DE69801933T2 - Steuerung einer induktiven Last - Google Patents

Description

• Diese Erfindung betrifft Steuergeräte für Lasten mit veränderlicher Induktivität, wie zum Beispiel geschaltete Reluktanzmaschinen. Die Erfindung betrifft auch einen Hystereseschaltkreis.
• Ein geschalteter Reluktanzmotor ist ein Beispiel für eine induktive Last, bei der die Induktivität nicht zeitlich oder beim Betrieb der Maschine, d. h. über den Rotorwinkel, konstant ist. Fig. 1(a) zeigt eine typische dreiphasige geschaltete Reluktanzmaschine (RL-Maschine), und die Fig. 1(b) und (c) zeigen wohlbekannte Beispiele von elektronischen Umschaltschaltkreisen, die zum Steuern einer SR-Maschine verwendet werden können. Die SR- Maschine besteht im wesentlichen aus einem Stator s, der Statorpole 1, 1', 2, 2', 3, 3' definiert, auf die Phasenwindungen w gewickelt werden, die von denen nur eine in Verbindung mit einem Polsatz 2, 2' gezeigt ist. Die Maschine weist außerdem einen Rotor mit Schenkelpolen 4, 4' und 5, 5' auf. Die elektronischen Schaltkreise sind so angeordnet, dass sie den Phasenwindungen w unidirektionale Ströme zuführen.
• In den Steuerschaltkreisen der Fig. 1(b) und (c) ist jede Phasenwindung der Maschine in Fig. 1(a) mit einem Leitungszweig verbunden, der wenigstens einen elektronischen Schalter t in Reihe mit jeder Windung über eine Gleichstromversorgung Vs umfasst. Eine allgemeine Behandlung der Prinzipien von SR-Maschinen ist in dem Aufsatz "The Characteristics, Design and Applications of Switched Reluctance Motors and Drivers" von Stephenson et al., vorgestellt auf der PCIM'93-Konferenz und -Ausstellung in Nürnberg, Deutschland, 21.-24. Juni 1993 gegeben.
• Vorgeschlagene Mittel zur Steuerung einer SR-Maschine, um sie mit verschiedenen Geschwindigkeiten zu betreiben, schließen den Betrieb in drei charakteristischen Bereichen ein, welche als Bereiche 'geringer Geschwindigkeit', 'mittlerer Geschwindigkeit' und 'hoher Geschwindigkeit' bezeichnet werden können. Für den diesbezüglichen Hintergrund und eine Erläuterung wird auf 'Variable-Speed Switched Reluctance Motors' von Lawson et al., IEE Proceedings Teil B, Bd. 127, Nr. 4, Juli 1980 verwiesen. Im Bereich geringer Geschwindigkeit wird der Strom durch das wohlbekannte Verfahren des 'Hin- und Herschwankens' (chopping) gesteuert. Die vorliegende Erfindung betrifft Verbesserungen bei den Mitteln für die Implementierung der Schwank-Steuerung des Phasenstroms. Die Fig. 2(a), (b) und (c) stellen einen Phasenzweig des in Fig. 1(b) gezeigten Schaltkreises dar, welcher zur Verdeutlichung mit dem Phasenzweig in drei möglichen Zuständen neu gezeichnet ist, die hier mit 'EIN', 'FW' ('Freilaufen') und 'AUS' bezeichnet sind. Der Schaltkreis ist im EIN-Zustand, wenn beide Leistungsschalter geschlossen sind und die volle Gleichstrombusspannung Vs an die Phasenwindung w angelegt wird, wobei der magnetische Fluss φ, zur maximal möglichen Rate (siehe Fig. 2(a)) ansteigt.
• Wenn der Fluss in der Windung auf diese Weise aufgebaut ist und einer der Schalter geöffnet ist, dann spricht man von einem Freilauf des Stroms (siehe Fig. 2(b)), d. h. der Schaltkreis ist im FW-Zustand mit nur einem geschlossenen Schalter, wobei der Strom durch diesen Schalter und eine Diode fließt. Die effektive Windungsspannung wird unter diesen Bedingungen durch die kleine Spannung über den Schalter, die Diode und dem Windungswiderstand bestimmt. Der Fluss φ fällt somit relativ langsam ab, wie in Fig. 2(b) gezeigt.
• Der Schaltkreis ist im AUS-Zustand, wenn beide Schalter geöffnet sind und der Phasenstrom durch die Dioden getragen wird. Die Windung weist dann die volle Gleichstrombusspannung auf, die umgekehrt so angelegt wird, das der Fluss 4, fällt, bis der Strom Null ist und die Dioden nichtleitend werden (siehe Fig. 2(c)).
• Das einfachste Verfahren des Stromschwankens ist es, zwischen EIN- und AUS-Zuständen zu wechseln, um den mittleren Stromwert in der Nähe eines gewünschten Wertes zu halten. Dies ist in Fig. 3(a) gezeigt. Das Schwanken zwischen den EIN- und AUS-Zuständen ist bei geringen Leistungsniveaus akzeptabel, bei denen die Schalter (zum Beispiel Halbleiterschalter wie Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistoren oder Bipolartransistoren mit isoliertem Tor) mit Ultraschallfrequenzen umschalten können. Dies ist hinsichtlich des Limitierens von akustischem Rauschen vorteilhaft.
• Bei höheren Leistungsniveaus werden die Verluste (sowohl bei Halbleiterschaltern als auch den anderen Komponenten), die mit dem Ultraschallschalten verbunden sind, groß und es ist gewöhnlich nötig, die Umschaltfrequenz zu reduzieren. Wenn die EIN/AUS-Strategie benutzt würde, könnten die Strom- (und Fluss-) Ausschläge bei diesen reduzierten Frequenzen groß sein, woraus ein Ansteigen eines unannehmbaren akustischen Rauschens und möglicherweise auch Steuerprobleme resultieren. Aus diesen Gründen ist der FW-Zustand oft im Umschaltmuster enthalten und ermöglicht ein Zurückhalten relativ kleiner Stromausschlägen, obwohl die Schaltfrequenz reduziert wird. Dies ist in Fig. 3(b) für einen 'Antriebs'- Modus und in Fig. 3(c) für einen 'Erzeugungs'-Modus gezeigt.
• Das Verhalten des Windungsstroms in einem Reluktanzmotor während des Freilaufs (FW) wird nicht nur durch die angelegte Spannung, sondern auch durch die Veränderung der Phaseninduktivität bestimmt, die eine Funktion der Drehung der Maschine ist. Die Induktivität ist definiert als Flusskopplung pro Einheitsstrom, so dass gilt L = φ/I, also I = φ/L. Wenn die effektive Windungsspannung während des Freilaufens klein ist, kann der Fluss über eine kurze Zeit als konstant angesehen werden, und der Flussstrom während dieser Zeit wird daher dem Kehrwert des Induktivitätsprofils folgen, d. h. der Freilaufstrom wird verringert, wenn die Lastinduktivität ansteigt, und erhöht, wenn sie fällt. Bei geringen Drehgeschwindigkeiten ist die Änderungsrate der Induktivität mit der Zeit (dL/dt) jedoch klein, und Verringerung des Flusses mit der Zeit während des Freilaufs wird über eine Phasenperiode der Maschine signifikant. Bei sehr kleinen Geschwindigkeiten wird der Freilaufstrom sogar dann abfallen, wenn die Induktivität sinkt, da eine kleine Windungsspannung den Fluss schneller abfallen lässt als die Induktivität. Das Verhalten des Freilaufstroms hat unter diesen verschiedenen Bedingungen wichtige Folgen für das Stromsteuersystem, da das Steuergerät in der Lage sein muss, unter allen diesen unterschiedlichen Bedingungen zu funktionieren. Bei einem typischen Steuersystem für einen geschalteten Reluktanzmotor werden die Phasenwindungen W mit Energie versorgt, während ihre Induktivität bezüglich dem Rotorwinkel (der Antriebsmodus) ansteigt, oder wenn die Induktivität bezüglich dem Rotorwinkel (der Brems- oder Erzeugungsmodus) abfällt.
• Bei der bisherigen Technik sind die oben beschriebenen Steuerbetrachtungen auf eine Vielzahl von Arten implementiert worden, jede mit ihren eigenen Vorteilen und Nachteilen.
• Eines der einfachsten Verfahren ist es, einen Komparator für jede Phase zu verwenden, wobei die Stromrückkopplung direkt mit dem Referenz- (Anforderungs-) Wert verglichen wird. Ein Hytereseband trennt die Umschaltpunke. Die Breite dieses Bandes wird gewöhnlich variiert, um einen geeigneten Kompromiss zwischen den Stromablenkungen, der Umschaltfrequenz und dem akustischen Rauschen herzustellen. Ein typischer Schaltkreis ist in Fig. 4 gezeigt.
• In einem Antriebsmodus (d. h. in dem der Netzleistungsfluss von der Quelle zur Last erfolgt) regelt das Steuergerät den Strom durch Wechseln zwischen den EIN- und FW- Zuständen, wobei beide Schalter am Ende einer Phasenperiode ausgeschaltet werden. Fig. 5(a) zeigt eine typische Stromwellenform. Der Wechsel vom Antriebsmodus in einen Erzeugungsmodus erfordert das in Fig. 4 gezeigt MOT/GEN-Logiksignal. Im Erzeugungsmodus (d. h. in welchem der Netzleistungsfluss von der Last zu Quelle erfolgt) schwankt das Steuergerät durch Wechseln zwischen FW und AUS, obwohl zuerst der EIN-Zustand zum Aufbauen eines Flusses (und damit des Phasenstroms) zum erforderlichen Arbeitswert verwendet werden muss. Fig. 5(b) zeigt eine typische Stromwellenform.
• Während dieses System die Vorteile der Verwendung von nur einem Komparator und nur einem Hystereseband aufweist, weist es doch eine Anzahl von Nachteilen auf. Diese ergeben sich insbesondere bei geringen Geschwindigkeiten während der Erzeugung. Da der erzeugende Freilaufstrom nur ansteigt, wenn die Geschwindigkeit hoch genug ist, fällt bei geringen Geschwindigkeiten (besonders bei hohen Strömen, wenn die effektive Freilaufwindungsspannung am höchsten ist) der Strom unter den erforderlichen Wert ab, wie es in Fig. 5(c) gezeigt ist. Die Ausgabe des Generators wird dann verringert. Ein weiterer Nachteil ist die Abhängigkeit von einem Logiksignal zum Umschalten zwischen dem Antriebs- und dem Erzeugungsmodus. Es kann schwierig sein, dieses Signal verlässlich zu erzeugen, besonders bei Übergangsbedingungen. Dies kann zu einem Verlust der Steuerung des Stroms führen, was zum Auslösen einer Störung oder sogar zum Schaltversagen führt.
