると共
に、前記位相差を考慮すれば、Ａ相及びＢ相を設定すべ
き最適なタイミングを容易に判定することができる。
【００２１】請求項３記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段は、第１変換期間では変換対象となり第２
変換期間では変換対象外となる相の第２変換期間におけ
る変換後の電圧指令値が最大を超える場合または最小を
下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換
極性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指
令値を、最大を超えた分または最小を下回った分だけと
するように変換する。
【００２２】即ち、変換前の電圧指令値のレベルによっ
ては、変換後の電圧指令値が当該指令値の出力限界とし
て設定されている最大を超えたりまたは最小を下回った
りする過変調状態となってしまう場合がある。過変調状
態になると変換された指令値のレベルは飽和して、最
大，最小の範囲外となった指令値分は無視されるので、
出力電流波形が歪んでしまう。従来技術では、過変調状
態の発生を回避するため電圧指令値の変換に制限を加え
ており、スイッチング損失を低減するために最適な変換
ができない場合があった。
【００２３】これに対して、請求項３によれば、指令値
変換手段が上述のように変換指令値を変更することで、
本来最大，最小の範囲を超える指令値分をその範囲内に
おいて反映させることが可能となり、出力電流波形の歪
みを防止しながらスイッチング損失の低減を効率的に図
ることができる。
【００２４】請求項４記載の電力変換装置によれば、位
相変化手段は、指令値変換手段によって第１変換期間と
第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間が設定された
位相を変化させる。即ち、特願２００１−１０１５９で
提案した技術のように変換期間の設定位相を変化させる
と過変調状態がより発生し易くなる。従って、本発明を
適用することで、変換期間の設定位相を変化させる技術
を採用した場合でも、過変調状態の発生を防止すること
ができる。
【００２５】請求項５記載の電力変換装置によれば、請
求項１または２の発明に対して、請求項３と同様の作用
効果を付加することが可能となる。請求項６記載の電力
変換装置によれば、多相負荷の相数を三とするので、一
般に広く使用される三相の負荷について、スイッチング
損失の低減を図ることができる。
【００２６】請求項７記載の電力変換装置によれば、多
相負荷を多相交流モータとするので、インバータ主回路
によって多相交流モータを駆動する場合に生じるスイッ
チング損失を低減することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】（第１実施例）以下、本発明の第
１実施例について図１乃至図８を参照して説明する。
尚、図１３及び図１４と同一部分には同一符号を付して
説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
【００２８】電気的構成の機能ブロックを示す図１にお
いて、指令値発生器１０とＰＷＭ波形発生器（制御信号
出力手段）１１との間には、指令値変換器（指令値変換
手段，位相差検出手段）２１が介挿されている。指令値
変換器２１は、指令値発生器２１及びＰＷＭ波形発生器
２１と共に例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)な
どで構成されており、図３乃至図６に示すフローチャー
トの演算プログラムに従って、指令値発生器１０より出
力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊より新たな電圧指
令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成し、ＰＷＭ波形発生器
２１に出力するように構成されている。また、ＰＷＭ波
形発生器２１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を指令値
変換器２１に出力するようになっている。
【００２９】ここで、図２を参照して、クロック信号ｃ
ｋ１は、周期がＰＷＭ信号の搬送波周期の２倍であっ
て、前記搬送波のレベルが“−１”の時点に同期して立
ち上がるクロック信号である。また、クロック信号ｃｋ
２は、そのクロック信号ｃｋ１に対して位相が９０°遅
れとなるクロック信号である。そして、指令値変換器２
１は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２のレベルをも参照し
て電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の変換処理を行うように
なっている。即ち、クロック信号ｃｋ１は、三相電圧指
令値の内、正弦派振幅が最大となるものが正側に位置す
る場合にクロック信号レベル“１，０”によって第１，
第２変換期間を判定するのに用いられる。また、クロッ
ク信号ｃｋ２は、三相電圧指令値の内、正弦派振幅が最
大となるものが負側に位置する場合に、同様の判定に用
いられる。
【００３０】また、指令値変換器２１には、指令値発生
器１０と共に位相指令値θ＊が与えられている。ここ
で、位相指令値θ＊は、交流モータ９のロータの位相θ
に基づいて図示しない位相指令値発生器において生成さ
れるものであり、交流モータ９の駆動状態に応じて位相
θに進み成分や遅れ成分が付加されている。尚、位相指
令値θ＊に代えて位相θをそのまま用いても良い。
【００３１】そして、インバータ主回路７のＵ相出力端
子７ｕとモータ９との間には、例えば変流器などからな
る電流検出器２２が介挿されており、その電流検出器２
２が検出したＵ相電流の検出信号Ｉｕは、指令値変換器
２１に出力されている。その他の構成は、図１３及び図
１４に示すものと同様である。
【００３２】次に、本実施例の作用について図３乃至図
８をも参照して説明する。図３乃至図６は、指令値変換
器２１が実行する制御内容のフローチャートを示す。図
３において、指令値変換器２１は、先ず、指令値発生器
１０が出力する電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊と、指令値
Ｕ＊の位相θ＊を読み込む（ステップＤ１）。続くステ
ップＤ２〜Ｄ１３では、１周期の位相０から２πをπ／
６毎に区切った１２区間に分けて、夫々の位相区間につ
いて変化位相量αを与えて条件判定を行い、分岐処理す
るようにしている。
【００３３】ここで、変化位相量αは、電圧指令値と出
力電流との間に位相差がある場合にその位相差をキャン
セルするように与えるものである（力率＝１の場合であ
れば、α＝０で良い）。電圧−電流位相差θVIは、例え
ば、電流検出器２３による検出信号Ｉｕのレベルから電
流位相θI を求め、電流位相θI と位相θ＊との差を演
算すれば得られる。
