JP2002508132A - 多重モード直接復調受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 スーパーヘテロダイン回路ではなく（受信信号を、受信信号の帯域幅と同じ周波数範囲内の中間周波数を使って処哩する）直接復調を組み込んでおり、受信機ハードウェア装置を、それぞれの帯域について重複させることなく再利用することができる多重モード受信機。様々な実施例が開示されており、その実施例におけるローパスフィルタ、ミキサー、直交信号生成器、発振器、増幅器は、再利用される。

Description

【発明の詳細な説明】 多重モード直接復調受信機 発明の分野 本発明は、一般に多重帯域無線通信装置およびシステムに関する。詳細には、 本発明はスーパーヘテロダイン復調回路よりも直接復調を組み込んだ多重帯域無 線通信装置およびシステムに関する。 発明の背景 無線通信の分野は急激なペースで発展しつづけているので、ますます膨れ上が る数の運用中のシステムと周波数帯域でも、膨れ上がる移動通信に対する消費者 の要求とは相容れないものがある。即ち、異なる消費者が異なる技術標準を使用 した無線通信システムに加入したときに問題が生ずることになる。この問題を回 避するために、同一の周波数帯域が全ての無線通信システムにおいて使用される グローバル標準化システムが提案された。しかし、無線通信システムの運用者は 、すでに存在する、もしくはすでに発展しつつある異なる複数のシステムに対す る投資を最大限に回収することを望んでいるので、この解決策は実際的ではない 。さらに、歴史的な経緯は、全ての製造業が単一の標準化システムに同意するこ とが極端に困難なことを物語っている。 多重無線通信システムが存在するところでの移動通信能力を最大限に発揮する ためのこの問題に対する別の解決策は、加入者が異なる無線通信システムと通信 することができるように、二重または多重モード性能を組み込むことである。こ の解決策は、異なるキャリア周波数若しくは周波数帯域で動作しているが、同一 の多重化手法又は同一のベースバンド処理手法を利用している異なる無線通信シ ステムにとっては特に望ましい。よく知られたところでは、Global System for Mobile communications(GSM),Personal Communication Services(PCS),Digital Communication System(DCS)等のシステムは、そのような類似性を有する。 しかしながら、典型的な装置にあたえられたサイズとコストの制約により多重 帯域煮対する能力を組み込むことは困難であるため、ほとんど全ての既知の無線 通信装置は単一帯域型である。さらに、ほとんどの無線通信装置はスーパーヘテ ロダイン復調回路を組み込んだ受信機を使用している。第一の周波数で受信した 信号は、受信機によって処理するために、一つ以上の第二の中間周波数に復調さ れる。その中間周波数は実質的に最防の周波数と異なるらせることができる。典 型的に知られたスーパーヘテロダイン復調受信機を図１に示す。ここでは、信号 はアンテナ１０で受信され、バンドパスフィルタ１２でフィルタリングされ、増 幅器１４で増幅され、局部発振器ＬＯ１とミキサー１６によって第一の中間周波 数に復調される。第一の中間周波数での信号は、バンドパスフィルタ１８と増幅 器２０によって処理され、局部発振器ＬＯ２とミキサー２２によって第二の中間 周波数に復調される。この第二の中間周波数はバンドパスフィルタ２４でフィル タリングされ、さらなる回路によって処理される。スーパーヘテロダイン復調受 信機は信号を複数信号で処理するため、複数の受信ハードウェア構成要素を多重 化しない限りマルチモードに対応することは困難となる。 従って、無線通信装置にとっで受信ハードウェアの重複を最小限とする一方 で、多重周波数帯域で信号を受信することが可能となるのは望ましいことである 。 発明の要約 本発明は、上記の問題を解決するものであり、著しいハードウェアの重複を 必要とせずに多重周波数帯域で信号を受信可能な無線通信装置を提供することに より更なる利益を提供するものである。この効果を達成するために、本発明に対 応した無線通信装置は直接復調方式を使用する。ここでは、中間周波数は排除さ れるか、あらゆる周波数復調は、受信信号の帯域幅内の周波数に制限されるかの いずれかとなる。 本発明の最初の実施例によれば多重帯域通信受信機は、複数の周波数帯域 のうちの一つによって搬送される通信信号を受信するためのアンテナ若しくは他 の受信手段と、複数の周波数帯域におけるそれぞれの通信信号をフィルタリング するための一つ以上のバンドパスフィルタと、複数の帯域のうちの一つのフィル タリングされた通信信号を選択的に増幅するための増幅器と、増幅された信号か ら同相及び直交信号を生成する一つ以上の直交信号生成器と、同相及び直交信号 をフィルタリングするためのローパスフィルタと、ローパスフィルタリングされ た同相及び直交信号を処理するためのベースバンド処理回路とを含む。