JP2000083397A - モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニット - Google Patents
モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニットInfo
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- JP2000083397A JP2000083397A JP11178735A JP17873599A JP2000083397A JP 2000083397 A JP2000083397 A JP 2000083397A JP 11178735 A JP11178735 A JP 11178735A JP 17873599 A JP17873599 A JP 17873599A JP 2000083397 A JP2000083397 A JP 2000083397A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は、電流センサを設けることなく高効
率で連続通電あるいは広角通電を行うことができ、振動
を抑制することのできるモータの制御装置及びその制御
装置を有するモータユニットを提供すること。 【解決手段】 本発明のモータの制御装置及びその制御
装置を有するモータユニットは、同一相のスイッチング
素子のデッドタイム期間中の端子電圧を電圧出力回路１
０により検出し、電流符号変化検出部１１が検出された
端子電圧から相電流の符号が変化したときを検出し、電
流符号変化検出部１１から出力された電流符号変化タイ
ミングと相印加電圧との位相に基づいて第１の印加電圧
制御回路１４がスイッチング素子変調回路９に相印加電
圧指令を入力するよう構成されている。
率で連続通電あるいは広角通電を行うことができ、振動
を抑制することのできるモータの制御装置及びその制御
装置を有するモータユニットを提供すること。 【解決手段】 本発明のモータの制御装置及びその制御
装置を有するモータユニットは、同一相のスイッチング
素子のデッドタイム期間中の端子電圧を電圧出力回路１
０により検出し、電流符号変化検出部１１が検出された
端子電圧から相電流の符号が変化したときを検出し、電
流符号変化検出部１１から出力された電流符号変化タイ
ミングと相印加電圧との位相に基づいて第１の印加電圧
制御回路１４がスイッチング素子変調回路９に相印加電
圧指令を入力するよう構成されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はモータの相電流の状
態を電流センサを用いずに検知してモータへの印加電圧
を制御するモータの制御装置及びその制御装置を有する
モータユニットに関する。
態を電流センサを用いずに検知してモータへの印加電圧
を制御するモータの制御装置及びその制御装置を有する
モータユニットに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のモータの制御装置について、二つ
の例を用いてその概略を以下に説明する。 （１）従来のモータの制御装置としては、複数のスイッ
チング素子と、各スイッチング素子に並列に接続された
環流ダイオードとを三相のブリッジに構成したインバー
タがある。このインバータに接続されるモータは、エン
コーダなどの位置センサが設けられていない。このよう
に構成された従来の制御装置においては、上側スイッチ
ング素子と下側スイッチング素子の両方を遮断状態（オ
フ）として通電しない状態を形成し、電流が零になる電
気角６０度の期間を設けている。このように、電流が零
となる期間を設けることにより、ロータの磁極により誘
起される誘起電圧が検出され得る状態となる。検出され
た誘起電圧はある設定値と比較され、その比較結果に基
づき、ロータの位置が検出される。このように検出され
たロータの位置により、この従来の制御装置は相印加電
圧の切り替えを行っていた。この従来技術は、６ステッ
プ駆動あるいは１２０度通電と言われる通電方式であ
り、ステータのコイルに流れる電流波形は矩形波状とな
る。このような従来技術としては、特開平２−３２７９
０号公報、特開昭６１−１１２５９０号公報、及び特公
昭５９−２５０３８号公報等などに開示された技術があ
る。
の例を用いてその概略を以下に説明する。 （１）従来のモータの制御装置としては、複数のスイッ
チング素子と、各スイッチング素子に並列に接続された
環流ダイオードとを三相のブリッジに構成したインバー
タがある。このインバータに接続されるモータは、エン
コーダなどの位置センサが設けられていない。このよう
に構成された従来の制御装置においては、上側スイッチ
ング素子と下側スイッチング素子の両方を遮断状態（オ
フ）として通電しない状態を形成し、電流が零になる電
気角６０度の期間を設けている。このように、電流が零
となる期間を設けることにより、ロータの磁極により誘
起される誘起電圧が検出され得る状態となる。検出され
た誘起電圧はある設定値と比較され、その比較結果に基
づき、ロータの位置が検出される。このように検出され
たロータの位置により、この従来の制御装置は相印加電
圧の切り替えを行っていた。この従来技術は、６ステッ
プ駆動あるいは１２０度通電と言われる通電方式であ
り、ステータのコイルに流れる電流波形は矩形波状とな
る。このような従来技術としては、特開平２−３２７９
０号公報、特開昭６１−１１２５９０号公報、及び特公
昭５９−２５０３８号公報等などに開示された技術があ
る。
【０００３】（２）モータの制御装置に関する別の従来
技術としては、電気学会論文集Ｄ、１１５巻、４２０頁
（１９９５年４月）［T.IEE Japan, Vol.115-D, No.4,
1995］や電気学会論文集Ｄ、１１０巻、１１９３頁（１
９９０年１１月）［T.IEE Japan, Vol.110-D, No.11, 1
990］に記載されたものがある。この２番目の従来技術
は、電流の零期間を形成して誘起電圧を検出するもので
はなく、また、位置センサを用いてロータの位置を直接
的に検出するものでもない。２番目の従来技術は、各コ
イルに流れる電流を検出する電流センサを設け、この電
流センサにより検出された電流値と指令電圧値とを用い
てモータに関する理論式から随時ロータ位置θを推定す
る方式である。推定された位置θを用いて１８０度の通
電指令波形を作成し、連続した１８０度（正弦波）通電
駆動が行われる。
技術としては、電気学会論文集Ｄ、１１５巻、４２０頁
（１９９５年４月）［T.IEE Japan, Vol.115-D, No.4,
1995］や電気学会論文集Ｄ、１１０巻、１１９３頁（１
９９０年１１月）［T.IEE Japan, Vol.110-D, No.11, 1
990］に記載されたものがある。この２番目の従来技術
は、電流の零期間を形成して誘起電圧を検出するもので
はなく、また、位置センサを用いてロータの位置を直接
的に検出するものでもない。２番目の従来技術は、各コ
イルに流れる電流を検出する電流センサを設け、この電
流センサにより検出された電流値と指令電圧値とを用い
てモータに関する理論式から随時ロータ位置θを推定す
る方式である。推定された位置θを用いて１８０度の通
電指令波形を作成し、連続した１８０度（正弦波）通電
駆動が行われる。
【０００４】次に、前述の（１）項で述べた１番目の従
来技術について詳細に説明する。図２０は従来のモータ
の制御装置の構成を示すブロック図である。図２０にお
いて、モータ１００はステータ（図示せず）とロータ２
００を有している。各ステータには相電流が流れるコイ
ル３００が巻回されている。ステータのコイル３００
は、ｕ相コイル３００ｕ、ｖ相コイル３００ｖ、ｗ相コ
イル３００ｗから構成されている。ロータ２００の表面
には永久磁石が配設されている。各コイル３００はイン
バータ４００に接続されており、各コイル３００に印加
される相電圧が制御されている。
来技術について詳細に説明する。図２０は従来のモータ
の制御装置の構成を示すブロック図である。図２０にお
いて、モータ１００はステータ（図示せず）とロータ２
００を有している。各ステータには相電流が流れるコイ
ル３００が巻回されている。ステータのコイル３００
は、ｕ相コイル３００ｕ、ｖ相コイル３００ｖ、ｗ相コ
イル３００ｗから構成されている。ロータ２００の表面
には永久磁石が配設されている。各コイル３００はイン
バータ４００に接続されており、各コイル３００に印加
される相電圧が制御されている。
【０００５】図２０に示すように、インバータ４００
は、直流電源５０と、三相ブリッジに構成された上側ス
イッチング素子群６０（６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ）と下
側スイッチング素子群７０（７１ｕ、７１ｗ、７１ｗ）
とを有している。また、インバータ４００には、上側ス
イッチング素子群６０と下側スイッチング素子群７０に
おける各スイッチング素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ、７
１ｕ、７１ｗ、７１ｗに並列に接続されたダイオード８
１ｕ、８１ｖ、８１ｗ、８２ｕ、８２ｖ、８２ｗが設け
られている。上側スイッチング素子群６０と下側スイッ
チング素子群７０は、スイッチング素子変調回路１０９
に接続されており、このスイッチング素子変調回路１０
９により制御されている。また、従来の制御装置には、
抵抗体で構成された電圧出力回路１１０、コイル３００
に誘起される誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路１１
３ｄ、電圧指令部１２０、第２の遮断期間指令部１５
０、及び第４の印加電圧制御回路１５２が設けられてい
る。
は、直流電源５０と、三相ブリッジに構成された上側ス
イッチング素子群６０（６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ）と下
側スイッチング素子群７０（７１ｕ、７１ｗ、７１ｗ）
とを有している。また、インバータ４００には、上側ス
イッチング素子群６０と下側スイッチング素子群７０に
おける各スイッチング素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ、７
１ｕ、７１ｗ、７１ｗに並列に接続されたダイオード８
１ｕ、８１ｖ、８１ｗ、８２ｕ、８２ｖ、８２ｗが設け
られている。上側スイッチング素子群６０と下側スイッ
チング素子群７０は、スイッチング素子変調回路１０９
に接続されており、このスイッチング素子変調回路１０
９により制御されている。また、従来の制御装置には、
抵抗体で構成された電圧出力回路１１０、コイル３００
に誘起される誘起電圧を検出する誘起電圧検出回路１１
３ｄ、電圧指令部１２０、第２の遮断期間指令部１５
０、及び第４の印加電圧制御回路１５２が設けられてい
る。
【０００６】モータ１００を駆動制御するインバータ４
００には、正側がＥ[Ｖ]、負側が０[Ｖ]の直流電源５０
が設けられている。上側スイッチング素子群６０は直流
電源５０から３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のコイル３００
への電流路を形成している。また、下側スイッチング素
子群７０は３相のコイル３００から直流電源５０への電
流帰路を形成している。各ダイオード８１ｕ、８１ｖ、
８１ｗ、８２ｕ、８２ｖ、８２ｗは各スイッチング素子
と逆方向で並列に接続されている。
００には、正側がＥ[Ｖ]、負側が０[Ｖ]の直流電源５０
が設けられている。上側スイッチング素子群６０は直流
電源５０から３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）のコイル３００
への電流路を形成している。また、下側スイッチング素
子群７０は３相のコイル３００から直流電源５０への電
流帰路を形成している。各ダイオード８１ｕ、８１ｖ、
８１ｗ、８２ｕ、８２ｖ、８２ｗは各スイッチング素子
と逆方向で並列に接続されている。
【０００７】次に、上記のように構成された従来の制御
装置の動作について詳細に説明する。スイッチング素子
変調回路１０９は、上側スイッチング素子群６０と下側
スイッチング素子群７０に対して導通（オン）指令信号
又は遮断（オフ）指令信号を与えることにより、各相の
コイル３００（３００ｕ、３００ｖ、３００ｗ）への通
電電圧を制御する。
装置の動作について詳細に説明する。スイッチング素子
変調回路１０９は、上側スイッチング素子群６０と下側
スイッチング素子群７０に対して導通（オン）指令信号
又は遮断（オフ）指令信号を与えることにより、各相の
コイル３００（３００ｕ、３００ｖ、３００ｗ）への通
電電圧を制御する。
【０００８】図２１は、従来の制御装置におけるスイッ
チング素子のタイミングと印加電圧を示す波形図であ
る。図２１における（ａ）〜（ｆ）は、上側スイッチン
グ素子群６０（６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ）と下側スイッ
チング素子群７０（７１ｕ、７１ｗ、７１ｗ）に対する
導通（オン）、遮断（オフ）の指令信号を示している。
図２１の（ａ）〜（ｆ）において”ハイレベル”がオン
状態、”ロウレベル”がオフ状態を示す。従って、期間
Ｔ１は上側スイッチング素子６１ｕがパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）でスイッチングのオン・オフを繰り返し、下側ス
イッチング素子７１ｖがオン状態である。このとき、他
のスイッチング素子６１ｖ、６１ｗ、７１ｕ、７１ｗは
オフ状態となっている。この結果、ｕ相の上側スイッチ
ング素子６１ｕとｖ相の下側スイッチング素子７１ｖが
導通し、ステータのｕ相のコイル３００ｕからｖ相のコ
イル３００ｖに電流が流れる。
チング素子のタイミングと印加電圧を示す波形図であ
る。図２１における（ａ）〜（ｆ）は、上側スイッチン
グ素子群６０（６１ｕ、６１ｖ、６１ｗ）と下側スイッ
チング素子群７０（７１ｕ、７１ｗ、７１ｗ）に対する
導通（オン）、遮断（オフ）の指令信号を示している。
図２１の（ａ）〜（ｆ）において”ハイレベル”がオン
状態、”ロウレベル”がオフ状態を示す。従って、期間
Ｔ１は上側スイッチング素子６１ｕがパルス幅変調（Ｐ
ＷＭ）でスイッチングのオン・オフを繰り返し、下側ス
イッチング素子７１ｖがオン状態である。このとき、他
のスイッチング素子６１ｖ、６１ｗ、７１ｕ、７１ｗは
オフ状態となっている。この結果、ｕ相の上側スイッチ
ング素子６１ｕとｖ相の下側スイッチング素子７１ｖが
導通し、ステータのｕ相のコイル３００ｕからｖ相のコ
イル３００ｖに電流が流れる。
【０００９】同様に期間Ｔ２は上側スイッチング素子６
１ｕがＰＷＭのスイッチングによりオン・オフを繰り返
し、下側スイッチング素子７１ｗがオン状態である。こ
のとき、他のスイッチング素子６１ｖ、６１ｗ、７１
ｕ、７１ｖはオフ状態となっている。この結果、ｕ相の
コイル３００ｕからｗ相のコイル３００ｗに電流が流れ
る。同様に、期間Ｔ３においてはコイル３００ｖからコ
イル３００ｗへ、Ｔ４期間においてはコイル３００ｖか
らコイル３００ｕへ、期間Ｔ５においてはコイル３００
ｗからコイル３００ｕへ、期間Ｔ６においてはコイル３
００ｗからコイル３００ｖへ電流が流れる。
１ｕがＰＷＭのスイッチングによりオン・オフを繰り返
し、下側スイッチング素子７１ｗがオン状態である。こ
のとき、他のスイッチング素子６１ｖ、６１ｗ、７１
ｕ、７１ｖはオフ状態となっている。この結果、ｕ相の
コイル３００ｕからｗ相のコイル３００ｗに電流が流れ
る。同様に、期間Ｔ３においてはコイル３００ｖからコ
イル３００ｗへ、Ｔ４期間においてはコイル３００ｖか
らコイル３００ｕへ、期間Ｔ５においてはコイル３００
ｗからコイル３００ｕへ、期間Ｔ６においてはコイル３
００ｗからコイル３００ｖへ電流が流れる。
【００１０】上記のように、期間Ｔ１〜Ｔ６の導通（オ
ン）、遮断（オフ）のタイミングをを繰り返して、電気
角６０度毎に通電する相を制御し、ロータ２００を回転
させる。この場合、各コイル３００ｕ、３００ｖ、３０
０ｗに流れる電流は、位相が電気角１２０°ずつ異なる
電流波形となる。図２２はその時の相に誘起される相誘
起電圧と相に流れる相電流波形を示す波形図である。図
２１に示す期間Ｔ１の開始から期間Ｔ３の終了までの間
は、電気角１８０度期間を表している。図２１に示した
制御システムは、各相において電気角１８０度の期間中
の１２０度期間で電圧を印加する指令が与えられてい
る。従って、この制御システムは、１２０度通電と呼ば
れる。あるいは電気角３６０度のうち６０度毎に通電す
る相を切り替えるため６ステップ駆動とも呼ばれる。こ
のような通電制御期間と遮断制御期間は第２の遮断期間
指令部１５０（図２０）により予め与えられている。
ン）、遮断（オフ）のタイミングをを繰り返して、電気
角６０度毎に通電する相を制御し、ロータ２００を回転
させる。この場合、各コイル３００ｕ、３００ｖ、３０
０ｗに流れる電流は、位相が電気角１２０°ずつ異なる
電流波形となる。図２２はその時の相に誘起される相誘
起電圧と相に流れる相電流波形を示す波形図である。図
２１に示す期間Ｔ１の開始から期間Ｔ３の終了までの間
は、電気角１８０度期間を表している。図２１に示した
制御システムは、各相において電気角１８０度の期間中
の１２０度期間で電圧を印加する指令が与えられてい
る。従って、この制御システムは、１２０度通電と呼ば
れる。あるいは電気角３６０度のうち６０度毎に通電す
る相を切り替えるため６ステップ駆動とも呼ばれる。こ
のような通電制御期間と遮断制御期間は第２の遮断期間
指令部１５０（図２０）により予め与えられている。
【００１１】次に、従来のモータの制御装置において、
各期間Ｔ１〜Ｔ６を切り替えるタイミング信号を得る方
法について説明する。まず、電圧出力回路１１０は各相
の上側スイッチング素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗと下側
スイッチング素子７１ｕ、７１ｖ、７１ｗとの間のコイ
ル３００への電流の入出力端子に印加されている電圧
（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を検出する。図２１の（ｇ）、
（ｈ）、及び（ｉ）は、コイル３００の各相の端子電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖwを示す波形図である。期間Ｔ１の各々
の端子電圧について述べる。ｕ相の端子電圧Ｖｕは上側
スイッチング素子６１ｕがオンの時は、ほぼ直流電源５
の電圧Ｅ[Ｖ]となる。一方、上側スイッチング素子６１
ｕがオフの時は、ダイオード８２ｕを通って電流が流れ
るため端子電圧Ｖｕは０[Ｖ]となる。期間Ｔ１におい
て、ｖ相の端子電圧Ｖｖは下側スイッチング素子７１ｖ
がオンのためほぼ０[Ｖ]となる。
各期間Ｔ１〜Ｔ６を切り替えるタイミング信号を得る方
法について説明する。まず、電圧出力回路１１０は各相
の上側スイッチング素子６１ｕ、６１ｖ、６１ｗと下側
スイッチング素子７１ｕ、７１ｖ、７１ｗとの間のコイ
ル３００への電流の入出力端子に印加されている電圧
（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を検出する。図２１の（ｇ）、
（ｈ）、及び（ｉ）は、コイル３００の各相の端子電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖwを示す波形図である。期間Ｔ１の各々
の端子電圧について述べる。ｕ相の端子電圧Ｖｕは上側
スイッチング素子６１ｕがオンの時は、ほぼ直流電源５
の電圧Ｅ[Ｖ]となる。一方、上側スイッチング素子６１
ｕがオフの時は、ダイオード８２ｕを通って電流が流れ
るため端子電圧Ｖｕは０[Ｖ]となる。期間Ｔ１におい
て、ｖ相の端子電圧Ｖｖは下側スイッチング素子７１ｖ
がオンのためほぼ０[Ｖ]となる。
【００１２】コイル３００ｗにはＴ１期間の最初におい
て、ダイオード８２ｗを通して電流が流れる。その期間
のｗ相の端子電圧Ｖｗは０[Ｖ]になる。そして電流が零
になった後、上側スイッチング素子６１ｕがオンである
場合にはｗ相に誘起電圧が現れる。この時、誘起電圧が
検出可能な状態となる。なお、上側スイッチング素子６
１ｕがオフの時は誘起電圧の検出はできない。従って、
通電を遮断し電流を零にするために電気角６０度の遮断
制御期間を設けることにより、ロータ２００の回転によ
る誘起電圧が検出可能となる。上側スイッチング素子６
１ｕがオンである場合の端子電圧Ｖｗは、ロータ２００
の回転に伴なって変化していく。従って、端子電圧を検
出することにより、ロータ２００の回転位置を検出する
ことが可能となる。なお、Ｔ１区間のｗ相の誘起電圧を
ｅｗとすると、３ｅｗ／２＋Ｅ／２の電圧が端子電圧と
して出力される。誘起電圧とロータ２００の回転位置と
関係については、前述の特開平２−３２７９０号公報等
に詳しく記載されている。
て、ダイオード８２ｗを通して電流が流れる。その期間
のｗ相の端子電圧Ｖｗは０[Ｖ]になる。そして電流が零
になった後、上側スイッチング素子６１ｕがオンである
場合にはｗ相に誘起電圧が現れる。この時、誘起電圧が
検出可能な状態となる。なお、上側スイッチング素子６
１ｕがオフの時は誘起電圧の検出はできない。従って、
通電を遮断し電流を零にするために電気角６０度の遮断
制御期間を設けることにより、ロータ２００の回転によ
る誘起電圧が検出可能となる。上側スイッチング素子６
１ｕがオンである場合の端子電圧Ｖｗは、ロータ２００
の回転に伴なって変化していく。従って、端子電圧を検
出することにより、ロータ２００の回転位置を検出する
ことが可能となる。なお、Ｔ１区間のｗ相の誘起電圧を
ｅｗとすると、３ｅｗ／２＋Ｅ／２の電圧が端子電圧と
して出力される。誘起電圧とロータ２００の回転位置と
関係については、前述の特開平２−３２７９０号公報等
に詳しく記載されている。
【００１３】上記のように検出された誘起電圧に基づ
き、各コイル３００に対する通電タイミングは次のよう
に制御される。以下、瞬時に誘起電圧を検出するデジタ
ル方式について具体的に説明する。期間Ｔ１において、
出力されたｗ相の誘起電圧（ｅｗ）と予め設定された基
準電圧（Ｅ／２）が比較される。誘起電圧（ｅｗ）が基
準電圧（Ｅ／２）と交差したとき、誘起電圧検出回路１
１３ｄは零クロス信号を出力する。この零クロス信号の
出力タイミングから電圧進み角αが０度である場合に
は、その零クロス信号の出力タイミングから電気角で３
０度進んだタイミングを次の転流タイミングとして期間
Ｔ２の開始点に決定する。実際には各コイル３００にお
ける端子電圧は、抵抗体により分圧されている。その分
圧された誘起電圧がその分圧された誘起電圧に対応する
基準電圧と比較される。誘起電圧との比較の結果、出力
された零クロス信号はコンピュータに入力され処理され
る。なお、電気角で３０度進んだタイミングは現在の速
度からコンピュータ内のタイマによって容易に演算され
る。以上のように、誘起電圧と基準電圧とを比較するこ
とにより、ロータ２００の回転速度が速くなった場合に
は零クロス信号が早く出力される。その結果、通電すべ
き相の変更が出力された零クロス信号に従い早く行われ
る。このように誘起電圧を検出することにより、モータ
１００のロータ位置に応じたタイミングで電圧が印加さ
れる。
き、各コイル３００に対する通電タイミングは次のよう
に制御される。以下、瞬時に誘起電圧を検出するデジタ
ル方式について具体的に説明する。期間Ｔ１において、
出力されたｗ相の誘起電圧（ｅｗ）と予め設定された基
準電圧（Ｅ／２）が比較される。誘起電圧（ｅｗ）が基
準電圧（Ｅ／２）と交差したとき、誘起電圧検出回路１
１３ｄは零クロス信号を出力する。この零クロス信号の
出力タイミングから電圧進み角αが０度である場合に
は、その零クロス信号の出力タイミングから電気角で３
０度進んだタイミングを次の転流タイミングとして期間
Ｔ２の開始点に決定する。実際には各コイル３００にお
ける端子電圧は、抵抗体により分圧されている。その分
圧された誘起電圧がその分圧された誘起電圧に対応する
基準電圧と比較される。誘起電圧との比較の結果、出力
された零クロス信号はコンピュータに入力され処理され
る。なお、電気角で３０度進んだタイミングは現在の速
度からコンピュータ内のタイマによって容易に演算され
る。以上のように、誘起電圧と基準電圧とを比較するこ
とにより、ロータ２００の回転速度が速くなった場合に
は零クロス信号が早く出力される。その結果、通電すべ
き相の変更が出力された零クロス信号に従い早く行われ
る。このように誘起電圧を検出することにより、モータ
１００のロータ位置に応じたタイミングで電圧が印加さ
れる。
【００１４】上記の従来技術をまとめると、第４の印加
電圧制御回路１５２からｗ相のスイッチング素子の遮断
制御信号が出力されると、誘起電圧検出回路１１３ｄは
スイッチング素子変調回路１０９から出力された他の相
のスイッチング信号と連動して電圧出力回路１１０から
出力されたｗ相の端子電圧Ｖｗを検出する。誘起電圧検
出回路１１３ｄは、検出された誘起電圧が基準電圧と交
差するとき零クロス信号を出力する。
電圧制御回路１５２からｗ相のスイッチング素子の遮断
制御信号が出力されると、誘起電圧検出回路１１３ｄは
スイッチング素子変調回路１０９から出力された他の相
のスイッチング信号と連動して電圧出力回路１１０から
出力されたｗ相の端子電圧Ｖｗを検出する。誘起電圧検
出回路１１３ｄは、検出された誘起電圧が基準電圧と交
差するとき零クロス信号を出力する。
【００１５】次に、第４の印加電圧制御回路１５２は、
誘起電圧検出回路１１３ｄからの零クロス信号と第２の
遮断期間指令部１５０からの遮断指令期間６０度に従
い、所定のスイッチング素子のスイッチング許可・禁止
を制御する導通・遮断制御信号をスイッチング素子変調
回路１０９に対して出力する。例えば、電圧進み角αが
０度の場合、第４の印加電圧制御回路１５２はスイッチ
ング素子変調回路１０９に対して電気角が３０度進んだ
タイミングで下側スイッチング素子７１ｖのスイッチン
グ遮断制御信号と下側スイッチング素子７１ｗのスイッ
チング導通制御信号を出力する。以上のように、第４の
印加電圧制御回路１５２はモータ１００が回転している
場合に、期間Ｔ１から期間Ｔ６の転流タイミングを順次
作成する。期間Ｔ２から期間Ｔ６においても前述と同様
に通電すべき相が変化するが、前述の制御方法と同じ制
御方法により、転流のタイミングを検出することができ
る。第４の印加電圧制御回路１５２は、各相に対してＴ
１〜Ｔ６の個々のタイミングで導通・遮断制御信号をス
イッチング素子変調回路１０９に出力する。そして、ス
イッチング素子変調回路１０９は導通制御信号が入力さ
れる場合のみＰＷＭ周期で導通・遮断信号を出力し、ス
イッチング素子の実際の導通・遮断動作を行う。このた
め、第４の印加電圧制御回路１５２はスイッチング素子
に対してスイッチング素子変調回路１０９より上位の制
御を行っている。従って、第４の印加電圧制御回路１５
２は、図２１の（ａ）のＴ１期間、Ｔ２期間では導通制
御信号を常に出力しているが、スイッチング素子６１ｕ
を常にＴ１期間、Ｔ２期間において導通状態にするわけ
ではない。以下の説明において、第４の印加電圧制御回
路１５２からは導通・遮断制御信号をスイッチング素子
