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EP1825711B1 - Vorrichtung und verfahren zur dämpfung eines parallelschwingkreises - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zur dämpfung eines parallelschwingkreises Download PDF

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Publication number
EP1825711B1
EP1825711B1 EP05816094.6A EP05816094A EP1825711B1 EP 1825711 B1 EP1825711 B1 EP 1825711B1 EP 05816094 A EP05816094 A EP 05816094A EP 1825711 B1 EP1825711 B1 EP 1825711B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
operational amplifier
switching device
signal
resonant circuit
parallel resonant
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP05816094.6A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP1825711A2 (de
Inventor
Martin Reiche
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP1825711A2 publication Critical patent/EP1825711A2/de
Application granted granted Critical
Publication of EP1825711B1 publication Critical patent/EP1825711B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/52—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S15/00
    • G01S7/523—Details of pulse systems
    • G01S7/524—Transmitters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B1/00—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency
    • B06B1/02—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency making use of electrical energy
    • B06B1/0207—Driving circuits
    • B06B1/0215—Driving circuits for generating pulses, e.g. bursts of oscillations, envelopes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J3/00—Continuous tuning
    • H03J3/20—Continuous tuning of single resonant circuit by varying inductance only or capacitance only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/24—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection
    • H03J5/246—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with a number of separate pretuned tuning circuits or separate tuning elements selectively brought into circuit, e.g. for waveband selection or for television channel selection using electronic means
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B2201/00—Indexing scheme associated with B06B1/0207 for details covered by B06B1/0207 but not provided for in any of its subgroups
    • B06B2201/30—Indexing scheme associated with B06B1/0207 for details covered by B06B1/0207 but not provided for in any of its subgroups with electronic damping
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S367/00—Communications, electrical: acoustic wave systems and devices
    • Y10S367/903—Transmit-receive circuitry

Definitions

  • the present invention relates to an apparatus and a method for damping a parallel resonant circuit.
  • An acoustic distance measuring system is known in which a piezoelectric transducer is connected via a transformer to a receiving amplifier.
  • a transistor can be controlled via a computing unit such that an ohmic attenuator is connected in parallel with the input of the amplifier.
  • the transit time of an ultrasonic pulse for the distance to a front vehicle and back can be measured.
  • An ultrasonic transducer generates an ultrasonic signal in pulse form.
  • An ultrasonic sensor detects the reflected portions of the ultrasonic signal and a downstream device determines the transit time. From the known speed of sound of about 330 m / s and at a distance to the front vehicle of about 7.5 cm results in a running time of 0.5 ms.
  • the ultrasonic signal is typically generated by a sound transducer device in which a piezo actuator drives a pot diaphragm.
  • a voltage signal with a frequency in the ultrasonic range (> 20 kHz) and an amplitude in the middle voltage range (10 V - 200 V) is applied to a piezoactuator.
  • FIG. 6 an electronic circuit of such a sound transducer device 5 is shown.
  • a current source 2 generates a transmission current 1 (signal), which inductively via a primary inductance 4a of a transmitter device 4 is transferred to a secondary inductance 4b.
  • the transmission current 1 is keyed by the switch 3, which merges after a transmission excitation in a high-impedance center position.
  • the secondary inductance 4b together with the sound transducer device and its electrical capacitance, forms a parallel resonant circuit with an electrical resonance frequency.
  • the electrical resonance frequency is in the ultrasonic range. In order to achieve optimum excitation of the piezoactuator, the electrical resonance frequency is matched to the mechanical resonance frequency of the sound transducer device 5.
  • the sound transducer device 5 is used not only to transmit the acoustic ultrasonic signal 11, but also to receive the reflected portion 12 of the ultrasonic signal 11.
  • the received reflected ultrasonic signal 12 is converted by the acoustic transducer 5 into a voltage level and amplified by an amplifier with an operational amplifier 6 and output as output signal 10.
  • the proportion of the reflected ultrasonic signal 12 of the transmitted ultrasonic signal 11 is very low. Accordingly, only very low voltage levels result in the conversion of the reflected ultrasonic signal by the sound transducer device. These are typically in the range of a few 10 ⁇ V at the amplifier input. In order to detect these signals, it is necessary that the voltage amplitude of the oscillation in the parallel resonant circuit has dropped to a lower level than the voltage potential of the received signals during the emission of the ultrasonic pulse 11. To achieve this, a sufficiently strong damping of the parallel resonant circuit is necessary. An attenuation takes place via a resistor R 1 , which is connected to the inverting input of the operational amplifier.
  • an inverting input of the operational amplifier 6 is connected via protective diodes D 3 and D 4 to a ground potential Gnd or V DD in the reverse direction.
  • the parallel resonant circuit is connected to the operational amplifier via a capacitance C 1 in order to achieve a separation of the DC voltage levels. For signal amplitudes of the parallel resonant circuit whose amount is greater than the sum of half the supply voltage V DD / 2 (2.5 V) and the voltage drop across the diodes D 3 and D 4 (0.6 V), there is a current flow to the supply potential V DD or the ground potential Gnd via the resistor R 1 .
  • a transistor pair of two conductivity types can be used in push-pull configuration.
  • the emitter-collector path of one transistor connects the ground to the inverting input and the emitter-collector path of the other transistor connects the supply voltage to the inverting input.
  • At the base of the transistors is half the supply voltage.
  • one of the two transistors turns on when the magnitude of the signal amplitude becomes greater than 0.6V. This results in a non-linearly damped range of 0.25 V to 0.6 V.
  • One idea of the present invention is a device for damping a parallel resonant circuit having a secondary inductance and a first capacitance provide, in the secondary inductance via a primary inductance, a signal is inductively coupled.
  • the secondary inductance of the transformer an attenuator with a switching device is connected in parallel.
  • a capacitor may connect the parallel resonant circuit to the inverting input of the operational amplifier. This enables DC decoupling between the operational amplifier and the parallel resonant circuit.
  • a first transistor between the node and a first potential disposed and arranged a second transistor between the node and a first ground potential.
  • control inputs of the two transistors are connected to a signal output of the operational amplifier.
  • One of the two transistors becomes conductive when the input signal times the effective gain of the operational amplifier circuit is greater than the threshold voltage of one of the two transistors. In this way, attenuation via the attenuator for small signal amplitudes can be achieved.
