JP2002508137A - ワイヤレス通信システムで使用する加入者ユニットおよび方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 １組の個々に利得調整された加入者チャネル（Ａ，Ｂ，Ｃ，パイロット）が、直交波形期間当たり少ない数のＰＮ拡散チップを有する１組の直交サブチャネルコード（ウォルシュ＋−、ウォルシュ＋＋−−）を使用することにより形成される。送信チャネルの１つを通じて送信されるデータは、サブチャネルコードの１つで変調され、利得調整され、他のサブチャネルコードを使用して変調されたデータと合計される前に、低いコードレートエラー訂正エンコードおよびシーケンス反復さる。結果として得られた合計データ（３１６）はユーザロングコードと疑似ランダム拡散コード（ＰＮコード）を使用して変調され、送信のためにアップコンバートされる。ショート直交コードを使用すると、地上ワイヤレスシステムで普通被るレーリーフェーディングを克服する時間ダイバーシティのために、拡張されたエラー訂正コード化および反復を可能にしつつ、干渉の抑制をもたらす。１組のサブチャネルコードは４つのウォルシュコードを含んでいてもよく、それぞれ１組のコードの残りと直交する。より短い直交コードを使用できるようにすることから４つのサブチャネルの使用が好ましいが、より多くの数のチャネルしたがってより長いコードの使用も許容することができる。パイロットデータと制御データは１つのチャネル上に合成されることが好ましい。ユーザデータまたはシグナリングデータあるいはこの両方を含む非指定デジタルデータを送信するために、残りの２つの送信チャネルを使用する。

Description

【発明の詳細な説明】 ワイヤレス通信システムで使用する加入者ユニットおよび方法 発明の背景 Ｉ．発明の分野 この発明はワイヤレス通信システムで使用する加入者ユニットおよび方法に関 する。 ＩＩ．関連技術の説明 セルラ、衛星および２点間通信システムを含むワイヤレス通信システムは、変 調された無線周波数（ＲＦ）信号から構成されるワイヤレスリンクを使用して、 ２つのシステム間でデータを送信する。ワイヤレスリンクの使用は、有線通信シ ステムと比較して移動性が増加したり、要求されるインフラストラクチャが減少 することを含むさまざまな理由のために好ましいものである。ワイヤレスリンク を使用する１つの欠点は、利用可能なＲＦ帯域幅の量が制限されていることから 生じる通信容量の制限である。この制限された通信容量は、付加的な有線接続を インストールすることにより付加的な容量を追加することができる有線ベースの 通信システムと対照的である。 ＲＦ帯域幅の制限された性質を認識して、効率を増加させるためにさまざまな 信号処理技術が開発されており、これによりワイヤレス通信システムは利用可能 なＲＦ帯域幅を使用している。このような帯域幅効率のよい信号処理技術の幅広 く受け入れられている例の１つは、電気通信工業界（ＴＩＡ）により広められ、 セルラ通信システムにおいて主として使用されている、無線インターフェイス標 準規格に対するＩＳ−９５と、ＩＳ−９５−ＡやＡＮＳＩ Ｊ−ＳＴＤ−００８ のようなその派生規格である（以下集約的にＩＳ−９５標準規格と呼ぶ）。ＩＳ −９５標準規格は符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）信号変調技術を組み込んで、同 じＲＦ帯域幅に対して複数の通信を同時に行う。総合的な電力制御と組み合わせ た場合、同じ帯域幅に対して複数の通信を行うと、他のワイヤレス通信技術と比 較して特に周波数再利用を増加させることにより、ワイヤレス通信システムにお いて行うことができる通話および他の通信の総量が増加する。多元接続通信シス テムにおいてＣＤＭＡ技術を使用することは、両者ともに本発明の譲受人に譲受 され、ここに参照として組込まれている、“衛星または地上中継器を使用するス ペクトル拡散通信システム”と題する米国特許第４，９０１，３０７号および“ ＣＤＭＡセルラ電話システムにおいて信号波形を発生させるためのシステムおよ び方法”と題する米国特許第５，１０３，４５９号に開示されている。 図１は、ＩＳ−９５標準規格の使用にしたがって構成されたセルラ電話システ ムのかなり簡単化した図を提供している。動作中、１組の加入者ユニット１０ａ −ｄは、ＣＤＭＡ変調ＲＦ信号を使用して１つ以上の基地局１２ａ−ｄと１つ以 上のＲＦインターフェイスを確立することによりワイヤレス通信を行う。基地局 １２と加入者ユニット１０との間の各ＲＦインターフェイスは、基地局１２から 送信されるフォワードリンク信号と、加入者ユニットから送信されるリバースリ ンク信号から構成される。他のユーザとの通信は、一般的に、これらのＲＦイン ターフェイスを使用して移動体電話交換局（ＭＴＳＯ）１４および公衆電話交換 網（ＰＳＴＮ）１６を通して行われる。付加的なＲＦまたはマイクロ波リンクを 使用することも知られているが、基地局１２、ＭＴＳＯ１４およびＰＳＴＮ１６ 間のリンクは通常有線接続により形成される。 ＩＳ−９５標準規格にしたがうと、各加入者ユニット１０は１組のレートセッ トのうちどのレートセットが選択されたかに基づいて９．６または１４．４キロ ビット／秒の最大データレートで単一チャネルの非コヒーレントリバースリンク 信号を通してユーザデータを送信する。非コヒーレントリンクは、受信システム により位相情報が使用されないリンクである。コヒーレントリンクは、受信機が 処理中に搬送波信号位相の知識を活用する。位相情報は一般的にパイロット信号 の形態をとるが、送信されたデータから推定することもできる。ＩＳ−９５標準 規格は１組の６４ウォルシュコードを必要とし、各ウォルシュコードは６４チッ プから構成され、フォワードリンクに対して使用される。 ＩＳ−９５により指定されているような９．６または１４．４キロビット／秒 の最大データレートを有する単一チャネルの非コヒーレントリバースリンク信号 の使用は、典型的な通信がデジタル化音声またはファクシミリのようなより低い レートのデジタルデータの送信に関係しているワイヤレスセルラ電話システムに よく適している。非コヒーレントリバースリンクが選択されたのは、各１．２２ ８８ＭＨｚの割り当てられた帯域幅に対して８０までの加入者ユニット１０が基 地局１２と通信を行うシステムにおいて、各加入者ユニット１０からの送信に必 要なパイロットデータを提供すると、１組の加入者ユニット１０が他の加入者ユ ニット１０と干渉する度合いを実質的に増加させるからである。また、９．６ま たは１４．４キロビット／秒のデータレートでは、ユーザデータに対する任意の パイロットデータの送信電力の比は大きくなり、したがって加入者ユニット間の 干渉も増加する。単一チャネルのリバースリンク信号の使用が選択されたのは、 同時にただ１つのタイプの通信と関わっていることが有線電話機の使用や、現在 のワイヤレスセルラ通信が基づいているパラダイムと矛盾するものではないから である。また、単一チャネルを処理する複雑さは、複数のチャネルを処理するこ とと関係する複雑さよりも少ない。 デジタル通信が発達すると、インターラクティブファイルブラウジングやテレ ビ電話会議のようなアプリケーションに対するデータのワイヤレス送信の需要が 実質的に増加することが予想される。この増加はワイヤレス通信システムが使用 される方法や、関係するＲＦインターフェイスが行われる条件を変える。特に、 データはより高い最大レートにおいて、さらにさまざまな可能性あるレートで送 信される。また、データ送信におけるエラーの許容度がオーディオ情報の送信に おけるエラーよりも少ないことから、またより多くの信頼性ある送信が必要とな ってくる。さらに、データタイプの数が増加すると、同時に複数のタイプのデー タを送信する必要性を生み出す。例えば、オーディオまたはビデオインターフェ イスを維持しながらデータファイルを交換することが必要となるかもしれない。 また、加入者ユニットからの送信レートが増加すると、より高いデータ送信レー トは基地局のデータ処理容量をより少ない加入者ユニット１０の数にすることか ら、ＲＦ帯域幅の量当たりにおける基地局１２と通信する加入者ユニット１０の 数は減少する。いくつかの例では、現在のＩＳ−９５リバースリンクはこれらす べての変化に対して理想的に適していない。したがって、本発明は複数のタイプ の通信を実行することができ、より高いデータレートで帯域幅効率がよいＣＤＭ Ａインターフェイスを提供することに関係している。 