変調回路１０９へ出力し、スイッチング素子変調回路１
０９からはＰＷＭ周期で導通・遮断信号をインバータ４
００の各スイッチング素子へ出力する。また、誘起電圧
検出回路１１３ｄから順次出力される零クロス信号の間
隔により、ロータの回転速度が検出される。電圧指令部
１２０は、検出された回転速度と目標速度との差の比例
積分動作により、相電圧指令Ｖｈを作成し出力する（図
示省略）。また、電圧指令部１２０は検出された回転速
度に基づき電圧進み角αを出力する。
誘起電圧検出回路１１３ｄからの零クロス信号と第２の
遮断期間指令部１５０からの遮断指令期間６０度に従
い、所定のスイッチング素子のスイッチング許可・禁止
を制御する導通・遮断制御信号をスイッチング素子変調
回路１０９に対して出力する。例えば、電圧進み角αが
０度の場合、第４の印加電圧制御回路１５２はスイッチ
ング素子変調回路１０９に対して電気角が３０度進んだ
タイミングで下側スイッチング素子７１ｖのスイッチン
グ遮断制御信号と下側スイッチング素子７１ｗのスイッ
チング導通制御信号を出力する。以上のように、第４の
印加電圧制御回路１５２はモータ１００が回転している
場合に、期間Ｔ１から期間Ｔ６の転流タイミングを順次
作成する。期間Ｔ２から期間Ｔ６においても前述と同様
に通電すべき相が変化するが、前述の制御方法と同じ制
御方法により、転流のタイミングを検出することができ
る。第４の印加電圧制御回路１５２は、各相に対してＴ
１〜Ｔ６の個々のタイミングで導通・遮断制御信号をス
イッチング素子変調回路１０９に出力する。そして、ス
イッチング素子変調回路１０９は導通制御信号が入力さ
れる場合のみＰＷＭ周期で導通・遮断信号を出力し、ス
イッチング素子の実際の導通・遮断動作を行う。このた
め、第４の印加電圧制御回路１５２はスイッチング素子
に対してスイッチング素子変調回路１０９より上位の制
御を行っている。従って、第４の印加電圧制御回路１５
２は、図２１の（ａ）のＴ１期間、Ｔ２期間では導通制
御信号を常に出力しているが、スイッチング素子６１ｕ
を常にＴ１期間、Ｔ２期間において導通状態にするわけ
ではない。以下の説明において、第４の印加電圧制御回
路１５２からは導通・遮断制御信号をスイッチング素子
変調回路１０９へ出力し、スイッチング素子変調回路１
０９からはＰＷＭ周期で導通・遮断信号をインバータ４
００の各スイッチング素子へ出力する。また、誘起電圧
検出回路１１３ｄから順次出力される零クロス信号の間
隔により、ロータの回転速度が検出される。電圧指令部
１２０は、検出された回転速度と目標速度との差の比例
積分動作により、相電圧指令Ｖｈを作成し出力する（図
示省略）。また、電圧指令部１２０は検出された回転速
度に基づき電圧進み角αを出力する。
【００１６】次に、電圧指令部１２０から出力された相
電圧指令Ｖhと電圧進み角αは、第４の印加電圧制御回
路１５２に入力される。第４の印加電圧制御回路１５２
はスイッチング素子変調回路１０９に対して電気角６０
度毎の各スイッチング素子の導通・遮断制御信号や電気
角６０度毎の導通・遮断変更タイミング制御信号及び電
気角６０度期間にＰＷＭスイッチングを行う場合の相電
圧指令Ｖsouを出力する。そして、スイッチング素子変
調回路１０９は、相電圧指令Ｖsouに従ったパルス幅変
調動作や電気角６０度毎の各スイッチング素子の導通・
遮断動作を実際に実行し、モータ１００の各コイル３０
０に電圧を印加する。ここで、スイッチング素子変調回
路１０９においては相電圧指令Ｖsouが大きければ、図
２１の（ａ）に示すＴ１期間のスイッチング素子６ｕの
オンデューティＴonの幅が大きくなり、大きな電圧が印
加される。以上のように、電流を流さない相を作成する
ことにより、ロータ２００の回転位置に対応した誘起電
圧がモータ１００の端子電圧に現われる。そして誘起電
圧と基準電圧の零クロス位置を検出して、相の転流を行
うことによりロータ２００の回転位置に同期してモータ
を回転制御することが可能となる。６０度という期間
は、電流を零に戻し、またロータ２００の位置変化が大
きくても、誘起電圧の零クロス位置を検出するために必
要である。
電圧指令Ｖhと電圧進み角αは、第４の印加電圧制御回
路１５２に入力される。第４の印加電圧制御回路１５２
はスイッチング素子変調回路１０９に対して電気角６０
度毎の各スイッチング素子の導通・遮断制御信号や電気
角６０度毎の導通・遮断変更タイミング制御信号及び電
気角６０度期間にＰＷＭスイッチングを行う場合の相電
圧指令Ｖsouを出力する。そして、スイッチング素子変
調回路１０９は、相電圧指令Ｖsouに従ったパルス幅変
調動作や電気角６０度毎の各スイッチング素子の導通・
遮断動作を実際に実行し、モータ１００の各コイル３０
０に電圧を印加する。ここで、スイッチング素子変調回
路１０９においては相電圧指令Ｖsouが大きければ、図
２１の（ａ）に示すＴ１期間のスイッチング素子６ｕの
オンデューティＴonの幅が大きくなり、大きな電圧が印
加される。以上のように、電流を流さない相を作成する
ことにより、ロータ２００の回転位置に対応した誘起電
圧がモータ１００の端子電圧に現われる。そして誘起電
圧と基準電圧の零クロス位置を検出して、相の転流を行
うことによりロータ２００の回転位置に同期してモータ
を回転制御することが可能となる。６０度という期間
は、電流を零に戻し、またロータ２００の位置変化が大
きくても、誘起電圧の零クロス位置を検出するために必
要である。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の構成では、図２１に示したように、各コイ
ル３００における誘起電圧を検出するために、ｕ相にお
いては期間Ｔ３と期間Ｔ６がスイッチング素子６１ｕ、
７１ｕに通電しない期間であり、ｖ相においては期間Ｔ
２と期間Ｔ５が通電しない期間であり、ｗ相においては
期間Ｔ１と期間Ｔ４が通電しない期間、即ち６０度遮断
する期間を強制的に形成する必要がある。この結果、従
来の制御装置においては、１２０度通電とならざるをえ
ず、１８０度の連続通電あるいは１２０度より広い広角
通電が不可能であった。図２２は従来の制御装置による
１２０度通電における相誘起電圧と相電流を示す波形図
である。従来の制御装置においては、相電流が図２２に
示す波形となりトルクリップルが大きくなる。このた
め、モータ１００は振動が多くなり、効率が低下すると
いう問題があった。
ような従来の構成では、図２１に示したように、各コイ
ル３００における誘起電圧を検出するために、ｕ相にお
いては期間Ｔ３と期間Ｔ６がスイッチング素子６１ｕ、
７１ｕに通電しない期間であり、ｖ相においては期間Ｔ
２と期間Ｔ５が通電しない期間であり、ｗ相においては
期間Ｔ１と期間Ｔ４が通電しない期間、即ち６０度遮断
する期間を強制的に形成する必要がある。この結果、従
来の制御装置においては、１２０度通電とならざるをえ
ず、１８０度の連続通電あるいは１２０度より広い広角
通電が不可能であった。図２２は従来の制御装置による
１２０度通電における相誘起電圧と相電流を示す波形図
である。従来の制御装置においては、相電流が図２２に
示す波形となりトルクリップルが大きくなる。このた
め、モータ１００は振動が多くなり、効率が低下すると
いう問題があった。
【００１８】上記問題を解決する装置として、前述の従
来技術欄の（２）項で述べた従来技術がある。この従来
技術は、各コイルに流れる電流を直接的に検出する電流
センサを別に設け、この電流センサにより検出された電
流値と指令電圧値とを用いてモータの理論式から随時ロ
ータ位置θを推定するものである。この従来技術の制御
装置は、推定されたロータ位置θにより連続した電流指
令を作成して１８０度（正弦波）通電駆動を行う方式で
ある。この方式は非通電期間がないため前述の問題は解
決しているが、電流センサを設ける必要があるためコス
トが高くなるという問題があった。従って、従来の制御
装置においては、電流センサを設けることなく高効率に
連続通電あるいは広角通電を行うことはできなかった。
来技術欄の（２）項で述べた従来技術がある。この従来
技術は、各コイルに流れる電流を直接的に検出する電流
センサを別に設け、この電流センサにより検出された電
流値と指令電圧値とを用いてモータの理論式から随時ロ
ータ位置θを推定するものである。この従来技術の制御
装置は、推定されたロータ位置θにより連続した電流指
令を作成して１８０度（正弦波）通電駆動を行う方式で
ある。この方式は非通電期間がないため前述の問題は解
決しているが、電流センサを設ける必要があるためコス
トが高くなるという問題があった。従って、従来の制御
装置においては、電流センサを設けることなく高効率に
連続通電あるいは広角通電を行うことはできなかった。
【００１９】本発明は、上記従来技術の問題点を解決
し、電流センサを設けることなく高効率で連続通電ある
いは広角通電を行うことができ、振動を抑制することの
できるモータの制御装置及びその制御装置を有するモー
タユニットを提供することを目的とするものある。
し、電流センサを設けることなく高効率で連続通電ある
いは広角通電を行うことができ、振動を抑制することの
できるモータの制御装置及びその制御装置を有するモー
タユニットを提供することを目的とするものある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るモータの制御装置は、モータの各相
のコイルへの電流路を形成する複数のスイッチング素子
を有する上側スイッチング素子群、前記モータの各相コ
イルからの電流路を形成する複数のスイッチング素子を
有する下側スイッチング素子群、前記上側スイッチング
素子群と前記下側スイッチング素子群の各スイッチング
素子に逆並列に接続された複数のダイオード、前記上側
スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群に対
して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の切り換え
動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮断信号を
出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加するスイ
ッチング素子変調手段、前記上側スイッチング素子群と
前記下側スイッチング素子群における各相のスイッチン
グ素子間に接続された各相コイルの端子電圧値を検出し
出力する電圧出力手段、前記スイッチング素子変調手段
の導通・遮断信号と前記電圧出力手段により検出された
端子電圧値から相電流の符号変化のタイミングを検出
し、電流符号変化タイミング信号を出力する少なくとも
１つの電流符号変化検出手段、及び前記電流符号変化タ
イミング信号と各相コイルの印加電圧値に基づいて前記
スイッチング素子変調手段に相印加電圧指令を出力する
第１の印加電圧制御手段を具備する。上記のように構成
されたモータの制御装置は、電流センサを設けることな
く高効率で連続通電を行うことができる。
めに、本発明に係るモータの制御装置は、モータの各相
のコイルへの電流路を形成する複数のスイッチング素子
を有する上側スイッチング素子群、前記モータの各相コ
イルからの電流路を形成する複数のスイッチング素子を
有する下側スイッチング素子群、前記上側スイッチング
素子群と前記下側スイッチング素子群の各スイッチング
素子に逆並列に接続された複数のダイオード、前記上側
スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群に対
して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の切り換え
動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮断信号を
出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加するスイ
ッチング素子変調手段、前記上側スイッチング素子群と
前記下側スイッチング素子群における各相のスイッチン
グ素子間に接続された各相コイルの端子電圧値を検出し
出力する電圧出力手段、前記スイッチング素子変調手段
の導通・遮断信号と前記電圧出力手段により検出された
端子電圧値から相電流の符号変化のタイミングを検出
し、電流符号変化タイミング信号を出力する少なくとも
１つの電流符号変化検出手段、及び前記電流符号変化タ
イミング信号と各相コイルの印加電圧値に基づいて前記
スイッチング素子変調手段に相印加電圧指令を出力する
第１の印加電圧制御手段を具備する。上記のように構成
されたモータの制御装置は、電流センサを設けることな
く高効率で連続通電を行うことができる。
【００２１】他の観点の発明におけるモータの制御装置
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、前記スイッチ
ング素子変調手段の導通・遮断信号と前記電圧出力手段
により検出された端子電圧値から相電流の符号変化のタ
イミングを検出し、電流符号変化タイミング信号を出力
する少なくとも１つの電流符号変化検出手段、前記電流
符号変化検出手段により相電流の符号変化が検出された
ときに該当する相の前記上側スイッチング素子と前記下
側スイッチング素子を所定期間遮断する遮断制御期間を
設定し出力する第１の遮断期間指令手段、前記遮断制御
期間の遮断制御信号が出力されているとき、前記電圧出
力手段からの出力電圧に基づき誘起電圧情報を検出する
誘起電圧検出手段、及び前記誘起電圧情報と前記第１の
遮断期間指令手段から出力された前記遮断制御期間に基
づいて、前記スイッチング素子変調手段に導通・遮断制
御信号と相印加電圧指令を出力する第２の印加電圧制御
手段を具備する。上記のように構成されたモータの制御
装置は、電流センサを設けることなく高効率で広角通電
を行うことができる。
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、前記スイッチ
ング素子変調手段の導通・遮断信号と前記電圧出力手段
により検出された端子電圧値から相電流の符号変化のタ
イミングを検出し、電流符号変化タイミング信号を出力
する少なくとも１つの電流符号変化検出手段、前記電流
符号変化検出手段により相電流の符号変化が検出された
ときに該当する相の前記上側スイッチング素子と前記下
側スイッチング素子を所定期間遮断する遮断制御期間を
設定し出力する第１の遮断期間指令手段、前記遮断制御
期間の遮断制御信号が出力されているとき、前記電圧出
力手段からの出力電圧に基づき誘起電圧情報を検出する
誘起電圧検出手段、及び前記誘起電圧情報と前記第１の
遮断期間指令手段から出力された前記遮断制御期間に基
づいて、前記スイッチング素子変調手段に導通・遮断制
御信号と相印加電圧指令を出力する第２の印加電圧制御
手段を具備する。上記のように構成されたモータの制御
装置は、電流センサを設けることなく高効率で広角通電
を行うことができる。
【００２２】他の観点の発明におけるモータの制御装置
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、同一相の前記
上側スイッチング素子と前記下側スイッチング素子が遮
断制御信号に従って遮断された後に電圧出力手段から出
力された前記端子電圧値に基づいて、相電流が零となり
誘起電圧を検出できる状態であることを示す電流零信号
を出力する電流零判断手段、前記電流零判断手段から電
流零信号が入力されたとき、前記同一相以外の前記上側
スイッチング素子と前記下側スイッチング素子のスイッ
チング状態に基づき前記電圧出力手段から出力された前
記端子電圧値に基づき誘起電圧情報を検出し出力する誘
起電圧検出手段、及び前記誘起電圧検出手段から前記誘
起電圧情報が出力された後、直ちに遮断されていた相を
導通する導通制御信号をスイッチング素子変調手段に出
力して全ての相のスイッチング動作を行わせるととも
に、前記誘起電圧情報に基づいて前記スイッチング素子
変調手段に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令を出力
する第３の印加電圧制御手段を具備する。上記のように
構成されたモータの制御装置は、電流センサを設けるこ
となく高効率で広角通電を行うことができる。
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、同一相の前記
上側スイッチング素子と前記下側スイッチング素子が遮
断制御信号に従って遮断された後に電圧出力手段から出
力された前記端子電圧値に基づいて、相電流が零となり
誘起電圧を検出できる状態であることを示す電流零信号
を出力する電流零判断手段、前記電流零判断手段から電
流零信号が入力されたとき、前記同一相以外の前記上側
スイッチング素子と前記下側スイッチング素子のスイッ
チング状態に基づき前記電圧出力手段から出力された前
記端子電圧値に基づき誘起電圧情報を検出し出力する誘
起電圧検出手段、及び前記誘起電圧検出手段から前記誘
起電圧情報が出力された後、直ちに遮断されていた相を
導通する導通制御信号をスイッチング素子変調手段に出
力して全ての相のスイッチング動作を行わせるととも
に、前記誘起電圧情報に基づいて前記スイッチング素子
変調手段に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令を出力
する第３の印加電圧制御手段を具備する。上記のように
構成されたモータの制御装置は、電流センサを設けるこ
となく高効率で広角通電を行うことができる。
【００２３】他の観点の発明におけるモータの制御装置
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、前記スイッチ
ング素子変調手段の導通・遮断信号と前記電圧出力手段
により検出された端子電圧値から相電流の符号変化のタ
イミングを検出し、電流符号変化タイミング信号を出力
する少なくとも１つの電流符号変化検出手段、前記電流
符号変化タイミング信号と各相コイルの印加電圧値に基
づいて前記スイッチング素子変調手段に相印加電圧指令
を出力する第１の印加電圧制御手段、同一相の前記上側
スイッチング素子と前記下側スイッチング素子を相電流
値に係わらず連続して遮断する遮断制御期間を設定し出
力する第２の遮断期間指令手段、前記遮断制御期間の遮
断制御信号が出力されている期間に前記電圧出力手段か
らの出力電圧に基づいて誘起電圧情報を検出し出力する
誘起電圧検出手段、及び前記誘起電圧検出手段から出力
された前記誘起電圧情報の誘起電圧を２値化して誘起電
圧タイミング信号を形成し、前記誘起電圧タイミング信
号と前記第２の遮断期間指令手段からの遮断制御期間に
基づいて前記スイッチング素子変調手段に導通・遮断制
御信号と相印加電圧指令を出力する第４の印加電圧制御
手段を具備し、前記モータの速度あるいは速度変化が大
きい場合には前記第４の印加電圧制御手段が前記スイッ
チング素子変調手段を制御し、前記モータの速度あるい
は速度変化が小さい場合には前記第１の印加電圧制御手
段により前記スイッチング素子変調手段を制御するよう
構成されている。上記のように構成されたモータの制御
装置は、電流センサを設けることなく高効率で連続通電
を安定に行うことができ、振動を抑制することのでき
る。
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、前記スイッチ
ング素子変調手段の導通・遮断信号と前記電圧出力手段
により検出された端子電圧値から相電流の符号変化のタ
イミングを検出し、電流符号変化タイミング信号を出力
する少なくとも１つの電流符号変化検出手段、前記電流
符号変化タイミング信号と各相コイルの印加電圧値に基
づいて前記スイッチング素子変調手段に相印加電圧指令
を出力する第１の印加電圧制御手段、同一相の前記上側
スイッチング素子と前記下側スイッチング素子を相電流
値に係わらず連続して遮断する遮断制御期間を設定し出
力する第２の遮断期間指令手段、前記遮断制御期間の遮
断制御信号が出力されている期間に前記電圧出力手段か
らの出力電圧に基づいて誘起電圧情報を検出し出力する
誘起電圧検出手段、及び前記誘起電圧検出手段から出力
された前記誘起電圧情報の誘起電圧を２値化して誘起電
圧タイミング信号を形成し、前記誘起電圧タイミング信
号と前記第２の遮断期間指令手段からの遮断制御期間に
基づいて前記スイッチング素子変調手段に導通・遮断制
御信号と相印加電圧指令を出力する第４の印加電圧制御
手段を具備し、前記モータの速度あるいは速度変化が大
きい場合には前記第４の印加電圧制御手段が前記スイッ
チング素子変調手段を制御し、前記モータの速度あるい
は速度変化が小さい場合には前記第１の印加電圧制御手
段により前記スイッチング素子変調手段を制御するよう
構成されている。上記のように構成されたモータの制御
装置は、電流センサを設けることなく高効率で連続通電
を安定に行うことができ、振動を抑制することのでき
る。
【００２４】他の観点の発明におけるモータの制御装置
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、前記スイッチ
ング素子変調手段の導通・遮断信号と前記電圧出力手段
により検出された端子電圧値から相電流の符号変化のタ
イミングを検出し、電流符号変化タイミング信号を出力
する少なくとも１つの電流符号変化検出手段、前記電流
符号変化検出手段により電流符号の変化が検出されたと
き該当する相の前記上側スイッチング素子と前記下側ス
イッチング素子を遮断する遮断制御期間を設定し出力す
る第１の遮断期間指令手段、前記遮断制御期間に遮断制
御信号が出力されているとき前記電圧出力手段からの出
力電圧に基づいて誘起電圧情報を検出する誘起電圧検出
手段、前記誘起電圧情報と第１の遮断期間指令手段から
出力された前記遮断制御期間に基づいて前記スイッチン
グ素子変調手段に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令
を出力する第２の印加電圧制御手段、同一相の前記上側
スイッチング素子と前記下側スイッチング素子を相電流
に係わらず連続して遮断する遮断制御期間を設定し出力
する第２の遮断期間指令手段、及び前記誘起電圧検出手
段から出力された前記誘起電圧情報の誘起電圧を２値化
した誘起電圧タイミング信号と第２の遮断期間指令手段
からの前記遮断制御期間に基づいて前記スイッチング素
子変調手段に導通・遮断制御信号と印加電圧指令を出力
する第４の印加電圧制御手段を具備し、前記モータの速
度あるいは速度変化が大きい場合には前記第４の印加電
圧制御手段が前記スイッチング素子変調手段を制御し、
前記モータの速度あるいは速度変化が小さい場合には前
記第２の印加電圧制御手段が前記スイッチング素子変調
手段を制御するよう構成されている。上記のように構成
されたモータの制御装置は、電流センサを設けることな
く高効率で広角通電を安定に行うことができ、振動を抑
制することのできる。
は、モータの各相のコイルへの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する上側スイッチング素子群、前
記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数のス
イッチング素子を有する下側スイッチング素子群、前記
上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素子群
の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数のダイ
オード、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッ
チング素子群に対して同一相のスイッチング素子の導通
と遮断の切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる
導通・遮断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電
圧を印加するスイッチング素子変調手段、前記上側スイ
ッチング素子群と前記下側スイッチング素子群における
各相のスイッチング素子間に接続された各相コイルの端
子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、前記スイッチ
ング素子変調手段の導通・遮断信号と前記電圧出力手段
により検出された端子電圧値から相電流の符号変化のタ
イミングを検出し、電流符号変化タイミング信号を出力
する少なくとも１つの電流符号変化検出手段、前記電流
符号変化検出手段により電流符号の変化が検出されたと
き該当する相の前記上側スイッチング素子と前記下側ス
イッチング素子を遮断する遮断制御期間を設定し出力す
る第１の遮断期間指令手段、前記遮断制御期間に遮断制
御信号が出力されているとき前記電圧出力手段からの出
力電圧に基づいて誘起電圧情報を検出する誘起電圧検出
手段、前記誘起電圧情報と第１の遮断期間指令手段から
出力された前記遮断制御期間に基づいて前記スイッチン
グ素子変調手段に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令
を出力する第２の印加電圧制御手段、同一相の前記上側
スイッチング素子と前記下側スイッチング素子を相電流
に係わらず連続して遮断する遮断制御期間を設定し出力
する第２の遮断期間指令手段、及び前記誘起電圧検出手
段から出力された前記誘起電圧情報の誘起電圧を２値化
した誘起電圧タイミング信号と第２の遮断期間指令手段
からの前記遮断制御期間に基づいて前記スイッチング素
子変調手段に導通・遮断制御信号と印加電圧指令を出力
する第４の印加電圧制御手段を具備し、前記モータの速
度あるいは速度変化が大きい場合には前記第４の印加電
圧制御手段が前記スイッチング素子変調手段を制御し、
前記モータの速度あるいは速度変化が小さい場合には前
記第２の印加電圧制御手段が前記スイッチング素子変調
手段を制御するよう構成されている。上記のように構成
されたモータの制御装置は、電流センサを設けることな
く高効率で広角通電を安定に行うことができ、振動を抑
制することのできる。
【００２５】本発明に係るモータユニットは、永久磁石
を有するロータ、複数相のコイルを有するステータ、各
相のコイルへの電流路を形成する複数のスイッチング素
子を有する上側スイッチング素子群、前記各相コイルか
らの電流路を形成する複数のスイッチング素子を有する
下側スイッチング素子群、前記上側スイッチング素子群
と前記下側スイッチング素子群の各スイッチング素子に
逆並列に接続された複数のダイオード、前記上側スイッ
チング素子群と前記下側スイッチング素子群に対する同
一相のスイッチング素子の導通と遮断の切り換え動作を
同時遮断期間を有して行わせる導通・遮断信号を出力
し、前記各相コイルに電圧を印加するスイッチング素子
変調手段、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイ
ッチング素子群における各相のスイッチング素子間に接
続された各相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧
出力手段、前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断
信号と前記電圧出力手段により検出された端子電圧値か
ら相電流の符号変化のタイミングを検出し、電流符号変
