HK1157079B - 電源控制器和方法 - Google Patents

Description

电源控制器和方法

技术领域

本发明一般涉及电源，且更具体地涉及开关模式电源。

背景技术

开关模式电源(SMPS)用于包括膝上计算机、蜂窝电话、个人数字助手、视频游戏、摄像机等各种便携电子设备中。它们可将一个电压电平上的dc信号转换为不同电压电平上的dc信号(这是dc-dc转换器)、将交流(ac)信号转换为dc信号(这是ac-dc转换器)、将dc信号转换为ac信号(这是dc-ac转换器)，或将ac信号转换为ac信号(这是ac-ac转换器)。一般地，开关模式电源包括开关电源控制器或转换器，该开关电源控制器或转换器在重负载即汲取大电流的负载的条件下以连续模式操作，以及在轻负载即汲取小电流的负载条件下在跳变模式或脉冲跳变模式下操作。在过去，半导体制造者使用各种方法和结构形成开关电源控制器，例如调整由电源系统提供的电压的值的脉冲宽度调制(PWM)电源控制器。在一些情况下，开关电源控制器能够在普通操作过程中以固定的频率或连续的操作模式操作。当由从电源系统接收功率的负载汲取的电流减小时，某些现有的开关电源控制器以跳过一些PWM周期的轻负载模式操作。当负载再次需要较高电流时，开关调节器电路退出跳变模式并返回普通操作。

转换器一般包括连接到误差放大器的补偿网络，以稳定系统并基于小信号行为模式来优化瞬变响应。但是，当大信号瞬变事件发生时，例如从轻负载状态到满负载状态的阶梯负载瞬变，由于补偿网络的饱和恢复和误差放大器的转换速率限制，转换器不能实现期望的响应。

图1是包括开关电源控制器12的电源系统10的一部分的现有技术示意图。系统10接收功率输入端子14和功率返回端子16之间的功率，并在输出18和端子16之间形成输出电压V_OUT。控制器12设置为将输出电压V_OUT调整为期望的值或在接近目标值的值的范围内的目标值。例如，目标值可以是五伏(5v)，而值的范围可能是接近五伏的正或负百分之五(5％)。系统10一般包括功率开关例如功率晶体管20和被连接以控制流经电感器24的电感器电流I₂₄的整流器22。整流器22可以是同步金属氧化物半导体场效应晶体管、二极管等。电容器26连接在输出18和端子16之间以便协助形成输出电压V_OUT。电压感测网络28可被耦合到输出18，以在节点30提供代表输出电压V_OUT的非瞬时值的电压感测信号V_S。以举例的方式说，电压感测网络28包括具有公共地连接到一起以形成节点30的端子的电阻器32和34。另外，电阻器32具有连接到输出18的端子，且电阻器34具有连接到功率返回端子16的端子。电压感测网络28可以是在节点30提供代表输出电压V_OUT的值的感测信号V_S的任何类型的感测网络。负载36一般连接在输出18和端子16之间以便接收输出电压V_OUT且接收负载电流I_LOAD。应注意到负载电流I_LOAD是电流I₂₄和可能流自电容器26的电流I₂₆的和。

开关电源控制器12从连接在电源输入38和电源返回40之间的调节器35接收操作功率。输入38和返回40一般分别连接到端子14和16。应注意到，调节器40可提供参考电压V_REF。控制器12设置为在输出42上形成适合于驱动和操作晶体管20以调整输出电压V_OUT的值的开关驱动信号。来自电压感测网络28的电压感测信号V_S由控制器12在电压感测输入44上接收。

