DE19916902B4

DE19916902B4 - Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Arbeitspunkteinstellung sowie Verwendung der Verstärkereinrichtung

Info

Publication number: DE19916902B4
Application number: DE19916902.0A
Authority: DE
Inventors: Dr. Oppelt Ralph; Dr. Vester Markus
Original assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Current assignee: Siemens Healthcare GmbH
Priority date: 1999-04-14
Filing date: 1999-04-14
Publication date: 2015-08-20
Anticipated expiration: 2019-04-15
Also published as: DE19916902A1; WO2000062416A3; WO2000062416A2; US6864747B1; JP2002542642A

Abstract

Verfahren zum Betreiben einer Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Arbeitspunkteinstellung zur Verstärkung eines Eingangssignals (S1), wobei die Verstärkereinrichtung mindestens – eine Halbleitereinheit (100) mit mindestens einem Halbleiterbauelement (110, 120) und – Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung der Halbleitereinheit (130) umfasst, wobei die Mittel (200) so ausgebildet sind, dass ein Arbeitspunkt der Halbleitereinheit (100) während der Verstärkung des in seinem prinizpiellen zeitlichen Verlauf bekannten Eingangssignals (S1) automatisch und messwertfrei gemäß eines vorgegebenen Verlaufs einer maximal möglichen Signalamplitude des Eingangssignals (S1) kontinuierlich zwischen einer verzerrungsoptimierten Einstellung mit möglichst geringer Verzerrung bei einer erwarteten hohen maximal möglichen Signalamplitude und einer rauschoptimierten Einstellung mit möglichst hohem Signal-Rauschverhältnis bei einer erwarteten niedrigen maximal möglichen Signalamplitude verändert wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Verstärkereinrichtung zur Verstärkung eines Eingangssignals. Außerdem betrifft die Erfindung die Verwendung der Verstärkereinrichtung.
Eine Verstärkereinrichtung kommt in vielen technischen Geräten zum Einsatz. Ein Beispiel hierfür ist ein Puls-Echo-Gerät in Form eines Radar-Geräts, eines Sonar-Geräts oder auch eines Ultraschall-Geräts. Bei einem derartigen Puls-Echo-Gerät wird jeweils ein Sendesignal mit sehr hoher Signalamplitude über einen entsprechend ausgebildeten Wandler in ein zu untersuchendes Medium, beim Radar-Gerät in einen Luftüberwachungsraum, beim Sonar-Gerät in einen Wasserüberwachungsraum und beim Ultraschall-Gerät z. B. in einen menschlichen Körper, eingestrahlt. Ein Empfangssignal, das durch Reflexion in dem zu untersuchenden Medium entsteht, wird detektiert und nach einer entsprechenden Verstärkung ausgewertet. Ein solches Empfangssignal bildet beispielsweise das Eingangssignal der Verstärkereinrichtung.
Bei einem Ultraschall-Gerät weist ein Empfangssignal, das auf eine oberflächennahe Reflexion in dem zu untersuchenden menschlichen Körper zurückzuführen ist, eine relativ hohe Signalamplitude auf. Aufgrund einer starken Gewebedämpfung hat dagegen ein Empfangssignal, das durch Reflexion an einer tieferen Gewebeschicht entstanden ist, eine sehr kleine Signalamplitude. Um auch einen tief im Gewebe liegenden Bereich noch gut abbilden zu können, wird von einer Verstärkereinrichtung ein gutes Rauschverhalten gefordert. Dies bedeutet, daß die Verstärkereinrichtung rauscharm und rauschangepaßt ausgeführt sein sollte.
Andererseits ist aus der US 5,879,303 ein spezielles Abbildungsverfahren für ein Ultraschall-Gerät bekannt. Bei diesem sogenannten THI-Verfahren (Tissue Harmonic Imaging), wird die erste Oberwelle des Empfangssignals ausgewertet. Aufgrund einer Nichtlinearität im menschlichen Gewebe entsteht diese erste Oberwelle (= zweite Harmonische) einer Grundfrequenz des eingestrahlten Sendesignals. Eine in diesem Zusammenhang eingesetzte Verstärkereinrichtung sollte deshalb sehr verzerrungsarm ausgeführt sein, um das Meßergebnis nicht durch einen in der Verstärkereinrichtung entstandenen zusätzlichen Oberwellenanteil zu verfälschen.
Aus J. v. Parpart, „Breitbandige” Ferrit-Hochfrequenztransformatoren”, Hüthig Verlag Heidelberg, 1997, Seiten 130 und 131 ist es bekannt, daß bei einem Gegentaktverstärker praktisch keine Verzerrung zweiter Ordnung, d. h. keine erste Oberwelle der Grundfrequenz, entsteht. Anteile des Eingangssingals mit unterschiedlicher Polarität werden hierbei separat in zwei baugleichen Einzelverstärkern verstärkt und am Ausgang wieder zu einem gemeinsamen Ausgangssignal zusammengefügt. Während das Eingangssignal verstärkt wird, mitteln sich Verzerrungen gerader Ordnung, also unter anderem auch die erste Oberwelle, bei einer solchen Gegentaktverstärkung zumindest weitgehend gegenseitig aus. Damit wird eine verzerrungsarme Verstärkung erreicht.
Weiterhin ist es aus dem Siemens-Datenbuch „Einzelhalbleiter, Discrete and RF Semiconductors”, Ausgabe 02/1997, Seiten 1073 bis 1078 bekannt, daß eine Verstärkereinrichtung, die insbesondere einen bipolaren Transistor als Halbleiterverstärker beinhaltet, besonders verzerrungsarm arbeitet, wenn ein hoher Kollektorruhestrom vorgesehen ist. Dadurch wird ein Arbeitspunkt in einen Bereich der Transistorkennlinie gelegt, in dem sich der Transistor praktisch linear verhält. Mit steigendem Kollektorruhestrom steigt die Kennlinienlinearität und damit auch der mit der Verstärkereinrichtung erzielbare Grad an Verzerrungsfreiheit.
Eine Optimierung hinsichtlich des Rauschens bieten die genannten verzerrungsarmen Verstärkereinrichtungen jedoch nicht. Außerdem führt ein für die Verzerrungsfreiheit günstiger hoher Kollektorruhestrom andererseits zu einer hohen statischen Verlustleistung.
In U. Tietze, Ch. Schenk, „Halbleiter-Schaltungstechnik”, Springer-Verlag, 9. Auflage, 1991, Seiten 78 bis 82 wird beschrieben, daß das Rauschverhalten eines Transistors maßgeblich vom Kollektorruhestrom abhängt. Insbesondere weist das dem Transistor eigene Rauschen bei einem vorgegebenen Kollektorruhestrom ein Minimum auf. Bei einem höheren Kollektorruhestrom verschlechtert sich das Transistor-Rauschen wieder.