化タイミング信号を出力する少なくとも１つの電流符号
変化検出手段、及び前記電流符号変化タイミング信号と
各相コイルの印加電圧値に基づいて前記スイッチング素
子変調手段に相印加電圧指令を出力する第１の印加電圧
制御手段を具備する。上記のように構成されたモータユ
ニットは、電流センサを設けることなく高効率で連続通
電を行うことができ、振動を抑制することのできる。
を有するロータ、複数相のコイルを有するステータ、各
相のコイルへの電流路を形成する複数のスイッチング素
子を有する上側スイッチング素子群、前記各相コイルか
らの電流路を形成する複数のスイッチング素子を有する
下側スイッチング素子群、前記上側スイッチング素子群
と前記下側スイッチング素子群の各スイッチング素子に
逆並列に接続された複数のダイオード、前記上側スイッ
チング素子群と前記下側スイッチング素子群に対する同
一相のスイッチング素子の導通と遮断の切り換え動作を
同時遮断期間を有して行わせる導通・遮断信号を出力
し、前記各相コイルに電圧を印加するスイッチング素子
変調手段、前記上側スイッチング素子群と前記下側スイ
ッチング素子群における各相のスイッチング素子間に接
続された各相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧
出力手段、前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断
信号と前記電圧出力手段により検出された端子電圧値か
ら相電流の符号変化のタイミングを検出し、電流符号変
化タイミング信号を出力する少なくとも１つの電流符号
変化検出手段、及び前記電流符号変化タイミング信号と
各相コイルの印加電圧値に基づいて前記スイッチング素
子変調手段に相印加電圧指令を出力する第１の印加電圧
制御手段を具備する。上記のように構成されたモータユ
ニットは、電流センサを設けることなく高効率で連続通
電を行うことができ、振動を抑制することのできる。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係るモータの制御
装置及びその制御装置を有するモータユニットの好適な
実施例について添付の図面を用いて説明する。 《実施例１》図１はモータとその制御装置を有する実施
例１のモータユニットの構成を示すブロック図である。
図１において、モータ１はステータ（図示せず）とロー
タ２とを有している。各ステータには相電流が流れるコ
イル３が巻回されている。ステータのコイル３は、ｕ相
コイル３ｕ、ｖ相コイル３ｖ、及びｗ相コイル３ｗから
構成されている。ロータ２の表面には永久磁石が配設さ
れている。各コイル３はインバータ４に接続されて、こ
のインバータ４により各コイル３に印加される電圧が制
御されている。
装置及びその制御装置を有するモータユニットの好適な
実施例について添付の図面を用いて説明する。 《実施例１》図１はモータとその制御装置を有する実施
例１のモータユニットの構成を示すブロック図である。
図１において、モータ１はステータ（図示せず）とロー
タ２とを有している。各ステータには相電流が流れるコ
イル３が巻回されている。ステータのコイル３は、ｕ相
コイル３ｕ、ｖ相コイル３ｖ、及びｗ相コイル３ｗから
構成されている。ロータ２の表面には永久磁石が配設さ
れている。各コイル３はインバータ４に接続されて、こ
のインバータ４により各コイル３に印加される電圧が制
御されている。
【００２７】図１に示すように、インバータ４は、直流
電源５と、三相ブリッジに構成された上側スイッチング
素子群６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と下側スイッチング素子
群７（７ｕ、７ｗ、７ｗ）を有している。また、インバ
ータ４には、上側スイッチング素子群６と下側スイッチ
ング素子群７における各スイッチング素子６ｕ、６ｖ、
６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗに逆方向で並列に接続されたダ
イオード８ｕｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８
ｗｄが設けられている。上側スイッチング素子群６と下
側スイッチング素子群７は、スイッチング素子変調手段
であるスイッチング素子変調回路９に接続されており、
このスイッチング素子変調回路９により制御されてい
る。
電源５と、三相ブリッジに構成された上側スイッチング
素子群６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と下側スイッチング素子
群７（７ｕ、７ｗ、７ｗ）を有している。また、インバ
ータ４には、上側スイッチング素子群６と下側スイッチ
ング素子群７における各スイッチング素子６ｕ、６ｖ、
６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗに逆方向で並列に接続されたダ
イオード８ｕｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８
ｗｄが設けられている。上側スイッチング素子群６と下
側スイッチング素子群７は、スイッチング素子変調手段
であるスイッチング素子変調回路９に接続されており、
このスイッチング素子変調回路９により制御されてい
る。
【００２８】また、実施例１のモータの制御装置には、
抵抗体で分圧して各相の電圧に比例した電圧信号を出力
する電圧出力手段である電圧出力回路１０が設けられて
いる。電圧出力回路１０は各相の上側スイッチング素子
６ｕ、６ｖ、６ｗと下側スイッチング素子７ｕ、７ｗ、
７ｗとの間のコイル３への電流の入出力端子に印加され
る実際の電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を検出する。さら
に、実施例１のモータの制御装置は、電圧出力回路１０
から各相の電圧信号が入力される電流符号変化検出手段
である電流符号変化検出部１１、電圧指令手段である電
圧指令部２０及び第１の印加電圧制御手段である第１の
印加電圧制御回路１４が設けられている。
抵抗体で分圧して各相の電圧に比例した電圧信号を出力
する電圧出力手段である電圧出力回路１０が設けられて
いる。電圧出力回路１０は各相の上側スイッチング素子
６ｕ、６ｖ、６ｗと下側スイッチング素子７ｕ、７ｗ、
７ｗとの間のコイル３への電流の入出力端子に印加され
る実際の電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を検出する。さら
に、実施例１のモータの制御装置は、電圧出力回路１０
から各相の電圧信号が入力される電流符号変化検出手段
である電流符号変化検出部１１、電圧指令手段である電
圧指令部２０及び第１の印加電圧制御手段である第１の
印加電圧制御回路１４が設けられている。
【００２９】モータ１を駆動制御するインバータ４の直
流電源５は、正側がＥ[Ｖ]、負側が０[Ｖ]である。上側
スイッチング素子群６は直流電源５から３相（ｕ相、ｖ
相、ｗ相）のコイル３への電流路を形成している。ま
た、下側スイッチング素子群７は３相のコイル３から直
流電源５への電流帰路を形成する。インバータ４に設け
られている各ダイオード８ｕｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、８ｕ
ｄ、８ｖｄ、８ｗｄは、各スイッチング素子６ｕ、６
ｖ、６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗと逆並列に接続されてい
る。
流電源５は、正側がＥ[Ｖ]、負側が０[Ｖ]である。上側
スイッチング素子群６は直流電源５から３相（ｕ相、ｖ
相、ｗ相）のコイル３への電流路を形成している。ま
た、下側スイッチング素子群７は３相のコイル３から直
流電源５への電流帰路を形成する。インバータ４に設け
られている各ダイオード８ｕｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、８ｕ
ｄ、８ｖｄ、８ｗｄは、各スイッチング素子６ｕ、６
ｖ、６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗと逆並列に接続されてい
る。
【００３０】次に、上記のように構成された実施例１の
モータの制御装置におけるスイッチング動作について詳
細に説明する。図２はＰＷＭ（パルス幅変調）のための
三角波、相印加電圧指令、及びｕ相のスイッチング素子
６ｕ、７ｕに入力されるＰＷＭスイッチング指令をそれ
ぞれ示す波形図である。
モータの制御装置におけるスイッチング動作について詳
細に説明する。図２はＰＷＭ（パルス幅変調）のための
三角波、相印加電圧指令、及びｕ相のスイッチング素子
６ｕ、７ｕに入力されるＰＷＭスイッチング指令をそれ
ぞれ示す波形図である。
【００３１】図２に示すように、スイッチング素子の損
失を低減するため、第１の印加電圧制御回路１４から出
力された相印加電圧指令がスイッチング素子変調回路９
において三角波と比較される。相印加電圧指令の電圧が
三角波の電圧より高い場合に上側スイッチング素子群６
を導通（オン）状態とする。一方、相印加電圧指令の電
圧が三角波の電圧より低い場合にはスイッチング素子群
７を導通（オン）状態とする。図２に示すように、ＰＷ
Ｍ１周期（三角波の１周期）にオンまたはオフのＰＷＭ
スイッチング指令がスイッチング素子群６、７に与えら
れる。ＰＷＭスイッチング指令におけるオン期間の長さ
によって、各相に印加される電圧が制御される。上記の
制御方式はモータ１のスイッチング素子に対する制御に
おいてはよく知られた方式であり、三角波比較ＰＷＭと
呼ばれる方式である。この三角波比較ＰＷＭ方式におい
て、ＰＷＭ１周期は３００μsec〜５０μsec程度の値が
採用されている。
失を低減するため、第１の印加電圧制御回路１４から出
力された相印加電圧指令がスイッチング素子変調回路９
において三角波と比較される。相印加電圧指令の電圧が
三角波の電圧より高い場合に上側スイッチング素子群６
を導通（オン）状態とする。一方、相印加電圧指令の電
圧が三角波の電圧より低い場合にはスイッチング素子群
７を導通（オン）状態とする。図２に示すように、ＰＷ
Ｍ１周期（三角波の１周期）にオンまたはオフのＰＷＭ
スイッチング指令がスイッチング素子群６、７に与えら
れる。ＰＷＭスイッチング指令におけるオン期間の長さ
によって、各相に印加される電圧が制御される。上記の
制御方式はモータ１のスイッチング素子に対する制御に
おいてはよく知られた方式であり、三角波比較ＰＷＭと
呼ばれる方式である。この三角波比較ＰＷＭ方式におい
て、ＰＷＭ１周期は３００μsec〜５０μsec程度の値が
採用されている。
【００３２】次に、ＰＷＭ１周期におけるｕ相の上側ス
イッチング素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕの導通
・遮断時のより詳細な動作と端子電圧Ｖｕにおける変化
を図３と図４を用い説明する。図３はＰＷＭ１周期にお
けるＰＷＭスイッチング指令と端子電圧の詳細波形図で
ある。図４はｕ相の上側スイッチング素子６ｕと下側ス
イッチング素子７ｕにおいて電流が流れる電流路を説明
する回路図である。スイッチング素子群６、７におい
て、もし各相の上側スイッチング素子（例えば６ｕ）と
下側スイッチング素子（例えば７ｕ）が同時導通状態に
なった場合、短絡状態となるためこの回路には大電流が
流れて、スイッチング素子が破壊されるという問題があ
る。このような大電流の発生を防止するため、同相の上
側スイッチング素子と下側スイッチング素子が切り替わ
るときに同時に遮断される期間を設けている。
イッチング素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕの導通
・遮断時のより詳細な動作と端子電圧Ｖｕにおける変化
を図３と図４を用い説明する。図３はＰＷＭ１周期にお
けるＰＷＭスイッチング指令と端子電圧の詳細波形図で
ある。図４はｕ相の上側スイッチング素子６ｕと下側ス
イッチング素子７ｕにおいて電流が流れる電流路を説明
する回路図である。スイッチング素子群６、７におい
て、もし各相の上側スイッチング素子（例えば６ｕ）と
下側スイッチング素子（例えば７ｕ）が同時導通状態に
なった場合、短絡状態となるためこの回路には大電流が
流れて、スイッチング素子が破壊されるという問題があ
る。このような大電流の発生を防止するため、同相の上
側スイッチング素子と下側スイッチング素子が切り替わ
るときに同時に遮断される期間を設けている。
【００３３】図３の（ａ）はｕ相の上側スイッチング素
子６ｕのＰＷＭ１周期における導通と遮断のタイミング
を示す波形図である。図３の（ｂ）はｕ相の下側スイッ
チング素子７ｕのＰＷＭ１周期における導通と遮断のタ
イミングを示す波形図である。図３の（ａ）と（ｂ）に
おいて、Ｈ（ハイレベル）の時が導通（オン）状態を示
し、Ｌ（ロウレベル）の時が遮断（オフ）状態を示す。
図３の（ａ）と（ｂ）の波形図に示すように、ｕ相の上
側スイッチング素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕが
ともに遮断状態である期間Ａ１とＡ２が設定されてい
る。以下、図３においてＡ１とＡ２で示した同時遮断期
間をデッドタイムと呼ぶ。デッドタイムＡ１、Ａ２は、
ＰＷＭスイッチング指令を伝達するためのフォトカプ
ラ、スイッチング素子を駆動するためのプリドライブ回
路による立ち上がりや立ち下がりの上下各々のスイッチ
ング素子等における動作時間の時間差を吸収している。
従って、デッドタイムＡ１、Ａ２は、同時導通によるス
イッチング素子の破壊を避けるため、数μ秒程度に設定
されている。
子６ｕのＰＷＭ１周期における導通と遮断のタイミング
を示す波形図である。図３の（ｂ）はｕ相の下側スイッ
チング素子７ｕのＰＷＭ１周期における導通と遮断のタ
イミングを示す波形図である。図３の（ａ）と（ｂ）に
おいて、Ｈ（ハイレベル）の時が導通（オン）状態を示
し、Ｌ（ロウレベル）の時が遮断（オフ）状態を示す。
図３の（ａ）と（ｂ）の波形図に示すように、ｕ相の上
側スイッチング素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕが
ともに遮断状態である期間Ａ１とＡ２が設定されてい
る。以下、図３においてＡ１とＡ２で示した同時遮断期
間をデッドタイムと呼ぶ。デッドタイムＡ１、Ａ２は、
ＰＷＭスイッチング指令を伝達するためのフォトカプ
ラ、スイッチング素子を駆動するためのプリドライブ回
路による立ち上がりや立ち下がりの上下各々のスイッチ
ング素子等における動作時間の時間差を吸収している。
従って、デッドタイムＡ１、Ａ２は、同時導通によるス
イッチング素子の破壊を避けるため、数μ秒程度に設定
されている。
【００３４】図４において、電流が矢印Ｂ方向に流れる
場合の端子電圧Ｖｕの変化を図３の（ｃ）に示す。ま
た、電流が図４の矢印Ｃ方向に流れる場合の端子電圧Ｖ
ｕの変化を図３（ｄ）に示し、電流が図４の負方向（矢
印Ｃ方向）から正方向（矢印Ｂ方向）に変化する場合の
端子電圧Ｖｕの変化を図３の（ｅ）に示す。次に、端子
電圧Ｖｕが図３のように変化する理由について説明す
る。まず、図３のｕ相のコイル３ｕに図４の矢印Ｂ方向
の正の電流が流れている場合について説明する。この場
合、電圧出力回路１０により検出される電圧Ｖｕは図３
の（ａ）と実質的に同様の図３の（ｃ）に示す電圧波形
となる。その理由を以下に説明する。上側スイッチング
素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕの両方がオフ状態
となるデッドタイムＡ１、Ａ２時には、電流の連続性の
ため電流は図４の矢印Ｂ方向に流れ続ける。このとき、
電流はスイッチング素子７ｕと逆並列に接続されたダイ
オード８ｕｄを通って矢印Ｄ方向に流れ、コイル３ｕに
は正方向の電流が流れる。この状態において、ダイオー
ド８ｕｄの順方向の電圧降下を０[Ｖ]と仮定すると、端
子電圧Ｖｕは０[Ｖ]となり、デッドタイム期間中の電圧
は０[Ｖ]となる。ここで、スイッチング素子６ｕ、７ｕ
のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧やダイオード８ｕ
ｕ、８ｕｄの順方向の電圧降下は、電源電圧Ｅ[Ｖ]に対
して小さいため、０[Ｖ]と見なす。また、図３の
（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）において、理解を容易にするた
め、図３の（ａ）に示したＰＷＭスイッチング指令から
図３の（ｃ）に示した実際のスイッチング動作までの遅
れは考慮していない。しかし、実際には、コンピュータ
からの図３の（ａ）に示したＰＷＭスイッチング指令に
対する動作遅れによって、図３の（ｃ）に示した実際の
動作におけるデッドタイム期間は遅れることを考慮する
必要がある。また、実際には、電圧は徐々に立ち上が
り、徐々に立ち下がるが、理解を容易なものとするた
め、図３の（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）においては電圧の立
ち上がりと立ち下がりを垂直状態で示し、その変化は無
視した。参考までに、図３の（ｅ）に示した電圧波形に
対応する実際の電圧波形を図３の（ｆ）に示す。なお、
図３の（ａ）と（ｂ）に示した電圧波形における電圧
は、５[Ｖ]の制御電源がスイッチング素子群６、７に印
加されるため０[Ｖ]あるいは５[Ｖ]である。また、図３
の（ｃ）に示すパワー部の端子電圧Ｖｕの電圧値は０
[Ｖ]あるいはＥ[Ｖ]である。
場合の端子電圧Ｖｕの変化を図３の（ｃ）に示す。ま
た、電流が図４の矢印Ｃ方向に流れる場合の端子電圧Ｖ
ｕの変化を図３（ｄ）に示し、電流が図４の負方向（矢
印Ｃ方向）から正方向（矢印Ｂ方向）に変化する場合の
端子電圧Ｖｕの変化を図３の（ｅ）に示す。次に、端子
電圧Ｖｕが図３のように変化する理由について説明す
る。まず、図３のｕ相のコイル３ｕに図４の矢印Ｂ方向
の正の電流が流れている場合について説明する。この場
合、電圧出力回路１０により検出される電圧Ｖｕは図３
の（ａ）と実質的に同様の図３の（ｃ）に示す電圧波形
となる。その理由を以下に説明する。上側スイッチング
素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕの両方がオフ状態
となるデッドタイムＡ１、Ａ２時には、電流の連続性の
ため電流は図４の矢印Ｂ方向に流れ続ける。このとき、
電流はスイッチング素子７ｕと逆並列に接続されたダイ
オード８ｕｄを通って矢印Ｄ方向に流れ、コイル３ｕに
は正方向の電流が流れる。この状態において、ダイオー
ド８ｕｄの順方向の電圧降下を０[Ｖ]と仮定すると、端
子電圧Ｖｕは０[Ｖ]となり、デッドタイム期間中の電圧
は０[Ｖ]となる。ここで、スイッチング素子６ｕ、７ｕ
のコレクタ・エミッタ間の飽和電圧やダイオード８ｕ
ｕ、８ｕｄの順方向の電圧降下は、電源電圧Ｅ[Ｖ]に対
して小さいため、０[Ｖ]と見なす。また、図３の
（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）において、理解を容易にするた
め、図３の（ａ）に示したＰＷＭスイッチング指令から
図３の（ｃ）に示した実際のスイッチング動作までの遅
れは考慮していない。しかし、実際には、コンピュータ
からの図３の（ａ）に示したＰＷＭスイッチング指令に
対する動作遅れによって、図３の（ｃ）に示した実際の
動作におけるデッドタイム期間は遅れることを考慮する
必要がある。また、実際には、電圧は徐々に立ち上が
り、徐々に立ち下がるが、理解を容易なものとするた
め、図３の（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）においては電圧の立
ち上がりと立ち下がりを垂直状態で示し、その変化は無
視した。参考までに、図３の（ｅ）に示した電圧波形に
対応する実際の電圧波形を図３の（ｆ）に示す。なお、
図３の（ａ）と（ｂ）に示した電圧波形における電圧
は、５[Ｖ]の制御電源がスイッチング素子群６、７に印
加されるため０[Ｖ]あるいは５[Ｖ]である。また、図３
の（ｃ）に示すパワー部の端子電圧Ｖｕの電圧値は０
[Ｖ]あるいはＥ[Ｖ]である。
【００３５】次に、ｕ相のコイル３ｕに矢印Ｃ方向（図
４）の負方向に電流が流れる場合について説明する。コ
イル３ｕに負方向の電流が流れた場合、端子電圧Ｖｕは
図３の（ｄ）に示す電圧波形となる。このとき、デッド
タイム期間中は電流がダイオード８ｕｕを通って図４の
矢印Ｅ方向（負方向）に流れ続ける。この結果、デッド
タイム期間中の端子電圧ＶｕはＥ[Ｖ]となる。従って、
このときの端子電圧Ｖｕは、図３の（ｂ）に示した下側
スイッチング素子７ｕの電圧波形と正負を逆転した波形
となる。
４）の負方向に電流が流れる場合について説明する。コ
イル３ｕに負方向の電流が流れた場合、端子電圧Ｖｕは
図３の（ｄ）に示す電圧波形となる。このとき、デッド
タイム期間中は電流がダイオード８ｕｕを通って図４の
矢印Ｅ方向（負方向）に流れ続ける。この結果、デッド
タイム期間中の端子電圧ＶｕはＥ[Ｖ]となる。従って、
このときの端子電圧Ｖｕは、図３の（ｂ）に示した下側
スイッチング素子７ｕの電圧波形と正負を逆転した波形
となる。
【００３６】次に、図３の（ａ）に示すように、上側ス
イッチング素子６ｕの導通状態（Ｈ）において、ｕ相の
コイル３ｕに流れる電流（ｕ相電流）が負方向から正方
向に流れが変化する場合について考察する。デッドタイ
ムＡ１の期間においてはｕ相電流が矢印Ｃ方向に流れて
おり、デッドタイムＡ２の期間においてはｕ相電流が矢
印Ｂ方向に流れる場合について説明する。図５は、ｕ相
のコイル３ｕに流れる電流の負方向（図４の矢印Ｃ方
向）から正方向（図４の矢印Ｂ方向）へ変化して零クロ
ス点を通過する状態を示す波形図である。図５に示す場
合の端子電圧Ｖｕの電圧波形は、図３の（ｅ）に示す波
形となり、デッドタイムＡ１の期間においてはＥ[Ｖ]、
デッドタイムＡ２の期間において０[Ｖ]となる。このよ
うに、コイル３に流れる電流の方向が変化する場合はデ
ッドタイムＡ１とデッドタイムＡ２のそれぞれの期間に
おいて電圧は変化する。
イッチング素子６ｕの導通状態（Ｈ）において、ｕ相の
コイル３ｕに流れる電流（ｕ相電流）が負方向から正方
向に流れが変化する場合について考察する。デッドタイ
ムＡ１の期間においてはｕ相電流が矢印Ｃ方向に流れて
おり、デッドタイムＡ２の期間においてはｕ相電流が矢
印Ｂ方向に流れる場合について説明する。図５は、ｕ相
のコイル３ｕに流れる電流の負方向（図４の矢印Ｃ方
向）から正方向（図４の矢印Ｂ方向）へ変化して零クロ
ス点を通過する状態を示す波形図である。図５に示す場
合の端子電圧Ｖｕの電圧波形は、図３の（ｅ）に示す波
形となり、デッドタイムＡ１の期間においてはＥ[Ｖ]、
デッドタイムＡ２の期間において０[Ｖ]となる。このよ
うに、コイル３に流れる電流の方向が変化する場合はデ
ッドタイムＡ１とデッドタイムＡ２のそれぞれの期間に
おいて電圧は変化する。
【００３７】実施例１のモータの制御装置において、電
流符号変化検出部１１はスイッチング素子変調回路９か
らのＰＷＭスイッチング指令に基づき実際のデッドタイ
ム期間のタイミングに同期して電圧出力回路１０から各
相の電圧を検出する。このとき、検出された電圧の符号
が変化した場合、電流符号変化検出部１１は相電流の符
号が変化したことを示す（電流が零点を通過した）信号
を出力する。実際には、デッドタイムの期間における電
圧検出のタイミングは、スイッチング動作の変化発生時
を基準として、スイッチング動作遅れを考慮してその遅
れの分だけ電圧を検出するタイミングを遅らせる。図３
の（ｅ）に示した波形図に検出タイミングを矢印で示
す。以上のように各相の端子電圧を検出することによ
り、コイル３に流れる電流符号が変化するタイミング
（電流の零クロス点）を検出することが可能となる。
流符号変化検出部１１はスイッチング素子変調回路９か
らのＰＷＭスイッチング指令に基づき実際のデッドタイ
ム期間のタイミングに同期して電圧出力回路１０から各
相の電圧を検出する。このとき、検出された電圧の符号
が変化した場合、電流符号変化検出部１１は相電流の符
号が変化したことを示す（電流が零点を通過した）信号
を出力する。実際には、デッドタイムの期間における電
圧検出のタイミングは、スイッチング動作の変化発生時
を基準として、スイッチング動作遅れを考慮してその遅
れの分だけ電圧を検出するタイミングを遅らせる。図３
の（ｅ）に示した波形図に検出タイミングを矢印で示
す。以上のように各相の端子電圧を検出することによ
り、コイル３に流れる電流符号が変化するタイミング
（電流の零クロス点）を検出することが可能となる。
【００３８】次に、相電流の零クロス点を通過した時を
示す零クロス信号を用いてモータを制御する方法ついて
説明する。ロータ２の表面に磁石が配設された表面磁石
形ロータの場合、検出された誘起電圧の位相と一致させ
るよう相電流の位相を制御することにより、モータ効率
が良くなることが知られている。そこで、相電流の位相
と誘起電圧の位相とを一致させるよう制御する。
示す零クロス信号を用いてモータを制御する方法ついて
説明する。ロータ２の表面に磁石が配設された表面磁石
形ロータの場合、検出された誘起電圧の位相と一致させ
るよう相電流の位相を制御することにより、モータ効率
が良くなることが知られている。そこで、相電流の位相
と誘起電圧の位相とを一致させるよう制御する。
【００３９】次に、相電流と誘起電圧のそれぞれの位相
を一致させるための実施例１における第１の印加電圧制
御回路１４について説明する。図６の（ａ）、（ｂ）、
及び（ｃ）は、相電流と誘起電圧との関係を示す波形図
である。図６において、実線が印加電圧波形であり、破
線が誘起電圧であり、一点鎖線が相電流を示す。なお、
図６において、理解が容易なように、印加電圧として第
１の印加電圧制御回路１４から出力される正弦波の相印
加電圧指令の電圧波形を示す。図６の（ａ）に示した波
形図は、相電流と誘起電圧の位相が一致した理想的に制
御された場合を示す図である。図６の（ｂ）は相電流が
誘起電圧に対して遅れた場合を示す波形図である。図６
の（ｃ）は相電流が誘起電圧に対して進んだ場合を示す
波形図である。図６において、印加電圧と相電流の位相
差をφで示す。図６の（ｂ）に示した状態は、図６の
（ａ）に示した状態に対して位相差φが大きくなってい
る。図６の（ｃ）に示した状態は、図６の（ａ）に示し
た状態に対して位相差φが小さくなっている。
を一致させるための実施例１における第１の印加電圧制
御回路１４について説明する。図６の（ａ）、（ｂ）、
及び（ｃ）は、相電流と誘起電圧との関係を示す波形図
である。図６において、実線が印加電圧波形であり、破
線が誘起電圧であり、一点鎖線が相電流を示す。なお、
図６において、理解が容易なように、印加電圧として第
１の印加電圧制御回路１４から出力される正弦波の相印
加電圧指令の電圧波形を示す。図６の（ａ）に示した波
形図は、相電流と誘起電圧の位相が一致した理想的に制
御された場合を示す図である。図６の（ｂ）は相電流が
誘起電圧に対して遅れた場合を示す波形図である。図６
の（ｃ）は相電流が誘起電圧に対して進んだ場合を示す
波形図である。図６において、印加電圧と相電流の位相
差をφで示す。図６の（ｂ）に示した状態は、図６の