【００３４】ステップＤ２は、位相θ＊が０〜π／６の
区間に属するか否かを判定する。位相θ＊が当該区間に
属する場合は（ステップＤ２，「ＹＥＳ」）図４に示す
ステップＤ１６に移行する。ステップＤ１６では、クロ
ック信号ｃｋ２の“１，０”によって第１，第２変換期
間を判断し、第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステ
ップＤ１７において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を
以下のように設定する。 Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１） Ｖ**＝−１ …（２） Ｗ**＝−１ …（３） また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ１
８において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のよ
うに設定する。 Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（４） Ｖ**＝−１ …（５） Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（６）
【００３５】ここで、Ｖ相は第１，第２変換期間に渡っ
て最小値“−１”に変換されておりＡ相に相当し、Ｗ相
は第１変換期間では最小値に変換されるが第２変換期間
では変換対象とならず、Ｂ相に相当する。そして、Ｕ相
は第１，第２変換期間に渡って常にスイッチングが行わ
れる（Ｃ相と称する）。以上のように変換指令値を設定
すると、ステップＤ１５に移行する。
【００３６】次のステップＤ３は、位相π／６〜π／３
の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ス
テップＤ３，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ１９に
移行する。ステップＤ１９では、ステップＤ１６と同様
に第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ２０
において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のよう
に設定する。 Ｕ**＝−１ …（７） Ｖ**＝−１ …（８） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（９） また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２
１において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のよ
うに設定する。 Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）−１ …（１０） Ｖ**＝−１ …（１１） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（１２）
【００３７】ここで、Ｖ相はやはりＡ相に相当し、Ｕ相
はＢ相に，Ｗ相はＣ相に相当する。そして、ステップＤ
２０，Ｄ２１では、ステップＤ１７，Ｄ１８に対してＢ
相，Ｃ相が入れ替わっている。それから、ステップＤ１
５に移行する。
【００３８】次のステップＤ４は、位相π／３〜π／２
の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は（ス
テップＤ４，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ２２に
移行する。ステップＤ２２では、クロック信号ｃｋ１の
“１，０”によって第１，第２変換期間を判断し、第１
変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ２３におい
て変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように設定
する。 Ｕ**＝１ …（１３） Ｖ**＝１ …（１４） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（１５） また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２
４において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のよ
うに設定する。 Ｕ**＝１ …（１６） Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋１ …（１７） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊＋１ …（１８） ここで、Ｕ相はＡ相に相当し、Ｖ相はＢ相に，Ｗ相はＣ
相に相当する。それから、ステップＤ１５に移行する。
【００３９】次のステップＤ５は、位相π／２〜２π／
３の区間である。位相θ＊が当該区間に属する場合は
（ステップＤ５，「ＹＥＳ」）図４に示すステップＤ２
５に移行する。ステップＤ２５では、ステップＤ２２と
同様に第１変換期間であれば（「ＹＥＳ」）ステップＤ
２６において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下の
ように設定する。 Ｕ**＝１ …（１９） Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２０） Ｗ**＝１ …（２１） また、第２変換期間であれば（「ＮＯ」）ステップＤ２
７において変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のよ
うに設定する。 Ｕ**＝１ …（２２） Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊＋１ …（２３） Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）＋１ …（２４）
【００４０】ここで、Ｕ相はＡ相に相当し、Ｖ相はＣ相
に，Ｗ相はＢ相に相当する。そして、ステップＤ２６，
Ｄ２７では、ステップＤ２３，Ｄ２４に対してＢ相，Ｃ
相が入れ替わっている。それから、ステップＤ１５に移
行する。
【００４１】以下、図５に示すステップＤ２８〜Ｄ３９
は、位相θ＊が位相２π／３〜５π／６，６π／５〜
π，π〜７π／６，７π／６〜４π／３の区間に属する
場合に分岐して実施されるものであり、図６に示すステ
ップＤ４０〜Ｄ５１は、位相θ＊が位相，４π／３〜３
π／２，３π／２〜５π／３，５π／３〜１１π／６，
１１π／６〜２πの区間に属する場合に分岐して実施さ
れるものである。
【００４２】そして、全体を概観すると、Ａ，Ｂ，Ｃ相
をＵ，Ｖ，Ｗ相に対して循環的に割り当てるパターンは