Die bekannten Verstärkereinrichtungen sind somit entweder bezüglich ihres Rauschverhaltens oder bezüglich ihres Verzerrungsverhaltens optimiert.
Aus US 4,482,867 ist eine Mikrowellenleistungsübertragungseinrichtung für Dopplerradare zur terrestrischen Überwachung bekannt, welche vier in Serie geschaltete Stufen nutzt. Diese Stufen umfassen einen ersten und einen zweiten Vorverstärker sowie einen ersten und einen zweiten Leistungsverstärker. Diese Stufen werden von einer Gruppe von separaten Spannungsreglern versorgt. Diese Spannungsregler werden von einer Steuerschaltung gesteuert, welche die Abschaltung der stabilisierten Spannung zwischen Übertragungsphasen erlaubt.
Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Verstärkereinrichtung zur Verstärkung eines Eingangssignals anzugeben., die sowohl rausch- als auch verzerrungsarm ist. Außerdem soll die Verstärkereinrichtung eine niedrige statische Verlustleistung besitzen.
Zur Lösung der Aufgabe wird eine Verstärkereinrichtung zur Verstärkung eines Eingangssignals entsprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 angegeben.
Die erfindungsgemäße Verstärkereinrichtung umfaßt mindestens eine Halbleitereinheit mit mindestens einem Halbleiterbauelement und Mittel zur Arbeitspunkteinstellung der Halbleitereinheit, wobei die Mittel so ausgebildet sind, daß ein Arbeitspunkt der Halbleitereinheit während der Verstärkung des Eingangssignals automatisch und meßwertfrei gemäß eines vorgegebenen Verlaufs einer maximal möglichen Signalamplitude des Eingangssignals zwischen einer verzerrungsoptimierten Einstellung bei einer hohen maximal möglichen Signalamplitude und einer rauschoptimierten Einstellung bei einer niedrigen maximal möglichen Signalamplitude veränderbar ist.
Die Erfindung beruht dabei auf der Erkenntnis, daß eine Verstärkereinrichtung die konträren Forderungen nach einem guten Rauschverhalten und nach einer möglichst weitgehenden Verzerrungsfreiheit dennoch erfüllen kann, wenn man von der im Stand der Technik bislang stets verwendeten konstanten Arbeitspunkteinstellung abrückt. Dabei kann man sich zu Nutze machen, daß oftmals der prinzipielle Verlauf des maximal möglichen Eingangssignals bekannt ist. Die Arbeitspunkteinstellung läßt sich damit jederzeit an eine aktuelle maximal mögliche Signalamplitude anpassen. Aufgrund des Wissens über den prinzipiellen Signalverlauf ist diese Anpassung auch ohne laufende Messung der Signalamplitude während des normalen Verstärkerbetriebs möglich. Der Arbeitspunkt ist also automatisch, insbesondere ohne Zuhilfenahme eines aktuellen Meßwerts, also meßwertfrei, veränderbar.
Vorteilhaft sind Mittel zur variablen Arbeitspunkteinstellung vorgesehen. Über diese Mittel läßt sich die aktuelle Arbeitspunkteinstellung dann an den Verlauf der Amplitude des Eingangssignals anpassen, indem je nach maximal möglicher Signalamplitude eine Einstellung zwischen einer Verzerrungsoptimierung bei der größten maximal möglichen Signalamplitude und einer Rauschoptimierung bei der kleinsten maximal möglichen Signalamplitude vorgesehen ist. Der Unterschied zwischen der größten und der kleinsten maximal möglichen Signalamplitude beträgt typischerweise mindestens eine Größenordnung. Er kann insbesondere auch drei Größenordnungen oder noch mehr umfassen. Die Mittel zur variablen Arbeitspunkteinstellung können eine Hinterlegung der Zuordnung zwischen maximal möglicher Signalamplitude und der jeweils zugehörigen Arbeitspunkteinstellung beinhalten, z. B. in elektronischer Form oder in digitaler Form als gespeicherte Tabelle.
Übertragen auf einen Anwendungsfall, bei dem die Verstärkereinrichtung in einem Puls-Echo-Gerät eingesetzt wird, bedeutet dies, daß der Arbeitspunkt der Halbleitereinheit zu Beginn einer Empfangsphase im Hinblick auf möglichst geringe Verzerrungen eingestellt wird. Zu Beginn der Empfangsphase wird nämlich ein Echosignal von einem oberflächennahen Streukörper des zu untersuchenden Mediums empfangen. Ein solches oberflächennahes Echosignal kann bei entsprechender Ausprägung des Streukörpers eine hohe Signalamplitude mit einem großen Signal-Rauschverhältnis besitzen, da das zugehörige Schallsignal bei seinem kurzen Weg durch das zu untersuchende Medium nur eine geringe Dämpfung erfährt. Eine Optimierung hinsichtlich des Rauschens ist zu Beginn der Empfangsphase somit überflüssig.
Andererseits hat ein Echosignal, das an einem tiefer gelegenen Bereich des zu untersuchenden Mediums reflektiert wird, aufgrund der längeren Laufstrecke im zu untersuchenden Medium und der damit verbundenen höheren Dämpfung eine sehr kleine maximal mögliche Signalamplitude. Steht ein solches Echosignal aus einem tiefer gelegenen Bereich als Eingangssignal an der Verstärkereinrichtung an, so ist es vorteilhaft, wenn die Arbeitspunkteinstellung dann im Hinblick auf das Rauschverhalten optimiert ist. Um die niedrige Signalamplitude noch detektieren zu können, ist hier ein hohes Signal-Rauschverhältnis vorteilhaft. Andererseits steuert die niedrige Signalamplitude die Halbleitereinheit auch nur geringfügig um den eingestellten Arbeitspunkt aus, so daß es praktisch zu keiner nennenswerten Verzerrung kommt. Eine gesonderte Verzerrungsoptimierung ist folglich überflüssig.
Bei einem Puls-Echo-Gerät wie z. B. dem Ultraschall-Gerät hängt die Amplitude des Eingangssignals von Materialparametern des zu untersuchenden Mediums, von einer Grundfrequenz eines in das Medium eingestrahlten Sendesignals sowie von der Tiefe eines Streukörpers im zu untersuchenden Medium, d. h. von der Laufzeit im zu untersuchenden Medium, ab. Wichtige Materialparameter sind in diesem Zusammenhang die Ausbreitungsgeschwindigkeit und insbesondere die Dämpfung. Unabhängig von der Ausführungsform des zu untersuchenden Mediums sind diese Materialparameter vor Beginn der Untersuchung im wesentlichen bestimmbar und somit als bekannt anzusehen. Die Grundfrequenz des Sendesignals wird vor einer Untersuchung festgelegt und ist somit ebenfalls bekannt. Die Laufzeit im zu untersuchenden Medium läßt sich ohne Probleme über eine mitlaufende Systemuhr, die beispielsweise durch das Sendesignal getriggert wird, ermitteln.