（ａ）に示した状態に対して位相差φが大きくなってい
る。図６の（ｃ）に示した状態は、図６の（ａ）に示し
た状態に対して位相差φが小さくなっている。
【００４０】以上のように、誘起電圧と相電流の位相が
一致しない場合には印加電圧と相電流の位相が変化す
る。そこでこの現象を用いて制御を行うことが可能とな
る。図６において、実際の印加電圧は既に述べたように
スイッチング素子変調回路９によりＰＷＭスイッチング
されデッドタイムを有して各スイッチング素子に印加さ
れる。なお、誘起電圧と電流との位相差が小さい場合に
は、ステータのコイル３の抵抗値とインダクタンスに起
因する電気的時定数のため、相電流の位相に対して印加
電圧の位相を進める必要がある。そこで、相電流に対す
る印加電圧の進み角をφrefとすると、相電流と誘起電
圧との位相が一致している場合の相電流と印加電圧の理
想的な位相差φrefは、モータの速度とトルクによって
ほぼ一意的に決定するため、予め設定することが可能で
ある。以上の考え方に基づき、第１の印加電圧制御回路
１４は自ら出力する相印加電圧指令の零クロスのタイミ
ングと電流符号変化検出部１１により出力された相電流
の零クロスとの位相差φを検出する。また、現在のトル
クと回転数における誘起電圧と相電流の位相が一致する
ときの目標とする電圧と電流の位相差をφrefとする
と、位相誤差φcは次式（１）により算出される。
一致しない場合には印加電圧と相電流の位相が変化す
る。そこでこの現象を用いて制御を行うことが可能とな
る。図６において、実際の印加電圧は既に述べたように
スイッチング素子変調回路９によりＰＷＭスイッチング
されデッドタイムを有して各スイッチング素子に印加さ
れる。なお、誘起電圧と電流との位相差が小さい場合に
は、ステータのコイル３の抵抗値とインダクタンスに起
因する電気的時定数のため、相電流の位相に対して印加
電圧の位相を進める必要がある。そこで、相電流に対す
る印加電圧の進み角をφrefとすると、相電流と誘起電
圧との位相が一致している場合の相電流と印加電圧の理
想的な位相差φrefは、モータの速度とトルクによって
ほぼ一意的に決定するため、予め設定することが可能で
ある。以上の考え方に基づき、第１の印加電圧制御回路
１４は自ら出力する相印加電圧指令の零クロスのタイミ
ングと電流符号変化検出部１１により出力された相電流
の零クロスとの位相差φを検出する。また、現在のトル
クと回転数における誘起電圧と相電流の位相が一致する
ときの目標とする電圧と電流の位相差をφrefとする
と、位相誤差φcは次式（１）により算出される。
【００４１】
【数１】
【００４２】次に、電気角６０度を移動するのに要する
時間（６０度移動時間）をＴθ６０deg（n）とし、前回
の６０度移動時間をＴθ６０deg（n-1）とすると、今回
の６０度移動時間Ｔθ６０deg（n）の補正は次式（２）
により行われる。式（２）において、（n）と（n-1）は
今回値と前回値を示す。
時間（６０度移動時間）をＴθ６０deg（n）とし、前回
の６０度移動時間をＴθ６０deg（n-1）とすると、今回
の６０度移動時間Ｔθ６０deg（n）の補正は次式（２）
により行われる。式（２）において、（n）と（n-1）は
今回値と前回値を示す。
【００４３】
【数２】
【００４４】Ｋ２’は６０度移動時間の補正ゲイン（位
相誤差ゲイン）であり、実施例１においては、Ｋ２’＝
０.０５〜０.５程度の値を用いる。
相誤差ゲイン）であり、実施例１においては、Ｋ２’＝
０.０５〜０.５程度の値を用いる。
【００４５】図６の（ａ）に示した理想的な誘起電圧に
対する印加電圧に対して、図６の（ｂ）に示した状態と
図６の（ｃ）に示した状態は、電気角１０度だけ印加電
圧を遅らせたり進ませたりしている。図６の（ｂ）に示
した状態のように遅れた場合には、図６の（ｃ）に示し
た状態のように進んだ場合よりも位相誤差が大きく現れ
ている。そのため、電圧周波数を増加する場合はゲイン
を小さく設定する。ここで、電圧周波数を増加する場合
には６０度移動時間を短く設定し、電圧周波数を減少す
る場合には６０度移動時間を長く設定する。以上によ
り、非線形な位相誤差φcの挙動に対して、制御の安定
性を増加させることができる。また、補正ゲインＫ２の
値は応答性に影響を及ぼすため、応答性があまり必要で
ない場合には補正ゲインＫ２を小さめに設定して、安定
性重視の設定とするのが良い。電気角６０度移動時間Ｔ
θ６０deg（n）から、例えば次式（３）、（４）のよう
にＰＷＭ周期毎に内部推定角度を作成することは米国特
許の第5,729,102号の公報などにより公知である。
対する印加電圧に対して、図６の（ｂ）に示した状態と
図６の（ｃ）に示した状態は、電気角１０度だけ印加電
圧を遅らせたり進ませたりしている。図６の（ｂ）に示
した状態のように遅れた場合には、図６の（ｃ）に示し
た状態のように進んだ場合よりも位相誤差が大きく現れ
ている。そのため、電圧周波数を増加する場合はゲイン
を小さく設定する。ここで、電圧周波数を増加する場合
には６０度移動時間を短く設定し、電圧周波数を減少す
る場合には６０度移動時間を長く設定する。以上によ
り、非線形な位相誤差φcの挙動に対して、制御の安定
性を増加させることができる。また、補正ゲインＫ２の
値は応答性に影響を及ぼすため、応答性があまり必要で
ない場合には補正ゲインＫ２を小さめに設定して、安定
性重視の設定とするのが良い。電気角６０度移動時間Ｔ
θ６０deg（n）から、例えば次式（３）、（４）のよう
にＰＷＭ周期毎に内部推定角度を作成することは米国特
許の第5,729,102号の公報などにより公知である。
【００４６】
【数３】
【００４７】
【数４】
【００４８】式（３）において、ΔＴPWMはＰＷＭ１周
期の時間を示す。式（４）において、ΔθPWMはＰＷＭ
１周期に移動する角度を示す。これらの式は次の周期に
おいて演算される。まず、位相誤差φcが得られる毎に
式（１）、式（２）、及び式（３）は演算される。次
に、演算されたΔθPWMに基づいてさらに細かくＰＷＭ
周期毎に式（４）を演算し、角度θ（m）を更新する。
電流符号変化検出部１１は電気角６０度毎に６０度移動
時間を制御するため、ｕ相、ｖ相、ｗ相の全ての相の電
流符号変化の検出を行い、上記処理と同様の処理が行わ
れる。
期の時間を示す。式（４）において、ΔθPWMはＰＷＭ
１周期に移動する角度を示す。これらの式は次の周期に
おいて演算される。まず、位相誤差φcが得られる毎に
式（１）、式（２）、及び式（３）は演算される。次
に、演算されたΔθPWMに基づいてさらに細かくＰＷＭ
周期毎に式（４）を演算し、角度θ（m）を更新する。
電流符号変化検出部１１は電気角６０度毎に６０度移動
時間を制御するため、ｕ相、ｖ相、ｗ相の全ての相の電
流符号変化の検出を行い、上記処理と同様の処理が行わ
れる。
【００４９】次に、速度誤差を比例積分制御して求めれ
た電圧指令値Ｖampと電圧位相指令値αが電圧指令部２
０から出力され、第１の印加電圧制御回路１４に入力さ
れる。 第１の印加電圧制御回路１４において、入力さ
れた電圧位相指令値αが正の場合は、誘起電圧に対し印
加電圧の位相を進めるため前述の式（１）の目標の位相
差φrefを小さく設定する。また、位相差φが負の場合
は電圧位相指令値αに基づいて位相差φrefを大きく設
定する。そして、電圧指令値Ｖampと求められた推定角
度θ（n）を用いて次式（５）、式（６）、及び式
（７）から３相分の正弦波指令電圧Ｖｕ*、Ｖv*、及び
Ｖw*が出力される。
た電圧指令値Ｖampと電圧位相指令値αが電圧指令部２
０から出力され、第１の印加電圧制御回路１４に入力さ
れる。 第１の印加電圧制御回路１４において、入力さ
れた電圧位相指令値αが正の場合は、誘起電圧に対し印
加電圧の位相を進めるため前述の式（１）の目標の位相
差φrefを小さく設定する。また、位相差φが負の場合
は電圧位相指令値αに基づいて位相差φrefを大きく設
定する。そして、電圧指令値Ｖampと求められた推定角
度θ（n）を用いて次式（５）、式（６）、及び式
（７）から３相分の正弦波指令電圧Ｖｕ*、Ｖv*、及び
Ｖw*が出力される。
【００５０】
【数５】
【００５１】
【数６】
【００５２】
【数７】
【００５３】次に、スイッチング素子変調回路９につい
て説明する。スイッチング素子変調回路９は、三角波比
較回路（ＣＰＵ内演算）、フォトカプラ、プリドライブ
回路から構成される。そこでまず、スイッチング素子変
調回路９は第１の印加電圧制御回路１４から出力された
正弦波指令電圧に基づいて三角波との比較によりデッド
タイムを含んだ形で三角波比較ＰＷＭ方式の処理が行わ
れる。次に、スイッチング素子変調回路９は、フォトカ
プラなどを含んだプリドライブ回路を駆動して、実際の
スイッチング素子群６、７に対する導通・遮断信号を各
スイッチング素子に入力して電圧を印加する。位相誤差
φcはフィードバックされて６０度移動時間Ｔθ６０deg
（n）を演算することにより、現在のロータ位置に応じ
た電圧振幅、電圧周波数が各スイッチング素子に入力さ
れる。このようにスイッチング素子の入力電圧及び周波
数を制御することは、現在のロータ２の推定位置と実際
のロータ位置との誤差を無くすよう制御することと同じ
である。一般的に、誘起電圧と電流位相を一致させるよ
う制御することにより、銅損は少なくなる。従って、第
１の印加電圧制御回路１４が電流位相と誘起電圧の位相
を一致させるよう制御することにより、高効率で低振動
な電流センサレスの広角通電駆動が実現できる。また、
電圧飽和時には目標の位相差φrefを小さく設定するこ
とにより、誘起電圧に対して電流位相を進めて、モータ
１の動作範囲を拡大することができる。
て説明する。スイッチング素子変調回路９は、三角波比
較回路（ＣＰＵ内演算）、フォトカプラ、プリドライブ
回路から構成される。そこでまず、スイッチング素子変
調回路９は第１の印加電圧制御回路１４から出力された
正弦波指令電圧に基づいて三角波との比較によりデッド
タイムを含んだ形で三角波比較ＰＷＭ方式の処理が行わ
れる。次に、スイッチング素子変調回路９は、フォトカ
プラなどを含んだプリドライブ回路を駆動して、実際の
スイッチング素子群６、７に対する導通・遮断信号を各
スイッチング素子に入力して電圧を印加する。位相誤差
φcはフィードバックされて６０度移動時間Ｔθ６０deg
（n）を演算することにより、現在のロータ位置に応じ
た電圧振幅、電圧周波数が各スイッチング素子に入力さ
れる。このようにスイッチング素子の入力電圧及び周波
数を制御することは、現在のロータ２の推定位置と実際
のロータ位置との誤差を無くすよう制御することと同じ
である。一般的に、誘起電圧と電流位相を一致させるよ
う制御することにより、銅損は少なくなる。従って、第
１の印加電圧制御回路１４が電流位相と誘起電圧の位相
を一致させるよう制御することにより、高効率で低振動
な電流センサレスの広角通電駆動が実現できる。また、
電圧飽和時には目標の位相差φrefを小さく設定するこ
とにより、誘起電圧に対して電流位相を進めて、モータ
１の動作範囲を拡大することができる。
【００５４】図６は誘起電圧が正弦波の場合の印加電
圧、誘起電圧、相電流との関係を示したグラフである
が、誘起電圧が３次、５次の高調波を多く含んだ台形波
形であっても図６に示した正弦波の場合と同様の関係が
成り立ち、同様に制御可能である。なお、上記のスイッ
チング素子変調回路９は三角波と比較する三角波比較Ｐ
ＷＭ方式に基づいて述べたが、固定パルス幅方式など他
のＰＷＭ方式を採用してもデッドタイムを利用して電流
符号変化を検出することが可能であり、三角波比較ＰＷ
Ｍ方式と同様の効果がある。
圧、誘起電圧、相電流との関係を示したグラフである
が、誘起電圧が３次、５次の高調波を多く含んだ台形波
形であっても図６に示した正弦波の場合と同様の関係が
成り立ち、同様に制御可能である。なお、上記のスイッ
チング素子変調回路９は三角波と比較する三角波比較Ｐ
ＷＭ方式に基づいて述べたが、固定パルス幅方式など他
のＰＷＭ方式を採用してもデッドタイムを利用して電流
符号変化を検出することが可能であり、三角波比較ＰＷ
Ｍ方式と同様の効果がある。
【００５５】第１の印加電圧制御回路１４において実行
される６０度移動時間Ｔθ６０deg（n）の演算は、式
（２）に示したように、位相誤差φcの積分動作のみで
行った。しかし、次式に示すように式（２）で演算した
左項を積分成分ＴθI_６０deg（n）とし、これに比例成
分Ｔθp_６０deg（n）を演算して、両方を加算して６０
度移動時間Ｔθ６０deg（n）の演算を行うこともでき
る。このように、比例成分を演算処理に入れることによ
り、モータ制御の安定性は良くなる。
される６０度移動時間Ｔθ６０deg（n）の演算は、式
（２）に示したように、位相誤差φcの積分動作のみで
行った。しかし、次式に示すように式（２）で演算した
左項を積分成分ＴθI_６０deg（n）とし、これに比例成
分Ｔθp_６０deg（n）を演算して、両方を加算して６０
度移動時間Ｔθ６０deg（n）の演算を行うこともでき
る。このように、比例成分を演算処理に入れることによ
り、モータ制御の安定性は良くなる。
【００５６】
【数８】
【００５７】
【数９】
【００５８】
【数１０】
【００５９】同様に電圧周波数を増加する場合には、電
圧周波数を減少する場合よりも補正ゲインを小さく設定
することによりモータ制御の安定性は良くなる。実施例
１における電流符号変化検出部１１と第１の印加電圧制
御回路１４と電圧指令部２０とスイッチング素子変調回
路９の一部は、実際にはコンピュータにおいて実現され
る。そのため、電圧出力回路１０から出力された端子電
圧は、実施例１の制御装置において直接取り込むことは
できない。従って、端子電圧は分圧され、予め設定され
た設定値と比較され、２値化される。この２値化された
た値はデジタルデータとしてコンピュータ内蔵のＩ／Ｏ
ポートを介してコンピュータに取り込まれる。そして、
コンピュータにおいて電流符号の変化を検出した後、前
述の式（１）、式（２）、式（３）、及び式（４）の演
算が実施されて、実際のＰＷＭスイッチングのオン・オ
フ信号のみがＩ／Ｏポートを介して出力される。実際の
回路構成などは後述する実施例３において詳しく説明す
る。
圧周波数を減少する場合よりも補正ゲインを小さく設定
することによりモータ制御の安定性は良くなる。実施例
１における電流符号変化検出部１１と第１の印加電圧制
御回路１４と電圧指令部２０とスイッチング素子変調回
路９の一部は、実際にはコンピュータにおいて実現され
る。そのため、電圧出力回路１０から出力された端子電
圧は、実施例１の制御装置において直接取り込むことは
できない。従って、端子電圧は分圧され、予め設定され
た設定値と比較され、２値化される。この２値化された
た値はデジタルデータとしてコンピュータ内蔵のＩ／Ｏ
ポートを介してコンピュータに取り込まれる。そして、
コンピュータにおいて電流符号の変化を検出した後、前
述の式（１）、式（２）、式（３）、及び式（４）の演
算が実施されて、実際のＰＷＭスイッチングのオン・オ
フ信号のみがＩ／Ｏポートを介して出力される。実際の
回路構成などは後述する実施例３において詳しく説明す
る。
【００６０】なお、実施例１の制御装置においては、デ
ッドタイムＡ１、Ａ２の２つの期間で電流零クロスを検
出する構成である。しかし、本発明はこの構成に限定さ
れるものではなく、デッドタイムＡ１、Ａ２の期間の内
どちらか一方、あるいは２周期に１回の割合で電圧を検
出し、電流変化を検出するよう構成しても良い。デッド
タイム毎にデッドタイムにおける電圧を検出することに
より、電流符号の変化は早い時期に検出できる。しか
し、ＰＷＭ周波数が高い場合やロータ２の速度が遅い場
合には、デッドタイム毎に電圧検出を行わなくても制御
することが可能である。なお、実施例１の制御装置にお
いては、三相の電流符号変化を検出する構成であるが、
１相のみ、例えばｕ相のみ電流符号変化を検出すること
も可能である。この場合は電気角３６０度当たりの制御
回数が２回と減少するが、速度変化が小さい場合には制
御可能である。このように、１相のみ電流符号変化を検
出する場合には、式（２）におけるＴθ６０deg（n）の
演算回数が減り、電圧出力回路１０は１相のみとなりコ
ストダウンが図れる。
ッドタイムＡ１、Ａ２の２つの期間で電流零クロスを検
出する構成である。しかし、本発明はこの構成に限定さ
れるものではなく、デッドタイムＡ１、Ａ２の期間の内
どちらか一方、あるいは２周期に１回の割合で電圧を検
出し、電流変化を検出するよう構成しても良い。デッド
タイム毎にデッドタイムにおける電圧を検出することに
より、電流符号の変化は早い時期に検出できる。しか
し、ＰＷＭ周波数が高い場合やロータ２の速度が遅い場
合には、デッドタイム毎に電圧検出を行わなくても制御
することが可能である。なお、実施例１の制御装置にお
いては、三相の電流符号変化を検出する構成であるが、
１相のみ、例えばｕ相のみ電流符号変化を検出すること
も可能である。この場合は電気角３６０度当たりの制御
回数が２回と減少するが、速度変化が小さい場合には制
御可能である。このように、１相のみ電流符号変化を検
出する場合には、式（２）におけるＴθ６０deg（n）の
演算回数が減り、電圧出力回路１０は１相のみとなりコ
ストダウンが図れる。
【００６１】実施例１のモータの制御装置において、既
に述べたようにコンピュータからのスイッチング動作指
令に対して、スイッチング素子群６、７が実際に動作
し、端子電圧が印加されるのは遅れる。そこで、実動作
のデッドタイムの期間に合わせて電圧を検出する必要が
ある。次に、電流符号変化検出部１１において電圧検出
のタイミングをデッドタイムに合わせる必要のない制御
方法について説明する。図７は電圧検出のタイミングを
デッドタイムに合わせる必要のない制御方法を説明する
波形図である。まず、コイル３に流れる電流が負方向か
ら正方向に変化する場合について説明する。
に述べたようにコンピュータからのスイッチング動作指
令に対して、スイッチング素子群６、７が実際に動作
し、端子電圧が印加されるのは遅れる。そこで、実動作
のデッドタイムの期間に合わせて電圧を検出する必要が
ある。次に、電流符号変化検出部１１において電圧検出
のタイミングをデッドタイムに合わせる必要のない制御
方法について説明する。図７は電圧検出のタイミングを
デッドタイムに合わせる必要のない制御方法を説明する
波形図である。まず、コイル３に流れる電流が負方向か
ら正方向に変化する場合について説明する。
【００６２】図７の（ａ）は電流が正方向で変化しない
ときの、例えばｕ相のスイッチング素子６ｕのオン指令
期間（ハイ期間）をＴａにて表した場合の実際の端子電
圧を示す。図７の（ｂ）は電流が負方向で変化しないと
きのスイッチング素子６ｕのオン指令期間が同様にＴａ
の場合の実際の端子電圧の期間Ｔｂを示す。図７の
（ｃ）は電流が負方向から正方向に変化するときのスイ
ッチング素子６ｕのオン指令期間がＴａの場合の実際の
端子電圧を示す。図７に示すように、（ｂ）に示した電
流が負方向の場合における端子電圧のオン期間Ｔｂは
（ａ）のオン指令期間Ｔaよりもデッドタイム期間Ｚの
２回分だけ長く、Ｔｂ＝Ｔａ＋２Ｚとなる。また、
（ｃ）に示した電流が負方向から正方向に変化する場合
の端子電圧のオン期間Ｔｃは（ａ）のオン指令期間Ｔa
よりもデッドタイム期間Ｚの１回分だけ長く、Ｔｃ＝Ｔ
ａ＋Ｚとなる。
ときの、例えばｕ相のスイッチング素子６ｕのオン指令
期間（ハイ期間）をＴａにて表した場合の実際の端子電
圧を示す。図７の（ｂ）は電流が負方向で変化しないと
きのスイッチング素子６ｕのオン指令期間が同様にＴａ
の場合の実際の端子電圧の期間Ｔｂを示す。図７の
（ｃ）は電流が負方向から正方向に変化するときのスイ
ッチング素子６ｕのオン指令期間がＴａの場合の実際の
端子電圧を示す。図７に示すように、（ｂ）に示した電
流が負方向の場合における端子電圧のオン期間Ｔｂは
（ａ）のオン指令期間Ｔaよりもデッドタイム期間Ｚの
２回分だけ長く、Ｔｂ＝Ｔａ＋２Ｚとなる。また、
（ｃ）に示した電流が負方向から正方向に変化する場合
の端子電圧のオン期間Ｔｃは（ａ）のオン指令期間Ｔa
よりもデッドタイム期間Ｚの１回分だけ長く、Ｔｃ＝Ｔ
ａ＋Ｚとなる。
【００６３】図７の（ｄ）は電流変化を判断する参照期
間Ｔｄを示す。この参照期間Ｔｄは、電流符号検出手段
１１において、デッドタイム期間Ｚよりも短い時間Ｙと
可変するオン指令期間Ｔａとを用いて、Ｔｄ＝Ｔａ＋Ｚ
＋Ｙの演算により求められる。このように、参照期間Ｔ
ｄはスイッチング素子変調回路９から出力されたオン指
令期間Ｔａに基づき電流符号変化検出部１１により作成
される。参照期間Ｔｄと電圧出力回路１０から実際に出
力された端子電圧のハイ期間Ｔreとを比較する。電流符
号変化検出部１１は、Ｔre＞Ｔｄの状態から、Ｔre≦Ｔ
ｄの状態に変化した場合に電流の符号が負方向から正方
向に変化した判断して、符号の変化を検出する。このよ
うな参照期間Ｔｄの設定は電流が負方向から正方向に変
化する場合に特に有効である。
間Ｔｄを示す。この参照期間Ｔｄは、電流符号検出手段
１１において、デッドタイム期間Ｚよりも短い時間Ｙと
可変するオン指令期間Ｔａとを用いて、Ｔｄ＝Ｔａ＋Ｚ
＋Ｙの演算により求められる。このように、参照期間Ｔ
ｄはスイッチング素子変調回路９から出力されたオン指
令期間Ｔａに基づき電流符号変化検出部１１により作成
される。参照期間Ｔｄと電圧出力回路１０から実際に出
力された端子電圧のハイ期間Ｔreとを比較する。電流符
号変化検出部１１は、Ｔre＞Ｔｄの状態から、Ｔre≦Ｔ
ｄの状態に変化した場合に電流の符号が負方向から正方
向に変化した判断して、符号の変化を検出する。このよ
うな参照期間Ｔｄの設定は電流が負方向から正方向に変
化する場合に特に有効である。
【００６４】一方、電流が正方向から負方向に変化する
場合について説明する。電流が正方向でハイ期間がＴre
＝Ｔａとなっている状態から電流が負方向に変化する場
合、参照期間をＴｄ＝Ｔａ＋Ｙと設定することにより、
電流が正方向から負方向に変化した場合を素早く検出で
きる。また、参照期間Ｔｄを一つの設定値としてＴｄ＝
Ｔａ＋Ｚと設定すると、電流符号検出まで１サイクル遅
れる場合があるが、電流符号が変化したことは検出でき
る。
場合について説明する。電流が正方向でハイ期間がＴre
＝Ｔａとなっている状態から電流が負方向に変化する場
合、参照期間をＴｄ＝Ｔａ＋Ｙと設定することにより、
電流が正方向から負方向に変化した場合を素早く検出で
きる。また、参照期間Ｔｄを一つの設定値としてＴｄ＝
Ｔａ＋Ｚと設定すると、電流符号検出まで１サイクル遅
れる場合があるが、電流符号が変化したことは検出でき
る。
【００６５】図７の（ｅ）は小さい正方向の電流が流れ
た場合の実際の端子電圧Ｖｕの電圧波形を示す。スイッ
チング素子の特性により電流の符号が変化する前であっ
ても電流が小さい場合は実際に印加される電圧変化は遅
くなる。このため、コンピュータで電圧を検出する場合
の比較器の設定値は、図７の（ｅ）に示すように、電圧
が零から正方向に変化する場合は低く設定し、正方向か
ら零に変化する場合は高く設定する。このように比較器
を設定することにより、電流の符号変化の検出精度が高
くなる。なお、電流符号変化検出部１１は、端子電圧の
検出値を用いて電流符号変化を検出する他の方法を用い
ても同様の効果を有する。
た場合の実際の端子電圧Ｖｕの電圧波形を示す。スイッ
チング素子の特性により電流の符号が変化する前であっ
ても電流が小さい場合は実際に印加される電圧変化は遅
くなる。このため、コンピュータで電圧を検出する場合
の比較器の設定値は、図７の（ｅ）に示すように、電圧
が零から正方向に変化する場合は低く設定し、正方向か
ら零に変化する場合は高く設定する。このように比較器
を設定することにより、電流の符号変化の検出精度が高
くなる。なお、電流符号変化検出部１１は、端子電圧の
検出値を用いて電流符号変化を検出する他の方法を用い
ても同様の効果を有する。
【００６６】実施例１の電流符号変化検出部１１は、常
に電流の零クロスを検出しているわけではなく、デッド
タイム期間においてのみ電流符号変化を検出している。
このため、ロータ２の回転速度が大きく、スイッチング
回数が少なく、デッドタイムの回数が少ない場合には、
電流が零クロスする場合の検出誤差が大きくなる。なぜ
なら、ＰＷＭ半周期の内のどの時点で実際に電流が零ク
ロスしたかを検出できない。この結果、最大ＰＷＭ半周
期間にロータ２が回転する角度だけ角度誤差が発生す
る。従って、ＰＷＭ周波数を高くすることにより、角度
誤差を小さくすることができる。しかし、スイッチング
回数に比例する漏れ電流などの問題によりＰＷＭ周波数
の上限が限定されるという問題がある。
に電流の零クロスを検出しているわけではなく、デッド
タイム期間においてのみ電流符号変化を検出している。
このため、ロータ２の回転速度が大きく、スイッチング
回数が少なく、デッドタイムの回数が少ない場合には、
電流が零クロスする場合の検出誤差が大きくなる。なぜ
なら、ＰＷＭ半周期の内のどの時点で実際に電流が零ク
ロスしたかを検出できない。この結果、最大ＰＷＭ半周
期間にロータ２が回転する角度だけ角度誤差が発生す
る。従って、ＰＷＭ周波数を高くすることにより、角度
誤差を小さくすることができる。しかし、スイッチング
回数に比例する漏れ電流などの問題によりＰＷＭ周波数
の上限が限定されるという問題がある。
【００６７】そこで、上記問題を解決するために、別の
実施例としてスイッチング素子変調回路は、電流の符号
が次に変化する相のみの上側スイッチング素子と下側ス
イッチング素子の導通・遮断のスイッチング回数を他の
相のスイッチング素子の導通・遮断のスイッチング回数
よりも多く設定する。図８はスイッチング素子変調回路
９からの各相のＰＷＭスイッチング指令のスイッチング
信号を示す波形図である。図８の（ａ）はｕ相の上側ス
イッチング素子のスイッチング信号である。図８の
（ｂ）はｖ相の上側スイッチング素子のスイッチング信
号である。図８の（ｃ）はｗ相のスイッチング素子のス
イッチング信号である。
実施例としてスイッチング素子変調回路は、電流の符号
が次に変化する相のみの上側スイッチング素子と下側ス
イッチング素子の導通・遮断のスイッチング回数を他の
相のスイッチング素子の導通・遮断のスイッチング回数
よりも多く設定する。図８はスイッチング素子変調回路
９からの各相のＰＷＭスイッチング指令のスイッチング
信号を示す波形図である。図８の（ａ）はｕ相の上側ス
イッチング素子のスイッチング信号である。図８の
（ｂ）はｖ相の上側スイッチング素子のスイッチング信
号である。図８の（ｃ）はｗ相のスイッチング素子のス
イッチング信号である。
【００６８】図８の（ｄ）は回転方向が一定のときのｕ
相、ｖ相、及びｗ相の電流波形図である。回転方向が一
定である場合には図８の（ｄ）に示すように、ｕ相、ｖ
相、及びｗ相の電流が零クロスする順番は決まってい
る。そこで、図８の（ｄ）に示すように、ｕ相電流の零
クロスが検出された後、次にｗ相の電流が零クロスする
期間Ｔでは、図８の（ｃ）に示すようにｗ相のスイッチ
ング回数を図８の（ａ）のｕ相及び図８の（ｂ）のｖ相
の２倍としている。このように、特定の相のスイッチン
グ回数を多くすることによって、電流の零クロスを検出
する角度精度が高くなる。スイッチング素子変調回路９
は、ｗ相の電流の零クロスが検出されると、ｗ相のスイ
ッチング周波数を元に戻し、次に電流が零クロスするｖ
相のスイッチング周波数のみを２倍とする。このよう
に、特定の相のスイッチング周波数のみを２倍にする場
