DE69722181T2

DE69722181T2 - Kohärente modulation von cpm (continuous phase modulation)-signalen

Info

Publication number: DE69722181T2
Application number: DE69722181T
Authority: DE
Inventors: Rajaram Ramesh
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-02-09
Filing date: 1997-01-31
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2017-02-01
Also published as: EP0879522B1; KR100439553B1; CN1215520A; US5796780A; AU2115697A; BR9707385A; JP3756523B2; WO1997029576A1; JP2000504895A; EP0879522A1; DE69722181D1; AU725402B2; KR19990082417A

Description

Fachgebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein das Fachgebiet der digitalen Kommunikation. Im einzelnen betrifft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur kohärenten Modulation und Demodulation von digitalen Kommunikationssignalen.

Hintergrund der Erfindung

Herkömmliche digitale Übertragungsschemata mit kontinuierlicher Phase (CPM) verwenden von Natur aus eine Differenzkodierung, um die Eigenschaft der kontinuierlichen Phase des Modulationsschemas zu implementieren. Solch ein Schema wird beispielsweise in T. Aulin J. B. Anderson und C. E. W. Sundberg, Digital Phase Modulation, Applications of Communications Theory, Plenum Press, New York, 1986 beschrieben. CPM-Signale werden typischerweise unter Verwendung eines Kohärenz-Demodulators demoduliert und dann differenziell detektiert bzw. erkannt, um die Datensymbole zu erhalten. Ein Nachteil des Differenzerkennungsprozesses liegt darin, dass ein Fehler in jedem demodulierten Symbols bei der Ausgabe durch den Demodulator zu Fehlern in zwei Ausgabedatensymbolen führt. Diese Fehlerrate ist die Doppelte der Fehlerrate, die mittels kohärenter Demodulation eines kohärenzmodulierten Signals erzielt wird.
Bei einem Gaußschen Kanal bewirkt diese Verdoppelung der Symbolfehlerrate keinen signifikanten Leistungsverlust. Jedoch variiert bei einem Fading- bzw. Schwund-Kanal die Bit- Fehlerrate (BER) linear mit dem Signal-Zu-Rausch-Verhältnis (SNR); von daher impliziert die Verdoppelung der Symbolfehlerrate einen 3 dB Leistungsverlust. Um diesen Verlust zu vermeiden, ist ein kohärentverschlüsseltes CPM- Schema wünschenswert.
Für die meisten Anwendungen, die eine Übertragung von digitalen Daten über nicht lineare und/oder Schwund-Kanälen erfordern, ist eine digitale Modulation mit konstanter Einhüllenden wünschenswert. Aufgrund ihrer Einfachheit wurden häufig Modulationsschemata mit konstanter Einhüllenden, wie etwa die Phase-Shift- bzw. Phasen- Verschiebungsverschlüsselung (PSK) und die Frequenz- Verschiebungverschlüsselung (FSK), verwendet. Der anhaltende Bedarf für eine bessere spektrale Auslastung führte zu einer Suche nach Modulationsschemata mit besserer Bandbreiteneffizienz. Es ist bekannt, dass die Bandbreite von digitalen Modulationsschemata mit konstanter Einhüllenden durch Glätten der Variationen der informationstragenden Phase unter Verwendung eines analogen Filters reduziert werden kann. Solch ein Modulationsschema wird Modulation mit konstanter Phase (Continious Phase Modulation; CPM) genannt.
Zusätzlich zur verbesserten spektralen Effizienz stellen CPM- Schemata ein Kodiergewinn über PSK-Schemata bereit. Der Kodiergewinn begründet sich aus dem Speicher, der mittels des analogen Phasenformungsfilters eingeführt wird, welcher von einem Gitter- bzw. Trellis-Dekoder verwendet wird, um die übertragenen Datensymbole zu decodieren.
Ein kohärent moduliertes CPM-System wird beispielsweise in Rimoldi, "A Decomposition Approach to CPM", IEEE Transactions on Information Theory, 34(2): 260-270 (1988) beschrieben.
Rimoldi offenbart ein CPM-System, welches einen linearen, zeitinvarianten Encoder mit kontinuierlicher Phase und einen linearen, zeitinvarianten, speicherlosen Modulator aufweist. Das durch Rimoldi offenbarte zeitinvariante gekippte Phasengitter resultiert in einem speicherlosen Modulator von reduzierter Komplexität. Auch sind der Encoder mit kontinuierlicher Phase und der Decoder einfacher als die bei früheren MSK-Systemen, und die Bit-Fehlerwahrscheinlichkeit für geeignete Signal-Zu-Rausch-Verhältnisse (SNRs) wird um einen Faktor zwei reduziert. Das Rimoldi System lehrt jedoch eine komplexe Implementation und zeigt nicht, wie ein herkömmliches CPM-Schema in ein Modulationsschema mit konstanter Einhüllenden konvertiert wird, in welchem die Datensymbole kohärent verschlüsselt werden.
CPM-Schemata, welche Nyquist-3 Pulsformung verwenden, wurden für die Verwendung in mobilen Kommunikationssystemen vorgeschlagen, wie beispielsweise in Sayar und Pasupathy, "Nyquist-3 Puls Shaping and Continuous Phase Modulation", IEEE Transactions on Communications, COM-35(1): 57-67 (1987). Sayar et. al. offenbaren, wie eine Nyquist-3 Pulsformung in CPM-Schemata allgemein verbesserte spektrale Qualitäten bereitstellt. Sayar et. al. offenbaren jedoch nicht, wie eine Nyquist-3 Pulsformung im praktischen Gebrauch für kohärent modulierte Datensymbole implementiert werden kann. Ferner berücksichtigt Sayar et. al. nicht Leistungsbeschränkungen, die bei praktischen Anwendungen von Nyquist-3 Pulsformungen mit konventionellen Empfängerfiltern anhaften.
Es ist wünschenswert, ein Modulationsschema mit kontinuierlicher Phase derart anzupassen, um eine kohärente Modulation und eine kohärente Verschlüsselung von Datensymbolen durchzuführen, um eine geringere Fehlerrate über einen Fading- bzw. Schwund-Kanal zu erhalten. Es ist ferner für solch ein CPM-Signal wünschenswert, unter Verwendung eines einfacheren Demodulators demoduliert zu werden.

