JP4748245B2 - 回転機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路を操作することで前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置に関する。

この種の制御装置としては、３相電動機の各相に流れる電流を指令値にフィードバック制御すべく、各相の指令電圧を算出し、算出される指令電圧と三角波形状のキャリアとの大小に基づきインバータのスイッチング素子を操作する三角波比較ＰＷＭ制御を行うものも提案され、実用化されている。

ただし、上記三角波比較ＰＭＷ制御を、その指令電圧がインバータの入力電圧よりも大きくなるいわゆる過変調領域においても行う場合、インバータの出力電圧に大きな高調波が含まれ、これが３相電動機を流れる電流の応答性に影響を及ぼす問題がある。この問題は、インバータの出力電圧を指令電圧とすることができると仮定して電流制御系を設計していることに起因するものである。

そこで従来、例えば下記特許文献１に見られるように、インバータの操作状態を様々に設定した場合についての３相電動機を流れる電流をそれぞれ予測し、予測される電流と指令電流との偏差を最小化することのできる操作状態にてインバータを操作するいわゆるモデル予測制御を行うものも提案されている。これによれば、インバータの出力電圧に基づき予測される電流の挙動を最適化するようにインバータを操作するため、上記の問題を回避することができると考えられる。

なお、モデル予測制御を行うものとしては、他にも例えば下記特許文献２に記載もの等がある。

特開２００８−２２８４１９号公報 特開２００６−１７４６９７号公報

ところで、上記モデル予測制御を行う場合、１制御周期先の電流を予測することで操作状態を決定したのでは電流の制御精度が低くなり、数制御周期先まで順次操作状態を設定した場合のそれぞれについての電流の予測に基づき１制御周期先の操作状態を決定することを余儀なくされる傾向があることが発明者によって見出された。この場合、演算負荷が増加する等の問題が生じる。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、モデル予測制御による制御量の予測をより高精度に行うことができる回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成する各スイッチング素子のオン・オフによって定まる電圧ベクトルを操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、前記回転機の磁束の少なくとも１つである前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、前記電圧ベクトルによって表現される前記電力変換回路の操作状態についての次回の更新時におけるものを複数通りに仮設定する場合のそれぞれについての前記制御量を予測する第１予測手段と、前記第１予測手段によって予測された前記制御量に基づき、前記次回の更新時における前記電力変換回路の操作状態を決定して前記次回の更新時において前記電力変換回路の操作状態を更新する操作手段と、前記操作手段によって用いられることが既に決定された今回の操作状態を入力として前記第１予測手段による予測に用いる初期値を予測する第２予測手段とを備え、前記第１予測手段によって予測される値は、前記第２予測手段によって予測される値よりも未来のタイミングに関するものであることを特徴とする。

電力変換回路の操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合の設定期間における制御量を高精度に予測する上では、上記設定の採用時点（操作状態の更新タイミング）に極力近似した時点での予測処理の初期値（制御量又は制御量を算出可能な物理量）を得ることが望まれる。ただし、制御量の予測を実際に操作がなされる時点よりも前に行う必要があるため、この時点又はこの時点に極力近似した時点での初期値を検出によって求めることは不可能又は困難である。この点、上記発明では、第２予測手段を備えることで、第１予測手段の予測に用いられる初期値を極力適切な値とすることができる。このため、モデル予測制御による制御量の予測を高精度に行うことができる。

請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記第２予測手段は、前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を入力とし、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングにおける前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測するものであることを特徴とする。

上記発明では、次回の操作状態の更新タイミングにおける制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかを第１予測手段の予測のための初期値とすることができるため、第１予測手段による制御量の予測を高精度に行うことができる。

請求項３記載の発明は、請求項２記載の発明において、前記操作手段は、前記電力変換回路の操作状態を制御周期毎に更新するものであり、前記第１予測手段は、前記第２予測手段による予測値を初期値として用いて、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量を予測する手段を備えることを特徴とする。