合は、３相全ての相を２倍のＰＷＭ周波数にする場合に
比べてスイッチング回数が少なくなる。この結果、漏れ
電流の増加が少なく、電流の零クロス検出時の角度精度
が高くなる。
相、ｖ相、及びｗ相の電流波形図である。回転方向が一
定である場合には図８の（ｄ）に示すように、ｕ相、ｖ
相、及びｗ相の電流が零クロスする順番は決まってい
る。そこで、図８の（ｄ）に示すように、ｕ相電流の零
クロスが検出された後、次にｗ相の電流が零クロスする
期間Ｔでは、図８の（ｃ）に示すようにｗ相のスイッチ
ング回数を図８の（ａ）のｕ相及び図８の（ｂ）のｖ相
の２倍としている。このように、特定の相のスイッチン
グ回数を多くすることによって、電流の零クロスを検出
する角度精度が高くなる。スイッチング素子変調回路９
は、ｗ相の電流の零クロスが検出されると、ｗ相のスイ
ッチング周波数を元に戻し、次に電流が零クロスするｖ
相のスイッチング周波数のみを２倍とする。このよう
に、特定の相のスイッチング周波数のみを２倍にする場
合は、３相全ての相を２倍のＰＷＭ周波数にする場合に
比べてスイッチング回数が少なくなる。この結果、漏れ
電流の増加が少なく、電流の零クロス検出時の角度精度
が高くなる。
【００６９】なお、式（３）及び式（４）の角度から容
易に予想できる電流が、零近傍になる図７の（ｄ）に示
したＴshort期間のみにおいて、スイッチング周波数を
２倍としても良い。また、実施例１の制御装置は、磁石
が配設されたロータ２を有するモータ（永久磁石付き同
期電動機：ＰＭＳＭ）を用いて説明した。しかし、本発
明の制御装置は、磁石が設けられていないシンクロナス
リラクタンスモータ（SynRM）や誘導電動機に対しても
実施例１の制御装置と同様に制御できる。例えば誘導電
動機の場合は、電圧指令部２０が前回の電圧指令値を第
１の印加電圧制御回路１４に入力する。そして、第１の
印加電圧制御回路１４は式（１）で求められた位相誤差
φcに基づき電圧指令部２０からの印加電圧の振幅を変
更する。（ＰＭＳＭでは６０度移動時間（電圧周波数）
を変化させるが誘導電動機の場合は電圧周波数を変化さ
せない。）そして、スイッチング素子変調回路９は相電
圧を三角波と比較し、スイッチング素子を制御して誘導
電動機を制御する。従って、この場合にも、電流符号変
化検出部１１から出力された電流符号の変化タイミング
と印加電圧との位相差に基づいて電圧制御を実施するこ
とが可能である。
易に予想できる電流が、零近傍になる図７の（ｄ）に示
したＴshort期間のみにおいて、スイッチング周波数を
２倍としても良い。また、実施例１の制御装置は、磁石
が配設されたロータ２を有するモータ（永久磁石付き同
期電動機：ＰＭＳＭ）を用いて説明した。しかし、本発
明の制御装置は、磁石が設けられていないシンクロナス
リラクタンスモータ（SynRM）や誘導電動機に対しても
実施例１の制御装置と同様に制御できる。例えば誘導電
動機の場合は、電圧指令部２０が前回の電圧指令値を第
１の印加電圧制御回路１４に入力する。そして、第１の
印加電圧制御回路１４は式（１）で求められた位相誤差
φcに基づき電圧指令部２０からの印加電圧の振幅を変
更する。（ＰＭＳＭでは６０度移動時間（電圧周波数）
を変化させるが誘導電動機の場合は電圧周波数を変化さ
せない。）そして、スイッチング素子変調回路９は相電
圧を三角波と比較し、スイッチング素子を制御して誘導
電動機を制御する。従って、この場合にも、電流符号変
化検出部１１から出力された電流符号の変化タイミング
と印加電圧との位相差に基づいて電圧制御を実施するこ
とが可能である。
【００７０】また、実施例１において説明した電流符号
検出手段１１は、電流の正負を検出できるため、公知の
デッドタイム補正を実施することも可能である。このデ
ッドタイム補正とは、図３の（ｃ）、（ｄ）、及び
（ｅ）に示したように、電流が正の場合は電流が負の場
合より正方向の実際の印加電圧は少なくなる。そこで、
電流符号検出手段１１から出力された電流の符号に応じ
て相印加電圧指令値（Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*）の値を下記式
（１１）、（１２）のように補正電圧Ｖαを加減算して
電圧が補正される。なお、下記式（１１）及び式（１
２）は、ｕ相の電流の符号が正又は負により、相印加電
圧指令値（Ｖu*）がどのように補正されるかを示してい
る。
検出手段１１は、電流の正負を検出できるため、公知の
デッドタイム補正を実施することも可能である。このデ
ッドタイム補正とは、図３の（ｃ）、（ｄ）、及び
（ｅ）に示したように、電流が正の場合は電流が負の場
合より正方向の実際の印加電圧は少なくなる。そこで、
電流符号検出手段１１から出力された電流の符号に応じ
て相印加電圧指令値（Ｖu*、Ｖv*、Ｖw*）の値を下記式
（１１）、（１２）のように補正電圧Ｖαを加減算して
電圧が補正される。なお、下記式（１１）及び式（１
２）は、ｕ相の電流の符号が正又は負により、相印加電
圧指令値（Ｖu*）がどのように補正されるかを示してい
る。
【００７１】
【数１１】
【００７２】
【数１２】
【００７３】式（１１）及び式（１２）は３相の内の１
相のみのデッドタイム補正を示している。実際には３相
分の補正が実施される。以上のようにデッドタイム補正
を行うことにより、電流歪みを少なくすることが可能で
あり、さらなる振動低減が可能となる。
相のみのデッドタイム補正を示している。実際には３相
分の補正が実施される。以上のようにデッドタイム補正
を行うことにより、電流歪みを少なくすることが可能で
あり、さらなる振動低減が可能となる。
【００７４】実施例１のモータの制御装置においては、
デッドタイム時の端子電圧を検出することにより、電流
の零クロスのタイミングを検知している。そして、電流
の零クロスと指令電圧の零クロスとの位相差が設定値と
なるように、インバータ４に対する印加電圧（電圧振幅
・周波数）を制御する。このように、実施例１のモータ
の制御装置は、端子電圧の検出のみにより、低振動で高
効率な正弦波電圧駆動を実現している。
デッドタイム時の端子電圧を検出することにより、電流
の零クロスのタイミングを検知している。そして、電流
の零クロスと指令電圧の零クロスとの位相差が設定値と
なるように、インバータ４に対する印加電圧（電圧振幅
・周波数）を制御する。このように、実施例１のモータ
の制御装置は、端子電圧の検出のみにより、低振動で高
効率な正弦波電圧駆動を実現している。
【００７５】《実施例２》次に、本発明に係るモータの
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例２について説明する。実施例２の制御装置において
は、デッドタイム時に端子電圧を検出することにより電
流の零クロスのタイミングを検出する。その電流の零ク
ロス時にスイッチングを遮断して誘起電圧を検出する。
そして、検出された誘起電圧に基づいて印加電圧（電圧
振幅・電圧周波数）を制御する。従って、実施例２のモ
ータの制御装置は、電流の零クロス時に遮断するよう構
成されているため、遮断期間が短く低振動で高効率な広
角通電駆動が実現できる。以下、実施例２の制御装置に
おける制御方法について図を用いて説明する。
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例２について説明する。実施例２の制御装置において
は、デッドタイム時に端子電圧を検出することにより電
流の零クロスのタイミングを検出する。その電流の零ク
ロス時にスイッチングを遮断して誘起電圧を検出する。
そして、検出された誘起電圧に基づいて印加電圧（電圧
振幅・電圧周波数）を制御する。従って、実施例２のモ
ータの制御装置は、電流の零クロス時に遮断するよう構
成されているため、遮断期間が短く低振動で高効率な広
角通電駆動が実現できる。以下、実施例２の制御装置に
おける制御方法について図を用いて説明する。
【００７６】図９はモータとその制御装置を有するモー
タユニットの構成を示すブロック図である。実施例２に
おいて、前述の実施例１における構成と同じものには図
９において同一符号を付して説明は省略する。なお、実
施例２の制御装置における処理の順番を図９に〜の
番号により示す。モータ１はステータ（図示せず）とロ
ータ２とを有しており、各ステータには相電流が流れる
コイル３（３ｕ、３ｖ、３ｗ）が巻回されている。イン
バータ４は、直流電源５と、三相ブリッジに構成された
上側スイッチング素子群６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と、下
側スイッチング素子群７（７ｕ、７ｗ、７ｗ）と、各ス
イッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗに
逆方向で並列に接続されたダイオード８ｕｕ、８ｖｕ、
８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けられている。上
側スイッチング素子群６と下側スイッチング素子群７
は、スイッチング素子変調回路９に接続されて制御され
る。また、実施例２のモータの制御装置には、電圧出力
回路１０、電流符号変化検出部１１、誘起電圧検出手段
である誘起電圧検出回路１３、第２の印加電圧制御手段
である第２の印加電圧制御回路１６、電圧指令部２０、
及び第１の遮断期間指令手段である第１の遮断期間指令
部２６が設けられている。
タユニットの構成を示すブロック図である。実施例２に
おいて、前述の実施例１における構成と同じものには図
９において同一符号を付して説明は省略する。なお、実
施例２の制御装置における処理の順番を図９に〜の
番号により示す。モータ１はステータ（図示せず）とロ
ータ２とを有しており、各ステータには相電流が流れる
コイル３（３ｕ、３ｖ、３ｗ）が巻回されている。イン
バータ４は、直流電源５と、三相ブリッジに構成された
上側スイッチング素子群６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と、下
側スイッチング素子群７（７ｕ、７ｗ、７ｗ）と、各ス
イッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗに
逆方向で並列に接続されたダイオード８ｕｕ、８ｖｕ、
８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けられている。上
側スイッチング素子群６と下側スイッチング素子群７
は、スイッチング素子変調回路９に接続されて制御され
る。また、実施例２のモータの制御装置には、電圧出力
回路１０、電流符号変化検出部１１、誘起電圧検出手段
である誘起電圧検出回路１３、第２の印加電圧制御手段
である第２の印加電圧制御回路１６、電圧指令部２０、
及び第１の遮断期間指令手段である第１の遮断期間指令
部２６が設けられている。
【００７７】以下、実施例２のモータの制御装置におけ
る動作について、ｕ相を例にとり説明する。実施例２に
おける電流符号変化検出部１１は、前述の実施例１と同
様にデッドタイム期間のタイミングに同期（）して電
圧出力回路１０から端子電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を検
出する。検出された端子電圧が変化したとき、相電流の
零クロスと判断し、電流符号変化検出部１１が電流変化
信号を出力（）する。電流符号変化検出部１１がｕ相
電流の電流変化信号を出力した瞬間は、ｕ相電流が０近
傍となり非常に小さくなっている。
る動作について、ｕ相を例にとり説明する。実施例２に
おける電流符号変化検出部１１は、前述の実施例１と同
様にデッドタイム期間のタイミングに同期（）して電
圧出力回路１０から端子電圧（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を検
出する。検出された端子電圧が変化したとき、相電流の
零クロスと判断し、電流符号変化検出部１１が電流変化
信号を出力（）する。電流符号変化検出部１１がｕ相
電流の電流変化信号を出力した瞬間は、ｕ相電流が０近
傍となり非常に小さくなっている。
【００７８】そこで、電流変化信号が出力されたとき、
第２の印加電圧制御回路１６は第１の遮断期間指令部２
６において設定された遮断制御期間に基づき、ｕ相の上
側スイッチング素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕを
ＰＷＭ３周期程度の期間だけ連続してスイッチング動作
を禁止する遮断制御信号をスイッチング素子変調回路９
へ出力（）する。遮断制御信号が入力されたスイッチ
ング素子変調回路９は、該当するスイッチング素子を遮
断する。このようにＰＷＭ３周期程度の期間だけ遮断す
る場合、遮断制御期間の最初のＰＷＭ２周期までにｕ相
電流を零に戻す。そして、次のＰＷＭ周期の期間におい
て、誘起電圧検出回路１３は電圧出力回路１０の電圧を
以下のタイミングによって読み取ることによりｕ相の誘
起電圧Ｖｕを検出する。
第２の印加電圧制御回路１６は第１の遮断期間指令部２
６において設定された遮断制御期間に基づき、ｕ相の上
側スイッチング素子６ｕと下側スイッチング素子７ｕを
ＰＷＭ３周期程度の期間だけ連続してスイッチング動作
を禁止する遮断制御信号をスイッチング素子変調回路９
へ出力（）する。遮断制御信号が入力されたスイッチ
ング素子変調回路９は、該当するスイッチング素子を遮
断する。このようにＰＷＭ３周期程度の期間だけ遮断す
る場合、遮断制御期間の最初のＰＷＭ２周期までにｕ相
電流を零に戻す。そして、次のＰＷＭ周期の期間におい
て、誘起電圧検出回路１３は電圧出力回路１０の電圧を
以下のタイミングによって読み取ることによりｕ相の誘
起電圧Ｖｕを検出する。
【００７９】誘起電圧の検出はｖ相の上側スイッチング
素子６ｖとｗ相の下側スイッチング素子７ｗが導通して
いる場合、あるいはｗ相の上側スイッチング素子６ｗと
ｖ相の下側スイッチング素子７ｖが導通している場合に
出力される。このため、誘起電圧検出回路１３はスイッ
チング素子変調回路９と連動（）して誘起電圧を検出
する。検出された誘起電圧は、第２の印加電圧制御回路
１６に入力（）される。モータ極数が４極、回転数が
３０００r／min、三角波周波数が１５ｋＨzの場合、Ｐ
ＷＭを３周期遮断することは、遮断期間が７度となり１
８０度期間中１７３度の通電となる。
素子６ｖとｗ相の下側スイッチング素子７ｗが導通して
いる場合、あるいはｗ相の上側スイッチング素子６ｗと
ｖ相の下側スイッチング素子７ｖが導通している場合に
出力される。このため、誘起電圧検出回路１３はスイッ
チング素子変調回路９と連動（）して誘起電圧を検出
する。検出された誘起電圧は、第２の印加電圧制御回路
１６に入力（）される。モータ極数が４極、回転数が
３０００r／min、三角波周波数が１５ｋＨzの場合、Ｐ
ＷＭを３周期遮断することは、遮断期間が７度となり１
８０度期間中１７３度の通電となる。
【００８０】次に、実施例２におけるモータ制御の方法
について説明する。前述の実施例１で説明したように、
表面磁石形ロータの場合、相電流は検出された誘起電圧
の位相と実質的に一致するよう制御される。図１０は相
電流と相誘起電圧の波形を示す図である。図１０に示す
ように、ｕ相電流が負方向から正方向に変化するタイミ
ングで検出した誘起電圧が電源電圧Ｅの１／２より小さ
い場合は電流位相が誘起電圧に対して進んでいることを
示している。この場合は電圧印加を遅らせて相電流が誘
起電圧に一致するよう制御を行う必要がある。また、相
電流が正方向から負方向に変化するタイミングで誘起電
圧が電源電圧Ｅの１／２より大きい場合も電流位相が誘
起電圧に対して進んでいる。このため、電圧印加を遅ら
せて（周波数を小さくする）、相電流は誘起電圧と一致
するよう制御される。逆に、相電流が負方向から正方向
に変化するタイミングで誘起電圧が電源電圧Ｅの１／２
より大きい場合や、相電流が正方向から負方向に変化す
るタイミングで誘起電圧が電源電圧Ｅの１／２より小さ
い場合には、相電流が誘起電圧に対して遅れている。こ
のため、電圧印加を進める（周波数を大きくする）制御
を行う。
について説明する。前述の実施例１で説明したように、
表面磁石形ロータの場合、相電流は検出された誘起電圧
の位相と実質的に一致するよう制御される。図１０は相
電流と相誘起電圧の波形を示す図である。図１０に示す
ように、ｕ相電流が負方向から正方向に変化するタイミ
ングで検出した誘起電圧が電源電圧Ｅの１／２より小さ
い場合は電流位相が誘起電圧に対して進んでいることを
示している。この場合は電圧印加を遅らせて相電流が誘
起電圧に一致するよう制御を行う必要がある。また、相
電流が正方向から負方向に変化するタイミングで誘起電
圧が電源電圧Ｅの１／２より大きい場合も電流位相が誘
起電圧に対して進んでいる。このため、電圧印加を遅ら
せて（周波数を小さくする）、相電流は誘起電圧と一致
するよう制御される。逆に、相電流が負方向から正方向
に変化するタイミングで誘起電圧が電源電圧Ｅの１／２
より大きい場合や、相電流が正方向から負方向に変化す
るタイミングで誘起電圧が電源電圧Ｅの１／２より小さ
い場合には、相電流が誘起電圧に対して遅れている。こ
のため、電圧印加を進める（周波数を大きくする）制御
を行う。
【００８１】以上のように電圧印加を制御することによ
り、第２の印加電圧制御回路１６は誘起電圧検出回路１
３により検出された誘起電圧に応じて、以下に述べる６
０度移動時間補正を行う。誘起電圧検出回路１３は、誘
起電圧をアナログ電圧として検出する。検出された誘起
電圧とＥ／２との差をｅbemfとし、1000[r/min]におけ
る相誘起電圧の実効値をｅr[Ｖ]、現在の回転数をω[r/
min]とすると誘起電圧を基準とした場合の電流位相の位
相ずれ量φbcは、次式（１３）により算出される。
り、第２の印加電圧制御回路１６は誘起電圧検出回路１
３により検出された誘起電圧に応じて、以下に述べる６
０度移動時間補正を行う。誘起電圧検出回路１３は、誘
起電圧をアナログ電圧として検出する。検出された誘起
電圧とＥ／２との差をｅbemfとし、1000[r/min]におけ
る相誘起電圧の実効値をｅr[Ｖ]、現在の回転数をω[r/
min]とすると誘起電圧を基準とした場合の電流位相の位
相ずれ量φbcは、次式（１３）により算出される。
【００８２】
【数１３】
【００８３】式（１３）において、電流が正方向から負
方向に変化したときＫ３＝−１であり、電流が負方向か
ら正方向に変化したときＫ３＝１である。
方向に変化したときＫ３＝−１であり、電流が負方向か
ら正方向に変化したときＫ３＝１である。
【００８４】次に、電気角６０度通過する間の時間をＴ
θ６０deg（n）とすると、６０度移動時間の補正は次式
（１４）により行われる。
θ６０deg（n）とすると、６０度移動時間の補正は次式
（１４）により行われる。
【００８５】
【数１４】
【００８６】式（１４）において、Ｋ５は６０度移動時
間の補正ゲインであり、Ｋ５＝0.05〜0.5程度の値を用
いる。相電流の位相が誘起電圧の位相より進んでいる場
合には印加する電圧の６０度移動時間を遅くする。印加
電圧の周波数を変化させることにより、６０度移動時間
を変化させることができ、誘起電圧と電流の位相が一致
するよう印加電圧を制御することができる。
間の補正ゲインであり、Ｋ５＝0.05〜0.5程度の値を用
いる。相電流の位相が誘起電圧の位相より進んでいる場
合には印加する電圧の６０度移動時間を遅くする。印加
電圧の周波数を変化させることにより、６０度移動時間
を変化させることができ、誘起電圧と電流の位相が一致
するよう印加電圧を制御することができる。
【００８７】次に、前述の実施例１と同様に式（３）及
び式（４）を用いて、ＰＷＭ周期毎の角度を作成する。
また、実施例１と同様に電圧指令部２０は、電圧指令値
Ｖamp、電圧進み角αを第２の印加電圧制御回路１６に
出力する。このとき、モータ１が表面磁石形同期電動機
（ＳＰＭ）の場合は電圧進み角がα＝０として入力され
る。第２の印加電圧制御回路１６は入力された電圧指令
値Ｖampと算出された推定角度θ（n）を用いて式
（５）、式（６）、及び式（７）から３相分の正弦波指
令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、及びＶｗ*を求めスイッチング素
子変調回路９に入力する。そして、第２の印加電圧制御
回路１６から導通制御信号が出力されている期間、スイ
ッチング素子変調回路９は対応する相のＰＷＭスイッチ
ングを実施する。即ち、スイッチング素子変調回路９は
正弦波指令電圧と三角波とを比較する三角波比較ＰＷＭ
方式を行い、ＰＷＭスイッチング指令を出力する。さら
に、スイッチング素子変調回路９は、デッドタイムを含
むＰＷＭスイッチング指令の導通・遮断信号をスイッチ
ング素子群６、７の各スイッチング素子に印加して、モ
ータ１のコイル３に実際に電圧が印加される。
び式（４）を用いて、ＰＷＭ周期毎の角度を作成する。
また、実施例１と同様に電圧指令部２０は、電圧指令値
Ｖamp、電圧進み角αを第２の印加電圧制御回路１６に
出力する。このとき、モータ１が表面磁石形同期電動機
（ＳＰＭ）の場合は電圧進み角がα＝０として入力され
る。第２の印加電圧制御回路１６は入力された電圧指令
値Ｖampと算出された推定角度θ（n）を用いて式
（５）、式（６）、及び式（７）から３相分の正弦波指
令電圧Ｖｕ*、Ｖｖ*、及びＶｗ*を求めスイッチング素
子変調回路９に入力する。そして、第２の印加電圧制御
回路１６から導通制御信号が出力されている期間、スイ
ッチング素子変調回路９は対応する相のＰＷＭスイッチ
ングを実施する。即ち、スイッチング素子変調回路９は
正弦波指令電圧と三角波とを比較する三角波比較ＰＷＭ
方式を行い、ＰＷＭスイッチング指令を出力する。さら
に、スイッチング素子変調回路９は、デッドタイムを含
むＰＷＭスイッチング指令の導通・遮断信号をスイッチ
ング素子群６、７の各スイッチング素子に印加して、モ
ータ１のコイル３に実際に電圧が印加される。
【００８８】以上、スイッチング素子のデッドタイム期
間中の電圧出力回路１０から検出された電圧に基づき、
特定の相の電流が零クロスしたことを電流符号変化検出
部１１により検知される。そして、第１の遮断期間指令
部２６により設定された期間だけ対応する相を連続して
遮断する。このように遮断することにより、電流が零と
なり、誘起電圧検出回路１３が誘起電圧を検出できる状
態となる。第２の印加電圧制御回路１６は、検出された
誘起電圧値を用いて６０度移動時間を制御する。
間中の電圧出力回路１０から検出された電圧に基づき、
特定の相の電流が零クロスしたことを電流符号変化検出
部１１により検知される。そして、第１の遮断期間指令
部２６により設定された期間だけ対応する相を連続して
遮断する。このように遮断することにより、電流が零と
なり、誘起電圧検出回路１３が誘起電圧を検出できる状
態となる。第２の印加電圧制御回路１６は、検出された
誘起電圧値を用いて６０度移動時間を制御する。
【００８９】以上のように構成され、動作する実施例２
のモータの制御装置により、電流が零になる期間を短か
くして通電することが可能となり、電流センサを用いず
に低コストで低振動・高効率な広角通電駆動が実現でき
る。なお、実施例２において、第１の遮断期間指令部２
６が遮断制御期間を与えると言うことは通電制御期間を
与えることと同意であることは言うまでもない。なお、
磁石をロータ２に埋め込んだモータ（以下、ＩＰＭと略
称）の例においては、電流の位相が誘起電圧の位相に対
して若干遅れた方がモータ効率が高いことが良く知られ
ている。そこで、ＩＰＭの場合、電流位相の位相ずれ量
φbcは、回転数やトルクに基づいて電圧指令部２０から
出力された電圧進み角α（α＜０）に応じて算出され
る。この場合、ある程度電流の位相が遅れるように、第
２の印加電圧制御回路１６は前述の式（１３）の代わり
にオフセット位相βosを導入した次式（１５）により位
相ずれ量φbcを演算する。
のモータの制御装置により、電流が零になる期間を短か
くして通電することが可能となり、電流センサを用いず
に低コストで低振動・高効率な広角通電駆動が実現でき
る。なお、実施例２において、第１の遮断期間指令部２
６が遮断制御期間を与えると言うことは通電制御期間を
与えることと同意であることは言うまでもない。なお、
磁石をロータ２に埋め込んだモータ（以下、ＩＰＭと略
称）の例においては、電流の位相が誘起電圧の位相に対
して若干遅れた方がモータ効率が高いことが良く知られ
ている。そこで、ＩＰＭの場合、電流位相の位相ずれ量
φbcは、回転数やトルクに基づいて電圧指令部２０から
出力された電圧進み角α（α＜０）に応じて算出され
る。この場合、ある程度電流の位相が遅れるように、第
２の印加電圧制御回路１６は前述の式（１３）の代わり
にオフセット位相βosを導入した次式（１５）により位
相ずれ量φbcを演算する。
【００９０】
【数１５】
【００９１】式（１５）において、電流が正方向から負
方向に変化したとき、Ｋ６＝−１であり、一方、電流が
負方向から正方向に変化したとき、Ｋ６＝１である。
方向に変化したとき、Ｋ６＝−１であり、一方、電流が
負方向から正方向に変化したとき、Ｋ６＝１である。
【００９２】そして、式（１５）により算出された位相
ずれ量φbcの値を用いて、式（２）から式（７）の演算
をφc＝φbcと置き換えて実施例１と同様に行うことに
より効率の良いＩＰＭの制御が可能となる。なお、上記
実施例２においては、誘起電圧をアナログ電圧として検
出できる場合について説明したが、ロータ２の回転速度
変動が小さい場合には、誘起電圧検出回路１３が誘起電
圧の符号から判断できる電流の位相進みあるいは位相遅
れの信号のみを出力する。その場合、２値化した誘起電
圧情報を用いて第２の印加電圧制御回路１６は式（１
４）の代わりに次式（１６）を用いて同様に６０度移動
演算を行う。
ずれ量φbcの値を用いて、式（２）から式（７）の演算
をφc＝φbcと置き換えて実施例１と同様に行うことに
より効率の良いＩＰＭの制御が可能となる。なお、上記
実施例２においては、誘起電圧をアナログ電圧として検
出できる場合について説明したが、ロータ２の回転速度
変動が小さい場合には、誘起電圧検出回路１３が誘起電
圧の符号から判断できる電流の位相進みあるいは位相遅
れの信号のみを出力する。その場合、２値化した誘起電
圧情報を用いて第２の印加電圧制御回路１６は式（１
４）の代わりに次式（１６）を用いて同様に６０度移動
演算を行う。
【００９３】
【数１６】
【００９４】式（１６）において、電流が正方向から負
方向に変化したときＫ３＝−１であり、電流が負方向か
ら正方向に変化したときＫ３＝１である。また、電流が
正方向から負方向に変化する場合はＫ４＝−１、電流が
負方向から正方向に変化する場合はＫ４＝１である。Ｋ
５は６０度移動時間の補正ゲインであり、６０度の内
０.３度〜３度程度の補正を行う場合、Ｋ５＝0.005〜0.
05程度の値を用いる。式（１６）以降の動作について
は、前述の実施例１の動作と同様に行うことにより、実
施例２におけるモータ制御は実施例１と同様の効果を有
する。
方向に変化したときＫ３＝−１であり、電流が負方向か
ら正方向に変化したときＫ３＝１である。また、電流が
正方向から負方向に変化する場合はＫ４＝−１、電流が
負方向から正方向に変化する場合はＫ４＝１である。Ｋ
５は６０度移動時間の補正ゲインであり、６０度の内
０.３度〜３度程度の補正を行う場合、Ｋ５＝0.005〜0.