Zusammenfassung der Erfindung

Die vorliegend Erfindung löst die oben genannten Probleme und liefert durch das Bereitstellen eines Verfahrens zur kohärenten Modulation von CPM-Signalen andere Vorteile. Gemäß exemplarischen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung wird digitale Information in der Gestalt von Datensymbolen verschlüsselt; die verschlüsselte Information wird durch einen kohärenten CPM-Modulator geschickt. Der Empfänger tastet das übertragen Informationssignal bei Symbolintervallen oder anderen bestimmten Intervallen ab und demoduliert und decodiert bzw. entschlüsselt die abgetastete Information.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Ein besseres Verständnis der Merkmale, Betriebsweise und Vorteile der vorliegenden Erfindung kann durch das Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen erlangt werden, in welchen gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten bezeichnen, und in welchen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines exemplarischen Kommunikationssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 2A-B Ablaufdiagramme sind, welche alternative exemplarischen Kommunikationsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung zeigen;
Fig. 3A-B jeweils eine graphische Darstellung eines exemplarischen Phasenpuls für die Verwendung in dem System und in dem Verfahren der vorliegenden Erfindung und ein graphischer Vergleich der Spektren des Gesamtansprechverhaltens und der Nyquist-3 CPM-Schemata sind;
Fig. 4A-B jeweils ein Scatterplot und ein Augendiagramm der empfangenen. Symbole unter Verwendung eines Schmalband IF-Filters sind; und
Fig. 5 ein Scatterplot der empfangenen Symbole unter Verwendung eines Kompensationsfilters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Ein CPM-Signal ist gekennzeichnet durch einen Frequenzpuls g(t) oder durch einen entsprechenden Phasenpuls f(t). Die Beziehung zwischen den beiden ist wie folgt:
f(t) = g(u)du (1)
Typischerweise ist g(t) auf einige Intervalle (0, LT) zeitlich beschränkt. Zusätzlich ist die Normalisierung auf f(t) derart, dass:
f(∞) = 1/2 (2)
Im Hinblick auf eine Sequenz bzw. auf eine Folge von Datensymbolen ak und ein Modulationsindex h wird ein Übertragen des CPM-Signals gegeben durch:
s(t) = ej2πh Σ akg(t-kT)dt
Bezüglich f(t) kann die Gleichung (3) wie folgt umgeschrieben werden:
s(t) = ej2πhΣ akf(t-kT) (4)
Die Eigenschaft der konstanten Einhüllenden eines CPM-Schemas wird aus der obigen Gleichung offensichtlich. Es wird verstanden werden, dass die Gleichungen (3) und (4) im CPM- Schemata eine systematische bzw. inhärente Differential- Entschlüsselung verwenden.
Der Frequenzpuls g(t) ist nur dann über das Intervall (0, LT) ungleich Null, wenn T die Symbolzeitperiode und L eine positive Zahl sind. Dieses impliziert, dass folgendes gilt:
Unter Verwendung der obigen Information kann die Gleichung (4) für das übertragene CPM-Signal für mT ≤ t ≤ (m + 1)T wie folgt umgeschrieben werden.
wobei
τ = t - mT, k eine Grenze der Summe und m eine positive Zahl sind. (7)
In einem 4-Level CPM-Schema mit Modulationsindex 0,25 können beispielsweise die Symbolfrequenz bzw. Folge ak {-3, -1, 1, 3} und die verschlüsselte Symbolfrequenz âk derart definiert werden, dass âk {0, 1, 2, 3} gilt. Die Beziehung zwischen den Symbolen ak und verschlüsselten Symbolen âk kann wie folgt definiert werden:
ak = 2âk - 3 (8)
Von daher ist in diesem Beispiel das CPM-Signal gegeben durch:
Aus Gleichung (10) wird ersichtlich, dass das modulierte Signal in einen datenunabhängigen Term si(t) geteilt werden kann, welcher gegeben ist durch:
und in einen datenabhängigen Term sd(t) geteilt werden kann, welcher gegeben ist durch:
Es wird verstanden werden, dass die erste Summe in dem Ausdruck für sd(t) in. Gleichung (12) nur eindeutig modulo-4 durch die Wirkung der komplexen exponentiellen Operation ist.
Nun sei eine zweite Symbolfolge bk betrachtet, welche wie folgt definiert ist:
bk = ( âl)mod4 (13)
wobei mod N den durch N geteilten Rest bedeutet. Es wird verstanden werden, dass N in einem allgemeinen Fall durch 2q dargestellt werden kann.
Da in diesem Beispiel
bk {0, 1, 2, 3} (14)
und
âk = (bk - bk-1)mod4 (15)
gilt, kann dann hinsichtlich der zweiten Symbolfolge bk der Ausdruck für sd(t) wie folgt umgeschrieben werden:
Der Ausdruck für si(t) verbleibt unverändert.
Ein herkömmlicher Kohärenz-Demodulator detektiert bzw. erkennt die erste Symbolfolge ak durch Abschätzen der zweiten Symbolfolge bk und führt dann die in Gleichung (15) gezeigte Differential-Erkennungsoperation durch, um die erste Folge ak zu ermitteln. Erfindungsgemäß weist die zweite Symbolfolge bk sämtliche Information tragenden Symbole auf, und eine Differentialerkennung wird nicht erforderlich. Von daher ist solch ein bk -Signal ein kohärent moduliertes CPM-Signal.
Nun unter Bezugnahme auf Fig. 1 ist ein Blockdiagramm eines exemplarischen Kommunikationssystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Das System weist einen Sender, welcher einen Encoder 10 zum Verschlüsseln eines digitalen Informationssignals, das eine Anzahl von Datensymbolen enthält, und einen Modulator 14 auf zum Modulieren der Datensymbole und zum Übertragen des gefilterten und verschlüsselten digitalen Signals. Der Modulator 14 schließt einen Filter für eine Pulsformung ein. Das System weißt ferner einen Empfänger 16 zum Empfang des übertragenen Signals auf. Der Empfänger 16 weist einen Decoder 18 zum Decodieren bzw. Entschlüsseln des übertragenen Signals auf. Der Decoder 18 kann mit einem Viterbi-Decoder implementiert sein, welcher einen gemäß Gleichung (16) formulierten endlichen Automaten modelliert, oder er kann irgendeinen anderen geeigneten Decoder einschließen. Der Empfänger 16 kann ebenso einen Filter (nicht dargestellt) aufweisen, wie etwa ein Schmalband IF-Empfangsfilter oder einen Vielfach-Abgriffkompensationsfilter, wie es nachfolgend detaillierter beschrieben wird, zum Filtern des empfangenen, übertragenen Signals.
Nun unter Bezugnahme auf die Fig. 2A bis B sind Ablaufdiagramme gezeigt, welche zwei alternative exemplarische Kommunikationsverfahren zur Übertragung von Datenkommunikationssignalen von einem Sender zu einem Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung beschreiben. Zunächst sich beziehend auf die Fig. 2A bezieht ein Sender Datenbits von einer Quelle in Schritt 100. In Schritt 102 bildet (map) der Sender Sätze von q Datenbits in Datensymbole bk, wobei die Symbole bk einen der Werte {0, 1, .. 2q - 1} haben und k ein Zeitindex ist. Es wird verstanden werden, dass die Datenbits vor der in Schritt 102 durchgeführten Abbildung durch einen Kanal-Encoder hindurchgeschickt werden können.
In Schritt 104 erzeugt der Sender ein Datenabhängiges Signal der folgenden Gestalt:
sd(t) = ej2πh(bm-L+Σ 2[(bm-L+K-bm-L+k-1)mod2q]·f(τ+LT-kT))
, wobei h der Modulationsindex der Gestalt K/2q für eine Zahl K und f(τ) ein normalisierter Phasepuls ist.
In Schritt 106 erzeugt der Sender ein datenunabhängiges Signal der folgenden Gestalt:
In Schritt 108 erzeugt der Sender ein Produktsignal, welches das Produkt des datenabhängigen Signals und des Datenunabhängigen Signals ist. In Schritt 110 wird das Produktsignal über einen Kommunikationskanal von dem Sender zu dem Empfänger übertragen.
