JP2002044051A - Ｍｉｍｏｏｆｄｍシステム - Google Patents
ＭｉｍｏｏｆｄｍシステムInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
-
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
- H04L1/0618—Space-time coding
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多数の送信アンテナセットに対して、独立し
た空間−時間符号を用いるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
を提供する 【解決手段】 ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムは、独立し
た空間−時間符号を有する各データブロックを符号化す
るための複数の空間−時間符号化器を備える。変換され
たデータブロック信号は、複数の送信アンテナによって
送信され、複数の受信アンテナによって受信される。受
信されたデータは、最尤検出を行う前に、事前白色化が
行われる。一実施形態では、連続干渉相殺を用いて、シ
ステム性能を改善することができる。チャネルパラメー
タ推定は、平均から偏差に基づいてチャネルインパルス
応答推定値を重み付けすることにより改善することがで
きる。
た空間−時間符号を用いるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
を提供する 【解決手段】 ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムは、独立し
た空間−時間符号を有する各データブロックを符号化す
るための複数の空間−時間符号化器を備える。変換され
たデータブロック信号は、複数の送信アンテナによって
送信され、複数の受信アンテナによって受信される。受
信されたデータは、最尤検出を行う前に、事前白色化が
行われる。一実施形態では、連続干渉相殺を用いて、シ
ステム性能を改善することができる。チャネルパラメー
タ推定は、平均から偏差に基づいてチャネルインパルス
応答推定値を重み付けすることにより改善することがで
きる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は全般に通信システム
に関し、より詳細には、直交周波数分割多重化（ＯＦＤ
Ｍ）通信システムに関する。
に関し、より詳細には、直交周波数分割多重化（ＯＦＤ
Ｍ）通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】高データ速度でのワイヤレスアクセスが
多くの応用形態によって要望されている。従来から、よ
り速いデータ速度で伝送するためには、より広い帯域幅
が必要とされる。しかしながら、スペクトルには制限が
あるため、帯域を広げるための技術は多くの場合に、実
用的ではなく、かつ／またはコストがかかる。
多くの応用形態によって要望されている。従来から、よ
り速いデータ速度で伝送するためには、より広い帯域幅
が必要とされる。しかしながら、スペクトルには制限が
あるため、帯域を広げるための技術は多くの場合に、実
用的ではなく、かつ／またはコストがかかる。
【０００３】１つの知られているシステムでは、多数の
送信アンテナおよび受信アンテナを用いて、スペクトル
効率のよいデータ伝送を行っている。多数の送信アンテ
ナを用いて、送信ダイバーシティを行ったり、あるいは
多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネルを形成したりするこ
とができる。また、多数の送信アンテナは、ワイヤレス
システムにおいてダイバーシティを提供するためにも用
いられている。送信ダイバーシティは、線形変換に基づ
いて、あるいは空間−時間符号化によって行うことがで
きる。特に、空間−時間符号化は、符号効率が高いこと
を特徴としており、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）
システムの効率および性能を改善することができる。多
数の送信および受信アンテナを用いて、ＭＩＭＯチャネ
ルを形成する場合には、システム容量をさらに改善する
ことができる。フラットレーリフェージングあるいは狭
帯域チャネルを有する１入力１出力（ＳＩＳＯ）システ
ムと比較すると、ＭＩＭＯシステムは、送信アンテナお
よび受信アンテナの数のうちの最小値の倍数だけ容量を
改善することができる。
送信アンテナおよび受信アンテナを用いて、スペクトル
効率のよいデータ伝送を行っている。多数の送信アンテ
ナを用いて、送信ダイバーシティを行ったり、あるいは
多入力多出力（ＭＩＭＯ）チャネルを形成したりするこ
とができる。また、多数の送信アンテナは、ワイヤレス
システムにおいてダイバーシティを提供するためにも用
いられている。送信ダイバーシティは、線形変換に基づ
いて、あるいは空間−時間符号化によって行うことがで
きる。特に、空間−時間符号化は、符号効率が高いこと
を特徴としており、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）
システムの効率および性能を改善することができる。多
数の送信および受信アンテナを用いて、ＭＩＭＯチャネ
ルを形成する場合には、システム容量をさらに改善する
ことができる。フラットレーリフェージングあるいは狭
帯域チャネルを有する１入力１出力（ＳＩＳＯ）システ
ムと比較すると、ＭＩＭＯシステムは、送信アンテナお
よび受信アンテナの数のうちの最小値の倍数だけ容量を
改善することができる。
【０００４】図１は、データの送信サブシステムおよび
受信サブシステムを含む従来のＯＦＤＭシステム１０を
示す。符号化サブシステム１２は、データ源からのバイ
ナリデータを符号化する。符号化されたデータは、イン
ターリーブサブシステム１４によってインターリーブさ
れ、その後、マッピングサブシステム１６によって、多
振幅多相コンスタレーションシンボルにマッピングされ
る。ある特定の実施形態では、多振幅多相コンスタレー
ションシンボルは４相位相変調（ＱＰＳＫ）シンボルを
含む。その後、リモートサブスクライバユニット受信機
においてチャネルを推定するためのパイロット信号を、
パイロット挿入サブシステム１８によって挿入すること
ができる。シリアル／パラレル変換サブシステム２０
は、シリアルデータストリームを、逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）サブシステム２２に供給されるパラレルデ
ータストリームに変換する。
受信サブシステムを含む従来のＯＦＤＭシステム１０を
示す。符号化サブシステム１２は、データ源からのバイ
ナリデータを符号化する。符号化されたデータは、イン
ターリーブサブシステム１４によってインターリーブさ
れ、その後、マッピングサブシステム１６によって、多
振幅多相コンスタレーションシンボルにマッピングされ
る。ある特定の実施形態では、多振幅多相コンスタレー
ションシンボルは４相位相変調（ＱＰＳＫ）シンボルを
含む。その後、リモートサブスクライバユニット受信機
においてチャネルを推定するためのパイロット信号を、
パイロット挿入サブシステム１８によって挿入すること
ができる。シリアル／パラレル変換サブシステム２０
は、シリアルデータストリームを、逆高速フーリエ変換
（ＩＦＦＴ）サブシステム２２に供給されるパラレルデ
ータストリームに変換する。
【０００５】変換されたデータは、パラレル／シリアル
変換器２４によってシリアルデータストリームに変換さ
れる。サブシステム２６によって巡回拡大およびウイン
ドウ処理を加えることができ、その後、ＤＡＣ２８によ
ってデジタル／アナログ変換され、アンテナシステム３
０によって送信される。ＯＦＤＭシステムの受信部３２
は、受信したＯＦＤＭ信号からデータを抽出するため
に、同じように対応する構成要素を備える。
変換器２４によってシリアルデータストリームに変換さ
れる。サブシステム２６によって巡回拡大およびウイン
ドウ処理を加えることができ、その後、ＤＡＣ２８によ
ってデジタル／アナログ変換され、アンテナシステム３
０によって送信される。ＯＦＤＭシステムの受信部３２
は、受信したＯＦＤＭ信号からデータを抽出するため
に、同じように対応する構成要素を備える。
【０００６】図２に示されるように、知られているＯＦ