  • An advantage of the present invention is that a linearly dependent on the signal amplitude attenuation over the entire voltage range of a signal amplitude is achieved.
  • An inventive method provides to switch the switching device in a conductive state when the signal is to be attenuated.
  • An advantage of the method according to the invention is that at a given point in time, an attenuation begins by switching the switching device into a switching state and at other times the parallel resonant circuit is not damped. This is particularly advantageous for a sound transducer device which emits at maximum amplitude, then attenuates to achieve a rapid drop in signal amplitude and thereafter is ready to receive a reflected sound signal.
  • the primary inductance is connected to a current source via a switching element.
  • the current source can be decoupled. During the reception of signals by the sound converter device, the power source is disconnected by default.
  • connection point between the parallel resonant circuit and the switching device is connected to an inverting input of an operational amplifier. Reflected ultrasonic signals, which couple into the sound transducer device, can thus be supplied to an amplifying device.
  • a switching device is arranged between control inputs of the two transistors and the signal output of the operational amplifier. This allows the attenuation of the signal on or off.
  • a voltage divider is arranged between the control inputs of the two transistors and the signal output of the operational amplifier. This allows adjustment of the minimum voltage level for which attenuation is to be applied, regardless of the gain of the operational amplifier circuit.
  • an attenuation is achieved for signals which exceed the threshold voltage of the diodes.
  • a connection point between the attenuator and the passive switching device is connected to the coupling capacitor and thus connected to DC potential GND.
  • This is the DC potential of the sound conversion device 5.
  • the damping is thus against a low potential GND with negligible internal resistance, instead of a Referenzpotentialdes OP with non-negligible internal resistance (V_dd / 2) and possible coupling effects in other parts of the circuit (V_dd / 2 warped, resonating further amplifier stages with the same ref potential).
  • FIG. 1 a schematic representation of a first exemplary embodiment is shown.
  • a sound conversion device 5 is used for transmitting ultrasonic signals 11 and for receiving reflected ultrasonic signals 12.
  • the ultrasonic signals 11 are preferably transmitted as pulses.
  • the distance to the object at which the ultrasonic signal 11 has been reflected can be determined. This can be used inter alia in parking aids for vehicles. Due to the speed of sound of about 330 m / s results in a duration of about one ms for a distance of 15 cm of the sound transducer device to the object.
  • the sound transducer device 5 can be formed by a pot diaphragm, which is moved by a piezo actuator.
  • the piezoactuator corresponds to a good approximation in an electrical equivalent circuit diagram of a capacitor.
  • the mechanical properties of the pot membrane such as their stiffness, mass and mechanical damping determine the resonant frequency and the decay of the transducer device. Their behavior can be modeled in the equivalent circuit diagram as a resistor, capacitor and inductance series circuit connected in parallel with the capacitor.
  • the sound converter device 5 is connected in parallel to a secondary inductance 4b.
  • the inductance 4b and the capacitance 5 of the sound transducer device 5 form in this way a parallel resonant circuit.
  • the natural resonance of this parallel resonant circuit is adjusted so that it corresponds to the mechanical self-resonance of the sound transducer device 5. In this way, a maximum Deflection amplitude of the pot membrane achieved and thus generates a maximum sound pressure.
  • the sound conversion device 5 is constructed such that their natural resonances are in the ultrasonic range.
  • a signal 1 is coupled via a primary inductance 4a.
  • the secondary and primary inductance may together form a transformer 4. This allows a voltage increase of the injected signal 1 from the primary side to the secondary side of the transformer 4.
  • the signal 1 is provided by a current source 2, which via a switching element 3, e.g. a changeover switch, can be connected to the primary inductance 4a.
  • the sound conversion device 5 converts the reflected ultrasonic signal 12 into a voltage signal. However, since only a small portion of the transmitted ultrasonic signal 11 is reflected, the corresponding voltage signal is very low. A typical magnitude of these voltage signals is in the range of a few microvolts.
  • the signal amplitude in the parallel resonant circuit, which is used to excite the pot membrane, however, is in the range of 10 V - 200 V or greater.
  • a purely mechanical damping of the pot membrane in order to achieve corresponding decay times is not desired, which precludes a high transmission sound pressure of the signal converter device 5.
  • this attenuation would be permanent and also the reflected ultrasonic signals 12 attenuated by the mechanical damping.
  • it is provided to attenuate the electrical parallel resonant circuit of the secondary inductance 4b and the capacitance of the sound transducer means 5 by attenuators R 1 and R 3 .
  • These two attenuators R 1 , R 3 may have resistors.
  • the attenuator R 3 forms with the switching device S 1 is a series circuit, which is connected in parallel to the secondary inductance 4 b.
  • the parallel connection takes place via the ground potential Gnd. If the switching device S 1 is turned on , a current flows through the attenuator R 3 and a corresponding power is dissipated in the attenuator R 3 . With a suitable choice of the resistance of the attenuator R 3 , an attenuation of more than 140 dB can be achieved within a few ms.
  • the switching device S 1 When receiving ultrasonic signals 12 through the sound transducer 5, the switching device S 1 is in a blocking state. In this case, the signal is attenuated solely by the current flow into the virtual ground via the resistor R 1 , which connects the sound transducer device 5 to the inverting input of the operational amplifier 6. This attenuation is advantageously kept small for receiving and transmitting ultrasonic signals by using a high resistance attenuator R 1 . Thus, the signals are only slightly attenuated. In the same way, a maximum sound pressure of the ultrasonic signal 11 can be achieved during transmission.
  • the attenuator R 1 connects the parallel resonant circuit of the secondary inductance 4 b and the sound transducer device 5 with the inverting input of an operational amplifier 6.
  • the operational amplifier 6 is fed back by means of a resistor R 2 and a capacitor C 2 . This allows received ultrasonic signals 12 and their corresponding voltage levels through the operational amplifier circuit from the operational amplifier 6, the attenuator R 1 , which now acts as a dropping resistor and amplify the feedback and output as an output signal 10.
  • a further embodiment provides for using a noninverting operational amplifier circuit with a very high input resistance.
  • the input of the operational amplifier is connected via a resistor to the ground potential and the parallel resonant circuit.
  • FIG. 2 a second exemplary embodiment is shown.