Damit sind aber alle für eine Vorhersage des prinzipiellen Verlaufs des Eingangssignals benötigten Informationen verfügbar. Ob die aktuelle Signalamplitude jedoch auch tatsächlich jeweils ihren vorhersagbaren maximal möglichen Wert annimmt, hängt im Einzelfall dann immer noch davon ab, ob im zu untersuchenden Medium in der entsprechenden Tiefe auch ein Streukörper mit einer hohen Reflektivität vorhanden ist. Die Mittel zur Arbeitspunkteinstellung sind nun so ausgebildet, daß die erwartete maximal mögliche Signalamplitude anhand der bereits vor Beginn der Verstärkung verfügbaren Informationen prognostizierbar ist und der Arbeitspunkt dann auf den jeweils günstigsten Wert einstellbar ist. Damit erreicht man zugleich eine Rausch- und eine Verzerrungsoptimierung.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Verstärkereinrichtung gemäß der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Vorteilhaft ist eine Ausgestaltung, bei der die Halbleitereinheit einen Verstärkungsfaktor hat, der bei der rauschoptimierten und bei der verzerrungsoptimierten Arbeitspunkteinstellung möglichst wenig voneinander differierende Werte aufweist. Eine starke Abhängigkeit, z. B. eine lineare Abhängigkeit, des Verstärkungsfaktors von der Arbeitspunkteinstellung führt nämlich dazu, daß mittels einer Anpassung der Arbeitspunkteinstellung keine entscheidende Reduzierung der Verzerrungen bei einer hohen Signalamplitude erreicht werden kann. Deshalb ist es günstig, wenn sich die Werte des Verstärkungsfaktors bei den möglichen Arbeitspunkteinstellungen um höchstens 50% voneinander unterscheiden.
Die Arbeitspunkteinstellung erfolgt bei einem Halbleiterbauelement üblicherweise über eine Strom- oder Spannungsquelle meistens in Verbindung mit mindestens einem Widerstand, insbesondere einem ohmschen Widerstand. In einer bevorzugten Ausführungsform ist deshalb mindestens ein veränderbarer Widerstand vorgesehen, über den sich die Arbeitspunkteinstellung der Halbleitereinheit verändern läßt. Über eine zusätzliche elektrische Zuleitung zu dem veränderbaren Widerstand ist sein Widerstandswert und damit die Arbeitspunkteinstellung in einfacher Weise zu modifizieren.
Vorteilhaft ist eine Ausgestaltung, bei der die Veränderung der Arbeitspunkteinstellung über eine veränderbare Strom- oder Spannungsquelle erfolgt. Ein Versorgungsstrom bzw. eine Versorgungsspannung läßt sich wiederum in Abhängigkeit von der Signalamplitude des Eingangssignals verändern. Da die Halbleitereinheit ohnehin über eine elektrische Zuleitung für den Versorgungsstrom bzw. die Versorgungsspannung verfügt, wird keine zusätzliche elektrische Leitung benötigt.
Die Anpassung der über die Strom- oder Spannungsquelle in die Halbleitereinheit eingespeiste Versorgungsleistung in Abhängigkeit von der Signalamplitude des Eingangssignals bewirkt außerdem eine Reduzierung der statischen Verlustleistung. Eine hohe Versorgungsleistung wird nur bei einer erforderlichen Verzerrungsoptimierung, also bei einer hohen Signalamplitude, benötigt und somit auch nur dann eingestellt. Bei einer niedrigeren Signalamplitude wird dagegen zur Rauschoptimierung mit einer deutlich niedrigeren eingespeisten Versorgungsleistung gearbeitet. Dadurch stellt sich im Mittel auch eine geringere statische Verlustleistung als bei einer permanenten Auslegung auf eine hohe Signalamplitude.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist eine Steuereinheit zur entsprechenden Einstellung des Arbeitspunkts vorgesehen. Die Steuereinheit ist dazu mit dem veränderbaren Widerstand oder der veränderbaren Strom- oder Spannungsquelle elektrisch leitend verbunden. In der Steuereinheit erfolgt die Prognose der erwarteten Signalamplitude anhand der verfügbaren Informationen. Entsprechend der vorhergesagten Signalamplitude stellt die Steuereinheit dann den Wert des veränderbaren Widerstands, der Strom- oder der Spannungsquelle ein, so daß sich der gewünschte Arbeitspunkt ergibt. Eine Zuordnung zwischen vorhergesagter Signalamplitude und einem zugehörigen Wert des veränderbaren Widerstands, des veränderbaren Versorgungsstroms oder der veränderbaren Versorgungsspannung kann dabei in der Steuereinheit elektronisch oder digital in Tabellenform hinterlegt sein.
In einer weiteren Ausführungsform ist eine Steuereinheit vorgesehen, mit der die Arbeitspunkteinstellung periodisch variiert werden kann. Diese Ausführungsform ist besonders dann von Vorteil, wenn sich der prinzipiell bekannte zeitliche Verlauf des Eingangssignals in periodischen Abständen wiederholt. Die Steuereinheit benötigt dann lediglich einen Startzeitpunkt, beispielsweise in Form eines Triggerimpulses, um danach selbständig ohne jede weitere von außen zugeführte Information den Arbeitspunkt an die Amplitude des Eingangssignals anzupassen. Ein periodisches Eingangssignal liegt z. B. bei einem Puls-Echo-Gerät vor, das in periodischen Zeitabständen ein Sendesignal in das zu untersuchende Medium aussendet.
Vorteilhaft ist eine andere Ausgestaltung, bei der die Halbleitereinheit mindestens ein gegengekoppeltes Halbleiterbauelement beinhaltet. Durch die Gegenkopplung sinkt die Abhängigkeit von nichtlinearen Eigenschaften des Halbleiterbauelements. Dies wirkt sich positiv auf das Verzerrungsverhalten der Verstärkereinrichtung aus.
Bei einer weiteren günstigen Ausführungsform ist ein Gegentaktverstärker vorgesehen. Der positive Einfluß eines Gegentaktverstärkers im Hinblick auf die Unterdrückung von Oberwellen ist aus dem Stand der Technik bereits bekannt. Besonders einfach läßt sich ein Gegentaktverstärker aus zwei komplementären Transistoren, insbesondere aus bipolaren komplementären Transistoren aufbauen. Jeder der beiden Transistoren ist dann im wesentlichen für die Verstärkung einer Polarität des Eingangssignals zuständig.