ＤＭシステム１０は、複数のサブスクライバ５０を有す
る、重複する直交マルチキャリア変調技術を用いる。図
３は、サブキャリアの直交特性を示す。より具体的に
は、１つのＯＦＤＭデータシンボルの４つのサブキャリ
ア６０はそれぞれ、インターバルＴにおいて、ある整数
のサイクルを有する。隣接するサブキャリア間のサイク
ル数は１だけ異なる。
ＤＭシステム１０は、複数のサブスクライバ５０を有す
る、重複する直交マルチキャリア変調技術を用いる。図
３は、サブキャリアの直交特性を示す。より具体的に
は、１つのＯＦＤＭデータシンボルの４つのサブキャリ
ア６０はそれぞれ、インターバルＴにおいて、ある整数
のサイクルを有する。隣接するサブキャリア間のサイク
ル数は１だけ異なる。
【０００７】１つの知られているＯＦＤＭ送信システム
では、帯域幅が広くなると、空間−時間プロセッサの複
雑さが増し、推定されるチャネルパラメータを用いて空
間−時間プロセッサを構成するとき、その空間−時間プ
ロセッサの性能が著しく劣化する。
では、帯域幅が広くなると、空間−時間プロセッサの複
雑さが増し、推定されるチャネルパラメータを用いて空
間−時間プロセッサを構成するとき、その空間−時間プ
ロセッサの性能が著しく劣化する。
【０００８】それゆえ、信号検出を改善したＭＩＭＯ
ＯＦＤＭシステムを提供することが望まれるであろう。
さらに、チャネルパラメータ推定の精度を高めることが
望まれるであろう。
ＯＦＤＭシステムを提供することが望まれるであろう。
さらに、チャネルパラメータ推定の精度を高めることが
望まれるであろう。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、多数
の送信アンテナセットに対して、独立した空間−時間符
号を用いるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムを提供すること
である。受信機は、事前白色化し、その後最尤復号化を
用いて空間−時間符号を復号化する。この構成を用いる
場合、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムは、スペクトル効率
のよい広帯域幅の通信を提供する。ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ
システムは、チャネル遅延プロファイル推定値を判定
し、かつそれを用いて、より正確なチャネルパラメータ
推定を達成する。
の送信アンテナセットに対して、独立した空間−時間符
号を用いるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムを提供すること
である。受信機は、事前白色化し、その後最尤復号化を
用いて空間−時間符号を復号化する。この構成を用いる
場合、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムは、スペクトル効率
のよい広帯域幅の通信を提供する。ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ
システムは、チャネル遅延プロファイル推定値を判定
し、かつそれを用いて、より正確なチャネルパラメータ
推定を達成する。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の一態様では、Ｍ
ＩＭＯ ＯＦＤＭ通信システムは、複数の送信アンテナ
および複数の受信アンテナを含む。第１および第２のデ
ータブロックはそれぞれ、第１および第２の各空間−時
間エンコーダによって２つの信号に変換される。４つの
各合成信号は、各送信アンテナによって送信されるＯＦ
ＤＭブロックを形成する。各受信アンテナは、４つの送
信されたＯＦＤＭブロックの重ね合わせである信号を受
信する。第１のデータブロックのための符号化された信
号を検出し、かつ復号化する際に、第２のデータブロッ
クのための符号化された信号は、干渉信号として取り扱
われる。同様に、第２のデータブロックのための符号化
された信号を検出し、かつ復号化する際に、第１のデー
タブロックのための符号化された信号は、干渉信号とし
て取り扱われる。受信された信号は事前に白色化され、
その後、最尤復号化される。最尤復号化はビタビ復号化
を含むことができる。一実施形態では、最尤復号化のた
めの事前白色化は、所望の信号を最小平均二乗誤差（Ｍ
ＭＳＥ）で修復し、その後、残留干渉信号および雑音を
白色化することを含む。
ＩＭＯ ＯＦＤＭ通信システムは、複数の送信アンテナ
および複数の受信アンテナを含む。第１および第２のデ
ータブロックはそれぞれ、第１および第２の各空間−時
間エンコーダによって２つの信号に変換される。４つの
各合成信号は、各送信アンテナによって送信されるＯＦ
ＤＭブロックを形成する。各受信アンテナは、４つの送
信されたＯＦＤＭブロックの重ね合わせである信号を受
信する。第１のデータブロックのための符号化された信
号を検出し、かつ復号化する際に、第２のデータブロッ
クのための符号化された信号は、干渉信号として取り扱
われる。同様に、第２のデータブロックのための符号化
された信号を検出し、かつ復号化する際に、第１のデー
タブロックのための符号化された信号は、干渉信号とし
て取り扱われる。受信された信号は事前に白色化され、
その後、最尤復号化される。最尤復号化はビタビ復号化
を含むことができる。一実施形態では、最尤復号化のた
めの事前白色化は、所望の信号を最小平均二乗誤差（Ｍ
ＭＳＥ）で修復し、その後、残留干渉信号および雑音を
白色化することを含む。
【００１１】連続して干渉を相殺することにより、シス
テムの性能を改善することができる。より具体的には、
第１および第２のデータブロックが復号化された後、復
号化された信号が誤差を含むか否かが判定される。一方
の復号化されたデータブロックが誤差を含み、他方のデ
ータブロックが誤差を含まない場合、正確なデータブロ
ック信号が再生成され、受信した信号から除去される。
その後、他のデータブロックは修正された信号から再検
出され、復号化される。
テムの性能を改善することができる。より具体的には、
第１および第２のデータブロックが復号化された後、復
号化された信号が誤差を含むか否かが判定される。一方
の復号化されたデータブロックが誤差を含み、他方のデ
ータブロックが誤差を含まない場合、正確なデータブロ
ック信号が再生成され、受信した信号から除去される。
その後、他のデータブロックは修正された信号から再検
出され、復号化される。
【００１２】本発明のさらに別の態様では、ＭＩＭＯ
ＯＦＤＭシステムは、チャネルインパルス応答の空間的
な相関から導出される比較的正確なチャネル遅延プロフ
ァイルを用いることにより、チャネルパラメータ推定を
改善する。一般に、推定されたチャネル応答は、平均チ
ャネル応答からの偏差に基づいて重み付けされる。相対
的に正確なチャネル応答を、より大きく重み付けするこ
とにより、チャネルパラメータ推定がより正確になる。
ＯＦＤＭシステムは、チャネルインパルス応答の空間的
な相関から導出される比較的正確なチャネル遅延プロフ
ァイルを用いることにより、チャネルパラメータ推定を
改善する。一般に、推定されたチャネル応答は、平均チ
ャネル応答からの偏差に基づいて重み付けされる。相対
的に正確なチャネル応答を、より大きく重み付けするこ
とにより、チャネルパラメータ推定がより正確になる。
【００１３】
【発明の実施の形態】本発明は、添付の図面とともに取
り上げられる以下の詳細な説明から、より十分に理解さ
れるようになるであろう。
り上げられる以下の詳細な説明から、より十分に理解さ
れるようになるであろう。
【００１４】全般に、本発明は、ＭＩＭＯチャネルを形
成するために、多数の送信アンテナおよび受信アンテナ
を有する直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムを
提供する。この構成を用いると、チャネル推定および信
号検出が改善される。
成するために、多数の送信アンテナおよび受信アンテナ
を有する直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）システムを
提供する。この構成を用いると、チャネル推定および信
号検出が改善される。
【００１５】図４は、多数のアンテナを有するＭＩＭＯ
ＯＦＤＭシステム１００を示しており、ここでは、ア
ンテナは、４本の送信アンテナＴＡ１〜４および複数の
受信アンテナＲＡ１〜Ｐとして示される。４本の送信ア