発明の要約 １つの観点では、本発明は、ワイヤレス通信システム中で使用する加入者ユニ ットまたは他の送信機を提供し、この加入者ユニットは、情報データの複数の情 報源と、情報データをエンコードするエンコーダと、制御データの複数の制御源 と、搬送波信号上での送信のためにエンコードされた情報データをそれぞれ異な る変調コードで変調し、複数の制御源からの制御データを合成し、エンコードさ れた情報データと合成された制御データを送信のために出力する変調器とを具備 する。 他の観点では、本発明は、ワイヤレス通信システム中で使用する基地局または 他の受信機を提供し、この基地局は、搬送波信号を受信し、それぞれ異なる変調 コードで変調された複数の情報源からのエンコードされた情報データと、相互に 合成されている複数の制御源からのエンコードされた制御データとを搬送波信号 から取り出す受信機と、それぞれ異なる変調コードからのエンコードされた情報 データと制御データとを復調する復調器と、エンコードされた情報データをデコ ードし、制御データを復調するデコーダとを具備する。 さらに他の観点では、本発明は、ワイヤレス通信システム中で送信する方法を 提供し、この方法は、複数の情報データを獲得し、情報データをエンコードし、 複数の制御データを獲得し、搬送波信号上での送信のために、エンコードされた 情報データをそれぞれ異なる変調コードで変調し、複数の制御源からの制御デー タを合成し、送信のために、エンコードされた情報データと合成された制御デー タを出力することを含む。 他の観点では、本発明は、第１の加入者ユニットが１組の加入者ユニットと通 信している基地局に対して制御データとパイロットデータを送信し、１組の加入 者ユニット中の第１の加入者ユニットから送信するために変調データを発生させ る方法を提供し、この方法は、ａ）前記制御データをパイロットデータと合成し 、ｂ）前記合成された制御データとパイロットデータを単一のチャネル変調フォ ー マットにしたがって変調することを含む。 本発明の１実施形態にしたがうと、１組の個々に利得調整された加入者チャネ ルが、直交波形期間当たり少ない数のＰＮ拡散チップを有する１組の直交サブチ ャネルコードを使用することにより形成される。送信チャネルの１つを通じて送 信されるデータは、サブチャネルコードの１つで変調され、利得調整され、他の サブチャネルコードを使用して変調されたデータと合計される前に、低いコード レートエラー訂正エンコードおよびシーケンス反復さる。結果として得られた合 計データはユーザロングコードと疑似ランダム拡散コード（ＰＮコード）を使用 して変調され、送信のためにアップコンバートされる。ショート直交コードを使 用すると、地上ワイヤレスシステムで普通被るレーリーフェーディングを克服す る時間ダイバーシティのために、拡張されたエラー訂正コード化および反復を可 能にしつつ、干渉の抑制をもたらす。提供される本発明の例示的な実施形態では 、１組のサブチャネルコードは４つのウォルシュコードから構成され、それぞれ １組の残りのものとと直交し、持続期間中の４チップを有する。 本発明の好ましい実施形態では、加入者チャネルの２つが単一のトラフィック チャネルにマルチプレクスされる。より小さいピーク対平均送信電力比を可能に することから、より少ないトラフィックチャネルの使用が好ましい。異なる数の トラフィックチャネルの使用は本発明と矛盾しない。 本発明の第１の例示的な実施形態では、パイロットデータは送信チャネルの第 １のチャネルを通して送信され、電力制御および他のフレーム毎の制御データは 第２の送信チャネルを通して送信される。好ましい実施形態では、パイロットチ ャネルおよび制御加入者チャネル上の情報は、電力制御およびフレーム毎の制御 データを含み、１つのトラフィックチャネル上に相互にマルチプレクスされ、連 続的な送信を可能にしながらもピーク対平均電力比を減少させる。補聴器やペー スメーカのような個人的な電子装置との干渉の可能性を減少させることから、連 続的な送信は非常に望ましいことである。パイロットおよび制御データは常に送 信されるので、結果として得られた信号も連続的である。他のトラフィックチャ ネルは一般的にそのトラフィックチャネルタイプのデータがアクティブであると きのみアクティブである。制御データがパイロット加入者チャネル以外の加入者 チャネルとマルチプレクスされている場合には、結果として得られたトラフィッ クチャネル波形は元々のトラフィックチャネルデータがインアクティブの場合に 不連続である。他の加入者トラフィックチャネルも単一の送信チャネルにマルチ プレクスすることができる。ここでは２つの独立した加入者トラフィックチャネ ルを使用して、異なるタイプのトラフィックに対して、異なる利得およびフレー ム再送信アプローチを可能にしている。残りの２つの送信チャネルを使用して、 ユーザデータまたはシグナリングデータあるいはこの両方を含む非指定デジタル データを送信する。例示的な実施形態では、２つの非指定送信チャネルの１つは ＢＰＳＫ変調用に構成され、他のものはＱＰＳＫ変調用に構成される。これはシ ステムの多用途を例示するためになされている。両チャネルは本発明の代替実施 形態ではＢＰＳＫ変調またはＱＰＳＫ変調させることができる。 変調前に、非指定データはエンコードされ、このエンコード処理には、巡回冗 長検査（ＣＲＣ）の発生、畳み込みエンコード、インターリーブ、選択的なシー ケンスの反復、ＢＰＳＫまたはＱＰＳＫのマップ処理が含まれている。実行され る反復量を変化させることにより、そしてシンボルシーケンスの整数に反復量を 制限しないことにより、高いデータレートを含む幅広いさまざまな送信レートを 達成することができる。さらに、両非指定送信チャネルに対して同時にデータを 送信することによって、より高いデータレートも達成することができる。また、 各送信チャネル上で実行される利得調整を頻繁に更新することにより、送信シス テムにより使用される総送信電力は最小に維持することができるので、複数の送 信システム間で発生される干渉は最小になり、これにより全体的なシステム容量 が増加する。 図面の簡単な説明 本発明の特徴、目的、効果は、同じ参照文字が全体を通して対応するものを識 別している図面とともに以下に述べられている詳細な説明からさらに明白になる であろう。 図１は、セルラ電話システムのブロック図である。 図２は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された加入者ユニットと 基地局のブロック図である。 図３は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネル エンコーダとＱＰＳＫチャネルエンコーダのブロック図である。 図４は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された送信信号処理シス テムのブロック図である。 図５は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された受信信号処理シス テムのブロック図である。 図６は、本発明の１つの実施形態にしたがって構成されたフィンガ処理システ ムのブロック図である。 図７は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネル デコーダとＱＰＳＫチャネルデコーダのブロック図である。 図８は、制御データとパイロットデータが１つのチャネルに合成されている、 本発明を具体化した送信システムのブロック図である。 図９は、送信される信号のフィルタ処理を含み、制御データとパイロットデー タが１つのチャネルに合成されている、本発明を具体化した送信システムのブロ ック図である。 図１０は、電力データとパイロットデータが１つのチャネルに合成されている 受信データに対して本発明を具体化した受信システムである。 好ましい実施形態の詳細な説明 セルラ通信システムのリバースリンク送信部分の状況において、高レートＣＤ ＭＡワイヤレス通信用の新規で改良された方法および装置を説明する。本発明を セルラ電話システムの多点から１点へのリバースリンク送信で使用するように適 合させてもよいが、本発明はフォワードリンク送信にも等しく適用可能である。 さらに、他の多くのワイヤレス通信システムは本発明を組み込むことにより利益 を得ることができ、このようなワイヤレス通信システムには、衛星ベースのワイ ヤレス通信システムや、２点間ワイヤレス通信システムや、同軸または他の広帯 域ケーブルを使用することにより無線周波数信号を送信するシステムが含まれる 。 