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Die
Erfindung bezieht sich auf elektrische Maschinen und insbesondere,
jedoch nicht ausschließlich,
auf Elektromotoren.
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Bezug
genommen wird auch auf die ebenfalls anhängigen Patentanmeldungen des
Anmelders Nr. PCT/GB00/03213, PCT/GB00/03201 und PCT/GB00/03214.
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1a und 1b zeigen
einen herkömmlichen
Zweiphasenmotor mit variabler Reluktanz mit einem Stator 2 mit
zwei Paaren 3, 4 von gegenüberliegend angeordneten nach
innen gerichteten Einzelpolen, die zwei Paare 5, 6 von
Erregerwicklungen aufweisen, die den zwei Phasen entsprechen, und mit
einem Rotor 7, der ein einzelnes Paar 8 von gegenüberliegend
angeordneten, nach außen
gerichteten Einzelpolen ohne Wicklungen aufweist. Jede der vier
Erregerwicklungen ist um ihren entsprechenden Pol gewickelt, wie
es durch die Symbole Y-Y, die zwei diametral gegenüberliegende
Bereiche jeder Wicklung des Wicklungspaars 6 bezeichnen,
und durch die Symbole X-X gekennzeichnet ist, die zwei diametral
gegenüberliegende
Bereiche jeder Wicklung des Wicklungspaars 5 bezeichnen.
Eine Erregerschaltung (nicht dargestellt) ist zum Drehen des Motors 7 im
Stator 2 durch abwechselndes Erregen der Statorwicklungen
synchron mit der Drehung des Rotors vorgesehen, so dass das Drehmoment
durch das Bestreben des Rotors 7 erzeugt wird, sich in
dem durch die Wicklungen erzeugten Magnetfeld selbst in eine Stellung
minimaler Reluktanz zu begeben, wie es nachfolgend ausführlicher
beschrieben wird. Ein solcher Motor mit variabler Reluktanz hat
gegenüber
einem herkömmlich
gewickelten Motor den Vorteil, dass zur Stromzuführung zu dem Rotor kein Kommutator
und keine Bürsten,
die Verschleißteile
darstellen, erforderlich sind. Darüber hinaus gibt es weitere Vorteile,
weil keine Leiter am Rotor vorhanden und teure Permanentmagnete
nicht erforderlich sind.
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Die
Symbole + und – in 1a und 1b geben
die Richtung des Stromflusses in den Wicklungen der beiden abwechselnden
Erregungswirkungsweisen an, bei denen der Rotor 7 entweder
in die horizontale Stellung oder in die vertikale Stellung gezogen
wird, wie es in den Fig. dargestellt ist. Es ist zu erkennen, dass
die Drehung des Rotors 7 eine abwechselnde Erregung der
Wicklungspaare 5 und 6 erfordert, wobei vorzugsweise
nur ein Wicklungspaar 5 oder 6 zur Zeit erregt
wird und wobei bei einer solchen Erregung der Strom normalerweise
jedem Wicklungspaar 5 oder 6 nur in einer Richtung
zugeführt
wird. Die Wicklungen können
jedoch maximal über
die Hälfte
der Zeit pro Umdrehung erregt werden, wenn ein Nutzdrehmoment erzeugt
werden soll, so dass eine hocheffektive Nutzung der elektrischen Schaltung
mit einem solchen Motor nicht möglich
ist.
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Im
Gegensatz dazu weist ein Motor mit variabler Reluktanz mit voller
Wicklungsschrittweite, wie er von J. D. Wale und C. Pollack in dem
Beitrag "Neuartige
Umformertopologien für
einen Zweiphasenmotor mit geschalteter Reluktanz und voller Wicklungsschrittweite", IEEE Power Electronics
Specialists Conference, Braveno, Juni 1996, Seiten 1798 bis 1803,
beschrieben ist und wie er in 2a und 2b dargestellt
ist (in denen gleiche Bezugszahlen verwendet werden, um gleiche
Teile wie in den 1a und 1b zu
bezeichnen), zwei Wicklungen 10 und 11 auf, die
eine Schrittweite haben, die der doppelten Polteilung des Motors,
d.h. in dem dargestellten Beispiel 180°, entspricht, und die zueinander
unter einem Winkel von 90° angeordnet
sind. Die Wicklung 11 kann so gewickelt sein, dass ein
Teil der Wicklung an einer Seite des Rotors 7 eine Statornut 12 ausfüllt, die
zwischen benachbarten Polpaaren 3, 4 ausgebildet
ist, und ein anderer Teil der Wicklung 11 an der diametral
gegenüberliegenden
Seite des Rotors 7 eine Statornut 13 ausfüllt, die
zwischen zwei weiteren benachbarten Polen der Polpaare 3, 4 ausgebildet
ist. Die Wicklung 10 weist entsprechende Teile auf, die
die diametral gegenüberliegenden
Statornuten 14 und 15 füllen. Somit überbrücken die
beiden Wicklungen 10 und 11 die Breite des Motors,
wobei die Achsen der Wicklungen 10, 11 unter rechten Winkeln
zueinander angeordnet sind.
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Weiterhin
sind in 2a und 2b zwei abwechselnde
Erregungswirkungsweisen eines solchen Motors, die der horizontalen
und der vertikalen Stellung des Rotors 7 entsprechen, dargestellt,
aus denen zu erkennen ist, dass beide Wicklungen 10, 11 in
beiden Erregungswirkungsweisen erregt werden, während die Richtung des Stromflusses
in der Wicklung 10 bei beiden Wirkungsweisen die gleiche
ist und die Richtung des Stromflusses in der Wicklung 11 sich
bei den beiden Wirkungsweisen verändert. Da der Strom bei beiden
Wirkungsweisen beiden Phasenwicklungen 10, 11 zugeführt wird
und da jede Wicklung 10 oder 11 die Hälfte der
gesamten Statornutfläche
einnimmt, kann ein solches System eine Ausnutzung von 100 % der
Statornutfläche
erreichen. Dem steht eine Ausnutzung von 50 % gegenüber, die
bei dem in herkömmlicher
Weise gewickelten Motor mit variabler Reluktanz erreicht wird, der
vorher beschrieben ist und in dem nur eine Phasenwicklung zur Zeit
erregt wird. Da es außerdem
nicht erforderlich ist, die Stromrichtung in der Wicklung 10 zu verändern, kann
die Wicklung 10, die als Feldwicklung bezeichnet werden
kann, ohne jegliches Umschalten mit Gleichstrom versorgt werden,
was zu einer Vereinfachung der verwendeten Erregerschaltung führt. Die
Wicklung 11, die als Ankerwicklung bezeichnet werden kann,
muss jedoch mit Strom erregt werden, der sich periodisch synchron
mit der Rotorstellung verändert,
um so die sich verändernde Ausrichtung
des Statorflusses zu bestimmen, die erforderlich ist, um den Rotor
abwechselnd in die horizontale und vertikale Stellung zu ziehen.
