JP2002208869A

JP2002208869A - マルチバンド無線信号送受信装置

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Publication number: JP2002208869A
Application number: JP2001001283A
Authority: JP
Inventors: Naotaka Sato; 直孝佐藤
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2001-01-09
Filing date: 2001-01-09
Publication date: 2002-07-26
Also published as: US7058380B2; WO2002056491A1; EP1351404A1; US20050164733A1; US20040097210A1; CN1486538A

Abstract

(57)【要約】【課題】位相のみの情報を使用して変調される信号を
送受信する第１の通信方式例えばＧＳＭ／ＤＣＳの信
号、および、位相および振幅の情報を使用して変調され
る信号を送受信する第２の通信方式例えばＵＭＴＳ（Ｗ
−ＣＤＭＡ）の信号による通信が可能であるマルチバン
ド無線信号送受信装置としてハードウェア回路の小型化
および省電力化を実現することのできる。【解決手段】ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＵＭＴＳに使用する受
信用信号を作り出すために、送信用ＩＦ信号のＰＬＬの
周波数を、ＧＳＭ／ＤＣＳとＵＭＴＳとで方式別に切り
替えることで、ＧＳＭ／ＤＣＳとＵＭＴＳモードのそれ
ぞれで、別の受信チャンネル用ＰＬＬの信号をイメージ
除去ミキサまたは再生分周回路を用いて、ダイレクトコ
ンバージョン受信用局部発振信号として用いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、例えば、ＴＤＭ
Ａ方式と、Ｗ−ＣＤＭＡ方式との２種の異なる通信方式
による通信が可能であると共に、２個以上の互いに異な
る周波数帯域の信号の通信が可能であるマルチバンド無
線信号送受信装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＧＳＭは欧州の携帯電話の方式であり、
また、ＤＣＳは欧州のパーソナル移動通信システムの方
式であり、いずれも、ＴＤＭＡ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓ
ｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）方式を用いる
ものであって、かつ、変調方式として、送信ベースバン
ドフィルタにガウシアンフィルタを用い、帯域制限した
狭帯域ＭＳＫ（ＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔＫｅｙｉ
ｎｇ）であるＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ−ｆｉｌｔｅ
ｒｅｄＭｉｎｉｍｕｍＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）
を使用するが、使用周波数帯域が異なっている。

【０００３】図１２に、従来のＧＳＭ端末装置２００の
構成を示す。このＧＳＭ端末装置２００は９００ＭＨｚ
帯の送受信信号を処理している。これに対して１８００
ＭＨｚ帯の送受信信号を処理するのがＤＣＳ端末装置で
ある。両者は、ほぼ同様の構成である。

【０００４】先ず、図１２の送信系２００Ｔについて説
明する。図示しないデータ生成部で生成された送信デー
タは、ベースバンド処理部２０１に供給される。ベース
バンド処理部２０１は、送信データに位相変調処理を施
し、互いに直交しているＩ信号及びＱ信号を生成し、直
交変調部２０２に供給する。直交変調部２０２は、これ
に入力されたＩ信号およびＱ信号は、固定ＰＬＬ（Ｐｈ
ａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）回路部２０３で生成さ
れた中間周波信号（以下、ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａ
ｔｅｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号という）とそれぞれ混
合してから合成し、オフセットＰＬＬ回路部２０４に供
給する。

【０００５】オフセットＰＬＬ回路部２０４は、直交変
調がかけられた９００ＭＨｚ帯のＲＦ信号（Ｒａｄｉｏ
Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；高周波信号）を生成する。この
とき、オフセットＰＬＬ回路部２０４には、オフセット
ＰＬＬ用の周波数シンセサイザーであり、かつ、後述す
る受信用局部発振信号を発生するチャンネル用ＰＬＬ回
路部２０９から信号が供給される。

【０００６】オフセットＰＬＬ回路部２０４で生成され
たＲＦ信号は、定利得アンプ２０５において所定の利得
で増幅されたのち、電力増幅器２０６で増幅され、アン
テナスイッチ２０７を介してアンテナ２０８より空間に
放射される。

【０００７】次に、受信系２００Ｒについて説明する。
基地局から送信されたきたＲＦ信号は、アンテナ２０
８、アンテナスイッチ２０７を介して受信され、バンド
パスフィルタ２１１に供給されてフィルタリングされ
る。バンドパスフィルタ２１１のフィルタリング出力
は、低雑音増幅器２１２にて増幅された後、直交復調部
２１３に供給される。

【０００８】直交復調部２１３は、低雑音増幅器２１２
からの増幅出力から、ベースバンド信号であるＩ信号お
よびＱ信号を復調する。このとき、直交復調部２１３
は、チャンネル用ＰＬＬ回路部２０９から復調用に使
う、受信用局部発信信号を受け取る。

【０００９】次に、図１２における直交変調部２０２、
固定ＰＬＬ回路部２０３、オフセットＰＬＬ回路部２０
４、チャンネル用ＰＬＬ回路部２０９の部分について、
図１３を参照しながら詳細に説明する。

【００１０】固定ＰＬＬ回路部２０３は、ＶＣＯ（Ｖｏ
ｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏ
ｒ；電圧制御型可変周波数発振器）２２１と、固定ＰＬ
Ｌ制御部２２２と、ローパスフィルタ２２３とからな
り、７６０ＭＨｚの中間周波数信号を発生し、直交変調
部２０２に供給する。

【００１１】直交変調部は、分周器２２４と、混合器２
２５および２２６と、加算器２２７とからなる。分周器
２２４は、固定ＰＬＬ回路部２０３からの７６０ＭＨｚ
の中間周波数信号を１／２に分周し、互いに位相が９０
度異なる２相の３８０ＭＨｚの中間周波数信号にしてか
ら、混合器２２５、混合器２２６に供給する。

【００１２】混合器２２５および２２６では、それぞれ
Ｉ信号およびＱ信号と、位相が９０度異なる２相の３８
０ＭＨｚの中間周波数信号とを混合する。そして、直交
変調部２０２では、混合器２２５および２２６の出力を
加算器２２７で加算し、オフセットＰＬＬ回路２０４に
供給する。

【００１３】オフセットＰＬＬ回路２０４は、ＶＣＯ２
２８と、混合器２２９と、ローパスフィルタ２３０と、
位相比較器２３１と、ローパスフィルタ２３２とからな
る。また、チャンネル用ＰＬＬ回路部２０９は、ＶＣＯ
２３３と、チャンネル用ＰＬＬ２３４と、ローパスフィ
ルタ２３５とからなる。

【００１４】チャンネル用ＰＬＬ回路部２０９は、ＧＳ
Ｍ端末装置２００が使用するチャンネルの周波数に合わ
せて、ＶＣＯ２３３から送信時、あるいは受信時に適当
な周波数の信号を生成する。この例の場合、送信時は、
１２６０〜１２９５ＭＨｚの送信信号を作り出し、オフ
セットＰＬＬ回路部２０４に供給する。また、受信時
は、１３８７．５〜１４４０ＭＨｚの発振周波数信号を
生成して、出力端子２３６から受信用局部発振信号とし
て出力する。

【００１５】オフセットＰＬＬ回路部２０４では、送信
時に、ＶＣＯ２２８の発振出力信号と、チャンネルＰＬ
Ｌ回路部２０９からの使用するチャンネル用の送信周波
数信号とを混合器２２９で混合し、その混合出力をロー
パスフィルタ２３０を通じて位相比較器２３１に供給す
る。位相比較器２３１では、ローパスフィルタ２３０か
らの出力と、直交変調部２０２の出力とを、その位相比
較出力をローパスフィルタ２３２を通じてＶＣＯ２２８
に供給し、このＶＣＯ２２８の出力発振信号の周波数を
制御する。

【００１６】これにより、ＶＣＯ２２８の発振周波数
は、ＶＣＯ２３２の発振周波数−（ＶＣＯ２２１の発振
周波数÷２）に等しくなるように収束する。位相比較器
２２８に入力される、直交変調部２０２からの３８０Ｍ
ＨｚのＩＦ信号は、Ｉ信号およびＱ信号の位相情報を持
っているので、ＶＣＯ２２８の出力信号も、Ｉ信号およ
びＱ信号で位相変調される。すなわち、ＶＣＯ２２８の
出力として、ＧＳＭの送信信号がＧＭＳＫ変調されて直
接得られる。

【００１７】このようなオフセットＰＬＬ回路部２０４
を使用した送信信号生成のための回路は、ＧＭＳＫ変調
が位相のみの情報を使用した変調方式であることにより
可能である。

【００１８】ところで、最近、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤ
ｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）、或
いは次世代移動体通信システムとして有力であるＷ−Ｃ
ＤＭＡ（Ｗｉｄｅｂａｎｄｃｏｄｅｄｉｖｉｓｉｏ
ｎｍｕｌｔｉｐｌｅａｃｃｅｓｓ）の技術が注目さ
れるようになっている。この明細書では、Ｗ−ＣＤＭＡ
方式等が採用されている通信方式は、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉ
ｖｅｒｓａｌＭｏｂｉｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎＳｙｓｔｅｍ）方式ということにする。

【００１９】ＵＭＴＳ（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＭｏｂｉ
ｌｅＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｙｓｔ
ｅｍ）方式の場合には、変調方式としては、ＧＭＳＫの
ように位相のみの情報による変調方式ではなく、振幅の
情報をも使用する変調方式であるＨＰＳＫ等を用いるも
のである。

【００２０】以上のように複数個の通信方式、複数の通
信サービス周波数帯域が存在するという背景から、上記
ＧＳＭ端末装置の機能や、ＤＣＳ端末装置の機能と共
に、Ｗ−ＣＤＭＡ端末装置の機能とを搭載した２種類の
通信方式によるマルチバンドシステムとして使用するこ
とのできるマルチバンド無線信号送受信装置が望まれる
ようになった。