図２は、本発明の１つの実施形態にしたがって加入者ユニット１００と基地局 １２０として構成された受信および送信システムのブロック図である。第１組の データ（ＢＰＳＫデータ）はＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３により受け取ら れ、このＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３はＢＰＳＫ変調を実施するために構 成されたコードシンボルストリームを発生し、これは変調器１０４により受け取 られる。第２組のデータ（ＱＰＳＫデータ）はＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０ ２により受け取られ、このＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２はＱＰＳＫ変調を 実施するために構成されたコードシンボルストリームを発生し、これも変調器１ ０４により受け取られる。変調器１０４は電力制御データとパイロットデータも 受け取り、これらは符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術にしたがってＢＰＳＫお よびＱＰＳＫエンコードデータとともに変調され、ＲＦ処理システム１０６によ り受け取られる１組の変調シンボルが発生させる。ＲＦ処理システム１０６はこ の１組の変調シンボルをフィルタ処理し、アンテナ１０８を使用して基地局１２ ０に送信するために搬送波周波数にアップコンバートする。ただ１つの加入者ユ ニット１００のみが示されているが、複数の加入者ユニットが基地局１２０と通 信してもよい。 基地局１２０内では、ＲＦ処理システム１２２が送信されたＲＦ信号をアンテ ナ１２１を経由して受信し、バンドパスフィルタ処理を行い、ベースバンドにダ ウンコンバートし、デジタル化を行う。復調器１２４はデジタル化信号を受け取 って、ＣＤＭＡ技術にしたがって復調を実行し、電力制御、ＢＰＳＫおよびＱＰ ＳＫ軟判定データを生成する。ＢＰＳＫチャネルデコーダ１２８は復調器１２４ から受け取ったＢＰＳＫ軟判定データをデコードし、ＢＰＳＫデータの最良の推 定値を生成し、ＱＰＳＫチャネルデコーダ１２６は復調器１２４により受け取ら れたＱＰＳＫ軟判定データをデコードして、ＱＰＳＫデータの最良の推定値を生 成する。第１および第２組のデータの最良の推定値は、さらなる処理あるいは次 の宛先に送るために利用可能となり、受信された電力制御データは直接的にある いはデコード処理した後に使用され、加入者ユニット１００にデータを送信する のに使用されるフォワードリンクチャネルの送信電力を調整する。 図３は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された場合のＢＰＳＫチ ャネルエンコーダ１０３とＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２のブロック図であ る。ＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３内では、ＢＰＳＫデータがＣＲＣチェッ クサム発生器１３０により受け取られ、このＣＲＣチェックサム発生器１３０は それぞれ２０ミリ秒の第１組のデータに対してチェックサムを発生させる。ＣＲ Ｃチェックサムとともにデータフレームはテールビット発生器１３２により受け 取られ、テールビット発生器１３２は８つの論理ゼロからなるテールビットを各 フレームの最後に追加し、デコードプロセスの最後に既知の状態をもたらす。コ ードテールビットとＣＲＣチェックサムを含むフレームは次に畳み込みエンコー ダ１３４により受け取られ、この畳み込みエンコーダ１３４は束縛長（Ｋ）９、 レート（Ｒ）１／４畳み込みエンコードを実行して、これによりエンコーダ入力 レート（Ｅ_R）の４倍のレートでコードシンボルを発生させる。代替実施形態で は、レート１／２を含む他のエンコードレートが実行されるが、その最適な複雑 性対性能特性のためにレート１／４の使用が好ましい。ブロックインターリーバ １３６はコードシンボル上でビットインターリーブを実行して、速いフェーディ ング環境中でのさらに信頼性のある送信のために時間ダイバーシティを提供する 。結果として得られるインターリーブされたシンボルは可変開始点リピータ１３ ８により受け取られ、この可変開始点リピータ１３８はインターリーブされたシ ンボルシーケンスを十分な回数Ｎ_R反復して一定レートのシンボルストリームを 提供し、これは一定数のシンボルを有する出力フレームに対応する。シンボルシ ーケンスを反復するとデータの時間ダイバーシティも増加させ、フェーディング を克服する。例示的な実施形態では、一定数のシンボルは各フレームに対して６ ，１４４シンボルに等しく、シンボルレートを１秒当たり３０７．２キロシンボ ルにする。また、リピータ１３８は異なる開始点を使用して、各シンボルシーケ ンスに対して反復を始める。フレーム当たり６，１４４シンボルを発生させるの に必要なＮ_Rの値が整数でない場合には、最終的な反復はシンボルシーケンスの 一部に対してのみ実行される。結果として得られる１組の反復されたシンボルは ＢＰＳＫマップ装置１３９により受け取られ、このＢＰＳＫマップ装置１３９は ＢＰＳＫ変調を実行するために＋１と−１の値のＢＰＳＫコードシンボルストリ ーム（ＢＰＳＫ）を発生させる。本発明の代替実施形態では、リピータ１３８が ブロックインターリーバ１３６の前に配置され、ブロックインターリーバ１３６ が 各フレームに対して同じ数のシンボルを受け取る。 ＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２内では、ＱＰＳＫデータがＣＲＣチェック サム発生器１４０により受け取られ、このＣＲＣチェックサム発生器１４０は各 ２０ミリ秒フレームに対してチェックサムを発生させる。ＣＲＣチェックサムを 含むフレームはコードテールビット発生器１４２により受け取られ、このコード テールビット発生器１４２は８つの論理ゼロの１組のテールビットをフレームの 最後に追加する。コードテールビットとＣＲＣチェックサムを含むようになった フレームは畳み込みエンコーダ１４４により受け取られ、この畳み込みエンコー ダ１４４はＫ＝９、Ｒ＝１／４畳み込みエンコードを実行し、これによりエンコ ーダ入力レート（Ｅ_R）の４倍のレートでシンボルを発生させる。ブロックイン ターリーバ１４６はシンボル上でビットインターリーブを実行し、結果として得 られたインターリーブされたシンボルは可変開始点リピータ１４８により受け取 られる。可変開始点リピータ１４８は、各反復に対してシンボルシーケンス内の 異なる開始点を使用してインターリーブされたシンボルシーケンスを十分な回数 Ｎ_R反復し、各フレームに対して１２，２８８シンボルを発生させ、コードシン ボルレートを１秒当たり６１４．４キロシンボル（ｋｓｐｓ）にする。Ｎ_Rが整 数でない場合には、最終的な反復はシンボルシーケンスの一部に対してのみ実行 される。結果として得られた反復シンボルはＱＰＳＫマップ装置１４９により受 け取られ、このＱＰＳＫマップ装置１４９はＱＰＳＫ変調を実行するために構成 されたＱＰＳＫコードシンボルストリームを発生させ、これは＋１と−１値の同 位相ＱＰＳＫコードシンボルストリーム（ＱＰＳＫ_I）と、＋１と−１値の直角 位相ＱＰＳＫコードシンボルストリーム（ＱＰＳＫ_Q）とから構成される。本発 明の代替実施形態では、リピータ１４８はブロックインターリーバ１４６の前に 配置されるので、ブロックインターリーバ１４６は各フレームに対して同じ数の シンボルを受け取る。 図４は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図２の変調器１０ ４のブロック図である。ＢＰＳＫチャネルエンコーダ１０３からのＢＰＳＫシン ボルは、乗算器１５０ｂを使用してウォルシュコードＷ₂でそれぞれ変調され、 ＱＰＳＫチャネルエンコーダ１０２からのＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳＫ_Qシンボル は、乗算器１５０ｃおよび１５０を使用してウォルシュコードＷ₃でそれぞれ変 調される。電力制御データ（ＰＣ）は乗算器１５０ａを使用してウォルシュコー ドＷ₁により変調される。