Die Notwendigkeit der Versorgung der Ankerwicklung mit Wechselstrom
in einem solchen Motor kann zu einer Erregerschaltung mit hoher
Kompliziertheit und hohen Kosten führen.
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J.R.
Surano und C-M Ong offenbaren in dem Beitrag "Strukturen von Motoren mit variabler
Reluktanz für
den Betrieb bei niedrigen Drehzahlen", IEEE Transactions on Industry Applications,
Jahrgang 32, Nr. 2, März/April
1996, Seiten 808–815,
und in dem Britischen Patent Nr. 2 262 843 ebenfalls Motoren mit variabler
Reluktanz und vollem Wicklungsschritt. Der in dem Britischen Patent
Nr. 2 262 843 offenbarte Motor ist ein Dreiphasenmotor mit variabler
Reluktanz mit drei Wicklungen, die mit Strom synchron mit der Drehung
des Rotors erregt werden müssen,
so dass ein solcher Motor eine Erregerschaltung mit hoher Kompliziertheit
erfordert.
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Die
WO 98/05112 offenbart einen Motor mit voller Wicklungsschrittweite
und Flussumschaltung mit einem Vierpol-Stator 2, wie er
schematisch in 3a dargestellt ist, der eine
Feldwicklung 10 und eine Ankerwicklung 11 aufweist,
von denen jede in zwei Spulen 22 und 23 oder 24 und 25 aufgeteilt
ist, die eng gekoppelt (mit einer Kopplung, die im Wesentlichen
von der Rotorstellung unabhängig
ist) und so gewickelt sind, dass diametral gegenüberliegende Bereiche beider
Spulen in diametral gegenüberliegenden
Statornuten angeordnet sind. 3b zeigt ein
verallgemeinertes Schaltbild für
das Erregen der Ankerspulen 24 und 25. Die Spulen 24 und 25 sind
in der Schaltung verbunden, so dass der den Anschlüssen 26 und 27 zugeführte Gleichstrom
durch beide Spulen 24 und 25 in die gleiche Richtung
fließt,
um so infolge der gegenüberliegenden
Wicklung der Spulen magnetomotorische Kräfte in entgegengesetzter Richtung
zu erzeugen. Die Schalter 28 und 29, die zum Beispiel
Feldeffekttransistoren oder Thyristoren aufweisen können, sind
in Reihe mit den Spulen 24 und 25 geschaltet und
werden abwechselnd geschaltet, um eine abwechselnde Erregung der
Spulen 24 und 25 zu erzeugen, um die erforderlichen
in entgegengesetzten Richtungen wirkenden magnetomotorischen Kräfte bereitzustellen.
Ein Vorteil davon ist, dass eine relativ einfache Erregerschaltung
verwendet werden kann. Eine ähnliche
Anordnung kann in einem elektrischen Wechselstromgenerator zur Verfügung gestellt
werden.
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Die
GB 18 027 vom 9. September
1901 offenbart eine Maschine mit variabler Reluktanz, die am Stator
Sätze von
Wicklungen aufweist, die abwechselnd erregt werden, um so die erforderliche Wechselwirkung
mit dem Rotor zu bewirken. Ferner offenbart die
GB 554 827 einen Induktorgenerator, bei
dem die relative Anordnung des Stators und der Rotorzähne aufeinanderfolgende
Zonen relativ hoher und niedriger Reluktanz erzeugt, und in dem
die Feldstrom- und
Wechselstromwicklungen am Stator angeordnet sind, um die erforderliche
Erregung zu bewirken. Keine dieser früheren Anordnungen besitzt jedoch
das vorteilhafte Merkmal der eng gekoppelten Spulenanordnung gemäß WO 98/05112,
so dass wiederum eine komplizierte zugehörige Schaltung erforderlich
ist.
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Die
US 5 754 024 offenbart eine
Steueranordnung für
einen Motor mit geschalteter Reluktanz, bei der die Ströme den Ankerspulen
durch eine die Stromwellenform erzeugende Schaltung, gesteuert durch
eine Zentraleinheit auf der Basis von Informationen, die sich auf
die Zieldrehzahl und das Zieldrehmoment beziehen, zugeführt werden.
Die von der Zentraleinheit zugeführten
Schaltsteuersignale werden in Reaktion auf die Erkennung von Ausgaben
eines Winkelsensors und von Stromsensoren ausgelöst, und das spezifische Ein-Aus-Schaltsteuersignal wird
von der Zentraleinheit aus einem Nachschlagespeicher bestimmt, um
so den Zielstromwert bereitzustellen, der dem Drehwinkel des Motors
entspricht.
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Die
Vereinfachungen in der Schaltung, die sich aus der WO 98/05112 ergeben,
ermöglichen eine
einfache und billige elektronische Steuerung einer Maschine, verringern
jedoch die Flexibilität
der zu steuernden Maschine bei schneller Beschleunigung oder Abbremsen
sowie die Geschwindigkeitssteuerung unter Last. Es ist eine Aufgabe
der vorliegenden Erfindung, eine elektrische Maschine zur Verfügung zu
stellen, die eine einfache Steuerschaltung aufweist, jedoch auch
eine hohe Leistung erreichen kann.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird eine elektrische Maschine zur Verfügung gestellt
mit einem Rotor ohne Wicklungen, einem Stator mit einer Ankerwicklung
und Feldmagnetmitteln zur Erzeugung einer magnetomotorischen Kraft,
die sich in Richtung quer zur magnetomotorischen Kraft erstreckt,
die von der Ankerwicklung erzeugt wird, Schaltungsmitteln zum Steuern
des Stroms in der Ankerwicklung durch Stromschaltung, so dass Perioden,
in denen eine magnetomotorische Kraft in einer Richtung einem ersten
Stromimpuls zugeordnet sind, mit Perioden abwechseln, in denen die
magnetomotorischen Kraft in entgegengesetzter Richtung einem zweiten
Stromimpuls zugeordnet ist, Positionsfeststellungsmitteln zur Überwachung
der Drehstellung des Rotors und zur Lieferung von Ausgangssignalen in
Abhängigkeit
von der Drehgeschwindigkeit des Rotors und Steuermitteln zur Lieferung
von Schaltsteuersignalen an die Schaltungsmittel, um den Strom in
der Ankerwicklung zu steuern, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel
geeignet sind, an die Schaltungsmittel Schaltsteuersignale zu liefern,
so dass jedes Schaltsteuersignal in Reaktion auf die Feststellung
eines der Ausgangssignale der Positionsfeststellungsmittel erzeugt
wird und so dass die Einschaltzeit für eine Zeitspanne beibehalten wird,
die durch eine vorbestimmte Beziehung bezüglich der Einschaltzeit zur
Dauer des Ausgangssignals bestimmt wird.