【００２１】しかし、Ｗ−ＣＤＭＡでは、ＨＰＳＫ等の
変調方式を採用しているため、上述のようなＧＳＭ端末
装置２００とのマルチバンドシステム端末を考えた場
合、上記のオフセットＰＬＬループ部２０４により直交
変調をかけた送信信号を発生することはできない。なぜ
ならば、ＱＰＳＫ、ＨＰＳＫ等は振幅成分の情報を有し
ているためである。図１３のＶＣＯ２２８の出力信号
は、位相比較器２３１の出力電圧レベルに呼応してその
位相成分のみが変化するだけで振幅の変化はまったく発
生しないことは自明である。

【００２２】図１４に、マルチバンド無線信号送受信装
置を考えた場合において、ＵＭＴＳ方式のＷ−ＣＤＭＡ
システム用として追加するＰＬＬ系の回路図を示す。

【００２３】このＰＬＬ系回路は、一般的な直接変調用
のＰＬＬ構成で、直交変調部２４０と、この直交変調部
２４０用の送信周波数のＲＦ信号を生成するＰＬＬシン
セサイザであるチャンネル用ＰＬＬ回路部２４１と、固
定ＰＬＬ回路部２４２とを備えている。

【００２４】また、このＰＬＬ系回路は、チャンネル用
ＰＬＬ回路部２４１からの使用チャンネルの送信周波数
の信号と、固定ＰＬＬ回路部２４２の出力信号とを混合
して受信用局部発振周波数の信号を生成するための混合
器２４３と、その混合出力の帯域を制限して、受信用局
部発振周波数の信号を抽出して出力するバンドパスフィ
ルタ２４４とを備えている。

【００２５】チャンネル用ＰＬＬ回路部２４１は、ＶＣ
Ｏ２５１と、チャンネル用ＰＬＬ制御部２５２と、ロー
パスフィルタ２５３とからなり、直交変調部２４０に供
給する送信信号周波数ｆTXのＲＦ信号を生成する。

【００２６】直交変調部２４０は、混合器２５４及び混
合器２５５、加算器２５６、π／２位相シフト回路２５
７からなる。混合器２５４には、チャンネル用ＰＬＬ回
路部２４１からのＲＦ信号がπ／２位相シフト回路２５
７で位相シフトされて供給され、混合器２５５には位相
がシフトされていないＲＦ信号が供給される。また、混
合器２５４，混合器２５５にはベースバンド処理部２０
３からのＩ信号，Ｑ信号が入力されており、上記ＲＦ信
号に直交変調がかけられる。混合器２５４，混合器２５
５のそれぞれの出力は、加算器２５６で合成され、送信
信号として、出力端子２５８から出力される。

【００２７】固定ＰＬＬループ部２４２は、ＶＣＯ２６
１と、固定ＰＬＬ制御部２６２と、ローパスフィルタ２
６３とからなり、固定周波数信号ｆFIX を生成して、混
合器２４３に供給する。

【００２８】混合器２４３は、上記固定周波数信号ｆFI
X を上記チャンネル用ＰＬＬループ部２４１からの信号
周波数ｆTXと混合する。そして、バンドパスフィルタ２
４４により、ＶＣＯ２５１の発振周波数とＶＣＯ２６１
の発振周波数との和の周波数ｆLO（＝ｆTX＋ｆFIX ）が
取り出され、これが受信用の局部発振周波数ｆLOとして
出力端子２４５から出力される。

【００２９】

【発明が解決しようとする課題】小型携帯無線端末にお
いて、無線部の回路規模を縮小させるためには、上述の
ようなダイレクトコンバージョン（ＤＣＲ）方式を用い
ると、小型軽量化に寄与する。したがって、ＧＳＭ／Ｄ
ＣＳ／ＵＭＴＳ等の異なる２通信方式および異なる周波
数帯域に対応可能なマルチバンド通信システムの携帯端
末に、ＤＣＲ方式を用いると、大幅に小型軽量化に寄与
することが期待できる。

【００３０】しかしながら、上述したように、ＷＣＤＭ
ＡシステムとＧＳＭ／ＤＣＳシステムとに対応するマル
チバンド無線信号送受信装置、つまり図１３のＰＬＬ系
回路および図１４のＰＬＬ系回路を合わせた回路におい
ては、ＶＣＯを含むＰＬＬ回路が倍に膨れ上がり、回路
設計やＩＣ化の際にその規模が膨大なものとなる。

【００３１】この発明は、以上の点にかんがみ、ハード
ウェア回路の小型化および省電力化を実現することので
きるマルチバンド無線信号送受信装置を提供することを
目的とする。

【００３２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、この発明によるマルチバンド無線信号送受信装置
は、位相のみの情報を使用して変調される信号を送受信
する第１の通信方式の信号、および、位相および振幅の
情報を使用して変調される信号を送受信する第２の通信
方式の信号による通信が可能であって、かつ、異なる複
数個の周波数帯域での通信が可能であるマルチバンド無
線信号送受信装置であって、前記第１の通信方式のとき
と、前記第２の通信方式のときとで、異なる固定周波数
の信号を発生する第１の周波数信号発生手段と、前記第
１の通信方式、前記第２の通信方式および前記複数個の
周波数帯域のうちから選択された通信方式および周波数
帯域について、使用通信チャンネルに応じた周波数の信
号であって、前記第１の通信方式による受信信号または
前記第２の通信方式による受信信号を復調するための受
信用局部発振信号を各通信方式毎に生成するのに用いる
と共に、前記第１の通信方式による送信信号または前記
第２の通信方式による送信信号を生成するために用いる
送受信用基準発振信号を発生する第２の周波数信号発生
手段と、前記第１の通信方式の送信信号を生成する際
に、前記第１の周波数信号発生手段からの前記第１の通
信方式用の固定周波数の信号を変調用基準信号として用
いて送信用ベースバンド信号を変調した変調信号を生成
する第１の通信方式用変調手段と、前記第２の通信方式
の送信信号を生成する際に、前記第１の周波数信号発生
手段からの前記第２の通信方式用の固定周波数の信号を
増幅する増幅手段と、前記第１の通信方式の送信信号を
生成する際には、前記第１の通信方式用変調手段からの
前記変調信号と前記第２の周波数信号発生手段からの前
記送受信基準発振信号とを位相比較し、その位相比較出
力により可変周波数発振器を制御することにより変調送
信信号を生成し、前記第２の通信方式の送信信号を生成
する際には、前記増幅手段からの前記増幅された前記第
２の通信方式用の固定周波数の信号と前記第２の周波数
信号発生手段からの前記送受信基準発振信号とを位相比
較し、その位相比較出力により、前記第２の通信方式の
変調送信信号を生成するための変調用基準信号を発生す
る送信用信号生成手段と、を備えることを特徴とする。

【００３３】上述の構成のマルチバンド無線信号送受信
装置において、第１の通信方式の無線信号の送信の場合
は、第１の通信方式用変調手段で第１の周波数信号発生
手段からの第１の通信方式用の固定周波数の信号により
送信用ベースバンド信号が変調され、その変調信号と、
第２の周波数信号発生手段からの送受信基準発振信号と
を位相比較し、その位相比較出力により可変周波数発振
器を制御することにより変調送信信号を生成する。

【００３４】また、第１の通信方式の無線信号の受信の
場合には、第２の周波数信号発生手段からの送受信基準
発振信号に基づいて生成した受信用局部発振信号によ
り、受信信号を直交復調することにより復調することが
できる。

【００３５】また、第２の通信方式の無線信号の送信の
場合は、増幅手段により第１の周波数信号発生手段から
の第２の通信方式用の固定周波数の信号が増幅される。
そして、送信用信号生成手段は、増幅手段からの増幅さ
れた第２の通信方式用の固定周波数の信号と第２の周波
数信号発生手段からの送受信基準発振信号とを位相比較
し、その位相比較出力により、第２の通信方式の変調送
信信号を生成するための変調用基準信号を発生する。

【００３６】そして、変調用基準信号により送信用ベー
スバンド信号を変調して、第２の通信方式の変調送信信
号が生成される。

【００３７】第２の通信方式の無線信号の受信の場合に
は、第２の周波数信号発生手段からの送受信基準発振信
号を受信用局部発振信号として受信信号を直交復調する
ことにより復調することができる。

【００３８】

【発明の実施の形態】以下、この発明によるマルチバン
ド無線信号送受信装置の実施の形態を、図を参照しなが
ら説明する。

【００３９】［第１の実施の形態のマルチバンド無線信
号送受信装置の全体構成］図１は、この第１の実施の形
態のマルチバンド無線信号送受信装置の全体の構成例を
示すブロック図である。この実施の形態のマルチバンド
無線信号送受信装置は、受信系１０と、送信系２０と、
周波数切替ＰＬＬ回路部３０と、チャンネル用ＰＬＬ回
路部４０と、コントロール部５０とを備えると共に、使
用する通信方式、バンドおよび送信と受信とに応じて切
り替えられるスイッチ回路６１、６２、６３、６４およ
びデュープレクサ６５とを備える。

【００４０】ここで、周波数切替ＰＬＬ回路部３０は、
請求項１の第１の周波数信号発生手段に対応する。ま
た、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０は、請求項１の第２
の周波数信号発生手段に対応する。

【００４１】スイッチ回路６１は、ＧＳＭ／ＤＣＳモー
ド時と、ＵＭＴＳモード時とで切り換えられると共に、
アンテナ７０に対する送信信号と受信信号とを切り換え
るための高周波スイッチ（アンテナスイッチ）である。
スイッチ回路６２は、ＧＳＭモード時と、ＤＣＳモード
時とで切り換えられる高周波スイッチ（モード切替スイ
ッチ）である。スイッチ回路６３は、ＧＳＭモード時に
おいて送信信号と受信信号とを切り替えるための高周波
スイッチであり、また、スイッチ回路６４は、ＤＣＳモ
ード時において送信信号と受信信号とを切り替えるため
の高周波スイッチである。

【００４２】受信系１０は、ＧＳＭモード時に電源が供
給されてオンとされる可変利得低雑音増幅器１１Ｇおよ
び直交復調部１２Ｇと、ＤＣＳモード時に電源が供給さ
れてオンとされる可変利得低雑音増幅器１１Ｄおよび直
交復調部１２Ｄと、ＵＭＴＳ（Ｗ−ＣＤＭＡ）モード時
に電源が供給されてオンとされる可変利得低雑音増幅器
１１Ｗおよび直交復調部１２Ｗと、イメージ除去ミキサ
部１３とを備えて構成されている。