ンテナを有するＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムが示される
が、任意の数の送信アンテナを用いることができること
は理解されよう。さらに、受信アンテナの数は、送信ア
ンテナの数以上になるであろう。
ＯＦＤＭシステム１００を示しており、ここでは、ア
ンテナは、４本の送信アンテナＴＡ１〜４および複数の
受信アンテナＲＡ１〜Ｐとして示される。４本の送信ア
ンテナを有するＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムが示される
が、任意の数の送信アンテナを用いることができること
は理解されよう。さらに、受信アンテナの数は、送信ア
ンテナの数以上になるであろう。
【００１６】ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム１００は、第
１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］を受信する第１の空
間−時間符号化器ＳＴＥ１と、第２のデータブロックｂ
２［ｎ，ｋ］を受信する第２の空間−時間符号化器ＳＴ
Ｅ２とを備える。トーンｋにおける時間ｎでは、２つの
各データブロック、｛ｂｉ［ｎ，ｋ］：ｋ＝０、
１、．．．｝（ｉ＝１および２）は、第１および第２の
空間−時間符号化器ＳＴＥ１およびＳＴＥ２を通して、
それぞれ２つの信号｛ｔ２ｉ＋ｊ［ｎ，ｋ］：ｋ＝０、
１、．．．＆ｊ＝１、２｝（ｉ＝１および２）に変換さ
れる（式１〜３）。符号化された各信号は、ＯＦＤＭブ
ロックを形成する。送信アンテナＴＡ１〜４は、各信号
ｔｍｉ［ｎ，ｋ］（ｉ＝１、．．．、４）によって、各
逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ１〜４で変調した後に、Ｏ
ＦＤＭ信号を送信する。
１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］を受信する第１の空
間−時間符号化器ＳＴＥ１と、第２のデータブロックｂ
２［ｎ，ｋ］を受信する第２の空間−時間符号化器ＳＴ
Ｅ２とを備える。トーンｋにおける時間ｎでは、２つの
各データブロック、｛ｂｉ［ｎ，ｋ］：ｋ＝０、
１、．．．｝（ｉ＝１および２）は、第１および第２の
空間−時間符号化器ＳＴＥ１およびＳＴＥ２を通して、
それぞれ２つの信号｛ｔ２ｉ＋ｊ［ｎ，ｋ］：ｋ＝０、
１、．．．＆ｊ＝１、２｝（ｉ＝１および２）に変換さ
れる（式１〜３）。符号化された各信号は、ＯＦＤＭブ
ロックを形成する。送信アンテナＴＡ１〜４は、各信号
ｔｍｉ［ｎ，ｋ］（ｉ＝１、．．．、４）によって、各
逆高速フーリエ変換ＩＦＦＴ１〜４で変調した後に、Ｏ
ＦＤＭ信号を送信する。
【００１７】アンテナＴＡ１〜４によって送信された信
号は、受信アンテナＲＡ１〜ＲＡＰによって受信され
る。受信された信号ｒ１［ｎ，ｋ］、ｒ２［ｎ，
ｋ］、．．．、ｒＰ［ｎ，ｋ］はそれぞれ高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）サブシステムＦＦＴ１〜ＦＦＴＰによっ
て変換され、空間−時間プロセッサＳＴＰに供給される
信号を生成し、プロセッサＳＴＰは検出された信号情報
を、第１および第２の各空間−時間復号化器ＳＴＤ１お
よびＳＴＤ２に供給する。チャネルパラメータ推定器Ｃ
ＰＥは、その変換された信号を受信し、その変換された
信号からチャネルパラメータ情報が判定され、その後、
信号を復号化する際に用いるために空間−時間プロセッ
サＳＴＰに供給される。
号は、受信アンテナＲＡ１〜ＲＡＰによって受信され
る。受信された信号ｒ１［ｎ，ｋ］、ｒ２［ｎ，
ｋ］、．．．、ｒＰ［ｎ，ｋ］はそれぞれ高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）サブシステムＦＦＴ１〜ＦＦＴＰによっ
て変換され、空間−時間プロセッサＳＴＰに供給される
信号を生成し、プロセッサＳＴＰは検出された信号情報
を、第１および第２の各空間−時間復号化器ＳＴＤ１お
よびＳＴＤ２に供給する。チャネルパラメータ推定器Ｃ
ＰＥは、その変換された信号を受信し、その変換された
信号からチャネルパラメータ情報が判定され、その後、
信号を復号化する際に用いるために空間−時間プロセッ
サＳＴＰに供給される。
【００１８】各受信アンテナＲＡ１〜ＲＡＰにおいて受
信された信号は、４つの歪みを含んで送信された信号の
重ね合わせであり、それは、ｊ＝１、．．．、ｐの場合
に以下の式（１）において表すことができる。
信された信号は、４つの歪みを含んで送信された信号の
重ね合わせであり、それは、ｊ＝１、．．．、ｐの場合
に以下の式（１）において表すことができる。
【数１】 ただしｐは受信アンテナの数に対応し、Ｈｉｊ［ｎ，
ｋ］は、ｉ番目の送信アンテナおよびｊ番目の受信アン
テナに対応する、時間ｎにおけるｋ番目のトーンの場合
のチャネル周波数応答を示し、ｗｊ［ｎ，ｋ］は、ｊ番
目の受信アンテナ上の付加的な複素ガウス雑音を示す。
雑音は、分散σｎ ２で平均が０であり、種々の時間ｎ、
トーンｋおよび受信アンテナｊの場合に相関がないもの
と仮定される。
ｋ］は、ｉ番目の送信アンテナおよびｊ番目の受信アン
テナに対応する、時間ｎにおけるｋ番目のトーンの場合
のチャネル周波数応答を示し、ｗｊ［ｎ，ｋ］は、ｊ番
目の受信アンテナ上の付加的な複素ガウス雑音を示す。
雑音は、分散σｎ ２で平均が０であり、種々の時間ｎ、
トーンｋおよび受信アンテナｊの場合に相関がないもの
と仮定される。
【００１９】ＯＦＤＭ信号の場合の入力−出力の関係
は、以下の式（２）〜（４）に記載されるようなベクト
ル形式で表すこともできる。
は、以下の式（２）〜（４）に記載されるようなベクト
ル形式で表すこともできる。
【数２】 ただし、
【数３】 および
【数４】 である。
【００２０】送信ダイバーシティ利得および送信された
信号の検出を達成するために、空間−時間プロセッサＳ
ＴＰは、第１および第２の空間−時間復号化器ＳＴＤ１
およびＳＴＤ２によって復号化するために必要とされる
信号を抽出する。空間−時間プロセッサおよび空間−時
間復号化器はそれぞれチャネル状態情報を必要とする。
信号の検出を達成するために、空間−時間プロセッサＳ
ＴＰは、第１および第２の空間−時間復号化器ＳＴＤ１
およびＳＴＤ２によって復号化するために必要とされる
信号を抽出する。空間−時間プロセッサおよび空間−時
間復号化器はそれぞれチャネル状態情報を必要とする。
【００２１】一実施形態では、ＣＰＥは、チャネルパラ
メータの時間および周波数領域の相関を利用するために
従来のトレーニングシーケンスを用いる。典型的なチャ
ネル推定技術は、Y. Li等による「Channel Estimation
for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mob
ile Wireless Channels」（IEEE Journal of Selected
Areas in Comm., Vol. 17, pp.461-471, March 1999）
およびY. Li.等による「Simplified Channel Estimatio
n for OFDM Systems with Multiple TransmitAntenna
s」（IEEE Journal of Selected Areas in Comm.）に記
載されており、そのいずれも参照して本明細書に援用し
ている。
メータの時間および周波数領域の相関を利用するために
従来のトレーニングシーケンスを用いる。典型的なチャ
ネル推定技術は、Y. Li等による「Channel Estimation
for OFDM Systems with Transmitter Diversity in Mob
ile Wireless Channels」（IEEE Journal of Selected
Areas in Comm., Vol. 17, pp.461-471, March 1999）
およびY. Li.等による「Simplified Channel Estimatio
n for OFDM Systems with Multiple TransmitAntenna
s」（IEEE Journal of Selected Areas in Comm.）に記
載されており、そのいずれも参照して本明細書に援用し
ている。