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Die
Ankerwicklung kann in Nebenschluss oder in Reihe geschaltet sein,
und die Feldmagnetmittel können
durch eine Feldwicklung oder durch einen Permanentmagnet gebildet
sein.
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Die
bevorzugte Ausführung
der Erfindung erlaubt es, die Beschleunigung, die Leerlaufdrehzahl und
die Last-Drehzahlcharakteristik mit einer einfachen Ein/Aus-Steuerung
der Anker- und Feldwicklungsschalteinrichtungen zu erreichen, so
dass die geeignete Steuerschaltung mit relativ geringen Kosten hergestellt
werden kann. Die Vereinfachung der Steuerschaltung kann weiterhin
durch Erzielen einer solchen Steuerung ohne Strommessung gesichert werden.
Ferner ist nur bei Beschleunigung eine Hochfrequenz-Impulsbreitenmodulation
der Stromimpulse erforderlich, wodurch die Streuungsverluste im
Antrieb verringert werden. Die Stromimpulsbreite bei hoher Drehzahl
und Last kann leicht verändert werden,
um die Leerlaufdrehzahl und die Form der Drehmoment-Drehzahl-Kurve zur
Erzeugung einer gewünschten
Charakteristik zum Anpassen an die Belastungsanforderungen zu steuern.
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Um
die Erfindung vollständiger
zu verstehen, wird nun in beispielhafter Form Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
genommen, die zeigen in
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1a und 1b erläuternde
Darstellungen, die einen herkömmlichen
Zweiphasenmotor mit variabler Reluktanz darstellen, wobei die beiden
Erregungswirkungsweisen in den 1a und 1b gezeigt
sind;
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2a und 2b erläuternde
Darstellungen, die einen Flussumschaltmotor mit den beiden in den 2a und 2b dargestellten
Erregungswirkungsweisen zeigen;
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3a und 3b erläuternde
Darstellungen, die die Statorwicklungen für einen Flussumschaltmotor
zeigen, wie er in der WO 98/05112 offenbart ist;
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4 eine
Darstellung eines Flussumschaltmotors mit einem 8-Pol-Stator und einem
4-Pol-Rotor;
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5a, 5b und 5c Schaltbilder,
die Schaltungsanordnungen für
das Erregen der Feld- und Ankerwicklungen von Ausführungen
der Erfindung darstellen;
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6, 7, 8 und 9 Zeitablaufdiagramme,
die die Schaltsteuersignale darstellen, die während des Betriebs mit niedriger
Drehzahl angelegt werden;
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10, 11 und 12 Zeitablaufdiagramme,
die die Schaltsteuersignale darstellen, die während des Betriebs mit hoher
Drehzahl angelegt werden;
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13 ein
Diagramm, das mögliche
Drehmoment-Drehzahl-Kurven des Motors zeigt; und
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14 ein
Zeitablaufdiagramm, das die Schaltsteuersignale zeigt, die bei einer
weiteren Ausführung
der Erfindung bei Betrieb mit niedriger Drehzahl angelegt werden.
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Die
nachfolgende Beschreibung von Ausführungen der Erfindung erfolgt
unter Bezugnahme auf einen Flussumschaltmotor mit einem Stator 2 mit acht
nach innen gerichteten Einzelpolen 30 und einen Rotor 7,
der vier nach außen
gerichtete Einzelpole 31 ohne Wicklungen aufweist, wie
es in 4 dargestellt ist. Der Stator 2 ist mit
einer Feldwicklung 10 und einer Ankerwicklung 11 versehen,
die in Nebenschluss oder parallel (wie es in 5a dargestellt
ist) oder in Reihe (wie es in 5c dargestellt
ist) geschaltet sind. Die Ankerwicklung 11 kann zwei Ankerwicklungsteile
A1, und A2 aufweisen, die in Reihe oder parallel geschaltet sind,
und die Feldwicklung 10 kann zwei Feldwicklungsteile F1
und F2 aufweisen, die in Reihe oder parallel geschaltet sind, wobei
die Wicklungsteile auf den Stator 2 gewickelt sind, wie
es im Stator in 4 dargestellt ist. Jedes Ankerwicklungsteil
ist in zwei Spulen 24 und 25 unterteilt, die magnetisch
eng gekoppelt und so gewickelt sind ist, dass diametral gegenüberliegende
Bereiche der Spulen in den Statornuten, getrennt durch eine Feldwicklungsnut,
angeordnet sind. Die Ankerspulen 24 und 25 sind
in entgegengesetzten Richtungen gewickelt und können bifilar gewickelt sein,
wo es zweckmäßig ist.
Die Wicklungsgestaltung ist jedoch vorzugsweise im Wesentlichen
so, wie es unter Bezugnahme auf 6 aus der
WO 98/05112 beschrieben ist, so dass jede der Anker- und Feldwicklungen
vier Spulen A1, A2, A3, A4 und F1, F2, F3, F4 aufweist, die in Reihe
oder parallel geschaltet (oder in irgendeiner Kombination von Reihen-
und Parallelschaltung) und so um die Statorpole gewickelt sind,
dass die aktiven Bereiche benachbarter Spulen in der gleichen Statornut
aufgenommen werden. Die Wicklungsgestaltung in diesem Fall ist in 4 durch
die Symbole außerhalb
des Stators in der Figur angezeigt. In 4 geben
die Symbole + und – die
Richtung des Stromflusses in den Wicklungen in einer Erregungswirkungsweise
an, und es ist so zu verstehen, dass bei wechselnder Erregungswirkungsweise
die Richtung des Stromflusses in den Ankerwicklungen umgekehrt wird,
während
sie in den Feldwicklungen unverändert
bleibt.
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In
der Erregungsschaltung 40 der Ausführung aus 5a ist
die Feldwicklung 10 mit den Ankerspulen 24 und 25 und
mit einem Kondensator 57 parallel geschaltet, wodurch es
ermöglicht
wird, dass die Ströme
durch die Feldwicklung 10 und die Ankerspulen 24 und 25 unterschiedlich
sein können.
Die Schaltung wird über
eine Gleichrichterbrücke 59 von einer
Wechselstromquelle versorgt. Ein Leistungs-Feldtransistor 54 (MOSFET)
und eine Freilaufdiode 56 sind vorgesehen, um den der Feldwicklung 10 zugeführten Feldstrom
zu steuern.
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In
der Erregungsschaltung 40' der
in Reihe geschalteten Ausführung
aus 5c ist die Feldwicklung 10 in Reihe mit
den Ankerspulen 24, 25 geschaltet, und ein Kondensator 57 ist
mit dem Verbindungspunkt 57A zwischen der Feldwicklung 10 und den
Ankerspulen 24, 25 so verbunden, dass der Feldstrom
weiter fließt,
wenn die Energie von der Ankerwicklung über eine der Dioden 52 oder 53 zum Kondensator 57 zurückgeführt wird.