上記発明では、操作手段による操作状態の決定を、次回の操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量に基づき行うことができるため、操作手段による操作状態の決定を好適に行うことができる。

請求項４記載の発明は、請求項３記載の発明において、前記第２予測手段は、前記操作状態についての前回の更新タイミングにおいて採用された操作状態と、該前回の更新タイミングに同期して検出された前記いずれかの値とに基づき、前記前回の更新タイミングから１制御周期経過した時点における前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測することを特徴とする。

上記発明では、第２予測手段による処理を、第１予測手段の備える上記１制御周期経過時の制御量を予測する手段による処理と略同一とすることが可能となる。そしてこの場合には、第２予測手段の設計が容易となったり、また、第１予測手段と第２予測手段とで処理手段を一部共有化したりするメリットがある。

請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項に記載の発明において、前記電圧印加手段は、直流電源の正極及び負極であり、前記電力変換回路は、前記直流電源の正極及び負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする。

上記発明では、電力変換回路の構造を簡素化することができる。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるインバータの操作状態を示す図。 同実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる電流の予測態様を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかるシステム構成図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる回転機の制御装置をハイブリッド車の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるモータジェネレータの制御システムの全体構成を示す。モータジェネレータ１０は、３相の永久磁石同期モータである。また、モータジェネレータ１０は、突極性を有する回転機（突極機）である。詳しくは、モータジェネレータ１０は、埋め込み磁石同期モータ（ＩＰＭＳＭ）である。

モータジェネレータ１０は、インバータＩＶを介して高電圧バッテリ１２に接続されている。インバータＩＶは、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎの直列接続体と、スイッチング素子Ｓｗｐ，Ｓｗｎの直列接続体とを備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎとして、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎが逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まずモータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ１４を備えている。また、モータジェネレータ１０の各相を流れる電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ１６を備えている。更に、インバータＩＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ１８を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介して低電圧システムを構成する制御装置２０に取り込まれる。制御装置２０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＶのスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを操作する信号が、操作信号ｇｕｐ，ｇｕｎ，ｇｖｐ，ｇｖｎ，ｇｗｐ，ｇｗｎである。

上記制御装置２０は、モータジェネレータ１０のトルクを要求トルクＴｒに制御すべく、インバータＩＶを操作する。詳しくは、要求トルクＴｒを実現するための指令電流となるようにインバータＩＶを操作する。すなわち、本実施形態では、モータジェネレータ１０のトルクが最終的な制御量となるものであるが、トルクを制御すべく、モータジェネレータ１０を流れる電流を直接の制御量としてこれを指令電流に制御する。特に、本実施形態では、モータジェネレータ１０を流れる電流を指令電流に制御すべく、インバータＩＶの操作状態を複数通りのそれぞれに設定した場合についてのモータジェネレータ１０を流れる電流を予測し、上記操作状態のうち予測電流が指令電流に近くなるものをインバータＩＶの実際の操作状態として採用するモデル予測制御を行う。

詳しくは、電流センサ１６によって検出された相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、ｄｑ変換部２２において、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑに変換される。また、角度センサ１４によって検出される電気角θは、速度算出部２３の入力となり、これにより、回転速度（電気角速度ω）が算出される。一方、指令電流設定部２４は、要求トルクＴｒを入力とし、ｄｑ座標系での指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒを出力する。これら指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒ、実電流ｉｄ，ｉｑ、及び電気角θは、モデル予測制御部３０の入力となる。モデル予測制御部３０では、これら入力パラメータに基づき、インバータＩＶの操作状態を規定する電圧ベクトルＶｉを決定し、操作部２６に入力する。操作部２６では、入力された電圧ベクトルＶｉに基づき、上記操作信号を生成してインバータＩＶに出力する。