直交信号 は、受信信号の周波数範囲内である。 本発明によれば、受信回路の特定部分は回路の簡単化のために再利用される 。本発明の更なる実施例の開示によれば、低雑音増幅器が周波数専用増幅器部分 と一般的な増幅器部分に分割され、ミキサー、直交信号生成器、および／または 電圧制御発振器が再利用される。直接復調方式が採用されるので、ローパスフィ ルタは、典型的なスーパーヘテロダイン復調方式受信機において必要とされるバ ンドパスフィルタのかわりに、直交信号をフィルタリングするために使用するこ とができる。ローパスフィルタはバンドパスフィルタより簡単に実装されること ができるので、受信機回路をさらに簡単にできる。 図面の簡単な説明 本発明のより完全なる理解は、添付図面と結びついた好適な実施例に関する以 下の詳細な説明を読むことによって得られる。なおこれらの図面において、詳細 な説明における同一の参照記号は同一の要素を示している。これらの図面は以下 の通りである。 図１は、従来のスーパーヘテロタイン受信機のブロックダイアグラムである。 図２は、本発明の第一の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロッ クダイアグラムである。 図３は、本発明の第二の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロ ックダイアグラムである。 図４は、本発明の第三の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロ ックダイアグラムである。 図５は、本発明の第四の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロ ックダイアグラムである。 好適な実施例の詳細な説明 図２は、本発明の第一の好適な実施例に対応した直接復調方式の受信機のブロ ックダイアグラムを示している。受信機は、信号を受信するためのアンテナ１０ と、受信信号を第一および第二の帯域に分割するための帯域分割器３０を含む。 第一および第二のバンドパスフィルタ１２aと１２ｂは、第一および第二の帯域 に分割された信号をそれぞれフィルタリングする。これらのバンドパスフィルタ は周波数（帯域）特定されており、もし受信機の線形性が比較的高いならば省略 され得る。別の選択枝として、バンドパスフィルタが使用されるならば帯域分割 器３０を省略することができる。ほとんどの場合、消費電力を最小とするために はバンドパスフィルタは望ましい。さらに別の選択枝として、１入力多重出力( １帯域について１出力)を有する単一マルチバンドフィルタを帯域分割器３０お よびバンドパスフィルタ１２a、１２ｂと置き換えることもできる。フィルタ１ ２aおよび１２ｂから出力されたフィルタリングされた信号は、更なる処理の為 に、バンドパスフィルタリングされた信号をベースバンド信号へ変換する処理ユ ニット３２aおよび３２ｂにそれぞれ供給される。処理ユニット３２aおよび３２ ｂは、どの帯域が選択されたかに依存して、第一の周波数帯域または第二の周波 数帯域内に信号の同相及び直交成分を生成する。帯域選択は、加入者または、受 信した通信信号が供給された制御信号によって遂行される。 処理ユニット３２aと３２ｂには、それぞれ低雑音増幅器３４aと３４ｂおよび ミキシング回路が含まれている。処理ユニット３２aと３２ｂそれぞれのミキシ ング回路は実質的に同一のものであるから、処理ユニット３２aのミキシング回 路のみについて説明する。処理ユニット３２aのミキシング回路は、発振信号を 生成するための電圧制御発振器（ＶＣＯ）３６a、発振信号を同相（Ｉ）と直交 （Ｑ）要素に分割（即ち信号は位相成分に９０°で分割される。）するための 直交信号生成器３８a、Ｉ信号とＱ信号をそれぞれ増幅器３４aから出力された増 幅された信号とミキシングするための、ミキサー４０aと４１aを含む。処理ユニ ット３２ｂのミキシング回路はＩ、Ｑ信号を同一の周波数帯域で同時に出力する 。直交信号生成器３８aと３８ｂはミキサーを駆動する直交信号を生成する。 直接復調の原理に従えば、ミキサー４０a、ｂと４１a、ｂからの出力信号の周 波数は、受信信号の帯域幅と同一の周波数レンジ内にある。このように、第一お よび第二の帯域は異なる帯域幅を有することが可能だが、発振器３６aと３６ｂ は受信信号と同一の周波数レンジ内にある。直接復調方式の結果として、受信信 号の帯域幅の周波数レンジの外の中間周波数の信号への復調がないので、受信機 の多くのハードウェア構成要素の再利用が可能となる。図２の実施例では、ロー パスフィルタ４２aと４２ｂは再利用される。 