  • a series connection is made an attenuator R 4 and a switching device S 2 connected in parallel to the primary inductance 4a.
  • the switching device S 2 In the conducting state of the switching device S 2 is in the attenuator R 4 (in the drawing falsely also R 2 instead of R4!) Dissipated power, which is the parallel resonant circuit of the secondary inductance 4 b and the sound transducer device 5 is removed.
  • the transmission ratio N of the transformer 4 consisting of the primary inductance 4a and the secondary inductance 4b is taken into account. This results in a factor of 1 / N 2 .
  • a first transistor T 1 is connected to the collector with a first voltage potential V 3 , which may be, for example, the supply voltage potential V DD of the operational amplifier 6.
  • the transistor T 1 is of a first conductivity type.
  • the transistor T 1 may be a bipolar or a field effect transistor.
  • a transistor T 2 of a second conductivity type is connected with its collector to a second ground potential Gnd B , with which a supply line of the operational amplifier 6 may be connected.
  • the emitters of the two transistors T 1 and T 2 are both connected to an inverting input of the operational amplifier 6.
  • the transistor T 2 turns on and connects the inverting input of the transistor T 2 Operational amplifier 6 with the second ground potential Gnd B.
  • the transistor T 1 turns on when the potential of an inverting the operational amplifier 6 by at least one threshold voltage of the transistor T 1 is less than the potential applied to the base of the transistor T 1 . In this case, the inverting input of the operational amplifier 6 is connected to the first voltage potential V 3 .
  • the minimum amount of voltage thus required for a current to flow through the attenuator R 1 to the ground potential Gnd B and the first supply potential V 3 , respectively, may be controlled by the threshold voltage of the transistors and the potential at the base of the two transistors T 1 or T 2 is present.
  • the two bases of the transistors are connected to the output signal of the feedback operational amplifier 6.
  • there is a base of the transistors amplified inverted input signal which is applied to the inverting input of the operational amplifier 6.
  • a signal of 50 mV at the inverting input of the operational amplifier and an exemplary gain of 10 thus results in a base potential of -500 mV at the transistor T 2 .
  • the transistor T 2 switches to the conductive state.
  • the transistor T 1 switches to the conducting state. It follows that from a voltage amplitude 50 mV, a current flows through the attenuator R 1 and then the parallel resonant circuit with the secondary inductance 4b and the sound transducer device 5 is attenuated. For voltage amplitudes which are less than 50 mV, attenuation is achieved by the feedback by the operational amplifier 6. In this case, the inverting input of the operational amplifier 6 can be regarded as a virtual ground.
  • a switching device S 3 may be arranged. This allows the damping on or off.
  • the DC potential of the operational amplifier 6 is decoupled from the DC potential of the parallel resonant circuit by a capacitor C 1 .
  • a node 52 of a voltage divider of two resistors R 6 and R 7 is connected to the base of the transistors T 1 and T 2 .
  • the voltage divider connects the supply voltage V 3 to the ground potential Gnd B.
  • the resistors R 6 and R 7 are chosen to be the same size.
  • a second voltage divider is formed by a resistor R 5 with the resistors R 6 and R 7 .
  • This second voltage divider allows adaptation of the output signals of the operational amplifier 6, regardless of the selected gain of the operational amplifier circuit consisting of the input resistor R 1 , the feedback resistor R 2 and the operational amplifier. 6
  • FIG. 4 is a schematic representation of a switching device for one of the embodiments shown.
  • the switching device consists of two antiparallel arranged interconnected on both sides signal paths.
  • a signal path has a diode, a transistor, z. B. on a field effect transistor.
  • An external control signal V St can be applied to the field effect transistor.
  • the first signal path for a second half-wave of the second signal path is turned on when a corresponding control signal V St is applied to the two transistors T 10 and T 11 .
  • the diodes D 10 , D 11 can be omitted if the transistors have no internal protection diodes D 12 , D 13 .
  • FIG. 5 a third exemplary embodiment is shown schematically.
  • Parallel to the secondary inductance 4b is a series circuit of an attenuator R 1 and parallel circuit of two antiparallel connected diodes D 1 and D 2 is connected.
  • the two diodes D 1 and D 2 are Schottky diodes. Since these have a very low threshold voltage of typically 0.2 volts, there is an attenuation of the parallel resonant circuit for signal amplitudes which are greater than 0.2 V. An attenuation for signal amplitudes which are less than 0.2 V can be achieved by the inverting input of the feedback operational amplifier 6.

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Description

    STAND DER TECHNIK
  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Dämpfung eines Parallelschwingkreises.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf einen Ultraschallwandler für eine Verwendung in einer Einparkhilfe beschrieben wird, ist die vorliegende Erfindung darauf nicht beschränkt.
  • Aus der US 5,267,219 ist ein akustisches Abstandsmesssystem bekannt, bei dem ein piezoelektrischer Transducer über einen Transformator mit einem Empfangsverstärker verbunden ist. Ein Transistor kann über eine Recheneinheit derart angesteuert werden, dass ein ohmsches Dämpfungsglied parallel zu dem Eingangs des Verstärkers geschaltet wird.
  • Zur Bestimmung eines Abstandes eines Fahrzeuges zu einem weiteren Fahrzeug kann die Laufzeit eines Ultraschallpulses für die Distanz zu einem vorderen Fahrzeug und zurück gemessen werden. Ein Ultraschallwandler erzeugt dafür ein Ultraschallsignal in Pulsform. Ein Ultraschallsensor erfasst die reflektierten Anteile des Ultraschallsignals und eine nachgeschaltete Vorrichtung bestimmt die Laufzeit. Aus der bekannten Schallgeschwindigkeit von etwa 330 m/s und bei einem Abstand zu dem vorderen Fahrzeug von etwa 7,5 cm ergibt sich eine Laufzeit 0,5 ms.