Vorteilhaft ist auch eine Ausführungsform, bei der die beiden komplementären Transistoren erdsymmetrisch zueinander angeordnet sind. Durch eine solche erdsymmetrische Anordnung ist nämlich sichergestellt, daß eine Veränderung der Arbeitspunkteinstellung keinen Ein- oder Ausschwingvorgang auf Zuleitungen der Verstärkereinrichtung nach sich zieht.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfaßt die Verstärkereinrichtung auch mindestens einen bipolaren Strombegrenzer, der insbesondere passiv ausgeführt ist. Unter einem bipolaren Strombegrenzer wird hier ein Zweipol verstanden, der ein Signal mit einer hohen Signalamplitude in Abhängigkeit der Signalpolarität auf einen positiven oder einen negativen Begrenzungsstrom begrenzt. Für einen Signalpegel jenseits dieses Begrenzungsstroms wirkt der bipolare Strombegrenzer dann quasi wie eine hochohmige Stromquelle. Bei einem unterhalb dieses Begrenzungsstroms liegenden Signalpegel verhält sich der bipolare Strombegrenzer im theoretischen Idealfall wie ein Kurzschluß, bei einer praktischen Realisierung jedoch wie ein ohmscher Widerstand mit niedrigem Widerstandswert.
Ein solcher bipolarer Strombegrenzer ist vor allem dann nützlich, wenn das Sendesignal eines Puls-Echo-Geräts vor Abstrahlung in das zu untersuchende Medium auch über die Verstärkereinrichtung übertragen wird. Dank des bipolaren Strombegrenzers wird das Sendesignal dann weitgehend ungehindert und unbelastet durchgeschaltet. Außerdem schützt der bipolare Strombegrenzer die eigentliche Verstärkereinrichtung vor der sehr hohen Signalamplitude des Sendesignals. Auf das Eingangssignal hat der bipolare Strombegrenzer dagegen keinen Einfluß, da seine Signalamplitude stets unterhalb des Begrenzungsstroms liegt.
Vorteilhaft wird die Verstärkereinrichtung als Vorverstärker in einem Puls-Echo-Gerät insbesondere in einem Ultraschall-Gerät oder auch in einem Radar-Gerät oder einem Sonar-Gerät verwendet. Bei einem solchen Puls-Echo-Gerät ist der prinzipielle Verlauf des Eingangssignals aufgrund der bekannten Parameter des zu untersuchenden Mediums und aufgrund des ebenfalls bekannten Sendesignals vorhersagbar. Dieser vorhersagbare Verlauf des maximal möglichen Eingangssignals wird dann zur entsprechenden Einstellung des Arbeitspunkts herangezogen. Als Untersuchungsobjekt kommt bei einem Ultraschall-Gerät der menschliche Körper oder auch ein Werkstück aus einem festen, insbesondere nichtorganischen Stoff in Betracht.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele einer erfindungsgemäßen Verstärkereinrichtung werden nunmehr anhand der Zeichnung näher erläutert. Zur Verdeutlichung ist die Zeichnung nicht maßstäblich ausgeführt und gewisse Merkmale sind schematisiert dargestellt. Im einzelnen zeigen die:
1 eine Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Arbeitspunkteinstellung,
2 und 3 zwei Ausführungsbeispiele eines Ultraschall-Geräts mit einer Verstärkereinrichtung nach 1,
4 eine Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Spannungsquelle,
5 einen Verlauf der Versorgungsspannung
6 eine Verstärkereinrichtung mit veränderbarem Widerstand,
7 und 8 zwei Ausführungsbeispiele einer Verstärkereinrichtung mit bipolarem Strombegrenzer und
9 einen bipolaren Strombegrenzer.
Einander entsprechende Teile sind in den 1 bis 9 mit denselben Bezugszeichen versehen.
In 1 ist eine Verstärkereinrichtung 10 mit einer Halbleitereinheit 100 und Mitteln 200 zur Arbeitspunkteinstellung gezeigt. Die Verstärkereinrichtung 10 überführt ein Eingangssignal S1 nach einer rausch- und verzerrungsoptimierten Verstärkung in ein Ausgangssignal S2. Eine Signalamplitude des Eingangssignals S1 ist in ihrem prinzipiellen zeitlichen Verlauf bekannt. Gemäß diesem bekannten Verlauf passen die Mittel 200 zur Arbeitspunkteinstellung die aktuelle Lage des Arbeitspunkts der Halbleitereinheit 100 an. Bei einer niedrigen Signalamplitude des Eingangssignals S1 werden über die Mittel 200 ein rauschoptimierter Arbeitspunkt und bei einer hohen Signalamplitude ein verzerrungsoptimierter Arbeitspunkt eingestellt. Da der prinzipielle Verlauf der Signalamplitude bekannt ist, benötigt die Verstärkereinrichtung 10 keine aktuelle Messung des Eingangssignals S1 für die angepaßte Arbeitspunkteinstellung.
Die in 1 dargestellte Halbleitereinheit 100 kann auch eine Spannungsverstärkung von ≤ 1 aufweisen. Eine so ausgebildete Verstärkereinrichtung 10 dient dann z. B. einer Impedanzanpassung oder der Bereitstellung einer höheren Ausgangsleistung für eine nicht dargestellte Last.
In 2 ist ein Ultraschall-Gerät 30 dargestellt, bei dem die Verstärkereinrichtung 10 gemäß 1 in einer Empfangseinheit 33 als Vorverstärker zum Einsatz kommt. Neben der Empfangseinheit 33 umfaßt das Ultraschallgerät 30 eine Sendeeinheit 32, einen Sende-/Empfangsumschalter 35 sowie einen Schallwandler 36. Der Schallwandler 36 kann dabei aus in 2 nicht dargestellten mehreren Einzelwandlern aufgebaut sein.
Die Sendeeinheit 32 erzeugt ein Sendesignal S0 mit einer Grundfrequenz und mit einer sehr hohen Signalamplitude, beispielsweise von etwa 200 V_SS. Das Sendesignal S0 wird über den Sende-/Empfangsumschalter 35 dem Schallwandler 36 zugeführt. Dieser transformiert das Sendesignal S0 in ein Schallsignal, das in ein nicht dargestelltes zu untersuchendes Medium abgestrahlt wird. Bei dem zu untersuchenden Medium kann es sich im Rahmen der medizinischen Diagnose um einen menschlichen Körper oder im Rahmen der zerstörungsfreien Werkstoffprüfung auch um ein Werkstück aus einem festen Material, wie z. B. einem Metallkörper, handeln.
Auf seiner Laufstrecke durch das zu untersuchende Medium wird das Schallsignal an verschiedenen Stellen reflektiert. Diese Echosignale werden vom Schallwandler 36 detektiert und in ein elektrisches Empfangssignal zurückgewandelt, das über den Sende-/Empfangsumschalter 35 als Eingangssignal S1 in die Verstärkereinrichtung 10 gelangt.