【００２２】移動体ワイヤレスチャネルインパルス応答
の複素ベースバンド表現は、以下の式（５）によって記
述することができる。
の複素ベースバンド表現は、以下の式（５）によって記
述することができる。
【数５】 ただしτｋはｋ番目の経路の遅延であり、γｋ（ｔ）は
対応する複素振幅であり、ｃ（ｔ）は平方根レイズドコ
サインナイキストフィルタで形成することができる周波
数応答を有する整形パルスである。車両の動きに起因し
て、γｋ（ｔ）は、広義定常（wide-sense stationar
y：ＷＳＳ）、狭帯域複素ガウスプロセスであり、その
プロセスは各経路の場合に独立している。複素振幅γｋ
（ｔ）の平均電力はチャネル遅延プロファイル、例えば
環境によって決定される、起伏のある地形（ＨＴ）およ
び典型的な市街地（ＴＵ）に依存する。チャネルは典型
的には同じ遅延プロファイルを有する。
対応する複素振幅であり、ｃ（ｔ）は平方根レイズドコ
サインナイキストフィルタで形成することができる周波
数応答を有する整形パルスである。車両の動きに起因し
て、γｋ（ｔ）は、広義定常（wide-sense stationar
y：ＷＳＳ）、狭帯域複素ガウスプロセスであり、その
プロセスは各経路の場合に独立している。複素振幅γｋ
（ｔ）の平均電力はチャネル遅延プロファイル、例えば
環境によって決定される、起伏のある地形（ＨＴ）およ
び典型的な市街地（ＴＵ）に依存する。チャネルは典型
的には同じ遅延プロファイルを有する。
【００２３】上記の式（５）から、時間ｔにおける周波
数応答は、式（６）において以下に記載するように表す
ことができる。
数応答は、式（６）において以下に記載するように表す
ことができる。
【数６】 ただし
【数７】 である。適切な巡回拡大およびタイミングを有するＯＦ
ＤＭシステムでは、チャネル周波数応答は、許容可能な
漏れを含めて、以下の式（８）によって表すことができ
る。
ＤＭシステムでは、チャネル周波数応答は、許容可能な
漏れを含めて、以下の式（８）によって表すことができ
る。
【数８】
【外１】
【００２４】本発明によれば、信号検出は、空間的に事
前に白色化し、その後、最尤（ＭＬ）復号化を用いるこ
とにより改善される。多数の入力の結合検出が最適な場
合があるが、それに伴って計算が複雑になるので、その
ようなアプローチは実用的ではない。
前に白色化し、その後、最尤（ＭＬ）復号化を用いるこ
とにより改善される。多数の入力の結合検出が最適な場
合があるが、それに伴って計算が複雑になるので、その
ようなアプローチは実用的ではない。
【００２５】結合検出とは対照的に、本発明によれば、
第２のデータブロックｂ２［ｎ，ｋ］のために符号化さ
れた信号は、第１のデータブロック信号ｂ１［ｎ，ｋ］
を検出し、かつ復号化する際に、干渉信号として取り扱
われる。同様に、第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］
のために符号化された信号は、第２のデータブロック信
号ｂ２［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際に、干渉
信号として取り扱われる。さらに、送信される信号は、
相関がない、ガウスプロセスであると見なされる。
第２のデータブロックｂ２［ｎ，ｋ］のために符号化さ
れた信号は、第１のデータブロック信号ｂ１［ｎ，ｋ］
を検出し、かつ復号化する際に、干渉信号として取り扱
われる。同様に、第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］
のために符号化された信号は、第２のデータブロック信
号ｂ２［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際に、干渉
信号として取り扱われる。さらに、送信される信号は、
相関がない、ガウスプロセスであると見なされる。
【００２６】例えば、第２のデータブロック信号ｂ
２［ｎ，ｋ］は、第３および第４の送信アンテナＴＡ３
およびＴＡ４によって送信されており、第１のデータブ
ロック信号ｂ１［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際
に、干渉信号として取り扱われる。それゆえ、受信機に
おける干渉信号ｖ［ｎ，ｋ］は、チャネル応答ベクトル
Ｈ ２［ｎ，ｋ］に、干渉信号のための送信される信号ベ
クトルｔ２［ｎ，ｋ］を掛け合わせ、それにガウス雑音
ｗ［ｎ，ｋ］を加えたものに等しく、以下の式（９）に
よって表される。
２［ｎ，ｋ］は、第３および第４の送信アンテナＴＡ３
およびＴＡ４によって送信されており、第１のデータブ
ロック信号ｂ１［ｎ，ｋ］を検出し、かつ復号化する際
に、干渉信号として取り扱われる。それゆえ、受信機に
おける干渉信号ｖ［ｎ，ｋ］は、チャネル応答ベクトル
Ｈ ２［ｎ，ｋ］に、干渉信号のための送信される信号ベ
クトルｔ２［ｎ，ｋ］を掛け合わせ、それにガウス雑音
ｗ［ｎ，ｋ］を加えたものに等しく、以下の式（９）に
よって表される。
【数９】 式（９）のベクトルは上記の式（２）〜（４）から導出
される。
される。
【００２７】ｖ［ｎ，ｋ］が、空間的および時間的に白
色である場合には、最小ユークリッド距離復号化器は、
最尤（ＭＬ）復号化器と等価である。しかしながら、ｖ
［ｎ，ｋ］が空間的および時間的に相関がある場合に
は、ＭＬ復号化器のために事前白色化処理が用いられ
る。ＭＬ復号化器のための事前白色化処理は、当業者に
はよく知られており、以下に記載される。全般に、第１
および第２のデータブロックのための空間−時間符号
は、ＭＬ検出を容易にするために、受信機応答を平坦化
するための事前白色化処理を用いて復号化される。検出
されるコンスタレーション点は、ユークリッド距離にお
いて最も近いシーケンスにマッピングされる。
色である場合には、最小ユークリッド距離復号化器は、
最尤（ＭＬ）復号化器と等価である。しかしながら、ｖ
［ｎ，ｋ］が空間的および時間的に相関がある場合に
は、ＭＬ復号化器のために事前白色化処理が用いられ
る。ＭＬ復号化器のための事前白色化処理は、当業者に
はよく知られており、以下に記載される。全般に、第１
および第２のデータブロックのための空間−時間符号
は、ＭＬ検出を容易にするために、受信機応答を平坦化
するための事前白色化処理を用いて復号化される。検出
されるコンスタレーション点は、ユークリッド距離にお
いて最も近いシーケンスにマッピングされる。
【００２８】
【外２】
【数１０】 ただし、最小ユークリッド距離は、以下の式（１１）お
よび（１２）において定義される。
よび（１２）において定義される。
【数１１】 および
【数１２】 当業者には知られているように、行列Ｒｖ［ｎ，ｋ］の
逆行列は、干渉チャネル応答の相互相関Ｈ２［ｎ，ｋ］
Ｈ２ Ｈ［ｎ，ｋ］から導出され、信号を白色化するため
に用いることができる。
逆行列は、干渉チャネル応答の相互相関Ｈ２［ｎ，ｋ］
Ｈ２ Ｈ［ｎ，ｋ］から導出され、信号を白色化するため
に用いることができる。
【００２９】その後、直接計算することにより、最小ユ
ークリッド距離を、式（１３）に記載されるように定義
することができる。
ークリッド距離を、式（１３）に記載されるように定義
することができる。
【数１３】
【外３】
【数１４】 および
【数１５】 を満足する２×２の行列として表すと、最小ユークリッ
ド距離は式（１６）において表すことができることがわ
かる。
ド距離は式（１６）において表すことができることがわ
かる。
【数１６】 ただし
【数１７】
【００３０】
【外４】
【数１８】 従って、事前に白色化した後、２送信アンテナおよび２
受信アンテナシステムの場合の従来の空間−時間復号化
器を用いることができる。
受信アンテナシステムの場合の従来の空間−時間復号化
器を用いることができる。
【００３１】Ｌ１［ｎ，ｋ］は式（１９）に示されるよ
うに書き直すことができることに留意されたい。
うに書き直すことができることに留意されたい。
【数１９】 所望の信号ｔ１［ｎ，ｋ］の最小平均二乗誤差（ＭＭＳ
Ｅ）修復のための所定の重み行列Ｈ１ Ｈ［ｎ，ｋ］ＲＶ
−１［ｎ，ｋ］は、干渉信号ｔ２［ｎ，ｋ］を抑圧す
る。ＭＭＳＥ信号修復の後、残留干渉および雑音の相関
行列は式（２０）に記載されるように表すことができ
る。
Ｅ）修復のための所定の重み行列Ｈ１ Ｈ［ｎ，ｋ］ＲＶ
−１［ｎ，ｋ］は、干渉信号ｔ２［ｎ，ｋ］を抑圧す
る。ＭＭＳＥ信号修復の後、残留干渉および雑音の相関
行列は式（２０）に記載されるように表すことができ
る。
【数２０】
【外５】