• Ein zweites vorgeschlagenes System versucht diese Schwierigkeiten durch Verwenden von zwei Komparatoren zu beseitigen. Die beiden Komparatoren heben dieselbe Referenz, aber das Hystereseband des einen überspannt das des anderen, wie es in Fig. 6(a) gezeigt ist. Im wesentlichen wird der 'äußere' Komparator verwendet, um das Verhalten der vom 'inneren' Komparator gesteuerten Schaltkreise derart zu modifizieren, dass für die überwiegende Zeit ein Schwanken nur zwischen den Umschaltpunkten des inneren Komparators auftritt. Die Leistungsschalter werden wie zuvor am Ende der Phasenperiode ausgeschaltet. Im Antriebsmodus verhält sich das System wie der Ein-Komparator-Fall, und das Schwanken wird durch das innere Hystereseband allein gesteuert, wie es in Fig. 6(b) gezeigt ist.
• Im Erzeugungsmodus beginnt das Steuergerät im selben Modus mit beiden Schaltern geschlossen, bis der Strom das obere Niveau des inneren Komparators erreicht, woraufhin ein Schalter geöffnet wird und die Phase sich im Freilauf befindet.
• Der Freilaufstrom steigt weiter (da das System gerade am Erzeugen ist) bis das obere Niveau des äußeren Komparators erreicht wird, woraufhin auch der zweite Schalter geöffnet wird. Der innere Komparator arbeitet nun im Erzeugungsmodus, wobei entweder FW oder AUS ausgewählt wird. Das Schwanken zwischen FW und AUS wird im inneren Band fortgesetzt, es sei denn der Strom schafft es nicht anzusteigen, während der Schaltkreis sich im FW-Zustand befindet. Wenn der Strom auf das untere Niveau des äußeren Komparators abfällt, werden beide Schalter geschlossen, und der sich ergebende EIN-Zustand hebt den Strom in das Steuerband des inneren Komparators an. Dies ist in Fig. 6(c) gezeigt. Solch ein System ist in EP-A-0635931 offenbart.
• Dieses System weist einige Vorteile auf. Zum Beispiel behält es die Kontrolle über den Strom zu allen Zeiten, egal, ob der Antrieb antreibt oder erzeugt, und es vermeidet die Probleme mit abfallenden Strömen bei geringen Geschwindigkeiten, die mit der Ein- Komparator-Lösung verbunden sind.
• Es weist jedoch Nachteile auf, die es bei einigen Anwendungen unbrauchbar machen können. Es leidet unter großen vorübergehenden Stromschwankungen an den äußeren Hysteresebändern, was bei einigen Anwendungen nicht hingenommen werden kann. Dies wird durch die Tatsache verschlechtert, dass das äußere Band im allgemeinen breit sein muss, um es abgesehen von Rauschen, Drift oder anderen möglichen Quellen der Signalkorruption verlässlich über den gesamten Arbeitsbereich des Stroms vom inneren getrennt zu halten.
• EP-A-0397514 offenbart ein Steuern der Schaltvorrichtungen in einem geschalteten Reluktanzmaschineninverter durch einen Wechsel zwischen ihnen zum Schwanken und Freilaufen des Stroms. Die Umschaltpflicht wird zwischen den Vorrichtungen während eines jeden Leitungsintervalls jeder Maschinenphase übertragen.
• Nach der vorliegenden Erfindung ist ein Steuergerät für eine zeitlich veränderliche induktive Last (w) vorgesehen, wobei das Steuergerät umfasst:
• Schaltmittel (t) zur Verbindung der Last an eine elektrische Energiequelle (Vs), wobei die Schaltmittel in eine erste Anordnung einstellbar sind, um Energie von der elektrischen Energiequelle durch den Schaltstromkreis bereitzustellen, wobei die Schaltmittel auch in eine zweite Anordnung einstellbar sind, um die Energie von der Last zur elektrischen Energiequelle zurückzuführen, und in eine dritte freilaufende Anordnung einstellbar sind, in der der Strom durch die Last zirkuliert; und Schaltsteuermittel (12') umfassend: einen unteren Hystereseschaltkreis (x) mit einem unteren Hystereseband, das zwischen einem ersten Signal, das eine untere Stromschranke anzeigt, und einen gewünschten Referenzstromniveau (IDEM) definiert ist, wobei der Schaltkreis betriebsfähig ist, um eine Ausgabe bereitzustellen, die sich von einem Ausgabeniveau zu einem anderen Ausgabeniveau ändert, um die Schaltmittel in die dritte Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom zum Referenzstromniveau ansteigt, und die sich von ihrem anderen Ausgabeniveau zurück zu ihrem einen Ausgabeniveau ändert, um die Schaltmittel in die erste Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom auf die untere Stromschranke abfällt, und einen oberen Hystereseschaltkreis (y) mit einem oberen Hystereseband, das zwischen dem Referenzstromniveau und einem zweiten Signal definiert ist, das eine obere Stromschranke anzeigt, und der betriebsfähig ist, um ein Ausgabesignal bereitzustellen, welches sich von einem Ausgabeniveau zu einem anderen Ausgabeniveau ändert, um die Schaltmittel in die zweite Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom zur oberen Stromschranke ansteigt, und welches sich von seinem anderen Ausgabeniveau zum einen Ausgabeniveau verändert, um die Schaltmittel in die dritte Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom auf das Referenzstromniveau abfällt; dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel weiter umfassen: einen Umschaltschaltkreis (107), angeschlossen, um die Ausgaben der unteren und oberen Hystereseschaltkreise zu empfangen, wobei der Umschaltschaltkreis ein Umschaltausgabesignal erzeugt, das zwischen einem ersten und zweiten logischen Niveau hin- und herschaltet, ansprechend auf: (i) eine Änderung in der Ausgabe von einem Hystereseschaltkreis; oder (ii) das Ablaufen einer vorbestimmten Zeitdauer nach dem vorherigen Hin- und Herschalten der Umschaltausgabe, wenn keine Änderung der Ausgabe eines Hystereseschaltkreises in der vorbestimmten Zeitdauer erfolgt ist; und einen Schaltkreis, der auf die Ausgaben der Hystereseschaltkreise und des Umschaltschaltkreises anspricht, um Steuersignale zum Einstellen der Schaltmittel zu erzeugen, so dass der Strom im Ansprechen auf die Abweichung des Laststroms vom Referenzstrom gemäß der Zustände der Ausgaben aus den Hystereseschaltkreisen gesteuert wird durch: i) Einstellen der ersten Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom unterhalb der unteren Stromschranke ist; (i) Einstellen der zweiten Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom oberhalb der oberen Stromschranke ist; (iii) Einstellen einer Konfiguration der dritten, freilaufenden Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom des Referenzstromniveau von außerhalb der unteren beziehungsweise oberen Stromschranken erreicht und das Umschaltausgabesignal sich auf dem ersten logischen Niveau befindet, und Einstellen einer weiteren Konfiguration der dritten, freilaufenden Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom das Referenzstromniveau von außerhalb der unteren und oberen Stromschranken erreicht und das Umschaltausgabesignal sich auf dem zweiten logischen Niveau befindet.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung ist auch ein Verfahren zum Steuern des Stromes in einer zeitlich veränderlichen induktiven Last (w) vorgesehen, welches Schaltmittel verwendet, die erste und zweite Schaltvorrichtungen (t) mit jeweils einen geschlossenen Zustand und einen offenen Zustand umfassen, um die Last mit einer elektrischen Energiequelle (Vs) zu verbinden, wobei die Schaltmittel in eine erste Anordnung einstellbar sind, um Energie von der elektrischen Energiequelle durch den Schaltstromkreis bereitzustellen, wobei die Schaltmittel auch in eine zweite Anordnung einstellbar sind, um die Energie von der Last zur elektrischen Spannungsquelle zurückzuführen, und in eine dritte, freilaufende Anordnung einstellbar sind, in der der Strom durch die Last zirkuliert, wobei das Verfahren umfasst: Anlegen eines Stromes an die Last durch Schließen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen (t), um die erste Anordnung nach einem ersten Hystereseausgabesignal anzunehmen, wenn der Laststrom unterhalb einer unteren Stromschranke unterhalb eines Referenzstromniveaus (IDEM) liegt, wobei die untere Stromschranke im Ansprechen auf Veränderungen des Referenzstromniveaus variiert; Entfernen eines Stromes von der Last durch Öffnen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung, um die zweite Anordnung aufgrund eines zweiten Hystereseausgabesignals anzunehmen, wenn der Laststrom über einer oberen Stromschranke oberhalb des Referenzstromniveaus liegt, wobei die obere Stromschranke im Ansprechen auf Veränderungen beim Referenzstromniveau variiert; und Freilaufen eines Stroms durch Annehmen der dritten Anordnung der Schaltmittel, so dass er durch die Last und nur eine der Schaltvorrichtungen zirkuliert, wenn der Laststrom zum Referenzstromniveau von außerhalb der unteren beziehungsweise oberen Stromschranke steigt beziehungsweise fällt; gekennzeichnet durch: Erzeugen eines Umschaltausgabesignals, welches zwischen einen ersten und einen zweiten logischen Niveau hin- und herschaltet, im Ansprechen auf: (i) eine Änderung entweder des ersten oder des zweiten Hystereseausgabesignals oder (ii) den Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer nach dem vorherigen Hin- und Herschalten des Umschaltausgabesignals, wenn keine Änderung der Ausgabe eines Hystereseschaltkreises in der vorbestimmten Zeitdauer aufgetreten ist, wobei dadurch die zum Freilauf verwendete Schaltvorrichtung zwischen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung wechselt.
• Die Erfindung wechselt zwischen Umschaltvorrichtungen gemäß der Schaltereignisse oder dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeitdauer. Der Wechsel hat den Vorteil des Begradigens der Zeitmenge, für die jede Vorrichtung mit Energie versorgt wird, was dazu führen kann, dass keine Vorrichtung für eine solche erweiterte Zeitdauer geschlossen wird, so dass die Leistungsversorgungsspannung auf ein Niveau sinken kann, das nicht genügt, um den sichern Betrieb der Schaltvorrichtung zu unterstützen. Die Erfindung kann auch verwendet werden, um zu vermeiden, dass eine Vorrichtung durch Pflichtverteilung untereinander während des Freilaufs überhitzt.