２区間毎に変化しており（ステップＤ２，Ｄ４，Ｄ６，
…）、前記パターンが変化した次の区間（ステップＤ
３，Ｄ５，Ｄ７，…）では、Ａ相は固定され、Ｂ，Ｃ相
の設定が入れ替えられる様に変化している。
【００４３】本実施例によって変換された電圧指令値Ｕ
**，Ｖ**，Ｗ**は、図７に示すようになる。また、図８
には、変換電圧指令値Ｕ**とＵ相の出力電流波形を示
す。尚、力率は“１”であるものとする。例えば、Ｕ相
電流の半周期分の位相区間を電流振幅レベルの範囲に応
じて、 に分類すると、変換電圧指令値Ｕ**は、“小”区間でＣ
相，“中”区間でＢ相，“大”区間でＡ相となるように
設定されている。即ち、電流波形のゼロクロス点を含む
“小”区間では常にスイッチングが行われ、電流波形の
最大，最小振幅点を含む“大”区間では、スイッチング
は完全に停止されている。そして、振幅レベルが両者の
中間に位置する“中”区間では、スイッチング回数も両
区間の中間となっている。
【００４４】ここで、図１９に示す特願２００１−１０
１５９における変換電圧指令値波形と比較すると、従来
はＣ相であった“中”区間（π／６〜π／３）が本実施
例ではＢ相に代わり、また、従来はＢ相であった“小”
区間（π／６〜π／３）が本実施例ではＣ相に代わって
いる。即ち、前者では、出力電流レベルがより高い区間
におけるスイッチング回数を低減させており、その分を
後者において、出力電流レベルがより低い区間でスイッ
チング回数を増加させていることになる。
【００４５】以上のように本実施例によれば、指令値変
換器２１は、指令値出力器１０によって出力される電圧
指令値に基づいて、第１及び第２変換期間を通じて変換
対象となるＡ相を、変換前の電圧指令値が最大または最
小となる二相の内、出力電流の絶対値が大となる相に設
定すると共に、第１変換期間では変換対象となるが前記
第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、出力電流の
絶対値がＡ相の次に大となる相に設定するようにした。
従って、全体的に出力電流レベルが高い期間でのスイッ
チングを抑制し、出力電流レベルが低い期間でのスイッ
チングをより多く行うようにして、インバータ主回路７
を構成するＩＧＢＴ（スイッチング素子）１〜６におい
て発生するスイッチング損失を一層低減させることがで
きる。
【００４６】また、指令値変換器２１は、電圧−電流位
相差θVIに応じてＡ相及びＢ相を設定するので、指令値
出力器１０によって出力される電圧指令値のレベルを参
照すれば、位相差θIVによりＡ相及びＢ相を設定する最
適なタイミングを容易に判定することができる。
【００４７】（第２実施例）図９乃至図１２は本発明の
第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分に
は同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分につ
いてのみ説明する。第２実施例の構成は基本的に第１実
施例と同様であり、指令値変換器２１におけるソフトウ
エアによる処理内容が異なっている。
【００４８】図９は、図４に示すステップＤ１６〜Ｄ１
８に置き換わるものである。第２実施例では、指令値変
換器２１がステップＤ２において「ＹＥＳ」と判断する
と、ステップＤ１７において変換した指令値Ｕ**，Ｖ*
*，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設
定すると共に、ステップＤ１８において変換した指令値
Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，
Ｗ２に設定する（ステップＥ１）。そして、次のステッ
プＥ２では、変換指令値Ｗ２が“１”を超えたか否かを
判断し、“１”以下であれば（「ＮＯ」）、第１実施例
におけるステップＤ１６〜Ｄ１８と同様の処理内容とな
る（ステップＥ３〜Ｅ５）。
【００４９】即ち、変換指令値Ｗ２は、スイッチングを
停止させた分を補うため、元の電圧指令値におけるＷ相
とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベ
ルシフトされており、過変調状態となるおそれがあるか
らである。
【００５０】一方、ステップＥ２において、変換指令値
Ｗ２が“１”を超えた場合は（「ＹＥＳ」）、過変調状
態が発生した場合である。この時はステップＥ６に移行
して変換指令値Ｗ１，Ｗ２を次式で設定する。尚、Ｕ，
Ｖ相に関しては、Ｅ１と同様に設定される。 Ｗ１＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−３ …（２５） Ｗ２＝１ …（２６） そして、次のステップＥ７においてはクロック信号ｃｋ
１を参照し、ｃｋ１＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステッ
プＥ６において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を変換
指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ８）、ｃ
ｋ１＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ６において変
換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値Ｕ**，Ｖ*
*，Ｗ**に設定する（ステップＥ８）。それから、ステ
ップＤ１５に移行する。
【００５１】即ち、ステップＥ６においてＷ１を（２
５）式のように設定するのは、ステップＥ１におけるＷ
２は既に“１”が減じられているが、その結果として正
方向に過変調が生じている。従って、元の電圧指令値Ｗ
＊の振幅範囲“２（±１）”を超過した分を更に減じる
ことで、変換指令値Ｗ２の振幅の超過分に応じた値に指
令値Ｗ１設定するためである。そして、ステップＥ１に
おける指令値Ｗ２の振幅超過分を指令値Ｗ１に置き換え
ると共に、ステップＥ１では最小“−１”に設定された
指令値Ｗ１に代わって、（２６）式における指令値Ｗ２
では極性を反転させて最大“１”に設定しているため、
ステップＥ７においてはクロック信号ｃｋ１を参照して
いる。
【００５２】図１０は、Ｖ相の変換指令値が過変調とな
る場合に対応する処理であり、図４に示すステップＤ２
２〜Ｄ２４に置き換わるものである。この場合、指令値
変換器２１がステップＤ５において「ＹＥＳ」と判断す
ると、ステップＤ２１において変換した指令値Ｕ**，Ｖ
**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設
定すると共に、ステップＤ２４において変換した指令値
Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，
Ｗ２に設定する（ステップＥ１０）。そして、次のステ
ップＥ１１では、変換指令値Ｖ２が“−１”を下回った