【００４３】イメージ除去ミキサ部１３は、チャンネル
用ＰＬＬ回路部４０からの信号および周波数切替ＰＬＬ
回路部３０からの信号とから、ＧＳＭモード時の受信用
局部発振周波数信号またはＤＣＳモード時の受信用局部
発振周波数信号を生成し、それぞれの受信用局部発振周
波数信号を直交復調部１２Ｇまたは直交復調部１２Ｄに
供給する。この場合、後述するように、イメージ除去ミ
キサ部１３は、それぞれ、ＧＳＭモード時の受信信号周
波数およびＤＣＳモード時の受信信号周波数と等しい、
ＧＳＭモード時の受信用局部発振周波数およびＤＣＳモ
ード時の受信用局部発振周波数を生成するものである。

【００４４】送信系２０は、スイッチ回路２１Ｉおよび
２１Ｑと、直交変調／増幅部２２と、オフセットＰＬＬ
回路部２３と、ＵＭＴＳモード時用の直交変調部２４
と、ＧＳＭモード時に電源が供給されてオンとなるバン
ドパスフィルタ２５Ｇ，電力増幅器２６Ｇおよびアイソ
レータ２７Ｇと、ＤＣＳモード時に電源が供給されてオ
ンとなるバンドパスフィルタ２５Ｄ，電力増幅器２６Ｄ
およびアイソレータ２７Ｄと、ＵＭＴＳモード時に電源
が供給されてオンとなるバンドパスフィルタ２５Ｗ，電
力増幅器２６Ｗおよびアイソレータ２７Ｗとからなる。

【００４５】スイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑは、コン
トロール部５０からの切替制御信号により、ＧＳＭ／Ｄ
ＣＳモード時はベースバンド回路からのＩ信号およびＱ
信号を直交変調／増幅部２２に供給し、ＵＭＴＳモード
時は、Ｉ信号およびＱ信号の代りに、所定の直流電圧Ｖ
Ｂ１（＞０）と、０ボルトを直交変調／増幅部２２に供
給するように切り替えられる。

【００４６】直交変調／増幅部２２は、このスイッチ回
路２１Ｉおよび２１Ｑの切り替えにより、ＧＳＭ／ＤＣ
Ｓモード時は直交変調器として働き、ＵＭＴＳモード時
は増幅器として働く。このスイッチ回路２１Ｉおよび２
１Ｑと、直交変調／増幅部２２との構成は、後で詳述す
る。

【００４７】オフセットＰＬＬ回路部２３は、請求項１
の送信用信号生成手段に対応するもので、この実施の形
態では、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時は、それぞれのモード
時の送信信号周波数の信号を生成し、また、ＵＭＴＳモ
ード時には、直交変調部２４に供給する変調用基準信号
を生成する。

【００４８】直交変調部２４は、ＵＭＴＳモード時に電
源が投入されてオンになり、ベースバンド信号生成部か
らのＩ信号およびＱ信号を、オフセットＰＬＬ回路部２
３からの変調用基準信号を用いて直交変調し、送信信号
周波数の信号を生成する。

【００４９】なお、制御ラインは省略したが、受信系１
０および送信系２０において、各モード時に応じた各部
への電源の供給制御は、コントロール部５０からの制御
信号により行われる。また、スイッチ回路２１Ｉおよび
２１Ｑの切替制御も、各モード時に応じて、コントロー
ル部５０からの制御信号により行われる。

【００５０】周波数切替ＰＬＬ回路部３０は、可変周波
数温度制御水晶発振器８０（以下、ＴＣＸＯと称する）
からの高精度の周波数信号から、ＰＬＬを用いて固定周
波数の信号を生成するが、この実施の形態では、その生
成する固定周波数は、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時と、ＵＭ
ＴＳモード時とで異なる周波数とされる。周波数の切り
替えは、コントロール部５０からの制御信号によりなさ
れる。

【００５１】この実施の形態では、周波数切替ＰＬＬ回
路部３０では、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時には、例えば３
８０ＭＨｚの周波数の信号が生成され、また、ＵＭＴＳ
モード時には、例えば４１５ＭＨｚの周波数の信号が生
成される。

【００５２】チャンネル用ＰＬＬ回路部４０は、コント
ロール部５０からの制御信号に基づいて、ＴＣＸＯ８０
からの基準周波数信号から、使用するチャンネルの送受
信用基準信号を生成する。

【００５３】コントロール部５０は、操作キー入力部５
１を通じた使用者のモード切替操作やその他のキー操作
に応じた制御信号を生成する。制御信号は、上述したよ
うに、各部に供給される。

【００５４】次に、図１の各部のさらに具体的な構成例
について説明する。

【００５５】図２は、周波数切替ＰＬＬ回路部３０の具
体的構成例を示すものである。この例においては、周波
数切替ＰＬＬ回路部３０は、ＶＣＯ３１と、周波数切替
ＰＬＬ制御部３２と、ループフィルタ３３と、１／２分
周器３４とからなる。

【００５６】周波数切替ＰＬＬ制御部３２は、ＶＣＯ３
１の発振出力信号あるいはそれを分周した信号と、ＴＣ
ＸＯ８０の発振出力信号を分周した信号とを位相比較
し、その位相比較誤差出力をループフィルタ３３を通じ
てＶＣＯ３１に供給する。このループ制御により、ＶＣ
Ｏ３１は、ＴＣＸＯ８０からの基準周波数信号に位相同
期した固定周波数の信号を発生する。

【００５７】このとき、コントロール部５０からの制御
信号により、周波数切替ＰＬＬ制御部３２での分周比
が、ＧＳＭ／ＤＣＳモードと、ＵＭＴＳモードとで切替
制御されることにより、ＶＣＯ３１は、ＧＳＭ／ＤＣＳ
モード時には、例えば７６０ＭＨｚの周波数の信号を出
力し、ＵＭＴＳモード時には、例えば８３０ＭＨｚの周
波数の信号を出力するように制御される。

【００５８】そして、ＶＣＯ３１からの周波数信号が１
／２分周器３４により１／２の周波数にされた周波数信
号が、この周波数切替ＰＬＬ回路部３０の出力とされ
る。この場合に、この周波数切替ＰＬＬ回路部３０から
イメージ除去ミキサ部１３には、１／２分周器３４か
ら、周波数は等しいが互いに９０度位相が異なる周波数
信号が供給される。また、直交変調／増幅部２２には、
一つの位相の周波数信号が供給される。

【００５９】図３は、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０の
具体的構成例を示すものである。この例においては、チ
ャンネル用ＰＬＬ回路部４０は、ＧＳＭ／ＤＣＳモード
時用のＶＣＯ４１と、ＵＭＴＳモード時用のＶＣＯ４２
と、チャンネル用ＰＬＬ制御部４３と、ループフィルタ
４４とからなる。

【００６０】ＧＳＭ／ＤＣＳモード時用のＶＣＯ４１
は、図示は省略したが、コントロール部５０からの制御
信号により、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時にだけ動作可能と
なり、また、ＵＭＴＳモード時用のＶＣＯ４２、ＵＭＴ
Ｓモード時にだけ動作可能とされる。

【００６１】そして、チャンネル用ＰＬＬ制御部４３
は、ＶＣＯ４１またはＶＣＯ４２の発振出力信号あるい
はそれを分周した信号と、ＴＣＸＯ８０の発振出力信号
を分周した信号とを位相比較し、その位相比較誤差出力
をループフィルタ４４を通じてＶＣＯ４１またはＶＣＯ
４２に供給する。このループ制御により、ＶＣＯ４１ま
たはＶＣＯ４２は、ＴＣＸＯ８０からの基準周波数信号
に位相同期すると共に、コントロール部５０からの制御
信号により指定されるチャンネル用の周波数の信号を発
生する。このとき、コントロール部５０からの制御信号
により、チャンネル用ＰＬＬ制御部４３での分周比が切
替制御されて、使用チャンネルに応じた周波数の信号を
ＶＣＯ４１またはＶＣＯ４２が出力するようにされる。

【００６２】この場合に、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時用の
ＶＣＯ４１は、コントロール部５０からの制御信号によ
り、ＧＳＭモードの送信モード時；１２９５ＭＨｚ〜１３３
０ＭＨｚＧＳＭモードの受信モード時；１３４０ＭＨｚ〜１３７
５ＭＨｚＤＣＳモードの送信モード時；１２９５ＭＨｚ〜１３７
０ＭＨｚＤＣＳモードの受信モード時；１３９０ＭＨｚ〜１４６
５ＭＨｚの範囲の周波数信号を発生する。

【００６３】なお、この実施の形態では、ＧＳＭモードの送信信号周波数；８８０ＭＨｚ〜９１５
ＭＨｚＧＳＭモードの受信信号周波数；９２５ＭＨｚ〜９６０
ＭＨｚＤＣＳモードの送信信号周波数；１７１０ＭＨｚ〜１７
８５ＭＨｚＤＣＳモードの受信信号周波数；１８０５ＭＨｚ〜１８
８０ＭＨｚであり、それぞれのモードの各チャンネルの送信信号周
波数および受信信号周波数とは、ＧＳＭ／ＤＣＳモード
時用のＶＣＯ４１のそれぞれのモード時のチャンネル用
発振周波数とは、４１５ＭＨｚだけ異なるものとされ
る。

【００６４】また、ＵＭＴＳモード時用のＶＣＯ４２
は、コントロール部５０からの制御信号により、２１１０ＭＨｚ〜２１７０ＭＨｚの範囲の周波数信号を発生する。この例の場合、ＵＭＴ
Ｓモード時用のＶＣＯ４２の発振周波数は、ＵＭＴＳモ
ードの受信信号周波数に等しいものとなる。

【００６５】なお、ＵＭＴＳモードの送信信号周波数
は、１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚとされ、ＵＭＴＳモード時用のＶＣＯ４２の発振周波数
とは１９０ＭＨｚだけ異なるものとされる。