【００３２】本発明の別の態様では、全システム性能を
改善するために、連続干渉相殺が用いられる。連続干渉
相殺は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号および／または信
号品質に基づいて行うことができる。
改善するために、連続干渉相殺が用いられる。連続干渉
相殺は、巡回冗長検査（ＣＲＣ）符号および／または信
号品質に基づいて行うことができる。
【００３３】一実施形態では、ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシス
テムは、復号化誤差を特定するために、ＣＲＣ符号に基
づく連続干渉相殺を含む。第１および第２のデータブロ
ックｂ１［ｎ，ｋ］およびｂ２［ｎ，ｋ］は、上記のよ
うに復号化することができる。データブロックの一方、
例えば第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］において誤
差が検出され、他方のデータブロック、例えば第２のデ
ータブロックｂ２［ｎ，ｋ］において誤差が検出されな
い場合には、正確な（第２の）データブロックのための
符号化された信号が受信機で再生成され、受信された信
号から除去される。すなわち、第２のデータブロックｂ
２［ｎ，ｋ］のための符号化された信号は、受信された
信号から除去され、初めに誤差を含んでいた第１のデー
タブロックｂ１［ｎ，ｋ］を再検出し、かつ復号化する
ために、より明瞭な信号を用いることができるようにす
る。より具体的には、第１のデータブロックは、第２の
データブロック信号からの干渉を受けることなく、再度
検出し、かつ復号化することができる。
テムは、復号化誤差を特定するために、ＣＲＣ符号に基
づく連続干渉相殺を含む。第１および第２のデータブロ
ックｂ１［ｎ，ｋ］およびｂ２［ｎ，ｋ］は、上記のよ
うに復号化することができる。データブロックの一方、
例えば第１のデータブロックｂ１［ｎ，ｋ］において誤
差が検出され、他方のデータブロック、例えば第２のデ
ータブロックｂ２［ｎ，ｋ］において誤差が検出されな
い場合には、正確な（第２の）データブロックのための
符号化された信号が受信機で再生成され、受信された信
号から除去される。すなわち、第２のデータブロックｂ
２［ｎ，ｋ］のための符号化された信号は、受信された
信号から除去され、初めに誤差を含んでいた第１のデー
タブロックｂ１［ｎ，ｋ］を再検出し、かつ復号化する
ために、より明瞭な信号を用いることができるようにす
る。より具体的には、第１のデータブロックは、第２の
データブロック信号からの干渉を受けることなく、再度
検出し、かつ復号化することができる。
【００３４】さらに別の実施形態では、ＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムは、ＣＲＣ符号のような誤り検出符号を含
まない、データブロック信号をそれぞれ検出し、かつ復
号化する。当業者には知られているように、信号品質が
所定の閾値より高いことが予想される場合、システムの
中には、誤り符号化を用いないものもある。本発明によ
れば、復号化された各信号は、関連するＭＭＳＥを有す
る。より高い品質の、例えばより低いＭＭＳＥを有する
信号は、その信号が他の信号と干渉しないように除去さ
れる。
ＤＭシステムは、ＣＲＣ符号のような誤り検出符号を含
まない、データブロック信号をそれぞれ検出し、かつ復
号化する。当業者には知られているように、信号品質が
所定の閾値より高いことが予想される場合、システムの
中には、誤り符号化を用いないものもある。本発明によ
れば、復号化された各信号は、関連するＭＭＳＥを有す
る。より高い品質の、例えばより低いＭＭＳＥを有する
信号は、その信号が他の信号と干渉しないように除去さ
れる。
【００３５】本発明の別の態様では、ＭＩＭＯ ＯＦＤ
Ｍシステムは、比較的正確なチャネル遅延プロファイル
を用いてチャネルパラメータ推定を改善することを含
む。一実施形態では、多数の送信アンテナを用いるＯＦ
ＤＭシステムのために、最適トレーニングシーケンスと
ともに、知られている決定型（decision-directed）チ
ャネルパラメータ推定器を用いて、チャネル遅延プロフ
ァイルを推定することができる。例示的なパラメータ推
定およびトレーニングシーケンスは、Y. (Geoffrey) Li
等による「Channel Estimation for OFDM Systems with
Transmitter Diversity and its Impact on High-Rate
Data Wireless Networks」（IEEE Journal of Selecte
d Areas in Comm., Vol. 17, pp.461-471, March 199
9）およびY.Li.等による「Simplified Channel Estimat
ion for OFDM Systems with Multiple Transmit Antenn
as」に記載される。その推定されたチャネル遅延プロフ
ァイルを用いて、チャネルパラメータ推定値を判定す
る。
Ｍシステムは、比較的正確なチャネル遅延プロファイル
を用いてチャネルパラメータ推定を改善することを含
む。一実施形態では、多数の送信アンテナを用いるＯＦ
ＤＭシステムのために、最適トレーニングシーケンスと
ともに、知られている決定型（decision-directed）チ
ャネルパラメータ推定器を用いて、チャネル遅延プロフ
ァイルを推定することができる。例示的なパラメータ推
定およびトレーニングシーケンスは、Y. (Geoffrey) Li
等による「Channel Estimation for OFDM Systems with
Transmitter Diversity and its Impact on High-Rate
Data Wireless Networks」（IEEE Journal of Selecte
d Areas in Comm., Vol. 17, pp.461-471, March 199
9）およびY.Li.等による「Simplified Channel Estimat
ion for OFDM Systems with Multiple Transmit Antenn
as」に記載される。その推定されたチャネル遅延プロフ
ァイルを用いて、チャネルパラメータ推定値を判定す
る。
【００３６】一般に、チャネルプロファイルの時間およ
び周波数相関を用いると、チャネルパラメータ推定値が
より正確に推定される。より具体的には、経時的な変化
が比較的遅いので、チャネルプロファイルは時間的に相
関をとられる。同様に、隣接チャネルは類似の周波数応
答を有するので、周波数に関して相関をとられる。例え
ば、平均チャネルインパルス応答を判定することによ
り、その平均からの偏差が、各チャネルインパルス応答
を重み付けするための基準を形成することができる。こ
の重み付け構成を用いると、チャネル遅延推定値をより
正確に推定し、チャネルパラメータ推定を改善すること
ができる。
び周波数相関を用いると、チャネルパラメータ推定値が
より正確に推定される。より具体的には、経時的な変化
が比較的遅いので、チャネルプロファイルは時間的に相
関をとられる。同様に、隣接チャネルは類似の周波数応
答を有するので、周波数に関して相関をとられる。例え
ば、平均チャネルインパルス応答を判定することによ
り、その平均からの偏差が、各チャネルインパルス応答
を重み付けするための基準を形成することができる。こ
の重み付け構成を用いると、チャネル遅延推定値をより
正確に推定し、チャネルパラメータ推定を改善すること
ができる。
【００３７】
【外６】
【数２１】
【外７】
【数２２】 推定誤差ｅｉｊ［ｎ，ｌ］は、平均値０で分散σ２を有
するガウス分布をとることができる。パラメータ推定品
質は、以下の式（２３）において定義される正規化され
たＭＳＥ（ＮＭＳＥ）で測定することができる。
するガウス分布をとることができる。パラメータ推定品
質は、以下の式（２３）において定義される正規化され
たＭＳＥ（ＮＭＳＥ）で測定することができる。
【数２３】 従って、チャネル応答のためのＮＭＳＥは、式（２４）
に記載されるように表すことができる。
に記載されるように表すことができる。
【数２４】 その場合、ＮＭＳＥは式（２５）に示されるように正規
化されているものと仮定する。
化されているものと仮定する。
【数２５】 ただし、
【数２６】 である。
【００３８】