か否かを判断し、“−１”以上であれば（「ＮＯ」）、
第１実施例におけるステップＤ２１〜Ｄ２４と同様の処
理内容となる（ステップＥ１２〜Ｅ１４）。
【００５３】一方、ステップＥ１１において、変換指令
値Ｖ２が“−１”を下回った場合は（「ＹＥＳ」）過変
調状態となるため、ステップＥ１５に移行して変換指令
値Ｖ１，Ｖ２を次式で設定する。尚、Ｕ，Ｗ相に関して
は、Ｅ１０と同様に設定される。 Ｖ１＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）＋３ …（２７） Ｖ２＝−１ …（２８） そして、次のステップＥ１６においてはクロック信号ｃ
ｋ２を参照し、ｃｋ２＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステ
ップＥ１５において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を
変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ１
７）、ｃｋ２＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ１５
において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値
Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ１８）。それ
から、ステップＤ１５に移行する。
【００５４】ステップＥ１５においてＶ１を（２７）式
のように設定するのは、ステップＥ１０におけるＶ２は
既に“１”が加えられているが、その結果として負方向
に過変調が生じている。従って、元の電圧指令値Ｖ＊の
振幅範囲“２（±１）”分を更に加えることで、変換指
令値Ｖ２振幅の超過分に応じた値に指令値Ｖ１設定する
ためである。そして、ステップＥ１０における指令値Ｖ
２の振幅超過分を指令値Ｖ１に置き換えると共に、ステ
ップＥ１０では最大“１”に設定された指令値Ｖ１に代
わって、（２８）式における指令値Ｖ２では極性を反転
させて最小“−１”に設定しているため、ステップＥ１
６においてはクロック信号ｃｋ２を参照している。
【００５５】次に、Ｕ相が過変調状態となる場合に対応
する処理について図１１及び図１２を参照して述べる。
図１１は、図４に示すステップＤ２８〜Ｄ３０に置き換
わるものである。この場合、指令値変換器２１がステッ
プＤ７において「ＹＥＳ」と判断すると、ステップＤ２
９において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を、そのま
ま変換指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１に設定すると共に、ステ
ップＤ３０において変換した指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**
を、そのまま変換指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２に設定する
（ステップＥ１８）。そして、次のステップＥ１９で
は、変換指令値Ｕ２が“１”を超えたか否かを判断し、
“１”以下であれば（「ＮＯ」）、第１実施例における
ステップＤ２８〜Ｄ３０と同様の処理内容となる（ステ
ップＥ２０〜Ｅ２１）。
【００５６】一方、ステップＥ１９において、変換指令
値Ｕ２が“１”を超えた場合は（「ＹＥＳ」）、ステッ
プＥ２３に移行して変換指令値Ｕ１，Ｕ２を次式で設定
する。尚、Ｖ，Ｗ相に関しては、Ｅ１８と同様に設定さ
れる。 Ｕ１＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）−３ …（２９） Ｕ２＝１ …（３０） そして、次のステップＥ２４においてはクロック信号ｃ
ｋ１を参照し、ｃｋ１＝１であれば（「ＹＥＳ」）ステ
ップＥ２３において変換した指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を
変換指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定し（ステップＥ２
５）、ｃｋ１＝０であれば（「ＮＯ」）ステップＥ２３
において変換した指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２を変換指令値
Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に設定する（ステップＥ２６）。それ
から、ステップＤ１５に移行する。
【００５７】即ち、図１２（ｂ）に示すように、ステッ
プＥ１８の指令値Ｕ２が“１”を超えて指令値変換器２
１がステップＥ１９で「ＹＥＳ」と判断した場合は、図
１２（ｃ）に示すように、その振幅成分がステップＥ２
５における指令値Ｕ１とステップＥ２６における指令値
Ｕ２に振り分けられている。そして、この場合、指令値
Ｕ１は第２変換期間に対応する出力であり、指令値Ｕ２
は第１変換期間に対応する出力となっている。結果とし
て、過変調となったステップＥ１８の指令値Ｕ２は、出
力レベルの飽和によって無視されることが回避され、実
際に出力される変換指令値Ｕ**に正確に反映されること
になる。尚、その他のケースについては図示を省略する
が、以上に示したパターンについて各ケースで対応する
相を入れ替えて処理を行うことになる。
【００５８】以上のように第２実施例によれば、指令値
変換器２１は、Ｂ相の第２変換期間における変換後の電
圧指令値Ｕ２，Ｖ２，Ｗ２が最大を超える場合または最
小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値Ｕ
２，Ｖ２，Ｗ２の変換極性を反転させると共に、第２変
換期間における電圧指令値Ｕ１，Ｖ１，Ｗ１を、最大を
超えた分または最小を下回った分だけとするように変換
するようにした。従って、本来最大，最小の範囲を超え
る指令値分をその範囲内において反映させることが可能
となるので、出力電流波形の歪みを防止しながらスイッ
チング損失の低減を効率的に図ることができる。
【００５９】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。第２実施例は、特願平１１−３６９
６６２号において提案されている技術や、特願２００１
−１０１５９において提案されている技術に適用しても
良い。変換期間の設定は、位相指令値θ＊若しくは位相
量θに基づくものに限らず、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ
＊の値を比較することで行っても良い。位相差検出手段
に代えて、出力電流のレベルを直接参照することで変換
期間を設定しても良い。指令値出力手段と指令値変換手
段とを一体に構成しても良い。また、以上の各実施例で
は、三角波比較ＰＷＭで説明したが、変調方式はこのよ
うな搬送波をベースにしたものに限ることはなく、スイ