• Die Vorrichtung kann in die Praxis auf zahlreiche Arten umgesetzt werden, von denen einige jetzt beispielhaft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschreiben werden, in denen:
• Fig. 1(a) eine Endansicht einer doppelschenkligen geschalteten Reluktanzmaschine ist;
• Fig. 1(b) und (c) Schaltpläne bekannter Umschaltschaltkreise für geschaltete Reluktanzmaschinen sind;
• Fig. 2(a) bis (c) Schaltpläne der bekannten Umschaltschaltkreise der Fig. 1 (b) in ihren mehreren Schaltungszuständen sind;
• Fig. 3(a) bis 3(c) Graphen typischer Schwankstromwellenformen sind;
• Fig. 4 ein schematisches Blockschaltbild eines Ein-Komparator-Stromsteuergerätes für eine geschaltete Reluktanzmaschine ist;
• Fig. 5(a) bis (c) typische Wellenformen des Windungsstroms entsprechend der von der Schaltung in Fig. 4 ausgeübten Steuerung sind;
• Fig. 6(a) ein schematisches Blockschaltbild eines Dual-Komparator-Stromsteuergerätes ist;
• Fig. 6(b) und (c) Windungsstromwellenformen entsprechend dem Steuergerät von Fig. 6(a) sind;
• Fig. 7(a) ein schematisches Blockschaltbild eines Steuerschaltkreises ist;
• Fig. 7(b) und (c) Windungsstromwellenformen entsprechend dem Schaltkreis von Fig. 7(a) sind;
• Fig. 7(d) eine Wahrheitstabelle für die Steuerlogik im Schaltkreis der Fig. 7(a) ist;
• Fig. 8 einen Beispielschaltkreis zum Bereitstellen von Hysteresespannungen ist, die proportional zu Stromnachfrage sind;
• Fig. 9(a) allgemein einen Torantriebsschaltkreis und eine für die Verwendung in der vorliegenden Erfindung geeignete Energieversorgung für den Torantriebsschaltkreis zeigt;
• Fig. 9(b) detaillierter den Torantriebsschaltkreis und die Energieversorgung von Fig. 9(a) zeigt;
• Fig. 10 ein Steuersystem für eine geschaltete Reluktanzmaschine zeigt, die die Umschaltvorrichtung wechselt, die zum Einbringen des Freilaufs während des Motorbetriebes verwendet werden; und
• Fig. 11 ein Steuersystem für eine geschaltete Reluktanzmaschine zeigt, die die Umschaltvorrichtung wechselt, die zum Einbringen des Freilaufs während des Motorbetriebes verwendet werden, und die ein Vertauschen der Schaltvorrichtung erzwingt, wenn eine nicht innerhalb einer vorbestimmten Zeitdauer auftritt.
• Es wird auf Fig. 7(a) der Zeichnungen Bezug genommen; hier umfasst ein Stromsteuergerät für eine geschaltete Reluktanzmaschine einen Komparator in Form eines Differenzverstärkers 10, welcher ein Bedarfssignal IDEM und ein Rückkehrsignal IFB empfängt und ein Fehlersignal Ie auf der Grundlage der Differenz zwischen IDEM und IFB erzeugt. Ein Verstärker 11 verstärkt das Fehlersignal Ie. Erste und zweite Komparatoren X und Y empfangen beide das verstärkte Fehlersignal Ie an ihren entsprechenden Invertierungseingängen. Die ersten und zweiten Komparatoren enthalten jeweils eine positive Rückführung, die ein Widerstandsnetzwerk umfassen, das durch in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R2 gebildet wird, die entsprechend zwischen Erdpotential und einem Anschluss eines zugehörigen analogen Festkörperschalters S1/S2 geschaltet sind. Bei dieser Ausführungsform ist der analoge Schalter S1 ein Siliconix DG418, und der analoge Schalter S2 ist ein Siliconix DG417. Der nicht-invertierende Eingang jedes Komparators ist zwischen die Widerstände R1 und R2 geschaltet. Die Ausgänge der Komparatoren X und Y sind mit der Steuerlogik 12 verbunden, in welche außerdem ein 'Phase aktiv'-Taktsignal eingespeist wird, welches die Ausgaben der Steuerlogik entsprechend dem Phaseninduktivitätszyklus des Rotors ermöglicht. Die Steuerlogik kann als harter verdrahteter Aufbau implementiert sein. Sie kann jedoch mikroprozessorbasiert und möglicherweise ein Teil einer größeren Steuereinheit sein, die das gesamte SR-Antriebssystem leitet.
• Jeder der analogen Schalter ist außerdem an einem zweiten Anschluss entweder mit einer positiven oder negativen Hysteresespannung +VH/-VH verbunden. Die analogen Schalter S1/S2 werden durch ihre entsprechenden Komparatoren X und Y aktiviert. Es wird darauf hingewiesen, dass der analoge Schalter 51 im Ansprechen auf eine hohe Ausgabe vom Komparator X geschlossen wird, während der analoge Schalter 52 im Ansprechen auf eine niedrige Ausgabe vom Komparator Y geschlossen wird.
• Die Ausgänge der Komparatoren sind auch mit den Eingängen zur Steuerlogik 12 verbunden. Die Ausgänge der Steuerlogik 12 sind entsprechend mit Paaren von Leistungsschaltvorrichtungen für einen Schaltkreis zur Schaltung der Phasenwindung, wie er in Fig. 1(b) gezeigt ist, verbunden.
• Die Energetisierung der Schaltung wird eher durch Berücksichtigen des Stromfehlers als des, Absolutwerts des Windungsstroms gesteuert und nutzt das Prinzip der minimalen möglichen Handlung durch Verwenden einer Steuergerätkonfiguration, die angrenzende Hysteresebänder verwendet. Wenn der Fehler innerhalb eines gegebenen Bandes liegt, dann befindet sich die Phase im Freilauf. Wenn der Fehler das Band überschreitet, wird die geeignete Handlung vorgenommen bis der Fehler Null erreicht. Der Freilauf wird dann wiederaufgenommen. Dies erreicht man durch Verwenden von zwei angrenzenden Hysteresebändern, die um das gewünschte Stromniveau zentriert sind. Jeder Komparator nimmt sich einer Polarität des Fehlers an, d. h. oberhalb und unterhalb des gewünschten Stromniveaus. Eine Umschaltslogik 107 steht mit der Steuerlogik 12 in Wirkverbindung. Die Funktion der Umschaltslogik ist es, zwischen den Schaltern zum Freilaufen einer Phase zu wechseln. Dies ist genauer mit Bezug auf die Fig. 10 unten beschrieben. In Fig. 7(a) werden die analogen Festkörperschalter S1 und S2 verwendet, um die Rückführung um die analogen Komparatoren X und Y zu steuern. Dies funktioniert wie folgt.
• Beide Komparatorausgaben werden niedrig sein, wobei es einen großen positiven Fehler gibt, z. B. während der Strom von Null zum Beginn einer Phasenperiode ansteigt. Der Komparator Y wird über den Schalter S2 mit einer Hysteresespannung gespeist, während sich die Rückführung des Komparators X wegen der entgegengesetzten Natur, nach der der Schalter S1 arbeitet, im Leerlauf befindet. Der Komparator X wird daher seinen Zustand ändern, wenn der Strom einen Fehler von Null erreicht, während der Komparator Y nicht umschalten wird bis das Fehlersignal einen Nulldurchgang macht und ein hinreihender negativer Fehler seinem Invertierungseingang zugeführt wird. Daher sind zu Beginn einer Phasenperiode beide Komparatoren niedrig, und der Leistungsschaltkreis ist im EIN- Zustand. Der Komparator X schaltet hoch, wenn der Fehler auf Null fällt, und die Phase wird durch Öffnen von entweder dem oberen oder unteren Windungsschalter t (wie sie in Fig. 1(b) bezeichnet sind) zum Freilaufen gebracht.
• Wenn nun der Strom abfällt (der 'Antriebs'-Fall), wird die Ausgabe des Komparators wieder runterschalten, wenn der Fehler den Hysteresewert übersteigt. Das Schwanken wird zwischen der unteren Schranke des Komparators X und dem geforderten Stromniveau, IDEM, fortgesetzt. Dies ist in Fig. 7(b) gezeigt.
• Wenn jedoch der Strom weiter ansteigt (der 'Erzeugungs'-Fall) wird sich der Fehler Ie umkehren. Der Komparator wird schalten, sollte der Fehler hinreichend negativ werden, d. h. wenn der Strom die obere Schranke überschreitet. Der Leistungsschaltkreis wird dann in den AUS-Zustand geschaltet und den Phasenstrom nach unten zwingen, bis ein Fehler von Null erreicht wird. Die Ausgabe des Komparators Y wird dann niedrig, und der Freilauf wird fortgesetzt. Daher schwankt im Erzeugungsmodus der Strom zwischen IDEM und der oberen Schranke des Fehlers, der durch den um den Komparator Y gebildeten Hystereseschaltkreis definiert wird. Dies ist in Fig. 7(c) gezeigt.
• Das Verhalten des Schaltkreises ist in der Wahrheitstabelle der Fig. 7(d) zusammengefasst. Es ist zu beachten, dass der Fall X = 0 und Y = 1 theoretisch unmöglich ist (es impliziert, dass der Strom gleichzeitig zu niedrig und zu hoch ist). Die Leistungsschaltkreise sollten sich trotzdem vorhersagbar verhalten, wenn diese Werte als vorübergehender Fehler auftreten, der zum Beispiel auf Rauschen zurückzuführen ist. Der Freilaufzustand wird unter dieser Bedingung vorgezogen, obwohl EIN und AUS auch verwendet werden können.
• Während die analogen Schalter S1 und S2 als durch hohe beziehungsweise niedrige Signale aktivierbar gezeigt sind, wird man zu schätzen wissen, dass jeder Schalter mit seinem Gegenstück vertauscht werden kann, solange ein Invertierer vor der Aktivierungseingabe mit dem analogen Schalter verbunden wird, um die Ausgabe vom relevanten Komparator X oder Y zu invertieren. Während die Komparatoren X und Y so angeschlossen gezeigt sind, dass ihre Invertierungseingänge mit dem Fehlersignal verbunden sind, werden die Fachleute auf ähnliche Weise zu schätzen wissen, dass viele Kombinationen der Komparatorpolarität und Fehlerpolarität möglich sind (mit geeignetem Dekodieren im Logikblock 12), ohne von dem beabsichtigten Betriebsmodus abzuweichen.