  • Das Ultraschallsignal wird typischerweise durch eine Schallwandlereinrichtung generiert, bei welcher ein Piezoaktuator eine Topfmembran antreibt. An einen Piezoaktuator wird ein Spannungssignal mit einer Frequenz im Ultraschallbereich (> 20 kHz) und einer Amplitude im mittleren Spannungsbereich (10 V - 200 V) angelegt. Mit Bezug auf Figur 6 ist eine elektronische Beschaltung einer solchen Schallwandlereinrichtung 5 dargestellt. Eine Stromquelle 2 generiert einen Sendestrom 1 (Signal), welcher induktiv über eine primäre Induktivität 4a einer Übertragereinrichtung 4 in eine sekundäre Induktivität 4b übertragen wird. Dabei wird der Sendestrom 1 durch den Schalter 3 umgetastet, welcher nach einer Sendeanregung in eine hochohmige Mittellage übergeht. Die sekundäre Induktivität 4b bildet zusammen mit der Schallwandlereinrichtung und deren elektrischer Kapazität einen Parallelschwingkreis mit einer elektrischen Resonanzfrequenz. Die elektrische Resonanzfrequenz liegt im Ultraschallbereich. Um eine optimale Anregung des Piezoaktuators zu erreichen, ist die elektrische Resonanzfrequenz auf die mechanische Resonanzfrequenz der Schallwandlereinrichtung 5 abgestimmt.
  • Die Schallwandlereinrichtung 5 wird nicht nur zum Senden des akustischen Ultraschallsignals 11 verwendet, sondern auch zum Empfangen des reflektierten Anteils 12 des Ultraschallsignals 11. Das empfangene reflektierte Ultraschallsignal 12 wird durch die Schallwandlereinrichtung 5 in einen Spannungspegel gewandelt und über eine Verstärkereinrichtung mit einem Operationsverstärker 6 verstärkt und als Ausgangsignal 10 ausgegeben.
  • Der Anteil des reflektierten Ultraschallsignals 12 des gesendeten Ultraschallsignals 11 ist sehr gering. Entsprechend ergeben sich nur sehr geringe Spannungspegel bei der Wandlung des reflektierten Ultraschallssignals durch die Schallwandlereinrichtung. Diese liegen typischerweise im Bereich von wenigen 10 µV am Verstärkereingang. Um diese Signale erfassen zu können, ist es notwendig, dass die Spannungsamplitude der Oszillation in dem Parallelschwingkreis während des Aussendens des Ultraschallpulses 11 auf ein geringeres Niveau als das Spannungspotential der empfangenen Signale abgesunken ist. Um dies zu erreichen, ist eine ausreichend starke Dämpfung des Parallelschwingkreises notwendig. Eine Dämpfung erfolgt über einen Widerstand R1, welcher mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbunden ist. Solange der Operationsverstärker 6 durch die Signalamplitude des Parallelschwingkreises nicht in Sättigungen getrieben wird, ergibt sich eine Dämpfung des Parallelschwingkreises, welche proportional dem Widerstand R1 und der Spannungsamplitude der Oszillation in dem Parallelschwingkreis ist, dadurch dass ein Strom in die virtuelle Masse an dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 fließt. Bei einer typischen Verstärkung der rückgekoppelten Operationsverstärkerschaltung von 10, Versorgungsspannungen des Operationsverstärker von 0 und 5 Volt und einer Vorspannung gleich der halben Versorgungsspannung (2,5 V) am nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers, erfolgt spätestens bei einem Signal mit einer Amplitude von 250 mV eine Sättigung des Operationsverstärkers. Die Sättigung tritt entsprechend früher ein, wenn der maximale Aussteuerpegel des Operationsverstärkers geringer als die Versorgungsspannung ist.
  • Typischerweise ist ein invertierender Eingang des Operationsverstärkers 6 über Schutzdioden D3 und D4 mit einem Massepotential Gnd bzw. VDD in Sperrrichtung verbunden. Außerdem ist der Parallelschwingkreis über eine Kapazität C1 mit dem Operationsverstärker verbunden, um eine Trennung der Gleichspannungspegel zu erreichen. Für Signalamplituden des Parallelschwingkreises deren Betrag größer ist als die Summe aus der halben Versorgungsspannung VDD/2 (2,5 V) und dem Spannungsabfall über den Dioden D3 und D4 (0,6 V), ergibt sich ein Stromfluss zu dem Versorgungspotential VDD bzw. dem Massepotential Gnd über den Widerstand R1. Auf diese Weise ergibt sich für große Amplituden, in dem zuvor gewählten Beispiel für Amplituden mit einem Betrag von 3,1 V, eine Dämpfung des Parallelschwingkreises, welche proportional der Amplitude des Signals in dem Parallelschwingkreis und proportional zu dem Widerstand R1 ist. Für Signalamplituden in dem Bereich zwischen 0,25 V und 3,1 V ergibt sich jedoch keine Dämpfung, welche linear von der Signalamplitude in dem Parallelschwingkreis abhängt, weil einerseits die Klemmdioden noch nicht leiten, andererseits der Operationsverstärker in Sättigung ist..
  • Statt einer Klemmung des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers mit Dioden, kann ein Transistorpaar zweier Leitfähigkeitstypen in Push-Pull-Konfiguration verwendet werden. Dabei verbindet der Emitter-Kollektor-Pfad des einen Transistors die Masse mit dem invertierenden Eingang und der Emitter-Kollektor-Pfad des anderen Transistors die Versorgungsspannung mit dem invertierenden Eingang. An der Basis der Transistoren liegt die halbe Versorgungsspannung an. Dadurch schaltet einer der beiden Transistoren leitend, wenn der Betrag der Signalamplitude größer als 0,6 V wird. Es ergibt sich hierbei ein nicht-linear gedämpfter Bereich von 0,25 V bis 0,6 V.
    • VORTEILE DER ERFINDUNG
  • Eine Idee der vorliegenden Erfindung, ist eine Vorrichtung zur Dämpfung eines Parallelschwingkreises mit einer sekundären Induktivität und einer ersten Kapazität bereitzustellen, wobei in die sekundäre Induktivität über eine primäre Induktivität ein Signal induktiv einkoppelbar ist. Dabei ist der sekundären Induktivität des Übertragers ein Dämpfungsglied mit einer Schalteinrichtung parallel geschaltet. Ferner kann ein Kondensator den Parallelschwingkreis mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers verbinden. Dies ermöglicht eine Gleichsignalentkopplung zwischen dem Operationsverstärker und dem Parallelschwingkreis. Weiterhin ist in der Schalteinrichtung ein erster Transistor zwischen dem Verknüpfungspunkt und einem ersten Potential angeordnet und ein zweiter Transistor zwischen dem Verknüpfungspunkt und einem ersten Massepotential angeordnet. Zudem sind die Steuereingänge der beiden Transistoren mit einem Signalausgang des Operationsverstärkers verbunden. Vorteilhafterweise steuert auf diese Weise das Ausgangssignal des Operationsverstärkers, welches durch eine Verstärkung des Signals gebildet wird, das an der Basis der Transistoren anliegende Potential. Einer der beiden Transistoren wird leitend, wenn das Eingangssignal mal die effektive Verstärkung der Operationsverstärkerschaltung grösser als die Schwellspannung einer der beiden Transistoren ist. Auf diese Weise kann eine Bedämpfung über das Dämpfungsglied für kleine Signalamplituden erreicht werden.
  • Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass eine linear von der Signalamplitude abhängige Bedämpfung über den gesamten Spannungsbereich einer Signalamplitude erreicht wird.
  • Ein erfindungsgemäßes Verfahren sieht vor, die Schalteinrichtung in einen leitfähigen Zustand zu schalten, wenn das Signal gedämpft werden soll.
  • Ein Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens ist, dass zu einem vorgegebenen Zeitpunkt eine Dämpfung einsetzt, indem die Schalteinrichtung in einen schaltenden Zustand geschalten wird und zu anderen Zeitpunkten der Parallelschwingkreis nicht gedämpft ist. Dies ist insbesondere für eine Schallwandlereinrichtung vorteilhaft, welche mit maximaler Amplitude emittiert, dann gedämpft wird, um einen schnellen Abfall der Signalamplitude zu erreichen und danach für einen Empfang eines reflektierten Schallsignals zum Empfangen bereitsteht.
  • In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der im Patentanspruch 1 angegeben Vorrichtung zum Dämpfen eines Parallelschwingkreises, sowie des im Patentanspruch 12 angegebenen Verfahrens zum Dämpfen eines Parallelschwingkreises.
  • Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung ist die primäre Induktivität mit einer Stromquelle über ein Schaltelement verbunden. Vorteilhafterweise kann somit zusätzlich zu einer Dämpfung des Parallelschwingkreises die Stromquelle abgekoppelt werden. Während des Empfangs von Signalen durch die Schallwandlereinrichtung wird standardmäßig die Stromquelle abgekoppelt.
  • Gemäß einer weiteren Weiterbildung ist ein Verknüpfungspunkt zwischen dem Parallelschwingkreis und der Schalteinrichtung mit einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers verbunden. Reflektierte Ultraschallsignale, welche in die Schallwandlereinrichtung einkoppeln, können somit einer Verstärkungseinrichtung zugeführt werden.
  • Gemäß einer weiteren Weiterbildung ist zwischen Steuereingängen der beiden Transistoren und dem Signalausgang des Operationsverstärkers eine Schalteinrichtung angeordnet. Dies ermöglicht die Dämpfung des Signals ein- bzw. auszuschalten.
  • Gemäß einer weiteren Weiterbildung ist zwischen den Steuereingängen der beiden Transistoren und dem Signalausgang des Operationsverstärkers ein Spannungsteiler angeordnet. Dieser ermöglicht eine Anpassung des minimalen Spannungspegels, für den eine Dämpfung einsetzen soll, unabhängig von der Verstärkung der Operationsverstärkerschaltung.
  • Eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur Dämpfung eines Parallelschwingkreises mit einer sekundären Induktivität und einer ersten Kapazität, wobei in die sekundäre Induktivität über primäre Induktivität ein Signal induktiv einkoppelbar ist, weist ein Dämpfungsglied mit einer passiven Schalteinrichtung auf, welches parallel zu der sekundären Induktivität geschaltet ist. Vorteilhafterweise wird für Signale, welche die Schwellspannung der Dioden überschreiten eine Dämpfung erreicht. Bei einer vorteilhaften Verwendung von Schottkydioden kann somit eine Bedämpfung ab 0,2 V erreicht werden.
  • Gemäß einer weiteren Weiterbildung ist ein Verknüpfungspunkt zwischen dem Dämpfungsglied und der passiven Schalteinrichtung mit dem Koppelkondensator und damit DC Potential GND verbundenverbunden. Dies ist das DC-Potential der Schallwandlereinrichtung 5. Die Bedämpfung erfolgt somit gegen ein niederohmiges Potential GND mit vernachlässigbarem Innenwiderstand, statt gegen ein Referenzpotentialdes OP mit nicht vernachlässigbarem Innenwiderstand (V_dd/2) und möglichen Koppeleffekten in weiteren Teilen der Beschaltung (V_dd/2 wird verzogen, Mitschwingen weiterer Verstärkerstufen mit gleichem Ref-Potential).
    • ZEICHNUNGEN
  • Ausführungsbeispiele der Erfindung, sowie vorteilhafte Weiterbildungen sind in den Figuren der Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert.
  • In den Figuren zeigen:
    • Figur 1 eine schematische Darstellung einer ersten beispielhaften Ausführungsform;
    • Figur 2 eine schematische Darstellung einer zweiten Ausführungsform;
    • Figur 3 eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
    • Figur 4 eine schematische Darstellung einer Schalteinrichtung für die gezeigten Ausführungsformen;
    • Figur 5 eine dritte beispielhafte Ausführungsform;
    • und Figur 6 eine schematische Darstellung zur Erläuterung der vorliegenden Problematik.
    BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
  • In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche oder funktionsgleiche Komponenten, soweit nichts gegenteiliges angegeben ist.
  • In Figur 1 ist eine schematische Darstellung einer ersten beispielhaften Ausführungsform dargestellt. Eine Schallwandlungseinrichtung 5 dient zum Senden von Ultraschallsignalen 11 und zum Empfangen von reflektierten Ultraschallsignalen 12. Die Ultraschallsignale 11 werden vorzugsweise als Impulse gesendet. Durch Erfassen der Zeitspanne, welche ein gesendetes Ultraschallsignal 11 benötigt, bevor es als reflektiertes Ultraschallsignalsignal 12 empfangen wird, kann die Entfernung zu dem Objekt bestimmt werden, an welchem das Ultraschallsignal 11 reflektiert wurde. Dies kann unter anderem in Einparkhilfen für Fahrzeuge verwendet werden. Aufgrund der Schallgeschwindigkeit von etwa 330 m/s ergibt sich eine Laufzeit von etwa einer ms für eine Distanz von 15 cm der Schallwandlereinrichtung zu dem Objekt.