Die Signalamplitude des Eingangssignals S1 hängt nun ganz wesentlich davon ab, an welcher Stelle im zu untersuchenden Medium die zugehörige Reflexion stattgefunden hat. Während ein Echosignal aus einem oberflächennahen Bereich des zu untersuchenden Mediums zu einer hohen Signalamplitude führt, bewirkt ein Echosignal aus einem tief innerhalb des zu untersuchenden Mediums liegenden Bereich aufgrund einer Streckendämpfung im zu untersuchenden Medium ein Eingangssignal S1 mit einer sehr niedrigen Signalamplitude.
Um diese systembedingte Variation der Signalamplitude auszugleichen, enthält die Empfangseinheit 33 ein sogenanntes TGC-Modul 331 (Time Gain Control). Dieses TGC-Modul 331 gleicht die durch die Dämpfung im zu untersuchenden Medium verursachte Abnahme der Signalamplitude des Eingangssignals S1 durch eine laufzeitabhängige Verstärkung wieder aus. Dämpfungsbedingt kann dieser Verstärkungsausgleich bis über 60 dB betragen.
In der Verstärkereinrichtung 10 wird das Eingangssignal S1 noch vor Passieren des TGC-Moduls 331 zunächst im Hinblick auf seine Auswertung in einem Verarbeitungsmodul 332 der Empfangseinheit 33 vorverstärkt. In dem Verarbeitungsmodul 332 das sich an das TGC-Modul 331 anschließt, werden sowohl Echosignale aus tief innerhalb des zu untersuchenden Mediums gelegenen Zonen aus dem Eingangssignal S1 rekonstruiert. Außerdem wird auch ein Signalanteil des Eingangssignals S1 ausgewertet, dessen Frequenz gerade einer ersten Oberwelle der Grundfrequenz entspricht. Die erste Oberwelle entsteht aufgrund des nichtlinearen Verhaltens im zu untersuchenden Medium.
Die niedrige Signalamplitude eines Echosignals aus einem tief im Untersuchungsgebiet gelegenen Bereich wird in der Verstärkereinrichtung 10 im Hinblick auf ein möglichst hohes Signal-Rauschverhältnis vorverstärkt. Die hohe Signalamplitude eines oberflächennahen Echosignals wird dagegen möglichst verzerrungsarm vorverstärkt. Aufgrund der hohen Signalamplitude ist ohnehin ein gutes Signal-Rauschverhältnis gegeben. Diese unterschiedlichen Verstärkungskriterien werden in der Verstärkereinrichtung 10 durch eine an den Verlauf der maximal möglichen Signalamplitude angepaßte Arbeitspunkteinstellung erreicht.
In 3 ist ein zweites Ausführungsbeispiel eines Ultraschall-Geräts 31 dargestellt. Im Unterschied zu dem Ultraschall-Gerät 30 von 2 befindet sich die Verstärkereinrichtung 10 bei dem Ultraschall-Gerät 31 nicht innerhalb einer Empfangseinheit 34, sondern zwischen dem Sende-/Empfangsumschalter 35 und dem Schallwandler 36. Die Verstärkereinrichtung 10 ist zusammen mit dem Schwallwandler 36 in einen Wandlerkopf 37 integriert.
Entsprechend der möglichen Aufteilung des Schallwandlers 36 in mehrere separate Segmente können auch mehrere Verstärkereinrichtungen 10, die jeweils einem Wandlersegment zugeordnet sind, vorgesehen sein. Bei der Integration in den Wandlerkopf 37 ist es dann aufgrund der engen räumlichen Verhältnisse und auch der damit verbundenen begrenzten Möglichkeit zur Wärmeabfuhr besonders vorteilhaft, wenn die Verstärkereinrichtung 10 sowohl platzsparend, d. h. aus wenigen Einzelelementen, als auch mit geringer Verlustleistung realisiert ist. Durch die an die Signalamplitude des Eingangssignals S1 variabel angepaßte Arbeitspunkteinstellung wird zumindest die Forderung nach einer niedrigen Verlustleistung erfüllt, da im Mittel eine deutlich niedrigere Verlustleistung anfällt als bei einer konstanten Arbeitspunkteinstellung, die im Hinblick auf die maximal mögliche Signalamplitude des Eingangssignals S1 ausgelegt ist.
In 4 ist ein Ausführungsbeispiel einer Verstärkereinrichtung 11 dargestellt, bei der die variable Arbeitspunkteinstellung über eine veränderbare Spannungsquelle 210 realisiert ist. Eine positive Versorgungsspannung U₊ und eine negative Versorgungsspannung U_–, die am Ausgang der veränderbaren Spannungsquelle 210 anstehen, werden über eine an die veränderbare Spannungsquelle 210 angeschlossene Steuereinheit 230 in ihrem Wert gesteuert. Die Steuereinheit 230 stellt die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– dabei entsprechend dem erwarteten Signalverlauf des Eingangssignals S1 ein.
Bei der Verstärkereinrichtung 11 handelt es sich um einen Gegentaktverstärker in Form eines komplementären Emitterfolgers, der als Halbleiterbauelemente einen pnp-Transistor 110 und einen npn-Transistor 120 beinhaltet. Der pnp-Transistor 110 und der npn-Transistor 120 haben einen gemeinsamen Basis-Anschluß 111 sowie einen gemeinsamen auf Erdpotential gelegten Kollektor-Anschluß 113. Ein Emitter-Anschluß 112 des pnp-Transistors 110 und ein Emitter-Anschluß 122 des npn-Transistors 120 sind jeweils über eine Koppelkapazität 116 bzw. 126 mit einem Verbindungsknoten verbunden. Bei der Grundfrequenz stellen die Koppelkapazitäten 116 bzw. 126 praktisch einen elektrischen Kurzschluß dar. Das Eingangssignal S1 wird über den gemeinsamen Basisanschluß 111 in die Verstärkereinrichtung 11 eingespeist. Das Ausgangssignal S2 steht an dem Verbindungsknoten zwischen den beiden Koppelkapazitäten 116 bzw. 126 an. Die beiden Emitter-Anschlüsse 112 und 122 sind über jeweils einen Gegenkopplungswiderstand 115 bzw. 125 an die positive bzw. negative Versorgungsspannung U₊ bzw. U_– der veränderbaren Spannungsquelle 210 angeschlossen.
Über die beiden Versorgungsspannungen U₊ bzw. U_– wird ein Kollektorruhestrom der beiden Transistoren 110 und 120 eingestellt. Dieser Kollektorruhestrom legt dann im wesentlichen den aktuellen Arbeitspunkt der beiden Transistoren 110 und 120 fest. Eine Variation der beiden Versorgungsspannungen U₊ bzw. U_– bewirkt auch einen veränderten Kollektorruhestrom und damit eine Modifikation der Arbeitspunkteinstellung.