• Der gezeigte Hystereseschaltkreis ist besonders nützlich, da er es einer analogen Hysteresespannung ermöglicht, unter Verwendung des analogen Schalters durch eine Zwei- Zustand-Ausgabe vom Komparator gesteuert zu werden. Auch lässt sich diese Form von Hystereseschaltkreis relativ einfach durch Verändern der angelegten Hysteresespannung einstellen. Man wird zu schätzen wissen, dass ein zum beschriebenen alternativer Hystereseschaltkreis verwendet werden kann. Ein Steuergerät gemäß der Erfindung kann auch Mittel zum Einstellen des oberen und unteren Hysteresebandes enthalten, wie zum Beispiel ein Prozentsatz der Geschwindigkeit oder des Drehmoments des Motors oder gemäß jeder anderen Betriebscharakteristik des Motors, an den es vorteilhaft ist, die hysteresebasierte Steuerung zu koppeln, während die Maschine läuft. Bei der Ausführungsform von Fig. 7(a) können zum Beispiel die positiven und negativen Hysteresespannungen +VH/-VH auf einen konstanten vorbestimmten Wert gesetzt werden. Während konstante +VH/-VH- Spannungen einen effektiven Motorbetrieb gewährleisten, wenn die Breite des Hysteresebandes konstant bleibt, werden Schaltsignale allgemein häufiger erzeugt, wenn es ein hohes Strombedarfssignal gibt, als dann wenn es ein niedriges Strombedarfssignal gibt. Um einen Schaltkreis bereitzustellen, bei dem die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtungen im wesentlichen dieselbe ist, ungeachtet der Stromanforderung IDEM, können alternative Ausführungsformen realisiert werden, bei denen die Hysteresespannungen +VH/-VH nicht konstant sind, sondern vielmehr proportional zur Stärke des Strombedarfssignals IDEM variieren. Dies hält außerdem vorteilhafterweise die Stärke der Stromausschläge bei einem etwa konstanten Bruchteil des gesamten Phasenstroms. Diese Variation in den +VH/-VH-Werten als Funktion der Stromanforderung IDEM ist besonders bei großen Motoren zuträglich.
• Fig. 8 zeigt einen Beispielschaltkreis zur Bereitstellung von Hysteresespannungen +VH/- VH, die proportional zum Strombedarf IDSM gemäß der folgenden Beziehung variiert: (+/-) VR = Voff + KIDEM, wobei VH für entweder das obere oder untere Hystereseniveau steht; Voff für eine Offsetspannung steht; K für einen konstanten Multiplikationsfaktor und 'DEM für den Strombedarf steht. In Fig. 8 wird eine Offsetspannung Voff durch einen Widerstand 80 an den Invertierungseingang eines Operationsverstärkers 81 mit zwei Eingängen angelegt. Die Spannung Voff kann durch einen Referenzspannungsgenerator oder jede andere geeignete Schaltungsanordnung zur Verfügung gestellt werden. Die Voff-Spannung wird zu einem Spannungssignal IDEM addiert, welches den Strombedarf darstellt, der ebenfalls über den Widerstand 82 in den Invertierungseingang des Operationsverstärkers 81 eingespeist wird. Der Ausgang des Verstärkers 81 ist außerdem mit dem den Invertierungseingang über ein Rückführungsnetzwerk verbunden, das einen Widerstand 83 und einen Kondensator 84 umfasst. Wie die Fachleute zu schätzen wissen werden, können die Widerstände 80, 82 und 83 und der Kondensator 84 so bemessen sein, dass die Ausgabe des Operationsverstärkers 81, - VH, in etwa Voff + KIDEM entspricht, wobei der Wert für K durch die Charakteristiken des Verstärkers 81 und die Werte der Widerstände 82 und 83 bestimmt wird. Die Ausgabe des Operationsverstärkers, welche das -VH-Signal ist, wird an dem Invertierungseingang eines zweiten Operationsverstärkers 86 durch einen Widerstand 85 angelegt. Der Operationsverstärker 86 invertiert zusammen mit dem Rückführungswiderstand 87 das -VH-Signal und stellt an seinem Ausgang ein +VH-Signal zur Verfügung. Die +VH- und -VH-Signale können dann der Schaltungsanordnung der Fig. 7(a) zur Verfügung gestellt werden.
• Während Fig. 8 die Schaltungsanordnung zur Erzeugung von +VH/-VH-Signalen zeigt, die mit IDEM für eine einzelne Phase eines potentiellen Mehrphasenmotors variieren, wird sich ergeben, dass bei Mehrphasenmotoren die Schaltungsanordnung der Fig. 8 wiederholt werden könnte, wobei jede Phase ihr eigenes IDEM-Signal erhält. Generell wird die Offsetspannung Voff für alle Phasen dieselbe sein.
• Das Steuergerät gemäß der Erfindung behält unter allen Umständen die Kontrolle über den Strom, sogar beim Bremsen mit geringen Geschwindigkeiten. Ferner beseitigt es den Bedarf an verschachtelten Hysteresebändern und vermeidet so die beschriebenen damit einhergehenden Schwierigkeiten. Es weist keine großen temporären Fehler auf und liefert eine konsistente vorhersagbare Leistung über den gesamten Arbeitsstrombereich einer gegebenen Maschine.
• Durch diese Beschreibung wurde ein Leistungsschaltkreis mit zwei Schaltern pro Phase (d. h. ein Dual-Schalter-Vorwärtswandler) angenommen, wie er in Fig. 1(b) dargestellt ist. Die diskutierten Prinzipien sind jedoch gleichfalls auf jeden Schaltkreis übertragbar, der dem Motorwindungsstrom einen Freilauf ermöglicht, d. h., wenn die Windungsspannung nahe bei Null gehalten wird und der zugehörige magnetische Fluss daher in etwa konstant ist.
• Da bei geschalteten Reluktanzmotoren der Punkt, an dem die Schaltvorrichtung mit der Phasenwindung verbunden ist, oftmals signifikante Spannungsschwankungen aufweist, ist es oftmals nötig, eine besondere Energieversorgung für die Torantriebe zur Verfügung zu stellen, welche das Schalten der Leistungsvorrichtungen steuert. Fig. 9(a) zeigt allgemein einen Torantriebsschaltkreis 90 und einer Energieversorgung für den Torantriebsschaltkreis 91, die für die vorliegende Erfindung verwendet werden können. In Fig. 9(a) steuert der Torantrieb eine Leistungsschaltvorrichtung 92, die mit einer Phasenwindung verbunden ist. Eine weitere Schaltvorrichtung, die einen Torantrieb und eine Energieversorgung enthält, ist ebenfalls mit der Phasenwindung (nicht gezeigt in Fig. 9(a)) verbunden.
• In Fig. 9(a) ist die Leistungsschaltvorrichtung 92 ein Bipolartransistor mit isoliertem Tor (IGBT), dessen Kollektor mit dem positiven Anschluss (+DC) eines Gleichstrombusses verbunden ist und dessen Emitter mit der Phasenwindung verbunden ist. Demnach wird die Phasenwindung mit der +DC-Busleitung verbunden, wenn die Schaltvorrichtung 92 eingeschaltet wird.
• In Fig. 9(a) wird der Torantrieb der vorliegenden Schaltung durch eine Energieversorgung 91 mit Leistung angetrieben, die ihre Leistung vom Kollektor-zu Ermitterspannungsdifferenzial der Schaltvorrichtung 92 ableitet, wenn die Schaltvorrichtung 92 AUS ist. In Fig. 9(a) umfasst die Energieversorgung 91 einen Kondensator 93 und einen Spannungsregler 94, bei dem es sich um eine Zehnerdiode handeln kann. Ein Anschluss von sowohl dem Kondensator 93 als auch der Diode 94 wird mit einem Ende eines Ableitungswiderstandes 95a entweder direkt oder durch eine optionale Diode 95b wie gezeigt verbunden. Das andere Ende des Ableitungswiderstandes 95a wird mit dem positiven Anschluss (+DC) eines Gleichstrombusses verbunden. Die nicht mit dem Ableitungswiderstand 95a verbundenen Anschlüsse des Kondensators 93 und der Diode 94 werden mit dem Punkt verbunden, an dem die Schaltvorrichtung mit der Phasenwindung (Knoten X) zusammentrifft. Wenn während des Betriebes die Schaltvorrichtung 92 geöffnet ist, wird der untere Anschluss des Kondensators 93 entweder mit der negativen Schiene (-DC) des DC Busses verbunden (wenn die Rückführungsdiode leitend ist) oder wird sich typischerweise auf einem Potential befinden, das etwa in der Mitte zwischen den +DC - und -DC-Knoten liegt. In jedem Fall wird Ladung durch den Ableitungswiderstand 95a fließen und den Kondensator 93 aufladen, so dass ein Spannungsdifferenzial über die Anschlüsse des Kondensators 93 auftritt. Dieses Spannungsdifferenzial wird an den Torantrieb 90 angelegt, so dass der Kondensator 93 und die Diode 94 eine Spannungsversorgung zum Zuführen einer Gleichspannung an den Torantrieb 90 bilden, der auf den Knoten X bezogen ist, an den die Schaltvorrichtung 92 mit der Phasenwindung verbunden ist.
• Allgemein sollte der Wert des Kondensators 93 groß genug sein, um einen signifikanten Spannungs-"Durchhänger" über die längste vorgestellte Leitungszeitdauer der Schaltungsvorrichtung 92 zu vermeiden. Wie unten diskutiert kann das Schalten der Schaltvorrichtung 92 gesteuert werden, um die Leitungsperioden der Schaltvorrichtung 92 zu regulieren, um die erforderliche Größe des Kondensators 93 zu beschränken.
• Fig. 9(b) zeigt genauer die Energieversorgung 90 und die Schaltungsanordnung für den Torantrieb 91 gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 9(b) ist eine Spannungsversorgung 91 gezeigt, die eine Zehnerdiode 94 und einen Kondensator 93 umfasst. Der positive Anschluss der Energieversorgung 91 ist mit der positiven Schiene eines DC Busses über einen Ableitungswiderstand 95a verbunden; der negative Anschluss der Energieversorgung 91 ist mit dem Knoten X verbunden, an dem die Schaltungsvorrichtung 92 mit der Phasenwindung verbunden ist. Wenn die Schaltvorrichtung 92 geöffnet ist, wird ein Ableitungsstrom von der positiven Schiene des DC Busses durch den Ableitwiderstand 95a fließen und anfangen, den Kondensator 93 auf ein Spannungsniveau aufzuladen, welches in etwa das der Durchbruchsspannung der Zehnerdiode 94 ist. In Fig. 9(b) beträgt die Durchbruchsspannung der Zehnerdiode 94 etwa 15 V. Wenn die Schaltvorrichtung 92 offen ist, wird der Kondensator 93 demgemäß bis etwa zur Durchbruchsspannung der Zehnerdiode aufgeladen bleiben, und die Energiequelle 91 wird eine Spannungsdifferenz über ihre positiven und negativen Anschlüsse zur Verfügung stellen, die gleich der Spannung über dem Kondensator 93 ist.