ッチングによってパルス幅を変えることで電力を変換す
るものであれば他の変調方式でも良い。
【００６０】スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることな
く、例えばパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴな
どでも良い。電流センサやホールＩＣ，ロータリエンコ
ーダやレゾルバなどを用いてモータ９のロータの位置情
報を得るものに限らず、例えばモータ９の誘起電圧を分
圧抵抗やコンパレータなどにより検出してロータの位置
情報を得る、所謂センサレス駆動方式を採用しても良
い。
【００６１】指令値変換手段を中心とする構成は、ＤＳ
Ｐを用いるものに限らず、ＣＰＵを用いて構成するもの
でも良い。四相以上の多相交流モータに適用しても良
い。電気自動車やハイブリッド電気自動車などに使用さ
れる多相交流モータに限ること無く、ＵＰＳ(Uninterru
ptible Power Supply ：無停電電源) など多相の線間電
圧を出力するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、電力変換装置の電
気的構成を示す機能ブロック図
【図２】（ａ）はＰＷＭ変調の搬送波、（ｂ）は搬送波
に同期したクロック信号ｃｋ１、（ｃ）はクロック信号
ｃｋ１に対して９０°遅れ位相のクロック信号ｃｋ２を
示す図
【図３】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート
（その１）
【図４】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート
（その２）
【図５】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート
（その３）
【図６】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート
（その４）
【図７】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）
〜（ｄ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の波形を示
す図
【図８】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、（ｂ）
は変換電圧指令値Ｕ**，（ｃ）はＵ相出力電流Ｉｕの波
形を示す図
【図９】本発明の第２実施例であり、図４に示すステッ
プＤ１６〜Ｄ１８に置き換わる処理内容を示すフローチ
ャート
【図１０】図４に示すステップＤ２２〜Ｄ２４に置き換
わる処理内容を示すフローチャート
【図１１】図４に示すステップＤ２８〜Ｄ３０に置き換
わる処理内容を示すフローチャート
【図１２】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、
（ｂ）は変換電圧指令値Ｕ**が過変調状態となった場
合，（ｃ）は第２実施例により過変調の発生を抑制した
変換電圧指令値Ｕ**の波形を示す図
【図１３】従来技術を示す図１相当図
【図１４】ＰＷＭ波形発生器の詳細な構成を示す図
【図１５】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の波形
を示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図
【図１６】特願平１１−３６９６６２号において提案さ
れた技術を説明するものであり、（ａ）は図１５相当
図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図、（ｃ）は
（ｂ）に対応する変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示
す図
【図１７】（ａ）〜（ｃ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ
＊を示し、（ｄ）〜（ｆ）は変換電圧指令値Ｕ**，Ｖ*
*，Ｗ**を示す図
【図１８】特願２００１−１０１５９において提案した
技術を説明するもので、（ａ）は変換電圧指令値Ｕ**、
（ｂ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図１９】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、
（ｂ）はα＝−６０°を与えた変換電圧指令値Ｕ**、
（ｃ）はＵ相出力電流Ｉｕの波形を示す図
【図２０】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊、
（ｂ）はα＝０，（ｃ）はα＝−３０°，（ｄ）はα＝
−６０°を与えた変換電圧指令値Ｕ**の波形を示す図
【符号の説明】
１〜６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はインバー
タ主回路、９は多相交流モータ（多相負荷）、１０は指
令値発生器（指令値出力手段）、１１はＰＷＭ波形発生
器（制御信号出力手段）、２１は指令値変換器（指令値
変換手段，位相差検出手段）を示す。
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 BB06 CA01 CB02 DB07 DB12 EA02 EA03 EA15 5H560 AA08 BB04 DC12 EB01 EC01 SS01 TT15 UA06 XA02 XA12 5H576 AA15 BB02 CC01 EE11 EE14 GG04 HA04 HB02 JJ03 JJ11 JJ29 LL22

Claims (14)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 多相負荷にスイッチング素子を介して相
    電圧を印加するインバータ主回路と、 各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、 この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の
    内、何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小と
    なるように変換する第１変換期間と、何れか一相の電圧
    指令値のみが最大または最小となるように変換する第２
    変換期間とを交互に繰り返すように出力すると共に、前
    記第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相
    を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の
    内、前記多相負荷に対する出力電流の絶対値が大となる
    相に設定すると共に、前記第１変換期間では変換対象と