In Schritt 112 empfängt der Empfänger das übertragene Produktsignal und demoduliert und/oder decodiert bzw. entschlüsselt das empfangene Signal durch Abschätzen der Datensymbole bk von dem empfangenen Signal und durch Ermittlung der Datenbits von der Abschätzung der Datensymbole. Der Empfänger erkennt bzw. detektiert in bevorzugter Weise den. Phasenwinkel der empfangenen Signale bei bestimmten Abtastungsintervallen. Für den Fall, wo die Quellbits vor der in Schritt 102 durchgeführten Abbildung durch einen Kanal-Encoder geschickt wurden, wird das empfangene Signal durch einen Demodulator geleitet, welcher Bedarfs-Informations- bzw. Soft-Informations-Repräsentanten der verschlüsselten, mittels des Kanal-Encoders erzeugten Quellbits ausgibt, und die Soft-Information wird durch einen Kanal-Decoder geschickt, um die Quellbits abzuschätzen.
Nun unter Bezugnahme auf Fig. 2B ist ein alternatives Kommunikationsverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt Die Schritte 100 und 102 sind die gleichen wie in dem Fig. 2A gezeigten Verfahren. Das Verfahren von Fig. 2B unterscheidet sich von dem der Fig. 2A in Schritt 103, in welchem der Sender Datensymbole âk von den in Schritt 102 erzeugten Symbolen bk erzeugt, wobei folgendes gilt:
âk = (bk - bk-1)mod2q
und dann ak erzeugt, wobei folgendes gilt:
ak = 2âk - (2q - 1)
In Schritt 105 werden die Datensymbole ak durch einen CPM- Modulator bei dem Sender hindurchgeleitet, um ein moduliertes Datensignal mit kontinuierlicher Phase auszubilden. Der CPM- Modulator weist einen Filter auf, welcher einen Phasenpuls f(τ) hat.
In Schritt 107 überträgt der Sender das modulierte Signal mit kontinuierlicher Phase über einen Kommunikationskanal, und das übertragene Signal wird in Schritt 112, wie obig unter Bezugnahme auf Fig. 2A beschrieben, empfangen, abgetastet und demoduliert und/oder decodiert.
Es wird verstanden werden, dass andere geeignete Verfahren, welche die Prinzipien der vorliegenden Erfindung einschließen, für einen Fachmann leicht ersichtlich sein werden.
Der Decoder/Demodulator 18 für das kohärente CPM kann beispielsweise ein Viterbi-Decoder sein, der für das CPM- Signal einen endlichen Automaten moduliert. Ein exemplarischer Automat kann unter Verwendung der Beschreibung in Gleichung (16) formuliert werden. Ein Zustand kann mittels des L-Tupel Satz von Werten {bm-L, .., bm-1} dargestellt werden. Eine Eingabe von bm in den endlichen Automaten in dem obigen Zustand bewirkt einen Übergang zu dem Zustand {bm-L, .., bm-1}, während ein mittels der Gleichung (16) und (11) gegebenes Ausgabesignal emittiert wird. Die Anzahl der Zustände ist gleich 4L in einem 4-Level CPM-Schema.
Ein Gesamtansprechverhalten CPM-Schema ist ein solches, in welchem der Frequenzpuls g(t) lediglich in dem Bereich (0, T) unterstützt. In solch einem Schema kann das Gesamtansprechverhalten aufgrund des Modulationssymbols in einem Symbolintervall erzielt werden. Gemäß einer exemplarischen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann ein Nyquist-3 CPM-Schema unter Verwendung eines Nyquist- 3 Filters als ein Filter implementiert werden, um ein Nyquist-3 Puls als den Frequenzpuls zu verwenden. Ein Nyquist-3 Puls hat Unterstützung über vielfache Symbolintervalle; wenn jedoch das CPM-Signal bei Symbolintervallen beobachtet wird, dann ist das Verhalten ähnlich dem eines Gesamtansprechverhalten CPM-Signals.
Ein Nyquist-3 Phasen Puls ist wie folgt definiert:
f(kT) = 0, k ≤ n
= 0,5, k ≥ n + 1
wobei k eine Zahl ist (17)