控制器12包括适合于产生被输入到缓冲器驱动器或缓冲器52中的PWM开关信号的PWM控制模块50。缓冲器52具有连接到功率晶体管20的栅极端子的输出端子。控制器12还包括反馈网络54，该反馈网络包括操作放大器56和补偿网络58。以举例的方式说，补偿网络58是无源电压补偿网络。更具体地，操作放大器56作为具有反相输入端子、非反相输入端子以及输出端子的误差放大器起作用，其中非反相输入端子被耦合以接收参考电压V_REF，反相输入端子通过补偿网络58被耦合到其输出端子和电压感测节点44。以举例的方式说，补偿网络58包括连接在操作放大器56的反相输入端子和电压感测节点44之间的电阻器60、耦合在操作放大器56的反相输入端子和输出端子之间的电阻器电容器网络62。电阻器电容器网络62包括与电阻器66并联耦合的电容器64以及串联连接的电容器68。操作放大器56的输出端子直接连接到PWM控制模块50的输入端子。

在操作中，电源系统10一般以以下两种模式中的一种模式操作：连续操作模式或脉冲跳变(或突发)操作模式。在重负载或非轻负载条件下，PWM控制模块50以其额定操作频率或满操作频率操作，且电感器电流I₂₄是连续的。在轻负载或无负载条件下，负载电流I_LOAD减小，且电感器电流I₂₄变得不连续。如果脉冲跳变模式有效，PWM控制模块50的输出端子上的操作频率或开关频率减小，以响应于负载电流的减小，从而减小功耗。

图2a、2b、2c和2d是示出了当控制器12以连续操作模式操作时产生的不同信号的曲线图。曲线图2a、2b、2c和2d的横坐标表示时间，且曲线图2a、2b和2c的纵坐标表示电压，而曲线图2d的纵坐标表示电流。更具体地，曲线图2a示出了从操作放大器56的输出端子被传送到PWM控制模块50的输入端子的电压V_COMP；曲线图2b示出了出现在输出18和端子16之间的输出电压V_OUT；曲线图2c示出了出现在节点25的电压V_SWN且曲线图2d示出了电感器电流I₂₄。在图2中，控制器12以连续的脉冲PWM模式操作，因此电感器电流I₂₄是连续的。在这种条件下，操作放大器56不在饱和状态中操作，且电阻器电容器网络62的电容器即电容器64和68的DC偏压中有微小变化。更具体地，在稳定状态连续脉冲操作模式中，电容器68两端的DC偏压实质上等于在连续脉冲操作模式期间误差放大器56的输出端子的平均电压电平和出现在误差放大器56的非反相输入端子的参考电压V_REF之间的差，即V_C68＝V_{COMP_AVG}-V_REF。在脉冲跳变模式中，当输出电压V_OUT高于参考电压V_REF时，电压V_COMP保持在其最小电平。在这种情况下，电容器68两端的DC偏压实质上等于电压V_COMP的最小电压值和参考电压V_REF之间的差，即，V_C68＝V_{COMP_MIN}-V_REF。

当有递增负载瞬变时，电压V_COMP增加到实质上等于误差放大器56的输出端子的平均电压电平的值。因为电容器68两端的DC偏压不能立即改变，实质上等于V_COMP-V_C68-V_REF的电压差被添加到电阻器66两端，这导致了下降的(droop)电流注入到节点59并通过电阻器60。电压V_C68是电容器68两端的电压。额外的下降电流导致了额外的电压下降且导致输出电压V_OUT需要较长时间恢复。

图3a、3b、3c和3d是示出了在有递增负载瞬变时由控制器12产生的各种信号的曲线图，跳变模式被启用，且控制器12以跳变模式操作。曲线图3a、3b、3c和3d的横坐标表示时间，曲线图3a、3b和3c的纵坐标表示电压，而曲线图3d的纵坐标表示电流。更具体地，曲线图3a示出了从操作放大器56的输出端子被传送到PWM控制模块50的输入端子的电压V_COMP；曲线图3b示出了出现在输出18和端子16之间的输出电压V_OUT；曲线图3c示出了出现在节点25的电压V_SWN；曲线图3d示出了电感器电流I₂₄和负载电流I_LOAD。