    なるが前記第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、
    前記出力電流の絶対値が前記Ａ相の次に大となる相に設
    定する指令値変換手段と、 この指令値変換手段により変換された電圧指令値によっ
    て搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主
    回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手
    段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
  2. 【請求項２】 前記指令値変換手段は、前記電圧指令値
    と前記出力電流との位相差を検出する位相差検出手段を
    備え、前記位相差に応じて前記Ａ相及びＢ相を設定する
    ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
  3. 【請求項３】 多相負荷にスイッチング素子を介して相
    電圧を印加するインバータ主回路と、 各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、 この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の
    内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくな
    る期間において、何れか二相の電圧指令値が等しく最大
    または最小となるように変換する第１変換期間と、何れ
    か一相の電圧指令値のみが最大または最小となるように
    変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力す
    ると共に、前記第１変換期間では変換対象となり前記第
    ２変換期間では変換対象外となる相の第２変換期間にお
    ける変換後の電圧指令値が前記最大を超える場合または
    最小を下回る場合に、第１変換期間における電圧指令値
    の変換極性を反転させると共に、第２変換期間における
    電圧指令値を、前記最大を超えた分または前記最小を下
    回った分だけとするように変換する指令値変換手段と、 この指令値変換手段によって変換された電圧指令値によ
    って搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ
    主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力
    手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
  4. 【請求項４】 前記指令値変換手段によって前記第１変
    換期間と前記第２変換期間とを交互に繰り返す変換期間
    が設定された位相を変化させる位相変化手段を備えたこ
    とを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
  5. 【請求項５】 前記指令値変換手段は、前記Ｂ相の第２
    変換期間における変換後の電圧指令値が前記最大を超え
    る場合または最小を下回る場合に、第１変換期間におけ
    る電圧指令値の変換極性を反転させると共に、第２変換
    期間における電圧指令値を、前記最大を超えた分または
    前記最小を下回った分だけとするように変換することを
    特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
  6. 【請求項６】 前記多相負荷の相数は、三であることを
    特徴とする請求項１乃至５の何れかに記載の電力変換装
    置。
  7. 【請求項７】 前記多相負荷は多相交流モータであるこ
    とを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載の電力変
    換装置。
  8. 【請求項８】 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を
    出力し、 これらの電圧指令値の内、何れか二相の電圧指令値が等
    しく最大または最小となるように変換する第１変換期間
    と、何れか一相の電圧指令値のみが最大または最小とな
    るように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すよう
    に出力し、 前記第１及び第２変換期間を通じて変換対象となるＡ相
    を、変換前の電圧指令値が最大または最小となる二相の
    内、前記多相負荷に対する出力電流の絶対値が大となる
    相に設定すると共に、前記第１変換期間では変換対象と
    なるが前記第２変換期間では変換対象外となるＢ相を、
    前記出力電流の絶対値が前記Ａ相の次に大となる相に設
    定し、 変換された電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調す
    ることで、インバータ主回路にスイッチング制御信号を
    出力して前記多相負荷を駆動制御することを特徴とする
    多相負荷の駆動制御方法。
  9. 【請求項９】 前記Ａ相及びＢ相を、前記電圧指令値と
    前記出力電流との位相差に応じて設定することを特徴と
    する請求項８記載の多相負荷の駆動制御方法。
  10. 【請求項１０】 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値
    を出力し、 これらの電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧
    指令値がほぼ等しくなる期間において、何れか二相の電
    圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する
    第１変換期間と、何れか一相の電圧指令値のみが最大ま
    たは最小となるように変換する第２変換期間とを交互に
    繰り返すように出力し、 前記第１変換期間では変換対象となり前記第２変換期間
    では変換対象外となる相の第２変換期間における変換後
    の電圧指令値が前記最大を超える場合または最小を下回
    る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極性
    を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令値
    を、前記最大を超えた分または前記最小を下回った分だ
    けとするように変換し、 変更された電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調す
