DE69130031T2 - Schaltvorrichtung mit in Kaskade geschalteten Schaltsektionen - Google Patents

Description

Gebiet der Erfindung
• Die Erfindung betrifft Signal-Schaltvorrichtungen und insbesondere Vorrichtungen, die zur Verbesserung der Sperrdämpfung von zu schaltenden hochfrequenten Signalkomponenten in Kaskade geschaltete Schaltstrecken aufweisen.
• Eine Dämpfungsschaltung mit einer Diode, die mit einer ersten Elektrode über einen Gleichspannungs-Trennkondensator mit einer Eingangssingalquelle verbunden ist und mit einer zweiten Elektrode über eine Ausgangsschaltung mit einer Ausgangsklemme zur Lieferung eines gedämpften Ausgangssignals verbunden ist und eine Vorspannungs-Steuerschaltung zum Steuern der Leitfähigkeit der Diode enthält, ist beschrieben in J. Markus: "Modern electronic circuits reference manual", 1980, Mc Graw Hill, New York, US; Seite 30. In der DE-A-34 12 863, Fig. 5, wird ein nicht-additiver Mischer zum Kombinieren der Ausgangssignale von zwei Schaltvorrichtungen beschrieben.
Hintergrund der Erfindung
• Die von einem Schalter in seinem abgeschalteten Zustand bewirkte Dämpfung (Sperrdämpfung) ist ein wichtiges Qualitätsmerkmal für eine Schaltanordnung, und insbesondere in Anwendungen, bei denen das zu schaltende Signal nennenswerte Beträge an Hochfrequenzenergie enthält. Es ist zum Beispiel beim Umschalten zwischen einer Anzahl von Videoeingangssingalen für ein Fernsehgerät (z. B Rekorder, Empfänger, Monitore, Generatoren für besondere Symbole u. s. w.) wichtig, daß ein nicht ausgewähltes Videoeingangssignal unterhalb eines Mimimalwertes gedämpft wird, um Störungen mit dem ausgewählten Videoeingangssignal zu vermeiden. Allgemein gesagt, ist es erwünscht, das nicht ausgewählte Videosignal um wenigstens 60 dB und vorzugsweise mehr zu dämpfen. Derartige Dämpfungswerte bei Video frequenzen lassen sich mit konventionellen integrierten Schalteinrichtungen nur schwer erreichen, und zwar zum Beispiel wegen der Anwesenheit von parasitären Kapazitäten. Aus diesem Grunde wurden verschiedene Lösungen vorgeschlagen, die Sperrdämpfung integrierter Schaltvorrichtungen zu verbessern. Eine derartige Lösung, die in den folgenden beiden Beispielen beschrieben wird, besteht darin, Schalter in Kaskade zu schalten, so daß ihre Sperrdämpfungen sich addieren.
• Ein erstes Beispiel einer Schalterkaskade für eine verbesserte Sperrdämpfung wird beschrieben von Nigborowicz et al. in dem US-Patent Nr. 4 521 810 mit dem Titel VIDEO SOURCE SELECTOR, ausgegeben am 4. Juni 1985. In einer besonderen Ausführungsform dieser Schaltvorrichtung ist ein Emitterfolger mit einer integrierten Schalteinheit vom CMOS-Typ in Kaskade geschaltet, und ein Klemmtransistor ist mit der Basis des Emitterfolger-Transistors verbunden und sperrt den Emitterfolger, wenn der CMOS-Schalter geöffnet ist. Auf diese Weise wird das zu schaltende Videosignal sowohl durch die gesperrte Emitterfolgerschaltung als auch durch den CMOS-Schalter gedämpft, wenn der Schalter ausgeschaltet ist.
• Ein zweites Beispiel einer in Kaskade geschalteten Schaltanordung wird beschrieben von Deiss in dem US-Paten Nr. 4 638 181 mit dem Titel SIGNAL SOURCE SELECTOR, ausgegeben am 20. Januar 1987. In einer besonderen, in dem Patent von Deiss beschriebenen Ausführungsform liegt ein Diodenschalter in Reihe mit einem Schalter in Form einer CMOS-integrierten Schaltung. Die Schaltung enthält eine Vorspannungschaltung, die einen Einschaltstrom über den CMOS-Schalter an den Diodenschalter liefert, wenn der CMOS-Schalter geschlossen ist. Eine andere Vorspannungsschaltung liefert eine Sperrvorspannung an den Diodenschalter, wenn der CMOS-Schalter geöffnet ist. Für eine maximale Sperrdämpfung schlägt Deiss eine Diode von p-i-n-Typ vor, da derartigen Dioden eine sehr geringe Sperrschichtkapazität aufweisen und dadurch die parasitäre Kopplung minimieren, wenn die Diode gesperrt ist.