  • Die Schallwandlereinrichtung 5 kann durch eine Topfmembran gebildet werden, welche durch einen Piezoaktuator bewegt wird. Der Piezoaktuator entspricht in einer guten Näherung in einem elektrischen Ersatzschaltbild einem Kondensator. Die mechanischen Eigenschaften der Topfmembran wie deren, Steifigkeit, Masse und mechanische Bedämpfung bestimmen die Resonanzfrequenz und das Abklingverhalten der Schallwandlereinrichtung. Deren Verhalten kann in dem Ersatzschaltbild als ein zu dem Kondensator parallel geschalteter Serienschaltkreis aus einem Widerstand, einem Kondensator und einer Induktivität modelliert wurden.
  • Die Schallwandlereinrichtung 5 wird einer sekundären Induktivität 4b parallel geschaltet. Die Induktivität 4b und die Kapazität 5 der Schallwandlereinrichtung 5 bilden auf diese Weise einen Parallelschwingkreis. Vorzugsweise wird die Eigenresonanz dieses Parallelschwingkreises so angepasst, dass sie der mechanischen Eigenresonanz der Schallwandlereinrichtung 5 entspricht. Auf diese Weise wird eine maximale Auslenkungsamplitude der Topfmembran erreicht und somit ein maximaler Schalldruck erzeugt. Dabei ist zu beachten, dass die Schallwandlereinrichtung 5 derart aufgebaut ist, dass deren Eigenresonanzen im Ultraschallbereich liegen.
  • In die sekundäre Induktivität 4b wird über eine primäre Induktivität 4a ein Signal 1 eingekoppelt. Die sekundäre und primäre Induktivität können zusammen einen Übertrager 4 bilden. Dies ermöglicht eine Spannungsüberhöhung des eingekoppelten Signal 1 von der Primärseite auf die Sekundärseite des Transformators 4. Das Signal 1 wird durch eine Stromquelle 2 bereitgestellt, welches über ein Schaltelement 3, z.B. einem Wechselschalter, mit der primären Induktivität 4a verbunden werden kann.
  • Um die Laufzeit des Ultraschallsignals 11 zu messen, ist es erforderlich, dass das reflektierte Ultraschallsignal 12 erfasst werden kann. Die Schallwandlereinrichtung 5 wandelt das reflektierte Ultraschallsignal 12 in ein Spannungssignal um. Da jedoch nur ein geringer Anteil des gesendeten Ultraschallsignals 11 reflektiert wird, ist das entsprechende Spannungssignal sehr gering. Eine typische Größenordnung dieser Spannungssignale liegt im Bereich von wenigen µV. Die Signalamplitude in dem Parallelschwingkreis, welche zur Anregung der Topfmembran verwendet wird, liegt hingegen im Bereich von 10 V - 200 V oder größer. Daraus folgt, dass es möglich sein muss, die Spannungsamplitude in dem Parallelschwingkreis aus der sekundären Induktivität 4b und der Schallwandlereinrichtung 5 auf einen Spannungspegel zu dämpfen, welcher geringer als einige µV ist. Somit ist eine Dämpfung von mehr als 140 dB nötig. Die Zeitspanne, innerhalb welcher die Dämpfung erreicht werden muss, ist durch die Laufzeit des Ultraschallsignals 11 zu dem reflektierenden Objekt und zurück zu der Schallwandlereinrichtung 5 gegeben, typischerweise im Bereich von etwa 1 ms, gemäß einer Nahmessfähigkeit von 20cm.
  • Eine rein mechanische Dämpfung der Topfmembran, um entsprechende Abklingzeiten zu ereichen ist nicht erwünscht, das dies einem hohen Sende-Schalldruck der Signalwandlereinrichtung 5 entgegensteht. Zudem würde diese Dämpfung permanent wirken und auch die reflektierten Ultraschallsignale 12 durch die mechanische Dämpfung abgeschwächt. In der ersten Ausführungsform ist vorgesehen, den elektrischen Parallelschwingkreis aus der sekundären Induktivität 4b und der Kapazität der Schallwandlereinrichtung 5 durch Dämpfungsglieder R1 und R3 zu dämpfen. Diese beiden Dämpfungsglieder R1, R3 können Widerstände aufweisen. Das Dämpfungsglied R3 bildet mit der Schalteinrichtung S1 eine Serienschaltung, welche parallel zu der sekundären Induktivität 4b geschaltet ist. In der Darstellung in Figur 1 erfolgt die Parallelschaltung über das Massepotential Gnd. Wird die Schalteinrichtung S1 leitend geschaltet, fließt ein Strom durch das Dämpfungsglied R3 und eine entsprechende Leistung wird in dem Dämpfungsglied R3 dissipiert. Mit einer geeigneten Wahl des Widerstandes des Dämpfungsgliedes R3 kann eine Dämpfung von mehr als 140 dB innerhalb von wenigen ms erreicht werden.
  • Beim Empfang von Ultraschallsignalen 12 durch die Schallwandlereinrichtung 5 ist die Schalteinrichtung S1 in sperrendem Zustand. Hierbei erfolgt ein Dämpfung des Signals allein durch den Stromfluss in die virtuelle Masse über den Widerstand R1, welcher die Schallwandlereinrichtung 5 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 verbindet. Diese Dämpfung wird vorteilhafterweise für das Empfangen und Senden von Ultraschallsignalen gering gehalten, indem ein Dämpfungsglied R1 mit einem hohen Widerstand verwendet wird. Somit werden die Signale nur wenig gedämpft. Auf die gleiche Weise kann ein maximaler Schalldruck des Ultraschallsignals 11 beim Senden erreicht werden.
  • Das Dämpfungsglied R1 verbindet den Parallelschwingkreis aus der sekundären Induktivität 4b und der Schallwandlereinrichtung 5 mit dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 6. Der Operationsverstärker 6 ist mittels eines Widerstandes R2 und einer Kapazität C2 rückgekoppelt. Dies ermöglicht empfangene Ultraschallsignale 12 und deren entsprechende Spannungspegel durch die Operationsverstärkerschaltung aus dem Operationsverstärker 6, dem Dämpfungsglied R1, welches nun als Vorwiderstand fungiert und der Rückkopplung zu verstärken und als Ausgangssignal 10 auszugeben.