因为控制器12进入跳变操作模式，系统瞬变响应由于反馈网络54中的DC电平偏差而降低。

因此，拥有具有在重负载条件和轻负载条件下的快速瞬变响应的电源控制器和方法是有益的。进一步有益的是该电路和方法实现起来具有成本效益。

附图说明

通过阅读以下的详细描述，结合附图图示，本发明将被更好地理解，其中相同的参考符号指示相同的部件，其中：

图1是电源控制系统的现有技术部分的电路示意图；

图2a是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图2b是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图2c是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图2d是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电流信号的曲线图；

图3a是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图3b是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图3c是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图3d是示出了由图1的现有技术电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电流信号的曲线图；

图4是依照本发明的实施方式的电源控制系统的一部分的电路示意图；

图5是适用于图4中示出的电源控制系统的部分的开关的电路示意图；

图6a是示出了由图4的电源控制系统的部分产生的电压信号的曲线图；

图6b是示出了由图4的电源控制系统的部分产生的电压信号的曲线图；

图6c是示出了由图4的电源控制系统的部分产生的电压信号的曲线图；

图6d是示出了由图4的电源控制系统的部分产生的电压信号的曲线图；

图6e是示出了由图4的电源控制系统的部分产生的电流信号的曲线图；

图7a是示出了图4的电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图7b是示出了图4的电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图7c是示出了图4的电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图7d是示出了图4的电源控制系统的部分在其以连续脉冲操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图7e是示出了图4的电源控制系统的部分在其以连续操作模式操作时产生的电流信号的曲线图；

图8a是示出了图4的电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图8b是示出了图4的电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图8c是示出了图4的电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图8d是示出了图4的电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电压信号的曲线图；

图8e是示出了图4的电源控制系统的部分在其以脉冲跳变操作模式操作时产生的电流信号的曲线图；

图9是依照本发明的另一个实施方式的电源控制系统的一部分的电路示意图。

具体实施方式

一般地，本发明提供了具有反馈控制开关的电源控制器和用于在反馈网络中补偿误差信号的方法。电源控制器包括反馈路径中的误差放大器和用于打开和闭合反馈回路的开关。当控制器在连续脉冲操作模式和脉冲跳变操作模式之间操作时，该开关作为控制回路中的有源补偿器起作用，从而减小误差放大器的转换速率需求。依照本发明的实施方式，有源开关被插入到误差放大器的负反馈路径中。以举例的方式说，开关与在开关闭合且控制器以连续脉冲操作模式操作时提供补偿的无源补偿网络串联。当控制器以脉冲跳变操作模式操作时，控制器打开开关，使得无源补偿网络中的无源电荷存储部件保持存储在其中的电荷。通过保持电荷，当从脉冲跳变操作模式改变到连续脉冲操作模式时，即，在开关闭合之后，控制器快速并有效地返回到其额定操作状态。

依照另一个实施方式，电源控制器包括连接到补偿网络的脉冲宽度调制控制模块。补偿网络包括具有反相输入端子、非反相输入端子和输出端子的放大器。无源补偿网络耦合在放大器的反相输入端子和输出端子之间。开关耦合在放大器的输出端子和补偿网络的输入端子之间。

依照另一个实施方式，用于改进控制器的瞬变响应的方法包括使用处于闭合回路设置中的补偿网络由第一信号产生反馈信号，且控制器以连续脉冲模式操作。控制器在以脉冲跳变操作模式操作时通过打开反馈回路的方式改变反馈信号。

应注意到术语轻负载和重负载取决于应用和参数例如电感器24的电感值。例如，在一些应用中，其中满负载电流是10安培，轻负载电流可以是1安培；但是在一些应用中，其中满负载电流是1安培，轻负载可以是10毫安。因此，当负载电流小于满负载电流的大约15％时被理解为轻负载，且当负载电流是满负载电流或是满负载电流的大约15％内的电流水平时被理解为重负载。

