DE69929013T2

DE69929013T2 - Phasenschätzung bei Trägerrückgewinnung für QAM-Signale

Info

Publication number: DE69929013T2
Application number: DE69929013T
Authority: DE
Inventors: Alan Richardson Gatherer
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1998-09-25
Filing date: 1999-09-24
Publication date: 2006-08-17
Anticipated expiration: 2019-09-25
Also published as: CN1144437C; EP0989707A2; CN1265547A; EP0989707B1; EP0989707A3; US6560294B1; DE69929013D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung liegt im Gebiet der Datenübertragung und richtet sich insbesondere auf die Trägerrückgewinnung in phasenmodulierten Signalen, die bei einer solchen Übertragung verwendet werden.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Wie auf diesem technologischen Gebiet gut bekannt ist, werden verschiedene Modulationsverfahren nun üblicherweise für die Übertragung von digitalen Signalen mit hohen Datenraten verwendet. Im Allgemeinen werden diese Modulationsverfahren verwendet, um die übertragenen digitalen Informationen in ein analoges Signal zu codieren, indem eine festgelegte Anzahl von Bits zu einem "Symbol" gruppiert wird und dann ein Trägersignal gemäß dem digitalen Wert jedes Symbols in der übertragenen Sequenz moduliert wird.
Eine bedeutende Art und Weise, in der eine solche Modulation implementiert wird, ist eine Phasenmodulation, bei der der Wert jedes übertragenen Signals zumindest teilweise durch die Phase des Symbols relativ zum vorangehenden Symbol im seriellen Strom codiert wird. Bei der Phasenumtastung legt beispielsweise die relative Intersymbol-Phasenverschiebung den Symbolwert vollständig fest und an sich ist keine Amplitudenmodulation beteiligt. Eine übliche Art der Phasenumtastung ist die Quadratur-Phasenumtastung (QPSK), bei der die relative Phasenverschiebung von Symbol zu Symbol in Vielfachen von 90° vorliegt (daher die Quadratur-Nomenklatur). Die QPSK-Modulation codiert folglich digitale Zwei-Bit-Symbolwerte.
Eine weitere Art von Modulation umfasst sowohl die Phasen- als auch Amplitudenmodulation, so dass jedes Symbol als Kombination eines Amplitudenwerts (d. h. eines Werts eines definierten Satzes von Werten) und einer relativen Phasenverschiebung (auch als eine eines möglichen Satzes von definierten Phasenverschiebungen ausgewählt) codiert wird. Eine Art von Modulation in dieser Klasse wird als Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) bezeichnet. QAM-Modulationsverfahren werden im Allgemeinen durch ihre Anzahl von Elementen in ihrer festgelegten "Konstellation" von Werten bezeichnet. 16-QAM betrifft beispielsweise ein Modulationsschema, bei dem die Symbolamplitude einen von sechzehn möglichen Punkten im komplexen Raum belegen kann. In modernen Datenübertragungssystemen wurde nun 256-QAM zum Codieren von digitalen Acht-Bit-Symbolwerten (d. h. Bytes) in 256 mögliche Punkte im komplexen Raum populär.
Bei jeder dieser Modulationsarten werden die modulierten Signale natürlich mit einer Trägerfrequenz übertragen. Die Trägerfrequenz bestimmt die Rate, mit der die digitalen Signalwerte (Symbole) über die bestimmte physische und logische Datenübertragungseinrichtung übertragen werden, ob sie nun durch ein Koaxialkabel, eine Faseroptik oder verdrillte Leitungspaare implementiert ist.
Die Trägerrückgewinnung bezieht sich auf die Prozesse, die am Empfangsende eines modulierten Signals durchgeführt werden, durch die die Trägerfrequenz vom eingehenden Signal beseitigt wird und die restlichen Amplituden- und Phaseninformationen dann zur Decodierung in die digitalen Werte für jedes Symbol verfügbar gemacht werden. In herkömmlichen digitalen Hochleistungs-Datenübertragungsempfängern, beispielsweise Kabelmodems und dergleichen, wird diese Trägerrückgewinnung in verschiedenen Stufen durchgeführt. Typischerweise wird eine erste Demodulationsoperation, die auch als Abwärtsmischen bezeichnet wird, durchgeführt, um das eingehende Signal idealerweise auf ein um die Gleichspannung zentriertes Spektrum zu reduzieren. Realistisch ist das demodulierte Signal an diesem Punkt ein Signal mit im Wesentlichen niedriger Frequenz, das folgendermaßen dargestellt werden kann.