Solch ein Puls kann durch das Hindurchschicken eines Pulses mit Null ISI (d. h., ein Nyquist-Puls) durch ein Filter erzeugt werden, welches ein Frequenzansprechverhalten aufweist, das im wesentlichen gleich dem einer umgekehrten Sinus-Funktion ist. Nun unter Bezugnahme auf Fig. 3A ist eine graphische Darstellung eines Nyquist-3 Phasenpuls als ein Beispiel gezeigt. Obwohl ein Gesamtansprechverhaltenpuls die Gleichung (19) erfüllt, stellt ein Nyquist-3 CPM-Schema verbesserte spektrale Qualitäten über ein Gesamtansprechverhalten CPM-Schema bereit. Im einzelnen können die Nebenkeulenlevels in dem Spektrum beträchtlich reduziert werden unter Verwendung eines Nyquist-3 CPM anstelle eines Gesamtansprechverhalten-CPM. Nun unter Bezugnahme auf Fig. 3B ist ein Vergleich der Spektren eines 4-Level CPFSK, welches einen Gesamtansprechverhaltenrechteckpuls als Frequenzpuls verwendet, mit den Spektren eines Nyquist-3 CPM-Schema unter Verwendung des Phasenpulses von Fig. 3A gezeigt.
Dieses kann mathematisch gesehen gezeigt werden durch Betrachtung der Gleichung für den datenabhängigen Teil des kohärenten modulierten CPM-Signals, d. h.:
Bei Zahlvielfachen der Symbolzeitperiodeverwendung in der obigen Gleichung gibt die Gleichung (19) folgendes ab:
oder äquivalent:
Sd((N + n)T) = ej0,5nbN (20)
Von daher kann das Signal durch Entfernen des datenunabhängigen Teiles von dem empfangenen Signal durch einfaches Beobachten von diesem bei den Abtastungspunkten demoduliert werden. Dieser CPM-Demodulator 18 führt zu einer wesentlich reduzierten Komplexität.
Wenn ein Schmalband-Empfangs-IF-Filter in dem Empfänger 16 verwendet wird, kann eine Signalverzerrung auftreten. Diese Verzerrung ist gering, wenn der Durchlassbereich des IF- Filters breiter als oder Bereich ist, welcher den größten Teil der CPM-Signalenergie enthält, jedoch kann, wie mittels des Scatter-Plots der empfangenen Symbole in Fig. 4A und mittels des Augendiagrammes in Fig. 4B gezeigt, zu einer Leistungsverschlechterung führen. Die Verzerrung bewirkt einen Leistungsverlust hinsichtlich PSK-Systemen; jedoch ist dieser Verlust durch die Tatsache aufgehoben, dass die Signalspitze-Zu-Mittelwertleistung des CPM-Signales geringer ist.
Ein Kompensationsfilter kann für den Empfangsfilter im Empfänger 16 verwendet werden, um das Leistungsverhalten zu verbessern. Beispielsweise kann ein 5-Abgriff Kompensationsfilter verwendet werden, welcher bei Halb- Symbolintervallen Abgriffe aufweist. Der Kompensationsfilter ist in bevorzugter Weise derart ausgelegt, um den Quadratfehler zwischen der Eingabe und der bekannten Ausgabe zu minimalisieren und um dadurch im wesentlichen die Leistungsverschlechterungseffekte der konventionellen Empfängerfilter, wie obig beschrieben, zu reduzieren. In der Praxis kann ein Algorithmus, wie etwa der Fehlerquadrat- Algorithmus (LMS) oder ein äquivalenter Algorithmus, verwendet werden, um die Abgriffe des Kompensationsfilters zu ermitteln. Die Fig. 5 zeigt Scatter-Plots der empfangenen Symbole mit und ohne den Kompensationsfilter. Es wird verstanden werden, dass der Kompensationsfilter das Leistungsverhalten dadurch verbessert, indem die außen liegenden Punkte näher an den aktuellen Konstellationspunkt gebracht werden.
Während die vorhergehende Beschreibung viele Details und Spezifikationen enthält, wird es verstanden werden, dass diese lediglich exemplarisch sind und nicht die Erfindung einschränken sollen. Viele Modifikationen bezüglich der offenbarten Beispiele werden leicht für einen Fachmann offensichtlich, welcher nicht von dem Umfang der Erfindung abrücken, wie er mittels der beigefügten Ansprüche und deren legalen Äquivalenten definiert ist.