    ることで、インバータ主回路にスイッチング制御信号を
    出力して前記多相負荷を駆動制御することを特徴とする
    多相負荷の駆動制御方法。
  11. 【請求項１１】 前記第１変換期間と前記第２変換期間
    とを交互に繰り返す変換期間が設定された位相を変化さ
    せることを特徴とする請求項１０記載の多相負荷の駆動
    制御方法。
  12. 【請求項１２】 前記Ｂ相の第２変換期間における変換
    後の電圧指令値が前記最大を超える場合または最小を下
    回る場合に、第１変換期間における電圧指令値の変換極
    性を反転させると共に、第２変換期間における電圧指令
    値を、前記最大を超えた分または前記最小を下回った分
    だけとするように変更することを特徴とする請求項８ま
    たは９記載の多相負荷の駆動制御方法。
  13. 【請求項１３】 前記多相負荷の相数は、三であること
    を特徴とする請求項８乃至１２の何れかに記載の多相負
    荷の駆動制御方法。
  14. 【請求項１４】 前記多相負荷は多相交流モータである
    ことを特徴とする請求項８乃至１３の何れかに記載の多
    相負荷の駆動制御方法。
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DE10243602A DE10243602B4 (de) 2001-09-20 2002-09-19 Leistungsumrichter, der zum Minimieren von Schaltungsverlusten entworfen ist

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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011024351A1 (ja) * 2009-08-26 2011-03-03 ダイキン工業株式会社 電力変換装置、及びその制御方法
WO2013042437A1 (ja) * 2011-09-21 2013-03-28 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置、電動機駆動装置および空調機
JP2016189648A (ja) * 2015-03-30 2016-11-04 株式会社デンソー インバータの制御装置

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6111329A (en) 1999-03-29 2000-08-29 Graham; Gregory S. Armature for an electromotive device
US6873085B2 (en) * 2001-05-16 2005-03-29 G & G Technology, Inc. Brushless motor
US6801005B2 (en) * 2001-10-26 2004-10-05 Load Logic, Inc. Method and apparatus for controlling three-phase power
EP1460756B1 (en) * 2001-12-26 2011-04-13 Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha Electrical load apparatus, electrical load control method, and computer-readable record medium with recorded program for enabling computer to control electrical load
JP3841282B2 (ja) * 2002-03-20 2006-11-01 株式会社安川電機 Ｐｗｍインバータ装置
US20040071003A1 (en) * 2002-09-04 2004-04-15 G & G Technology, Inc. Split phase polyphase inverter
TW591873B (en) * 2003-02-25 2004-06-11 Datech Technology Co Ltd Fan driving circuit using a PWM input signal
DE10357503A1 (de) * 2003-12-09 2005-07-07 BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH Ansteuerung eines Gleichstrommotors
US7088601B2 (en) * 2004-01-23 2006-08-08 Eaton Power Quality Corporation Power conversion apparatus and methods using DC bus shifting
US7539029B2 (en) * 2004-07-20 2009-05-26 Koninklijke Philips Electronics N.V. 3-phase solar converter circuit and method
CN100573400C (zh) * 2004-07-20 2009-12-23 皇家飞利浦电子股份有限公司 3-相太阳能变换器电路和方法
JP4581574B2 (ja) * 2004-09-08 2010-11-17 株式会社ジェイテクト モータ制御装置及び電動パワーステアリング装置
KR100662434B1 (ko) * 2005-11-17 2007-01-02 엘지전자 주식회사 세탁기의 구동 장치 및 이를 구비한 세탁기
JP4760465B2 (ja) * 2006-03-17 2011-08-31 日産自動車株式会社 電力変換装置
JP4586034B2 (ja) * 2007-03-16 2010-11-24 株式会社日立製作所 モータ駆動用半導体装置とそれを有する３相モータ及びモータ駆動装置並びにファンモータ
DE102008028809B3 (de) * 2008-06-19 2010-04-01 Repower Systems Ag Ansteuerschaltung und -verfahren für Wechselrichter von Windenergieanlagen
JP4654423B2 (ja) * 2008-07-22 2011-03-23 独立行政法人産業技術総合研究所 電力変換装置
JP4748245B2 (ja) * 2009-04-10 2011-08-17 株式会社デンソー 回転機の制御装置
GB201006391D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless permanent-magnet motor