05程度の値を用いる。式（１６）以降の動作について
は、前述の実施例１の動作と同様に行うことにより、実
施例２におけるモータ制御は実施例１と同様の効果を有
する。
【００９５】《実施例３》次に、本発明に係るモータの
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例３について説明する。前述の実施例２の制御装置は
電流が零をクロスしてからスイッチング素子を遮断して
誘起電圧を検出するよう構成されていた。一方、実施例
３の制御装置においては、電流が流れている時にスイッ
チング素子を遮断することにより電流を零に戻すよう構
成されている。実施例３の制御装置は、誘起電圧を検出
した後、直ちにスイッチング動作を再開することによ
り、広角通電による低振動化・高効率化を実現するもの
である。以下、実施例３の制御装置における広角通電の
制御方法について説明する。
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例３について説明する。前述の実施例２の制御装置は
電流が零をクロスしてからスイッチング素子を遮断して
誘起電圧を検出するよう構成されていた。一方、実施例
３の制御装置においては、電流が流れている時にスイッ
チング素子を遮断することにより電流を零に戻すよう構
成されている。実施例３の制御装置は、誘起電圧を検出
した後、直ちにスイッチング動作を再開することによ
り、広角通電による低振動化・高効率化を実現するもの
である。以下、実施例３の制御装置における広角通電の
制御方法について説明する。
【００９６】図１１はモータとその制御装置を有するモ
ータユニットの構成を示すブロック図である。実施例３
において、前述の実施例１における構成と同じものには
図１１において同一符号を付して説明は省略する。な
お、実施例３の制御装置における処理の順番を図１１に
〜の番号により示す。前述の実施例１と同様に、実
施例３のモータ１はステータ（図示せず）とロータ２と
を有しており、各ステータには相電流が流れるコイル３
（３ｕ、３ｖ、３ｗ）が巻回されている。インバータ４
は、直流電源５と、三相ブリッジに構成された上側スイ
ッチング素子群６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と、下側スイッ
チング素子群７（７ｕ、７ｗ、７ｗ）と、各スイッチン
グ素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗに逆方向で
並列に接続されたダイオード８ｕｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、
８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けられている。上側スイッ
チング素子群６と下側スイッチング素子群７は、スイッ
チング素子変調回路９に接続されて制御される。また、
実施例３のモータの制御装置には、電圧出力回路１０、
電流零判断手段である電流零判断部１２、誘起電圧検出
回路１３ｂ、第３の印加電圧制御手段である第３の印加
電圧制御回路１７、及び電圧指令部２０が設けられてい
る。
ータユニットの構成を示すブロック図である。実施例３
において、前述の実施例１における構成と同じものには
図１１において同一符号を付して説明は省略する。な
お、実施例３の制御装置における処理の順番を図１１に
〜の番号により示す。前述の実施例１と同様に、実
施例３のモータ１はステータ（図示せず）とロータ２と
を有しており、各ステータには相電流が流れるコイル３
（３ｕ、３ｖ、３ｗ）が巻回されている。インバータ４
は、直流電源５と、三相ブリッジに構成された上側スイ
ッチング素子群６（６ｕ、６ｖ、６ｗ）と、下側スイッ
チング素子群７（７ｕ、７ｗ、７ｗ）と、各スイッチン
グ素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、７ｕ、７ｗ、７ｗに逆方向で
並列に接続されたダイオード８ｕｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、
８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けられている。上側スイッ
チング素子群６と下側スイッチング素子群７は、スイッ
チング素子変調回路９に接続されて制御される。また、
実施例３のモータの制御装置には、電圧出力回路１０、
電流零判断手段である電流零判断部１２、誘起電圧検出
回路１３ｂ、第３の印加電圧制御手段である第３の印加
電圧制御回路１７、及び電圧指令部２０が設けられてい
る。
【００９７】以下、実施例３のモータの制御装置におけ
る動作について説明する。まず、実施例３における電流
零判断の考え方について図１２と図１３を用いて説明す
る。図１２の（ａ）〜（ｆ）は、広角通電の場合の上側
スイッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗと下側スイッチング
素子７ｕ、７ｖ、７ｗの導通・遮断制御のタイミングを
示す図である。図１２において、スイッチング素子への
入力信号がハイレベルの期間のみスイッチング素子はス
イッチング許可状態となる。以下、従来の技術において
説明した場合と同様に、上側スイッチング素子６ｕ、６
ｖ、６ｗのみがＰＷＭスイッチングされる場合について
説明する。上側スイッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗはハ
イレベル期間においてＰＷＭスイッチングが実施される
（図示を省略）。このとき、下側スイッチング素子７
ｕ、７ｖ、７ｗはハイレベル期間において導通のままで
ある。このようなスイッチング素子の駆動制御は第３の
印加電圧制御回路１７からの導通・遮断制御信号に基づ
き行われる。上記のように、第３の印加電圧制御回路１
７から導通制御信号が出力されている場合、常にスイッ
チング素子が導通しているわけではない。即ち、第３の
印加電圧制御回路１７が導通制御信号をスイッチング素
子変調回路９に出力することは、スイッチング素子変調
回路９に対してある一定期間のスイッチング動作の許可
と禁止の制御信号を出力することを意味する。実際のＰ
ＷＭ周期でのスイッチング素子群６、７の導通・遮断動
作の制御はスイッチング素子変調回路９により行われ
る。実施例３において、各相の遮断制御のタイミングは
前述の実施例１、２と同様に６０度移動時間からコンピ
ュータのタイマを用いて出力する。図１２から明らかな
ように、例えば、ｗ相スイッチング素子６ｗの遮断
（Ａ：２５°）の後、電気角６０度通過時間後にスイッ
チング素子７ｖを遮断（Ｂ：８５°）する。
る動作について説明する。まず、実施例３における電流
零判断の考え方について図１２と図１３を用いて説明す
る。図１２の（ａ）〜（ｆ）は、広角通電の場合の上側
スイッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗと下側スイッチング
素子７ｕ、７ｖ、７ｗの導通・遮断制御のタイミングを
示す図である。図１２において、スイッチング素子への
入力信号がハイレベルの期間のみスイッチング素子はス
イッチング許可状態となる。以下、従来の技術において
説明した場合と同様に、上側スイッチング素子６ｕ、６
ｖ、６ｗのみがＰＷＭスイッチングされる場合について
説明する。上側スイッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗはハ
イレベル期間においてＰＷＭスイッチングが実施される
（図示を省略）。このとき、下側スイッチング素子７
ｕ、７ｖ、７ｗはハイレベル期間において導通のままで
ある。このようなスイッチング素子の駆動制御は第３の
印加電圧制御回路１７からの導通・遮断制御信号に基づ
き行われる。上記のように、第３の印加電圧制御回路１
７から導通制御信号が出力されている場合、常にスイッ
チング素子が導通しているわけではない。即ち、第３の
印加電圧制御回路１７が導通制御信号をスイッチング素
子変調回路９に出力することは、スイッチング素子変調
回路９に対してある一定期間のスイッチング動作の許可
と禁止の制御信号を出力することを意味する。実際のＰ
ＷＭ周期でのスイッチング素子群６、７の導通・遮断動
作の制御はスイッチング素子変調回路９により行われ
る。実施例３において、各相の遮断制御のタイミングは
前述の実施例１、２と同様に６０度移動時間からコンピ
ュータのタイマを用いて出力する。図１２から明らかな
ように、例えば、ｗ相スイッチング素子６ｗの遮断
（Ａ：２５°）の後、電気角６０度通過時間後にスイッ
チング素子７ｖを遮断（Ｂ：８５°）する。
【００９８】図１３はｗ相の上側スイッチング素子６ｗ
が遮断されたときの端子電圧を示す波形図である。図１
３の（ａ）はｗ相のスイッチング素子６ｗが遮断された
とき（図１２のＡ）のタイミング以降のｕ相の端子電圧
Ｖｕの電圧波形であり、図１３の（ｂ）はそのとき（図
１２のＡ）のタイミング以降のｖ相の端子電圧Ｖｖの電
圧波形である。図１３に示すように、Ａの遮断タイミン
グの直後において、上側スイッチング素子６ｕのみがＰ
ＷＭスイッチング動作を行い、下側スイッチング素子７
ｖは常に導通している。そのため、図１３の（ａ）に示
すように、端子電圧Ｖｕはスイッチング動作の遮断（オ
ン）・導通（オフ）に応じて、端子電圧はＥ[Ｖ]と０
[Ｖ]の間で変化する。図１３の（ｃ）はｗ相電流Ｉｗの
電流波形を示し、図１３の（ｄ）はｗ相の端子電圧Ｖｗ
の電圧波形を示す。図１３の（ｃ）のＰ１で示す点はｗ
相電流Ｉｗが正方向から零に戻ったときを表す。図１３
の（ｄ）のＰ０の点はｗ相の上側スイッチング素子６ｗ
が遮断された時点を示す。そしてＰ０からＰ１まで電流
がｗ相ダイオード８ｗｄを通過するためｗ相端子電圧Ｖ
ｗが０[Ｖ]であることを示している。従って、０Ｖ近傍
の基準値と端子電圧Ｖｗとを比較することにより、電流
が零になって誘起電圧が発生した時点Ｐ1を検出でき
る。図１３の（ｄ）に示すように、実施例３の制御装置
は後述するように誘起電圧を検出すると直ぐにスイッチ
ング動作を再開するよう構成されているため、誘起電圧
を示す信号は一つしか出力されていない。従来の制御装
置においては、図１３の（ｄ）に破線で示すように誘起
電圧を示す信号が連続して出力される。
が遮断されたときの端子電圧を示す波形図である。図１
３の（ａ）はｗ相のスイッチング素子６ｗが遮断された
とき（図１２のＡ）のタイミング以降のｕ相の端子電圧
Ｖｕの電圧波形であり、図１３の（ｂ）はそのとき（図
１２のＡ）のタイミング以降のｖ相の端子電圧Ｖｖの電
圧波形である。図１３に示すように、Ａの遮断タイミン
グの直後において、上側スイッチング素子６ｕのみがＰ
ＷＭスイッチング動作を行い、下側スイッチング素子７
ｖは常に導通している。そのため、図１３の（ａ）に示
すように、端子電圧Ｖｕはスイッチング動作の遮断（オ
ン）・導通（オフ）に応じて、端子電圧はＥ[Ｖ]と０
[Ｖ]の間で変化する。図１３の（ｃ）はｗ相電流Ｉｗの
電流波形を示し、図１３の（ｄ）はｗ相の端子電圧Ｖｗ
の電圧波形を示す。図１３の（ｃ）のＰ１で示す点はｗ
相電流Ｉｗが正方向から零に戻ったときを表す。図１３
の（ｄ）のＰ０の点はｗ相の上側スイッチング素子６ｗ
が遮断された時点を示す。そしてＰ０からＰ１まで電流
がｗ相ダイオード８ｗｄを通過するためｗ相端子電圧Ｖ
ｗが０[Ｖ]であることを示している。従って、０Ｖ近傍
の基準値と端子電圧Ｖｗとを比較することにより、電流
が零になって誘起電圧が発生した時点Ｐ1を検出でき
る。図１３の（ｄ）に示すように、実施例３の制御装置
は後述するように誘起電圧を検出すると直ぐにスイッチ
ング動作を再開するよう構成されているため、誘起電圧
を示す信号は一つしか出力されていない。従来の制御装
置においては、図１３の（ｄ）に破線で示すように誘起
電圧を示す信号が連続して出力される。
【００９９】次に、実施例３における電圧出力回路１
０、電流零判断部１２、及び誘起電圧検出回路１３ｂに
ついて図１４と図１５を用いて具体的に説明する。図１
４は実施例３における電圧出力回路１０と誘起電圧検出
回路１３ｂと電流零判断部１２の具体的な回路図であ
る。図１５は端子電圧波形と基準電圧の関係と、誘起電
圧検出のタイミングを説明する図である。図１４に示す
ように、電圧出力回路１０は抵抗３１、抵抗３２、バッ
ファ３３で構成される。電圧出力回路１０は、端子電圧
Ｖｗを抵抗３１と抵抗３２により分割した後、バッファ
３３を介して電圧Ｖｗ’を出力する。バッファ３３への
入力電源を＋ＶｓとGNDとし、電圧Ｖｗ’の中心値をＶ
ｓ／２となるよう分圧設定する。電流零判断部１２はコ
ンパレータ３４とこのコンパレータ３４の負入力側の基
準電圧を作成する抵抗３５、抵抗３６、及び抵抗３７と
から構成されている。この電流零判断部１２には、制御
電源３８と、下側スイッチング素子７ｕのスイッチング
信号が入力される。電流零判断部１２はバッファ３３を
介して出力された電圧Ｖｗ’と基準電圧とを比較して、
ハイレベル（Ｈ）又はロウレベル（Ｌ）の信号を出力す
る。
０、電流零判断部１２、及び誘起電圧検出回路１３ｂに
ついて図１４と図１５を用いて具体的に説明する。図１
４は実施例３における電圧出力回路１０と誘起電圧検出
回路１３ｂと電流零判断部１２の具体的な回路図であ
る。図１５は端子電圧波形と基準電圧の関係と、誘起電
圧検出のタイミングを説明する図である。図１４に示す
ように、電圧出力回路１０は抵抗３１、抵抗３２、バッ
ファ３３で構成される。電圧出力回路１０は、端子電圧
Ｖｗを抵抗３１と抵抗３２により分割した後、バッファ
３３を介して電圧Ｖｗ’を出力する。バッファ３３への
入力電源を＋ＶｓとGNDとし、電圧Ｖｗ’の中心値をＶ
ｓ／２となるよう分圧設定する。電流零判断部１２はコ
ンパレータ３４とこのコンパレータ３４の負入力側の基
準電圧を作成する抵抗３５、抵抗３６、及び抵抗３７と
から構成されている。この電流零判断部１２には、制御
電源３８と、下側スイッチング素子７ｕのスイッチング
信号が入力される。電流零判断部１２はバッファ３３を
介して出力された電圧Ｖｗ’と基準電圧とを比較して、
ハイレベル（Ｈ）又はロウレベル（Ｌ）の信号を出力す
る。
【０１００】図１５において、点Ｐ０は図１２のＡのタ
イミングに対応する。図１５の点Ｐ１はダイオード８ｗ
ｄを通過して電流が流れる期間が終了した時点を示す。
端子電圧の電圧波形において、点Ｐ１を通過した後、ｕ
相の上側スイッチング素子６ｕがオン（ｖ相の上側スイ
ッチング素子６ｖは常にオフ）の場合に誘起電圧が出力
される。以下の説明において、このように誘起電圧が出
力されるスイッチング状態のことを誘起電圧出力タイミ
ングと言う。図１５に示すように、電流が正方向から零
に変化する場合は、出力した誘起電圧に対する基準電圧
を基準電圧１のように低く設定する。このように基準電
圧を設定することにより、誘起電圧の大きさに係わら
ず、電流が零になって誘起電圧を検出できるタイミング
になったことを検出できる。例えば、図１５に示す基準
電圧２のように高い電圧に設定すると点Ｐ１を検出でき
ない状態となる。
イミングに対応する。図１５の点Ｐ１はダイオード８ｗ
ｄを通過して電流が流れる期間が終了した時点を示す。
端子電圧の電圧波形において、点Ｐ１を通過した後、ｕ
相の上側スイッチング素子６ｕがオン（ｖ相の上側スイ
ッチング素子６ｖは常にオフ）の場合に誘起電圧が出力
される。以下の説明において、このように誘起電圧が出
力されるスイッチング状態のことを誘起電圧出力タイミ
ングと言う。図１５に示すように、電流が正方向から零
に変化する場合は、出力した誘起電圧に対する基準電圧
を基準電圧１のように低く設定する。このように基準電
圧を設定することにより、誘起電圧の大きさに係わら
ず、電流が零になって誘起電圧を検出できるタイミング
になったことを検出できる。例えば、図１５に示す基準
電圧２のように高い電圧に設定すると点Ｐ１を検出でき
ない状態となる。
【０１０１】コンパレータ３４の出力信号は、図１５に
示す期間ＴLOなどでもロウレベルであるため、コンパレ
ータ３４の出力信号がロウレベルの期間はｗ相の電流が
常に零であることを示しているとは限らない。そこで、
この電流が零になるタイミングは、コンパレータ３４の
出力信号とともに、ある相の上側スイッチング素子と下
側スイッチング素子の遮断制御開始などの情報と連動し
て検出される。図１４に示すように、コンパレータ３４
の出力信号はコンピュータ４１に入力される。コンピュ
ータ内において、各スイッチング素子の遮断制御期間を
管理する第３の印加電圧制御回路１７の出力信号に基づ
き、電流が零となり誘起電圧が検出可能である信号が得
られる。ｗ相の電流が零になっても上側スイッチング素
子６ｕがオフである場合（誘起電圧の出力タイミングで
ない場合）は、上側スイッチング素子６ｕがオンになる
までコンパレータ３４はロウレベル（Ｌ）を出力し、電
流が零となる瞬間を正確に検出できない。しかし、誘起
電圧を検出できるポイントは検出することができるた
め、問題はない。
示す期間ＴLOなどでもロウレベルであるため、コンパレ
ータ３４の出力信号がロウレベルの期間はｗ相の電流が
常に零であることを示しているとは限らない。そこで、
この電流が零になるタイミングは、コンパレータ３４の
出力信号とともに、ある相の上側スイッチング素子と下
側スイッチング素子の遮断制御開始などの情報と連動し
て検出される。図１４に示すように、コンパレータ３４
の出力信号はコンピュータ４１に入力される。コンピュ
ータ内において、各スイッチング素子の遮断制御期間を
管理する第３の印加電圧制御回路１７の出力信号に基づ
き、電流が零となり誘起電圧が検出可能である信号が得
られる。ｗ相の電流が零になっても上側スイッチング素
子６ｕがオフである場合（誘起電圧の出力タイミングで
ない場合）は、上側スイッチング素子６ｕがオンになる
までコンパレータ３４はロウレベル（Ｌ）を出力し、電
流が零となる瞬間を正確に検出できない。しかし、誘起
電圧を検出できるポイントは検出することができるた
め、問題はない。
【０１０２】次に、図１４に示すように、電流零判断部
１２において下側スイッチング素子７ｕのスイッチング
信号を用いる理由について説明する。モータのロータ位
置により誘起電圧の大きさは変化する。そこで、電圧零
判断手段１２において電圧出力回路１０から出力された
電圧と比較するべき基準電圧は、電流が正方向から零に
変化するとき（図１５に示すＴ１開始時）などの場合は
図１５に示す基準電圧１のように低く設定する。一方、
電流が負方向から零に変化するとき（Ｔ４の開始時）な
どの場合は基準電圧２のように高く設定する。
１２において下側スイッチング素子７ｕのスイッチング
信号を用いる理由について説明する。モータのロータ位
置により誘起電圧の大きさは変化する。そこで、電圧零
判断手段１２において電圧出力回路１０から出力された
電圧と比較するべき基準電圧は、電流が正方向から零に
変化するとき（図１５に示すＴ１開始時）などの場合は
図１５に示す基準電圧１のように低く設定する。一方、
電流が負方向から零に変化するとき（Ｔ４の開始時）な
どの場合は基準電圧２のように高く設定する。
【０１０３】次に、基準電圧１と基準電圧２の作成方法
について図１４を用いて説明する。まず、制御電源３８
（Ｖs）には５Ｖが印加されている。ｗ相の基準電圧１
と基準電圧２を作成するために、下側スイッチング素子
７ｕのオン（５Ｖ）、オフ（０Ｖ）の制御信号を用い
る。コンピュータ内で作成されるスイッチング素子変調
回路９の信号がフォトカプラなどを通した後に用いられ
る。下側スイッチング素子７ｕのスイッチング信号は、
図１２の（ｄ）に示すように、Ｔ１期間（０°〜６０
°）ではロウレベル（Ｌ）、Ｔ４期間（１８０°〜２４
０°）ではハイレベル（Ｈ）となっている。このこと
は、従来の技術において説明した図２１の（ｄ）の場合
と同様である。抵抗３５、抵抗３６、及び抵抗３７の各
抵抗値が同じである場合には、Ｔ１期間では基準電圧１
はＶs／３となり、Ｔ４期間では基準電圧１は２Ｖs／３
となる。このため、出力された誘起電圧がＶs／２と大
きく異なる場合にも電流のダイオード通過が終了するＴ
１期間における時点Ｐ１、及びＴ４期間における時点Ｐ
４が検出できる。実施例３において、コンパレータ３４
の出力は一般的にオープンコレクタ出力であるため、そ
の出力端子に抵抗４２と制御電源４４が接続されてい
る。また、コンパレータ３９も同様に、その出力端子に
抵抗４３と制御電源４５が接続されている。
について図１４を用いて説明する。まず、制御電源３８
（Ｖs）には５Ｖが印加されている。ｗ相の基準電圧１
と基準電圧２を作成するために、下側スイッチング素子
７ｕのオン（５Ｖ）、オフ（０Ｖ）の制御信号を用い
る。コンピュータ内で作成されるスイッチング素子変調
回路９の信号がフォトカプラなどを通した後に用いられ
る。下側スイッチング素子７ｕのスイッチング信号は、
図１２の（ｄ）に示すように、Ｔ１期間（０°〜６０
°）ではロウレベル（Ｌ）、Ｔ４期間（１８０°〜２４
０°）ではハイレベル（Ｈ）となっている。このこと
は、従来の技術において説明した図２１の（ｄ）の場合
と同様である。抵抗３５、抵抗３６、及び抵抗３７の各
抵抗値が同じである場合には、Ｔ１期間では基準電圧１
はＶs／３となり、Ｔ４期間では基準電圧１は２Ｖs／３
となる。このため、出力された誘起電圧がＶs／２と大
きく異なる場合にも電流のダイオード通過が終了するＴ
１期間における時点Ｐ１、及びＴ４期間における時点Ｐ
４が検出できる。実施例３において、コンパレータ３４
の出力は一般的にオープンコレクタ出力であるため、そ
の出力端子に抵抗４２と制御電源４４が接続されてい
る。また、コンパレータ３９も同様に、その出力端子に
抵抗４３と制御電源４５が接続されている。
【０１０４】次に、実施例３における誘起電圧検出回路
１３ｂについて説明する。誘起電圧検出回路１３ｂは、
コンパレータ３９と、このコンパレータ３９に入力され
る基準電源４０とを有している。実施例３において、電
圧出力回路１０から出力された誘起電圧Ｖｗ’はＶs／
２を基準として変化するため、基準電源４０の電圧は図
１５に示す基準電圧３のようにＶs／２に設定される。
図１５の電圧波形において、前述の実施例２において説
明したように、点Ｐ１のとき、誘起電圧が基準電圧３
（Ｖs／２）よりも大きい場合は印加電圧の周波数が早
いことを示しているため、内部角度作成を遅くする。以
上の説明においては、ｗ相の電流が零になる場合につい
て説明したが、実際は図１４の回路が各相に設置されて
おり、順次誘起電圧に関する情報を得るよう構成されて
いる。
１３ｂについて説明する。誘起電圧検出回路１３ｂは、
コンパレータ３９と、このコンパレータ３９に入力され
る基準電源４０とを有している。実施例３において、電
圧出力回路１０から出力された誘起電圧Ｖｗ’はＶs／
２を基準として変化するため、基準電源４０の電圧は図
１５に示す基準電圧３のようにＶs／２に設定される。
図１５の電圧波形において、前述の実施例２において説
明したように、点Ｐ１のとき、誘起電圧が基準電圧３
（Ｖs／２）よりも大きい場合は印加電圧の周波数が早
いことを示しているため、内部角度作成を遅くする。以
上の説明においては、ｗ相の電流が零になる場合につい
て説明したが、実際は図１４の回路が各相に設置されて
おり、順次誘起電圧に関する情報を得るよう構成されて
いる。
【０１０５】以上のように、実施例３の第３の印加電圧
制御回路１７は電流零判断部１２へ遮断制御信号を出力
する（）。電流零判断部１２は、遮断制御信号を受け
た後、コンパレータ３４の出力信号により電流が零にな
ったことを検出する。誘起電圧検出回路１３ｂは電流零
判断部１２からの電流零信号を受けて（）、スイッチ
ング素子変調回路９から出力されたスイッチング状態に
基づき誘起電圧を直ちに検出する。第３の印加電圧制御
回路１７は実施例２で説明したように誘起電圧検出回路
１３ｂからの誘起電圧信号（）と電圧指令部２０から
の信号に基づきスイッチング素子群６、７に対する印加
電圧（電圧振幅・電圧周波数）を制御する。以上の動作
は、ｕ相、ｖ相、及びｗ相の各相を順次変更しながら制
御が継続される。
制御回路１７は電流零判断部１２へ遮断制御信号を出力
する（）。電流零判断部１２は、遮断制御信号を受け
た後、コンパレータ３４の出力信号により電流が零にな
ったことを検出する。誘起電圧検出回路１３ｂは電流零
判断部１２からの電流零信号を受けて（）、スイッチ
ング素子変調回路９から出力されたスイッチング状態に
基づき誘起電圧を直ちに検出する。第３の印加電圧制御
回路１７は実施例２で説明したように誘起電圧検出回路
１３ｂからの誘起電圧信号（）と電圧指令部２０から
の信号に基づきスイッチング素子群６、７に対する印加
電圧（電圧振幅・電圧周波数）を制御する。以上の動作
は、ｕ相、ｖ相、及びｗ相の各相を順次変更しながら制
御が継続される。
【０１０６】以上のように実施例３は、２値化した誘起
電圧を取り込む具体的な実現方法を示している。図１４
に示した電圧出力回路１０、誘起電圧検出回路１３ｂ等
の回路構成により、誘起電圧が分圧され、コンパレータ
３９においてある基準値と比較され、２値化された情報
（ハイレベル又はロウレベル）が出力される。この２値
化情報はコンピュータに取り込まれて式（１６）の演算
が実施される。実施例３においては、コイルが３相の場
合について述べたが、本発明はこれに限定されるもので
はなく、２相や複数相の場合でも有効である。
電圧を取り込む具体的な実現方法を示している。図１４
に示した電圧出力回路１０、誘起電圧検出回路１３ｂ等
の回路構成により、誘起電圧が分圧され、コンパレータ
３９においてある基準値と比較され、２値化された情報
（ハイレベル又はロウレベル）が出力される。この２値
化情報はコンピュータに取り込まれて式（１６）の演算
が実施される。実施例３においては、コイルが３相の場
合について述べたが、本発明はこれに限定されるもので
はなく、２相や複数相の場合でも有効である。
【０１０７】次に、実施例３における遮断タイミング制
御（電圧周波数制御）について詳しく説明する。まず、
図１２の（ｃ）に示したｗ相の上側スイッチング素子６
ｗのスイッチング動作のＡのタイミングにおいてスイッ
チング素子６ｗを遮断（オフ）する。そして誘起電圧を
検出した後、図１２の（ｆ）に示したｗ相の下側スイッ
チング素子７ｗのスイッチング動作のＡ’のタイミング
でスイッチング素子７ｗの導通（オン）を開始する。次
のスイッチング素子の遮断（オフ）は、図１２の（ｅ）
に示すように、ｖ相の下側スイッチング素子７ｖであ
る。このときの遮断タイミングＢは、ｗ相のスイッチン
グ素子６ｗが遮断されてから電気角６０度の後に遮断さ
れている。第３の印加電圧制御回路１７は実施例２で説
明したように次式（１７）を用いて遮断のタイミングを
決定する。
御（電圧周波数制御）について詳しく説明する。まず、
図１２の（ｃ）に示したｗ相の上側スイッチング素子６
ｗのスイッチング動作のＡのタイミングにおいてスイッ
チング素子６ｗを遮断（オフ）する。そして誘起電圧を
検出した後、図１２の（ｆ）に示したｗ相の下側スイッ
チング素子７ｗのスイッチング動作のＡ’のタイミング
でスイッチング素子７ｗの導通（オン）を開始する。次
のスイッチング素子の遮断（オフ）は、図１２の（ｅ）
に示すように、ｖ相の下側スイッチング素子７ｖであ
る。このときの遮断タイミングＢは、ｗ相のスイッチン
グ素子６ｗが遮断されてから電気角６０度の後に遮断さ
れている。第３の印加電圧制御回路１７は実施例２で説
明したように次式（１７）を用いて遮断のタイミングを
決定する。
【０１０８】
【数１７】
【０１０９】式（１７）において、前述の実施例２と同
様に補正ゲインＫ３を誘起電圧が正の場合を１、誘起電
圧が負の場合を−１とする。また、電流が正方向から負
方向に変化する場合はＫ４＝−１、電流が負方向から正
方向に変化する場合はＫ４＝１である。Ｋ５は式（１
６）の説明と同様に、６０度移動時間の補正ゲインであ
り、Ｋ５＝0.005〜0.05程度の値が用いられる。以上の
条件により、６０度移動時間の演算を行い、遮断タイミ
ングを制御する。実際は、図１２のＡ時点からＢ時点へ
既に６０度移動時間の演算を開始している。このため、
Ａ時点とＡ’時点との間で検出された誘起電圧を用い
て、Ｂ時点からＣ時点の６０度演算時間を制御する。実
施例３の制御装置は、実施例２の制御装置と異なり、ス
イッチング動作を一定期間遮断するものではなく、第３
の印加電圧制御回路１７により遮断制御期間を変えてモ
ータ制御を実施する。実施例３の第３の印加電圧制御回
路１７は、誘起電圧検出回路１３ｂにより誘起電圧が検
出されると直ちに誘起電圧を検出するため遮断されてい
た相を含め全て相のスイッチング動作が実施される。ま
た、第３の印加電圧制御回路１７は、誘起電圧に基づい
てスイッチング素子変調回路９に対し遮断タイミング制
御信号と印加電圧指令を入力する。
様に補正ゲインＫ３を誘起電圧が正の場合を１、誘起電
圧が負の場合を−１とする。また、電流が正方向から負
方向に変化する場合はＫ４＝−１、電流が負方向から正
方向に変化する場合はＫ４＝１である。Ｋ５は式（１
６）の説明と同様に、６０度移動時間の補正ゲインであ
り、Ｋ５＝0.005〜0.05程度の値が用いられる。以上の
条件により、６０度移動時間の演算を行い、遮断タイミ
ングを制御する。実際は、図１２のＡ時点からＢ時点へ
既に６０度移動時間の演算を開始している。このため、
Ａ時点とＡ’時点との間で検出された誘起電圧を用い
て、Ｂ時点からＣ時点の６０度演算時間を制御する。実
施例３の制御装置は、実施例２の制御装置と異なり、ス
イッチング動作を一定期間遮断するものではなく、第３
の印加電圧制御回路１７により遮断制御期間を変えてモ
ータ制御を実施する。実施例３の第３の印加電圧制御回
路１７は、誘起電圧検出回路１３ｂにより誘起電圧が検
出されると直ちに誘起電圧を検出するため遮断されてい
た相を含め全て相のスイッチング動作が実施される。ま
た、第３の印加電圧制御回路１７は、誘起電圧に基づい
てスイッチング素子変調回路９に対し遮断タイミング制
御信号と印加電圧指令を入力する。
【０１１０】以上のように、実施例３の制御装置は、誘
起電圧検出後直ぐに遮断していた相のスイッチング動作
を再開することにより、動作条件に係わらず常に遮断制
御期間を最小とすることができる。その結果、実施例３
のモータの制御装置は、モータの高効率化・低振動化に
有効である。実施例３の制御装置においては、誘起電圧
を検出できると直ぐにスイッチング動作を再開するた
め、スイッチング動作の遮断制御期間は予め決められた
一定期間とはならない。このため、電流量が多い場合に
は、図１５に示したＴ１期間における時点Ｐ０から時点
Ｐ１、及びＴ４期間における時点Ｐ３から時点Ｐ４の期
間が長くなる。この結果、スイッチング遮断制御期間は
電流量が小さい場合に比べて少し長くなる。しかし、導
通制御期間に関しては従来の技術に比べると十分長い。
起電圧検出後直ぐに遮断していた相のスイッチング動作
を再開することにより、動作条件に係わらず常に遮断制
御期間を最小とすることができる。その結果、実施例３
のモータの制御装置は、モータの高効率化・低振動化に
有効である。実施例３の制御装置においては、誘起電圧
を検出できると直ぐにスイッチング動作を再開するた
め、スイッチング動作の遮断制御期間は予め決められた
一定期間とはならない。このため、電流量が多い場合に
は、図１５に示したＴ１期間における時点Ｐ０から時点
Ｐ１、及びＴ４期間における時点Ｐ３から時点Ｐ４の期
間が長くなる。この結果、スイッチング遮断制御期間は
電流量が小さい場合に比べて少し長くなる。しかし、導
通制御期間に関しては従来の技術に比べると十分長い。
【０１１１】なお、遮断制御期間はステータのコイルの
抵抗やインダクタンスなどのモータ定数によっても変化
する。そのため、図１２において（ ）内の角度、例え
ば（ａ）の（３３５°）や（ｂ）の（９５°）の角度は
未定であるため、電流が零に戻り誘起電圧が検出される
まで１０度であると仮定した場合の各スイッチング素子
群６、７のスイッチングタイミングを一例として示して
いる。実施例３のスイッチング素子群６、７において、
Ｔ１期間では前述の図２１に示したような片側スイッチ
ング動作の場合について説明したが、本発明の制御装置