【外８】
【数２７】 最適な重み付けファクタα１は、式（２７）において定
義することができる。
義することができる。
【数２８】 式（２７）は、１に、受信アンテナにわたって平均され
たチャネル応答推定値の電力に対する雑音電力の比を加
えた和の逆数、すなわち１／（１＋σ２／σｌ ２）とし
て表すこともでき、その結果生成されるＮＭＳＥは式
（２８）において表される。
たチャネル応答推定値の電力に対する雑音電力の比を加
えた和の逆数、すなわち１／（１＋σ２／σｌ ２）とし
て表すこともでき、その結果生成されるＮＭＳＥは式
（２８）において表される。
【数２９】
【００３９】
【外９】
【数３０】
【００４０】推定された分散を用いると、チャネル遅延
プロファイル推定値はより正確になり、チャネルパラメ
ータ推定が改善されるようになる。
プロファイル推定値はより正確になり、チャネルパラメ
ータ推定が改善されるようになる。
【００４１】
【実施例】本発明による典型的なＭＩＭＯ ＯＦＤＭシ
ステムがシミュレートされた。知られている典型的な市
街地（ＴＵ）および起伏のある地形（ＨＴ）遅延プロフ
ァイルがそれぞれ、５、４０、１００および２００Ｈｚ
のドップラ周波数で用いられた。種々の送信および受信
アンテナに対応するチャネルは、同じ統計的性質を有す
る。４本の送信アンテナと種々の数の受信アンテナとを
用いて、４入力多出力ＯＦＤＭシステムを形成した。
ステムがシミュレートされた。知られている典型的な市
街地（ＴＵ）および起伏のある地形（ＨＴ）遅延プロフ
ァイルがそれぞれ、５、４０、１００および２００Ｈｚ
のドップラ周波数で用いられた。種々の送信および受信
アンテナに対応するチャネルは、同じ統計的性質を有す
る。４本の送信アンテナと種々の数の受信アンテナとを
用いて、４入力多出力ＯＦＤＭシステムを形成した。
【００４２】ＯＦＤＭ信号を構成するために、全チャネ
ル帯域幅、１．２５ＭＨｚが、２５６サブチャネルに分
割される。両端のそれぞれ２つのサブチャネルはガード
トーンとして用いられ、残り（２５２トーン）は、デー
タを送信するために用いられる。互いに直交するトーン
を形成するために、シンボル持続時間は約２０４．８μ
ｓｅｃである。付加的な２０．２μｓｅｃガードインタ
ーバルは、チャネルマルチパス遅延スプレッドに起因す
る、シンボル間干渉から保護するために用いられる。こ
の結果、全ブロック長Ｔｆは約２２５μｓｅｃになり、
サブチャネルシンボルレートｒｂは４．４４ｋボーにな
る。
ル帯域幅、１．２５ＭＨｚが、２５６サブチャネルに分
割される。両端のそれぞれ２つのサブチャネルはガード
トーンとして用いられ、残り（２５２トーン）は、デー
タを送信するために用いられる。互いに直交するトーン
を形成するために、シンボル持続時間は約２０４．８μ
ｓｅｃである。付加的な２０．２μｓｅｃガードインタ
ーバルは、チャネルマルチパス遅延スプレッドに起因す
る、シンボル間干渉から保護するために用いられる。こ
の結果、全ブロック長Ｔｆは約２２５μｓｅｃになり、
サブチャネルシンボルレートｒｂは４．４４ｋボーにな
る。
【００４３】４ＰＳＫとともに１６状態空間−時間符号
が用いられる。各データブロックは、５００ビットを含
み、２つの異なるブロックに符号化され、各ブロックは
厳密に２５２シンボルを有し、ＯＦＤＭブロックを形成
する。それゆえ、ＯＦＤＭシステムは、４本の送信アン
テナを有し、２空間−時間コードワード（全１０００ビ
ット）を送信することができる。各タイムスロットは、
１０ＯＦＤＭブロックを含み、最初のブロックはトレー
ニングのために、残りの９ブロックはデータ伝送のため
に用いられる。従って、そのシステムは、１．２５ＭＨ
ｚチャネルにわたって４Ｍビット／秒の速度でデータを
送信することができる。すなわち、その送信効率は３．
２ビット／秒／Ｈｚである。
が用いられる。各データブロックは、５００ビットを含
み、２つの異なるブロックに符号化され、各ブロックは
厳密に２５２シンボルを有し、ＯＦＤＭブロックを形成
する。それゆえ、ＯＦＤＭシステムは、４本の送信アン
テナを有し、２空間−時間コードワード（全１０００ビ
ット）を送信することができる。各タイムスロットは、
１０ＯＦＤＭブロックを含み、最初のブロックはトレー
ニングのために、残りの９ブロックはデータ伝送のため
に用いられる。従って、そのシステムは、１．２５ＭＨ
ｚチャネルにわたって４Ｍビット／秒の速度でデータを
送信することができる。すなわち、その送信効率は３．
２ビット／秒／Ｈｚである。
【００４４】図５Ａ〜図６Ｂは、種々のチャネル遅延プ
ロファイル、受信アンテナの数、および検出技術を用い
る、本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのシミュ
レートされた性能を示す。図５Ａは、性能改善に関する
インターリーブ処理の効果を例示する。インターリーブ
を行うことにより、１０％ＷＥＲを達成するために必要
とされるＳＮＲは、ＴＵチャネルの場合に１．５ｄＢだ
け、ＨＴチャネルの場合に０．７ｄＢだけ改善される。
ＨＴチャネルは、インターリーブ前にはＴＵチャネルよ
り優れたダイバーシティを有するため、インターリーブ
処理は、ＨＴチャネルの場合、ＴＵチャネルの場合より
も小さな利得しか持たない。
ロファイル、受信アンテナの数、および検出技術を用い
る、本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのシミュ
レートされた性能を示す。図５Ａは、性能改善に関する
インターリーブ処理の効果を例示する。インターリーブ
を行うことにより、１０％ＷＥＲを達成するために必要
とされるＳＮＲは、ＴＵチャネルの場合に１．５ｄＢだ
け、ＨＴチャネルの場合に０．７ｄＢだけ改善される。
ＨＴチャネルは、インターリーブ前にはＴＵチャネルよ
り優れたダイバーシティを有するため、インターリーブ
処理は、ＨＴチャネルの場合、ＴＵチャネルの場合より
も小さな利得しか持たない。
【００４５】図６Ａ〜図６Ｂは、種々の検出技術の場合
のインターリーブ処理を有するシステムのＷＥＲを比較
する。図に示されるように、ＣＲＣおよび信号品質（Ｍ
ＭＳＥ）に基づく連続干渉相殺を用いるシステムは、そ
れぞれ２．５ｄＢおよび１．８ｄＢだけ１０％ＷＥＲの
ために必要とされるＳＮＲを低減することができる。図
５Ａ〜図５Ｂの全ての性能曲線は、４本の送信アンテナ
と４本の受信アンテナとを有するＯＦＤＭの場合を示
す。受信アンテナの数が増えると、図６Ａ〜図６Ｂに見
られるように、性能が改善される。具体的には、受信ア
ンテナの数が４本から６本に増える場合には、ＴＵある
いはＨＴチャネルのいずれのＯＦＤＭシステムも、約４
ｄＢだけ性能が改善されるであろう。
のインターリーブ処理を有するシステムのＷＥＲを比較
する。図に示されるように、ＣＲＣおよび信号品質（Ｍ
ＭＳＥ）に基づく連続干渉相殺を用いるシステムは、そ
れぞれ２．５ｄＢおよび１．８ｄＢだけ１０％ＷＥＲの
ために必要とされるＳＮＲを低減することができる。図
５Ａ〜図５Ｂの全ての性能曲線は、４本の送信アンテナ
と４本の受信アンテナとを有するＯＦＤＭの場合を示
す。受信アンテナの数が増えると、図６Ａ〜図６Ｂに見
られるように、性能が改善される。具体的には、受信ア
ンテナの数が４本から６本に増える場合には、ＴＵある
いはＨＴチャネルのいずれのＯＦＤＭシステムも、約４
ｄＢだけ性能が改善されるであろう。
【００４６】図７Ａ〜図７Ｂは、４０Ｈｚのドップラ周
波数の種々のチャネルの場合の、理想的なチャネルパラ
メータおよび推定されるチャネルパラメータを有するＭ
ＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの性能を比較する。図７Ａか
ら、１０％ＷＥＲのために必要とされるＳＮＲは、連続
干渉抑圧および空間−時間符号化のための推定されたチ
ャネルパラメータを用いるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
の場合に１０〜１１ｄＢであり、それは、信号検出およ
び符号化の場合の理想的なチャネルパラメータを用いる
場合よりも１．５〜２ｄＢ高くなる。さらに多くの受信
アンテナを用いると、図７Ｂに示されるように、性能が
改善される。具体的には、推定されたチャネルパラメー
タを用いるシステムの場合、１０％ＷＥＲのための必要
とされるＳＮＲは、受信アンテナの数を４本から６本、
および６本から８本に増やしたときに、それぞれ４．５
ｄＢおよび２ｄＢだけ改善される。