In 5 ist für den Betrag der positiven Versorgungsspannung U₊ und der negativen Versorgungsspannung U_– ein typischer zeitlicher Verlauf dargestellt. Entsprechend der Betriebsweise der Ultraschall-Geräte 30 und 31, bei der sich eine Sende- mit einer Empfangsphase periodisch abwechselt, sind auch die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– periodisch. Ein Empfangszeitpunkt TE und ein Sendezeitpunkt TS bezeichnen in dem Diagramm von 5 jeweils den Beginn einer Empfangs- bzw. einer Sendephase. Die periodische Variation der beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– erfolgt mit einer Frequenz, die in 5 als Modulationsfrequenz FMOD bezeichnet ist.
Zum Empfangszeitpunkt TE nehmen die positive Versorgungsspannung U₊ sowie die negative Versorgungsspannung U_– ihren maximalen bzw. minimalen Wert an. Typischerweise liegen dieser maximale und minimale Wert zwischen +3 V und +10 V bzw. zwischen –3 V und –10 V. Zum Empfangszeitpunkt TE hat auch das Eingangssignal S1 seine höchste maximal mögliche Signalamplitude, die durch ein Echosignal an einem oberflächennahen Streukörper hervorgerufen wird. Entsprechend der Dämpfung des Schallsignals in dem zu untersuchenden Medium nimmt auch der Betragswert der beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– während der Empfangsphase annähernd exponentiell mit der Zeit ab.
Im allgemeinen weisen der pnp- und der npn-Transistor 110 bzw. 120 kein exakt komplementäres Verhalten auf. Zum Ausgleich dieser geringen Abweichung von dem exakten komplementären Verhalten können deshalb zu Beginn einer Empfangsphase für die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– leicht, insbesondere um bis zu 5%, voneinander abweichende Betragswerte eingestellt werden, um ein möglichst gutes Verzerrungsverhalten zu erhalten.
Ebenso ist es möglich, daß gegen Ende einer Empfangsphase eine der beiden Versorgungsspannungen U₊ oder U_– auf Nullpotential gelegt wird. Der jeweils zugehörige Transistor 110 bzw. 120 befindet sich dann im deaktivierten Zustand, d. h. er ist komplett ausgeschaltet. Die Verstärkereinrichtung 11 arbeitet dann als normaler Eintakt-Emitterfolger nur mit einem der beiden Transistoren 110 oder 120. Bezüglich der Verzerrung ist dies für die am Ende der Empfangsphase sehr kleine Signalamplitude des Eingangssignals S1 völlig ausreichend. Das Rauschverhalten kann damit sogar weiter verbessert werden, da es nur noch von einem der beiden Transistoren 110 oder 120 und nicht mehr von einer kleinsignalmäßigen Parallelschaltung aus pnp- und npn-Transistor 110 bzw. 120 bestimmt wird. Wegen der höheren relevanten Ladungsträgermobilität besitzt der npn-Transistor 120 ein besseres Rauschverhalten als der pnp-Transistor 110, so daß es günstiger ist, den pnp-Transistor 110 gegen Ende einer Empfangsphase über eine auf Nullpotential gelegte positive Versorgungsspannung U₊ zu deaktivieren. Durch eine solche Deaktivierung des pnp-Transistors 110 wird ferner auch die Verlustleistung weiter reduziert.
In 5 ist ein Ausführungsbeispiel mit gleichen Betragsverläufen der Versorgungsspannungen U₊ und U_– mit durchgezogener Linie dargestellt. Für ein anderes Ausführungsbeispiel mit voneinander abweichenden Betragsverläufen sind der Verlauf für eine positive Versorgungsspannung U₊' mit gestrichelter Linie und der für eine zugehörige negative Versorgungsspannung U_–' mit durchgezogener Linie dargestellt.
Nach Abschluß der Empfangsphase beginnt die nächste Sendephase, während der in der Sendeeinheit 32 ein neues Sendesignal S0 in Form eines Sendepulses erzeugt und zu dem Schallwandler 26 übertragen wird. Während der Sendephase werden die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– wieder auf ihren maximalen bzw. minimalen Wert zurückgesetzt. Das Zurücksetzen kann dabei relativ langsam erfolgen, insbesondere da bei den Ultraschall-Geräten 30 und 31 zwischen Ende der Empfangsphase und Start der Sendephase eine gewisse, in 5 nicht dargestellte Totzeit vorgesehen sein kann.
Die Dauer einer Empfangsphase richtet sich nach der gewünschten maximalen Untersuchungstiefe in dem zu untersuchenden Medium. Bei einem menschlichen Körper als Untersuchungsobjekt dauert eine Empfangsphase typischerweise zwischen 120 und 250 μs. Dies entspricht einer maximalen Untersuchungstiefe im menschlichen Gewebe von zwischen etwa 9 und 19 cm. Die gewünschte maximale Untersuchungstiefe läßt sich an den Ultraschall-Geräten 30 und 31 vorwählen. Die Grundfrequenz wird im wesentlichen durch den gewählten Schallwandler 36 bestimmt.
Das Eingangssignal S1 weist verglichen mit der gesamten Empfangsphase nur eine kurze Zeitspanne lang eine hohe Signalamplitude auf. Während dieser kurzen Zeitspanne werden die Versorgungsspannungen U₊ und U_– auf einen hohen Absolutwert und damit ein verzerrungsoptimierter Arbeitspunkt eingestellt. In der verbleibenden wesentlich längeren Restzeit der Empfangsphase kann die Verstärkereinrichtung 11 wegen der dann vorliegenden niedrigen Signalamplitude des Eingangssignals S1 auch mit niedrigen Absolutwerten für die beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_– betrieben werden. Über die ganze Empfangsphase betrachtet befindet sich die Arbeitspunkteinstellung somit größtenteils im rauschoptimierten Zustand. Wegen des damit verbundenen geringen Kollektorruhestroms ergibt sich eine niedrige statische Verlustleistung.
Typischerweise sinkt der Betrag der beiden Versorgungsspannungen U₊ bzw. U_– während der Empfangsphase auf unter 50% seines Anfangswertes ab. Beispielsweise liegt der Startwert der positiven Versorgungsspannung U₊ bei etwa 4 V und ihr Endwert bei etwa 1,7 V.
Bei der in 4 gezeigten Verstärkereinrichtung 11 haben die beiden Gegenkopplungswiderstände 115 und 125 einen Wert von typischerweise 1 kΩ und die beiden Koppelkapazitäten 116 und 126 einen Wert von typischerweise 20 nF. Die beiden Koppelkapazitäten 116 und 126 sind so bemessen, daß ihr Blindwiderstand bei der niedrigsten relevanten Signalfrequenz des Eingangssignals S1 klein und bei der Modulationsfrequenz FMOD groß im Vergleich zu einer nicht gezeigten Lastimpedanz ist.