Ein weiterer Kondensator 58 liegt über dem Ausgang der Gleichrichterbrücke 59,
und ein wahlweiser Induktor 60 ist in Reihe mit dem Ausgang
der Gleichrichterbrücke 59 verbunden,
um die Stromzuführung
zur Schaltung zu filtern. Wie in gestrichelten Linien dargestellt
ist, ist es auch möglich,
eine in Reihe mit der Feldwicklung 10 geschaltete Diode 61 vorzusehen,
um zu verhindern, dass der Strom in der Feldwicklung 10 umgekehrt wird,
wenn der Kondensator 57 auf eine Spannung über der
Zuführungsspannung
am Kondensator 58 geladen wird. In einer alternativen,
nicht dargestellten Anordnung, wie sie zum Beispiel in 11 und 12 aus
der WO 98/05112 gezeigt ist, kann die Feldwicklung 10 mit
den Ankerspulen 24 und 25 in Reihe geschaltet
sein. In einer noch anderen, nicht dargestellten Ausführung, wie
sie zum Beispiel in 14 aus der WO 98/05112 gezeigt
ist, kann die Feldwicklung 10 von einer getrennten Stromquelle mit
Strom versorgt werden.
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In
jeder dieser Ausführungen
ist eine Schaltsteuerschaltung vorgesehen, um den Strom abwechselnd
den Ankerspulen 24 und 25 zuzuführen, um
so die erforderlichen magnetomotorischen Kräfte bereitzustellen, die in
entgegengesetzte Richtungen wirken, um den Rotor zu drehen. Im vorliegenden
Fall weist die Schaltsteuerschaltung zwei Leistungs-MOSFET's 50 und 51 auf,
die durch entsprechende Schaltimpulse abwechselnd ein- und ausgeschaltet
werden. Jeder MOSFET 50 oder 51 weist eine integrierte
Freilauf diode 52 oder 53 auf, so dass die gespeicherte
Magnetenergie in der entsprechenden Spule mit der anderen Spule
gekoppelt wird und über
die Freilaufdiode zum anderen MOSFET zurückfließt, wenn jeder MOSFET abgeschaltet
wird. Ferner können
die Enden der Ankerspulen 24 und 25 durch die
Dioden 63 und 64 mit einem Überspannungsschutzkondensator 65 verbunden
werden, der sich auf eine Spannung oberhalb der Versorgungsspannung
auflädt.
Der Kondensator 65 wird durch den parallel geschalteten
Widerstand 66 entladen, um so die Energie, die im Kondensator 65 gespeichert
ist, von dem unvollkommenen Schaltvorgang abzuleiten. Der Überspannungsschutzkondensator 65 ist
vorgesehen, um Energie aufzufangen, die nicht in die andere Ankerspule übertragen
wird, wenn eine der Ankerspulen durch ihre jeweilige Schalteinrichtung
abgeschaltet wird.
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Die
zusätzliche
spannungsbegrenzende Schaltung, die durch die Komponenten 63, 64, 65 und 66 gebildet
wird, ist besonders wichtig, wenn bipolare Transistoren mit isoliertem
GATE (IGBT's) als Schalteinrichtungen
verwendet werden. IGBT's
werden durch Überspannung
der Einrichtung leicht beschädigt,
und die spannungsbegrenzende Schaltung wird verwendet, um die in
der Schaltung auftretenden Spannungen auf einem Niveau zu halten,
das unter der Nennspannung der IGBT's liegt. Wenn MOSFET's verwendet werden, wie in 5, kann die spannungsbegrenzende Schaltung
entfallen, wenn die MOSFET's
gewählt
werden, um eine eingebaute Spannungsbegrenzung zu bilden, wenn sie
in einen Lawinendurchbruchspannungszustand über ihrer Nennspannung eintreten.
Der Durchbruchzustand absorbiert die ungebundene Magnetenergie,
die mit der unvollkommenen Kopplung der Ankerwicklungen miteinander
im Zusammenhang steht. Vorausgesetzt, dass eine ausreichende Wärmeableitung
vorhanden ist, erleiden die MOSFET's durch diesen Prozess keinen Schaden,
und die Komplexität
und der Kostenaufwand für
eine spannungsbegrenzende Schaltung sind daher nicht erforderlich.
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Beim
anfänglichen
Anfahren des Motors ist es erforderlich, die Feld- und Ankerströme so zu steuern,
dass die gewünschte
Beschleunigung erreicht wird. Wie vorher angeführt, ist die Basis aller Steuerungsvorgänge für das Drehen
des Rotors, dass in eine Richtung Strom im Wesentlichen kontinuierlich
zur Feldwicklung geliefert wird und den beiden Ankerspulen abwechselnde
Stromimpulse so zugeführt
werden, dass die Stromimpulse bezüglich der Stellung des Rotors
synchronisiert sind. Im in 4 dargestellten
Motor mit acht Statorpolen und vier Rotorpolen würde bei jeder Drehung des Rotors
um 90° ein
Ankererregungszyklus mit einer positiven magnetomotorischen Kraft
(MMK), gefolgt von einer negativen MMK, wiederholt werden. Daraus
hat sich ergeben, dass es üblich
ist, einen Rotorstellungssensor zu verwenden, um die Schaltungsübergangspunkte in
jedem Ankerzyklus zu steuern. In seiner einfachsten Form könnte der
Rotorstellungssensor ein optischer Sensor sein, der seine Polarität bei jeder
Drehung des Rotors um 45° verändert, ausgelöst durch das
Unterbrechen oder das Reflektieren eines Infrarotstrahls durch den
Rotor oder durch eine auf dem Rotor angebrachte Scheibe. Ein anderes
gebräuchliches
Mittel der Stellungserkennung wäre
die Verwendung eines Hall-Effekt-Sensors, um die Nord- und Südpole auf
einem am Rotor befestigten Magnetring zu erkennen.