图4是依照本发明的实施方式的电源系统100的一部分的示意图。电源系统100包括开关电源控制器12A、电压感测网络28、功率晶体管20、整流器22和电感器24。开关电源控制器12A与开关电源控制器12相似，只是其包括反馈网络54A，该反馈网络54A具有无源电压补偿网络58、开关102、计时器104以及通过晶体管106耦合到电容器64和68的偏置电压V_BIAS。应注意到，无源电压补偿网络58可以是单极点网络，即类型I网络，两极点、一零点网络，即类型II网络，三极点、两零点网络，即类型III网络，或其他的补偿网络。电容器64和68的端子连接到一起以形成节点105。开关102连接在节点105(即，在补偿网络62的输出)和公共连接的误差放大器56的输出端子和PWM控制模块50的输入端子之间。开关102的控制端子通过计时器104耦合到PWM控制模块50的输出端子。更具体地，PWM控制模块50的输出端子在节点107连接到计时器104的输入端子，且计时器104的输出端子连接到开关102的控制端子。电阻器106限制在误差放大器56的输出端子和电压V_BIAS之间流动的电流。电压V_BIAS可由自适应DC电压发生器产生，其中电压V_BIAS在稳定状态连续脉冲操作模式期间接近于信号V_COMP的DC电压电平。当PWM控制模块50是电压模式PWM控制器电压时，电压V_BIAS可按以下方式来确定：

V_BIAS＝G_VOUT＊V_OUT+V_RAMP

其中G_OUT是电压V_BIAS/V_OUT的比；以及

V_RAMP是PWM控制模块50的内部斜变信号的偏移电压或谷值。

依照本发明的实施方式，开关102是晶体管例如场效应晶体管。图5示出了具有控制电极和电流传导(current conducting)电极的晶体管109。应注意到，晶体管109的控制电极与开关102的控制端子相似，一个电流传导电极连接到无源网络62的端子，且另一个电流传导电极连接到PWM控制模块50的输入端子。图5还示出了耦合在晶体管109的电流传导端子之间的电容器111。电容器111可以是晶体管109的寄生电容，或者其可以是具有小电容值另外的电容器，该小电容值使从跳变操作模式到连续操作模式的转换平滑并提供滤波。以举例的方式说，电容器111的电容值为大约一皮法。

在操作中，计时器104检测在节点107的PWM控制模块50的输出信号，并响应于输出信号产生控制信号以控制开关102。计时器104在其被节点107的信号重置之后开始计时。当PWM控制模块50以连续脉冲或临界传导模式操作时，计时器104具有比该PWM控制模块50的输出信号的转换周期更长的计时周期，即，计时器104产生超时信号(Time_Out)。超时信号Time_Out保持在有效状态直到其被重置。当信号Time_Out处于有效状态时，开关102打开，这就打开了反馈回路，而当信号Time_Out处于无效状态时开关102闭合，这就闭合了反馈回路。因此，当PWM控制模块50以连续脉冲模型操作时开关102闭合，且在其跳过一个或多个脉冲之后开关102打开。

图6a、6b、6c、6d和6e是依照本发明的实施方式的示出了由控制器12A产生的各种信号的曲线图。曲线图6a、6b、6c、6d和6e的横坐标以秒来表示时间，曲线图6a、6b、6c、和6d的纵坐标表示电压，而曲线图6e的纵坐标表示电流。更具体地，曲线图6a示出了从操作放大器56的输出端子被传送到PWM控制模块50的输入端子的电压V_COMP和出现在节点105的电压信号V_COMP1；曲线图6b示出了出现在节点107即PWM控制器50的输出端子的电压V_PWM；曲线图6c示出了从计时器104被发送到开关102的控制端子的信号Time_Out；曲线图6d示出了出现在输出18和端子16之间的输出电压V_OUT和参考电压V_REF；以及曲线图6e示出了电感器电流I₂₄和负载电流I_LOAD。

仍然参考图6a、6b、6c、6d和6e，在时间t₀，控制器12A以连续脉冲PWM模式操作，因此电感器电流I₂₄是连续的且负载电流I_LOAD为高。计时器104在每个周期被出现在PWM控制器50的输出端子的PWM脉冲V_PWM重置。因此，由计时器104产生的信号Time_Out保持处于逻辑高电压电平，且开关102闭合，即，晶体管109导通。在这种情况下，反馈网络54A在闭合回路设置中操作，且误差放大器56的输出信号V_COMP和出现在开关102的输入的信号V_COMP1实质上处于相同的电压电平。信号V_COMP称为返回回路输出信号。