【００６６】次に、図４は、受信系１０の具体的構成例
を示すものである。すなわち、この例の受信系１０にお
いて、可変利得低雑音増幅器１１ＧからのＧＳＭモード
時の受信信号は、周波数混合器１０１および１０２に供
給され、可変利得低雑音増幅器１１ＤからのＤＣＳモー
ド時の受信信号は、周波数混合器１１１および１１２に
供給され、可変利得低雑音増幅器１１ＷからのＵＭＴＳ
モード時の受信信号は、周波数混合器１２１および１２
２に供給される。

【００６７】また、ＧＳＭモード時は、イメージ除去ミ
キサ部１３からＧＳＭモード用の受信用局部発振周波数
信号（受信信号周波数に等しい周波数）が得られ、それ
が互いに直交する位相の局部発振信号を創出する機能を
持つポリフェーズフィルタ１０３を通じて周波数混合器
１０１および１０２に供給される。

【００６８】したがって、周波数混合器１０１および１
０２からは、ＧＳＭモード時のＩ信号およびＱ信号が復
調されて得られ、それらのＩ信号およびＱ信号が可変利
得増幅器１０４および１０５をそれぞれ通じ、また、ロ
ーパスフィルタ１０６および１０７をそれぞれ通じて、
図示しないベースバンド処理部に供給される。

【００６９】また、ＤＣＳモード時は、イメージ除去ミ
キサ部１３からＤＣＳモード用の受信用局部発振周波数
信号（受信信号周波数に等しい周波数）が得られ、それ
が互いに直交する位相の局部発振信号を創出する機能を
持つポリフェーズフィルタ１１３を通じて周波数混合器
１１１および１１２に供給される。

【００７０】したがって、周波数混合器１１１および１
１２からは、ＤＣＳモード時のＩ信号およびＱ信号が復
調されて得られ、それらのＩ信号およびＱ信号が可変利
得増幅器１０４および１０５をそれぞれ通じ、また、ロ
ーパスフィルタ１０６および１０７をそれぞれ通じて、
図示しないベースバンド処理部に供給される。

【００７１】一方、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０から
は、上述したように、ＵＭＴＳモードの時には、受信信
号周波数と等しい周波数の局部発振周波数信号が得られ
るようにされる。そこで、このチャンネル用ＰＬＬ回路
部４０からの周波数信号が、互いに直交する位相の局部
発振信号を創出する機能を持つポリフェーズフィルタ１
２３を通じて周波数混合器１２１および１２２に供給さ
れる。

【００７２】したがって、ＵＭＴＳモードの時には、周
波数混合器１２１および１２２からはＩ信号およびＱ信
号が復調されて得られ、それらのＩ信号およびＱ信号が
ローパスフィルタ１２４および１２５をそれぞれ通じ、
また、可変利得増幅器１２６および１２７をそれぞれ通
じて、図示しないベースバンド処理部に供給される。

【００７３】さらに、この例においては、可変利得増幅
器１２６および１２７の出力信号は、直流増幅器（ＤＣ
増幅器）１２８および１２９を通じて周波数混合器１２
１および１２２の出力側に帰還されて、ダイレクトコン
バージョン（ＤＣＲ）によりＩ信号およびＱ信号のベー
スバンド信号に生成される直流オフセット成分が抑圧さ
れる。

【００７４】なお、ＧＳＭ及びＤＣＳに用いられている
狭帯域のデジタル変調方式においては、復調器出力つま
りベースバンド信号にＤＣＲにより生成される直流オフ
セット成分が出力された時、直流帰還による直流オフセ
ット抑圧の回路は使用できない。なぜなら、この回路を
使用した場合、周波数の低域がカットされてしまい、復
調信号データの一部が欠落してしまうからである。

【００７５】一方、ＵＭＴＳシステムのＷ−ＣＤＭＡ信
号は、その帯域が２ＭＨｚと、ＧＳＭ／ＤＣＳシステム
に比べて充分に広いため、直流帰還により、低域周波数
が除去されても、信号内に含まれている情報をそれほど
喪失することがない。

【００７６】通常、低域の遮断周波数は約２ｋＨｚだ
が、ＧＳＭ／ＤＣＳで２ｋＨｚもの低域周波数が欠落す
ると、正常な受信ができなくなる。このことは、Ｗ−Ｃ
ＤＭＡ系では直流オフセットキャンセルを、図４に示し
たような比較的簡単な回路で実現できるが、ＧＳＭ／Ｄ
ＣＳの場合は困難であることを示している。

【００７７】このように、ＵＭＴＳモードでは、ＧＳＭ
／ＤＣＳモード時のように直流オフセットを低減するた
めのオフセット周波数は使用せず、チャンネル用ＰＬＬ
回路部４０のＶＣＯ４２の発振周波数は、受信ＲＦ信号
の周波数と等しい周波数（２１１０〜２１７０ＭＨｚ）
で発振させることができる。

【００７８】図５は、イメージ除去ミキサ部１３の構成
例を説明するための図である。前述したように、イメー
ジ除去ミキサ部１３は、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時にチャ
ンネル用ＰＬＬ回路部４０からの周波数信号と、周波数
切替ＰＬＬ回路部３０からの周波数信号とから受信信号
周波数に等しい受信局部発振周波数信号を生成するもの
である。

【００７９】図５に示すように、ＧＳＭ／ＤＣＳモード
時に、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０のＶＣＯ４１の出
力信号は、互いに直交する位相の信号を創出する機能を
持つポリフェーズフィルタ１３１および１３２に供給さ
れる。そして、ポリフェーズフィルタ１３１および１３
２の一方の位相の信号（０°相の信号）は、バッファア
ンプ１３３および１３５を通じて加算されて周波数混合
器１３７に供給され、また、ポリフェーズフィルタ１３
１および１３２の他方の位相の信号（９０°相の信号）
は、バッファアンプ１３４および１３６を通じて加算さ
れて周波数混合器１３８に供給される。

【００８０】そして、周波数切替ＰＬＬ回路部３０の分
周器３４からの０°相の周波数信号は、周波数混合器１
３７に供給され、また、分周器３４の９０°相の周波数
信号は、周波数混合器１３８に供給される。そして、周
波数混合器１３７および１３８の混合出力は加算器１３
９に供給されて加算され、その加算出力が高周波増幅器
１４０を通じて、直交復調部１２Ｇおよび１２Ｄに供給
される。

【００８１】次に、送信系２０の具体的構成例について
説明する。図６は、この例の送信系２０の構成例を示す
図である。

【００８２】直交変調／増幅部２２は、周波数混合器１
５１および１５２と、分周器１５３と、加算器１５４
と、ローパスフィルタ１５５と、高周波増幅器１５６と
からなる。そして、スイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑか
らの信号が周波数混合器１５１および１５３の一方の入
力とされる。また、周波数切替ＰＬＬ回路部３０からの
周波数信号が分周器１５３で１／２に分周され、かつ互
いに直交する２相の信号に分離され、０°相の分周出力
信号が周波数混合器１５１に供給され、９０°相の分周
出力信号が周波数混合器１５２に供給される。

【００８３】そして、周波数混合器１５１および１５２
の出力信号が加算器１５４で加算され、その加算出力が
ローパスフィルタ１５５および高周波増幅器１５６を通
じてオフセットＰＬＬ回路部２３に供給される。

【００８４】図示しないベースバンド処理回路からのＩ
信号およびＱ信号は、ローパスフィルタ１４１および１
４２を通じてスイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑの一方の
入力端に供給される。スイッチ回路２１Ｉの他方の入力
端には、所定の直流電圧ＶＢ１が印加される。また、ス
イッチ回路２１Ｑの他方の入力端には、０ボルトが印加
される。

【００８５】このスイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑは、
コントロール部５０からの制御信号により切り替えられ
て、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時には、一方の入力端に供給
されるＩ信号およびＱ信号を直交変調／増幅部２２に出
力し、ＵＭＴＳモード時には、他方の入力端に供給され
る直流電圧ＶＢ１および０ボルトを直交変調／増幅部２
２に出力する。このスイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑの
切り替えによる入力切替により、直交変調／増幅部２２
は、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時には、直交変調部として働
き、ＵＭＴＳモード時には、周波数切替ＰＬＬ回路部３
０からの周波数信号の増幅器として働く。

【００８６】直交変調／増幅部２２の周波数混合器１５
１および１５２は、この例においては、ギルバートミキ
サと呼ばれるダブルバランス型のミキサを用いて構成さ
れる。図７（Ａ）はギルバートミキサの回路例を示すも
のであり、この例においては、この図７（Ａ）のミキサ
回路を、２個使用することで、周波数混合器１５１およ
び１５２を構成している。

【００８７】ギルバートミキサは、図７（Ａ）に示すよ
うに、トランジスタＴＲ１，ＴＲ２，ＴＲ３，ＴＲ４，
ＴＲ５，ＴＲ６と、抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ
５，Ｒ６，Ｒ７と、電流源Ｉ１およびＩ２とから構成さ
れている。

【００８８】そして、ギルバートミキサにおいては、通
常は、入力端子１５１１および１５１２間に高周波信号
ＲＦが入力され、入力端子１５１３および１５１４間に
局部発振信号ＬＯＣＡＬが供給され、出力端子１５１５
および１５１６間に周波数変換された信号ＩＦOUT が出
力される。

【００８９】この実施の形態では、２個の周波数混合器
１５１、１５２の入力端子１５１１および１５１２間の
それぞれには、周波数切替ＰＬＬ回路部３０からの周波
数信号が供給され、また、２個の周波数混合器１５１、
１５２の入力端子１５１３および１５１４間には、スイ
ッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑからの信号が供給される。

【００９０】したがって、ＧＳＭ／ＤＣＳモードにおい
ては、スイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑがベースバンド
信号生成回路からのＩ信号およびＱ信号を直交変調／増
幅部２２に供給する状態になるので、２個の周波数混合
器１５１、１５２のそれぞれにおいては、Ｉ信号および
Ｑ信号と周波数切替ＰＬＬ回路部３０からの周波数信号
とが周波数混合される。すなわち、直交変調／増幅部２
２は、直交変調部として動作する。