利得調整装置１５２はパイロットデータ（ＰＩＬＯＴ ）を受け取り、利得調整係数Ａ₀にしたがって振幅を調整し、このパイロットデ ータは本発明の好ましい実施形態では正電圧に関係する論理レベルから構成され ている。ＰＩＬＯＴ信号はユーザデータを提供しないが、基地局に対して位相お よび振幅情報を提供するので、基地局は残りのサブチャネル上で伝えられるデー タをコヒーレントに復調し、合成のために軟判定出力値をスケール処理すること ができる。利得調整装置１５４は利得調整関数Ａ₁にしたがってウォルシュコー ドＷ₁変調された電力制御データの振幅を調整し、利得調整装置１５６は増幅変 数Ａ₂にしたがってウォルシュコードＷ₂変調されたＢＰＳＫチャネルデータの振 幅を調整する。利得調整装置１５８ａおよびｂは、利得調整係数Ａ₃にしたがっ て同位相および直角位相ウォルシュコードＷ₃変調されたＱＰＳＫシンボルの振 幅をそれぞれ調整する。本発明の好ましい実施形態において使用される４つのウ ォルシュコードを表Ｉに示す。 Ｗ₀コードは実際上まったく変調を行わず、これは示されているパイロットデ ータの処理と矛盾しないことについては当業者に明らかであろう。電力制御デー タはＷ₁コードで変調され、ＢＰＳＫデータはＷ₂コードで変調され、ＱＰＳＫデ ータはＷ₃コードで変調される。適切なウォルシュコードでいったん変調される と、以下に説明するように、パイロット、電力制御データ、およびＢＰＳＫデー タはＢＰＳＫ技術にしたがって送信され、ＱＰＳＫ（ＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳ Ｋ_Q）データはＱＰＳＫ技術にしたがって送信される。すべての直交チャネルが 使用される必要はなく、ただ１つのユーザチャネルが提供される場合には４つの ウォルシュコードの内の３つだけを本発明の代替実施形態において使用すること も理解すべきである。 ショート直交コードの使用は、より長いウォルシュコードの使用を組み込んで いるシステムと比較した場合、シンボル当たりより少ないチップを発生させ、し たがってさらに拡張的なコード化および反復が可能となる。このさらに拡張的な コード化および反復は、地上通信システムのおけるエラーの主要源であるレーリ ーフェーディングに対する保護をもたらす。他のコード数およびコード長の使用 は本発明と矛盾しないが、より長い組のより長いウォルシュコードはフェーディ ングに対するこの強化された保護を減少させる。４チップコードの使用が最適で あると考えられる。その理由は、４チャネルはショートコード長も維持しながら も、以下に例示するようなさまざまなタイプのデータの送信に対して実質的な柔 軟性をもたらすからである。 合計器１６０は利得調整装置１５２，１５４，１５６および１５８ａからの結 果として得られた振幅調整変調シンボルを合計して、合計された変調シンボル１ ６１を発生させる。ＰＮ拡散コードＰＮ_IおよびＰＮ_Qは乗算器１６２ａおよびｂ を使用してロングコード１８０との乗算により拡散される。乗算器１６２ａおよ び１６２ｂにより提供される結果として得られた疑似ランダムコードを使用して 、乗算器１６４ａ−ｄと合計器１６６ａおよびｂを利用する複素乗算により、合 計された変調シンボル１６１と利得調整直角位相シンボルＱＰＳＫ_Q１６３を変 調する。結果として得られた同位相項Ｘ_Iと直角位相項Ｘ_Qは、乗算器１６８と同 位相および直角位相シヌソイドを使用して、かなり簡単化された形態で示されて いるＲＦ処理システム１０６内で、その後フィルタ処理され（フィルタ処理は示 されていない）、搬送波周波数にアップコンバートされる。オフセットＱＰＳＫ アップコンバートは本発明の代替実施形態においても使用することができる。結 果として得られた同位相および直角位相アップコンバート信号は合計器１７０を 使用して合計され、マスター利得調整Ａ_Mにしたがってマスター増幅器１７２に より増幅され、基地局１２０に送信される信号ｓ（ｔ）が発生される。本発明 の好ましい実施形態では、信号は拡散され、１．２２８８ＭＨｚ帯域幅にフィル タ処理され、既存のＣＤＭＡチャネルの帯域幅と互換性を残している。 データが送信される複数の直交チャネルを提供するとともに、高い入力データ レートに応答して実行される反復量Ｎ_Rを減少させる可変レートリピータを使用 することにより、先に説明した送信信号処理の方法およびシステムは、単一の加 入者ユニットまたは他の送信システムがさまざまなデータレートでデータを送信 できるようにする。特に、図３の可変開始点リピータ１３８または１４８により 実行される反復Ｎ_Rのレートを減少させることにより、ますますより高いエンコ ーダ入力ートＥ_Rを維持することができる。本発明の代替実施形態では、レート １／２畳み込みエンコードは２倍増加された反復Ｎ_Rレートで実行される。さま ざまな反復Ｎ_RレートとＢＰＳＫチャネルおよびＱＰＳＫチャネルに対する１／ ４および１／２に等しいエンコードレートＲとによりサポートされる１組の例示 的なエンコーダレートＥ_Rをそれぞれ表ＩＩおよびＩＩＩに示す。 エンコーダ入力レートＥ_Rは、データ送信レート引くＣＲＣ、コードテールビ ットおよび他の任意のオーバヘッド情報の送信に対して必要な定数に対応してい ることから、表ＩＩおよびＩＩＩはシーケンス反復数Ｎ_Rを調整することにより 、高いデータレートを含む幅広いさまざまなデータレートをサポートすることが できることを示している。表ＩＩおよびＩＩＩにも示されているように、ＱＰＳ Ｋ変調を使用してデータ送信レートを増加させてもよい。一般的に使用されると 予測されるレートは、“高レート７２と“高レート３２”のようなラベルを付け て提供されている。本発明の例示的な実施形態では、高レート７２、高レート６ ４および高レート３２として記されているこれらのレートはそれぞれ７２、６４ および３２ｋｂｐｓのトラフィックレートを持ち、それぞれ３．６、５．２およ び５．２ｋｂｐｓのレートとを有するシグナリングおよび他の制御データにマル チプレクスされる。ＲＳ−１フルレートとＲＳ−２フルレートのレートはＩＳ− ９５準拠通信システムで使用されるレートに対応しており、したがって互換性目 的のための実質的な使用を許容することも予想される。ヌルレートは単一ビット の送信であり、フレーム消去を示すために使用され、これもＩＳ−９５標準規格 の一部である。 反復レートＮ_Rの減少により送信レートを増加することに加えてあるいはこれ の代わりに実行される、２つ以上の複数の直交チャネルに対するデータの同時送 信により、データ送信レートを増加させてもよい。例えば、（図示されていない ）マルチプレクサは単一のデータ源を、複数のデータサブチャネルを通して送信 されるべき複数のデータ源に分割することができる。したがって、受信システム の信号処理能力を越え、エラーレートが許容できないものとなるまで、あるい は送信システム電力の最大送信電力に達するまで、より高いレートの特別なチャ ネルを介する送信により、あるいは複数のチャネルを通して同時に実行される複 数の送信により、あるいはこの両方により総送信レートを増加させることができ る。 複数のチャネルを提供すると、異なるタイプのデータ送信における柔軟性が向 上する。例えば、ＢＰＳＫチャネルを音声情報に対して指定し、ＱＰＳＫチャネ ルをデジタルデータの送信に対して指定してもよい。この実施形態は、より低い データレートにおける音声のような時間感応性があるデータの送信に対して１つ のチャネルを指定し、デジタルファイルのようなより時間感応性が低いデータの 送信に対して他のチャネルを指定することにより、さらに一般化することができ る。この実施形態では、さらに時間ダイバーシティを増加させるためにより時間 感応性が低いデータに対してより大きなブロックでインターリーブを実行するこ とができる。本発明の他の実施形態において、ＢＰＳＫチャネルはデータの主送 信を実行し、ＱＰＳＫチャネルはオーバーフロー送信を実行する。直交ウォルシ ュコードを使用すると、加入者ユニットから送信される１組のチャネル間の干渉 を除去あるいは実質的に減少させ、したがって基地局における受信の成功に必要 な送信エネルギを最小にする。 受信システムにおける処理能力を増加させるために、したがって加入者ユニッ トのより高い送信能力を利用する範囲を増加させるために、直交チャネルの１つ 通してパイロットデータも送信される。パイロットデータを使用すると、リバー スリンク信号の位相オフセットを決定および除去することにより、コヒーレント な処理を受信システムにおいて実行することができる。