在时间t₁，负载释放发生，即，负载从重负载变化到轻负载，因此电感器24中存储的能量为电容器26充电。响应于输出电压V_OUT的变化，来自误差放大器56的电压V_COMP降低到逻辑零电压，且PWM控制器50输出逻辑低电压电平，这就防止了输出电压V_OUT的过冲。电感器电流I₂₄减小，且电源系统100进入脉冲跳变模式。因为计时器104在时间t₀被重置之后再没有PWM脉冲(VPWM)，在时间t₂出现在计时器104的输出端子的超时信号Time_Out在预定的时间段T_timer有效。

在时间t₂之后，开关102打开，即，当开关102使用晶体管109被实现时，晶体管109被关掉。在这种情况下，反馈网络54A在开放回路设置中操作，其改变了反馈回路输出信号V_COMP。应注意到，在开放回路设置中，误差放大器56作为比较器操作。因为输出电压V_OUT高于参考电压V_REF，来自误差放大器56的输出信号V_COMP保持处于低饱和电平。出现在节点105的电压V_COMP1上升并在实质上与电压V_BIAS相同的电压电平上稳定下来，该电压V_BIAS接近于稳定状态连续脉冲操作模式中的电压信号V_COMP的DC电压电平。

在从时间t₂到时间t₅的时间段期间，负载电流I_LOAD很低，且其将输出电容器26放电，这就缓慢地减小了输出电压V_OUT。

在时间t₃，输出电压V_OUT横越(cross over)参考电压V_REF，且来自误差放大器56的电压V_COMP增加，触发PWM控制器50产生PWM脉冲，由此重置计时器104。重置计时器104使开关102闭合，例如，如果开关102由晶体管109实现，重置计时器104将晶体管109导通。因为负载小，来自单个PWM脉冲的能量足以将输出电压V_OUT保持在比参考电压V_REF高的电平。

在时间t₄，信号Time_Out再次变为有效，且开关102打开，例如，晶体管109关掉。

在时间t₅，当负载递增信号在静止期之后发生，误差放大器56像比较器一样操作，且在逻辑高电压电平上快速产生输出信号V_COMP。

在时间t₆，PWM控制器50重置计时器104的PWM脉冲。在时间t₆之后PWM控制器50连续地输出PWM脉冲以向负载36提供能量，且开关102保持闭合，例如，晶体管109保持导通。

图7a、7b、7c、7d和7e是示出了由控制器12A在其以连续操作模式操作时产生的各种信号的曲线图。曲线图7a、7b、7c、7d和7e的横坐标表示时间，且7a、7b、7c和7d的纵坐标表示电压，而曲线图7e的纵坐标表示电流。更具体地，曲线图7a示出了节点57的电压V_COMP和节点105的电压V_COMP1；曲线图7b示出了信号Time_Out；曲线图7c示出了出现在输出18和端子16之间的输出电压V_OUT；曲线图7d示出了出现在节点25的电压V_SWN；曲线图7e示出了电感器电流I₂₄。在图7中，控制器12A以连续脉冲PWM模式操作，因此电感器电流I₂₄是连续的。在这种情况下，操作放大器56不在饱和状态中操作，且电阻器电容器网络62的电容器即电容器64和68的DC偏压有小的改变。更具体地，在稳定状态连续脉冲操作期间，电容器68两端的DC偏压实质上等于在连续脉冲操作模式期间误差放大器56的输出端子的平均电压电平和出现在非反相输入端子的参考电压V_REF之间的差。