は上側スイッチング素子がオフした後、同じ相の下側ス
イッチング素子がデッドタイムを有してオンとなる通常
のスイッチング動作時にも対応可能である。このような
スイッチング動作の場合、印加電圧は正弦波状に印加す
ることができる。また、この場合には、細かい角度情報
が必要である。
抵抗やインダクタンスなどのモータ定数によっても変化
する。そのため、図１２において（ ）内の角度、例え
ば（ａ）の（３３５°）や（ｂ）の（９５°）の角度は
未定であるため、電流が零に戻り誘起電圧が検出される
まで１０度であると仮定した場合の各スイッチング素子
群６、７のスイッチングタイミングを一例として示して
いる。実施例３のスイッチング素子群６、７において、
Ｔ１期間では前述の図２１に示したような片側スイッチ
ング動作の場合について説明したが、本発明の制御装置
は上側スイッチング素子がオフした後、同じ相の下側ス
イッチング素子がデッドタイムを有してオンとなる通常
のスイッチング動作時にも対応可能である。このような
スイッチング動作の場合、印加電圧は正弦波状に印加す
ることができる。また、この場合には、細かい角度情報
が必要である。
【０１１２】以下、第３の印加電圧制御回路１７におい
て実行される角度作成方法について説明する。前述の実
施例１の式（３）と式（４）と同様の次式（１８）と式
（１９）、及び同様の変数を用いて角度は演算できる。
て実行される角度作成方法について説明する。前述の実
施例１の式（３）と式（４）と同様の次式（１８）と式
（１９）、及び同様の変数を用いて角度は演算できる。
【０１１３】
【数１８】
【０１１４】
【数１９】
【０１１５】実施例１と同様に式（１８）と式（１９）
によって演算された位置θ（ｍ）に応じて印加電圧が作
成される。図１６は正弦波状の印加電圧の作成例を示
す。図１６に示すように、誘起電圧を検出するために電
圧を印加できない期間がある。しかし、このような誘起
電圧を検出する期間においても角度を作成し続け、誘起
電圧を検出した後に継続して作成されるθ（m）を用い
て電圧が印加される。図１６に示すように、スイッチン
グ遮断制御期間が短く、電圧を正弦波状に印加すること
により、電流は正弦波状となり、振動が少なくなる。ま
た、図１６に示すように、電圧が零時に相電圧を遮断制
御するよう構成することにより電圧変化が滑らかにな
る。
によって演算された位置θ（ｍ）に応じて印加電圧が作
成される。図１６は正弦波状の印加電圧の作成例を示
す。図１６に示すように、誘起電圧を検出するために電
圧を印加できない期間がある。しかし、このような誘起
電圧を検出する期間においても角度を作成し続け、誘起
電圧を検出した後に継続して作成されるθ（m）を用い
て電圧が印加される。図１６に示すように、スイッチン
グ遮断制御期間が短く、電圧を正弦波状に印加すること
により、電流は正弦波状となり、振動が少なくなる。ま
た、図１６に示すように、電圧が零時に相電圧を遮断制
御するよう構成することにより電圧変化が滑らかにな
る。
【０１１６】正弦波電圧駆動のような３相スイッチング
動作の場合には、図１４に示した下側スイッチング素子
７ｕのスイッチング信号が、連続したオンあるいはオフ
の値とならない。そこで下側スイッチング素子７ｕのス
イッチング信号の代わりに、例えば第３の印加電圧制御
回路１７から出力されたｕ相の指令電圧の符号に基づき
連続したオン指令あるいはオフ指令をコンピュータ内で
作成し、Ｉ／Ｏポートを介して出力する。このようにし
て基準電圧の変更が可能となる。参考までに、電気角１
８０度内において電圧を印加可能な電気角度θsaは、電
流が零になって誘起電圧を検出するまでの期間における
ＰＷＭ遮断回数PWM_kaを用いて次式（２０）により算出
できる。
動作の場合には、図１４に示した下側スイッチング素子
７ｕのスイッチング信号が、連続したオンあるいはオフ
の値とならない。そこで下側スイッチング素子７ｕのス
イッチング信号の代わりに、例えば第３の印加電圧制御
回路１７から出力されたｕ相の指令電圧の符号に基づき
連続したオン指令あるいはオフ指令をコンピュータ内で
作成し、Ｉ／Ｏポートを介して出力する。このようにし
て基準電圧の変更が可能となる。参考までに、電気角１
８０度内において電圧を印加可能な電気角度θsaは、電
流が零になって誘起電圧を検出するまでの期間における
ＰＷＭ遮断回数PWM_kaを用いて次式（２０）により算出
できる。
【０１１７】
【数２０】
【０１１８】次に、実施例３の誘起電圧検出回路１３ｂ
において、誘起電圧を検出するコンパレータ３９の基準
電圧２は固定値で設定した例で説明した。前述の実施例
２において説明したように、ＩＰＭでは誘起電圧は電流
に対して位相が進んだ状態となるため、基準電圧２は時
点Ｐ１においてＶs／２より大きく設定し、時点Ｐ４に
おいてＶs／２より小さく設定する方が効率的である。
そこで、電流零判断部１２のコンパレータ３４の負入力
側の基準電圧の作成と同様の構成に変更することにより
オフセットを有する基準電圧を設定することが可能とな
る。そのため、式（１５）のオフセット位相βosと同様
の位相制御動作が可能となる。また、コンピュータのＤ
／Ａ変換器を通して出力されるアナログ電圧を用いるこ
とにより、基準電圧は任意に設定できる。以上により、
ＩＰＭの高効率化が実現できる。 なお、実施例３にお
いて、誘起電圧のアナログ値を取り込む場合にはバッフ
ァ３３の出力をコンピュータ４１のＡ／Ｄポートに直接
入力する。この場合、電流零判断部１２や誘起電圧検出
回路１３ｂは回路構成ではなくコンピュータ内において
容易にコンピュータ内で予め設定された基準電圧と比較
処理される。
において、誘起電圧を検出するコンパレータ３９の基準
電圧２は固定値で設定した例で説明した。前述の実施例
２において説明したように、ＩＰＭでは誘起電圧は電流
に対して位相が進んだ状態となるため、基準電圧２は時
点Ｐ１においてＶs／２より大きく設定し、時点Ｐ４に
おいてＶs／２より小さく設定する方が効率的である。
そこで、電流零判断部１２のコンパレータ３４の負入力
側の基準電圧の作成と同様の構成に変更することにより
オフセットを有する基準電圧を設定することが可能とな
る。そのため、式（１５）のオフセット位相βosと同様
の位相制御動作が可能となる。また、コンピュータのＤ
／Ａ変換器を通して出力されるアナログ電圧を用いるこ
とにより、基準電圧は任意に設定できる。以上により、
ＩＰＭの高効率化が実現できる。 なお、実施例３にお
いて、誘起電圧のアナログ値を取り込む場合にはバッフ
ァ３３の出力をコンピュータ４１のＡ／Ｄポートに直接
入力する。この場合、電流零判断部１２や誘起電圧検出
回路１３ｂは回路構成ではなくコンピュータ内において
容易にコンピュータ内で予め設定された基準電圧と比較
処理される。
【０１１９】また、実施例３においては、ｗ相の１相の
みの制御を行なうことも可能である。しかし、この場合
には制御回数が少なくなり、ある程度の制御は可能であ
るが制御性能は悪くなる。さらに、実施例３においては
磁石付きモータ（PMSM）に関して説明したが、本発明は
シンクロナスリラクタンスモータ（SynRM）のような同
期電動機においても同様に適用できる。この場合の誘起
電圧（磁束）はインダクタンスと電流との積で得られ
る。
みの制御を行なうことも可能である。しかし、この場合
には制御回数が少なくなり、ある程度の制御は可能であ
るが制御性能は悪くなる。さらに、実施例３においては
磁石付きモータ（PMSM）に関して説明したが、本発明は
シンクロナスリラクタンスモータ（SynRM）のような同
期電動機においても同様に適用できる。この場合の誘起
電圧（磁束）はインダクタンスと電流との積で得られ
る。
【０１２０】図１７は磁石付きモータ（PMSM）におけ
る、電流、磁束、電圧に関するベクトル図である。図１
７において、φａは磁石による電機子鎖交磁束、ｉｄは
ｄ軸座標上の電機子電流、ｉｑはｑ軸座標上の電機子電
流、Ｌｄはｄ軸電機子巻線の自己インダクタンス、Ｌｑ
はｑ軸電機子巻線の自己インダクタンス、βはｄ、ｑ軸
座標上の電機子電流ｉｑからの進み角、φ０はφａとコ
イル電流によって発生した磁束Ｌｑｉｑ、Ｌｄｉｄを加
えたトータル鎖交磁束、Ｒａは電機子巻線１相当りの抵
抗、Ｖａは電圧ベクトルを示す。なお、電機子電流Ｉａ
は次式（２１）により表される。
る、電流、磁束、電圧に関するベクトル図である。図１
７において、φａは磁石による電機子鎖交磁束、ｉｄは
ｄ軸座標上の電機子電流、ｉｑはｑ軸座標上の電機子電
流、Ｌｄはｄ軸電機子巻線の自己インダクタンス、Ｌｑ
はｑ軸電機子巻線の自己インダクタンス、βはｄ、ｑ軸
座標上の電機子電流ｉｑからの進み角、φ０はφａとコ
イル電流によって発生した磁束Ｌｑｉｑ、Ｌｄｉｄを加
えたトータル鎖交磁束、Ｒａは電機子巻線１相当りの抵
抗、Ｖａは電圧ベクトルを示す。なお、電機子電流Ｉａ
は次式（２１）により表される。
【０１２１】
【数２１】
【０１２２】図１７において、ωφ0 が検出できる誘起
電圧となる。次に、磁石による磁束が発生しないシンク
ロナスリラクタンスモータ（SynRM）の場合について考
える。この場合はφａ＝０となるが、磁束ＬｑｉｑとＬ
ｄｉｄが発生するため、誘起電圧が生じる。この誘起電
圧を検出することにより、シンクロナスリラクタンスモ
ータ（SynRM）においても磁石付きモータ（PMSM）と同
様に誘起電圧を検出してモータ制御が可能となる。ま
た、実施例３における誘起電圧検出回路１３ｂは、前述
の実施例２と同様にアナログ量を検出することにより、
モータ制御性能が向上する。
電圧となる。次に、磁石による磁束が発生しないシンク
ロナスリラクタンスモータ（SynRM）の場合について考
える。この場合はφａ＝０となるが、磁束ＬｑｉｑとＬ
ｄｉｄが発生するため、誘起電圧が生じる。この誘起電
圧を検出することにより、シンクロナスリラクタンスモ
ータ（SynRM）においても磁石付きモータ（PMSM）と同
様に誘起電圧を検出してモータ制御が可能となる。ま
た、実施例３における誘起電圧検出回路１３ｂは、前述
の実施例２と同様にアナログ量を検出することにより、
モータ制御性能が向上する。
【０１２３】《実施例４》次に、本発明に係るモータの
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例４について説明する。実施例４の制御装置は、モー
タの速度が大きい場合や速度変化が大きい場合には従来
の技術において説明した誘起電圧の零クロスに基づいて
１２０度通電制御を行い、モータの速度が小さい場合や
速度変化が小さい場合には前述の実施例１において説明
した制御方式により正弦波電圧駆動制御を実施する。図
１８はモータとその制御装置を有する実施例４のモータ
ユニットの構成を示すブロック図である。実施例４にお
いて、前述の実施例１における構成と同じものには図１
８において同一符号を付して説明は省略する。
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例４について説明する。実施例４の制御装置は、モー
タの速度が大きい場合や速度変化が大きい場合には従来
の技術において説明した誘起電圧の零クロスに基づいて
１２０度通電制御を行い、モータの速度が小さい場合や
速度変化が小さい場合には前述の実施例１において説明
した制御方式により正弦波電圧駆動制御を実施する。図
１８はモータとその制御装置を有する実施例４のモータ
ユニットの構成を示すブロック図である。実施例４にお
いて、前述の実施例１における構成と同じものには図１
８において同一符号を付して説明は省略する。
【０１２４】実施例１と同様に、実施例４のモータ１は
ステータ（図示せず）とロータ２とを有している。ま
た、制御装置のインバータ４には、直流電源５と、三相
ブリッジに構成された上側スイッチング素子群６と、下
側スイッチング素子群７と、ダイオード８ｕｕ、８ｖ
ｕ、８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けられてい
る。実施例４のモータの制御装置には、電圧出力回路１
０、電流符号変化検出部１１、誘起電圧検出回路１３
ｃ、第１の印加電圧制御回路１４、電圧指令部２０、第
２の遮断期間指令手段である第２の遮断期間指令部５
０、及び第４の印加電圧制御手段である第４の印加電圧
制御回路５２が設けられている。
ステータ（図示せず）とロータ２とを有している。ま
た、制御装置のインバータ４には、直流電源５と、三相
ブリッジに構成された上側スイッチング素子群６と、下
側スイッチング素子群７と、ダイオード８ｕｕ、８ｖ
ｕ、８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けられてい
る。実施例４のモータの制御装置には、電圧出力回路１
０、電流符号変化検出部１１、誘起電圧検出回路１３
ｃ、第１の印加電圧制御回路１４、電圧指令部２０、第
２の遮断期間指令手段である第２の遮断期間指令部５
０、及び第４の印加電圧制御手段である第４の印加電圧
制御回路５２が設けられている。
【０１２５】実施例４の制御装置において、速度などに
基づき制御方式を切り換えており、このような切り換え
により安定性を向上させている。以下、実施例４のモー
タの制御装置における制御方法について説明する。電流
符号変化検出部１１の動作とそれに基づいた制御動作
は、前述の実施例１において説明した制御動作と全く同
じであるため、その詳細な説明は省略する。以下、電流
符号変化検出部１１の動作を簡単に説明する。電流符号
変化検出部１１はデッドタイム期間中に電圧出力回路１
０から出力された電圧により、電流の符号が変化したと
きを検出する。そして第１の印加電圧制御回路１４は電
流零クロスと印加電圧の零クロスの位相を検出し、予め
設定された位相となるように印加電圧を制御する。この
ように制御することにより、誘起電圧と相電流の位相が
一致するよう制御できるため、実施例４によれば、高効
率で低振動な電流センサレスの広角通電駆動が実現でき
る。
基づき制御方式を切り換えており、このような切り換え
により安定性を向上させている。以下、実施例４のモー
タの制御装置における制御方法について説明する。電流
符号変化検出部１１の動作とそれに基づいた制御動作
は、前述の実施例１において説明した制御動作と全く同
じであるため、その詳細な説明は省略する。以下、電流
符号変化検出部１１の動作を簡単に説明する。電流符号
変化検出部１１はデッドタイム期間中に電圧出力回路１
０から出力された電圧により、電流の符号が変化したと
きを検出する。そして第１の印加電圧制御回路１４は電
流零クロスと印加電圧の零クロスの位相を検出し、予め
設定された位相となるように印加電圧を制御する。この
ように制御することにより、誘起電圧と相電流の位相が
一致するよう制御できるため、実施例４によれば、高効
率で低振動な電流センサレスの広角通電駆動が実現でき
る。
【０１２６】第４の印加電圧制御回路５２における、誘
起電圧検出回路１３ｃから出力された誘起電圧の零クロ
スに基づく動作は、従来の技術において説明した動作と
全く同様であり、詳細な説明は省略する。以下、その動
作を簡単に説明する。第４の印加電圧制御回路５２は、
第２の遮断期間指令部５０から出力された６０度の遮断
制御期間に基づき、スイッチング素子変調回路９に遮断
制御信号を出力する。そして、第４の印加電圧制御回路
５２は、遮断制御期間中に誘起電圧検出回路１３ｃから
検出された誘起電圧とＶs／２との値の比較結果から出
力された誘起電圧の零クロス信号を出力する。第４の印
加電圧制御回路５２は、零クロス信号に基づいて６０度
毎のスイッチング素子の導通・遮断制御信号や６０度毎
の導通・遮断状態変更タイミング制御信号を出力する。
また、第４の印加電圧制御回路５２は、６０度期間にＰ
ＷＭスイッチング動作を行う場合の相電圧指令Ｖsouを
スイッチング素子変調回路９に対して出力する。
起電圧検出回路１３ｃから出力された誘起電圧の零クロ
スに基づく動作は、従来の技術において説明した動作と
全く同様であり、詳細な説明は省略する。以下、その動
作を簡単に説明する。第４の印加電圧制御回路５２は、
第２の遮断期間指令部５０から出力された６０度の遮断
制御期間に基づき、スイッチング素子変調回路９に遮断
制御信号を出力する。そして、第４の印加電圧制御回路
５２は、遮断制御期間中に誘起電圧検出回路１３ｃから
検出された誘起電圧とＶs／２との値の比較結果から出
力された誘起電圧の零クロス信号を出力する。第４の印
加電圧制御回路５２は、零クロス信号に基づいて６０度
毎のスイッチング素子の導通・遮断制御信号や６０度毎
の導通・遮断状態変更タイミング制御信号を出力する。
また、第４の印加電圧制御回路５２は、６０度期間にＰ
ＷＭスイッチング動作を行う場合の相電圧指令Ｖsouを
スイッチング素子変調回路９に対して出力する。
【０１２７】スイッチング素子変調回路９は、第４の印
加電圧制御回路５２からの相電圧指令Ｖsouに従ったパ
ルス幅変調動作や６０度毎のスイッチング素子の実際の
導通・遮断制御動作が実行される。その結果、インバー
タ４はモータ１に電圧を印加し駆動制御する。実施例４
の第４の印加電圧制御回路５２は、誘起電圧の検出期間
が長く、しかもロータ２の絶対的な位置として誘起電圧
の零クロス点を用いている。このため、第４の印加電圧
制御回路５２は、優れた制御安定性を有する。
加電圧制御回路５２からの相電圧指令Ｖsouに従ったパ
ルス幅変調動作や６０度毎のスイッチング素子の実際の
導通・遮断制御動作が実行される。その結果、インバー
タ４はモータ１に電圧を印加し駆動制御する。実施例４
の第４の印加電圧制御回路５２は、誘起電圧の検出期間
が長く、しかもロータ２の絶対的な位置として誘起電圧
の零クロス点を用いている。このため、第４の印加電圧
制御回路５２は、優れた制御安定性を有する。
【０１２８】一方、第１の印加電圧制御回路１４におい
て、モータ１の速度が速い場合には、既に述べたように
電流符号変化を検出するとき角度誤差が大きくなり、指
令電圧の零クロスと相電流の零クロスとの位相差の検出
精度が悪くなり、制御安定性が悪くなる場合があった。
そこで、モータ１の速度が速い場合や速度変化が大きい
場合には、第４の印加電圧制御回路５２に基づいて制御
する。一方、モータの速度が小さい場合や速度変化が小
さい場合には、第１の印加電圧制御回路１４に基づいて
制御する。この制御において、第１の印加電圧制御回路
１４は、前述の式（２）の６０度移動時間によりロータ
２の回転速度が算出される。また、第４の印加電圧制御
回路５２は誘起電圧の零クロス信号間隔からロータ２の
回転速度を容易に演算できる。上記のように第１の印加
電圧制御回路１４あるいは第４の印加電圧制御回路５２
により求められたロータ２の速度を監視することによ
り、第１の印加電圧制御回路１４あるいは第４の印加電
圧制御回路５２のどちらかの制御手段を有効にするよう
切り換える。以上のように、実施例４の制御装置におい
ては、速度などによって制御方式を切り換えることによ
り、高効率で低振動なモータ駆動を全体的に安定して制
御することができる。
て、モータ１の速度が速い場合には、既に述べたように
電流符号変化を検出するとき角度誤差が大きくなり、指
令電圧の零クロスと相電流の零クロスとの位相差の検出
精度が悪くなり、制御安定性が悪くなる場合があった。
そこで、モータ１の速度が速い場合や速度変化が大きい
場合には、第４の印加電圧制御回路５２に基づいて制御
する。一方、モータの速度が小さい場合や速度変化が小
さい場合には、第１の印加電圧制御回路１４に基づいて
制御する。この制御において、第１の印加電圧制御回路
１４は、前述の式（２）の６０度移動時間によりロータ
２の回転速度が算出される。また、第４の印加電圧制御
回路５２は誘起電圧の零クロス信号間隔からロータ２の
回転速度を容易に演算できる。上記のように第１の印加
電圧制御回路１４あるいは第４の印加電圧制御回路５２
により求められたロータ２の速度を監視することによ
り、第１の印加電圧制御回路１４あるいは第４の印加電
圧制御回路５２のどちらかの制御手段を有効にするよう
切り換える。以上のように、実施例４の制御装置におい
ては、速度などによって制御方式を切り換えることによ
り、高効率で低振動なモータ駆動を全体的に安定して制
御することができる。
【０１２９】実施例４においては、モータ１の速度が大
きい場合や速度変化が大きい場合に従来の技術で示した
誘起電圧の零クロスに基づいて１２０度通電制御を実行
している。また、モータ１の速度が小さい場合や速度変
化が小さい場合には実施例１において説明した制御方式
により正弦波電圧駆動制御を実施している。実施例４の
制御装置において、モータ１の速度が小さい場合や速度
変化が小さい場合には実施例３で説明した制御方式によ
り広角通電制御を実施しても、上記実施例４と同様の効
果を奏する。
きい場合や速度変化が大きい場合に従来の技術で示した
誘起電圧の零クロスに基づいて１２０度通電制御を実行
している。また、モータ１の速度が小さい場合や速度変
化が小さい場合には実施例１において説明した制御方式
により正弦波電圧駆動制御を実施している。実施例４の
制御装置において、モータ１の速度が小さい場合や速度
変化が小さい場合には実施例３で説明した制御方式によ
り広角通電制御を実施しても、上記実施例４と同様の効
果を奏する。
【０１３０】《実施例５》次に、本発明に係るモータの
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例５について説明する。実施例５の制御装置は、モー
タの速度が大きい場合や速度変化が大きい場合に従来の
技術で説明した誘起電圧の零クロスに基づいて１２０度
通電制御を実行し、モータの速度が小さい場合や速度変
化が小さい場合に前述の実施例２において説明した制御
方式により広角通電制御を実行している。図１９はモー
タとその制御装置を有する実施例５のモータユニットの
構成を示すブロック図である。実施例５において、前述
の実施例１における構成と同じものには図１９において
同一符号を付して説明は省略する。
制御装置及びその制御装置を有するモータユニットの実
施例５について説明する。実施例５の制御装置は、モー
タの速度が大きい場合や速度変化が大きい場合に従来の
技術で説明した誘起電圧の零クロスに基づいて１２０度
通電制御を実行し、モータの速度が小さい場合や速度変
化が小さい場合に前述の実施例２において説明した制御
方式により広角通電制御を実行している。図１９はモー
タとその制御装置を有する実施例５のモータユニットの
構成を示すブロック図である。実施例５において、前述
の実施例１における構成と同じものには図１９において
同一符号を付して説明は省略する。
【０１３１】前述の実施例１と同様に、実施例５のモー
タ１はステータ（図示せず）とロータ２とを有してい
る。また、制御装置のインバータ４には、直流電源５
と、三相ブリッジに構成された上側スイッチング素子群
６と、下側スイッチング素子群７と、ダイオード８ｕ
ｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けら
れている。 実施例５のモータの制御装置には、電圧出
力回路１０、電流符号変化検出部１１、誘起電圧検出回
路１３ｄ、第２の印加電圧制御回路１６、電圧指令部２
０、第１の遮断期間指令部２６、第２の遮断期間指令部
５０、及び第４の印加電圧制御回路５２が設けられてい
る。
タ１はステータ（図示せず）とロータ２とを有してい
る。また、制御装置のインバータ４には、直流電源５
と、三相ブリッジに構成された上側スイッチング素子群
６と、下側スイッチング素子群７と、ダイオード８ｕ
ｕ、８ｖｕ、８ｗｕ、８ｕｄ、８ｖｄ、８ｗｄが設けら
れている。 実施例５のモータの制御装置には、電圧出
力回路１０、電流符号変化検出部１１、誘起電圧検出回
路１３ｄ、第２の印加電圧制御回路１６、電圧指令部２
０、第１の遮断期間指令部２６、第２の遮断期間指令部
５０、及び第４の印加電圧制御回路５２が設けられてい
る。
【０１３２】以下、実施例５の制御装置の動作について
説明する。実施例５における電流符号変化検出部１１の
動作とそれに基づいた制御動作は、前述の実施例２にお
いて説明した動作と全く同様であり、その詳細な説明は
省略する。以下、電流符号変化検出部１１の簡単な動作
について説明する。電流符号変化検出部１１は、デッド
タイム期間のタイミングに同期して電圧出力回路１０か
ら電圧を検出し、相電流の符号が変化したことを検知す
る。電流符号変化検出部１１は、相電流の符号の変化を
検知したとき、電流変化信号を出力する。
説明する。実施例５における電流符号変化検出部１１の
動作とそれに基づいた制御動作は、前述の実施例２にお
いて説明した動作と全く同様であり、その詳細な説明は
省略する。以下、電流符号変化検出部１１の簡単な動作
について説明する。電流符号変化検出部１１は、デッド
タイム期間のタイミングに同期して電圧出力回路１０か
ら電圧を検出し、相電流の符号が変化したことを検知す
る。電流符号変化検出部１１は、相電流の符号の変化を
検知したとき、電流変化信号を出力する。
【０１３３】電流変化信号が出力されたとき、第２の印
加電圧制御回路１６は、第１の遮断期間指令部２６から
出力されたＰＷＭ３周期の遮断制御期間に基づき、対応
する相の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子
の遮断制御信号をスイッチング素子変調回路９に入力す
る。そして、電流が零となり電圧出力回路１０から誘起
電圧が出力されるタイミングにおいて、誘起電圧検出回
路１３ｄは誘起電圧を検出する。さらに、第２の印加電
圧制御回路１６は、検出した誘起電圧値や電圧指令部２
０から出力された値に基づき、スイッチング素子変調回
路９に導通・遮断のスイッチングタイミングを示す制御
信号や印加電圧指令をスイッチング素子変調回路９に入
力する。スイッチング素子変調回路９は実際にＰＷＭを
行い、インバータ４はモータに対して所望のタイミング
で電圧を印加する。
加電圧制御回路１６は、第１の遮断期間指令部２６から
出力されたＰＷＭ３周期の遮断制御期間に基づき、対応
する相の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子
の遮断制御信号をスイッチング素子変調回路９に入力す
る。そして、電流が零となり電圧出力回路１０から誘起
電圧が出力されるタイミングにおいて、誘起電圧検出回
路１３ｄは誘起電圧を検出する。さらに、第２の印加電
圧制御回路１６は、検出した誘起電圧値や電圧指令部２
０から出力された値に基づき、スイッチング素子変調回
路９に導通・遮断のスイッチングタイミングを示す制御
信号や印加電圧指令をスイッチング素子変調回路９に入
力する。スイッチング素子変調回路９は実際にＰＷＭを
行い、インバータ４はモータに対して所望のタイミング
で電圧を印加する。
【０１３４】誘起電圧検出回路１３ｄから出力された誘
起電圧の零クロスに基づく第４の印加電圧制御回路５２
の動作は、従来の技術や実施例４において説明した動作
と全く同様であり、その詳細な説明は省略する。第４の
印加電圧制御回路５２は誘起電圧の検出期間が長く、誘
起電圧の零クロス点を用いているため、安定して制御で
きる。また、第４の印加電圧制御回路５２は誘起電圧の
歪みの影響を受けにくい。一方、第２の印加電圧制御回
路１６は速度が速い場合には既に述べたように電流符号
変化を検出するときに角度誤差が大きくなりやすい。ま
た、第２の印加電圧制御回路１６による制御は、誘起電
圧の歪みの影響や速度変化の影響を受けやすく、それら
の影響が大きい場合は安定して制御し難い。そこで、実
施例５においては、モータ１の速度が速い場合や速度変
化が大きい場合には、第４の印加電圧制御回路５２に基
づいて制御を行い、モータ１の速度が遅い場合や速度変
化が小さい場合には第２の印加電圧制御回路１６に基づ
いて制御を行う。
起電圧の零クロスに基づく第４の印加電圧制御回路５２
の動作は、従来の技術や実施例４において説明した動作
と全く同様であり、その詳細な説明は省略する。第４の
印加電圧制御回路５２は誘起電圧の検出期間が長く、誘
起電圧の零クロス点を用いているため、安定して制御で
きる。また、第４の印加電圧制御回路５２は誘起電圧の
歪みの影響を受けにくい。一方、第２の印加電圧制御回
路１６は速度が速い場合には既に述べたように電流符号
変化を検出するときに角度誤差が大きくなりやすい。ま
た、第２の印加電圧制御回路１６による制御は、誘起電
圧の歪みの影響や速度変化の影響を受けやすく、それら
の影響が大きい場合は安定して制御し難い。そこで、実
施例５においては、モータ１の速度が速い場合や速度変
化が大きい場合には、第４の印加電圧制御回路５２に基
づいて制御を行い、モータ１の速度が遅い場合や速度変
化が小さい場合には第２の印加電圧制御回路１６に基づ
いて制御を行う。
【０１３５】実施例５における誘起電圧検出回路１３ｄ
は、第２の印加電圧手段１６と第４の電圧制御手段５２
の両方の動作時において作動する。また、ロータ２の回
転速度は、第２の印加電圧制御回路１６では前述の式
（１４）により演算される６０度移動時間により、また
第４の印加電圧制御回路５２では誘起電圧の零クロス信
号の間隔から容易に演算できる。このようにロータ２の
回転速度を監視することにより、実施例５の制御装置
は、第２の印加電圧制御回路１６あるいは第４の印加電
圧制御回路５２のどちらかの制御手段を作動させる。以
上のように、実施例５のモータの制御装置は、速度など
によって制御方式を切り換えることにより、高効率で低
振動なモータ駆動を安定して実現することができる。
は、第２の印加電圧手段１６と第４の電圧制御手段５２
の両方の動作時において作動する。また、ロータ２の回
転速度は、第２の印加電圧制御回路１６では前述の式
（１４）により演算される６０度移動時間により、また
第４の印加電圧制御回路５２では誘起電圧の零クロス信
号の間隔から容易に演算できる。このようにロータ２の
回転速度を監視することにより、実施例５の制御装置
は、第２の印加電圧制御回路１６あるいは第４の印加電
圧制御回路５２のどちらかの制御手段を作動させる。以
上のように、実施例５のモータの制御装置は、速度など
によって制御方式を切り換えることにより、高効率で低
振動なモータ駆動を安定して実現することができる。
【０１３６】
【発明の効果】以上、実施例について詳細に説明したと
ころから明らかなように、本発明のモータの制御装置及
びその制御装置を有するモータユニットは次の効果を有
する。本発明のモータの制御装置及びモータユニット
は、同一相のスイッチング素子のデッドタイム期間中の
端子電圧を検出し、検出された端子電圧から相電流の符
号変化のタイミングを検出して、相電流符号が変化した
タイミング信号と相印加指令電圧の符号が変化したタイ
ミングとの位相差に基づいて印加電圧を制御するよう構
成されている。このため、本発明のモータの制御装置及
びモータユニットは、モータのロータ位置に応じた電圧
を印加することができ、高精度のモータ駆動が可能とな
る。従って、本発明によれば、誘起電圧を検出するため
に通電しない期間を設定する必要がなく、電流センサレ
スで連続通電を実現することができ、高効率で低振動の
モータの制御装置及びモータユニットを提供できる。
ころから明らかなように、本発明のモータの制御装置及
びその制御装置を有するモータユニットは次の効果を有
する。本発明のモータの制御装置及びモータユニット
は、同一相のスイッチング素子のデッドタイム期間中の
端子電圧を検出し、検出された端子電圧から相電流の符
号変化のタイミングを検出して、相電流符号が変化した
タイミング信号と相印加指令電圧の符号が変化したタイ
ミングとの位相差に基づいて印加電圧を制御するよう構
成されている。このため、本発明のモータの制御装置及
びモータユニットは、モータのロータ位置に応じた電圧
を印加することができ、高精度のモータ駆動が可能とな
る。従って、本発明によれば、誘起電圧を検出するため
に通電しない期間を設定する必要がなく、電流センサレ
スで連続通電を実現することができ、高効率で低振動の
モータの制御装置及びモータユニットを提供できる。
【０１３７】本発明のモータの制御装置及びモータユニ
ットは、実施例２において説明したように相電流の符号
が変化するときの短い時間だけ通電せずに誘起電圧を検
出して印加電圧を制御する第２の電圧制御手段、あるい
は実施例３において説明したように誘起電圧を検出した