ここで、インバータＩＶの操作状態を表現する電圧ベクトルは、図２に示す８つの電圧ベクトルとなる。例えば、低電位側のスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎがオン状態となる操作状態（図中、「下」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ０であり、高電位側のスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐがオン状態となる操作状態（図中、「上」と表記）を表現する電圧ベクトルが電圧ベクトルＶ７である。これら電圧ベクトルＶ０，Ｖ７は、モータジェネレータ１０の全相を短絡させるものであり、インバータＩＶからモータジェネレータ１０に印加される電圧がゼロとなるものであるため、ゼロベクトルと呼ばれている。これに対し、残りの６つの電圧ベクトルＶ１〜Ｖ６は、上側アーム及び下側アームの双方にオン状態となるスイッチング素子が存在する操作パターンによって規定されるものであり、非ゼロベクトルと呼ばれている。なお、図２（ｂ）に示すように、電圧ベクトルＶ１、Ｖ３，Ｖ５のそれぞれがＵ相、Ｖ相、Ｗ相の正側にそれぞれ対応している。

次に、モデル予測制御部３０の処理の詳細について説明する。先の図１に示す操作状態設定部３１では、インバータＩＶの操作状態を設定する。ここでは、先の図２に示した電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７をインバータＩＶの操作状態として設定する。ｄｑ変換部３２では、操作状態設定部３１によって設定された電圧ベクトルをｄｑ変換することで、ｄｑ座標系の電圧ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を算出する。こうした変換を行うべく、操作状態設定部３１における電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７を、例えば、先の図２において、「上」を「ＶＤＣ／２」として且つ「下」を「−ＶＤＣ／２」とすることで表現すればよい。この場合、例えば、電圧ベクトルＶ０は、（−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となり、電圧ベクトルＶ１は、（ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２、−ＶＤＣ／２）となる。

予測部３３では、電圧ベクトル（ｖｄ、ｖｑ）と、実電流ｉｄ，ｉｑと、電気角速度ωとに基づき、インバータＩＶの操作状態を操作状態設定部３１によって設定される状態とした場合の電流ｉｄ，ｉｑを予測する。ここでは、下記（ｃ１）、（ｃ２）にて表現される電圧方程式を、電流の微分項について解いた下記の状態方程式（式（ｃ３）、（ｃ４））を離散化し、１ステップ先の電流を予測する。
ｖｄ＝（Ｒ＋ｐＬｄ）ｉｄ −ωＬｑｉｑ …（ｃ１）
ｖｑ＝ωＬｄｉｄ （Ｒ＋ｐＬｑ）ｉｑ ＋ωφ …（ｃ２）
ｐｉｄ
＝−（Ｒ／Ｌｄ）ｉｄ ＋ω（Ｌｑ／Ｌｄ）ｉｑ ＋ｖｄ／Ｌｄ …（ｃ３）
ｐｉｑ
＝−ω（Ｌｄ／Ｌｑ）ｉｄ−（Ｒｄ／Ｌｑ）ｉｑ＋ｖｑ／Ｌｑ−ωφ／Ｌｑ…（ｃ４）
ちなみに、上記の式（ｃ１）、（ｃ２）において、抵抗Ｒ、微分演算子ｐ、ｄ軸インダクタンスＬｄ，ｑ軸インダクタンスＬｑ及び電機子鎖交磁束定数φを用いた。

上記電流の予測は、操作状態設定部３１によって設定される複数通りの操作状態のそれぞれについて行われる。

一方、操作状態決定部３４では、予測部３３によって予測された電流ｉｄｅ，ｉｑｅと、指令電流ｉｄｒ，ｉｑｒとを入力として、インバータＩＶの操作状態を決定する。ここでは、操作状態設定部３１によって設定された操作状態のそれぞれを評価関数Ｊによって評価し、評価のもっとも高かった操作状態を選択する。この評価関数Ｊとして、本実施形態では、評価が低いほど値が大きくなるものを採用する。具体的には、評価関数Ｊを、指令電流ベクトルＩｄｑｒ＝（ｉｄｒ，ｉｑｒ）と、予測電流ベクトルＩｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）との差の内積値に基づき算出する。これは、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の偏差が正、負の双方の値となりえることに鑑み、値が大きいほど評価が低いことを表現するための一手法である。これにより、指令電流ベクトルＩｄｑｒと予測電流ベクトルＩｄｑｅとの各成分の差が大きいほど、評価が低くなる評価関数Ｊを構築することができる。