Claims

1. Ein Verfähren zum Übertragen und Empfang eines digitalen Kommunikationssignals, folgende Verfahrensschritte aufweisend:

- Beziehen von Datenbits von einer Quelle;

- Abbilden bzw. Umsetzen von Sätzen von q Datenbits in Datensymbole bk, welche einen der 2q Werte {0, 1, .. 2q - 1} aufweisen, wobei k ein Zeitindex ist;

- Erzeugen eines datenabhängigen Signals

sd(t) = ej2πh(bm-L+Σ 2[(bm-L+K-bm-L+k-1)mod2q]·f(τ+LT-kT))

, wobei h ein Modulationsindex von der Form K/2q für eine Zahl K, f(τ) ein normalisierter Phasenpuls, L und m positive Zahlen sind;

- Erzeugen eines datenunabhängigen Signals

, wobei sd(t) und si(t) für ein Zeitintervall mT < t < (m + 1)T gültig sind;

- Erzeugen eines Produktsignals aus dem datenabhängigen Signal und dem datenunabhängigen Signal;

- Übertragen des Produktsignals über einen Kommunikationskanal;

- Empfang des übertragenen Produktsignals; und

- Demodulation des empfangenen Signals durch Abschätzen der Datensymbole bk aus dem empfangenen Signal, wobei die Datenbits aus der Abschätzung der Datensymbole ermittelt werden.

2. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Phasenpuls eine Nyquist-3 Pulsformgebung aufweist.

3. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner den Verfahrensschritt des Filterns des empfangenen Signals durch einen Kompensationsfilter vor dem Verfahrensschritt der Demodulation aufweisend.

4. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei der Schritt der Demodulation das Abtasten des Phasenwinkels des empfangenen Signals bei bestimmten Abtastungsintervallen aufweist.

5. Das Verfahren gemäß Ansprüch 3, wobei das Kompensationsfilter ein 5-Abgriff Kompensationsfilter ist, welches bei Halb-Symbolintervallen Abgriffe aufweist.