GB201006396D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006397D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006392D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Controller for a brushless motor
GB201006387D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006388D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of brushless motor
GB201006384D0 (en) * 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006386D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006390D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006395D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB201006398D0 (en) 2010-04-16 2010-06-02 Dyson Technology Ltd Control of a brushless motor
GB2484289B (en) 2010-10-04 2013-11-20 Dyson Technology Ltd Control of an electrical machine
KR20190060966A (ko) 2011-03-24 2019-06-04 가부시키가이샤 다이헨 전력변환회로를 제어하는 제어회로, 이 제어회로를 구비한 인버터 장치 및 이 인버터 장치를 구비한 계통연계 인버터 시스템
US9294009B2 (en) * 2011-03-24 2016-03-22 Daihen Corporation Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus
US9112430B2 (en) * 2011-11-03 2015-08-18 Firelake Acquisition Corp. Direct current to alternating current conversion utilizing intermediate phase modulation
US10038384B2 (en) 2012-04-20 2018-07-31 Semiconductor Components Industries, Llc Control circuit for an inverter with small input capacitor
US9577547B2 (en) * 2014-01-09 2017-02-21 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion device
JP6303819B2 (ja) * 2014-05-29 2018-04-04 住友電気工業株式会社 電力変換装置及び三相交流電源装置
TWI628897B (zh) * 2016-06-23 2018-07-01 台達電子工業股份有限公司 不斷電系統、不斷電系統控制單元及不斷電系統控制方法
JP7390881B2 (ja) * 2019-12-11 2023-12-04 富士フイルムヘルスケア株式会社 電力変換装置及びｘ線画像撮影装置、モータードライブ装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5650708A (en) 1992-12-08 1997-07-22 Nippondenso Co., Ltd. Inverter control apparatus using a two-phase modulation method
US5757636A (en) * 1994-12-08 1998-05-26 Pwm Drives Limited Multi-phase inverters utilizing discontinuous PWM with dead bands
JP3236983B2 (ja) * 1995-04-17 2001-12-10 株式会社日立製作所 電力変換装置
US6121736A (en) * 1998-07-10 2000-09-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Control apparatus for motor, and motor unit having the control apparatus
US6324085B2 (en) * 1999-12-27 2001-11-27 Denso Corporation Power converter apparatus and related method
US6362593B1 (en) * 2001-01-05 2002-03-26 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for compensating dead time of motor

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011024351A1 (ja) * 2009-08-26 2011-03-03 ダイキン工業株式会社 電力変換装置、及びその制御方法
JP2011072175A (ja) * 2009-08-26 2011-04-07 Daikin Industries Ltd 電力変換装置、及びその制御方法
CN102474192A (zh) * 2009-08-26 2012-05-23 大金工业株式会社 功率转换装置及其控制方法
US8773870B2 (en) 2009-08-26 2014-07-08 Daikin Industries, Ltd. Power converter and method for controlling same
WO2013042437A1 (ja) * 2011-09-21 2013-03-28 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置、電動機駆動装置および空調機
JPWO2013042437A1 (ja) * 2011-09-21 2015-03-26 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置、電動機駆動装置および空調機
JP2016189648A (ja) * 2015-03-30 2016-11-04 株式会社デンソー インバータの制御装置

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