またレーク受信機で合成 される前に異なる時間遅延で受信されるマルチパス信号を最適に重み付けするた めにパイロットデータを使用することができる。いったん位相オフセットを除去 して、マルチパス信号を適切に重み付けすると、マルチパス信号を合成すること ができ、適切な処理のためにリバースリンク信号が受信されなければならない電 力を減少させることができる。要求される受信電力におけるこの減少は、より高 い送信レートでもうまく処理されるようにし、あるいは逆に、１組のリバースリ ンク信号間の干渉を減少させることができる。パイロット信号の送信のために何 らかの付加的な送信電力が必要であるが、より高い送信レートの状況では、総リ バースリンク信号電力に対するパイロットチャネル電力の比は、より低いデータ レートのデジタル音声データ送信セルラシステムに関係するものよりも実質的に 低い。したがって、高いデータレートのＣＤＭＡシステム内では、コヒーレント なリバースリンクの使用により達成されるＥ_b／Ｎ₀利得は、各加入者ユニットか らパイロットデータを送信するのに必要な付加的な電力より影響力がある。 主増幅器１７２とともに利得調整装置１５２−１５８を使用すると、送信シス テムがさまざまな無線チャネル状態、送信レートおよびデータタイプに適合する ようにすることにより、先に説明したシステムの高い送信能力を利用できる範囲 をさらに増加させる。特に、適切な受信に必要なチャネルの送信電力は、他の直 交チャネルとは無関係な方法で、時間に対してそして状態の変化により変化させ てもよい。例えば、リバースリンク信号の最初の獲得中に、基地局における検出 および同期化を促進するために、パイロットチャネルの電力を増加させる必要が あるかもしれない。しかしながらいったんリバースリンク信号が獲得されると、 パイロットチャネルの必要な送信電力は実質的に減少し、加入者ユニットレート の変動を含むさまざまな要因に依存して変化させてもよい。したがって、利得調 整係数の値Ａ₀は信号獲得中に増加し、通信の進行中は減少する。他の例では、 エラーをさらに許容可能な情報がフォワードリンクを通して送信されている場合 、あるいはフォワードリンク送信が生じている環境がフェーディング状態になり 易くない場合には、低いエラーレートを持つ電力制御データを送信する必要性が 減少するので、利得調整係数Ａ₁を減少させてもよい。本発明の１つの実施形態 では、電力制御調整が必要でない場合はいつでも、利得調整係数Ａ₁はゼロに減 少される。 本発明の他の実施形態では、フォワードリンク信号を通して送信される電力制 御コマンドを使用して、基地局１２０または他の受信システムがチャネルの利得 調整あるいはリバースリンク信号全体の利得調整を変えらえるようにすることに より、各直交チャネルまたはリバースリンク信号全体を利得調整する能力をさら に活用することができる。特に、基地局が、特定のチャネルあるいはリバースリ ンク信号全体の送信電力の調整を要求する電力制御情報を送信してもよい。これ は多くの例において利点を持ち、これらの例には、デジタル音声およびデジタル データのようなエラーに対して異なる感応性を持つ２つのデータタイプがＢＰＳ ＫおよびＱＰＳＫチャネルを通して送信されている場合が含まれる。このケース の場合、基地局１２０は２つの関連チャネルに対して異なるターゲットエラーレ ートを確立する。チャネルの実際のエラーレートがターゲットエラーレートを越 えた場合、基地局は加入者ユニットに命令して実際のエラーレートがターゲット エラーレートに達するまでそのチャネルの利得調整を減少させる。これは結局１ つのチャネルの利得調整係数を他のものに対して増加させるように導く。すなわ ちさらにエラー感応性が高いデータに関係する利得調整係数は、より感応性が低 いデータに関係する利得調整係数に対して増加される。他の例では、リバースリ ンク全体の送信電力はフェーディング状態または加入者ユニット１００の移動の ために調整を必要とするかもしれない。これらの例では、基地局１２０は単一の 電力制御コマンドを送信することによりそのようにすることができる。 したがって、相互に関してとともに、４つの直交チャネルの利得を独立的に調 整できるようにすることにより、パイロットデータ、電力制御データ、シグナリ ングデータあるいは異なるタイプのユーザデータに関わらず、リバースリンク信 号の総送信電力は各データタイプの送信を成功させるのに必要な最小量に維持す ることができる。さらに、各データタイプに対して送信の成功を異ならして定義 することができる。必要な最小量の電力で送信すると、加入者ユニットの送信電 力能力が有限であることを仮定した場合に最大量のデータを基地局に送信するこ とができ、加入者ユニット間の干渉も減少させることができる。このように干渉 が減少すると、ＣＤＭＡワイヤレスセルラシステム全体の総通信容量が増加する 。 リバースリンク信号において使用される電力制御チャネルは、１秒当たり８０ ０電力制御ビットのレートを含むさまざまなレートで加入者ユニットが電力制御 情報を基地局に送信できるようにする。本発明の好ましい実施形態では、電力制 御ビットは基地局に命令して、加入者ユニットに情報を送信するのに使用されて いるフォワードリンクトラフィックチャネルの送信電力を増加または減少させる 。ＣＤＭＡシステム内で急速な電力制御を有することは一般的に有用なことであ るが、データ送信を含むより高いデータレート通信の状況では特に有用である。 そ の理由はデジタルデータはエラーに対してさらに感応性が高く、高いレートの送 信は短時間のフェーディング状態中であっても多量のデータを失わせる。高速リ バースリンク送信に高速フォワードリンク送信が付随し易い場合には、リバース リンクに対して急速な電力制御の送信を提供すると、ＣＤＭＡワイヤレス通信シ ステム内での高速通信をさらに促進する。 本発明の他の例示的な実施形態では、特定のＮ_Rにより定義される１組のエン コーダ入力レートＥ_Rを使用して、特定のタイプのデータを送信する。すなわち 、応じて調整される関連するＮ_Rとともに、最大エンコーダ入力レートＥ_Rまたは １組のより低いエンコーダ入力レートＥ_Rでデータを送信してもよい。この実施 形態の好ましい実施では、最大レートは、表ＩＩおよびＩＩＩと関連してＲＳ１ −フルレートおよびＲＳ２−フルレートとして先に言及したＩＳ−９５準拠ワイ ヤレス通信システムで使用される最大レートに対応し、それぞれのより低いレー トは次に高いレートのほぼ半分であり、フルレート、ハーフレート、４分の１レ ート、８分の１レートから構成される１組のレートを生成する。より低いデータ レートは、表ＩＶにおいて提供されているＢＰＳＫチャネル中のレート組１およ びレート組２に対してＮ_Rの値を持つシンボル反復レートＮ_Rを増加させることに より発生させることが好ましい。 ＱＰＳＫチャネルに対する反復レートはＢＰＳＫチャネルに対する反復レート の２倍である。 本発明の例示的な実施形態にしたがうと、前のフレームに対してフレームのデ ータレートが変化した場合、フレームの送信電力は送信レートの変化にしたがっ て調整される。すなわち、より低いレートのフレームがより高いレートのフレー ムの後に送信される場合、フレームが送信されている送信チャネルの送信電力は 、レートの減少に比例してより低いレートのフレームに対して減少され、この逆 も同様である。例えば、フルレートフレーム送信中のチャネルの送信電力が送信 電力Ｔである場合、ハーフレートフレームの後続する送信中の送信電力は送信電 力Ｔ／２である。フレームの全持続時間に対して送信電力を減少させることによ り送信電力の減少を実行することが好ましいが、何らかの冗長情報が“ブランク アウト”されるように送信デューティサイクルを減少させることにより実行して もよい。いずれのケースにおいても、送信電力の調整は閉ループ電力制御メカニ ズムと組み合わせて生じ、これにより基地局から送信される電力制御データに応 答して送信電力がさらに調整される。 図５は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された、図２のＲＦ処理 システム１２２と復調器１２４のブロック図である。乗算器１８０ａおよび１８ ０ｂは同位相シヌソイドおよび直角位相シヌソイドでアンテナ１２１から受信さ れた信号をダウンコンバートして、同位相受信サンプルＲ_Iと直角位相受信サン プルＲ_Qをそれぞれ生成する。ＲＦ処理システム１２２はかなり簡単化された形 態で示されており、信号は広く知られた技術にしたがって整合フィルタ処理され てデジタル化される（図示せず）ことを理解すべきである。