【００９１】このとき、２個の周波数混合器１５１、１
５２のそれぞれの出力端子１５１５および１５１６間に
得られる周波数変換された信号ＩＦOUT は、分周器１５
３からの４１５ＭＨｚの信号に、所定の直流電位、例え
ば直流電位ＶＢ１を中心としてＩ信号またはＱ信号が重
畳された信号が得られる。

【００９２】一方、ＵＭＴＳモードにおいては、スイッ
チ回路２１Ｉおよび２１Ｑは直流電圧ＶＢ１および０ボ
ルトを直交変調／増幅部２２に供給する状態になり、Ｉ
信号およびＱ信号のベースバンド信号は、直交変調／増
幅部２２には供給されない。

【００９３】すなわち、図６の周波数混合器１５１の入
力端子１５１１および１５１２間には、適当な直流電圧
のみが印可される。例えば、トランジスタＴＲ３、トラ
ンジスタＴＲ６のベースに接続されている側の入力端子
１５１１に、直流電圧ＶＢ１を印可し、トランジスタＴ
Ｒ４、トランジスタＴＲ５のベースに接続されている側
の入力端子１５１２にＯＶを印可する。すると、トラン
ジスタＴＲ４、トランジスタＴＲ５のベース電流は流れ
なくなり、これらのトランジスタはオフとなる。

【００９４】その結果、図７（Ａ）の回路は、図７
（Ｂ）の回路とほぼ等価となる。これは、トランジスタ
ＴＲ１、トランジスタＴＲ２からなる差動入力のエミッ
タ接地増幅器に、トランジスタＴＲ３、トランジスタＴ
Ｒ６からなるベース接地の増幅器を縦続接続したカスコ
ード増幅器となり、回路の動作はミキサから、増幅器へ
と変化する。

【００９５】一方、周波数混合器１５２の入力端子１５
１１および１５１２間には０ボルトが印加されるので、
トランジスタＴＲ３〜ＴＲ６は全てオフとなり、この周
波数混合器１５２は動作しない。

【００９６】なお、図１および図６では、説明の理解を
容易にするため、スイッチ回路２１Ｉおよび２１Ｑを設
けて、回路部２２を直交変調部と、増幅部とに切り替え
るようにしたが、実際的には、図示しないベースバンド
処理回路の出力を、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時にはＩ信号
およびＱ信号とし、ＵＭＴＳモード時には直流電圧ＶＢ
１および０ボルトとすることにより、上記の切り替えを
実現するようにすることができる。

【００９７】次に、オフセットＰＬＬ回路部２３は、Ｇ
ＳＭ用のＶＣＯ１６１Ｇと、ＤＣＳ用のＶＣＯ１６１Ｄ
と、ＵＭＴＳ用のＶＣＯ１６１Ｗと、周波数混合器１６
２と、ローパスフィルタ１６３と、周波数分周器１６４
と、位相比較器１６５と、ループフィルタ１６６Ｇ，１
６６Ｄ，１６６Ｗとからなる。

【００９８】この例においては、ＧＳＭ用のＶＣＯ１６
１Ｇは、８８０ＭＨｚ〜９１５ＭＨｚの周波数範囲で発振し、ＤＣＳ用のＶＣＯ１６１Ｄは、１７１０ＭＨｚ〜１７８５ＭＨｚの周波数範囲で発振し、ＵＭＴＳ用のＶＣＯ１６１Ｗ
は、１９２０ＭＨｚ〜１９８０ＭＨｚの周波数範囲で発振するようにされる。

【００９９】このため、ＶＣＯ１６１Ｇ，１６１Ｄ，１
６１Ｗの出力信号は、周波数混合器１６２に供給され、
チャンネル用ＰＬＬ回路部４０からの周波数信号と混合
される。そして、その混合出力がローパスフィルタ１６
３を通じて周波数分周器１６４に供給される。

【０１００】この例では、この周波数分周器１６４は、
ＧＳＭ／ＤＣＳモード時には、１／２分周器として働
き、ＵＭＴＳモード時には、この周波数分周器１６４は
スルーされる。この周波数分周器１６４の切り替えは、
コントロール部５０からの制御信号によって行われる。

【０１０１】この周波数分周器１６４の出力信号は、位
相比較器１６５に供給される。この位相比較器１６５に
は、直交変調／増幅部２２からの信号が供給されてお
り、両者が位相比較される。そして、その位相比較出力
がループフィルタ１６６Ｇ，１６６Ｄまたは１６６Ｗを
通じて、ＶＣＯ１６１Ｇ，１６１Ｄまたは１６１Ｗの発
振周波数を制御する。

【０１０２】すなわち、オフセットＰＬＬ回路部２３で
は、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＵＭＴＳの各モードにおいて、周
波数切替ＰＬＬ回路部３０からの周波数信号と、チャン
ネル用ＰＬＬ回路部４０からの周波数信号との差または
和の周波数の信号を生成する。

【０１０３】そして、ＧＳＭ／ＤＣＳモード時には、前
述したように、直交変調／増幅部２２からの信号にはベ
ースバンドが重畳されているので、このオフセットＰＬ
Ｌ回路部２３の出力信号は、周波数切替ＰＬＬ回路部３
０からの周波数信号と、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０
からの周波数信号との差の周波数信号にベースバンド信
号が重畳された送信周波数の信号となっており、これが
バンドパスフィルタ２５Ｇまたは２５Ｄを通じ、電力増
幅器２６Ｇまたは２６Ｄを通じて送信信号として出力さ
れる。

【０１０４】また、ＵＭＴＳモード時には、前述したよ
うに、直交変調／増幅部２２からの信号は、周波数切替
ＰＬＬ回路部３０からの周波数信号が増幅された信号と
なっているので、このオフセットＰＬＬ回路部２３の出
力信号は、周波数切替ＰＬＬ回路部３０からの周波数信
号と、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０からの周波数信号
との和の周波数信号となる。この周波数信号は、ＵＭＴ
Ｓ用の直交変調部２４にその変調用基準信号として供給
される。

【０１０５】直交変調部２４は、ローパスフィルタ１７
１および１７２と、周波数混合器１７３および１７４
と、可変利得増幅器１７５と、ポリフェーズフィルタ１
７６と、加算器１７７と、可変利得増幅器１７８とから
なる。

【０１０６】そして、オフセットＰＬＬ回路部２３から
の周波数信号は、可変利得増幅器１７５を通じてポリフ
ェーズフィルタ１７６に供給され、このポリフェースフ
ィルタ１７６からの互いに直交する位相の信号が、それ
ぞれ周波数混合器１７３および１７４に供給される。ま
た、ベースバンド処理回路からのＩ信号およびＱ信号
が、ローパスフィルタ１７１および１７２を通じて、こ
の周波数混合器１７３および１７４に供給される。そし
て、この周波数混合器１７３および１７４の出力信号が
加算器１７７で加算され、その加算出力は可変利得増幅
器１７８を通じてバンドパスフィルタ２５Ｗに供給され
る。加算器１７７の出力は、ＵＭＴＳモードの送信周波
数信号である。

【０１０７】次に、以上のような構成のマルチバンド無
線信号送受信装置の動作について説明する。

【０１０８】［受信系の動作説明］受信高周波信号はア
ンテナ７０を経由して、高周波スイッチ回路６１に入力
される。ここで、スイッチ回路６１は、受信装置が、Ｇ
ＳＭ／ＤＣＳあるいはＵＭＴＳ（Ｗ−ＣＤＭＡ）のどち
らのシステムのモードになっているかによって、コント
ロール部５０からの制御信号により切り替えられて、信
号のパスを切り替える。受信装置がＧＳＭあるいはＤＣ
Ｓのモードになっているときには、受信信号は高周波ス
イッチ回路６２ヘフィードされ、ＵＭＴＳのモードにな
っているときは、受信信号はデュープレクサ６５ヘフィ
ードされる。

【０１０９】ＧＳＭ／ＤＣＳモードのときの受信信号
は、スイッチ回路６２で、受信装置がＧＳＭモードにな
っているか、ＤＣＳモードになっているかによって、コ
ントロール部５０からの制御信号により、更にＧＳＭの
パスとＤＣＳのパスに振り分けられる。つまり、受信高
周波信号は、スイッチ回路６２から、ＧＳＭモードのと
きには高周波スイッチ回路６３にフィードされ、ＤＣＳ
モードのときには高周波スイッチ回路６４にフィードさ
れる。

【０１１０】高周波スイッチ回路６３および６４は、送
信と受信とでパスが切り替わるようになっていて、受信
スロットの期間では、受信高周波信号は、高周波スイッ
チ回路６３または６４から、可変利得低雑音増幅器１１
Ｇまたは１１Ｄにフィードされる。また、送信スロット
期間では、アイソレータ２７Ｇまたは２７Ｄを介して到
来する電力増幅器２６Ｇまたは２６Ｄの出力が、高周波
スイッチ回路６３または６４から高周波スイッチ回路６
２へと、受信とは逆方向にフィードされる。

【０１１１】そして、ＧＳＭモード時においては、受信
信号は、図４に示したように、可変利得低雑音増幅器１
１Ｇにて増幅された後、直交復調器１２Ｇの周波数混合
器１０１および１０２に入力され、ポリフェーズフィル
タ１０３を通じたイメージ除去ミキサ部１３からの局部
発振周波数と掛け算される。前述したように、イメージ
除去ミキサ部１３からの局部発振周波数は受信信号周波
数と等しくされており、ダイレクトコンバージョンが実
現される。

【０１１２】こうして、周波数混合器１０１及び１０２
の出力には、Ｉ信号およびＱ信号の直交ベースバンド信
号が得られる。このベースバンド信号は、可変利得増幅
器１０４および１０５、ローパスフィルタ１０６および
１０７を通されることにより、隣接チャネル等使用周波
数以外の帯域の妨害信号を除去した後に、図示しないベ
ースバンドのデジタル処理回路へと渡される。

【０１１３】可変利得低雑音増幅器１１Ｇと可変利得増
幅器１０４および１０５は、デジタル処理のため、Ａ／
Ｄコンバータ入力信号の振幅が一定になるように制御す
ることにより、Ａ／Ｄコンバータの入力ダイナミックレ
ンジを常に一定に保つことができる。