wobei S(t) den exakten Konstellationssymbolen entspricht (und folglich eine komplexe Größe ist, einschließlich der Phaseninformation). Da eine solche Demodulation der ersten Stufe nicht exakt genau ist, behält jedoch das demodulierte Signal im Allgemeinen einen leichten Phasenfehler bei, der über die Zeit variiert. In dieser Darstellung ist θ₀ ein Phasenfehler für ein gegebenes Symbol und Δf₀ ist eine Fehlerfrequenz, mit der dieser Phasenfehler über die Zeit variiert. Der n-Term betrifft Zufallsrauschen, das im Eingangssignal vorliegt. Hinsichtlich der komplexen Konstellation von möglichen Symbolwerten kann das demodulierte Signal der ersten Stufe als mit einem Phasenfehler entsprechend einer Rotation mit dem Winkel θ₀ der Konstellation S(t) von seiner wahren Position betrachtet werden, wobei die Rotation über die Zeit mit der Fehlerfrequenz Δf₀ variiert.
Die Trägerrückgewinnung umfasst somit auch einen Prozess, durch den die Phasenfehler aus dem demodulierten Signal beseitigt werden, wobei das wahre komplexe Signal S(t) zur Decodierung verbleibt. Dieser zusätzliche Prozess wird häufig als Derotation bezeichnet. Ein Phasenregelkreis (PLL) ist eine üblicherweise verwendete Schaltung zum Ausführen einer solchen Trägerrückgewinnung. Wie es auf dem Fachgebiet grundlegend ist, umfassen PLLs im Allgemeinen eine Phasenerfassungsschaltung, die ein Eingangssignal mit dem PLL-Ausgangssignal vergleicht und die ein Fehlersignal erzeugt, das der Phasendifferenz zwischen diesen entspricht; dieses Fehlersignal (typischerweise mit ausgefilterten Hochfrequenzschwankungen) wird dann beim Modulieren des Ausgangssignals gemäß dem Fehlersignal verwendet, so dass das Ausgangssignal schließlich mit dem Eingangssignal "synchronisiert". Aus dem stabilen Ausgangssignal wird über die Zeit ein zeitabhängiger Phasenfehler beseitigt und dieses ist somit zur Decodierung geeignet.
In modernen Trägerrückgewinnungsschemen mit hoher Datenrate wurde beobachtet, dass der Phasenerfassungsprozess von signifikanter Bedeutung ist. Die Datenrate eines modulierten Signals kann durch Codieren von mehr Bits pro Symbol erhöht werden, wobei folglich die Anzahl von Punkten in der Modulationskonstellation erhöht wird. Dies führt natürlich auch zu einem kleineren Phasenabstand zwischen benachbarten Konstellationspunkten, was eine genaue Phasenerfassung in den Trägerrückgewinnungsprozessen erfordert. Außerdem ist auch die Verstärkung der Phasenkorrektur, die durch den Phasendetektor als Funktion des Phasenfehlers erzeugt wird, wichtig, nicht nur bei der Bereitstellung einer Trägerrückgewinnung mit hoher Leistung, sondern auch beim Vermeiden von falschen Synchronisationssituationen.
Eine Art von herkömmlicher Phasenabschätzeinrichtung ist auf dem Fachgebiet als "Abschätzeinrichtungen vom Leistungstyp" bezeichnet. In dieser Hinsicht wird die Aufmerksamkeit auf Lindsey und Simon, Telecommunication Systems Engineering (General Publishing Company, 1973), S. 71-80, gerichtet. In diesen Systemen wird das Eingangssignal auf eine signifikant genügend hohe Leistung angehoben, so dass die Phaseninformation effektiv entfernt wird, wobei nur eine Information hinsichtlich des Phasenfehlers verbleibt. Diese Phasenabschätzeinrichtungen vom Leistungstyp sind bei reinen phasenmodulierten Signalen (PSK) nützlich, sind jedoch für Modulationsschemen wie z. B. QAM, bei denen die möglichen Phasen der Daten nicht gleichmäßig verteilt sind und bei denen der Phasenfehler daher nicht leicht zurückgewonnen werden kann, nicht besonders geeignet.