後、遮断していた相の通電をすぐに再開する第３の電圧
制御手段を設けることにより、誘起電圧を検出するため
の遮断制御期間を最小限にすることが可能となり、電流
センサレスで広角通電駆動を実現することができる。従
って、本発明によれば、高効率で低振動なモータの制御
装置及びモータユニットを提供することができる。
ットは、実施例２において説明したように相電流の符号
が変化するときの短い時間だけ通電せずに誘起電圧を検
出して印加電圧を制御する第２の電圧制御手段、あるい
は実施例３において説明したように誘起電圧を検出した
後、遮断していた相の通電をすぐに再開する第３の電圧
制御手段を設けることにより、誘起電圧を検出するため
の遮断制御期間を最小限にすることが可能となり、電流
センサレスで広角通電駆動を実現することができる。従
って、本発明によれば、高効率で低振動なモータの制御
装置及びモータユニットを提供することができる。
【０１３８】本発明のモータの制御装置及びモータユニ
ットは、実施例４において説明したように１２０度通電
の第４の電圧制御手段と連続通電できる第１の電圧制御
手段とを速度に対応して切り換えるよう構成されてい
る。このため、本発明によれば、総合的に高効率で低振
動なモータ駆動を安定して実現するモータの制御装置及
びモータユニットを提供できる。本発明のモータの制御
装置及びモータユニットは、実施例５において説明した
ように１２０度通電の第４の電圧制御手段と広角通電で
きる第２の電圧制御手段とを速度に応じて切り換えるよ
う構成されている。このため、本発明によれば、総合的
に高効率で低振動なモータ駆動を安定して実現するモー
タの制御装置及びモータユニットを提供できる。
ットは、実施例４において説明したように１２０度通電
の第４の電圧制御手段と連続通電できる第１の電圧制御
手段とを速度に対応して切り換えるよう構成されてい
る。このため、本発明によれば、総合的に高効率で低振
動なモータ駆動を安定して実現するモータの制御装置及
びモータユニットを提供できる。本発明のモータの制御
装置及びモータユニットは、実施例５において説明した
ように１２０度通電の第４の電圧制御手段と広角通電で
きる第２の電圧制御手段とを速度に応じて切り換えるよ
う構成されている。このため、本発明によれば、総合的
に高効率で低振動なモータ駆動を安定して実現するモー
タの制御装置及びモータユニットを提供できる。
【図１】本発明に係る実施例１におけるモータユニット
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図２】実施例１における相印加電圧指令とＰＷＭスイ
ッチング指令を示す波形図である。
ッチング指令を示す波形図である。
【図３】実施例１におけるスイッチング素子の導通・遮
断のタイミングを示す波形図とコイルの端子電圧を示す
波形図である。（ａ）は実施例１におけるスイッチング
素子６ｕの導通・遮断のタイミングを示す波形図であ
る。（ｂ）は実施例１におけるスイッチング素子７ｕの
導通・遮断のタイミングを示す波形図である。（ｃ）は
実施例１における電流が正方向に流れる場合の端子電圧
Ｖｕを示す波形図である。（ｄ）は実施例１における電
流が負方向に流れる場合の端子電圧Ｖｕを示す波形図で
ある。（ｅ）は実施例１における電流が負方向から正方
向に変化する場合の端子電圧Ｖｕを示す波形図である。
（ｆ）は実施例１における図３の（ｅ）に示した波形に
対して、動作遅れや端子電圧の立ち上がり立ち下がり傾
斜を考慮した場合の実際の端子電圧Ｖｕを示す波形図で
ある。
断のタイミングを示す波形図とコイルの端子電圧を示す
波形図である。（ａ）は実施例１におけるスイッチング
素子６ｕの導通・遮断のタイミングを示す波形図であ
る。（ｂ）は実施例１におけるスイッチング素子７ｕの
導通・遮断のタイミングを示す波形図である。（ｃ）は
実施例１における電流が正方向に流れる場合の端子電圧
Ｖｕを示す波形図である。（ｄ）は実施例１における電
流が負方向に流れる場合の端子電圧Ｖｕを示す波形図で
ある。（ｅ）は実施例１における電流が負方向から正方
向に変化する場合の端子電圧Ｖｕを示す波形図である。
（ｆ）は実施例１における図３の（ｅ）に示した波形に
対して、動作遅れや端子電圧の立ち上がり立ち下がり傾
斜を考慮した場合の実際の端子電圧Ｖｕを示す波形図で
ある。
【図４】実施例１におけるｕ相電流に関する電流路を説
明する図である。
明する図である。
【図５】実施例１における図３の（ｅ）に示した端子電
圧Ｖｕに対するｕ相電流の変化を示す波形図である。
圧Ｖｕに対するｕ相電流の変化を示す波形図である。
【図６】実施例１における相印加電圧、相誘起電圧、及
び相電流を示す波形図であり、相印加電圧と相電流との
位相差を示す。
び相電流を示す波形図であり、相印加電圧と相電流との
位相差を示す。
【図７】実施例１におけるコイルの端子電圧を示す波形
図である。（ａ）は実施例１におけるスイッチング素子
６ｕの電流が正方向の場合の端子電圧を示す波形図であ
る。（ｂ）は実施例１における電流が負方向の場合の端
子電圧を示す波形図である。（ｃ）は実施例１における
電流が負方向から正方向に変化する場合の端子電圧を示
す波形図である。（ｄ）は実施例１における電流が負方
向から正方向に変化する場合の端子電圧の波形における
電流符号変化を判断する参照期間を示す図である。
（ｅ）は実施例１における電流が負方向から正方向に変
化する場合の実際の端子電圧Ｖｕを示す波形図である。
図である。（ａ）は実施例１におけるスイッチング素子
６ｕの電流が正方向の場合の端子電圧を示す波形図であ
る。（ｂ）は実施例１における電流が負方向の場合の端
子電圧を示す波形図である。（ｃ）は実施例１における
電流が負方向から正方向に変化する場合の端子電圧を示
す波形図である。（ｄ）は実施例１における電流が負方
向から正方向に変化する場合の端子電圧の波形における
電流符号変化を判断する参照期間を示す図である。
（ｅ）は実施例１における電流が負方向から正方向に変
化する場合の実際の端子電圧Ｖｕを示す波形図である。
【図８】実施例１におけるスイッチング素子の導通・遮
断のタイミング等を示す波形図である。（ａ）は実施例
１におけるｕ相のスイッチング素子６ｕの導通・遮断期
間のタイミングを示す波形図である。（ｂ）は実施例１
におけるｖ相のスイッチング素子６ｖの導通・遮断期間
のタイミングを示す波形図である。（ｃ）は実施例１に
おけるｗ相のスイッチング素子６ｗの導通・遮断期間の
タイミングを示す波形図である。（ｄ）は実施例１にお
けるｕ相、ｖ相、及びｗ相の電流波形図である。
断のタイミング等を示す波形図である。（ａ）は実施例
１におけるｕ相のスイッチング素子６ｕの導通・遮断期
間のタイミングを示す波形図である。（ｂ）は実施例１
におけるｖ相のスイッチング素子６ｖの導通・遮断期間
のタイミングを示す波形図である。（ｃ）は実施例１に
おけるｗ相のスイッチング素子６ｗの導通・遮断期間の
タイミングを示す波形図である。（ｄ）は実施例１にお
けるｕ相、ｖ相、及びｗ相の電流波形図である。
【図９】本発明の実施例２におけるモータユニットの構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図１０】実施例２における相電流と相誘起電圧との位
相を示す波形図である。
相を示す波形図である。
【図１１】本発明の実施例３におけるモータユニットの
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図１２】実施例３における広角通電の場合の上側スイ
ッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、と下側スイッチング素
子７ｕ、７ｖ、７ｗの導通・遮断制御のタイミングを示
す図である。
ッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、と下側スイッチング素
子７ｕ、７ｖ、７ｗの導通・遮断制御のタイミングを示
す図である。
【図１３】実施例３におけるコイルの端子電圧を示す波
形図である。（ａ）は実施例３における端子電圧Ｖｕの
電圧波形を示す図である。（ｂ）は実施例３における端
子電圧Ｖｖの電圧波形を示す図である。（ｃ）は実施例
３におけるｗ相の電流波形を示す図である。（ｄ）は実
施例３におけるｗ相の端子電圧Ｖｗの電圧波形を示す図
である。
形図である。（ａ）は実施例３における端子電圧Ｖｕの
電圧波形を示す図である。（ｂ）は実施例３における端
子電圧Ｖｖの電圧波形を示す図である。（ｃ）は実施例
３におけるｗ相の電流波形を示す図である。（ｄ）は実
施例３におけるｗ相の端子電圧Ｖｗの電圧波形を示す図
である。
【図１４】実施例３における電圧出力回路１０、電流零
判断部１２、及び誘起電圧検出回路１３ｂの具体的な回
路図である。
判断部１２、及び誘起電圧検出回路１３ｂの具体的な回
路図である。
【図１５】実施例３における端子電圧と基準電圧を示
し、誘起電圧検出タイミングを説明する図である。
し、誘起電圧検出タイミングを説明する図である。
【図１６】実施例３における正弦波電圧の印加時の電圧
波形を示す波形図である。
波形を示す波形図である。
【図１７】実施例３における磁石付きモータの磁束・電
流・電圧に関するベクトル図である。
流・電圧に関するベクトル図である。
【図１８】実施例４におけるモータユニットの構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図１９】実施例５におけるモータユニットの構成を示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２０】従来の制御装置におけるスイッチング素子の
導通・遮断のタイミングを示す波形図と、コイルの端子
電圧を示す波形図である。従来のモータの制御装置の構
成を示すブロック図である。
導通・遮断のタイミングを示す波形図と、コイルの端子
電圧を示す波形図である。従来のモータの制御装置の構
成を示すブロック図である。
【図２１】従来の制御装置におけるスイッチング素子の
導通・遮断のタイミングを示す波形図と、コイルの端子
電圧を示す波形図である。（ａ）〜（ｆ）は従来の制御
装置におけるスイッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、７
ｕ、７ｖ、７ｗの導通・遮断のタイミングを示す図であ
る。（ｇ）〜（ｉ）は従来の制御装置における端子電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの電圧波形を示す図である。
導通・遮断のタイミングを示す波形図と、コイルの端子
電圧を示す波形図である。（ａ）〜（ｆ）は従来の制御
装置におけるスイッチング素子６ｕ、６ｖ、６ｗ、７
ｕ、７ｖ、７ｗの導通・遮断のタイミングを示す図であ
る。（ｇ）〜（ｉ）は従来の制御装置における端子電圧
Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの電圧波形を示す図である。
【図２２】従来の制御装置の１２０度通電における相誘
起電圧と相電流を示す波形図である。
起電圧と相電流を示す波形図である。
１ モータ ２ ロータ ３ コイル ４ インバータ ５ 直流電源 ６ 上側スイッチング素子群 ７ 下側スイッチング素子群 ９ スイッチング素子変調回路 １０ 電圧出力回路 １１ 電流符号変化検出部 １２ 電流零判断部 １３ 誘起電圧検出回路 １４ 第１の印加電圧制御回路 １６ 第２の印加電圧制御回路 １７ 第３の印加電圧制御回路 ２０ 電圧指令部 ２６ 第１の遮断期間指令部 ５０ 第２の遮断期間指令部 ５２ 第４の印加電圧制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 田澤 徹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 土山 吉朗 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 丸山 幸紀 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (18)
- 【請求項１】 モータの各相のコイルへの電流路を形成
する複数のスイッチング素子を有する上側スイッチング
素子群、 前記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する下側スイッチング素子群、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数の
ダイオード、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群に対して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の
切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮
断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加
するスイッチング素子変調手段、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群における各相のスイッチング素子間に接続された各
相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、 前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断信号と前記
電圧出力手段により検出された端子電圧値から相電流の
符号変化のタイミングを検出し、電流符号変化タイミン
グ信号を出力する少なくとも１つの電流符号変化検出手
段、及び前記電流符号変化タイミング信号と各相コイル
の印加電圧値に基づいて前記スイッチング素子変調手段
に相印加電圧指令を出力する第１の印加電圧制御手段、 を具備することを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項２】 前記第１の印加電圧制御手段が、相印加
電圧指令の符号が変化するときと電流符号変化検出手段
により検出された相電流の符号が変化するときとの位相
差が設定された位相差となるよう前記スイッチング素子
変調手段に対して前記モータのロータ位置に応じた相印
加電圧指令を出力することを特徴とする請求項１に記載
のモータの制御装置。 - 【請求項３】 前記第１の印加電圧制御手段が、相印加
電圧指令の符号が変化するときと電流符号変化検出手段
により検出された相電流の符号が変化するときとの位相
差と、前記位相差と設定された基準位相差と、位相誤差
ゲインとに基づいて電圧周波数をフィードバック制御す
る場合において、電圧周波数を進める時に電圧周波数を
遅らせる時よりも前記位相誤差ゲインを小さく設定して
電圧周波数を演算して相印加電圧指令を作成し、前記ス
イッチング素子変調手段に対してモータのロータ位置に
応じた前記相印加電圧指令を出力することを特徴とする
請求項１に記載のモータの制御装置。 - 【請求項４】 モータの各相のコイルへの電流路を形成
する複数のスイッチング素子を有する上側スイッチング
素子群、 前記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する下側スイッチング素子群、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数の
ダイオード、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群に対して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の
切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮
断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加
するスイッチング素子変調手段、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群における各相のスイッチング素子間に接続された各
相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、 前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断信号と前記
電圧出力手段により検出された端子電圧値から相電流の
符号変化のタイミングを検出し、電流符号変化タイミン
グ信号を出力する少なくとも１つの電流符号変化検出手
段、 前記電流符号変化検出手段により相電流の符号変化が検
出されたときに該当する相の前記上側スイッチング素子
と前記下側スイッチング素子を所定期間遮断する遮断制
御期間を設定し出力する第１の遮断期間指令手段、 前記遮断制御期間の遮断制御信号が出力されていると
き、前記電圧出力手段からの出力電圧に基づき誘起電圧
情報を検出する誘起電圧検出手段、及び前記誘起電圧情
報と前記第１の遮断期間指令手段から出力された前記遮
断制御期間に基づいて、前記スイッチング素子変調手段
に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令を出力する第２
の印加電圧制御手段、 を具備することを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項５】 モータの各相のコイルへの電流路を形成
する複数のスイッチング素子を有する上側スイッチング
素子群、 前記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する下側スイッチング素子群、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数の
ダイオード、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群に対して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の
切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮
断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加
するスイッチング素子変調手段、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群における各相のスイッチング素子間に接続された各
相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、 同一相の前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチ
ング素子が遮断制御信号に従って遮断された後に電圧出
力手段から出力された前記端子電圧値に基づいて、相電
流が零となり誘起電圧を検出できる状態であることを示
す電流零信号を出力する電流零判断手段、 前記電流零判断手段から電流零信号が入力されたとき、
前記同一相以外の前記上側スイッチング素子と前記下側
スイッチング素子のスイッチング状態に基づき前記電圧
出力手段から出力された前記端子電圧値に基づき誘起電
圧情報を検出し出力する誘起電圧検出手段、及び前記誘
起電圧検出手段から前記誘起電圧情報が出力された後、
直ちに遮断されていた相を導通する導通制御信号をスイ
ッチング素子変調手段に出力して全ての相のスイッチン
グ動作を行わせるとともに、前記誘起電圧情報に基づい
て前記スイッチング素子変調手段に導通・遮断制御信号
と相印加電圧指令を出力する第３の印加電圧制御手段、 を具備することを特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項６】 前記誘起電圧検出手段は、遮断制御信号
が出力されているときに前記電圧出力手段から得られた
誘起電圧を予め決められた基準値と比較し、その比較結
果情報を出力するよう構成された請求項４又は請求項５
に記載のモータの制御装置。 - 【請求項７】 前記誘起電圧検出手段は、遮断制御信号
が出力されているときに前記電圧出力手段から得られた
誘起電圧を基準値と比較し、前記基準値が誘起電圧のオ
フセットを検出できるよう変更可能であり、前記変更さ
れた基準値と前記誘起電圧とを比較してその比較結果情
報を出力するよう構成されたことを特徴とする請求項４
又は請求項５に記載のモータの制御装置。 - 【請求項８】 前記誘起電圧検出手段は、遮断制御信号
が出力されているときに前記電圧出力手段から得られた
誘起電圧のアナログ値を出力するよう構成されたことを
特徴とする請求項４又は請求項５に記載のモータの制御
装置。 - 【請求項９】 モータの各相のコイルへの電流路を形成
する複数のスイッチング素子を有する上側スイッチング
素子群、 前記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する下側スイッチング素子群、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数の
ダイオード、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群に対して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の
切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮
断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加
するスイッチング素子変調手段、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群における各相のスイッチング素子間に接続された各
相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、 前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断信号と前記
電圧出力手段により検出された端子電圧値から相電流の
符号変化のタイミングを検出し、電流符号変化タイミン
グ信号を出力する少なくとも１つの電流符号変化検出手
段、 前記電流符号変化タイミング信号と各相コイルの印加電
圧値に基づいて前記スイッチング素子変調手段に相印加
電圧指令を出力する第１の印加電圧制御手段、 同一相の前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチ
ング素子を相電流値に係わらず連続して遮断する遮断制
御期間を設定し出力する第２の遮断期間指令手段、 前記遮断制御期間の遮断制御信号が出力されている期間
に前記電圧出力手段からの出力電圧に基づいて誘起電圧
情報を検出し出力する誘起電圧検出手段、及び前記誘起
電圧検出手段から出力された前記誘起電圧情報の誘起電
圧を２値化して誘起電圧タイミング信号を形成し、前記
誘起電圧タイミング信号と前記第２の遮断期間指令手段
からの遮断制御期間に基づいて前記スイッチング素子変
調手段に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令を出力す
る第４の印加電圧制御手段を具備し、 前記モータの速度あるいは速度変化が大きい場合には前
記第４の印加電圧制御手段が前記スイッチング素子変調
手段を制御し、前記モータの速度あるいは速度変化が小
さい場合には前記第１の印加電圧制御手段により前記ス
イッチング素子変調手段を制御するよう構成されたこと
を特徴とするモータの制御装置。 - 【請求項１０】 モータの各相のコイルへの電流路を形
成する複数のスイッチング素子を有する上側スイッチン
グ素子群、 前記モータの各相コイルからの電流路を形成する複数の
スイッチング素子を有する下側スイッチング素子群、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数の
ダイオード、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群に対して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の
切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮
断信号を出力し、前記モータの各相コイルに電圧を印加
するスイッチング素子変調手段、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群における各相のスイッチング素子間に接続された各
相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、 前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断信号と前記
電圧出力手段により検出された端子電圧値から相電流の
符号変化のタイミングを検出し、電流符号変化タイミン
グ信号を出力する少なくとも１つの電流符号変化検出手
段、 前記電流符号変化検出手段により電流符号の変化が検出
されたとき該当する相の前記上側スイッチング素子と前
記下側スイッチング素子を遮断する遮断制御期間を設定
し出力する第１の遮断期間指令手段、 前記遮断制御期間に遮断制御信号が出力されているとき
前記電圧出力手段からの出力電圧に基づいて誘起電圧情
報を検出する誘起電圧検出手段、 前記誘起電圧情報と第１の遮断期間指令手段から出力さ
れた前記遮断制御期間に基づいて前記スイッチング素子
変調手段に導通・遮断制御信号と相印加電圧指令を出力
する第２の印加電圧制御手段、 同一相の前記上側スイッチング素子と前記下側スイッチ
ング素子を相電流に係わらず連続して遮断する遮断制御
期間を設定し出力する第２の遮断期間指令手段、及び前
記誘起電圧検出手段から出力された前記誘起電圧情報の
誘起電圧を２値化した誘起電圧タイミング信号と第２の
遮断期間指令手段からの前記遮断制御期間に基づいて前
記スイッチング素子変調手段に導通・遮断制御信号と印
加電圧指令を出力する第４の印加電圧制御手段を具備
し、 前記モータの速度あるいは速度変化が大きい場合には前
記第４の印加電圧制御手段が前記スイッチング素子変調
手段を制御し、前記モータの速度あるいは速度変化が小
さい場合には前記第２の印加電圧制御手段が前記スイッ
チング素子変調手段を制御するよう構成されたことを特
徴とするモータの制御装置。 - 【請求項１１】 前記第１の遮断期間指令手段は、電流
符号変化検出手段により電流符号変化が検出されたと
き、該当する相の上側スイッチング素子と下側スイッチ
ング素子を遮断する遮断制御期間が複数回のスイッチン
グ周期に設定されるすることを特徴とする請求項４又は
請求項１０に記載のモータの制御装置。 - 【請求項１２】 前記電流符号変化検出手段が、同一相
の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の同時
遮断期間中において、電圧出力手段により検出された端
子電圧から相電流の符号変化を検出するよう構成された
ことを特徴とする請求項１、請求項４、請求項９、又は
請求項１０に記載のモータの制御装置。 - 【請求項１３】 前記電流符号変化検出手段が、前記電
圧出力手段から出力された端子電圧のハイレベルあるい
はロウレベルである期間と、スイッチング素子変調手段
から出力された対応するスイッチング素子の導通指令期
間あるいは遮断指令期間の少なくとも一つの期間とを比
較して相電流の符号変化を検出するよう構成されたこと
を特徴とする請求項１、請求項４、請求項９、又は請求
項１０に記載のモータの制御装置。 - 【請求項１４】 前記スイッチング素子変調手段が、次
に相電流の符号が変化する相のみの上側スイッチング素
子と下側スイッチング素子の導通・遮断周波数を他の相
のスイッチング素子の導通・遮断周波数よりも多く設定
するよう構成されたことを特徴とする請求項１、請求項
４、請求項９、又は請求項１０に記載のモータの制御装
置。 - 【請求項１５】 永久磁石を有するロータ、 複数相のコイルを有するステータ、 各相のコイルへの電流路を形成する複数のスイッチング
素子を有する上側スイッチング素子群、 前記各相コイルからの電流路を形成する複数のスイッチ
ング素子を有する下側スイッチング素子群、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群の各スイッチング素子に逆並列に接続された複数の
ダイオード、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群に対して同一相のスイッチング素子の導通と遮断の
切り換え動作を同時遮断期間を有して行わせる導通・遮
断信号を出力し、前記各相コイルに電圧を印加するスイ
ッチング素子変調手段、 前記上側スイッチング素子群と前記下側スイッチング素
子群における各相のスイッチング素子間に接続された各
相コイルの端子電圧値を検出し出力する電圧出力手段、 前記スイッチング素子変調手段の導通・遮断信号と前記
電圧出力手段により検出された端子電圧値から相電流の
符号変化のタイミングを検出し、電流符号変化タイミン
グ信号を出力する少なくとも１つの電流符号変化検出手
段、及び前記電流符号変化タイミング信号と各相コイル
の印加電圧値に基づいて前記スイッチング素子変調手段
に相印加電圧指令を出力する第１の印加電圧制御手段、 を具備することを特徴とするモータユニット。 - 【請求項１６】 前記電流符号変化検出手段が、同一相
の上側スイッチング素子と下側スイッチング素子の同時
遮断期間中において、電圧出力手段により検出された端
子電圧から相電流の符号変化を検出するよう構成された
ことを特徴とする請求項１５に記載のモータユニット。 - 【請求項１７】 前記電流符号変化検出手段が、前記電
圧出力手段から出力された端子電圧のハイレベルあるい
はロウレベルである期間と、スイッチング素子変調手段
から出力された対応するスイッチング素子の導通指令期
間あるいは遮断指令期間の少なくとも一つの期間とを比
較して相電流の符号変化を検出するよう構成されたこと
を特徴とする請求項１５に記載のモータユニット。 - 【請求項１８】 前記スイッチング素子変調手段が、次
に相電流の符号が変化する相のみの上側スイッチング素
子と下側スイッチング素子の導通・遮断周波数を他の相
のスイッチング素子の導通・遮断周波数よりも多く設定
するよう構成されたことを特徴とする請求項５に記載の
モータユニット。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP11178735A JP2000083397A (ja) | 1998-07-10 | 1999-06-24 | モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニット |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10-195396 | 1998-07-10 | ||
| JP19539698 | 1998-07-10 | ||
| JP11178735A JP2000083397A (ja) | 1998-07-10 | 1999-06-24 | モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニット |
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|---|---|
| JP2000083397A true JP2000083397A (ja) | 2000-03-21 |
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| JP11178735A Pending JP2000083397A (ja) | 1998-07-10 | 1999-06-24 | モ―タの制御装置及びその制御装置を有するモ―タユニット |
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