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Während des
Betriebs bei niedriger Drehzahl könnte das Anlegen der vollen
Versorgungsspannung durch Umschalten einer der Ankerschalter für die gesamte
Drehung von 45° einen übermäßigen Ankerstrom
ergeben. Der Strom kann durch Impulsbreitenmodulation des entsprechenden
Ankerschalters gesteuert werden. In einem Nebenschlussmotor kann
es auch vorteilhaft sein, für
den Schalter, der den Feldwicklungsstrom steuert, eine Impulsbreitenmodulation
durchzuführen,
so dass auch der Pegel des Feldstroms gleichzeitig mit dem des Ankerstroms gesteuert
wird. Das Signal vom Rotorstellungssensor würde normalerweise durch eine
einfache Mikrosteuereinrichtung 32 verarbeitet werden,
wie sie in 5b dargestellt ist, die die
Gates der Schalter 50, 51 (und 54, wenn
vorhanden) durch Gateansteuerschaltungen 33 steuert. Die
Mikrosteuereinrichtung 32 dekodiert das alternierende Signal
vom Stellungssensor, um zu entscheiden, welcher der Schalter 50 und 51 zu
jedem Zeitpunkt leiten sollte, oder vielleicht, dass keiner der
beiden Schalter leiten sollte. (Bei Normalbetrieb des Motors ist
es nicht erforderlich, dass beide Schalter 50 oder 51 gleichzeitig
leiten). Die Mikrosteuereinrichtung 32 legt auch die Arbeitsweise
des Schalters 54 (wenn vorhanden) fest, der den Feldstrom
steuert.
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Somit
löst, wie
im Zeitablaufdiagramm in 6 dargestellt ist, die Veränderung
des Zustands des Stellungssensors vom logischen Zustand L zum logischen
Zustand H eine Folge von Impulsen am Ausgang des Mikrosteuergerätes 32 für den Anker 1 aus.
Diese Folge von Impulsen wird durch die entsprechende Gateansteuerschaltung 33 in
ein Signal umgewandelt, das für
das Steuern des entsprechenden Schalters 50 oder 51 geeignet
ist, um so den Schalter bei einer Frequenz, die viel höher ist
als die Sensorfrequenz, in sich wiederholender Weise ein- und auszuschalten
(ein Schaltungszyklus) und dadurch während einer 45°-Drehung
des Rotors eine positive oder negative Anker-MMK zu erzeugen und zu
steuern. Das Tastverhältnis
ist der Prozentsatz der Zeit, in der ein Schalter in jedem Schaltungszyklus eingeschaltet
ist (in der er leitet). Wenn der Motor anfangs angefahren wird,
kann das Tastverhältnis
etwa 50 % betragen, obwohl je nach dem erforderlichen Anfangsdrehmoment
und der gewünschten
Beschleunigungsrate ein Wert zwischen 0 und 100 % gewählt werden
kann. 6 zeigt bei a) das 40 Hz-Rotorstellungssignal,
das für
den vorliegenden Motor einer Drehzahl von 600 U/min entspricht,
und bei b), c) und d) die Steuersignale an den Ausgängen der
Mikrosteuereinrichtung 32 für den Anker 1, Anker 2 und
die Feldausgänge.
Die Impulsbreitenmodulation erfolgt praktisch über die gesamte Dauer des Ausgangsimpulses
des Rotorstellungssignals, das die Anfangs-Ein schaltzeiten der Schalter 50 und 51 bestimmt.
Das Schaltsteuersignal für
den Feldstrom ist ebenfalls gleichzeitig mit der Impulsbreitenmodulation
der Schaltsteuersignale für
das Steuern der Ströme
in den Ankerspulen impulsbreitenmoduliert und wird kontinuierlich
erregt, wenn die auf die Ankerspulen angelegten Ströme abgeschaltet
werden.
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7 zeigt
die Form der Schaltsteuersignale, die während eines Teils des Zyklus,
in dem der Motor mit einer Drehzahl von 600 U/min arbeitet, den Ankerspulen 24 und 25 und
der Feldwicklung 10 gleichzeitig zugeführt werden. In diesem Fall
wird ein Schalttastverhältnis
von 52,5 % verwendet, um sowohl die Anker- als auch die Feldströme zu steuern. Ein
solches Tastverhältnis
ist für
das Steuern der Anker- und Feldströme beim Anfahren des Motors
geeignet. Das Tastverhältnis
kann jedoch je nach dem erforderlichen Anfangsdrehmoment und der
gewünschten
Beschleunigungsrate für
jeden Wert zwischen 0 und 100 % gewählt werden kann.
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Wenn
der Motor beschleunigt, wird jedoch das Tastverhältnis der an die Schalter 50, 51 und 54 angelegten
Signale ständig
erhöht,
und außerdem kann
der Erregungszeitraum jeder Ankerspule 24 oder 25 auf
weniger als die Gesamtimpulsbreite des Ausgangs des Rotorstellungssignals
verringert werden, um übermäßige Ankerströme zum Ende
jedes Stromerregungszeitraums der Ankerspulen hin zu vermeiden.
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Wenn
der Motor ausreichend beschleunigt ist, so dass das schaltende Tastverhältnis dicht
bei 100 % liegt, kann jede Ankerspule auf etwa 50 % der Gesamtimpulsbreite
des Rotorstellungssignals erregt werden, wie es durch das Zeitablaufdiagramm
in 8 gezeigt wird, das einer Motordrehzahl von 6.000
U/min entspricht. Das Motordrehmoment und die Beschleunigungszeit
können
somit durch Veränderung
des Schalttastverhältnisses
und durch Verände rung
des Prozentsatzes der Gesamtimpulsbreite des Rotorstellungssignals,
während
dessen der Anker erregt wird, gesteuert werden. In der Ausführung aus 4 mit
acht Statorpolen und vier Rotorpolen hat das Rotorstellungssignal
eine Ausgangsfrequenz von 400 Hz bei 6.000 U/min. Aus diesem Diagramm ist
zu erkennen, dass die impulsbreitenmodulierten Steuersignale der
ersten Ankerspule 24 und der Feldwicklung 10 über etwa
50 % der Dauer des Rotorstellungssignal-Ausgangsimpulses zugeführt werden,
und dass das Steuersignal während
der restlichen etwa 50 % der Impulsdauer im Wesentlichen kontinuierlich
der Feldwicklung 10 zugeführt wird. Dies stellt sicher,
dass die Erregung der Feldwicklung auf einem hohen Niveau, das ein
maximales Drehmoment aus dem angelegten Ankerstrom bereitstellt, erhalten
bleibt. In einem Reihenschlussmotor ist der Feldwicklungsstrom immer
eine Funktion des dem Anker zugeführten Stroms und der dem Anker
zugeführten
Energie und kann nicht unabhängig
gesteuert werden. 9 zeigt die Schaltsteuersignale
in einem vergrößerten Maßstab und
verdeutlicht, dass das Schalttastverhältnis für das Schalten der Anker- und Feldwicklungen
etwa 88 % beträgt,
d.h. nicht ganz 100 %.