Eine weitere Art von herkömmlichem Phasenerfassungsschema wird nun mit Bezug auf 1 beschrieben, in der ein Beispiel einer herkömmlichen Trägerrückgewinnungsschaltung gezeigt ist. In diesem Beispiel empfängt die Trägerrückgewinnungsschaltung 2 ein demoduliertes Eingangssignal mit der Form: x' = xejθ + nwobei x dem tatsächlichen Signal entspricht, wobei n Zufallsrauschen (Gaußschem weißen Rauschen) entspricht und wobei θ der restliche Phasenfehler ist, der durch die Trägerrückgewinnungsschaltung 2 entfernt werden soll. Dieses Eingangssignal wird an einen Eingang des Multiplizierers 4 angelegt, der bei einem Versuch, den Phasenfehler an seinem Ausgang auf Null zu verringern, einen Phasenkorrekturfaktor e^–jθ auf dieses anwendet. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 4 ist ein Signal mit einem Phasenfehler ε entsprechend der Differenz zwischen dem Eingangsphasenfehler θ und einer abgeschätzten Phasenkorrektur θ, die auf dieses angewendet wird. Folglich soll der Phasendetektor 6 eine Phasenabschätzung θ des Eingangssignals ableiten, die nach Filterung durch ein Tiefpassschleifenfilter 8 auf den Phasengenerator 10 angewendet wird, um den Phasenkorrekturfaktor e^–jθ zu erzeugen. Das Tiefpassschleifenfilter 8 kann eine Art von Summierung oder Integration umfassen, insbesondere in jenen Fällen, in denen der Phasendetektor 6 eine Phasenabschätzung
in Form einer Ableitung einer Wahrscheinlichkeitsfunktion erzeugt.
Gemäß dieser herkömmlichen Phasenabschätzungsmethode arbeitet der Phasendetektor 6 durch effektives Maximieren einer Wahrscheinlichkeitsfunktion p(θ|x') und das Identifizieren des Winkels θ, der dieses Maximum ergibt, kann als erfasster Phasenfehler des Eingangssignals x' betrachtet werden. Nach der Anwendung der Bayes-Regel und Berücksichtigen sowohl, dass der Phasenwinkel vom Konstellationspunkt x unabhängig ist als auch dass die Wahrscheinlichkeitsverteilung des Phasenfehlers θ gleichmäßig ist, kann der folgende Wahrscheinlichkeitsfunktionsausdruck betrachtet werden:
wobei σ 2 / n die Rauschleistung des Gaußschen Rauschens ist und wobei K eine Konstante ist. Die Erweiterung des Quadratterms ändert den Logarithmus der Wahrscheinlichkeitsfunktion zu:
Der tatsächliche Signalwert x ist natürlich nicht a priori bekannt und daher wird diese Wahrscheinlichkeitsfunktion am besten als Summierung über die gesamte Konstellation von x folgendermaßen ausgewertet:
Eine exakte Auswertung dieses Ausdrucks kann betrachtet werden als:
Für eine gleichmäßige Wahrscheinlichkeitsverteilung von Symbolwerten x über eine Konstellation mit N Punkten kann die Summe folgendermaßen betrachtet werden:
was die gewünschte Wahrscheinlichkeitsfunktion von x' mit gegebenem θ zu Folgendem macht:
Gemäß dieser Methode wird dieser Ausdruck typischerweise durch verschiedene Abschätzungen der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) hauptsächlich auf Grund der Rechenkomplexität ausgewertet. Ferner wird die Bestimmung des Maximums der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) üblicherweise durch Abschätzung der Ableitung der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) durchgeführt, mit dem Verständnis, dass die Ableitung einer Funktion an einem Maximum Null ist. Ein Beispiel einer solchen Abschätzung der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ), wie in herkömmlichen entscheidungsgerichteten Phasenabschätzungsprozessen verwendet, die durch den Phasendetektor 6 in der Trägerrückgewinnungsschaltung 2 von 1 ausgeführt wird, verwendet eine Taylor-Reihen-Erweiterung der Wahrscheinlichkeitsfunktion. Diese und weitere herkömmliche Abschätzungen sind für nicht amplitudenmodulierte Signale wie z. B. die QPSK-Modulation ge eignet. Diese Abschätzungen führen jedoch im Allgemeinen einen signifikanten Fehler in QAM-Signale ein, insbesondere in Fällen, in denen die Anzahl N von Konstellationswerten groß wird, wie z. B. 64 oder 256.