【０１１４】ＤＣＳモード時においては、可変利得低雑
音増幅器１１Ｄおよび直交復調部１２Ｄのパスが用いら
れて、上述したＧＳＭモード時と同様の処理が行われ
る。

【０１１５】一方、ＵＭＴＳのモードでは、受信高周波
信号はデュープレクサ６５で送信信号と分離され、可変
利得低雑音増幅器１１Ｗへフィードされる。同時に、連
続送信信号は、デュープレクサ６５を介して高周波スイ
ッチ６１の方向へフィードされる。

【０１１６】ＧＳＭ／ＤＣＳの系のように、高周波スイ
ッチ回路を用いずにデュープレクサ６５を用いるのは、
Ｗ−ＣＤＭＡが連続送受信システムであることにより必
然である。

【０１１７】受信高周波信号は、ＧＳＭ／ＤＣＳモード
のときと同様に、図４に示すように、可変利得低雑音増
幅器１１Ｗで増幅され、周波数混合器１２１および１２
２とポリフェーズフィルタ１２３からなる直交復調器１
２Ｗへとフィードされる。その結果、周波数混合器１２
１および１２２の出力には、それぞれＩ信号およびＱ信
号が得られる。

【０１１８】これらのＩ信号およびＱ信号は、さらにロ
ーパスフィルタ１２４および１２５を介し、また、可変
利得増幅器１２６および１２７により一定振幅に制御さ
れ、その後段のベースバンド処理部へと渡される。

【０１１９】ここで、ＧＳＭ／ＤＣＳモードの受信系と
違うのは、ローパスフィルタ１２４、１２５と可変利得
増幅器１２６、１２７からなる回路の出力から、直流増
幅器１２８および１２９による直流帰還がかけられてい
ることである。

【０１２０】前述もしたように、Ｗ−ＣＤＭＡ信号は、
その帯域が２ＭＨｚと、ＧＳＭ／ＤＣＳの信号に比べて
充分に広いため、直流帰還により、低域周波数が除去さ
れても、信号内に含まれている情報をそれほど喪失する
ことがなく、図４に示したような簡単な回路で直流オフ
セットを有効に低減することができる。

【０１２１】［送信系の動作の説明］次に、送信系２０
の動作について、信号の流れに沿って説明する。まず、
ＧＳＭモードまたはＤＣＳモードのときの動作を説明す
る。

【０１２２】ＧＳＭモードまたはＤＣＳモードのとき
は、前述したように、直交変調／増幅部２２は、直交変
調器として動作するようにされている。また、チャンネ
ル切替ＰＬＬ回路部３０のＶＣＯ３１は、発振周波数が
８３０ＭＨｚとなるように制御されている。

【０１２３】このとき、図６に示したように、Ｉ信号お
よびＱ信号は、ベースバンド処理回路からローパスフィ
ルタ１４１および１４２を介して、周波数混合器１５１
および１５２と周波数分周器１５３とからなる直交変調
器２２にフィードされる。

【０１２４】ここで、周波数分周器１５３には、周波数
切替ＰＬＬ回路部３０のＶＣＯ３１からの８３０ＭＨｚ
の周波数の信号を周波数分周器３４で分周した信号が入
力されるため、その出力には、互いに直交する２０７．
５ＭＨｚの周波数を有する２つの信号が得られる。その
結果、直交変調器１５１および１５２の出力には、ベー
スバンド信号ＩおよびＱで直交変調された２０７．５Ｍ
ＨｚのＩＦ信号（中間周波数信号）が得られる。このＩ
Ｆ信号は、ローパスフィルタ１５５および高周波増幅器
１５６を介して、オフセットＰＬＬ回路２３の位相比較
器１６５に渡される。

【０１２５】そして、オフセットＰＬＬ回路部２３で
は、ＧＳＭモードのときは、ＧＳＭモード用のＶＣＯ１
６１Ｇがオンし、その他のＶＣＯ１６１Ｄ，１６１Ｗは
オフしている。また、ＤＣＳモード時は、ＤＣＳモード
用のＶＣＯ１６１Ｄがオンしており、その他のＶＣＯ１
６１Ｇ，１６１Ｗはオフしている。オンとなっているＶ
ＣＯ１６１ＧまたはＶＣＯ１６１Ｄの出力は、周波数混
合器１６２で、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０のＧＳＭ
／ＤＣＳ用のＶＣＯ４１（図３参照）からの信号と掛け
算される。

【０１２６】ＧＳＭモードのときのＶＣＯ４１の発振周
波数をｆ_{CH_TX_GSM}とし、ＤＣＳモードのときのそれを
ｆ_{CH_TX_DCS}とすると、それらの発振周波数が、前述も
したように、ｆ_{CH_TX_GSM}＝１２９５〜１３３０ＭＨｚ、ｆ_{CH_TX_DCS}＝１２９５〜１３７０ＭＨｚ（１）となるように、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０ではＶＣ
Ｏ４１の発振周波数が制御されている。

【０１２７】したがって、周波数混合器１６２の出力に
は、ＶＣＯ４１の発振周波数と、ＶＣＯ１６１Ｇの発振
周波数ｆ_{TX_GSM}またはＶＣＯ１６１Ｄの発振周波数ｆ
_{TX_DCS}の和および差の周波数が得られる。すなわち、ｆ_{CH_TX_GSM}±ｆ_{TX_GSM} と、ｆ_{TX_DCS}±ｆ_{CH_TX_DCS} （２）の周波数を有する信号が、ローパスフィルタ１６３にフ
ィードされる。

【０１２８】ローパスフィルタ１６３の遮断周波数を適
当に選択すれば、上記２周波数のうち高い方は除去さ
れ、ｆ_{CH_TX_GSM}−ｆ_{TX_GSM} と、ｆ_{TX_DCS}−ｆ_{CH_TX_DCS} （３）の周波数（４１５ＭＨｚ）だけが、周波数分周器１６４
に渡る。

【０１２９】周波数分周器１６４では、前述したよう
に、ＧＳＭ／ＤＣＳモードのときには、ローパスフィル
タ１６３からの信号を１／２に分周して２０７．５ＭＨ
ｚとし、位相比較器１６５に入力する。位相比較器１６
５には、直交変調／復調部２２からの前述したＩＦ周波
数２０７．５ＭＨｚの信号が供給されているので、位相
比較器１６５では、両信号が位相比較され、その位相誤
差がループフィルタ１６６Ｇまたは１６６Ｄへ出力され
る。

【０１３０】ループフィルタ１６６Ｇ，１６６Ｄは、位
相誤差成分を積分して直流電圧に変換し、その直流電圧
をＶＣＯ１６１Ｇ，１６１Ｄの制御端子に印可する。こ
うしてできたループは、位相比較器１６５の２つの入力
信号周波数が等しくなるように収束するので、結局、ｆ_{CH_TX_GSM}−ｆ_{TX_GSM}＝４１５ＭＨｚまた、ｆ_{TX_DCS}−ｆ_{CH_TX_DCS}＝４１５ＭＨｚ（４）となる。

【０１３１】（４）式に（１）を代入すれば、ｆ_{TX_GSM}＝ｆ_{CH_TX_GSM}−４１５ＭＨｚ＝８８０〜９１５ＭＨｚまた、ｆ_{TX_DCS}＝ｆ_{CH_TX_DCS}＋４１５ＭＨｚ＝１７１０〜１７８５ＭＨｚ（５）となり、ＶＣＯ１６１Ｇ，１６１Ｄの発振周波数は、Ｇ
ＳＭモード、ＤＣＳモードの送信周波数と等しくなる。

【０１３２】なお、ループフィルタ１６６Ｇ，１６６Ｄ
は、ＧＳＭ／ＤＣＳで使用されているＧＭＳＫ変調がか
かるように、変調レートより充分高い遮断周波数を持つ
ようにしておく。

【０１３３】一方、ＵＭＴＳモードでも、上述のＧＳＭ
／ＤＣＳのモードのときと同様の動作をする。ここで、
チャンネル用ＰＬＬ回路部４０では、システムが違うの
で、ＶＣＯ４２がオンとされて使用される。以下に、Ｕ
ＭＴＳモード時の動作を説明する。

【０１３４】ＵＭＴＳモードのときには、前述したよう
に、直交変調／増幅部２２は、増幅器として動作する。
また、チャンネル切替ＰＬＬ回路部３０のＶＣＯ３１
は、発振周波数が７６０ＭＨｚとなるように制御されて
いる。

【０１３５】そして、周波数切替ＰＬＬ回路部３０から
は、ＶＣＯ３１の７６０ＭＨｚの出力信号が周波数分周
器３４で１／２に分周された信号が周波数分周器１５３
に供給される。この周波数分周器１５３では、さらに１
／２分周されるので１９０ＭＨｚの信号が、増幅器とし
ての直交変調／増幅部２２を介して位相比較器１６５に
フィードされる。

【０１３６】ＧＳＭ／ＤＣＳモード時と違い、このＵＭ
ＴＳモード時の１９０ＭＨｚの信号は無変調信号であ
る。オフセットＰＬＬ回路部２３では、ＵＭＴＳモード
時は、ＵＭＴＳ用のＶＣＯ１６１Ｗがオンしており、そ
の他のＶＣＯ１６１Ｇ，１６１Ｄはオフしている。そし
て、このオンとなっているＶＣＯ１６１Ｗの出力は、周
波数混合器１６２で、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０の
ＧＳＭ／ＤＣＳ用のＶＣＯ４１（図３参照）からの信号
と掛け算される。

【０１３７】ＵＭＴＳモードのときのＶＣＯ４２の発振
周波数をｆ_{CH_TX_UMTS}とすると、前述もしたように、ｆ_{CH_TX_UMTS}＝２１１０〜２１７０ＭＨｚ（６）になるように、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０ではＶＣ
Ｏ４２の発振周波数が制御されている。