• Ein Beispiel eines PIN-Diodenschalters wird beschrieben von M. Goldstein in einem Artikel mit dem Titel "Improved Receiver Selectivity and Gain Control", veröffentlicht im November 1977 in Ham Radio magazine auf den Seiten 71-73. In dieser Anordnung bilden PIN-Dioden eine Hochfrequenzsignal-Dämpfung. Jedoch ist dieses System relativ kompliziert, da es mehrere Dioden (3) und außerdem eine Vorspannungsquelle mit einer dualen Polarität erfordert, um eine positive Spannung (+12 V) zur Öffnung eines Hochfrequenzsignalweges einem Diodennetzwerk und eine negative Spannung (-12 V) zum Schließen des Hochfrequenzsignalweges dem Netzwerk zuzuführen.
• Ein Beispiel eines Dioden-Brückenschaltnetzwerkes, verwendet als UHF-Mischer, wird beschrieben von Vander Vorst und Laloux in "Ultrahigh Frequencies (UHF) Theory, Practice and Measurement", veröffentlicht in 1982 durch die Catholic University of Louvain, UHF and Telecommunications Laboratory. Diese Anordnung bildet eine Umschaltung eines Hochfrequenzsignals mit hoher Geschwindigkeit. Sie ist jedoch relativ kompliziert, da sie vier Dioden erfordert und die Vorspannung für die Dioden einen "schwimmenden" (nicht auf Erde bezogenen) Wechselspannungsgenerator benötigt, dessen einer Ausgang mit den Anoden der Dioden und dessen anderer Ausgang mit den Kathoden der Dioden verbunden ist.
• Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Erzeugung der Vorspannung eines Diodenschalters zu vereinfachen. Im Prizip wird bei der vorliegenden Erfindung die Vereinfachung dadurch erreicht, daß die Diode derart vorgespannt wird, daß die Diode ihre eigene Sperrvorspannung selbst erzeugt.
• Eine die Erfindung enthaltende Schaltanordung enthält eine Diode (14) mit einer ersten Elektrode (16), die über einen Gleichspannungs-Sperrkondensator (20) mit einer Quelle eines zu schaltenden Eingangssignals (Si) verbunden ist, und mit einer zweiten Elektrode (18), die über eine Ausgangsschaltung (30, 40) zur Lieferung eines geschalteten Ausgangssignals mit einer Ausgangsklemme (12) verbunden ist.
• Eine Vorspannungs-Steuerschaltung (62, 64, 60), die mit der ersten (16) und der zweiten (18) Elektrode der Diode (14) verbunden ist, steuert die Leitung der Diode. Die Vorspannungs-Steuerschaltung enthält einen ersten Widerstand (62), der zwischen der zweiten Elektrode (18) der Diode (14) und einer ersten Quelle (25) einer Gleichspannung (+Vs) liegt, wobei ein zweiter Widerstand (64) in Reihe mit einem Schalter (60) zwischen der ersten Elektrode (16) der Diode (14) und einer zweiten Quelle einer Gleichspannung (66) liegt. Die Vorspannungs-Steuerschaltung hat einen ersten Betriebsmodus, wenn der Schalter geschlossen ist, um die Diode (14) und den Transistor über den ersten Widerstand (62) und den Schalter (60) in Durchlaßrichtung vorzuspannen und es dadurch ermöglichen, daß did Diode und der Transistor das Eingangssignal (Si) der Ausgangsklemme (12) zuführen. Die Vorspannungs-Steuerschaltung hat einen zweiten Betriebsmodus, wenn der Schalter zur Bildung einer Gleichspannungstrennung der ersten Elektrode (16) der Diode (14) offen ist, so daß die Diode (14) das über den Kondensator (20) zugeführte Eingangssignal (Si) gleichrichtet, um dadurch eine Sperrvorspannung für die Diode (14) und den Transistor zu erzeugen und das Eingangssignal (Si) von der Ausgangsklemme (12) zu trennen. Die Ausgangsschaltung (30, 40) enthält einen Transistor (Q1), dessen Eingangselektrode (Basis) mit der zweiten Elektrode (18) der Diode (14) verbunden ist, um von dieser eine Gleichvorspannung zu empfangen. Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält die Ausgangsschaltung einen nicht-additiven Mischer.
• Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung enthält die Ausgangsschaltung einen Verstärker und einen nicht-additiven Mischer.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
• Die Erfindung wird anhand der beigefügten Zeichnung erläutert, in der gleiche Teile mit gleichen Bezugsziffern versehen sind. In der Zeichnung zeigen Fig. 1 ein Schaltbild des die Erfindung beinhaltenden Schalters und
• Fig. 2 ein Blockschaltbild, teilweise als diskrete Schaltung, eines die Erfindung enthaltenden Farbfernsehempfängers mit beispielhaften Bauteilwerten für die Bauteile des Schalters gemäß Fig. 1 und mit weiteren Merkmalen des Schalters für die besondere, dargestellte und beschriebene Anwendung.
Detaillierte Beschreibung
• Die Schaltanordnung von Fig. 1 enthält eine Eingangsklemme 10 zum Empfang eines zu schaltenden Eingangssignals Si und eine Ausgangsklemme 12 zur Lieferung eines geschalteten Ausgangssignals. Es ist eine Diode 14 vorgesehen, deren erste Elektrode 16 (Kathode) über einen Gleichspannungs-Trennkondensator 20 mit der Signal- Eingangsklemme 10 verbunden ist und deren zweite Elektrode 18 (Anode) über eine Ausgangsschaltung (30 und 40) mit der Ausgangsklemme 12 verbunden ist. Die Ausgangsschaltung enthält eine Kaskadenschaltung eines Verstärkers 30 und eines nicht-additiven Mischers 40. Der Verstärker 30 enthält einen NPN-Transistor Q1 mit einer Basiselektrode, die mit der zweiten Elektrode (Anode) 18 der Diode 14 verbunden ist, und mit einer Emitterelektrode, die über einen Emitterwiderstand 32 mit einer Quelle einer Referenzspannung (Erde) verbunden ist, und mit einer Kollektorelektrode, die über einen Kollektorlastwiderstand 34 mit einer Betriebsspannungsklemme 25 verbunden ist. Eine positive Betriebsspannung Vs ist an die Betriebsspannungsklemme 25 angelegt. Der nicht-additive Mischer 40 enthält ein Paar von NPN-Transistoren Q2 und Q3, deren Kollektorelektroden mit der Betriebsspannungskiemme 25 und deren Emitterelektroden mit der Ausgangsklemme 12 und über eine Stromquelle 42 mit Erde verbunden sind. Die Stromquelle kann als ein Widerstand oder als ein Transistor ausgebildet sein, der so vorgespannt ist, daß er als Stromquelle arbeitet. Die Basiselektrode 44 des Transistors Q2 dient als ein Eingang zu dem nicht-additiven Mischer 40 und ist mit dem Ausgang des Verstärkers 30 am Kollektor des Transistors Q1 verbunden. Die Basiselektrode 46 des Transistors Q3 dient als ein zweiter Eingang des nicht-additiven Mischers 40 und ist mit einer Ein gangsklemme 50 verbunden. In diesem Beispiel der Erfindung ist eine Gleichvorspannung Vb an die Klemme 50 angelegt. In einem weiteren, später beschriebenen Beispiel ist an die Eingangsklemme 50 ein zweites zu schaltendes Eingangssignal angelegt.
• Die übrigen Bauteile von Fig. 1 enthalten eine Vorspannungs-Steuerschaltung für die Diode 14 für einen ersten Betriebsmodus, in dem die Diode 14 zur Kopplung des Eingangssingals Si zu der Ausgangsklemme 12 über den Verstärker 30 und den nicht-additiven Mischer 40 in Durchlaßrichtung vorgespannt ist, und für einen zweiten Betriebsmodus, in dem die erste Elektrode (Kathode) 16 der Diode 14 gleichspannungsgetrennt ist, so daß die Diode die Wechselspannungskomponente des über den Gleichspannungs-Trennkondensator 20 zugeführten Eingangssignals Si gleichrichtet und auf diese Weise eine Sperrspannung erzeugt, die die Diode 14 in einen AUS (nicht leitenden)-Zustand "selbst vorspannt". Wie noch erläutert wird, bilden der Verstärker 30 und der nicht-additive Mischer 40 eine weitere Dämpfung des Eingangssingals aufgrund der selbst-vorspannenden Zustände der Diode 14. Die Vorspannungs-Steuerschaltung enthält einen ersten Widerstand 62, der zwischen der Betriebsspannungsklemme 25 und der zweiten Elektrode (Anode) 18 der Diode 14 liegt, und einen zweiten Widerstand 64, der in Reihe mit einem Schalter 60 zwischen der ersten Elektrode (Kathode) 16 und einer Quelle einer Referenzspannung liegt, die hier als Erdpunkt 66 dargestellt ist.