Ein gut bekanntes Maß für die Wirksamkeit der Trägerrückgewinnung ist die so genannte S-Kurve. Die S-Kurve trägt das aus der Phasendetektorschaltung (z. B. Phasendetektor 6 von 1) ausgegebene Phasenkorrektursignal als Funktion des Phasenfehlers auf. Da die Kurve durch den Ursprung des Diagramms verläuft (Phasenfehler von Null, der zu einem Korrektursignal von Null führt) und in der Größe mit zunehmendem Phasenfehler (und mit derselben Polarität wie der Fehler) zunimmt, ist dieses Diagramm typischerweise für eine realistische Schaltungsanordnung idealerweise sinusförmig, daher der Name S-Kurve. Für typische Beispiele von Trägerrückgewinnungsschaltungen wie z. B. die in 1 gezeigten, insbesondere in dem Fall, in dem Abschätzungen der Wahrscheinlichkeitsfunktion durchgeführt werden, wie vorstehend beschrieben, sind die S-Kurven weit vom Ideal entfernt. 2 ist ein Beispiel einer S-Kurve für eine herkömmliche entscheidungsgerichtete Trägerrückgewinnungsschaltung, wie z. B. in 1 gezeigt und vorstehend beschrieben, für ein 64-QAM-Modulationsschema. Wie aus 2 ersichtlich ist, verhält sich das Phasenkorrektursignal bei sehr kleinen Phasenfehlern ziemlich gut, fällt jedoch bei etwas größeren Phasenfehlern schnell ab. Außerdem liegen in dieser S-Kurve falsche Nullpunkte FZ vor, die anzeigen, dass bestimmte von Null verschiedene Phasenfehler auch ein Korrektursignal von Null erzeugen können, was den Phasenfehler mit dem zurückgewonnenen Signal synchronisiert.
Ein System, das eine Trägerrückgewinnung durch Phasenkorrektur zeigt, kann in der Arbeit "Synchronisation Techniques for Digital Receivers", von Mengali et al., 1997, Plenum Press, New York, gefunden werden.
KURZZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren und eine Vorrichtung, wie in den Ansprüchen dargelegt.
Die Vorrichtung und das Verfahren können vorzugsweise durch eine moderne Digitalsignalprozessor-Technologie leicht implementiert werden.
Vorzugsweise verwenden die offenbarte Vorrichtung und das offenbarte Verfahren eine exakte Form der Wahrscheinlichkeitsfunktionsableitung bei der Phasenerfassung.
Die offenbarte Vorrichtung und das offenbarte Verfahren können für Anwendungen mit hoher Bandbreite wie z. B. Kabelmodems nützlich sein.
In Ausführungsformen können die Vorrichtung und das Verfahren, die von der vorliegenden Anmeldung offenbart werden, in einer Trägerrückgewinnungsschaltung implementiert werden, in der die Phasenerfassung durch die Erzeugung einer Ableitung einer Wahrscheinlichkeitsfunktion ausgeführt wird. Die Auswertung dieser Ableitung kann durch Summieren eines komplexen Operators über mindestens einen Teil der möglichen Punkte in der Modulationskonstellation durchgeführt werden. Das resultierende abgeleitete Signal entspricht dem Phasenfehler, der dann vom Phasendetektor erfasst wird und nach Filtern und Integration als Phasenkorrektur auf das Eingangssignal angewendet wird. Die Auswertung des abgeleiteten Signals verwendet vorzugsweise eine erhöhte Abschätzung der Zufallsrauschleistung für die Stabilität in der Korrektur-S-Kurve. Die abgeleitete Wahrscheinlichkeitsfunktion kann wegen der Recheneffizienz auch durch Summieren von nur Konstellationspunkten mit kleinem Betrag ausgewertet werden. Gemäß einer weiteren alternativen Implementierung der Schaltung und des Verfahrens der vorliegenden Anmeldung wird eine Taylor-Reihen-Abschätzung in Verbindung mit QAM- oder anderen amplitudenmodulierten Signalen verwendet.