Das geometrische Mittel des Blindwiderstands der beiden Koppelkapazitäten 116 bzw. 126 bei der niedrigsten Signalfrequenz und bei der Modulationsfrequenz FMOD entspricht gerade dieser Lastimpedanz. Als pnp-Transistor 110 ist beispielsweise ein BFT 92 der Firma Siemens und als npn-Transistor 120 beispielsweise ein BFR 92 ebenfalls der Firma Siemens vorgesehen.
Bei einer rauschoptimierten Arbeitspunkteinstellung erhält man dann einen typischen Kollektorruhestrom im Bereich zwischen 0,5 und 1 mA, während sich bei einer verzerrungsoptimierten Arbeitspunkteinstellung ein Kollektorruhestrom im Bereich zwischen 3 und 10 mA ergibt.
Bei einer Variation des Kollektorruhestroms zwischen 0,5 und 5 mA im Verlaufe einer Modulationsperiode variiert auch eine Spannungsverstärkung des komplementären Emitterfolgers von 4 innerhalb eines Bereichs zwischen etwa 0,65 und etwa 0,95. Eine so geringfügige Schwankung der Spannungsverstärkung bei den verschiedenen Arbeitspunkteinstellungen während einer Modulationsperiode ist vorteilhaft, da sich andernfalls, z. B. bei einer linear mit dem Kollektorruhstrom ansteigenden Spannungsverstärkung, der gewünschte positive Effekt in bezug auf eine Reduzierung der Verzerrungen nicht einstellt. Diese weitgehende Unabhängigkeit der Spannungsverstärkung vom Kollektorruhestrom wird durch die in der Verstärkereinrichtung 11 eingesetzte Gegenkopplung erreicht.
Die durch die verschiedenen Arbeitspunkteinstellungen hervorgerufene Schwankung der Spannungsverstärkung in der Größenordnung von etwa 50% ist gegenüber der durch die Dämpfung des zu untersuchenden Mediums, insbesondere eines menschlichen Körpers, verursachte Schwankung in der Signalamplitude von bis über 60 dB praktisch vernachlässigbar. Dennoch läßt sich auch diese in der Verstärkereinrichtung 11 verursachte zusätzliche Schwankung im Ausgangssignal S2 durch einen entsprechenden zusätzlichen Korrekturfaktor in dem nachgeschalteten TGC-Modul 331 wieder kompensieren.
In 6 ist eine Verstärkereinrichtung 12 dargestellt, bei der die veränderbare Arbeitspunkteinstellung im Unterschied zur Verstärkereinrichtung 11 von 4 nicht mit einer veränderbaren Spannungsquelle 210, sondern mit zwei veränderbaren Widerständen 221 und 222 realisiert ist. Die beiden veränderbaren Widerstände 221 und 222 werden durch die Steuereinheit 230 in ihrem Widerstandswert gesteuert. Der zeitliche Verlauf der Widerstandswerte entspricht prinzipiell dem in 5 gezeigten Verlauf der beiden Versorgungsspannungen U₊ und U_–. Die beiden veränderbaren Widerstände 221 und 222 sind seriell zwischen eine konstante Spannungsquelle 211 und den jeweiligen Gegenkopplungswiderstand 115 bzw. 125 geschaltet. Dadurch erreicht man wiederum eine variable Arbeitspunkteinstellung über einen an das Eingangssignal S1 angepaßten Kollektorruhestrom.
In den 7 und 8 ist eine Verstärkereinrichtung 13 bzw. 14 dargestellt, die gemäß dem Ausführungsbeispiel des Ultraschall-Geräts 31 von 3 jeweils zusammen mit dem Schallwandler 36 in den Wandlerkopf 37 integriert sind. Die Verstärkereinrichtungen 13 und 14 übertragen dann auch das Sendesignal S0 zum Schallwandler 36. Um diese Übertragung bei gleichzeitig uneingeschränkter Verstärkungsfunktion für das Eingangssignal S1 zu gewährleisten, enthält die Verstärkereinrichtung 13 von 7 insgesamt drei bipolare Strombegrenzer 310, 320 und 330. Die Verstärkereinrichtung 14 von 8 kommt dagegen mit nur zwei bipolaren Strombegrenzern 310 und 320 aus. In den Ausführungsbeispielen der 7 und 8 sind die Mittel 200 zur variablen Arbeitspunkteinstellung nicht mit dargestellt. Bei beiden Ausführungsbeispielen kann jedoch entsprechend den Verstärkereinrichtungen 11 und 12 der 4 bzw. 6 eine variable Arbeitspunkteinstellung entweder über eine veränderbare Spannungsquelle 210 oder über veränderbare Widerstände 221 und 222 vorgesehen sein.
Die bipolaren Strombegrenzer 310, 320 und 330 der Verstärkereinrichtungen 13 und 14 sind jeweils nach dem in 9 gezeigten Schaltungsprinzip eines passiven bipolaren Strombegrenzers 300 aufgebaut. Dieser bipolare Strombegrenzer 300 besteht im wesentlichen aus einem ersten selbstleitenden MOSFET (metal oxide semiconductor field effect transistor) 301 mit einem ersten Gate-Kontakt 304, einem ersten Source-Kontakt 303 und einem ersten Drain-Kontakt 302 sowie einem zweiten selbstleitenden MOSFET 305 mit einem zweiten Gate-Kontakt 308, einem zweiten Source-Kontakt 307 und einem zweiten Drain-Kontakt 306. Die beiden MOSFETs 301 und 305 sind jeweils vom gleichen Leitungstyp, im vorliegenden Fall vom n-Typ. Die strombegrenzende Wirkung wird erreicht, indem sowohl der erste Gate-Kontakt 304 über einen Rückkopplungswiderstand 309 auf den ersten Source-Kontakt 303 als auch der zweite Gate-Kontakt 308 über den gleichen Rückkopplungswiderstand 309 auf den zweiten Source-Kontakt 307 zurückgeführt werden. Dabei bewirkt der erste MOSFET 301 eine Strombegrenzung bei einer zwischen dem ersten Drain-Kontakt 302 und dem zweiten Drain-Kontakt 306 anliegenden positiven Spannung und der zweite MOSFET 305 eine Strombegrenzung bei einer zwischen den beiden Drain-Kontakten 302 und 306 anliegenden negativen Spannung.
Der erste und der zweite MOSFET 301 und 305 sind über den Rückkopplungswiderstand 309 in Reihe geschaltet. Dazu ist der erste Source-Kontakt 303 mit einem und der zweite Source-Kontakt 307 mit dem anderen der beiden Anschlüsse des Rückkopplungswiderstands 309 verbunden. Die beiden MOSFETs 301 und 305 sind mit zueinander entgegengesetzter Polarität innerhalb der Reihenschaltung des bipolaren Strombegrenzers 300 angeordnet.