当有递增负载瞬变时，电压V_COMP增加回到与误差放大器56的输出端子的平均电压电平实质上相等的值。图8a、8b、8c、8d和8e是示出了当有递增负载瞬变且转换器12A已在跳变模式操作即跳变模式有效时由控制器12A产生的各种信号的曲线图。曲线图8a、8b、8c、8d和8e的横坐标表示时间，且曲线图8a、8b、8c和8d的纵坐标表示电压，而曲线图8e的纵坐标表示电流。更具体地，曲线图8a示出了节点57的电压V_COMP和节点105的电压V_COMP1；曲线图8b示出了电压Time_Out；曲线图8c示出了出现在输出18和端子16之间的输出电压V_OUT；曲线图8d示出了出现在节点25的电压V_SWN；以及曲线图8e示出了电感器电流I₂₄。应注意到，依照本发明的实施方式，电源系统100在连续操作模式和跳变操作模式两者中都具有比电源系统10更快的响应，因为误差放大器56不需要使整个反馈网络54A脱开饱和电平工作，即，反馈网络作为误差放大器56的负载起作用，且在补偿电容器64和68中没有大的DC偏压变化。

图9是依照本发明的另一个实施方式的电源系统150的一部分的示意图。电源系统150包括开关电源控制器12B，电压感测网络28、功率晶体管20、整流器22和电感器24。控制器12B与开关电源控制器12A相似，只是开关电源控制器12B包括具有电源检测网络或电压检测器152的反馈网络54B，，该电源检测网络或电压检测器152具有连接到误差放大器56的输出端子的输入端子、和连接到开关102的控制端子而不是连接到计时器104的输出端子。因此，在反馈网络54B中没有出现计时器104。开关102连接在输出补偿网络62和在节点57的公共连接的误差放大器56的输出端子和PWM控制模块50的输入端子之间。

在操作中，电压检测器152监控误差信号V_COMP的电压电平并控制开关102。当误差放大器56进入饱和范围时，电压检测器152打开开关102，例如，关掉晶体管109，从而将补偿网络58从节点57断开连接，且当误差信号V_COMP的电压电平在正常范围内时补偿网络58重新连接到节点57。

虽然本文公开了具体的实施方式，但不意味着本发明限于所公开的实施方式。本领域技术人员将认识到，可作出修改和变型而不偏离本发明的精神。例如，开关网络可用于其他类型的转换器例如升压转换器、降压-升压转换器等。这意味着本发明包括落入所附的权利要求的范围内的所有这样的修改和变型。

Claims (11)

1.一种电源控制器(12A、12B)，包括：

脉冲宽度调制控制模块(50)，具有输入和输出；以及

反馈网络(54A、54B)，具有第一输入和输出，所述输出连接到所述脉冲宽度调制控制模块(50)的所述输入，其中所述反馈网络包括(54A、54B)：

放大器(56)，具有反相输入端子、非反相输入端子以及输出端子；

补偿网络(58)，具有第一节点(105)和第二节点(59)；

开关(102)，具有第一电流传导端子和第二电流传导端子以及控制端子，所述第一电流传导端子耦合到所述补偿网络的所述第一节点(105)，且所述第二电流传导端子耦合到所述放大器(56)的所述输出端子和所述脉冲宽度调制控制模块(50)的所述输入，以及

所述控制端子耦合到所述脉冲宽度调制控制模块(50)的所述输出，其中，所述反馈网络响应于所述开关被打开而在开放环路设置中进行操作，并且响应于所述开关被闭合而在闭合环路设置中进行操作。

2.如权利要求1所述的电源控制器(12A、12B)，还包括具有耦合到所述脉冲宽度控制模块(50)的所述输出的输入和耦合到所述开关(102)的所述控制端子的输出的计时器(104)。