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In
einigen Anwendungen, in denen die Last so ist, dass eine schnelle
Beschleunigung des Motors garantiert werden kann (beispielsweise
eine Pumpe, ein Gebläse
oder ein Lüfter,
bei denen das Lastdrehmoment bei niedrigen Drehzahlen gering ist),
ist es möglich,
dass die Impulsbreitenmodulation der Ankerschalter nicht bei jeder
Polarität
der Ankererregung erforderlich ist. In einem solchen Fall können die
fließenden
Ströme
einfach durch die Zuführungsbedingungen
begrenzt werden. Der Motor wird dann schnell beschleunigen und der
Strom bei ansteigender Drehzahl auf einen niedrigeren Wert absinken. Die
Beschleunigungsrate kann in jedem Zustand des Stellungssensors auch
noch durch die Dauer und Position des Ankererregungsstroms gesteuert
werden.
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Nachdem
der Motor auf den Punkt beschleunigt ist, bei dem das schaltende
Tastverhältnis
100 % erreicht hat, führt
eine weitere Beschleunigung zu einer Steuerung der Anker- und Feldströme in einer Betriebsweise
mit hoher Drehzahl, in der die Impulsbreitenmodulation der Schaltsteuersignale
nicht länger
angewendet wird. Statt dessen wird die EIN-Zeit jedes Schaltsteuersystems
verringert, wenn sich die Drehzahl erhöht, wobei derselbe Einschaltpunkt
beibehalten wird, der durch die Veränderung des Zustands des Ausgangsimpulses
des Rotorstellungssignals bestimmt ist. Dies wird durch die Zeitablaufdiagramme
in 10 und 11 dargestellt.
In 10 sind die Ankerschaltsteuersignale und die Feldschaltsteuersignale
(wenn vorhanden) für
eine Motordrehzahl von 7.500 U/min dargestellt, was im vorliegenden
Beispiel gerade über
der Drehzahl liegt, bei der der Wechsel zur Betriebsweise bei hoher Drehzahl
ausgelöst
wird. In diesem Fall beträgt
die Ausgangsfrequenz des Rotorsteuerungssignals 500 Hz, und die
Schaltsteuersignale weisen in Bezug auf die Gesamtbreite der Ausgangsimpulse
des Rotorstellungssignals eine schmale Breite auf, um die Beschleunigung
durch Begrenzen der Ankerströme
zu steuern. In einem Nebenschlussmotor, bei dem eine Steuerung des
Felds unabhängig
vom Anker möglich ist,
könnte
der Feldschalter während
dieser Zeit eingeschaltet sein, obwohl es auch möglich ist, das Feldschaltsteuersignal
zu modulieren, um die Feldverluste zu verringern, wenn der Wirkungsgrad
bei geringer Belastung von Bedeutung ist.
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Das
Zeitablaufdiagramm aus 11 zeigt die Anker- und Feldschaltsteuersignale,
wenn dieser spezielle Motor bei einer Drehzahl von 9.750 U/min betrieben
wird. In diesem Fall beträgt
die Ausgangsfrequenz des Rotorstellungssignals 650 Hz. Es ist zu erkennen,
dass in diesem Fall die Ankerschaltsteuersignale schmaler sind,
um so die Leerlaufdrehzahl des Motors zu begrenzen. Die Schaltung
kann für eine
vorgegebene Motordrehzahl auf jede Ankerstromimpulsbreite eingestellt
werden, um die erforderliche Steuerung der Leerlaufdrehzahl, entsprechend dem
Zeitablaufdiagramm aus 11, zur Verfügung zu stellen. Ferner kann
die Position dieses schmalen Impulses irgendwo innerhalb des Stellungssensorzyklus
liegen, um die beste Energieumwandlung zu erhalten, wenn die Schaltpunkte
des Stellungssensors in Bezug auf den magnetischen Zyklus des Ankers nicht
unbedingt bei jeder Ausführung
der Schaltung die gleichen sein müssen. Wenn eine Last angelegt ist,
wird sie versuchen, den Motor zu verlangsamen, und der entsprechende
Drehzahlabfall kann als erhöhte
Zeitdauer zwischen den Stellungssensorübergängen im Rotorstellungssignal
erkannt werden. Als ein Ergebnis dessen wird die EIN-Zeit der Schalter 50 und 51 als
eine Funktion der verlängerten
Zeit zwischen den Übergängen des
Rotorstellungssignals vergrößert. Diese
Funktion wird entweder durch numerische Berechnung oder durch Bezug
auf eine Nachschlagetabelle bestimmt, die die EIN-Zeit mit den Rotorstellungssignalübergängen in
Beziehung bringt. Eine Variation in dieser Funktion kann verwendet
werden, um zu bewirken, dass die Drehmoment-Drehzahl-Kurve des Motors
eine Anzahl von unterschiedlichen Formen annimmt. In allen Fällen basiert
jedoch die Schaltungssteuerung nur auf der Rotorstellung und auf
der berechneten Drehzahl, und es besteht keine Notwendigkeit, den
Strom zu erfassen, um ein solches Schalten zu steuern.
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Der
Motor erreicht einen Volllastpunkt für eine spezielle Drehzahl,
wenn die Breite der an die Ankerspulen 24 und 25 angelegten
Stromimpulse so ist, dass die Ankerschaltung über 100 % der zur Verfügung stehenden
Zeit erregt ist. In der Praxis beträgt wegen der Induktanz der
Ankerspulen und der abschließenden
Zeit, die erforderlich ist, um jeden Ankerstromimpuls auf Null zu
verringern, die maximale Zeit der Durchlassleitung jedes Schalters 50 oder 51 normalerweise
zwischen 70 % und 90 % der verfügbaren
Zeit. Weiterhin können
einige Motoren nicht betrieben werden, wenn die Ankerwicklung kontinuierlich
erregt wird. Wenn in einem solchen Fall der Strom nicht aktiv überwacht
wird, kann eine Ankerstrompolarität größer als die andere Ankerstrompolarität werden,
und der Motor wird zum Stillstand kommen.
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Aus
diesem Grund wird die EIN-Zeit der Schalter 50 und 51 gemäß dem Steuerungsverfahren der
Erfindung gesteuert, um so zu sicherzustellen, dass die EIN-Zeit
nicht größer ist
als der maximale vorbestimmte Prozentsatz der verfügbaren Zeit,
der normalerweise nicht größer als
90 % der Ausgangsimpulsbreite des Rotorstellungssignals ist. Das
verhindert eine Instabilität
der Ankererregung, ohne dass eine Messung des Ankerstroms erforderlich
ist, obwohl einige Motoren nicht die vorher beschriebene Asymmetrie
entwickeln und jeder Ankerschalter über 100 % der Impulsbreite
des Positionssensors betrieben werden kann (d.h. über 50 %
des elektrischen Zyklus des Ankers), obwohl während des Anfangszeitraums
jeder Leitungsperiode der Vorrichtung der Strom in die Diode der
Vorrichtung fließt.