• Die Spannung von der Energieversorgung 91 wird zum Betreiben des Schaltkreises zum Torantrieb 90 verwendet. Wie in Fig. 9(b) gezeigt ist, enthält der Schaltkreis zum Torantrieb 90 einen Opto-Isolator 96, welcher Signale von der Schaltungsanordnung zur Steuerung des Motors (nicht gezeigt) empfängt. Zum Zwecke der Erläuterung ist die Ausgabe des Opto-Isolators 96 mit Knoten A in Fig. 9(b) bezeichnet. Der Opto-Isolator 96 ist vorgesehen, um die Hochspannungsvorrichtungen, die die Energieversorgung 91, den Torantrieb 90 und die Schaltvorrichtung 92 bilden, von den Niederspannungs-, Niederenergievorrichtungen zu trennen, die die Schaltungsanordnung zur Motorsteuerung bilden. Der Opto-Isolator 96 erlaubt es dem gemeinsamen Moduspotential (d. h. dem Potential der Torantreiberschiene "0V", des Knotens X bezüglich des Leistungsschaltkreises) über viele hundert Volt zu schwanken, wenn die zugehörige Schaltvorrichtung 92 öffnet und schließt.
• Beim Betrieb werden die dem Opto-Isolator 96 übertragenen Signale durch ein Netzwerk invertiert, welches einen Widerstand 97 und einen Unterspannungsdetektor 98 umfasst. Der Unterspannungsdetektor 98 umfasst einen Transistor, dessen Basis mit einer Widerstand/Zenerdioden-Reihenschaltung verbunden ist, die mit den positiven und negativen Anschlüssen der Energieversorgung 91 verbunden ist. Wenn die durch die Energieversorgung 91 bereitgestellte Spannung eine hinreichende Größe aufweist, um dem Torantrieb 90 ein korrektes Funktionieren zu ermöglichen, wird der Transistor vorgespannt. Wenn der Transistor im Unterspannungsschaltkreis 98 vorgespannt ist wird ein dem Opto-Isolator 96 übertragenes hohes Logiksignal den Knoten A auf das negative Potential des Anschlusses der Energieversorgung 91 hochtreiben. Auf ähnliche Weise wird es, wenn der Transistor im Unterspannungsschaltkreis 98 vorgespannt ist, ein dem Opto-Isolator 96 übertragenes niederes Logiksignal dem Widerstand 97 ermöglichen, die Spannung am Knoten A zur durch die Spannungsversorgung 91 bereitgestellten positiven Spannung zu ziehen.
• Falls die durch die Spannungsversorgung 91 bereitgestellte Spannung unterhalb des Niveaus liegt, welches erforderlich ist, um den Torantriebsschaltkreis anzutreiben (11 Volt im Beispiel von Fig. 9(b)), wird die Vorspannung des Transistors im Unterspannungsschaltkreis ausgeschaltet. Wenn die Vorspannung des Transistors 98 ausgeschaltet wird, wird die Spannung am Knoten A auf dem Spannungsniveau des positiven Anschlusses der Energieversorgung 91 verbleiben und so die Schaltvorrichtung 92 ungeachtet des Niveaus des an den Opto-Isolator 96 übermittelten Signals ausschalten. Dies schützt die Schaltvorrichtung 92 vor unsicheren Versuchen, sie zu schließen, wenn eine unzureichende Spannung von der Energieversorgung 91 zur Verfügung steht.
• Die Spannung am Knoten A (die durch die Eingabe in den Opto-Isolator 98 gesteuert wird, wenn die Energieversorgung ordnungsgemäß aufgeladen wird) wird an zwei durch die fallende Flanke ausgelösten monostabilen Multivibratorschaltkreisen 99(a) und 99(b) angelegt. Generell stellen diese monostabilen Multivibratorschaltkreise 99(a) und 99(b) sicher, dass das der Schaltvorrichtung 92 übermittelte Torantriebssignal sowohl eine "minimale Einschaltzeit" als auch eine "minimale Ausschaltperiode" zwischen aufeinanderfolgenden Einschaltzeiten aufweist.
• In Fig. 9(b) stellt der erste monostabile Multivibrator 99(a) die "minimale Ausschaltzeit" zwischen aufeinanderfolgenden Einschaltzeiten der Schaltvorrichtung 92 zur Verfügung. Dieser Gesichtspunkt der Schaltungsanordnung wird als Antwort auf das Auftreten eines "hohen" Logikzustandes am Ausgang des Optokopplers 96 hervorgerufen. In der Schaltungsanordnung der Fig. 9(a) und 9(b) deutet das Auftreten eines logischen "hoch" am Ausgang des Optokopplers 96 (d. h. am Knoten A) an, dass die Schaltvorrichtung 92 auf AUS geschaltet werden sollte, und das Auftreten eines logischen "niedrig" am Ausgang des Optokopplers 96 zeigt an, dass die Schaltvorrichtung 92 auf EIN geschaltet werden sollte.
• Die grundlegende Arbeitsweise eines monostabilen Multivibrators 99(a) und 99(b) wird allgemein verstanden und hier nicht im Detail diskutiert werden. Generell zeigt das Auftreten eines hohen Logiksignals am Eingang des Opto-Isolators 96 jedoch an, dass die Schaltvorrichtung 92 auf EIN geschaltet werden sollte. Das Auftreten eines "hohen" Logiksignals am Eingang des Opto-Isolators 96 macht die Ausgabe des Opto-Isolators niedrig, was auch die Eingabe in den ersten monostabilen Multivibrator 99(a) zum Erniedrigen veranlasst. Dies bewirkt, dass die Ausgabe des ersten monostabilen Multivibrators 99(a) von einem hohen Logikniveau zu einem niedrigen Logikniveau wandert. Diese abfallende Flanke am Ausgang des ersten durch die Flanke ausgelösten monostabilen 99(a) wird verwendet, um den zweiten monostabilen 99(b) auszulösen, so dass die Ausgabe des zweiten monostabilen 99(b) auf ein hohes Logikniveau übergeht und auf dem hohen Logikniveau für wenigstens die Periode des durch die Flanke ausgelösten monostabilen 99(b) verbleibt, ungeachtet von irgendwelchen Änderungen in der Eingabe an oder der Ausgabe von dem Opto-Isolator 96. Zur selben Zeit wird der Invertierungsausgang des monostabilen 99(b) für eine vorbestimmte Zeitdauer hoch gehalten, der Nicht-Invertierungsausgang des monostabilen 99(b) erniedrigt sich und bleibt für eine vorbestimmte Zeitdauer niedrig. Dieses niedrige logische Ausgangssignal wird als eine Eingabe an die NAND-Tore 100a und 100b übergeben. Die andere Ausgabe an das NAND-Tor 100a ist die Ausgab des Opto-Isolators 96. Somit sperrt das niedrige Logiksignal vom Nicht-Invertierungsausgang des monostabilen 99(b) durch das NAND-Tor 100a das Opto-Isolatorsignal für eine vorbestimmte Zeitdauer aus und legt den Schaltkreis zur Detektion der Unterspannung 98 für dieselbe Zeitdauer still. Auf diese Weise stellt der monostabile 91(b) sicher, dass wenn die Schaltvorrichtung 92 auf EIN geschaltet ist, sie für eine vorbestimmte Zeitdauer eingeschaltet bleibt, ungeachtet des Rauschens am Knoten A oder der Energieversorgung 91. Durch das NAND-Tor 100b sperrt das niedrige Logiksignal vom monostabilen 99(b) den unten diskutierten Überschuss-VCE-Schaltkreis aus.
• Die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) wird hoch bleiben (und die Schaltvorrichtung 92 wird auf EIN geschaltet bleiben), solange dass Eingangssignal zum Opto- Isolator 96 logisch hoch bleibt. Wenn die Eingabe an dem Opto-Isolator 96 auf ein logisches Niedrig übergeht (oder entfernt wird), wird die Ausgabe des Optoisolators 96 von einem logischen Niedrig zu einem logischen Hoch übergehen, und, vorausgesetzt dass die minimale Einschaltzeit verstrichen ist, wird sie verursachen, dass die Ausgabe des NAND-Tors 100a von einem logischen Hoch zu einem logischen Niedrig übergeht. Dieser Übergang der Eingabe an den monostabilen 99(a) von einem logischen Hoch zu einem logischen Niedrig löst den monostabilen 99(a) aus und stellt eine minimale Ausschaltzeit für die Schaltvorrichtung 92 zur Verfügung.
• Wiederum in Fig. 9(b) wird, wenn die Eingabe an den Monostabilen 99(a) von einem logischen Hoch zu einem logischen Niedrig übergeht die Invertierungsausgabe vom monostabilen 99(a) von einem logischen Niedrig zu einem logischen Hoch übergehen und bei einem logischen Hoch für eine vorbestimmte Zeitdauer verbleiben, die durch die Periode des monostabilen 99(a) bestimmt wird. Diese hohe Ausgabe vom monostabilen 99(a) wird an den Eingang des monostabilen 99(b) gegeben und stellt sicher, dass die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) logisch niedrig bleibt (d. h. die Umschaltvorrichtung 92 bliebt aus), und zwar wenigstens solange, wie die Ausgabe des monostabilen 99(a) logisch hoch gehalten wird. Auf diese Weise stellt der monostabile 99(a) eine minimale Ausschaltzeit zwischen den Einschaltzeiten der Schaltvorrichtung 92 zur Verfügung. Vorausgesetzt die minimale Ausschaltzeit ist verstrichen, so wird die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) von einem logischen Niedrig zu einem logischen Hoch übergehen, um die Schaltvorrichtung 92 auf EIN zu schalten, falls und wenn die Eingabe an den Opto-Isolator 96 wieder auf ein logisches Hoch hochgetrieben wird.
• Die minimalen EIN- und minimalen AUS-Schaltzeiten dienen verschiedenen Funktionen. Als erstes beschränken sie die Schaltfrequenz der Schaltvorrichtung 92 auf einen sicheren Wert. Zweitens zwingen sie den Torantriebsschaltkreis eine Interferenz oder ein Rauschen zu ignorieren, die an dem Ausgang des Opto-Kopplers als Folge des Schaltens der Schaltvorrichtung 92 auftreten können. Das minimale EIN des monostabilen 99(b) dient außerdem einem dritten Zweck. Wie in Fig. 9(b) gezeigt, wird die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) als erste Eingabe an das NAND-Tor 100b gegeben. Ein zweiter Eingang an das NAND-Tor 100b empfängt ein Signal, dass aus der Kollektor-Emitter-Spannung der Schaltvorrichtung 92 abgeleitet ist. Beim Betrieb überwacht der zweite Eingang des NAND- Tors 100b die Kollektor-Emitter-Spannung der Schaltvorrichtung 92 (VCE). Sollte das VCE der Schaltvorrichtung 92 ein gegebenes Niveau überschreiten, wenn die Schaltvorrichtung 92 auf EIN geschaltet wird, so wird angenommen, dass die Schaltvorrichtung 92 aus einer Sättigung aufgrund eines Fehlers (z. B. eines Kurzschlusses) gekommen ist. Falls das VCE der Schaltvorrichtung ein vorbestimmtes Niveau überschreitet (welches abhängend von den Charakteristiken der speziellen Schaltvorrichtung ausgewählt wurde), wenn die Schaltvorrichtung auf EIN geschaltet wird, dann wird die zweite Eingabe des NAND-Tors 100b auf ein hohes Logikniveau ansteigen und so die Ausgabe des NAND-Tors 100b auf ein logisches Niedrig zwingen und dadurch die Schaltvorrichtung 92 auf AUS schalten.