• Die Wirkungsweise der Schaltanordnung gemäß Fig. 1 wird zunächt für den Fall beschrieben, wenn der Steuerschalter 60 geschlossen ist. In diesem Zustand besteht ein Gleichspannungsweg zwischen der Betriebsspannungsklemme 25 und Erde 66 über den Widerstand 62, die Diode 14, den Widerstand 64 und den Schalter 60. Der Stromfluß in diesem Weg hat zwei Wirkungen. Erstens spannt er die Diode 14 in Durchlaßrichtung vor, und somit leitet die Diode 14 die Wechselspannungskomponente des Eingangssingals Si zu der Basis des Transistors Q1 des Verstärkers 30. Zweitens bilden die Widerstände 62 und 64 und die Diode 14 einen Spannungsteiler, der eine temperaturkompensierte Gleichvorspannung der Basis des Transistors Q1 zuführt, die den Transistor für einen linearen Betrieb vorspannt. Die Wirkung der Temperaturkompensation ergibt sich, weil die Spannungsänderugen der Basis/Emitter-Spannung Vbe des Transistors Q1 durch ähnliche Änderungen der Spannung über der P-N-Strecke der Diode 14 begleitet sind. Daher erfüllt in diesem Betriebsmodus die Diode 14 die Doppelfunktion, indem sie (1) die Kopplung der Wechselspannungskomponente des Eingangssingals Si und (2) die Temperaturkompensation Vbe des Transistors Q1 in dem Verstärker 30 bewirkt.
• Der Verstärker 30 verstärkt die Wechselspannungskomponente des über die Diode 14 zugeführten Eingangssignals. Die Verstärkung des Verstärkers 30 ergibt sich mit einer guten Annäherung durch das Verhältnis zwischen den Kollektor- und Emitterlastwiderständen 34 bzw. 32. Die Widerstände bilden in Verbindung mit der der Basis des Transistors Q1 zugeführten Gleichvorspannung auch die Ruhe-Koliektorspannung, die einen zu berücksichtigenden Faktor in der Wirkung der folgenden nicht-additiven Mischstufe 40 darstellt. Eine bevorzugte Gleichspannungsbedingung für den Verstärker 30 ist die, die eine Ausgangssignalspannung in einem Bereich liefert, der durch die der Klemme 25 zugeführte Betriebsspannung Vs und die der Klemme 50 zugeführte Vorspannung Vb bestimmt ist. Zur Erläuterung kann die Gleichvorspannung für den Verstärker 30 so gewählt werden, daß die Ausgangsspannung etwa drei Viertel der Betriebsspannung Vs beträgt, und die Vorspannung Vb kann so gewäht werden, daß sie ungefähr die Hälfte der Betriebsspannung Vs beträgt. Für die vorliegende Erfindung ist es wichtig, daß die Vorspannung Vb für den nicht-additiven Mischer 40 geringer ist als die Betriebsspannung Vs für den Verstärker 30 und daß der Verstärker 30 auf einen Ruhepegel zwischen Vs und Vb vorgespannt ist. Als Beispiel kann für eine Betriebsspannung von 12 Volt der Verstärker 30 so vorgespannt werden, daß er eine Ruheausgangsspannung von 9 Volt liefert, und die dem nicht-additiven Mischer 40 zugeführte Vorspannung Vb kann 6 Volt betragen.
• Das verstärkte Signal am Ausgang (Kollektor Q1) des Verstärkers 30 wird dem Transistor Q2 des nicht-additiven Mischers 40 zugeführt. Der Transistor Q3, der mit einer geringeren Spannung als der Transistor Q2 gleichspannungsvorgespannt ist, wie vorher beschrieben, wird daher gesperrt, und der Transistor Q2 und die Stromquelle 42 arbeiten als Emitterfolger und führen das verstärkte Ausgangssignal der Ausgangsklemme 12 zu.