  • Eine weitere Ausführungsform sieht vor, eine nichtinvertierende Operationsverstärkerschaltung mit einem sehr hohen Eingangswiderstand zu verwenden. Dabei ist der Eingang des Operationsverstärkers über einen Widerstand mit dem Massepotential und dem Parallelschwingkreis verbunden.
  • In Figur 2 ist eine zweite beispielhafte Ausführungsform dargestellt. Im Gegensatz zur ersten beispielhaften Ausführungsform wird in diesem Fall eine Serienschaltung aus einem Dämpfungsglied R4 und einer Schalteinrichtung S2 parallel zur primären Induktivität 4a geschaltet. Im leitend geschalteten Zustand der Schalteinrichtung S2 wird in dem Dämpfungsglied R4 (in der Zeichnung fälschlicherweise auch R2 statt R4!) Leistung dissipiert, welche dem Parallelschwingkreis der sekundären Induktivität 4b und der Schallwandlereinrichtung 5 entzogen wird. Um eine Dämpfung mit Hilfe des Dämpfungsglieds R4 zu erreichen, welche der Dämpfung durch das Dämpfungsglied R4 der ersten Ausführungsform entspricht, ist das Übertragungsverhältnis N des Transformators 4 bestehend aus der primären Induktivität 4a und der sekundären Induktivität 4b zu berücksichtigen. Es ergibt hierbei ein Faktor von 1/N2.
  • In Figur 3 ist eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. Ein erster Transistor T1 ist mit dem Kollektor mit einem ersten Spannungspotential V3 verbunden, welches z.B. das Versorgungsspannungspotential VDD des Operationsverstärkers 6 sein kann. Der Transistor T1 ist von einem ersten Leitfähigkeitstyp. Der Transistor T1 kann ein bipolarer oder ein Feldeffekttransistor sein. Ein Transistor T2 eines zweiten Leitfähigkeitstyps ist mit seinem Kollektor mit einem zweiten Massepotential GndB verbunden, mit welchen eine Versorgungsleitung des Operationsverstärkers 6 verbunden sein kann. Die Emitter der beiden Transistoren T1 und T2 sind beide mit einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 verbunden. Liegt an dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 ein Signal an, dessen Potential um mindestens eine Schwellwertspannung des Transistor T2 größer als das Potential ist, welches an der Basis des Transistors T2 anliegt, schaltet der Transistor T2 leitend und verbindet den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 mit dem zweiten Massenpotential GndB. Analog schaltet der Transistor T1 leitend, wenn das Potential einem invertierenden des Operationsverstärkers 6 um mindestens eine Schwellwertspannung des Transistors T1 geringer ist als das Potential, welches an der Basis des Transistors T1 anliegt. In diesem Fall wird der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 6 mit dem ersten Spannungspotential V3 verbunden. Der minimale Spannungsbetrag, welcher somit erforderlich ist, damit ein Strom durch das Dämpfungsglied R1 zu dem Massepotential GndB bzw. dem ersten Versorgungspotential V3 abfließt, kann durch die Schwellwertspannung der Transistoren und dem Potential gesteuert werden, welches an der Basis der beiden Transistoren T1 bzw. T2 anliegt. Die beiden Basen der Transistoren sind mit dem Ausgangssignal des rückgekoppelten Operationsverstärkers 6 verbunden. Somit liegt an der Basis der Transistoren ein verstärktes invertiertes Eingangssignal an, welches an dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 anliegt. Bei einem Signal von 50 mV am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und einer exemplarischen Verstärkung von 10 ergibt sich somit ein Basispotential von -500 mV an dem Transistor T2. Ist die Schwellwertspannung des Transistors T2 z. B. 550 mV, schaltet der Transistor T2 in den leitenden Zustand. Analog schaltet der Transistor T1 in den leitenden Zustand, wenn das Signal an dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 6 -50mV beträgt. Daraus ergibt sich, dass ab einer Spannungsamplitude 50 mV ein Strom durch das Dämpfungsglied R1 fließt und dann der Parallelschwingkreis mit der sekundären Induktivität 4b und der Schallwandlereinrichtung 5 gedämpft wird. Für Spannungsamplituden, welche geringer als 50 mV sind, wird eine Dämpfung durch die Rückkopplung durch den Operationsverstärker 6 erreicht. Hierbei kann der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 6 als virtuelle Masse angesehen werden.
  • In dem Signalpfad zwischen der Basis der Transistoren T1 und T2 dem Ausgang des Operationsverstärker 6 kann eine Schalteinrichtung S3 angeordnet sein. Dies ermöglicht die Dämpfung ein- bzw. abzuschalten.
  • Das Gleichspannungspotential des Operationsverstärkers 6 ist von dem Gleichspannungspotential des Parallelschwingkreises durch eine Kapazität C1 entkoppelt.
  • Ein Verknüpfungspunkt 52 eines Spannungsteilers aus zwei Widerständen R6 und R7 ist mit der Basis der Transistoren T1 und T2 verbunden. Der Spannungsteiler verbindet die Versorgungsspannung V3 mit dem Massepotential GndB. Vorteilhafterweise sind die Widerstände R6 und R7 gleich groß gewählt.
  • In dem Signalpfad zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 6 und dem Verknüpfungspunkt 52 ist ein zweiter Spannungsteiler durch einen Widerstande R5 mit den Widerständen R6 und R7 gebildet. Dieser zweite Spannungsteiler ermöglicht eine Anpassung der Ausgangssignale des Operationsverstärkers 6 unabhängig von der gewählten Verstärkung der Operationsverstärkerschaltung bestehend aus dem Eingangswiderstand R1, dem Rückkopplungswiderstand R2 und dem Operationsverstärker 6.
  • In Figur 4 ist eine schematische Darstellung einer Schalteinrichtung für eine der Ausführungsformen dargestellt. Die Schalteinrichtung besteht aus zwei antiparallel angeordneten miteinander auf beiden Seiten verbundenen Signalpfaden. Dabei weist ein Signalpfad eine Diode, einen Transistor, z. B. einen Feldeffekttransistor auf. An den Feldeffekttransistor kann ein externes Steuersignal VSt angelegt werden. Für eine erste Halbwelle ist der erste Signalpfad für eine zweite Halbwelle der zweite Signalpfad leitend geschaltet, wenn ein entsprechendes Steuersignal VSt an den beiden Transistoren T10 und T11 anliegt. Auf die Dioden D10, D11 kann verzichtet werden, wenn die Transistoren keine internen Schutzdioden D12, D13 aufweisen.