• Während das oben beschriebene Verfahren zur Detektion von Fehlern im Antriebsschaltkreis und zum Ausschalten der Schaltvorrichtung 92 im Falle eines zu hohen VCE ein Maß für den Fehlerschutz für das System zur Verfügung stellt, ist das VCE der Schaltvorrichtung naturgemäß hoch (potentiell einige hundert Volt), wenn die Schaltvorrichtung 92 auf AUS gestellt ist. Der durch das NAND-Tor 100b zur Verfügung gestellte Schutzmechanismus muss daher ausgeschaltet werden, wenn die Schaltvorrichtung 92 anfangs geschlossen ist, typischerweise für die ersten paar Mikrosekunden der Einschaltzeit wenn das VCE der Schaltvorrichtung 92 von diesem hohem Niveau auf ein normales Niveau abfällt. Durch Bereitstellen der Nicht-Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) an den ersten Eingang des NAND-Tors 100b, schaltet der monostabile 99(b) den durch das NAND-Tor 100b zur Verfügung gestellte Schutz für ein paar Mikrosekunden aus, nachdem die Schaltvorrichtung 92 auf EIN geschaltet ist.
• Die Ausgabe des monostabilen 99(b) wird an die NAND-Tore 101a und 101b und einen Satz reihengeschalteter Bipolartranistoren, einschließlich einem oberen NPN-Transistor 102a und eines unteren PNP-Transistor 102b, und einen Satz von Reihen geschalteten MOSFETs, einschließlich eines oberen N-Kanal MOSFET 103a und eines unteren P-Kanal- MOSFET 103b, gegeben. Beim Betrieb wird die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) als eine erste Eingabe an die NAND-Tore 101a und 101b gegeben. Die Ausgabe vom Schutzschaltkreis, der das NAND-Tor 100b enthält, wird an den zweiten Eingang der NAND-Tore 101a und 101b gegeben. Wie oben diskutiert, ist die Ausgabe des NAND- Tores 100b normalerweise logisch hoch außer wenn ein zu hohes VCE der Schaltvorrichtung 92 detektiert wird. Wenn die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) ein logisches Hoch ist (d. h. nahe der Spannung am positiven Anschluss der Energieversorgung 91), dann wird der Torantrieb die Schaltvorrichtung 92 aktivieren oder auf EIN schalten. Dies geschieht, da bei solchen Vorfällen der untere Transistor 102b und der obere MOSFET 103a leitend gemacht werden und so ein positives Spannungstorsignal an das Tor der Schaltvorrichtung 92 geben und die Schaltvorrichtung 92 einschalten. Wenn die Invertierungsausgabe des monostabilen 99(b) logisch niedrig ist, (d. h. in der Nähe der am negativen Anschluss der Energieversorgung 91 vorgesehenen Spannung liegt), werden der obere Transistor 102a unter der untere MOSFET 103b leitend gemacht, so dass sie im wesentlichen die an dem Tor der Schaltvorrichtung angelegte Spannung entfernen und so die Schaltvorrichtung 92 ausschalten.
• Die Schaltungsanordnung des Torantriebs der Fig. 9(b) ist nur ein Beispiel eines Torantriebsschaltkreises, der mit der vorliegenden Erfindung kombiniert werden kann. Allgemein kann die Energieversorgung mit jedem Torantriebsschaltkreis verwendet werden, der Spannungsquellenreferenzen erfordert.
• Bezüglich der Fig. 9(a) und 9(b) sollte erwähnt werden, dass wenn die Schaltvorrichtung 92 eingeschaltet ist, gibt es einen Netzablass der Energie vom Kondensator 93, und die von der Energieversorgung 91 verfügbare Spannung wird abnehmen. Um zu verhindern, dass die von der Energieversorgung 91 verfügbare Spannung zu niedrig abgesenkt wird, ist es nötig, die Schaltsignale für die Leistungsvorrichtungen so zu steuern, dass die mit den Leistungsvorrichtungen verbundenen Energieversorgungen 91 wenn nötig die erforderliche Spannung zur Verfügung stellen können.
• Mittels des Umschaltschaltkreises 107 in Fig. 7a werden die von den Energieversoigungen 91 verfügbaren Spannungen durch Wechseln der zum Einbringen des Freilaufs während des Motorbetriebes verwendeten Schaltvorrichtungen auf einem akzeptablen Niveau gehalten. Der Umschaltschaltkreis 107 ist in Fig. 10 gezeigt. Das Steuergerät 12' der Fig. 10 empfängt wie das Steuergerät 12 in der Fig. 7a die Ausgaben der Komparatoren X und Y und gibt Signale an die Antriebsschaltkreise für die oberen und unteren Leistungsvorrichtungen weiter. Wie oben vollständiger diskutiert und die Wahrheitstabelle 7b angedeutet, vergleichen die Komparatoren X und Y den Stromfehler mit positiven und negativen Hystereseniveaus +VH und -VH und stellen Ausgangssignale dem Steuergerät 12 zur Verfügung, die das Steuergerät 12 veranlassen:
• (i) die Schaltvorrichtungen zu schließen, wenn X = 0 und Y = 0,
• (ii) eine Freilaufperiode einzuführen, wenn X = 0 und Y = 1 (eine Bedingung, die im Normalbetrieb nicht auftreten sollte) oder X = 1 und Y = 0, und zwar durch öffnen einer der Schaltvorrichtungen; und
• (iii) beide Schaltvorrichtungen zu öffnen, wenn X = 1 und Y = 1.
• Das Steuergerät 12' der Fig. 10 empfängt die Signale von den Komparatoren und implementiert die Funktionalität der Wahrheitstabelle derart, dass die zum Freilaufen verwendete Umschaltvorrichtung für jede Änderung des Zustandes der Ausgaben der Komparatoren X und Y wechselt. Auf diese Weise werden die Schaltvorrichtungen jeweils für gleiche Zeitdauern geöffnet und geschlossen und dadurch wird sichergestellt, dass keine Schaltvorrichtung für eine Zeitdauer geschlossen werden muss, die ausreicht, zu bewirken, dass die von der Energieversorgung verfügbare Spannung auf ein nicht akzeptables Niveau abfällt. Weiter wird das zur Speisung der Energieversorgung 91 verwendete durchschnittliche Kollektor-Emitter-Potential vorteilhafterweise für beide Torantriebsschaltkreise gleich gemacht. Außerdem ist der in jeder Schaltvorrichtung fließende Strom gleich, und stellt dadurch eine Ausgeglichenheit der Leitungsverluste (eingeschalteter Zustand) in den beiden Schaltvorrichtungen sicher, die mit jeder Phasenwindung verbunden sind.
• In Fig. 10 enthält das Steuergerät 12' zwei getaktete Flipflops 120x und 120y, die die Ausgaben von den Komparatoren X bzw. Y empfangen. Die getaktete Ausgabe der Flipflops 120x bzw. 120y wird an die Dateneingänge eines zweiten Satzes von getakteten Flipflops 122x und 122y gegeben. Die Ausgaben der Flipflops 122x-y werden als Eingaben an einen Decoderschaltkreis 125 gegeben. Der Decoderschaltkreis 125 umfasst fünf UND-Tore 104a-e und zwei ODER-Tore 105 a-b mit drei Eingängen. Der Decoderschaltkreis 125 kann durch die Verwendung diskreter Logikkomponenten, eines ASIC, PLA oder eines programmierten Mikroprozessors oder Mikrosteuergerätes implementiert werden. Die Ausgaben des Decoderschaltkreises 125 werden an einen dritten Satz von getakteten Flipflops 106a-b gegeben. Die Ausgaben von den Flipflops 106a und 106b werden an die Antriebsschaltkreise für die Leistungsschalter gegeben, wie z. B. Schaltkreis 90 der Fig. 9(a) und 9(b), und sie kontrollieren den Zustand der Leistungsvorrichtungen.
• Aus der Analyse der Fig. 10 ist klar, dass die Decoderschaltungsanordnung 125 die Wahrheitstabelle der Fig. 7b implementiert. Wenn die Ausgaben der beiden Komparatoren X und Y logisch niedrig sind, wird die Ausgabe des UND-Tores 104a logisch hoch und zwingt die Ausgaben der ODER-Tore 105a und 105b beide hoch zu sein und schaltet sowohl den oberen als auch den unteren Leistungsschalter ein. Wenn die Ausgaben der Komparatoren X und Y beide logisch hoch sind, werden auf ähnliche Weise die Ausgaben der UND-Tore 104a-e alle logisch niedrig sein und die Ausgaben der ODER-Tore 105a und 105b beide niedrig machen und die obere und untere Leistungsvorrichtung ausschalten. Wenn des weiteren die Ausgaben von den Komparatoren X und Y einerseits logisch hoch und andererseits logisch niedrig sind (d. h. sich im Freilaufzustand befinden), stellt die Decoderschaltungsanordnung 103 sicher, dass die Ausgabe genau eines UND-Tores 104 logisch hoch sein wird indem sie eine der Schaltungsvorrichtungen einschaltet und die andere Schaltungsvorrichtung zum Freilaufen geschlossen lässt.
• In dem Schaltkreis der Fig. 10 hängt das spezifische UND-Tor 104, dessen Ausgabe logisch hoch sein wird, wenn sich X und Y im Freilaufzustand befinden, vom Zustand des durch den Umschaltschaltkreis 107 erzeugten Umschaltsignals ab. Wenn das Umschaltsignal logisch hoch ist, und sich X und Y im Freilaufzustand befinden, werden allgemein die UND-Tore 104b-c eingeschaltet (somit schalten sie die obere Schaltvorrichtung ein), und die UND-Tore 104d-e werden ausgeschaltet (somit wird die untere Schaltvorrichtung ausgeschaltet, um ein Freilaufen zu ermöglichen). Wenn das Auslagerungssignal logisch niedrig ist, werden auf ähnliche Weise die UND-Tore 104b-c ausgeschaltet (obere Schaltvorrichtung wird ausgeschaltet) und die Tore 104d-e werden eingeschaltet (so dass die untere Schaltvorrichtung eingeschaltet wird).
• Das Umschaltsignal wird vom Umschaltschaltkreis 107 erzeugt. Generell empfängt der Umschaltschaltkreis 107 die Ausgaben der Komparatoren X und Y aus den Flipflops 120x und 120y und erzeugt ein Umschaltsignal, dass den Zustand mit jeder Änderung des Zustandes der Ausgaben der Komparatoren X und Y ändert.