• Das Vorhergehende kurz zusammengefaßt: Das Schließen des Schalters 60 spannt die Diode 14 in Flußrichtung vor, die dann die doppelte Funktion durchführt, nämlich (1) Zuführung der Wechselspannungskomponente des Signals Si zu dem Verstärker 30 und (2) Erzeugung einer temperaturkompensierten Gleichvorspannung für den Verstärker 30. Der Verstärker 30 verstärkt das zugeführte Signal und liefert eine Ausgangsspannung bei einem Gleichspannungspegel, der den Transistor Q3 des nicht-additven Mischers 40 in Sperrichtung vorspannt, und die Spannung wird der Ausgangsklemme 12 über den als Emitterfolger arbeitenden Transistor Q2 zugeführt.
• Die Wirkungsweise des Schaltstromes von Fig. 1 wird nun für den Fall beschrieben, wenn der Steuerschalter 60 OFFEN ist. Für diesen Fall besteht kein Gleichspannungsweg von der ersten Elektrode (Kathode) 16 der Diode 14 zu irgendeinem Punkt in der Schaltanordnung. Die Gleichspannungstrennung der ersten Elektrode (Kathode) 16 der Diode 14 hat eine Anzahl von wichtigen Wirkungen auf die oben beschriebene Wirkungsweise der Schaltung. Eine erste Wirkung besteht darin, daß dieser Zustand die Diode 14 in die Lage versetzt, die Wechselspannungskomponente des Eingangssignals Si gleichzurichten und die gleichgerichtete Spannung in dem Kondensator 20 zu speichern. Der Kondensator 20 wird durch den Stromfluß über den Widerstand 62 und die Diode 14 geladen, wenn die Momentanwerte des Eingangssignals geringer sind als die Anodenspannung der Diode 14. Jedoch besteht kein Entladeweg, so daß die akkumulierte Ladung die Diode 14 in Sperrichtung vorspannt und dadurch das Eingangssignal dämpft. Eine zweite Wirkung der Öffnung des Schalters 60 be steht darin, daß die Widerstände 62 und 64 den Transitor Q1 des Verstärkers 30 nicht mehr für einen linearen Betrieb vorspannen. Stattdessen wird der Stromfluß durch den Widerstand 62 vollständig der Basis des Transitors Q1 zugeführt, und dieser Strom übersteuert den Transistor Q1 in einen nicht-linearen Betrieb, in dem sich der Transistor bei oder nahe bei der Sättigung befindet. Eine volle Sättigung ist nicht wesentlich. Was für die vorliegende Erfindung wichtig ist, ist, daß die Gleichvorspannung für den Transistor Q1 nur soweit geändert wird, daß sie die Kollektorspannung auf einen Wert verringern kann, der ausreichend ist, den Transistor Q2 in dem nicht-additiven Mischer 40 in Sperrichtung vorzuspannen. Dieser Wert ist jede Spannung, die kleiner ist als die der Klemme 50 zugeführte Gleichvorspannung Vb. Wenn dies erfolgt, wird der Transistor Q2 in Sperrichtung vorgespannt, und der Transistor Q3 arbeitet in Verbindung mit der Stromquelle 42 als ein Emitterfolger und führt das Vorspannungssignal Vb der Ausgangsklemme 12 zu. Demzufolge wird in diesem Modus (Schalter 60 geöffnet) das Eingangssignal Si durch die Diode 14 (die ihre eignene Sperrspannung durch Gleichrichtung des Eingangssignals erzeugt) sowie durch den Verstärker 30 und den nicht-additiven Mischer 40 gedampft.
• Fig. 2 zeigt eine Anwendung der Schaltanordnung von Fig. 1 für die wahlweise Umschaltung zwischen zwei Chrominanz-Eingangssignalen in einem Farbfernsehempfänger. Diese Figur zeigt auch beispielhafte Bauteilwerte und Spannungen.