Weiterhin erlaubt es dieses Verfahren, den Motor über einen weiten
Drehzahlbereich nahe bei seiner Eigen-Drehmoment-Drehzahl-Kurve
zu betreiben. 12 ist ein Zeitablaufdiagramm,
das die Anker- und Feldschaltsteuersignale bei einer Drehzahl von
9.150 U/min zeigt, wenn das vorliegende Verfahren der Steuerung der
EIN-Zeit der Schalter beim Aufbringen einer Last angewendet wird.
Die entsprechende Ausgangsfrequenz des Rotorstellungssignals beträgt 610 Hz.
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Der
Steuerungsalgorithmus kann so ausgestaltet sein, dass er eine Reihe
von unterschiedlichen Kennwerten ergibt, einschließlich des
Lieferns einer konstanten Leistungskurve über einen breiten Drehzahlbereich.
Eine einfache Einstellung der Funktion, die sich auf die EIN-Zeit
jedes Schalters 50 oder 51 bezieht, auf die Zeit
zwischen den Rotorstellungssignalübergängen ermöglicht es, jede Kurve innerhalb der
Eigen-Drehzahl-Drehmoment-Kurve des Motors zu erhalten. 14 zeigt
mögliche
Drehmoment-Drehzahl-Kurven, die in dieser Weise dem Motor zugeordnet
werden können,
wobei die in dieser Figur in gestrichelten Linien dargestellte Kurve 70 die Eigen-Drehmoment-Drehzahl-Kurve
des Motors mit 100 % Ankerstromerregung und einem vorgegebenem Satz
von Feldwicklungsbedingungen darstellt. Es sind weitere Beispiele 71, 72 und 73 möglicher Drehmoment-Drehzahl-Kurven
dargestellt, für
die das Drehmoment innerhalb der Maximum-Kurve als Funktion der
Drehzahl gesteuert werden kann. Im Bereich 74 kann eine
solche Steuerung die Leerlaufdrehzahl auf jeden gewählten Wert
begrenzen. Weiterhin kann eine der Kurven 71, 72 und 73 gewählt werden,
um über
einen weiten Drehzahlbereich einer Linie konstanter Ausgangsleistung
zu folgen.
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In
einer Variante der erfindungsgemäßen Ausführung, die
vorher beschrieben wurde, wird auf das Rotorstellungssignal verzichtet,
und statt dessen wird eine Anordnung für das elektronische Berechnen
der Rotorstellung aus der erfassten Ankerspannung (und/oder Feldspannung)
und/oder aus dem erfassten Ankerstrom (und/oder Feldstrom) verwendet. Dies
kann durch Vorsehen einer zusätzlichen
Wicklung in den Ankernuten (oder den Feldnuten) des Stators koaxial
mit mindestens einer der Ankerspulen und durch Erfassen der in der
Wicklung erzeugten Gegen-EMK (Elektromotorischen Kraft) erreicht
werden. Tatsächlich
ist die in dieser Wicklung erzeugte Spannung eine Kombination der
Anker-Gegen-EMK und der Ankerspeisespannung, die durch die Ankerschalter
bereitgestellt wird. Daher ist eine geeignete Dekodieranordnung
vorgesehen, um die Gegen-EMK-Wellenform so zu rekonstruieren, dass
sie ein Zeitsteuersignal erzeugt, das für die zeitliche Steuerung der
Ankererregung verwendet werden kann. Alternativ kann die Ankerwicklung
selbst für das
Erfassen einer solchen Gegen-EMK verwendet werden, da eine der Ankerspulen
zu irgendeiner Zeit immer nicht erregt ist. Eine solche Stellungserfassungsanordnung
ermöglicht
es, die Stellung des Rotors zu bestimmen und die Erregung der Ankerwicklung
und ihre Abhängigkeit
von der Rotorstellung in einer besonders einfachen Weise zu steuern.
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Obwohl
in der Erregungsschaltung aus den 5a und 5c MOSFET's verwendet werden, ist
zu erkennen, dass es auch möglich
wäre, andere Schaltertypen
in der Schaltung zu verwenden, beispielsweise Thyristoren und IGBT's (bipolare Transistoren
mit isoliertem Gate).
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In
einer weiteren Ausführung
der Erfindung für
das Steuern eines Nebenschlussmotors ist die Mikrosteuereinrichtung
programmiert, um während
der gesamten Beschleunigung oder während eines Teils davon eine
kontinuierliche Erregung des Feldschalters zu erzielen, während die
Modulation der Ankerschalter erhalten bleibt. Dies kann eine schnellere Beschleunigung
des Motors ergeben und ist eine weitere Vereinfachung der Steuerungskompliziertheit.
Bei der Betriebsweise mit hoher Drehzahl ist es vorteilhaft, den
den Feldwicklungen zugeführten Strompegel
zu verringern, wenn sich die Motordrehzahl nahe der Leerlaufdrehzahl
befindet. Dies kann durch Abschalten es Feldschalters 54 für die Zeit
erfolgen, in der keiner der Ankerschalter 50 oder 51 eingeschaltet
ist.
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Die
Position der Ankerstromimpulse und damit des Rotorstellungssensors
relativ zu den tatsächlichen
Rotorlaminierungen ist entscheidend für das Erhalten der besten Motorleistung.
Zum Erreichen einer optimalen Leistung sollte eine magnetomotorische
Kraft (MMF) positiver Polarität
am Anker vorhanden sein, wenn die induzierte Ankerspannung (wegen
der Veränderungsrate
der Feldflusskopplung der Ankerwicklung) positiv wird, d.h. die
innere induzierte Ankerspannung (die Gegen-MMK) dem angelegten Ankerstrom
entgegengesetzt ist. Da die Ankerwicklung induktiv ist, braucht
der Strom Zeit, um sich zu verändern,
wodurch eine Verzögerung
beim Aufbau des Stroms in Bezug auf die Auslösung des Steuersignals für den entsprechenden
Ankerschalter verursacht wird. Bei geringen Drehzahlen entspricht diese
Zeit keinem bedeutenden Drehwinkel. Bei hohen Drehzahlen kann jedoch
diese Verzö gerung
zu einem bedeutenden Verlust an Ausgangsleistung führen. Es
gibt zwei Wege zur Lösung
dieses Problems.
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Der
Rotorstellungssensor kann so positioniert werden, dass der Übergang
dicht am Nulldurchgang der Gegen-EMK liegt. Bei hoher Drehzahl kann die
Mikrosteuereinrichtung die gemessene Drehzahl nutzen, um die Sensorübergänge im Voraus
zu bestimmen und vor dem Sensorübergang
einen Ankerimpuls auszulösen.
Solche elektronischen Voreilungsschemata sind als solche bekannt.