波数の種々のチャネルの場合の、理想的なチャネルパラ
メータおよび推定されるチャネルパラメータを有するＭ
ＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの性能を比較する。図７Ａか
ら、１０％ＷＥＲのために必要とされるＳＮＲは、連続
干渉抑圧および空間−時間符号化のための推定されたチ
ャネルパラメータを用いるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
の場合に１０〜１１ｄＢであり、それは、信号検出およ
び符号化の場合の理想的なチャネルパラメータを用いる
場合よりも１．５〜２ｄＢ高くなる。さらに多くの受信
アンテナを用いると、図７Ｂに示されるように、性能が
改善される。具体的には、推定されたチャネルパラメー
タを用いるシステムの場合、１０％ＷＥＲのための必要
とされるＳＮＲは、受信アンテナの数を４本から６本、
および６本から８本に増やしたときに、それぞれ４．５
ｄＢおよび２ｄＢだけ改善される。
【００４７】図８Ａ〜図８Ｄは、種々のドップラ周波数
を有するＯＦＤＭシステムの性能を比較する。ドップラ
周波数が高くなると、チャネル推定誤差が大きくなり、
それゆえシステムは、より劣化するようになる。４本の
送信アンテナおよび４本の受信アンテナを用いるＭＩＭ
Ｏ ＯＦＤＭシステムの場合、１０％ＷＥＲのために必
要とされるＳＮＲは、ドップラ周波数が４０Ｈｚから１
００Ｈｚに上昇するときに、２．４ｄＢだけ劣化する。
しかしながら、さらに受信アンテナを増やすと、劣化は
低減される。１０本の受信アンテナを用いる場合には、
その劣化はわずか約０．４ｄＢである。
を有するＯＦＤＭシステムの性能を比較する。ドップラ
周波数が高くなると、チャネル推定誤差が大きくなり、
それゆえシステムは、より劣化するようになる。４本の
送信アンテナおよび４本の受信アンテナを用いるＭＩＭ
Ｏ ＯＦＤＭシステムの場合、１０％ＷＥＲのために必
要とされるＳＮＲは、ドップラ周波数が４０Ｈｚから１
００Ｈｚに上昇するときに、２．４ｄＢだけ劣化する。
しかしながら、さらに受信アンテナを増やすと、劣化は
低減される。１０本の受信アンテナを用いる場合には、
その劣化はわずか約０．４ｄＢである。
【００４８】本発明は、システム容量を増加させる多入
力多出力（ＭＩＭＯ）システムを構成するために、複数
本の送信アンテナおよび受信アンテナを有するＯＦＤＭ
システムを提供する。ＭＬ復号化および連続干渉相殺の
ための事前白色化技術が開示される。４入力／４出力Ｏ
ＦＤＭシステムにこれらの技術を用いると、正味のデー
タ伝送速度は、１．２５ＭＨｚワイヤレスチャネルにわ
たって４Ｍビット／秒に達するようになり、１０％ＷＥ
Ｒのために必要とされる１０〜１２ｄＢＳＮＲは、無線
環境および５００ビットまでのワード長の場合の信号検
出技術による。本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステ
ムは、高データ速度のワイヤレスシステムにおいて、有
効に使用することができる。
力多出力（ＭＩＭＯ）システムを構成するために、複数
本の送信アンテナおよび受信アンテナを有するＯＦＤＭ
システムを提供する。ＭＬ復号化および連続干渉相殺の
ための事前白色化技術が開示される。４入力／４出力Ｏ
ＦＤＭシステムにこれらの技術を用いると、正味のデー
タ伝送速度は、１．２５ＭＨｚワイヤレスチャネルにわ
たって４Ｍビット／秒に達するようになり、１０％ＷＥ
Ｒのために必要とされる１０〜１２ｄＢＳＮＲは、無線
環境および５００ビットまでのワード長の場合の信号検
出技術による。本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステ
ムは、高データ速度のワイヤレスシステムにおいて、有
効に使用することができる。
【００４９】当業者には、上記の実施形態に基づく本発
明のさらに別の特徴および利点は理解されよう。従っ
て、本発明は、添付の請求の範囲によって示されるもの
を除いて、具体的に図示および説明されてきた内容に限
定されるべきではない。全ての刊行物および引用された
参考文献は、その全体を参照して特に本明細書に援用し
ている。
明のさらに別の特徴および利点は理解されよう。従っ
て、本発明は、添付の請求の範囲によって示されるもの
を除いて、具体的に図示および説明されてきた内容に限
定されるべきではない。全ての刊行物および引用された
参考文献は、その全体を参照して特に本明細書に援用し
ている。
【００５０】
【発明の効果】上記のように本発明によれば、受信機に
おいて、事前白色化し、その後最尤復号化を用いて空間
−時間符号を復号化することにより、スペクトル効率の
よい広帯域幅の通信を行うことができるＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムを実現することができる。またそのＭＩＭ
Ｏ ＯＦＤＭシステムは、チャネル遅延プロファイル推
定を判定し、それを用いて、より正確なチャネルパラメ
ータ推定を達成することができる。
おいて、事前白色化し、その後最尤復号化を用いて空間
−時間符号を復号化することにより、スペクトル効率の
よい広帯域幅の通信を行うことができるＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムを実現することができる。またそのＭＩＭ
Ｏ ＯＦＤＭシステムは、チャネル遅延プロファイル推
定を判定し、それを用いて、より正確なチャネルパラメ
ータ推定を達成することができる。
【図１】従来の直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）シス
テムを示すブロック図である。
テムを示すブロック図である。
【図２】図１のＯＦＤＭシステムにおいて用いられるサ
ブチャネルを示す従来のグラフである。
ブチャネルを示す従来のグラフである。
【図３】図１のＯＦＤＭシステムにおいて用いられる直
交サブキャリアを示す従来のグラフである。
交サブキャリアを示す従来のグラフである。
【図４】本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムの一
部のブロック図である。
部のブロック図である。
【図５Ａ】種々のチャネル遅延プロファイルおよび検出
技術を有する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
のグラフである。
技術を有する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
のグラフである。
【図５Ｂ】種々のチャネル遅延プロファイルおよび検出
技術を有する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
のグラフである。
技術を有する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステム
のグラフである。
【図６Ａ】種々の受信アンテナの数および検出技術を有
する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフ
である。
する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフ
である。
【図６Ｂ】種々の受信アンテナの数および検出技術を有
する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフ
である。
する本発明によるＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフ
である。
【図７Ａ】理想的なチャネルパラメータおよび推定され
たチャネルパラメータを有する本発明のＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムを比較するグラフである。
たチャネルパラメータを有する本発明のＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムを比較するグラフである。
【図７Ｂ】理想的なチャネルパラメータおよび推定され
たチャネルパラメータを有する本発明のＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムを比較するグラフである。
たチャネルパラメータを有する本発明のＭＩＭＯ ＯＦ