図３に、本実施形態にかかるモデル予測制御の処理手順を示す。この処理は、所定周期（制御周期Ｔｃ）で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、電気角θ（ｎ）と、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）とを検出するとともに、前回の制御周期で決定された電圧ベクトルＶ（ｎ）を出力する。続くステップＳ１２においては、１制御周期先における電流（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測する。これは、上記ステップＳ１０によって出力された電圧ベクトルＶ（ｎ）によって、１制御周期先の電流がどうなるかを予測する処理である。ここでは、上記の式（ｃ３）、（ｃ４）にて表現されたモデルを前進差分法にて制御周期Ｔｃで離散化したものを用いて、電流ｉｄｅ（ｎ＋１）、ｉｑｅ（ｎ＋１）を算出する。この際、電流の初期値として、上記ステップＳ１０において検出された実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ）を、上記ステップＳ１０において検出されたθ（ｎ）によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ１４〜Ｓ２２では、次回の制御周期における電圧ベクトルを複数通りに設定した場合のそれぞれについて、２制御周期先の電流を予測する処理を行う。すなわち、まずステップＳ１４において、電圧ベクトルを定める数ｊを「０」に設定する。続くステップＳ１６においては、電圧ベクトルＶｊを、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）として設定する。続くステップＳ１８においては、上記ステップＳ１２と同様にして予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２）、ｉｑｅ（ｎ＋２）を算出する。ただし、ここでは、電流の初期値として、上記ステップＳ１２において算出された予測電流ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１）を用いるとともに、ｄｑ軸上の電圧ベクトルとして、電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を、上記ステップＳ１０において検出された電気角θ（ｎ）にωＴｃを加算した角度によってｄｑ変換したものを用いる。

続くステップＳ２０においては、数ｊが「７」であるか否かを判断する。この処理は、インバータＩＶの操作状態を決定する電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７の全てについて、電流の予測処理が完了したか否かを判断するためのものである。そして、ステップＳ２０において否定判断される場合には、ステップＳ２２において、数ｊをインクリメントし、ステップＳ１６に戻る。これに対し、ステップＳ２０において肯定判断される場合には、ステップＳ２４に移行する。

ステップＳ２４においては、次回の制御周期における電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）を決定する処理を行う。ここでは、上記評価関数Ｊを最小化する電圧ベクトルを最終的な電圧ベクトルＶ（ｎ＋１）とする。すなわち、ステップＳ２０において肯定判断される時点で、電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについての予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）が算出されている。このため、これら８通りの予測電流ｉｄｅ（ｎ＋２），ｉｑｅ（ｎ＋２）を用いて、評価関数Ｊの値を８つ算出することができる。続くステップＳ２６においては、電圧ベクトルＶ（ｎ），Ｖ（ｎ＋１）を、それぞれ電圧ベクトルＶ（ｎ−１），Ｖ（ｎ）とし、電気角θ（ｎ）を電気角θ（ｎ−１）とし、実電流ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ）を、それぞれ実電流ｉｄ（ｎ−１）、ｉｑ（ｎ−１）とする。

なお、ステップＳ２６の処理が完了する場合には、この一連の処理を一旦終了する。

図４に、上記処理における電流の予測態様を示す。詳しくは、図４（ａ）は、電流Ｉｄｑ＝（ｉｄ，ｉｑ）及び電気角θの検出を示し、図４（ｂ）は、インバータＩＶの操作状態の更新を示し、図４（ｃ）は、予測される電流Ｉｄｑｅ＝（ｉｄｅ，ｉｑｅ）を示す。