受信サンプルＲ_Iお よびＲ_Qは次に復調器１２４内のフィンガ復調器１８２に加えられる。各フィン ガ復調器１８２は、加入者ユニット１００により送信されたリバースリンク信号 のインスタンスが利用可能であればこのようなインスタンスを処理する。ここで 、リバースリンク信号の各インスタンスはマルチパス現象により発生される。３ つ のフィンガ復調器が示されているが、単一のフィンガ復調器１８２の使用を含む 他の数のフィンガプロセッサを使用することも本発明と矛盾しない。各フィンガ 復調器１８２は、電力制御データ、ＢＰＳＫデータ、ＱＰＳＫ_IデータおよびＱ ＰＳＫ_Qデータからなる１組の軟判定データを生成する。本発明の代替実施形態 では合成器１８４内で時間調整を実行することができるが、各組の軟判定データ は対応するフィンガ復調器内でも時間調整がなされる。合成器１８４はフィンガ 復調器１８２から受け取った軟判定組を合計して、電力制御、ＢＰＳＫ、ＱＰＳ Ｋ_IおよびＱＰＳＫ_Q軟判定データの単一インスタンスを生成する。 図６は本発明の例示的な実施形態にしたがって構成された図５のフィンガ復調 器１８２のブロック図である。Ｒ_IおよびＲ_Q受信サンプルは、処理されているリ バースリンク信号の特定インスタンスの送信パスにより導入される遅延量にした がい、最初にタイミング調整装置１９０を使用し時間調整される。ロングコード ２００は、乗算器２０１を使用して疑似ランダム拡散コードＰＮ_IおよびＰＮ_Qと 混合され、結果として得られたロングコード変調ＰＮ_IおよびＰＮ_Q拡散コードの 複素共役は、乗算器２０２および合計器２０４を使用して、時間調整されたＲ_I およびＲ_Q受信サンプルと複素乗算されて項Ｘ_IおよびＸ_Qが生成される。項Ｘ_Iお よびＸ_Qの３つの独立したインスタンスがそれぞれウォルシュコードＷ₁、Ｗ₂お よびＷ₃を使用して復調され、結果として得られたウォルシュ復調データは４− １合計器２１２を使用して４つの復調チップについて合計される。Ｘ_IおよびＸ_Q データの第４のインスタンスは合計器２０８を使用して４つの復調チップについ て合計され、その後パイロットフィルタ２１４を使用してフィルタ処理される。 本発明の好ましい実施形態では、パイロットフィルタ２１４は合計器２０８によ り実行される一連の合計に対して平均化を実行するが、他のフィルタ処理技術も 当業者に明らかである。乗算器２１６および加算器２１７を使用する複素共役乗 算を通して、ＢＰＳＫ変調データにしたがってＷ₁およびＷ₂ウォルシュコード復 調データを位相回転およびスケール処理するために、フィルタ処理された同位相 および直角位相パイロット信号を使用し、軟判定電力制御およびＢＰＳＫデータ を生成する。Ｗ₃ウォルシュコード変調データは、乗算器２１８および加算器２ ２０を利用して、ＱＰＳＫ変調データにしたがって同位相および直角 位相のフィルタ処理されたパイロット信号を使用して位相回転され、軟判定ＱＰ ＳＫデータが生成される。軟判定電力制御データは３８４−１合計器２２２によ り３８４変調シンボルに対して合計され、電力制御軟判定データが生成される。 位相回転されたＷ₂ウォルシュコード変調データ、Ｗ₃ウォルシュコード変調デー タ、および電力制御軟判定データが合成のために利用可能となる。本発明の代替 実施形態では、エンコード処理およびデコード処理は同様に電力制御データにお いて実行される。 位相情報を提供することに加えて、受信システム内でパイロット信号を使用し て時間追跡を促進してもよい。時間追跡は、前の（早い）１つのサンプル時間お よび後の（遅い）１つのサンプル時間の受信データ、処理されている現在の受信 サンプルを処理することによっても実行される。実際の到着時間に最も近く整合 する時間を決定するために、早いサンプル時間と遅いサンプル時間におけるパイ ロットチャネルの振幅を現在のサンプル時間の振幅と比較して、どれが最も大き いかを決定することができる。隣接サンプル時間の１つにおける信号が現在のサ ンプル時間における信号よりも大きい場合には、最高の復調結果が得られるよう にタイミングを調整することができる。 図７は、本発明の例示的な実施形態にしたがって構成されたＢＰＳＫチャネル デコーダ１２８とＱＰＳＫチャネルデコーダ１２６（図２）のブロック図である 。合成器１８４（図５）からのＢＰＳＫ軟判定データは累算器２４０により受け 取られ、この累算器２４０は受信フレーム中の６，１４４／Ｎ_R復調シンボルの 第１のシーケンスを記憶し、フレームに含まれている６，１４４／Ｎ_R復調シン ボルの後続の各組を対応する記憶された累算シンボルに加える。ここでＮ_Rは先 に説明したようにＢＰＳＫ軟判定データの送信レートに依存する。ブロックデイ ンターリーバ２４２は累算器２４０からの累算軟判定データをデインターリーブ し、ビタビデコーダ２４４はデインターリーブされた軟判定データをデコードし て、ＣＲＣチェックサム結果とともに硬判定データを生成する。ＱＰＳＫデコー ド１２６内において、合成器１８４（図５）からのＱＰＳＫ_IおよびＱＰＳＫ_Q軟 判定データは、デマルチプレクサ２４６により単一軟判定データストリームにデ マルチプレクスされ、単一の軟判定データストリームが累算器２４８により受け 取 られ、累算器２４８はすべての６，１４４／Ｎ_R復調シンボルを累算し、ここで Ｎ_RはＱＰＳＫデータの送信レートに依存している。ブロックデインターリーバ ２５０は累算器２４８からの軟判定データをデインターリーブし、ビタビデコー ダ２５２はデインターリーブされた変調シンボルをデコードして、ＣＲＣチェッ クサム結果とともに硬判定データを生成する。シンボルの反復がインターリーブ の前に実行される図３に関して先に説明した代替実施形態では、累算器２４０お よび２４８がブロックデインターリーバ２４２および２５０の後に配置される。 本発明の実施形態では、レートの組を使用することを組み込み、したがって特定 フレームのレートが知られておらず、複数のデコーダが使用されてそれぞれ異な る送信レートで動作し、最も使用されている可能性が高い送信レートに関係する フレームがＣＲＣチェックサム結果に基づいて選択される。他のエラーチェック 方法を使用することも本発明の実施と矛盾しない。 次に図８に移ると、リバースリンク送信システムが示されており、このシステ ムでは制御データとパイロットデータが１つのチャネル上に合成される。本発明 はフォワードリンク送信に等しく適用することができるが、遠隔移動局に提供さ れる場合に付加的な利点を提供することに留意すべきである。さらに、制御デー タは、遠隔移動局により送信される他のチャネル上にマルチプレクスすることが できることは当業者に理解されるであろう。しかしながら、好ましい実施形態で は、制御データはパイロットチャネル上にマルチプレクスされる。その理由は、 基本チャネルおよび補助チャネルと異なり、パイロットチャネルは、遠隔移動局 が中央通信局に送信するトラフィックデータを持っているか否かに関わらず常に 存在するからである。さらに、本発明はデータをパイロットチャネル上にマルチ プレクスすることに関して説明されているが、電力制御データがパイロットチャ ネルにパンクチャされるケースにも等しく適用可能である。 バイナリ“１”値のストリームのみから成るパイロットデータがマルチプレク サ（ＭＵＸ）３００に供給される。さらに、制御データは例示的な実施形態では 基地局に対してその送信電力を増加または減少させる命令を示す＋１と−１値か ら構成される電力制御データであり、ＭＵＸ３００に供給される。マルチプレク サ３００は制御データをパイロットデータ中の予め定められ位置に供給するこ とにより２つのデータストリームを合成する。マルチプレクスされたデータはそ の後乗算器３１０および３２８の第１の入力に供給される。 乗算器３１０の第２の入力には＋１および−１値の疑似雑音（ＰＮ）シーケン スが供給される。乗算器３１０および３１２に供給される疑似雑音シーケンスは 、ロングコードによりショートＰＮシーケンス（ＰＮ_I）を乗算することによっ て発生される。ショートＰＮシーケンスおよびロングコードシーケンスの発生は 技術的によく知られており、ＩＳ−９５標準規格に詳細に説明されている。乗算 器３２８の第２の入力には＋１および−１値の疑似雑音（ＰＮ）シーケンスが供 給される。乗算器３１８および３２８に供給される疑似雑音シーケンスは、ロン グコードによりショートＰＮシーケンス（ＰＮ_Q）を乗算することによって発生 される。 乗算器３１０の出力は減算器３１４の第１の入力に供給される。