【０１３８】したがって、周波数混合器１６２の出力に
は、ＶＣＯ４２の発振周波数と、ＶＣＯ１６１Ｗの発振
周波数ｆ_{TX_UMTS}の和および差の周波数が得られる。す
なわち、ｆ_{CH_TX_UMTS}±ｆ_{TX_UMTS} （７）の周波数を有する信号が、ローパスフィルタ１６３にフ
ィードされる。

【０１３９】ローパスフィルタ１６３の遮断周波数を適
当に選択すれば、上記２周波数のうち高い方は除去さ
れ、ｆ_{CH_TX_UMTS}−ｆ_{TX_UMTS} （８）の周波数（１９０ＭＨｚ）だけが得られる。

【０１４０】この信号は、周波数分周器１６４にフィー
ドされるが、ＵＭＴＳモード時はこの分周器１６４をス
ルーして位相比較器１６５に入力されるので、位相比較
器１６５は、前述した直交変調／増幅部２２からのＩＦ
周波数の１９０ＭＨｚと比較れ、その位相誤差がループ
フィルタ１６６Ｗへ出力される。

【０１４１】ループフィルタ１６６Ｗは、位相誤差成分
を積分して直流電圧に変換し、その直流電圧をＶＣＯ１
６１Ｗの制御端子に印可する。こうしてできたループ
は、位相比較器１６５の２つの入力信号周波数が等しく
なるように収束するので、結局、ｆ_{CH_TX_GSM}−ｆ_{TX_GSM}＝１９０ＭＨｚ（９）となる。（９）式に（６）式を代入すれば、ｆ_{TX_UMTS}＝ｆ_{CH_TX_UMTS}−１９０ＭＨｚ＝１９２０〜１９８０ＭＨｚ（１０）となり、ＶＣＯ１６１Ｗの発振周波数は，ＵＭＴＳモー
ド時の送信周波数と等しくなる。

【０１４２】そして、このＶＣＯ１６１Ｗの発振周波数
信号は、直交変調部２４に供給されて、図示しないベー
スバンド処理部からのＩ信号およびＱ信号と周波数混合
され、変調送信信号が生成される。そして、その変調送
信信号は、バンドパスフィルタ２５Ｗおよび電力増幅器
２６Ｗを通じてアンテナ７０へとフィードされる。

【０１４３】［受信用の局部発振周波数の生成につい
て］次に、受信用の局部発振周波数の生成について説明
する。

【０１４４】まず、前述のように、ＵＭＴＳモードすな
わちＷ−ＣＤＭＡでは、直流オフセット補償回路がアナ
ログ回路で実現できるために、局部発振周波数が可変利
得低雑音増幅器１１Ｗの入力側、例えばデュープレクサ
６５から接続されるトランスミッションラインに漏洩し
てしまったとしても、直流増幅器１２８、１２９で構成
される補償回路で直流オフセットを取り除くことができ
るため、チャンネル用ＰＬＬ回路部４０のＶＣＯ４２の
発振周波数を受信高周波信号と違う周波数に設定する必
要はない。そこで、前述した（６）式に示されるよう
に、ＶＣＯ４２の発振周波数は、ＵＭＴＳ帯の受信周波
数に等しいものとすることができる。

【０１４５】一方、ＧＳＭ／ＤＣＳモードの時は、直流
オフセットをできるだけ低減する必要があるので、チャ
ンネル用ＰＬＬ回路部４０のＶＣＯ４１の発振周波数
は、受信周波数と異なる周波数で発振させなければなら
ない。

【０１４６】今、受信スロット中のＶＣＯ４１の発振周
波数を、ｆ_{CH_RX_GSM}＝１３４０〜１３７５ＭＨｚｆ_{CH_RX_DCS}＝１３９０〜１４６５ＭＨｚ（１１）とする。この信号は、イメージ除去ミキサ部１３のポリ
フェーズフィルタ１３１、１３２により互いに直交する
２つの信号に分解され、それぞれバッファアンプ１３３
〜１３６を介して周波数混合器１３７および１３８に入
力される。

【０１４７】一方、周波数切替ＰＬＬ回路部３０のＶＣ
Ｏ３１からの８３０ＭＨｚの信号は、周波数分周器３４
により１／２分周されて互いに直交する位相の周波数が
４１５ＭＨｚの信号とされる。そして、その直交する位
相の４１５ＭＨｚの周波数信号がそれぞれ周波数混合器
１３７および１３８のもう一方の入力にフィードされ
る。

【０１４８】このとき、周波数混合器１３７および１３
８に入力される４つの信号が、前述したような位相関係
になっていれば、周波数混合器１３７および１３８の出
力には、それぞれ以下の信号が現れる。

【０１４９】すなわち、２・sin ω_{CH_RF_GSM}・sin ω_IF ＝−cos(ω_{CH_RF_GSM}＋ω_IF) ＋cos(ω_{CH_RF_GSM}−ω_IF) −２・sin ω_{CH_RF_DCS}・sin ω_IF ＝cos(ω_{CH_RF_DCS}＋ω_IF) −cos(ω_{CH_RF_DCS}−ω_IF) （１２）２・cos ω_{CH_RF_GSM}・cos ω_IF ＝cos(ω_{CH_RF_GSM}＋ω_IF) ＋cos(ω_{CH_RF_GSM}−ω_IF) ２・cos ω_{CH_RF_DCS}・cos ω_IF ＝cos(ω_{CH_RF_DCS}＋ω_IF) ＋cos(ω_{CH_RF_DCS}−ω_IF) （１３）が得られる。

【０１５０】これらの式から判るように、二つの周波数
混合器１３７および１３８の出力を加算すると、 cos(ω_{CH_RF_GSM}−ω_IF) または cos(ω_{CH_RF_DCS}−ω_IF) （１４）の信号のみが取り出される。つまり、ｆ_{CH_RF_GSM}−ｆ_IF またはｆ_{CH_RF_DCS}＋ｆ_IF （１５）なる周波数が得られる。ここで、ｆ_IFは、周波数分周器
３４の出力で、周波数は４１５ＭＨｚである。

【０１５１】このポリフェーズフィルタ１３１、１３２
と周波数混合器１３７、１３８で形成される回路は、周
波数を混合したときに発生する２つの周波数のうち、１
つの周波数のみを取り出すことができるため、イメージ
除去ミキサと呼ばれる。

【０１５２】（１１）式を（１５）式に代入すると、ｆ_{CH_RF_GSM}−ｆ_IF＝（１３４０−４１５）〜（１３７５−４１５）ＭＨｚ＝９２５〜９６０ＭＨｚｆ_{CH_RF_DCS}＋ｆ_IF＝（１３９０＋４１５）〜（１４６５＋４１５）ＭＨｚ＝１８０５〜１８８０ＭＨｚ（１６）となり、ＧＳＭ／ＤＣＳの受信周波数と等しい周波数が
得られる。

【０１５３】このイメージ除去ミキサの信号は高周波増
幅器１４０を介して、直交復調部１２Ｇおよび１２Ｄの
ポリフェーズフィルタ１０３、１１３にフィードされ、
周波数混合器１０１、１０２および周波数混合器１１
１、１１２と、ポリフェーズフィルタ１０３および１１
３からなる直交復調器１２Ｇ，１２Ｄによつてダイレク
トの直交復調を行なう。

【０１５４】これにより、ＶＣＯ４１の周波数可変範囲
は、１２９５〜１４６５ＭＨｚ、ＶＣＯ４２の周波数可
変範囲は、２１１０〜２１７０ＭＨｚとなり、ＶＣＯと
して現実的な周波数可変範囲となる。

【０１５５】図８に、従来の技術で述べたマルチバンド
無線信号送受信装置において、受信高周波信号と異なる
周波数の信号を、直交復調器直前で、所望の局部発振信
号に変換する回路を、ＧＳＭ／ＤＣＳ／ＵＭＴＳのデュ
アルシステム、トリプルバンド端末用の局部発振信号に
使用する回路の構成例を示す。

【０１５６】また、図９に、上述の実施の形態におけ
る、図８に対応する部分の回路構成を抽出した部分を示
す。図８では、図９との対応関係が容易に分かるように
するため、対応する部分に同一符号を付してある。

【０１５７】図８で用いる周波数混合器部は、希望周波
数だけ発生できるように、イメージ周波数を除去できる
ように構成してある。チャンネル用ＰＬＬ回路部４０お
よび固定ＰＬＬ回路部３０では、ＶＣＯの回路が、それ
ぞれＧＳＭ用、ＤＣＳ用とＵＭＴＳ用に必要である。ま
た、イメージ除去ミキサ部も、ＧＳＭ用、ＤＣＳ用とＵ
ＭＴＳ用にそれぞれ必要である。したがって、回路規模
が膨れ上がることが判る。

【０１５８】一方、この発明の実施の形態では、図９に
示すように、イメージ除去ミキサ部１３をＧＳＭ／ＤＣ
Ｓで共用し、オフセットＰＬＬに使う周波数を、ＧＳＭ
／ＤＣＳの時と、ＵＭＴＳの時とで変更することで、チ
ャンネル用ＰＬＬ回路部４０のＶＣＯを、ＧＳＭ／ＤＣ
Ｓ用のＶＣＯ４１と、ＵＭＴＳ用のＶＣＯ４２との２つ
に分けることが可能となり、システム的にＧＳＭ／ＤＣ
Ｓに求められるＶＣＯの特性と、ＵＭＴＳに求められる
ＶＣＯの特性が違うことと、ＶＣＯの電圧制御する周波
数範囲も狭くなり、特性も容易になる。また、ＶＣＯ自
体の数も減らせることになり、回路規模も大幅に削減で
きることがわかる。

【０１５９】なお、図１において、可変利得低雑音増幅
器１１Ｇ，１１Ｄ，１１Ｗ、直交復調部１２Ｇ，１２
Ｄ，１２Ｗ、イメージ除去ミキサ部１３およびチャンネ
ル用ＰＬＬ回路部４０のループフィルタ４４を除く部分
は、一つのＩＣ回路としてＩＣ化することが可能であ
る。