KURZBESCHREIBUNG DER VERSCHIEDENEN ANSICHTEN DER ZEICHNUNG
Die vorliegende Erfindung wird nun beispielhaft mit Bezug auf bestimmte beispielhafte Ausführungsformen weiter beschrieben, welche in den begleitenden Zeichnungen dargestellt sind, in denen:
1 ein Schaltplan in Blockform von einer Trägerrückgewinnungsschaltung gemäß dem Stand der Technik ist.
2 ein Diagramm eines Phasenkorrektursignals als Funktion des Phasenfehlers für eine beispielhafte Implementierung einer herkömmlichen Trägerrückgewinnungsschaltung ist.
3 ein Schaltplan in Blockform von einem Kabelmodem ist, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung konstruiert ist.
4 ein Schaltplan in Blockform von einer Trägerrückgewinnungsschaltung im Kabelmodem von 3 ist, die gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung konstruiert ist.
5 ein Schaltplan in Blockform, der die Operationen eines Phasendetektors in der Trägerrückgewinnungsschaltung von 4 darstellt, gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung ist.
6 ein Ablaufdiagramm, das die Operation der Trägerrückgewinnungsschaltung von 4 darstellt, gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung ist.
7 ein S-Kurvendiagramm des Phasenkorrektursignals als Funktion des Phasenfehlers für eine beispielhafte Implementierung der Trägerrückgewinnungsschaltung von 5 ist, welche gemäß den Prozessen von 6 und gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung arbeitet.
8 ein Ablaufdiagramm, das die Operation der Trägerrückgewinnungsschaltung von 4 darstellt, gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung ist.
9 ein Ablaufdiagramm, das die Operation der Trägerrückgewinnungsschaltung von 4 darstellt, gemäß einer dritten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung ist.
10 S-Kurvendiagramme des Phasenkorrektursignals als Funktion des Phasenfehlers für beispielhafte Implementierungen der Trägerrückgewinnungsschaltung von 5, die gemäß den Prozessen von 8 und 9 arbeitet, und somit gemäß der zweiten bzw. der dritten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Anmeldung darstellt.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Mit Bezug nun auf 3 werden nun die Konstruktion und Funktionsweise der bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Anmeldung in Bezug auf ein Kabelmodem 20 beschrieben. Es soll selbstverständlich sein, dass die vorliegenden Lehren bei der Demodulation und der Trägerrückgewinnung von phasenmodulierten Signalen in verschiedenen anderen Anwendungen als Kabelmodems nützlich und vorteilhaft sein können, beispielsweise in digitalen Teilnehmerleitungsmodems (xDSL-Modems), drahtlosen Datenübertragungen und anderen Datenübertragungssystemen. Folglich werden die offenbarten bevorzugten Ausführungsformen in Verbindung mit dem Kabelmodem 20 beschrieben, da in Erwägung gezogen wird, dass Fachleute mit Bezug auf diese Patentbeschreibung leicht die hierin offenbarten Lehren in solchen alternativen Anwendungen implementieren können.