• In Fig. 10 empfängt der Umschaltschaltkreis 107 die Ausgaben von den Flipflops 120x und 120y und gibt diese an das Exklusiv-ODER-Tor 108 weiter. Da sich die Ausgabe nur eines der Komparatoren X oder Y zu jeder gegebenen Zeit ändern wird, wird die Ausgabe des Exklusiv-ODER-Tors 108 den Zustand bei jeder Änderung des Zustandes der Ausgaben der Komparatoren X und Y ändern. Die Ausgabe des Exklusiv-ODER-Tors 108 wird direkt als eine Eingabe an das UND-Tor 109 weitergegeben. Die andere Eingabe an das UND-Tor 109 ist die invertierte Ausgabe eines Flipflops 110, die der um einen Taktzyklus verzögerten Ausgabe des Exklusiv-ODER-Tors 108 entspricht.
• Wie die Fachleute erkennen werden, bildet die Kombinationen des Flipflops 110 und des UND-Tores 109 einen Flankendetektor, der einen Taktimpuls jedesmal dann zur Verfügung stellt, wenn die Ausgabe des Exklusiv-ODER-Tors 108 von logisch niedrig (0) zu logisch hoch (1) übergeht. Solch eine Änderung des Zustandes der Ausgabe des Exklusiv-ODER- Tors 108 würde der Änderung des Zustandes der Leistungsvorrichtungen von einem Zustand, bei dem beide EIN oder beide AUS geschaltet sind, in einen Freilaufzustand entsprechen. Demgemäss wird jedesmal wenn die Ausgaben der Komparatoren X und Y andeuten; dass die Energievorrichtungen vom EIN zum Freilaufen oder vom AUS zum Freilaufen übergehen soll, ein Taktimpuls durch das UND-Tor 109 erzeugt.
• Die Ausgabe des UND-Tores 109 wird an den T-Eingang eines Flipflops 130 mit getaktetem Umschalter (T) gegeben. Die Ausgabe des T-Flipflops I30 ist das Umschaltsignal und wird an die UND-Tore 104b-e weitergeben, um die zum Freilauf wie oben beschrieben verwendete Leistungsvorrichtung zu steuern. Der T-Flipflop 130 arbeitet als herkömmlicher getakteter T-Flipflop und erzeugt ein Ausgangssignal, dass dann konstant ist, wenn T = 0 ist, dass sich aber von 0 nach 1 oder von 1 nach 0 jedesmal ändert, wenn T sich von 0 nach 1 ändert. Dementsprechend wird die Ausgabe des T Flipflop 130 (das Umschaltsignal) von 0 nach 1 oder umgekehrt im Ansprechen auf jeden Taktimpuls vom UND-Tor 109 umschalten. Auf diese Weise wird die Leistungsvorrichtung, die zum Freilaufen geschlossen bleibt, bei jeder Veränderung des Zustandes der Ausgaben der Komparatoren X und Y von der oberen Schaltvorrichtung zur unteren Schaltvorrichtung wechseln.
• Während die Schaltungsanordnung der Fig. 10 im Zusammenhang mit der Verwendung alternativer Energievorrichtungen zum Freilaufen diskutiert wurde, um sicherzustellen, dass die Energieversorgungen 91 für die Torantriebe ordnungsgemäß mit Energie versorgt werden, kann sie verwendet werden, um abwechselndes Freilaufen für andere Zwecke zu implementieren. Wenn z. B. dieselbe Leistungsvorrichtung zum Freilaufen für eine Anzahl aufeinanderfolgender Zyklen benutzt würde, könnten die mit den durch die Leistungsvorrichtung fließenden Freilaufströme verbundenen Verluste bewirken, dass die Temperatur der Leistungsvorrichtungen ansteigt und möglicherweise die Leistung oder die Lebensdauer der Leistungsvorrichtung degradieren lässt. Durch Verwenden abwechselnden Freilaufens gemäß der vorliegenden Erfindung können solche Temperatur- oder Wärmeprobleme reduziert werden.
• Während der Schaltkreis der Fig. 10 dahingehend von Vorteil ist, dass er die Leistungsvorrichtung von der oberen zu der unteren Vorrichtung wechselt, die während der Freilaufperioden geschlossen wird, so stellt er nicht notwendigerweise sicher, dass die Energieversorgungen 91 der vorliegenden Erfindungen stets ordnungsgemäß mit Energie versorgt werden. Bei der Ausführungsform der Fig. 10 gibt es z. B. abhängend von den Betriebscharakteristiken eine Möglichkeit, dass aufeinanderfolgende Änderungen des Zustandes der Komparatoren X und Y die Änderungen des Zustandes des Umschaltsignals erzeugen, die nicht mit der Frequenz auftreten, die erforderlich ist, um die Energieversorgung 91 ordnungsgemäß mit Energie versorgt zu halten. Gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird ein Zeitgeber verwendet, um die Zeit zu messen, die nach jeder Änderung des Zustandes der Ausgaben der X und Y Komparatoren aufgetreten ist. Wenn eine Änderung des Zustandes nicht nach einer vorbestimmten Zeitdauer aufgetreten ist, wird der Zeitgeber eine Änderung des Zustands des Umschaltsignals veranlassen und so eine Vertauschung erzwingen, die die zum Freilaufen verwendete Leistungsvorrichtung wechselt.
• Ein Beispiel einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der ein Zeitgeber verwendet wird, um eine Vertauschung zu erzwingen, falls eine Vertauschung nicht auf natürliche Weise erfolgt, ist in Fig. 11 gezeigt. Die Schaltungsanordnung der Fig. 11 ist der Schaltungsanordnung der Fig. 10 ähnlich, mit der Ausnahme, dass ein ODER-Tor 111 und ein Zähler 112 zum Umschaltschaltkreis 107 hinzugefügt sind. Das ODER-Tor 111 empfängt die Ausgabe vom UND-Tor 109 und leitet die durch das Tor 109 bereitgestellten Taktimpulse an den T-Flipflop 130 weiter, um eine erzwungenen Vertauschung von der oberen Leistungsvorrichtung zur unteren Leistungsvorrichtung wie oben beschrieben zu veranlassen. Die Ausgabe des T-Flipflops 130 wird auch an den Einschalteingang des Zählers 112 gegeben. Jedes Mal wenn ein Taktpuls am Einschalteingang des Zählers 112 empfangen wird, lädt der Zähler 112 das digitale Wort, das an seinem Dateneingang 113 erscheint, und beginnt bis zum Erscheinen jedes Taktimpulses an seinem CLK-Eingang hoch zu zählen. Wenn der Zähler seine maximale Zahl erreicht hat, wird er ein hohes Logiksignal an seinem Zählausgabeanschluss (TC) erzeugen. Das Signal am TC-Ausgang des Zählers 112 wird auch an das ODER-Tor 111 derart weitergegeben, dass ein 0-1-Übergang am Ausgang des ODER-Tors 111 auftritt (und somit eine Änderung des Zustandes des Umschaltsignals), und zwar jedes Mal, wenn die TC-Ausgabe des Zählers 112 von 0 nach 1 übergeht. Da die Ausgabe des T-Flipflop 130 an den Einschalteingang des Zählers 112 gegeben wird, wird jedes Mal, wenn die TC-Ausgabe des TC hochgeht, der Zähler beim nächsten CLK- Impuls effektiv zurückgesetzt, und der Zyklus beginnt sich zu wiederholen.
• Beim Betrieb überwacht der Zähler 112 die Änderung des Zustandes des Umschaltsignals und erzwingt eine Änderung des Zustandes des Umschaltsignals, wenn nach einer vorbestimmten Zeitdauer keine Änderung erfolgt ist. Im Betrieb wird die vorbestimmte Zeitdauer durch den Wert des digitalen Wortes bestimmt, dass an den Dateneingang 113 des Zählers 112 gegeben wird.
• Obwohl Ausführungsformen möglich sind, bei denen das an den Dateneingang 113 des Zählers 112 gegebene digitale Wort konstant ist (z. B. tritt eine erzwungene Vertauschung alle 16.4 ms auf), kann es wünschenswert sein, dass Datenwort in einer Pseudozufallsmanier zu variieren. Dies deshalb, weil wenn beim Betrieb die Schwankfrequenz (d. h. die Frequenz, bei der die Ausgaben der Komparatoren X und Y sich ändern) nahe an der Frequenz liegt, die durch das Datenwort definiert wird, kann ein Schlageffekt auftreten. Wenn ein Schlagen auftritt wird jede erste Vertauschung der Leistungsvorrichtungen (entweder wegen einer Maximalzählung vom Zähler 112 oder durch eine Änderung des Zustandes der X oder Y Komparatoren) rasch von einer zweiten Vertauschung gefolgt. Die Zweite Vertauschung wird bewirken, dass sich das Umschaltsignal in den Zustand ändert, den es vor der ersten Vertauschung hatte, wobei im wesentlichen der Effekt der ersten Vertauschung "rückgängig" gemacht wird. Dieser Schlageffekt kann sich bei einer Leistungsvorrichtung ergeben, die die Freilaufperioden derart "an sich reißt", dass die Vorteile des erzwungenen wechselnden Freilaufens wesentlich reduziert werden.
• Um die Chancen des Auftretens eines solchen Schlagens zu reduzieren, kann das an den Dateneingang 113 des Zählers 112 gegebene digitale Wort von einem Pseudozufallsgenerator 114 bereitgestellt werden. Bei der Ausführungsform der Fig. 11 empfängt der Pseudozufallsgenerator 114 an seinem Einschalteingang die Ausgabe des T-Flipflops 130 (das Umschaltsignal) so dass der Wert des Pseudozufälligen digitalen Wortes, das an den Dateneingang des Zählers 112 gegeben wird, sich bei jeder Änderung im Umschaltsignal ändert. Alternative Ausführungsformen sind möglich, bei denen die Ausgabe des ODER-Tors 111 an den Einschalteingang des Pseudozufallsgenerators 114 gegeben wird. Bei einer Beispielausführungsform stellen die durch den Pseudozufallsgenerator 114 erzeugten digitalen Werte sicher, dass die Frequenz der Vertauschungen zwischen 8.2 und 16.4 ms liegt. Der Rest der Schaltungsanordnungen in Fig. 11 arbeitet um die Torantriebssignale zu erzeugen, wie zuvor für Fig. 10 diskutiert wurde.
• Während die Schaltungsanordnung der Fig. 11 im Zusammenhang mit der Verwendung wechselnder Leistungsvorrichtungen für das Freilaufen diskutiert wurde, um sicherzustellen, dass die Energieversorgungen 91 für die Torantriebe ordnungsgemäß mit Energie versorgt werden, kann sie verwendet werden, um ein abwechselndes Freilaufen für andere Zwecke zu implementieren (z. B. zur Wärmereduktion wie oben beschrieben).
• Man wird zu schätzen wissen, dass obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine geschaltete Reluktanzmaschine beschrieben wurde, sie genauso auf die Schwanksteuerung des Stroms bei anderen induktiven Lasten anwendbar ist. Obwohl einige beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung im Detail beschrieben wurden, gibt es daher viele Variationen, die in den Bereich der Erfindung gelangen, wie sie in den beiliegenden Ansprüchen definiert ist.