• Der Farbfernsehempfänger von Fig. 2 enthält eine Tuner- und ZF-Verarbeitungseinheit 200 mit bekanntem Aufbau mit einer Eingangsklemme 210 zum Empfang eines HF-modulierten Videoeingangssignals und mit einem Ausgang zur Lieferung eines Basisband-demodulierten Vidoeausgangssignals. Weitere kombinierte Basisband- Videoeingangssignale werden über zusätzliche Eingangsanschlüsse 212 und 214 geliefert. Ein SVHS (super VHS)-Eingangsanschluß 216 ist für den Empfang eines Basisband-Videoeingangssignals eines Formats mit getrennter Luminanz (SVHS-Y) und Chrominanz (SVHS-C) vorgesehen. Ein Wählschalter 220 mit vier Stellungen dient zur wahlweisen Durchschaltung der Signale 51, AUX-1, AUX-2 und SVHS-Y zu dem Eingang 222 eines Kammfilters 230. Die Kanalwahl für den Tuner 200 und die Signalauswahl durch den Schalter 220 werden durch eine Steuereinheit 240 gesteuert. Das Kammfilter 230 hat einen Luminanz (Y)- und einen Chrominanz (C)-Ausgang, die mit einer Videoverarbeitungs- und Wiedergabeeinheit 250 mit bekanntem Aufbau zur Verarbeitung und zur Wiedergabe von Farbbildern verbunden sind. Das Kammfilter 230 enthält eine Emitterfolger-Ausgangsstufe für das Chrominanzsignal. Diese Stufe ist in dem Kammfilter 230 durch den Transistor Q3 und die Stromquelle 42 dargestellt, wobei die Basis des Transistors Q3 mit ungefähr 6 Volt vorgespannt ist. Es sei bemerkt, daß diese Bauteile identisch sind mit denen, die in dem nicht-additiven Mischer 40 verwendet sind. In vorteilhafter Weise erübrigt die Anwesenheit eines Emitterfolgers in dem Kammfilter 230 den Einsatz dieses Bauteiles in dem SVHS-Chrominanzschalter 280, wie im folgenden beschrieben wird.
• Der SVHS-Chrominanzschalter 280 entspricht dem Schalter von Fig. 1, mit den folgenden Abwandlungen. Erstens ist ein Abschlußwiderstand 282 für das Eingangssignal zwischen der Eingangsklemme 10 und Erde vorgesehen. Dieser Widerstand bildet einen Abschluß für das durch den SVHS-Eingangsanschluß 216 gelieferte SVHS-Chrominanzsignal mit einem genormten Wellenwiderstand (75 Ohm). Ein elektrostatischer Entladungsschutz (ESD = electro-static discharge) wird durch einen ESD-Schutzwiderstand 284 gebildet, der in Reihe mit dem Kondensator 20 liegt. Der Widerstand 64 von Fig. 1 ist durch eine Reihenschaltung eines Paares von Widerständen mit 2,7 kOhm ausgebildet, derern gemeinsamer Verbindungspunkt durch einen Kondensator (470 pico-Farad) gegen Erde kurzgeschlossen ist. Dieses Netzwerk wirkt als ein Tiefpaßfilter, das eine doppelte Funktion ausübt, nämlich (1) Verhinderung, daß Rauschen von dem Schalter 60 in den Chrominanzverarbeitungskanal gelangt und (2) Verhinderung, daß Chromiananzsignale in den Schalter 60 gelangen und mit anderen Signalen Störungen verusachen, die durch den Schalter 60 durchgeschaltet sein können. Eine weitere Änderung in dieser Ausführungsform ist die Einfügung eines reinen Trennwiderstandes von 470 Ohm zwischen der Basis des Transistors Q1 und der Anode der Diode 14, um parasitäre Kapazitäten des Transistors Q1 zu isolieren. Der Schalter 60 wird durch die Steuereinheit 240 gesteuert.
• In Betrieb wählt die Steuereiheit 240 durch Steuerung der Schalter 220 und 60 Signale für die Widergabe aus. Wenn zum Beispiel die Videosignale 51, AUX-1 oder AUX-2 ausgewählt werden, sendet die Steuereinheit 240 entsprechende Auswahlsignale an den Schalter 220 und sendet gleichzeitig ein Sperrsignal an den Schalter 60, das den Schalter 60 öffnet. Dadurch wird der Signalfluß in dem Signalweg der SVHS-Chrominanz gesperrt, wie vorher beschrieben. Kurz betrachtet, in diesem Modus spannt sich die Diode durch Gleichrichtung des SVHS-Chrominanzsignals (wenn eines anwesend ist) selbst in den Sperrzustand vor, der Verstärker 30 wird in die Sättigung (oder nahe bis in die Sättigung) gesteuert, und der nicht-additive Mischer 40 wählt das kammgefilterte Ausganssignal aus. Wenn die SVHS-Signalquelle 216 durch die Steuereinheit 240 ausgewählt wird, leitet der Schalter 220 das SVHS-Luminanzsiganal zu dem Prozessor 250, und das SVHS-Chrominanzsignal wird über die Diode 14, den Verstäker 30 und den nicht-additiven Mischer 40 dem Prozessor 250 zugeführt, wie oben in der Beschreibung zu Fig. 1 erläutert.