【０１６０】また、同様に、周波数切替ＰＬＬ回路部３
０のループフィルタ３３を除く部分、直交変調／増幅部
２２、直交変調部２４およびオフセットＰＬＬ回路部２
３のループフィルタ１６６Ｇ，１６６Ｄ，１６６Ｗおよ
びＶＣＯ１６１Ｇ，１６１Ｄ，１６１Ｗを除いた部分
は、一つのＩＣ回路としてＩＣ化することが可能であ
る。

【０１６１】［第２の実施の形態］図１０に、図１のイ
メージ除去ミキサ部１３の代わりに、再生分周回路部９
０を用いたマルチバンド無線信号送受信装置の実施の形
態を示す。

【０１６２】図１０の実施の形態の場合は、チャンネル
用ＰＬＬ回路部４０のＶＣＯ４１のＤＣＳ／ＧＳＭモー
ドの受信時の発振周波数ｆ_{CH_RX_GSM}とｆ_{CH_RX_DCS}と
が、図１の実施の形態の場合と違い、ｆ_{CH_RF_GSM}＝１３８７．５〜１４４０ＭＨｚｆ_{CH_RF_DCS}＝１３５３．５〜１４１０ＭＨｚとなる。ただし、送信時の周波数は、図１の実施の形態
の場合と同一で、変わらない。

【０１６３】また、ＵＭＴＳの時は、ＶＣＯ４２の発振
周波数は、図１の実施の形態の場合と同じく、２１１０
〜２１７０ＭＨｚとなる。これにより、ＶＣＯ４１の周
波数可変範囲は、１２９５〜１４４０ＭＨｚ、ＶＣＯ４
２の周波数可変範囲は、２１１０〜２１７０ＭＨｚとな
り、それぞれＶＣＯとして実現可能な周波数範囲となっ
てくる。

【０１６４】図１１は、再生分周回路部９０の具体的構
成例を示すものである。すなわち、この例では、再生分
周回路部９０は、周波数混合器９１と、ローパスフィル
タ９２と、１／２分周器９３および９４とからなる。

【０１６５】以上の説明した実施の形態の構成のマルチ
バンド無線信号送受信装置によれば、１．送受信用ＲＦブロックのＩＣ化の際に回路規模の極
端な増大を伴わずダイレクトコンバージョン送受信機が
実現できる。２．オフセットＰＬＬの周波数を切り替えることで、送
受信時に使用する電圧制御発振器が２個で済む。３．１項の理由により、チップ面積の極端な増大を伴わ
ない。４．３項の理由により、チップコストの極端な増大を伴
わない。５．１項の理由により、チップ歩留まりの極端な悪化を
伴わない。６．１項の理由により、回路の消費電力の極端な増大を
伴わない。７．２項の理由により、電圧制御発振器の発振周波数範
囲が狭くすることができる。８．２項の理由により、システムごとに電圧制御発振器
を使用できる。という効果が得られる。

【０１６６】上述の実施の形態では、ギルバートミキサ
の入力を切り替えることで、ＧＳＭ／ＤＣＳモードでは
直交変調器とし、ＵＭＴＳモードでは増幅器として兼用
するようにしたが、それぞれ直交変調器と、増幅器とを
設けて、ＧＳＭ／ＤＣＭとＵＭＴＳモードとで切り替え
るようにしても、もちろんよい。

【０１６７】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれ
ば、ハードウェア回路の小型化および省電力化を実現す
ることのできるマルチバンド無線信号送受信装置を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明によるマルチバンド無線信号送受信装
置の実施の形態の全体の構成を示すブロック図である。

【図２】図１の周波数切替ＰＬＬ回路部の具体的構成例
を示す図である。

【図３】図１のチャンネル用ＰＬＬ回路部の具体的構成
例を示す図である。

【図４】図１の受信系１０の具体的構成例を示す図であ
る。

【図５】図１のイメージ除去ミキサ部の具体的構成例を
説明するための図である。

【図６】図１の送信系２０の具体的構成例を示す図であ
る。

【図７】図１の直交変調／増幅部２２の具体的構成例を
説明するための図である。

【図８】この発明の実施の形態と比較する従来の構成例
を説明するための図である。

【図９】この発明の実施の形態の要部の構成を説明する
ための図である。

【図１０】この発明の他の実施の形態の全体の構成を示
すブロック図である。

【図１１】図１０の再生分周回路部の具体的構成例を示
す図である。

【図１２】ＧＳＭシステム用の送受信端末装置の構成例
を示すブロック図である。

【図１３】図１２におけるＰＬＬ回路系を説明するため
の図である。

【図１４】Ｗ−ＣＤＭＡ用のＰＬＬ回路系を説明するた
めの図である。

【符号の説明】

１０…受信系、１１Ｇ，１１Ｄ，１１Ｗ…可変利得低雑
音増幅器、１２Ｇ，１２Ｄ，１２Ｗ…直交復調部、１３
…イメージ除去ミキサ部、２０…送信系、２２…直交変
調／増幅部、２３…オフセットＰＬＬ回路部、２４…直
交変調部、３０…周波数切替ＰＬＬ回路部、４０…チャ
ンネル用ＰＬＬ回路部、５０…コントロール部、８０…
可変周波数温度制御水晶発振器

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】位相のみの情報を使用して変調される信号
を送受信する第１の通信方式の信号、および、位相およ
び振幅の情報を使用して変調される信号を送受信する第
２の通信方式の信号による通信が可能であって、かつ、
異なる複数個の周波数帯域での通信が可能であるマルチ
バンド無線信号送受信装置であって、前記第１の通信方式のときと、前記第２の通信方式のと
きとで、異なる固定周波数の信号を発生する第１の周波
数信号発生手段と、前記第１の通信方式、前記第２の通信方式および前記複
数個の周波数帯域のうちから選択された通信方式および
周波数帯域について、使用通信チャンネルに応じた周波
数の信号であって、前記第１の通信方式による受信信号
または前記第２の通信方式による受信信号を復調するた
めの受信用局部発振信号を各通信方式毎に生成するのに
用いると共に、前記第１の通信方式による送信信号また
は前記第２の通信方式による送信信号を生成するために
用いる送受信用基準発振信号を発生する第２の周波数信
号発生手段と、前記第１の通信方式の送信信号を生成する際に、前記第
１の周波数信号発生手段からの前記第１の通信方式用の
固定周波数の信号を変調用基準信号として用いて送信用
ベースバンド信号を変調した変調信号を生成する第１の
通信方式用変調手段と、前記第２の通信方式の送信信号を生成する際に、前記第
１の周波数信号発生手段からの前記第２の通信方式用の
固定周波数の信号を増幅する増幅手段と、前記第１の通信方式の送信信号を生成する際には、前記
第１の通信方式用変調手段からの前記変調信号と前記第
２の周波数信号発生手段からの前記送受信基準発振信号
とを位相比較し、その位相比較出力により可変周波数発
振器を制御することにより変調送信信号を生成し、前記
第２の通信方式の送信信号を生成する際には、前記増幅
手段からの前記増幅された前記第２の通信方式用の固定
周波数の信号と前記第２の周波数信号発生手段からの前
記送受信基準発振信号とを位相比較し、その位相比較出
力により、前記第２の通信方式の変調送信信号を生成す
るための変調用基準信号を発生する送信用信号生成手段
と、を備えることを特徴とするマルチバンド無線信号送受信
装置。
【請求項２】請求項１において、前記第１の通信方式用変調手段は、平衡変調器を用いた
直交変調手段であって、前記第２の通信方式の送信信号
を生成する際には、前記平衡変調器を増幅器として用い
るようにすることにより、前記第１の通信方式用変調手
段が前記増幅手段を兼用するようにしたことを特徴とす
るマルチバンド無線信号送受信装置。
【請求項３】請求項１において、前記第１の通信方式として、ＧＳＭモードとＤＣＳモー
ドとの２種の送受信信号を取り扱うと共に、前記第２の
通信方式としてはＵＭＴＳモードの送受信信号を取り扱
うものであって、前記第２の周波数信号発生手段は、前記ＧＳＭモードと
前記ＤＣＳモードとで兼用される第１の可変周波数発振
器と、前記ＵＭＴＳモード用の第２の可変周波数発振器
との２個の可変周波数発振器を備えることを特徴とする
マルチバンド無線信号送受信装置。
【請求項４】請求項１において、前記第１の通信方式の受信信号の第１の復調手段と、前記第２の周波数信号発生手段からの前記送受信用基準
発振信号から、前記第１の復調手段に供給する前記第１
の通信方式用の前記受信用局部発振信号を生成する再生
分周手段と、を備えることを特徴とするマルチバンド無線信号送受信
装置。
【請求項５】請求項１において、前記第１の通信方式の受信信号の第１の復調手段と、前記第２の周波数信号発生手段からの前記送受信用基準
発振信号と前記第１の周波数信号発生手段からの前記第
１の通信方式用の固定周波数の信号とから、前記第１の
復調手段に供給する前記第１の通信方式用の受信用局部
発振信号を生成する手段と、を備えることを特徴とするマルチバンド無線信号送受信
装置。
【請求項６】請求項１において、前記第２の通信方式の受信信号の第２の復調手段に、前
記第２の周波数信号発生手段からの前記送受信用基準発
振信号を前記第２の通信方式用の前記受信用局部発振信
号として供給することを特徴とするマルチバンド無線信
号送受信装置。
【請求項７】請求項６において、前記第２の復調手段は、直流帰還により低域周波数を除
去する回路を含むことを特徴とするマルチバンド無線信
号送受信装置。
【請求項８】請求項１において、送信用ベースバンド信号を、前記送信用信号生成手段か
らの前記第２の通信方式の変調送信信号を生成するため
の変調用基準信号により変調して、前記第２の通信方式
の変調送信信号を生成する第２の通信方式用変調手段を
備えることを特徴とするマルチバンド無線信号送受信装
置。
【請求項９】請求項１において、前記第１の通信方式は、ＴＤＭＡ方式であると共に、互
いに異なる周波数帯域の２種のモードの信号の送受が可
能であることを特徴とするマルチバンド無線信号送受信
装置。
【請求項１０】請求項１において、前記第２の通信方式は、ＣＤＭＡ方式であることを特徴
とするマルチバンド無線信号送受信装置。