乗算器３１８ の出力は遅延素子３２０に供給され、この遅延素子３２０はチップの半分に等し い時間間隔だけ入力データを遅延させる。遅延素子３２０は遅延信号を減算器３ １４の減算入力に供給する。減算器３１４の出力は送信のために（図示されてい ない）ベースバンドフィルタとパイロット利得素子に供給される。 乗算器３２８の出力は遅延素子３３０に供給され、この遅延素子３３０は遅延 素子３２０に関して説明したようにチップサイクルの半分だけ入力データを遅延 させる。遅延素子３３０の出力は合計器３２２の第２の合計入力に供給される。 合計器３２２の第１の入力は乗算器３１２の出力である。合計器３２２からの合 計された出力は送信のために（図示されていない）ベースバンドフィルタとパイ ロット利得素子に供給される。 補助チャネル上で送信されるトラフィックデータは＋１および−１値から構成 されており、乗算器３０２の第１の入力に供給される。乗算器３０２の第２の入 力には反復ウォルシュシーケンス（＋１，−１）が供給される。先に説明したよ うに、ウォルシュカバーリングは遠隔移動局から送信されるデータのチャネル間 の干渉を減少させるためである。乗算器３０２からの積データシーケンスは利得 素子３０４に供給され、この利得素子３０４はパイロット／制御チャネル増幅に 対して決定された値に振幅をスケール処理する。利得素子３０４の出力は合計器 ３１６の第１の入力に供給される。合計器３１６の出力は乗算器３１２および３ １８の入力に供給され、先に説明したように処理が継続する。 基本チャネル上で送信されるトラフィックデータは＋１および−１値から構成 されており、乗算器３０６の第１の入力に供給される。乗算器３０６の第２の入 力には反復ウォルシュシーケンス（＋１，＋１，−１，−１）が供給される。先 に説明したように、ウォルシュカバーリングは遠隔移動局から送信されるデータ のチャネル間の干渉を減少させるためである。乗算器３０６からの積データシー ケンスは利得素子３０８に供給され、この利得素子３０８はパイロット／制御チ ャネル増幅に対して決定された値に振幅をスケール処理する。利得素子３０８の 出力は合計器３１６の第２の入力に供給される。合計器３１６の出力は乗算器３ １２および３１８の入力に供給され、先に説明したように処理が継続する。 図９を参照すると、本発明の実施形態が必要なフィルタ処理動作を含むように 例示され、パイロットおよび制御データを合成することにより達成される付加的 な効果を例示している。それは必要なフィルタ処理回路量の減少である。図８に 関して説明したように、パイロットデータと制御チャネルデータはマルチプレク サ（ＭＵＸ）３５０により互いにマルチプレクスされる。マルチプレクスされた データは＋１および−１値から構成され、乗算器３５２および３５４の第１の入 力に供給される。乗算器３５２の第２の入力は、乗算器３９０中でロングコード によりショートＰＮコードＰＮ_Iを乗算することにより供給される。乗算器３５ ２からの積は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３５６に供給される。例示 的な実施形態では、ＦＩＲ３５６は４８タップＦＩＲフィルタであり、その設計 は技術的によく知られている。乗算器３５４の第２の入力は、乗算器３９２中で ロングコードによりショートＰＮコードＰＮ_Qを乗算することにより供給される 。ＦＩＲ３５６の出力は減算器３７４の合計入力に供給される。減算器３７４の 出力は送信のために（図示されていない）アップコンバータおよびパイロット利 得素子に供給される。 乗算器３５４からの積は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３５８に供給 される。例示的な実施形態では、ＦＩＲ３５８は４８タップＦＩＲフィルタであ り、その設計は技術的によく知られている。各チャネルが２つのＦＩＲフィルタ を必要とすることから、パイロットおよび電力制御データを合成することにより 、２つのＦＩＲフィルタが除去されていることに留意すべきである。２つのＦＩ Ｒフィルタの除去は複雑さ、電力消費およびチップ領域を減少させる。ＦＩＲ３ ５８の出力は遅延素子３６０に供給され、この遅延素子３６０は、合計器３７６ の第１の合計入力に信号を供給する前にチップの半分だけ出力を遅延させる。合 計器３７６の出力は送信のために（図示されていない）アップコンバータおよび パイロット利得素子に供給される。 補助チャネルのトラフィックデータは＋１および−１値から構成され、乗算器 ３６２の第１の入力に供給される。乗算器３６２への第２の入力は反復ウォルシ ュシーケンス（＋１，−１）であり、先に説明しように、これはチャネル間の干 渉を減少させる。乗算器３６２の出力は乗算器３６４および３６６の第１の入力 に供給される。乗算器３６４の第２の入力は乗算器３９２から供給される疑似雑 音シーケンスであり、乗算器３６６への第２の入力は乗算器３９０から供給され る疑似雑音シーケンスである。 乗算器３６４からの出力はＦＩＲ／利得素子３６８に供給され、このＦＩＲ／ 利得素子３６８は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利 得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３６８の出 力は遅延素子３７２に供給される。遅延素子３７２は、減算器３７４の第１の減 算入力に信号を供給する前に１／２チップだけ信号を遅延させる。減算器３７４ の出力の処理は先に説明したように進行する。 乗算器３６６からの出力はＦＩＲ／利得素子３７０に供給され、このＦＩＲ／ 利得素子３７０は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利 得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３７０の出 力は合計器３７６の第２の入力に供給される。合計器３７６の出力の処理は先に 説明したように進行する。 基本チャネルのトラフィックデータは＋１および−１値から構成され、乗算器 ３８８の第１の入力に供給される。乗算器３８８の第２の入力は反復ウォルシュ シーケンス（＋１，＋１，−１，−１）であり、これは先に説明しようにチャネ ル間の干渉を減少させる。乗算器３８８の出力は乗算器３７８および３８４の第 １の入力に供給される。乗算器３７８の第２の入力は乗算器３９２から供給され る疑似雑音シーケンスであり、乗算器３８４の第２の入力は乗算器３９０から供 給される疑似雑音シーケンスである。 乗算器３７８からの出力はＦＩＲ／利得素子３８０に供給され、このＦＩＲ／ 利得素子３８０は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利 得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３８０の出 力は遅延素子３８２に供給される。遅延素子３８２は、減算器３７４の第２の減 算入力に信号を供給する前に１／２チップだけ信号を遅延させる。減算器３７４ の出力の処理は先に説明したように進行する。 乗算器３８４からの出力はＦＩＲ／利得素子３８６に供給され、このＦＩＲ／ 利得素子３８６は信号をフィルタ処理して、パイロット／制御チャネルの単位利 得に対する利得係数にしたがって信号を増幅する。ＦＩＲ／利得素子３８６の出 力は合計器３７６の第３の入力に供給される。合計器３７６の出力の処理は先に 説明したように進行する。 図１０を参照すると、データを処理するための受信機が例示されており、制御 データがパイロット信号データとマルチプレクスされている。データは（図示さ れていない）アンテナにより受信され、ダウンコンバートされ、フィルタ処理さ れ、サンプル化させる。フィルタされたデータサンプルは遅延素子４００および ４０２に供給される。遅延素子４００および４０２は、乗算器４０４および４０ ６の第１の入力にデータを供給する前にチップサイクルの半分だけデータを遅延 させる。乗算器４０４および４０６の第２の入力には乗算器４５０により供給さ れる疑似雑音シーケンスが供給される。乗算器４５０は、先に説明したようにロ ングコードによりショートコードＰＮ_Iを乗算することにより疑似雑音シーケン スを発生させる。 フィルタされたサンプルは乗算器４４６および４４８の第１の入力に（遅延無 く）直接的にも供給される。乗算器４４６および４４８の第２の入力には乗算器 ４５２により疑似雑音シーケンスが供給される。