  • In Figur 5 ist eine dritte beispielhafte Ausführungsform schematisch dargestellt. Parallel zu der sekundären Induktivität 4b ist eine Reihenschaltung aus einem Dämpfungsglied R1 und Parallelschaltung aus zwei antiparallel geschalteten Dioden D1 und D2 geschaltet. Vorzugsweise sind die beiden Dioden D1 und D2 Schottky-Dioden. Da diese eine sehr geringe Schwellspannung von typischerweise 0,2 Volt aufweisen, ergibt sich eine Dämpfung des Parallelschwingkreises für Signalamplituden, welche größer als 0,2 V sind. Eine Dämpfung für Signalamplituden, welche geringer als 0,2 V sind, kann durch den invertierenden Eingang des rückgekoppelten Operationsverstärkers 6 erreicht werden. Damit ergibt sich eine weitgehend lineare Dämpfung des Parallelschwingkreises mit der sekundären Induktivität 4b und der Schallwandlereinrichtung 5. Der erforderliche schaltungstechnische Aufwand durch die zwei zusätzlichen Schottky-Dioden ist vorteilhafterweise sehr gering. Dies ermöglicht somit eine kostengünstige Variante für eine verbesserte Dämpfung des Parallelschwingkreises. Diese Bedämpfung ist allerdings auch, da nicht geschaltet, während des Sendevorgangs wirksam.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels vorstehend beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt sondern auf vielfältige Weise innerhalb des Rahmens der angehängten Ansprüche modifizierbar. Hierbei kann an Stelle der Schallwandlereinrichtung 5 ebenso eine andere resonant angetriebene kapazitative Einrichtung angeordnet sein, welche resonant angeregt wird und in möglichst kurzer Zeit stark gedämpft werden soll. Hierbei wird unter anderem an Sensoren für Sonarmessungen gedacht.

Claims (12)

  1. Vorrichtung zur Dämpfung eines Parallelschwingkreises mit einem Parallelschwingkreis mit einer sekundären Induktivität (4b) und einer ersten Kapazität (5), wobei in die sekundäre Induktivität (4b) über eine primäre Induktivität (4a) ein Signal (1) induktiv einkoppelbar ist; wobei der sekundären Induktivität ein Dämpfungsglied (R1) mit einer Schalteinrichtung (S4) parallel geschaltet angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein Verknüpfungspunkt (51) zwischen dem Parallelschwingkreis und der Schalteinrichtung (S4) mit einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (6) verbunden ist; wobei in der Schalteinrichtung (S4) ein erster Transistor (T1) zwischen dem Verknüpfungspunkt (51) und einem ersten Potential (V3) angeordnet ist und ein zweiter Transistor (T2) zwischen dem Verknüpfungspunkt (51) und einem ersten Massepotential (GndB) angeordnet ist; und wobei die Steuereingänge der beiden Transistoren (T1, T2) mit einem Signalausgang des Operationsverstärkers (6) verbunden sind.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Schalteinrichtung (S4) mittels eines externen Schaltsignals (VSt) schaltbar ist.
  3. Vorrichtung nach mindestens einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die primäre Induktivität (4a) mit einer Stromquelle (2) über ein Schaltelement (3) verbunden ist.
  4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Parallelschwingkreis über das Dämpfungsglied (R1) und einen Kondensator (C1) mit einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (6) verbunden ist.
  5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei zwischen den Steuereingängen der beiden Transistoren (T1, T2) und dem Signalausgang (54) des Operationsverstärkers (6) eine weitere Schalteinrichtung (S3) angeordnet ist.
  6. Vorrichtung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei zwischen den Steuereingängen der beiden Transistoren (T1, T2) und dem Signalausgang (54) des Operationsverstärkers (6) ein Spannungsteiler (R5, R6) angeordnet ist.
  7. Vorrichtung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Kapazität (5) die Kapazität einer Schallwandlereinrichtung (5) ist.
  8. Vorrichtung nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die weitere Schalteinrichtung (S3) Transistoren (T10, T11) aufweisen.
  9. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die weitere Schalteinrichtung (S3) eine passive Schalteinrichtung (D10, D11) aufweist.
  10. Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die passive Schalteinrichtung (D10, D11) zwei antigeschaltete Dioden aufweist, welche in Serie zu dem Dämpfungsglied (R1) geschaltet sind.
  11. Vorrichtung nach mindestens einem der Ansprüche 9 oder 10, wobei das Dämpfungsglied (R1) einen Widerstand (R1) und Schottkydioden (D10, D11) aufweist.
  12. Verfahren zum Dämpfen eines Parallelschwingkreises (4b, 5), welcher eine sekundäre Induktivität (4b) und eine erste Kapazität (5) aufweist, wobei in die sekundäre Induktivität (4b) über eine primäre Induktivität (4a) ein Signal (1) induktiv eingekoppelt wird; und wobei parallel zur primären (4a) und/oder zur sekundären Induktivität ein Serienschaltkreis aus einem Dämpfungsglied (R1) und einer Schalteinrichtung (S4) angeordnet ist und wobei ein Verknüpfungspunkt (51) zwischen dem Parallelschwingkreis und der Schalteinrichtung (S1; S4, D1, D2) mit einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers (6) verbunden ist; und wobei in der Schalteinrichtung (S4) ein erster Transistor (T1) zwischen dem Verknüpfungspunkt (51) und einem ersten Potential (V3) angeordnet ist und ein zweiter Transistor (T2) zwischen dem Verknüpfungspunkt (51) und einem ersten Massepotential (GndB) angeordnet ist; und wobei die Steuereingänge der beiden Transistoren (T1, T2) mit einem Signalausgang des Operationsverstärkers (6) verbunden sind mit den Schritten:
    Schalten der Schalteinrichtung (S4) in einen leitenden Zustand, wenn das Signal (1) gedämpft werden soll.
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