図示されるように、本実施形態では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングｎ＋１における操作状態に応じた電流の予測を、次の更新タイミングｎ＋２における予測電流Ｉｄｑｅ（ｎ＋２）の算出として行う。ここで、更新タイミングｎ＋１から更新タイミングｎ＋２までインバータＩＶの操作状態をある状態とした際の電流を高精度に予測するうえでは、その電流の初期値を、対象とするインバータの操作状態が採用される時点（更新タイミングｎ＋１）に極力近いタイミングにおける電流値とすることが望ましい。ただし、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングにおいては、予測された電流に基づき操作状態が決定されていることが要求されることから、これは物理的に困難であるか又は不可能である。

この点、本実施形態では、前回の更新タイミングｎにおけるインバータＩＶの操作状態に基づき、更新タイミングｎ＋１における電流を予測するため、予測電流Ｉｄｑｅ（ｎ＋２）を高精度に算出することができる。

これに対し、従来は、更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態（電圧ベクトルＶ（ｎ＋１））の決定に際し、前回の更新タイミングｎにおける電流の検出値Ｉｄｑ（ｎ）を初期値とする差分法を用いている。このため、制御周期Ｔｃを用いた離散化がなされる場合には、予測電流Ｉｄｅ（ｎ＋１）が更新タイミングｎ＋２における電流の予測値を意図したものとなるものの、予測に際して用いる電流の初期値が適切なものとならない。このため、予測電流Ｉｄｅ（ｎ＋１）が更新タイミングｎ＋２における電流として精度のよいものとならない。このため、１制御周期先の操作状態の決定に際し、数制御周期先までの電流を予測し、この予測電流と指令電流とを入力とする評価関数に基づき１制御周期先の操作状態を決定する必要が生じやすい。実際、こうした従来の電流の予測処理によっても、数制御周期先までの電流予測に基づき１制御周期の操作状態を決定する場合には、本実施形態の電流の制御精度に近づくことが発明者らによって見出されている。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）インバータＩＶの操作状態として用いられることが既に決定された操作状態を入力として電流の初期値を予測した。これにより、モデル予測制御による電流の予測を高精度に行うことができる。

（２）電流の検出値（ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ））を入力とし、次回の操作状態の更新タイミング（更新タイミングｎ＋１）における電流の初期値（ｉｄｅ（ｎ＋１），ｉｑｅ（ｎ＋１））を予測した。これにより、電流をより高精度に予測することができる。

（３）次回の操作状態の更新タイミングｎ＋１から１制御周期Ｔｃ経過時の電流の予測値に基づき、更新タイミングｎ＋１における操作状態を決定した。これにより、インバータＩＶの操作状態を好適に決定することができる。

（４）次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に応じた電流予測の初期値の予測処理に用いる電流を、前回の更新タイミングにおいて検出された電流（ｉｄ（ｎ），ｉｑ（ｎ））とした。これにより、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測処理と、その予測に用いる電流の初期値の予測処理とを、略同一とすることが可能となる。このため、予測処理手段の設計が容易となったり、処理手段（演算プログラム）を一部共有化したりするメリットがある。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、トルクと磁束とを直接の制御量とし、これらの指令値と予測値とを入力としてインバータＩＶの操作状態を決定する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した処理に対応する処理については、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、トルク／磁束予測部３７では、予測電流ｉｄｅ，ｉｑｅに基づき、モータジェネレータ１０の磁束ベクトルΦとトルクＴとを予測する。ここで、磁束ベクトルΦ＝（Φｄ、Φｑ）は、下記の式（ｃ５）、（ｃ６）にて予測され、トルクＴは、下記の式（ｃ７）にて予測される。