選択された処理ユニットから出力される同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号は、 同相ローパスフィルタ４２aと直交ローパスフィルタ４２ｂにそれぞれ供給され る。これらのローパスフィルタ４２aと４２ｂは好ましくは、プログラム可能な 帯域幅を有し、これによって受信機が帯域幅が異なる二つの帯域を収容できるよ うにしている。帯域幅が異なる二つの帯域を備えることを受信機に可能とする、 プログラム可能な帯域幅を有している。フィルタリングされたＩ、Ｑ信号はベー スバンド処理回路４４に渡される。この回路は従来からよく知られているベース バンド処理回路でもよい。直接復調方式は、受信信号のレンジの外の中間周波数 の使用を回避できるので、処理ユニット３２aと３２ｂからの出力信号を、バン ドパスフィルタよりもむしろローパスフィルタでフィルタリングすることができ る点で評価されるであろう。対照的に、スーパーヘテロダイン復調方式の受信機 は、受信信号のレンジの外の中間周波数を使用するので,バンドパスフィルタが 不可欠になる。この相違は重大な利益をもたらす。それは、ローパスフィルタは バンドパスフィルタよりもより簡単に実現することができ、プログラマブルなロ ーパスフィルタはプログラマブルなバンドパスフィルタよりもより簡単に実現す ることができるからである。チャネル選択フィルタリングはプログラマブルなロ ーパスフィルタで実現されるので、異なる帯域幅を有する二つの帯域をもつデュ アルバンド受信機を実現することが可能となる。ローパスフィルタは、もしアナ ログもしくはデジタルフィルタとして集積化されるなら、プログラマブルな帯域 幅のものについて比較的簡単に設計ができる。これと対照的に、バンドパスフィ ルタは典型的に離散的フィルタであり、異なる帯域幅についてプログラムするこ とができない。さらに、図２の直接復調方式の比較的簡単な構造は、無線通信装 置の周波数設計を簡単化する。二重帯域受信機が開示される一方で、本発明の原 理は三つ以上の帯域を有する受信機の設計にも適用できる点で評価されるべきで ある。 図３は本発明の第二の実施例の図を示している。この実施例では、単一電圧制 御発振器（ＶＣＯ）３６、とミキサー４０、４１を有する単一ミキシング回路が 各周波数帯域に生成される増幅信号をミックスするのに使用される。ミキシング 回路は、ローパスフィルタ４２aと４２ｂでフィルタリングされる同相（Ｉ）信 号と直交（Ｑ）信号を生成する。この実施例においては、ＶＣＯ３６は受信機が 受信可能な周波数帯域の全てを包含するのに十分な比較的大きな帯域幅を有する べきである。別の選択肢としては、ＶＣＯ３６は、多重発振周波数の間で切り替 え可能としてもよい。また、直交信号生成器３８は、ＶＣＯ３６によって生成さ れる発振信号から直交ローカル発振（ＬＯ）信号を生成する、周波数分離器と置 換可能である。信号の周波数を二つに分割することにより、二つの直交信号を生 成することが可能となる。周波数２ｆにおける異なる信号は二つに分割され,各 信号の立ち上りエッジは分割された信号のエッジを制御する。周波数２ｆにおけ る１／２波長は、周波数ｆにおける１／４波長と等価であり、発生する信号は直 交信号である。もし、周波数分割器が使用されれば、ＶＣＯ３６は所望のＬＯ周 波数の適当な倍数において動作しなければならない。例えば、１又は２の周波数 において動作している直交信号生成器のために、周波数分割器は二つまたは二つ と四つにそれぞれ分割する。この手法は、高いｆｔまたは高い電流消費の、より よい半導体プロセスを必要としえる。しかしながら、この手法はロバストな帯域 幅を実現し、スプリアス発射を削減することができる。この実施例で単一直交信 号生成器と単一ＶＣＯの使用について開示する一方、（適当な切り替え手段を備 えた）多重ＶＣＯは単一直交信号生成器とともに使用したり、多重ＶＣＯは多重 直交生成器とともに使用したり、若しくは、単一ＶＣＯは多重直交信号生成器と ともに使用することができる。 図４は、本発明の第３の実施例のブロックダイアグラムを開示する。この実施 例は、増幅手段が分割されている点を除いては、実質的に図３の実施例と同一で ある。特に、低雑音増幅器３４aと３４ｂは帯域専用であり、二つ以上の帯域に ついて共通的な、もしくは、例えば３４aと３４ｃの結合のような、完全な低雑 音増幅器を形成する（換言すれば、低雑音増幅器の−部は複数帯域に共通となり える）低雑音増幅器の一部を包含する、低雑音増幅器３４ｃが提供される。低雑 音増幅手段を帯域専用と一般的な構成要素に分割することにより、低雑音増幅手 段の最初の一部（増幅器３４aと３４ｂ）に帯域選択機能を提供すること及び、 低雑音増幅回路の一部の再利用により全体の回路の複雑さを低減することが可能 となる。