6. Das Verfahren gemäß Anspruch 5, wobei das Kompensationsfilter einen mittleren quadratischen Fehlerwert zwischen dem empfangenen Signal und einem bestimmten, für den Empfänger bekannten Signal minimalisiert.

7. Das Verfahren gemäß Anspruch 6, wobei das Kompensationsfilter ein Vielfach- Abgriffkompensationsfilter ist, welches Abgriffe aufweist, die mittels eines Algorithmus nach der Methode der kleinsten Fehlerquadrate zu bestimmten Intervallen ermittelt werden.

8. Das Verfahren gemäß Anspruch 1, ferner den Verfahrensschritt des Verschlüsselns bzw. Codierens der Datenbits von der Quelle vor dem Verfahrensschritt des Abbildens bzw. Umsetzens aufweisend, und wobei der Verfahrensschritt der Demodulation durchgeführt wird, indem das empfangene Signal durch einen Demodulator hindurch geschickt wird, um Soft-Informations- Repräsentanten der codierten Datenbits zu erzeugen, und wobei die Soft-Information durch einen Kanaldecoder geschickt wird, um die Datenbits von der Quelle abzuschätzen.

9. Ein Verfahren zum Übertragen und Empfang eines digitalen Kommunikationssignals, folgende Verfahrensschritte aufweisend:

- Beziehen von Datenbits von einer Quelle;

- Abbilden bzw. Umsetzen von Sätzen von q Datenbits in zweite Datensymbole bk, welche einen der 2q Werte {0, 1 ... 2q - 1} aufweisen, wobei k ein Zeitindex ist;

- Erzeugen von ersten Datensymbolen âk, wobei gilt:

âk = (bk - bk-1)mod2q

- Erzeugen von neuen Datensymbolen ak, wobei gilt:

ak = 2âk - (2g - 1)

- Hindurchschicken der neuen Datensymbole ak durch einen Modulator zur Übertragung mit kontinuierlicher Phase, welcher einen Modulationsindex h und einen Phasenpuls f(τ) aufweist, um ein Modulationssignal mit kontinuierlicher Phase auszubilden;

- Übertragen des modulierten Signals mit kontinuierlicher Phase über einen Kommunikationskanal;

- Empfang des übertragenen Signals, und

- Demodulation des empfangenen Signals durch Abschätzung der Datensymbole bk von dem empfangenen Signal.

10. Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei der Phasenpuls eine Nyquist-3 Pulsformgebung aufweist.

11. Das Verfahren gemäß Anspruch 9, ferner den Verfahrensschritt des Filterns des empfangenen Signals durch einen Kompensationsfilter vor dem Verfahrensschritt der Demodulation aufweisend.

12. Das Verfahren gemäß Anspruch 9, wobei der Verfahrensschritt der Demodulation das Abtasten des Phasenwinkels von dem empfangenen Signals bei bestimmten Abtastungsintervallen aufweist.

13. Das Verfahren gemäß Anspruch 11, wobei das Kompensationsfilter ein 5-Abgriffkompensationsfilter ist, welches Abgriffe bei Halb-Symbolintervallen aufweist.

14. Das Verfahren gemäß Ansprüch 13, wobei das Kompensationsfilter einen, mittleren Fehlerquadratwert zwischen dem empfangenen Signal und einem bestimmten, dem Empfänger bekannten Signal minimalisiert.

15. Das Verfahren gemäß Anspruch 14, wobei das Kompensationsfilter ein Vielfach- Abgriffskompensationsfilter ist, welches Abgriffe aufweist, die mittels eines Algorithmus nach der Methode der kleinsten Fehlerquadrate (LMS) zu bestimmten Intervallen ermittelt sind.

16. Das Verfahren gemäß Anspruch 9, ferner den Verfahrensschritt der Codierung bzw. Verschlüsselung der Datenbits von der Quelle vor dem Verfahrensschritt der des Abbildens bzw. Umsetzens aufweisend, und wobei der Verfahrensschritt der Demodulation durchgeführt wird, indem das empfangene Signal durch einen Modulator geschickt wird, um Soft-Informations-Repräsentanten der codierten Datenbits zu erzeugen, und indem die Soft- Information durch einen Kanaldecoder geschickt wird, um die Datenbits von der Quelle abzuschätzen.