Φｄ＝Ｌｄ・ｉｄ＋φ …（ｃ５）
Φｑ＝Ｌｑ・ｉｑ …（ｃ６）
Ｔ＝Ｐ（Φｄ・ｉｑ−Φｑ・ｉｄ） …（ｃ７）
ちなみに、上記の式（ｃ７）においては、極対数Ｐを用いている。

一方、磁束マップ３８では、要求トルクＴｒに基づき、指令磁束ベクトルΦｒを設定する。ここで、指令磁束ベクトルΦｒは、要求トルクＴｒを満たすもののうち、例えば最小の電流で最大のトルクが得られる最大トルク制御を実現する等の要求によって設定されるものである。

操作状態決定部３４ａでは、評価関数Ｊに基づき最終的な操作状態を決定する。ここで、評価関数Ｊは、予測トルクＴｅと要求トルクＴｒとの差と、予測磁束ベクトルΦｅと指令磁束ベクトルΦｒとの各成分の差とに基づき定量化される。詳しくは、これらの差の２乗同士の和に基づき決定される。

ここで、評価関数Ｊの入力となる予測トルクＴｅと予測磁束ベクトルΦｅとは、上記第１の実施形態の要領で予測された電流を初期値として用いて算出されるものである。すなわち、本実施形態では、トルクや磁束を直接検出するハードウェア手段を備えないため、トルクや磁束を算出可能な物理量である電流に基づきこれら制御量であるトルクや磁束を算出している。そして、次回の更新タイミングｎ＋１におけるインバータＩＶの操作状態の設定に応じたトルクや磁束の予測処理に際して、次回の更新タイミングｎ＋１における電流の予測値を初期値として用いる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・上記各実施形態では、必ず全電圧ベクトルＶ０〜Ｖ７のそれぞれについて制御量を予測したが、これに限らない。例えば、非ゼロベクトルＶ１〜Ｖ６の全てと、ゼロベクトルＶ０，Ｖ７のいずれかとのそれぞれについて制御量を予測してもよい。

・評価関数としては、制御量の偏差を定量化したものに限らない。例えば、スイッチング状態の切り替え数を更に加味してもよい。

・上記各実施形態では、インバータＩＶの操作状態についての次の更新タイミング（１制御周期先のタイミング）におけるインバータＩＶの操作による制御量を予測したがこれに限らない。例えば数制御周期先の更新タイミングにおける制御量まで順次予測することで、１制御周期先の更新タイミングにおける操作状態を決定してもよい。この場合であっても、１制御周期先の更新タイミングにおける制御量を予測するに際しては、その始点における制御量又はこれを算出可能な物理量を上記各実施形態の要領で予測することは有効である。

・上記各実施形態では、電流の検出タイミングをインバータＩＶの操作状態の更新タイミングに同期させたがこれに限らない。例えば、時系列的に隣接する各一対の更新タイミング間の中央のタイミングにおいて電流を検出するようにしてもよい。この場合であっても、次回の更新タイミングにおける操作状態の設定に伴う電流の予測の初期値として、次回の更新タイミングにおける電流を上記検出された電流に基づき予測することは有効である。

・上記各実施形態及びそれらの変形例では、インバータＩＶの操作状態の更新タイミングから１制御周期先の制御量を予測したがこれに限らない。例えば、操作状態の更新タイミングから１制御周期経過するまでの期間内の中間の時点における制御量を予測してもよい。

・指令値と予測値とに基づきインバータＩＶの操作を決定するために用いる制御量としては、トルク及び磁束と、電流とのいずれかに限らない。例えば、トルクのみ又は磁束のみであってもよい。また例えば、トルク及び電流であってもよい。ここで、制御量を電流以外とする場合等においては、センサによる直接の検出対象を電流以外としてもよい。