もし、多重帯域受信機がＧＳＭとＤＣＳ信号を受信しようとすれば、Ｇ ＳＭ ＬＮＡにおける電流消費はＤＣＳ ＬＮＡにおけるそれよりも少なくなる から、それぞれの帯域についてバンド専用ＬＮＡを使用することが望ましい。ゆ えに受信機の電流消費は、分割増幅器の使用によって削減することが可能となる 。 図５は、本発明の第４の実施例の図を示している。図５の実施例は、３帯域( 例えばＧＳＭ，ＤＣＳ及びＰＣＳ)上の信号を受信するための３帯域受信機を開 示する。この実施例は、図２及び図３に開示された実施例の特徴と結合する。こ の実施例においては、帯域分割器３０は受信信号を３帯域に分割し、バンドパス フィルタ１２a、１２ｂ及び１２ｃは分割された信号を３帯域(この例ではＧＳＭ ，ＤＣＳ，及びＰＣＳのそれぞれ)に適切となるようにフィルタリングする。Ｇ ＳＭ信号の分岐には、図２で開示されたものと実質的に同一の処理ユニット３２ aが含まれる。処理ユニット３２aは同相（Ｉ）信号と直交（Ｑ）信号を、同相・ 直交ローパスフィルタ４２aと４２ｂにそれぞれ出力する。この回路のＤＣＳと ＰＣＳの分岐には、分離された低雑音増幅器３４ｂと３４ｄ、図４と関連して上 述した調整、プログラム、切り替えが可能な高帯域幅ＶＣＯ３６を含む単一ミキ シング回路装置を含む。共通のミキシング回路装置は同相信号、直交信号を生成 し、これらの信号を同相及び直交ローパスフィルタ４２aと４２ｂにそれぞれ供 給する。 上記の記載以外の多くの回路結合が、本発明の原理に従って設計可能であるこ とが記載されるであろう。例えば、図５の実施例を、分岐路で単一ミキシング回 路とＶＣＯを共有するために、帯域専用及び共通の低雑音増幅器を含むように修 正することは簡単に実現可能である。比較的少ない周波数復調操作を提供するこ とにより、周波数におけるそれぞれの結果は受信信号の帯域幅の周波数レンジ内 に納まり(すなわち直接復調)、信号処理上の重要な利益を達成することができる 。特に、多重モード通信受信機はＬＮＡ、直交信号生成器、ミキサー、ＶＣＯ及 び、ローパスフィルタの再利用により、構成要素を大幅に単純化することが可能 になる。さらに、直接復調方式を利用する結果として、ローパスフィルタはスー パーヘテロダイン復調方式で典型的に必要とされるバンドパスフィルタのかわり に使用されることができる。プログラム可能なローパスフィルタはバンドパスフ ィルタに比べより簡単に実現が可能であるので、受信機回洛をさらに単純化する ことが可能となる。 前述の記載は、非常に多くの詳細と具体例を含んではいるが、これらは説明目 的のためのみの記載として理解されるべきである。従来技術に関する通常の知識 を有するものにとっては容易に自明となるであろう多くの変形例は、請求項とそ れらの法上の均等物によって定義されるように、明らかに発明の精神及び範囲の 内にある。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ， ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，Ｌ Ｓ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ， ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，Ｅ Ｅ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＧＷ，ＨＵ ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ， ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，Ｍ Ｄ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ， ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，Ｖ Ｎ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者 ジャコブソン，ペーター スウェーデン国 ルント エス―227 31 トロレベリスフェーゲン 89ビー (72)発明者 セランダー，ジヤン スウェーデン国 ルント エス―226 44 マギストラスフェーゲン 55ケー：121 (72)発明者 グスタフソン，ケージェル スウェーデン国 ルント エス―224 72 ボルゴスリンガン ２ (72)発明者 クンケル，ラルス，ペーター スウェーデン国 ランズクロナ エス― 261 93 ハゲンスフェーゲン 16 (72)発明者 カールソン，トルステン スウェーデン国 ルント エス―224 72 ビボリスリンガン 46 (72)発明者 マナストール，ジヤコブ スウェーデン国 フォーロフ エス―291 75 スキフテスフェーゲン 40