Claims (9)

1. Ein Steuergerät für eine zeitlich veränderliche induktive Last (w), wobei das Steuergerät umfaßt:

Schaltmittel (t) zur Verbindung der Last an eine elektrische Energiequelle (Vs), wobei die Schaltmittel in eine erste Anordnung einstellbar sind, um Energie von der elektrischen Energiequelle durch den Schaltstromkreis bereitzustellen, wobei die Schaltmittel auch in eine zweite Anordnung einstellbar sind, um die Energie von der Last zur elektrischen Energiequelle zurückzuführen, und in eine dritte freilaufende Anordnung einstellbar sind, in der der Strom durch die Last zirkuliert; und

Schaltsteuermittel (12') umfassend:

einen unteren Hystereseschaltkreis (x) mit einem unteren Hystereseband, das zwischen einem ersten Signal, das eine untere Stromschranke anzeigt, und einen gewünschten Referenzstromniveau (IDEM) definiert ist, wobei der Schaltkreis betriebsfähig ist, um eine Ausgabe bereitzustellen, die sich von einem Ausgabeniveau zu einem anderen Ausgabeniveau ändert, um die Schaltmittel in die dritte Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom zum Referenzstromniveau ansteigt, und die sich von ihrem anderen Ausgabeniveau zurück zu ihrem einen Ausgabeniveau ändert, um die Schaltmittel in die erste Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom auf die untere Stromschranke abfällt, und

einen oberen Hystereseschaltkreis (y) mit einem oberen Hystereseband, das zwischen dem Referenzstromniveau und einem zweiten Signal definiert ist, das eine obere Stromschranke anzeigt, und der betriebsfähig ist, um ein Ausgabesignal bereitzustellen, welches sich von einem Ausgabeniveau zu einem anderen Ausgabeniveau ändert, um die Schaltmittel in die zweite Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom zur oberen Stromschranke ansteigt, und welches sich von seinem anderen Ausgabeniveau zum einen Ausgabeniveau verändert, um die Schaltmittel in die dritte Anordnung einzustellen, wenn der Laststrom auf das Referenzstromniveau abfällt;

dadurch gekennzeichnet, daß die Steuermittel weiter umfassen:

einen Umschaltschaltkreis (107), angeschlossen, um die Ausgaben der unteren und oberen Hystereseschaltkreise zu empfangen, wobei der Umschaltschaltkreis ein Umschaltausgabesignal erzeugt, das zwischen einem ersten und zweiten logischen Niveau hin- und herschaltet, ansprechend auf:

(i) eine Änderung in der Ausgabe von einem Hystereseschaltkreis; oder

(ii) das Ablaufen einer vorbestimmten Zeitdauer nach dem vorherigen Hin- und Herschalten der Umschaltausgabe, wenn keine Änderung der Ausgabe eines Hystereseschaltkreises in der vorbestimmten Zeitdauer erfolgt ist; und

einen Schaltkreis, der auf die Ausgaben der Hystereseschaltkreise und des Umschaltschaltkreises anspricht, um Steuersignale zum Einstellen der Schaltmittel zu erzeugen, so daß der Strom im Ansprechen auf die Abweichung des Laststroms vom Referenzstrom gemäß der Zustände der Ausgaben aus den Hystereseschaltkreisen gesteuert wird durch:

(i) Einstellen der ersten Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom unterhalb der unteren Stromschranke ist;

(ii) Einstellen der zweiten Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom oberhalb der oberen Stromschranke ist;

(iii) Einstellen einer Konfiguration der dritten, freilaufenden Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom des Referenzstromniveau von außerhalb der unteren beziehungsweise oberen Stromschranken erreicht und das Umschaltausgabesignal sich auf dem ersten logischen Niveau befindet, und

Einstellen einer weiteren Konfiguration der dritten, freilaufenden Anordnung der Schaltmittel, wenn der Strom das Referenzstromniveau von außerhalb der unteren und oberen Stromschranken erreicht und das Umschaltausgabesignal sich auf dem zweiten logischen Niveau befindet.

2. Ein Steuergerät wie in Anspruch 1 beansprucht, bei dem die Schaltmittel ein Paar Schaltvorrichtungen (t) enthalten, die an die elektrische Energiequelle und die Last angeschlossen sind, wobei die erste und zweite Schaltungsvorrichtung einstellbar sind in:

(i) die erste Schaltanordnung, in der sowohl die erste als auch die zweite Schaltvorrichtung geschlossen sind, um die Last mit der elektrischen Energiequelle zu verbinden;

(ii) die zweite Schaltungsanordnung, in der sowohl die erste als auch die zweite Schaltvorrichtung geöffnet sind und es keinen Stromweg von der elektrischen Energiequelle durch die erste und zweite Schaltvorrichtung und die Last gibt, und

(iii) die dritte Anordnung, bei der nur eine der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen geschlossen ist und der Strom um die Last durch die geschlossene Schaltvorrichtung zirkuliert; wobei die Steuermittel betriebsfähig sind, um zwischen dem Einstellen jeder der Schaltvorrichtungen in der dritten Anordnung zu wechseln.

3. Das Steuergerät aus Anspruch 1, bei dem die vorbestimmte Zeitdauer festgelegt ist.

4. Das Steuergerät aus Anspruch 1, bei dem die vorbestimmte Zeitdauer pseudozufällig nach jedem Hin- und Herschalten des Umschaltausgabesignals erzeugt wird (114).

5. Das Steuergerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem die zeitlich veränderliche induktive Last eine Windung (w) einer Reluktanzmaschine ist.

6. Ein Verfahren zum Steuern des Stromes in einer zeitlich veränderlichen induktiven Last (w), welches Schaltmittel verwendet, die erste und zweite Schaltvorrichtungen (t) mit jeweils einen geschlossenen Zustand und einen offenen Zustand umfassen, um die Last mit einer elektrischen Energiequelle (Vs) zu verbinden, wobei die Schaltmittel in eine erste Anordnung einstellbar sind, um Energie von der elektrischen Energiequelle durch den Schaltstromkreis bereitzustellen, wobei die Schaltmittel auch in eine zweite Anordnung einstellbar sind, um die Energie von der Last zur elektrischen Spannungsquelle zurückzuführen, und in eine dritte, freilaufende Anordnung einstellbar sind, in der der Strom durch die Last zirkuliert, wobei das Verfahren umfaßt:

Anlegen eines Stromes an die Last durch Schließen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen (t), um die erste Anordnung nach einem ersten Hystereseausgabesignal anzunehmen, wenn der Laststrom unterhalb einer unteren Stromschranke unterhalb eines Referenzstromniveaus (IDEM) liegt, wobei die untere Stromschranke im Ansprechen auf Veränderungen des Referenzstromniveaus variiert;

Entfernen eines Stromes von der Last durch Öffnen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung, um die zweite Anordnung aufgrund eines zweiten Hystereseausgabesignals anzunehmen, wenn der Laststrom über einer oberen Stromschranke oberhalb des Referenzstromniveaus liegt, wobei die obere Stromschranke im Ansprechen auf Veränderungen beim Referenzstromniveau variiert; und

Freilaufen eines Stroms durch Annehmen der dritten Anordnung der Schaltmittel, so daß er durch die Last und nur eine der Schaltvorrichtungen zirkuliert, wenn der Laststrom zum Referenzstromniveau von außerhalb der unteren beziehungsweise oberen Stromschranke steigt beziehungsweise fällt; gekennzeichnet durch:

Erzeugen eines Umschaltausgabesignals, welches zwischen einen ersten und einen zweiten logischen Niveau hin- und herschaltet, im Ansprechen auf:

(i) eine Änderung entweder des ersten oder des zweiten Hystexeseausgabesignals oder

(ii) den Ablauf einer vorbestimmten Zeitdauer nach dem vorherigen Hin- und Herschalten des Umschaltausgabesignals, wenn keine Änderung der Ausgabe eines Hystereseschaltkreises in der vorbestimmten Zeitdauer aufgetreten ist, wobei dadurch die zum Freilauf verwendete Schaltvorrichtung zwischen der ersten und zweiten Schaltvorrichtung wechselt.

7. Ein Verfahren wie in Anspruch 6 beansprucht, bei dem die vorbestimmte Zeitdauer festgelegt ist.

8. Ein Verfahren wie in Anspruch 6 beansprucht, bei dem die vorbestimmte Zeitdauer pseudozufällig auf jeden Wechsel der zum Freilaufen verwendeten Schaltvorrichtung hin erzeugt wird.

9. Ein Verfahren wie in Anspruch 6, 7 oder 8 beansprucht, angewandt auf eine Windung einer Reluktanzmaschine als die zeitlich veränderliche induktive Last.