・連続系でのモデルを離散化する手法としては、前進差分法等の差分法を用いるものに限らない。例えば、Ｎ（≧２）段階の線形多段階法や、ルンゲ・クッタ型公式等を用いるものであってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、基本波を前提としたモデルに限らない。例えば、インダクタンスや誘起電圧について高次成分を含むモデルを用いてもよい。また、電流の予測手段としては、モデル式を用いるものに限らず、マップを用いるものであってもよい。この際、マップの入力パラメータとしては、電圧（ｖｄ、ｖｑ）及び電気角速度ωであってもよく、また温度等を更に含めてもよい。なお、ここでマップとは、入力パラメータについての離散的な値に対応した出力パラメータの値が記憶された記憶手段のこととする。

・上記各実施形態では、回転機の究極の制御量（予測対象であるか否かにかかわらず、最終的に所望の量とされることが要求される制御量）を、トルクとしたが、これに限らず、例えば回転速度等であってもよい。

・電流を予測するために用いるモデルとしては、鉄損を無視したモデルに限らず、これを考慮したモデルであってもよい。

・回転機としては、埋め込み磁石同期機に限らず、表面磁石同期機や、界磁巻線型同期機等、任意の同期機であってよい。更に、同期機にも限らず、誘導モータ等、誘導回転機であってもよい。

・回転機としては、ハイブリッド車に搭載されるものに限らず、電気自動車に搭載されるものであってもよい。また、回転機としては車両の主機として用いられるものに限らない。

・直流電源としては、高電圧バッテリ１２に限らず、例えば高電圧バッテリ１２の電圧を昇圧するコンバータの出力端子であってもよい。

・互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路としては、インバータＩＶに限らない。例えば、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加する電圧印加手段と回転機の端子とを選択的に開閉するスイッチング素子を備えるものであってもよい。なお、回転機の端子に３つ以上の互いに相違する値の電圧を印加するための電力変換回路としては、例えば上記特許文献２に例示されているものがある。

１０…モータジェネレータ、１２…高電圧バッテリ（直流電源の一実施形態）、１４…制御装置（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (5)

1. 互いに相違する値を有する電圧を印加する複数の電圧印加手段と回転機の端子との間を選択的に開閉するスイッチング素子を備える電力変換回路について、該電力変換回路を構成する各スイッチング素子のオン・オフによって定まる電圧ベクトルを操作することで、前記回転機を流れる電流、前記回転機のトルク、前記回転機の磁束の少なくとも１つである前記回転機の制御量を制御する回転機の制御装置において、
   前記電圧ベクトルによって表現される前記電力変換回路の操作状態についての次回の更新時におけるものを複数通りに仮設定する場合のそれぞれについての前記制御量を予測する第１予測手段と、
   前記第１予測手段によって予測された前記制御量に基づき、前記次回の更新時における前記電力変換回路の操作状態を決定して前記次回の更新時において前記電力変換回路の操作状態を更新する操作手段と、
   前記操作手段によって用いられることが既に決定された今回の操作状態を入力として前記第１予測手段による予測に用いる初期値を予測する第２予測手段とを備え、
   前記第１予測手段によって予測される値は、前記第２予測手段によって予測される値よりも未来のタイミングに関するものであることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記第２予測手段は、前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかの検出値を入力とし、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングにおける前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測するものであることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記操作手段は、前記電力変換回路の操作状態を制御周期毎に更新するものであり、
   前記第１予測手段は、前記第２予測手段による予測値を初期値として用いて、前記操作手段による次回の操作状態の更新タイミングから１制御周期経過時の制御量を予測する手段を備えることを特徴とする請求項２記載の回転機の制御装置。
4. 前記第２予測手段は、前記操作状態についての前回の更新タイミングにおいて採用された操作状態と、該前回の更新タイミングに同期して検出された前記いずれかの値とに基づき、前記前回の更新タイミングから１制御周期経過した時点における前記制御量及び該制御量を算出可能な物理量のいずれかを予測することを特徴とする請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記電圧印加手段は、直流電源の正極及び負極であり、
   前記電力変換回路は、前記直流電源の正極及び負極と前記回転機の端子とを選択的に接続するスイッチング素子を備えることを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

Images