Bei einer großen Signalamplitude begrenzt der bipolare Strombegrenzer 300 den Strom je nach Polarität der zwischen den beiden Drain-Kontakten 302 und 306 anstehenden Spannung auf einen positiven oder einen negativen Begrenzungsstrom. Bei einer kleinen Signalamplitude verhält sich der bipolare Strombegrenzter 300 dagegen wie ein ohmscher Widerstand. Dieser Widerstand ergibt sich dabei als Reihenschaltung aus jeweils einem Innenwiderstand des ersten und des zweiten MOSFETS 301 bzw. 302 sowie dem Rückkopplungswiderstand 309. Der bipolare Strombegrenzer 300 weist in Nullpunktnähe, d. h. bei einer niedrigen Signalamplitude, also ein lineares Widerstandsverhalten auf.
Bei der Verstärkereinrichtung 13 gemäß 7 sind die beiden bipolaren Strombegrenzer 310 und 320 elektrisch in Reihe zwischen die nicht dargestellte veränderbare Spannungsquelle 210 und den Rückkopplungswiderstand 115 bzw. 125 geschaltet. Der dritte bipolare Strombegrenzer 330 verbindet dagegen den gemeinsamen Kollektor-Anschluß 113 mit dem Erdpotential.
Die beiden bipolaren Strombegrenzer 310 und 320 sind so dimensioniert, daß sie sich jeweils bei dem höchsten vorkommenden Kollektorruhestrom noch als lineare Widerstände verhalten. Der jeweilige Rückkopplungswiderstand 309 ist bei beiden bipolaren Strombegrenzern 310 und 320 sehr viel kleiner als der Rückkopplungswiderstand 115 bzw. 125. Typischerweise liegt dieser Wert bei den bipolaren Strombegrenzern 310 und 320 bei 100 Ω. Aufgrund der symmetrischen Schaltungsanordnung fließt über den dritten bipolaren Strombegrenzer 330 im Falle betragsmäßig gleicher Versorgungsspannungen U₊ und U_– praktisch kein Gleichstrom. Sein Rückkopplungswiderstand 309 ist ebenso im Vergleich zu den Rückkopplungswiderständen 115 und 125 klein. Er beträgt typischerweise auch 100 Ω. In der Empfangsphase verhält sich die Verstärkereinrichtung 13 im wesentlichen wie die Verstärkereinrichtung 11 von 4. In der Sendephase gelangt das Sendesignal S0 über die beiden Koppelkapazitäten 116 und 126 sowie über eine Basis-Emitter-Diodenstrecken der beiden Transistoren 110 und 120 zu dem Schallwandler 36. Aufgrund der strombegrenzenden Eigenschaft der bipolaren Strombegrenzer 310, 320 und 330 geht dabei nur ein relativ kleiner Energieanteil des Sendesignals S0 verloren.
Die Verstärkereinrichtung 14 von 8 unterscheidet sich von der Verstärkereinrichtung 13 von 7 nur unwesentlich. Die Kollektor-Anschlüsse der beiden Transistoren 110 und 120 sind bei der Verstärkereinrichtung 14 nicht mehr kurzgeschlossen, sondern elektrisch an einen Verbindungsknoten zwischen dem Rückkopplungswiderstand 125 und dem bipolaren Strombegrenzer 320 bzw. an einen Verbindungsknoten zwischen dem Rückkopplungswiderstand 115 und dem bipolaren Strombegrenzer 310 angeschlossen. Bei dieser Schaltungsvariante wird der dritte bipolare Strombegrenzer 330 eingespart. In der Empfangsphase hat die Verstärkereinrichtung 14 dadurch einen größeren Aussteuerbereich. In der Sendephase ergibt sich durch den Wegfall der Verbindung zum Erdpotential über den dritten bipolaren Strombegrenzer 330 eine noch geringere Belastung des Sendesignals S0 durch die Verstärkereinrichtung 14.
Sowohl die Verstärkereinrichtung 13 als auch die Verstärkereinrichtung 14 sind in der Lage, das Sendesignal S0 weiterzuleiten, ohne dabei durch die sehr hohe Signalamplitude des Sendesignals S0 beschädigt zu werden und auch ohne das Sendesignal S0 nennenswert zu belasten.

Claims

Verfahren zum Betreiben einer Verstärkereinrichtung mit veränderbarer Arbeitspunkteinstellung zur Verstärkung eines Eingangssignals (S1), wobei die Verstärkereinrichtung mindestens – eine Halbleitereinheit (100) mit mindestens einem Halbleiterbauelement (110, 120) und – Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung der Halbleitereinheit (130) umfasst, wobei die Mittel (200) so ausgebildet sind, dass ein Arbeitspunkt der Halbleitereinheit (100) während der Verstärkung des in seinem prinizpiellen zeitlichen Verlauf bekannten Eingangssignals (S1) automatisch und messwertfrei gemäß eines vorgegebenen Verlaufs einer maximal möglichen Signalamplitude des Eingangssignals (S1) kontinuierlich zwischen einer verzerrungsoptimierten Einstellung mit möglichst geringer Verzerrung bei einer erwarteten hohen maximal möglichen Signalamplitude und einer rauschoptimierten Einstellung mit möglichst hohem Signal-Rauschverhältnis bei einer erwarteten niedrigen maximal möglichen Signalamplitude verändert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleitereinheit (100) einen Verstärkungsfaktor aufweist, dessen Wert bei rauschoptimierter Einstellung sich um höchstens 50% von dem Wert bei verzerrungsoptimierter Einstellung unterscheidet.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung mindestens eine veränderbare Strom- oder Spannungsquelle (210) beinhalten.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung mindestens einen veränderbaren Widerstand (221, 222) beinhalten.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (200) zur Arbeitspunkteinstellung eine Steuereinheit (230) umfassen, die einen zeitlichen Verlauf der Arbeitspunkteinstellung in vorbestimmter Weise steuert.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (230) eine periodische Arbeitspunkteinstellung einstellt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüchegekennzeichnet, dass der Arbeitspunkt des mindestens einen gegengekoppelten Halbleiterbauelements (110, 120) eingestellt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Arbeitspunkt eines mit zwei komplementären Transistoren (110, 120) aufgebauten Gegentaktverstärkers eingestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der eine der beiden komplementären Transistoren (110) an eine positive Versorgungsspannung (U₊) einer veränderbaren Spannungsquelle (210) und der andere der beiden komplementären Transistoren (120) an eine negative Versorgungsspannung (U_–) der veränderbaren Spannungsquelle (210) angeschlossen sind, wobei Betragsverläufe der beiden Versorgungsspannungen (U₊, U_–) voneinander abweichen.