3.如权利要求2所述的电源控制器(12A、12B)，还包括：

偏置电压(V_BIAS)，耦合到所述开关(102)的所述第一电流传导端子；以及

第一电阻器(106)，其中所述偏置电压(V_BIAS)通过所述第一电阻器(106)耦合到所述开关(102)的所述第一电流传导端子。

4.如权利要求1所述的电源控制器(12A、12B)，还包括耦合在所述第一电流传导端子和所述第二电流传导端子之间的第一电容器。

5.一种电源控制器(12B)，包括：

脉冲宽度调制控制模块(50)，具有输入和输出；以及

反馈网络(54B)，具有第一输入和输出，所述输出连接到所述脉冲宽度调制控制模块(50)的所述输入，其中所述反馈网络包括(54B)：

放大器(56)，具有反相输入端子、非反相输入端子以及输出端子；

补偿网络(58)，具有第一节点(105)和第二节点(59)；

开关(102)，具有第一电流传导端子和第二电流传导端子以及控制端子，所述第一电流传导端子耦合到所述补偿网络的所述第一节点(105)，且所述第二电流传导端子耦合到所述放大器(56)的所述输出端子和所述脉冲宽度调制控制模块(50)的所述输入，以及

电压检测器(152)，具有输入和输出，所述输入耦合到所述放大器(56)的所述输出端子，且所述输出耦合到所述开关(102)的所述控制端子；

偏置电压(V_BIAS)，耦合到所述开关(102)的所述第一电流传导端子；以及

第一电阻器(106)，其中所述偏置电压(V_BIAS)通过所述电阻器(106)耦合到所述开关(102)的所述第一电流传导端子，其中，所述反馈网络响应于所述开关被打开而在开放环路设置中进行操作，并且响应于所述开关被闭合而在闭合环路设置中进行操作。

6.如权利要求5所述的电源控制器(12B)，还包括耦合在所述第一电流传导端子和所述第二电流传导端子之间的第一电容器。

7.一种用于改进控制器的瞬变响应的方法，包括：

响应于在误差放大器的输入处的参考电压和感测电压而在所述误差放大器的输出处产生第一信号，其中，所述感测电压代表所述控制器的输出电压的非瞬时值；

使用所述第一信号通过在闭合回路设置下操作补偿网络(58)并且使用脉冲宽度调制控制模块和定时器来控制耦合在所述误差放大器的反向输入和所述误差放大器的输出之间的开关来产生反馈回路输出信号(V_COMP)；以及

通过以下操作来改变所述反馈回路输出信号(V_COMP)：响应于所述误差放大器进入饱和范围而打开开关从而在开放回路设置下操作所述补偿网络(58)，以及响应于所述反馈环路输出信号处于其正常范围而在闭合回路设置下操作所述补偿网络。

8.如权利要求7所述的方法，还包括：

当所述开关(102)处于闭合设置下时产生所述反馈回路输出信号(V_COMP)；以及

开启晶体管以闭合所述开关(102)。

9.如权利要求7所述的方法，其中改变所述反馈回路输出信号(V_COMP)包括：

当计时器(104)被所述第一信号重置之后，启动该计时器(104)，其中所述计时器(104)具有比所述第一信号的至少一个临界传导模式转换周期更长的计时周期。

10.如权利要求7所述的方法，还包括响应于所述控制器(12A、12B)以连续脉冲模式操作而产生所述反馈回路输出信号(V_COMP)，以及将所述控制器的操作模式从连续脉冲操作模式改变为脉冲跳变操作模式来改变所述反馈回路输出信号(V_COMP)。

11.一种用于改进控制器的瞬变响应的方法，包括：

响应于在误差放大器的输入处的参考电压和感测电压而在所述误差放大器的输出处产生第一信号，其中，所述感测电压代表所述控制器的输出电压的非瞬时值；

使用所述第一信号通过在闭合回路设置下操作补偿网络(58)来产生反馈回路输出信号(V_COMP)，并且通过闭合耦合在所述误差放大器的反相输入与所述误差放大器的输出之间的开关而使用电压检测器监控所述反馈回路输出信号；以及

通过以下操作来改变所述反馈回路输出信号(V_COMP)：响应于所述误差放大器进入饱和范围而打开开关从而在开放回路设置下操作所述补偿网络(58)，以及响应于所述反馈环路输出信号处于其正常范围而在闭合回路设置下操作所述补偿网络。