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、 多重帯域通信受信機であって、 複数の周波数帯域のうちの一つから帯域幅を有する通信信号を受信するための 受信手段と、 複数の帯域のうちの一つにおいて受信した通信信号を選択的に増幅するための 増幅手段と、 同相信号と直交信号を前記増幅された信号から生成する直交信号生成手段と、 前記同相信号と直交信号とをフィルタリングするためのローパスフィルタリン グ手段と、 前記フィルタリングされた同相信号と直交信号とを処理するためのベースバン ド処理手段とを備えることを特徴とする多重帯域通信受信機。 ２、 前記複数の周波数帯域のそれぞれにおける通信信号をフィルタリング するためのバンドパスフィルタリング手段を、更に備えることを特徴とする請求 項１に記載の多重帯域通信受信機。 ３、 前記直交信号生成手段が、前記増幅された信号を同相及び直交発振信 号とミキシングするためのミキシング手段を含み、前記同相及び直交発振信号は 前記受信された通信信号の帯域幅の内の周波数であることを特徴とする請求交１ に記載の多重帯域通信受信機。 ４、 前記ローパスフィルタリング手段が、プログラム可能な帯域幅を有す るローパスフィルタを含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信 機。 ５、 前記直交信号生成手段が単一電圧制御発振器を含むことを特徴とする 請求項１に記載の多重帯域通信受信機。 ６、 前記直交信号生成手段が多重電圧制御発振器を含むことを特徴とする 請求項１に記載の多重帯域通信受信機。 ７、 前記増幅手段が少なくとも一つの帯域専用低雑音増幅器を前記複数の 周波数帯域のそれぞれのために含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域 通信受信機。 ８、 前記増幅手段がさらに、周波数専用低雑音増幅器から出力される信号 を増幅するための共通増幅器を少なくとも一つ含むことを特徴とする請求項７に 記載の多重帯域通信受信機。 ９、 前記直交信号生成手段が二つ以上の複数の周波数帯域の間で共有され る直交信号生成器を含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機 。 １０、 前記直交信号生成手段が多重直交信号生成器を含むことを特徴とす る請求項１に記載の多重帯域通信受信機。 １１、 前記直交信号生成手段が、選択可能な発振周波数を有する発振器を 少なくとも一つ含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。 １２、 前記直交信号生成手段が、少なくとも一つの発振器と少なくとも一 つの発振器のうちの一つによって生成された発振信号を分割するための周波数分 割手段とを含むことを特徴とする請求項１に記載の多重帯域通信受信機。 １３、 前記複数の周波数帯域のそれぞれが異なる帯域幅を有することを特 徴とする請求項１に記載の多重帯域直信受信機。 １４、 通信信号を受信する方法であって、複数の周波数帯域のいずれかに おいて、帯域幅を有する通信信号を受信する工程と、 前記受信した信号をバンドパスフィルタリングする工程と、 前記バンドパスフィルタリングされた信号を増幅する工程と、 同相及び直交受信信号を生成するために、前記バンドパスフィルタリングされ た信号を同相及び直交発振信号とミキシングする工程と、 前記同相受信信号及び直交受信信号に対し、ローパス位相フィルタ及びローパ ス直交フィルタでそれぞれローパスフィルタをかける工程とを備えることを特徴 とする。 １５、 前記同相受信信号及び直交受信信号が前記通信信号の帯域幅内にあ ることを特徴とする請求項１４に記載の方法。 １６、 前記ローパス同相フィルタ及びローパス直交フィルタが、異なる帯 域幅の通信信号に順応するように変化させることが可能なプログラム可能な帯域 幅を有することを特徴とする請求項１４に記載の方法。 １７、 可変発振周波数を有する発振器からの前記位相及び直交発振信号を 生成する工程を前記ミキシングする工程の前に更にそなえることを特徴とする請 求項１４に記載の方法。 １８、 前記増幅する工程は、まず、前記バンドパスフィルタリングされた 信号を周波数専用低雑音増幅器において増幅し、さらに最初に増幅された信号を 異なる周波数レンジを有する信号を増幅することができる共通の低雑音増幅器で 増幅することによって実行されることを特徴とする請求項１４に記載の方法。 １９、 第一の発振信号を生成し、前記同相及び直交発振信号を生成するた めに前記第一の発振信号の周波数分割する工程を前記ミキシングする工程の前に 更に備えることを特徴とする請求項１４に記載の方法。