Bei sehr hohen Drehzahlen, wenn die Zeit zwischen den Sensorübergängen kurz
sein kann, kann jedoch die aus solchen Schemata erhaltene Genauigkeit
geringer werden, es sei denn, dass eine teure Mikrosteuereinrichtung
verwendet wird. Ein solches Schema ist auch bei der Vorhersage des
Einschaltpunktes ungenau, wenn schnelle Veränderungen der Drehzahl auftreten.
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Alternativ
kann der Rotorstellungssensor vor dem Nulldurchgang der induzierten
Ankerspannung mechanisch positioniert werden, so dass die Sensorübergänge bei
hoher Drehzahl korrekt positioniert sind, um sicherzustellen, dass
der Strom Zeit hat, sich in jeder Ankerwicklung aufzubauen, ohne
dass irgendeine komplizierte Steuerung erforderlich ist, und es
somit ermöglicht
wird, dass eine einfache und billige Mikrosteuereinrichtung verwendet
werden kann. Ein solches Schema weist jedoch den Nachteil auf, dass
bei niedrigen Drehzahlen der Sensorübergang eine Umkehrung der
Anker-MMK auslösen kann,
bevor dies wirklich erforderlich ist. Bei einer solchen mechanischen
Voreilung des Stellungssensors ist es daher bei niedrigen Drehzahlen
erforderlich, das Reagieren des Sensorübergangs zu verzögern, bis
der Rotor sich um einen weiteren Winkel gedreht hat, der dem Winkel
der mechanischen Voreilung entspricht. In einer Anwendung dieser
Anordnung hat sich herausgestellt, dass bei hoher Drehzahl eine
mechanische Voreilung des Stellungssensors von 11° vorteilhaft
ist (in Bezug auf 45°-Abschnitte im Ein-Zustand
und 45°-Abschnitte
im Null-Zustand).
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Da
dies etwa ein Viertel der Zeit zwischen den Übergängen ist, ist es relativ einfach,
in eine preiswerte digitale Mikrosteuereinrichtung eine Verzögerung von
einem Viertel der gemessenen Gesamtzeit einzusetzen. Die in einer
solchen Anordnung erhaltenen Steuersignale sind in 14 dargestellt.
Dabei sind unter a) das Stellungssensorsignal, unter b) die Schaltsteuersignale
für einen
Ankerschalter, unter c) die Anker-MMF und unter d) der Feldstrom
dargestellt.
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Unter
geringen Lastbedingungen ist es nicht bei allen Drehzahlen erforderlich,
die volle Motorleistung zu entwickeln, und daher können die
Ankerimpulse wesentlich kürzer
als die verfügbare
Zeit zwischen den Rotorstellungssignalübergängen sein. Unter solchen Umständen ist
es vorteilhaft, das Anlegen der Ankerimpulse sogar um eine noch
weitere Zeit zu verzögern,
wenn die induzierte Ankerspannung sich bei einem Maximum befindet.
Ein solches Steuerungsverfahren liefert bei geringer Belastung den maximalen
Motorwirkungsgrad.
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Von
den beiden vorher angeführten
Lösungen
ermöglicht
das Verfahren der mechanischen Voreilung des Stellungssensors die
Verwendung einer einfacheren Mikrosteuereinrichtung und wird aus
diesem Grund bevorzugt.
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Abschließend werden
die Betriebsarten einer hohen Drehzahl und hohen Last für eine bevorzugte
Ausführung
der Erfindung beschrieben, die für einen
speziellen Motor entwickelt wurden, um einen Betrieb mit konstanter
Leistung zu erhalten, wenn der Motor von 15.000 U/min herunter auf
7.500 U/min belastet wird. Es sei darauf hingewiesen, dass diese
Algorithmen alle auf einfachen Multiplikationen und Divisionen basieren,
die durch Addition und Bit-Verschiebung in einer einfachen, preiswerten
Mikrosteuereinrichtung ausgeführt
werden können.
Eine ähnliche
Art des Herangehens könnte
mit einer in einem Speicher gespeicherten Nachschla getabelle erreicht werden.
Dies würde
jedoch das Speichern von mehr Daten erfordern.
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Das
Belasten des Motors bewirkt, dass die Drehzahl von der Leerlaufdrehzahl
abfällt,
die geringfügig über 18.000
U/min beträgt.
Wenn sich die Drehzahl verringert, kommt eine Anzahl von aufeinanderfolgenden
Algorithmen zur Anwendung, um die Impulsbreite zu steuern, die innerhalb
der verfügbaren Zeit
jedes Sensorbereichs an jede Ankerspule angelegt wird. Zu Erläuterungszwecken
befindet sich der Einschaltpunkt in allen diesen Algorithmen an
der Veränderung
des Sensorzustands, d.h. 11° vor
der Veränderung
der Polarität
der Gegen-EMK, obwohl unter bestimmten Betriebsbedingungen der Motorwirkungsgrad
durch Verzögern
des Einschaltpunktes verbessert werden kann.
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Die
Last-Routinen sind wie folgt:
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Leerlaufdrehzahl bis 15.000
U/min.
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Die
Impulsbreite wird unter Verwendung von ((3·Sensor) – 267) × 4 μsberechnet,
wobei "Sensor" einen Zählwert der
Mikrosteuereinrichtung 32 bezeichnet, der die Zeit zwischen
den Sensorübergängen darstellt.
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Dieser
Algorithmus erhöht
die Impulsbreite des minimalen Werts bei Leerlaufdrehzahl und erreicht
bei 15.000 U/min eine maximale Impulsbreite von 416 μs. Das entspricht
einer Ankererregung während
83,5 % der verfügbaren
Zeit.
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15.000 U/min bis 14.300
U/min
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Die
Impulsbreite verringert sich schnell, um eine scharfe Knickstelle
in der Drehmoment-Drehzahl-Kurve zu ergeben, wobei die Reduzierung
des Maximalwerts bei 15.000 U/min auf 73 % bei 14.300 U/min erfolgt.
Der Algorithmus während
dieser Zeit ist (224 – Sensor) × 4 μs
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Das
Negativzeichen im Ausdruck, der "Sensor" beinhaltet, stellt
sicher, dass sich die Impulsbreite in der Absolutzeit verringert,
obwohl der Wert von "Sensor" ansteigt.
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14.300 U/min bis 12.300
U/min
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Der
Algorithmus während
dieser Zeit ist (3/16 × Sensor) + 71 × 4 μs
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Dieser
Algorithmus verringert den Prozentsatz der EIN-Zeit des Ankers auf
einen Wert von 66 % bei 12.300 U/min.
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12.300 U/min bis 7.500
U/min
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Der
Algorithmus verändert
sich nun zu (Sensor/4 + 62)·4 μs
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Dies
ermöglicht
einen langsameren Abfall des Prozentsatzes der Ein-Zeit, wenn die
Drehzahl weiter abfällt,
um den Betrieb nahe einer konstanten Leistung aufrechtzuerhalten
(17 in 13).