乗算器４５２は、ロングコード によりショートＰＮコード（ＰＮ_Q）を乗算することにより疑似雑音を発生させ る。乗算器４０４からの出力は合計器４０８の第１の入力に供給され、乗算器４ ４６からの出力は合計器４０８の第２の入力に供給される。乗算器４０６からの 出力は減算器４１０の合計入力に供給され、乗算器４４８からの出力は減算器４ １０の減算入力に供給される。 合計器４０８の出力は遅延素子４１２およびパイロットシンボル選択装置４３ ４に供給される。パイロットシンボル選択装置４３４は、信号をパイロットフィ ルタ４３６に供給する前に、パイロットデータから制御データをゲートアウトす る。パイロットフィルタ４３６は信号をフィルタし、フィルタされたパイロット 信号を乗算器４１６および４１８に供給する。同様に、パイロットシンボル選択 装置４３８は、信号をパイロットフィルタ４４０に供給する前に、パイロットデ ータから制御データをゲートアウトする。パイロットフィルタ４４０は信号をフ ィルタして、フィルタされたパイロット信号を乗算器４４２および４４４に供給 する。 遅延素子４１２は、データが乗算器４１６に供給される前に、２つのパスを通 るデータを同期化させるために使用される。すなわち、遅延素子４１２は、パイ ロットシンボル選択装置４３４およびパイロットフィルタ４３６の処理遅延に等 しい遅延をもたらし、これはパイロットシンボル選択装置４３８およびパイロッ トフィルタ４４０の処理遅延に等しい。同様に、遅延素子４１４は乗算器４１８ および４４２に供給されるデータを同期化する。 遅延素子４１２の出力は乗算器４１６および４４４の第１の入力に供給される 。乗算器４１６への第２の入力はパイロットフィルタ４３６の出力により供給さ れる。乗算器４４４の第２の入力はパイロットフィルタ４４０により供給される 。遅延素子４１４の出力は乗算器４１８および４４２の第１の入力に供給される 。乗算器４１８への第２の入力はパイロットフィルタ４３６の出力により供給さ れる。乗算器４４２への第２の入力はパイロットフィルタ４４０により供給され る。 乗算器４１６の出力は合計器４２０の第１の入力に供給され、合計器４２０へ の第２の入力は乗算器４４２の出力により供給される。合計器４２０からの合計 は制御シンボル選択装置４２４に供給され、この制御シンボル選択装置４２４は パイロットチャネルデータから制御データを分離し、その情報を図示されていな い制御プロセッサに供給し、この制御プロセッサはそれに応答して基地局送信電 力を調整する。 乗算器４１８からの出力は減算器４２２の合計入力に供給される。乗算器４４ ４からの出力は減算器４２２の減算入力に供給される。減算器４２２の出力は乗 算器４２６の第１の入力に供給される。乗算器４２６の第２の入力には反復ウォ ルシュシーケンス（＋１，−１）が供給される。乗算器４２６からの積は合計器 ４２８に供給され、この合計器４２８はウォルシュシーケンス期間に対して入力 ビットを合計して、補助チャネルデータを供給する。減算器４２２の出力は乗算 器４３０の第１の入力に供給される。乗算器４３０の第２の入力には反復ウォル シュシーケンス（＋１，＋１，−１，−１）が供給される。乗算器４３０からの 積は合計器４３２に供給され、この合計器４３２はウォルシュシーケンス期間に 対して入力ビットを合計して、基本チャネルデータを供給する。 このように、マルチチャネル、高レート、ＣＤＭＡワイヤレス通信システムを 説明した。この説明は当業者が本発明を作りまたは使用することができるように 提供されている。これらの実施形態に対するさまざまな修正は当業者に容易に明 らかになるであろう。ここに規定されている一般的な原理は発明力を使用するこ となく他の実施形態に適用することができる。したがって、本発明はここに示さ れている実施形態に制限されることを意図しているものではなく、ここに開示さ れている原理および新規な特徴と矛盾しない最も広い範囲にしたがうべきである 。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ， ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，Ｌ Ｓ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，Ｅ Ｅ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，Ｖ Ｎ，ＹＵ，ＺＷ 【要約の続き】 ら４つのサブチャネルの使用が好ましいが、より多くの 数のチャネルしたがってより長いコードの使用も許容す ることができる。パイロットデータと制御データは１つ のチャネル上に合成されることが好ましい。ユーザデー タまたはシグナリングデータあるいはこの両方を含む非 指定デジタルデータを送信するために、残りの２つの送 信チャネルを使用する。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．ワイヤレス通信システム中で使用する加入者ユニットまたは他の送信機にお いて、 情報データの複数の情報源と、 情報データをエンコードするエンコーダと、 制御データの複数の制御源と、 搬送波信号上での送信のためにエンコードされた情報データをそれぞれ異なる 変調コードで変調し、複数の制御源からの制御データを合成し、エンコードされ た情報データと合成された制御データを送信のために出力する変調器とを具備す る加入者ユニット。 ２．制御データが電力制御データとパイロットデータを含む請求項１記載の加入 者ユニット。 ３．変調器が、電力制御データとパイロットデータをマルチプレクスするように 動作可能である請求項２記載の加入者ユニット。 ４．変調器が、連続送信ために制御データを合成するように動作可能である請求 項３記載の加入者ユニット。 ５．変調器が、時々送信するために情報データを変調する請求項４記載の加入者 ユニット。 ６．変調コードがウォルシュコードである請求項１ないし請求項５のいずれか１ 項記載の加入者ユニット。 ７．複数の情報源の第１の情報源からの情報データを変調するために使用される ウォルシュコードが、複数の情報源の第２の情報源からの情報データを変調する ために使用されるウォルシュコードよりも長い請求項６記載の加入者ユニット。 ８．複数の情報源の第１の情報源からの情報データを変調するために使用される ウォルシュコードが４チップを含み、複数の情報源の第２の情報源からの情報デ ータを変調するために使用されるウォルシュコードは２チップを含む請求項７記 載の加入者ユニット。 ９．搬送波信号上での送信のために変調器からのデータを相互にかつ拡散コード と合成する合成器をさらに具備する請求項１ないし請求項８のいずれか１項記載 の加入者ユニット。 １０．拡散され、合成され、変調されたデータを伝える搬送波信号を送信する送 信回路をさらに具備する請求項９記載の加入者ユニット。 １１．エンコーダが、情報データに対して低いコードレートエラー訂正とシーケ ンス反復を行うように構成されている請求項１ないし請求項１０のいずれか１項 記載の加入者ユニット。 １２．ワイヤレス通信システム中で使用する基地局または他の受信機において、 搬送波信号を受信し、それぞれ異なる変調コードで変調された複数の情報源か らのエンコードされた情報データと、相互に合成されている複数の制御源からの エンコードされた制御データとを搬送波信号から取り出す受信機と、 それぞれ異なる変調コードからのエンコードされた情報データと制御データと を復調する復調器と、 エンコードされた情報データをデコードし、制御データを復調するデコーダと を具備する基地局。 １３．ワイヤレス通信システム中で送信する方法において、 複数の情報データを獲得し、 情報データをエンコードし、 複数の制御データを獲得し、 搬送波信号上での送信のために、エンコードされた情報データをそれぞれ異な る変調コードで変調し、 複数の制御源からの制御データを合成し、 送信のために、エンコードされた情報データと合成された制御データを出力す ることを含む方法。 １４．第１の加入者ユニットが１組の加入者ユニットと通信している基地局に対 して制御データとパイロットデータを送信し、１組の加入者ユニット中の第１の 加入者ユニットから送信するために変調データを発生させる方法において、 ａ）前記制御データをパイロットデータと合成し、 ｂ）前記合成された制御データとパイロットデータを単一のチャネル変調フォ ーマットにしたがって変調することを含む方法。