Claims (5)

1. Schaltanordnung, enthaltend:

eine Diode (14) mit einer ersten Elektrode (16), die über einen Gleichspannungs- Trennkondensator (20) mit einer Quelle eines zu schaltenden Eingangssignals (Si) verbunden ist, und mit einer zweiten Elektrode (18), die über eine Ausgangsschaltung (30, 40) zur Lieferung eines geschalteten Ausgangssignals mit einer Ausgangsklemme (12) verbunden ist,

eine Vorspannungs-Steuerschaltung (62, 64, 60), die mit der ersten (16) und der zweiten (18) Elektrode der Diode (14) zum Steuern der Leitung der Diode verbunden ist,

dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (30, 40) einen Transistor (Q1) mit einer Eingangs-Basiselektrode enthält, die mit der zweiten Elektrode (18) der Diode (14) verbunden ist, um von dieser eine Gleichvorspannung zu empfangen,

daß die Vorspannungs-Steuerschaltung einen ersten Widerstand (62) enthält, der zwischen der zweiten Elektrode (18) der Diode (14) und einer ersten Quelle (25) einer Gleichspannung (+Vs) liegt, und daß ein zweiter Widerstand (64) in Reihe mit einem Schalter (60) zwischen der ersten Elektrode (16) der Diode (14) und einer zweiten Quelle (66) einer Gleichspannung liegt,

daß die Vorspannungs-Steuerschaltung einen ersten Betriebsmodus aufweist, wenn der Schalter geschlossen ist, um die Diode (14) und den Transistor (Q1) über den ersten Widerstand (62) und den Schalter (60) in Durchlaßrichtung vorzuspannen und es dadurch zu ermöglichen, daß die Diode und der Transistor das Eingangssignal (Si) der Ausgangsklemme (12) zuführen,

daß die Vorspannungs-Steuerschaltung einen zweiten Betriebsmodus aufweist, wenn der Schalter zur Bildung einer Gleichspannungstrennung der ersten Elektrode (16) der Diode (14) geöffnet ist, derart, daß die Diode (14) das über den Kondensator (20) zugeführte Eingangssignal (Si) gleichrichtet, um dadurch eine Sperrvorspan nung für die Diode (14) und den Transistor (Q1) zu erzeugen und dadurch das Eingangssignal (Si) von der Ausgangsklemme (12) zu trennen.

2. Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (30, 40) einen nicht-additiven Mischer (40) enthält, der mit einer Ausgangselektrode des Transistors (Q1) verbunden ist.

3. Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (30, 40) eine Kaskadenschaltung in der Reihenfolge des Transistors (Q1) und eines nicht-additiven Mischers (40) enthält.

4. Schaltanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der nicht-additive Mischer (40) einen Eingang (44) enthält, der mit einer Ausgangselektrode des Transistors (Q1) verbunden ist, und einen weiteren Eingang (46) enthält, dem eine Vorspannung (Vb) zugeführt wird, die kleiner ist als eine dem Transistor (Q1) zugeführte Betriebsspannung (Vs), und daß der Transistor so vorgespannt ist, daß er eine Ruhe-Ausgangsspannung zwischen dem Wert der Betriebsspannung (Vs) und dem Wert der Vorspannung (Vb) liefert.

5. Schaltanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (14) in dem ersten Betriebsmodus eine temperaturkompensierte Gleichvorspannung für den Transistor in der Ausgangsschaltung (30, 40) liefert.