ＤＭシステムを比較するグラフである。
【図８Ａ】種々のドップラ周波数を有する本発明による
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図８Ｂ】種々のドップラ周波数を有する本発明による
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図８Ｃ】種々のドップラ周波数を有する本発明による
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
【図８Ｄ】種々のドップラ周波数を有する本発明による
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
ＭＩＭＯ ＯＦＤＭシステムのグラフである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ネルソン レイ ソールンバーガー アメリカ合衆国 07727 ニュージャーシ ィ，ファーミングデール，クランベリー ロード 193 (72)発明者 ジャック ハリマン ウィンターズ アメリカ合衆国 07748 ニュージャーシ ィ，ミドルタウン，オールド ワゴン ロ ード 103 Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD23 DD33 DD38 5K059 CC02 CC03 DD31
Claims (17)
- 【請求項１】 ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ通信のための方法で
あって、 第１のデータブロックを第１の複数の符号化された信号
に符号化するステップと、 第２のデータブロックを第２の複数の符号化された信号
に符号化するステップと、 前記第１の複数の符号化された信号と前記第２の複数の
符号化された信号とをそれぞれ、各送信アンテナにおい
て送信するステップと、 前記送信された信号を複数の受信アンテナにおいて受信
するステップと、 前記第１のデータブロック信号および前記第２のデータ
ブロック信号それぞれの場合の前記受信信号を事前白色
化するステップと、 前記事前白色化された受信信号それぞれにおいて、最尤
検出を実行するステップと、 前記受信信号において連続干渉相殺を実行するステップ
とを有する方法。 - 【請求項２】 ＣＲＣ符号を用いて、前記連続干渉相殺
を実行するステップをさらに含む請求項１に記載の方
法。 - 【請求項３】 ＭＭＳＥレベルを用いて、前記連続干渉
相殺を実行するステップをさらに含む請求項１に記載の
方法。 - 【請求項４】 チャネル遅延応答推定値を重み付けする
ステップをさらに含む請求項１に記載の方法。 - 【請求項５】 各遅延に対する平均チャネル応答推定値
からの偏差に基づいて前記チャネル遅延応答推定値を重
み付けするステップをさらに含む請求項４に記載の方
法。 - 【請求項６】 チャネル応答推定値を重み付けすること
により、チャネルのＮＭＳＥを最小にするステップをさ
らに含む請求項１に記載の方法。 - 【請求項７】 ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ通信のための方法で
あって、 第１のデータブロックを、第１および第２の符号化され
た信号を生成する第１の空間−時間符号化器に供給する
ステップと、 前記第１の符号化された信号を第１の送信アンテナから
送信するステップと、 前記第２の符号化された信号を第２の送信アンテナから
送信するステップと、 第２のデータブロックを、第３および第４の符号化され
た信号を生成する第２の空間−時間符号化器に供給する
ステップであって、前記第１、前記第２、前記第３およ
び前記第４の各符号化された信号は各ＯＦＤＭブロック
を形成するステップと、 前記第３の符号化された信号を第３の送信アンテナから
送信するステップと、 前記第４の符号化された信号を第４の送信アンテナから
送信するステップと、 前記第１、前記第２、前記第３および前記第４の符号化
された信号を、複数の受信アンテナにおいて受信するス
テップと、 前記第１のデータブロック信号のための受信信号を事前
白色化するステップと、 前記事前白色化された第１のデータブロック信号におい
て最尤復号化を実行するステップと、 前記第２のデータブロック信号のための受信信号を事前
白色化するステップと、 前記事前白色化された第２のデータブロック信号におい
て最尤復号化を実行するステップと、 前記復号化された第１のデータブロックが前記復号化さ
れた第２のデータブロックより高い信号品質を有すると
き、前記受信信号を再生成し、前記受信信号から前記第
１のデータブロック信号を除去し、前記第２のデータブ
ロック信号を再復号化するステップとを有する方法。 - 【請求項８】 前記信号品質はＭＭＳＥに基づく請求項
７に記載の方法。 - 【請求項９】 前記復号化された第１のデータブロック
に復号化誤差が含まれず、前記第２のデータブロック信
号に復号化誤差が含まれるとき、前記受信信号を再生成
し、前記受信信号から前記第１のデータブロック信号を
除去し、前記第２のデータブロック信号を再復号化する
ステップをさらに含む請求項７に記載の方法。 - 【請求項１０】 ビタビ復号化を用いるステップをさら
に含む請求項７に記載の方法。 - 【請求項１１】 独立した空間−時間符号を用いて、前
記第１および前記第２のデータブロック信号を符号化す
るステップをさらに含む請求項７に記載の方法。 - 【請求項１２】 前記第１および前記第２のデータブロ
ック信号のＭＭＳＥ修復を行うステップをさらに含む請
求項７に記載の方法。 - 【請求項１３】 前記複数の受信アンテナは、少なくと
も４本の受信アンテナを含む請求項７に記載の方法。 - 【請求項１４】 チャネル遅延プロファイル情報に基づ
いて、チャネル応答推定値を重み付けするステップをさ
らに含む請求項７に記載の方法。 - 【請求項１５】 推定されたチャネル応答の重み付きＤ
ＦＴを実行するステップをさらに含む請求項７に記載の
方法。 - 【請求項１６】 前記受信アンテナにわたって平均され
たチャネル応答推定値の電力に対する雑音電力の比を１
に加えた和の逆数に相当する重み付けファクタを計算す
るステップをさらに含む請求項７に記載の方法。 - 【請求項１７】 ＭＩＭＯ ＯＦＤＭ通信のための方法
であって、 第１のデータブロックを第１の複数の符号化された信号
に符号化するステップと、 第２のデータブロックを第２の複数の符号化された信号
に符号化するステップと、 前記第１および前記第２の複数の各符号化された信号
を、各送信アンテナにおいて送信するステップと、 前記送信された信号を複数の受信アンテナにおいて受信
するステップと、 前記第１および前記第２のデータブロック信号を復号化
するステップと、 平均からの偏差に基づいて、チャネル応答推定値を重み
付けすることにより、チャネルパラメータを推定するス
テップとを有する方法。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US20618200P | 2000-05-22 | 2000-05-22 | |
| US09/791,523 US7068628B2 (en) | 2000-05-22 | 2001-02-23 | MIMO OFDM system |
| US09/791523 | 2001-02-23 | ||
| US60/206182 | 2001-02-23 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=26901119
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001151779A Expired - Fee Related JP3664993B2 (ja) | 2000-05-22 | 2001-05-22 | Ｍｉｍｏ ｏｆｄｍシステム |
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|---|---|
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| DE (1) | DE60138435D1 (ja) |
| MY (1) | MY128156A (ja) |
| TW (1) | TW510103B (ja) |
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