Wie in 3 dargestellt, sieht das Kabelmodem 20 eine Datenübertragung zwischen einer Arbeitsstation wie z. B. einem Personalcomputer (oder alternativ einer "nicht programmierbaren" Datenstation, auf dem Web basierendem Fernsehen und dergleichen) und einem Kabeldienstanbieter über ein herkömmliches Koaxialkabel C vor. Wie auf dem Fachgebiet weit verbreitet wird, umfassen Kabeldienstanbieter solche Einheiten wie Kabelfernsehgesellschaften und Telephon- und Telekommunikationsträger, so dass das Kabel C als Datenübertragungseinrichtung mit hoher Bandbreite sowohl für die Übertragung von Fernsehen als auch für andere Videoprogrammierung und auch für bidirektionale Datenübertragungen wie z. B. Internetzugang dient. Eine Abstimmeinrichtung 22 ist direkt mit dem Kabel C verbunden, um bidirektionale Übertragungen über das Kabel C mit den gewünschten Frequenzen durchzuführen. Die vom Kabelmodem 20 gesendeten und empfangenen Datenübertragungen werden als mit hohen Datenraten betrachtet und werden an sich typischerweise durch phasenmodulierte Signale ausgeführt. Die Modulation der Signale kann auch eine Amplitudenmodulation in Kombination mit einer Phasenmodulation umfassen, wie sie z. B. bei der digital modulierten Quadratur-Amplitudenmodulation (QAM) vorliegt; alternativ kann die Modulation dieser Signale für einige der hierin beschriebenen Beispiele auf eine Phasenmodulation eingeschränkt sein, wie z. B. im Fall der Quadratur-Phasenumtastung (QPSK). Wie auf dem Fachgebiet bekannt ist und wie vorstehend erörtert ist, ist die in herkömmlichen QAM, QPSK und anderen Modulationsschemen verwendete Phasenmodulation eine differentielle Phasenmodulation, bei der die Codierung jedes Symbols (zumindest teilweise) einer relativen Phasenverschiebung des Symbols relativ zum vorangehenden Symbol entspricht. Folglich ist ein absoluter Phasenstandard im Kabelmodem 20 nicht erforderlich.
Auf der Sendeseite des Kabelmodems 20 (mit Bezug auf die Übertragung von Daten von der Arbeitsstation zum Kabel C) empfängt eine Schnittstelle 28 digitale Daten von der Arbeitsstation gemäß einem speziellen Protokoll (z. B. PCI, USB, EtherNet) und überträgt diese Daten zur Medienzugriffssteuereinheit (MAC) 26. Die MAC 26 steuert die gesamte Operation des Kabelmodems 20 für sowohl das Senden als auch das Empfangen von Daten gemäß den verschiedenen Protokollen, die implementiert werden. Von der Arbeitsstation gesandte Daten werden von der MAC 26 an einen Bündelmodulator 29 angelegt, der die geeignete Codierung und Modulation der digitalen Daten ins gewünschte Format durchführt. Der Bündelmodulator 29 kann beispielsweise eine Reed-Solomon-Codierung für Zwecke der Fehlerkorrektur und -erfassung ausführen und moduliert auch die codierten Daten gemäß dem gewünschten Protokoll (z. B. QAM, QPSK). Der Bündelmodulator 29 kann auch eine Digital-Analog-Umsetzungsfähigkeit (DAC-Fähigkeit) umfassen, so dass sein Ausgangssignal in die Abstimmeinrichtung 22 ein moduliertes analoges Signal mit einer Verstärkung ist, die so ausgewählt wird, dass Kabelverluste kompensiert werden. Die Abstimmeinrichtung 22 legt dann dieses modulierte Signal an das Kabel C gemäß der speziellen Implementierung an.
Die vorliegenden Lehren richten sich insbesondere auf die Empfangsseite des Kabelmodems 20, auf der modulierte Signale, die vom Kabeldienstanbieter auf dem Kabel C empfangen werden, in digitale Daten zur Verwendung durch die Arbeitsstation demoduliert werden. Auf der Empfangsseite leitet die Abstimmeinrichtung 22 eingehende modulierte Signale zum Demodulator 25 weiter. Wie nachstehend etwas eingehender beschrieben wird, wandelt der Demodulator 25 das modulierte analoge Signal in eine digitale Form um, entfernt das Trägersignal, um den Datenabschnitt des Signals zurückzugewinnen, und führt die gewünschte Fehlerkorrektur und Synchronisation des demodulierten Signals nach Bedarf aus. Das Ausgangssignal des Demodulators 25 wird zur MAC 26 weitergeleitet, die den geeigneten Protokolloverhead und die Begrenzung auf das empfangene demodulierte Signal anwendet und es über die Schnittstelle 28 zur Arbeitsstation weiterleitet.
Mit Bezug nun auf 4 wird die allgemeine Konstruktion des Demodulators 25 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Lehren nun beschrieben. Die spezielle Architektur des Demodulators 25 kann unter den Anwendungen und in Abhängigkeit von dem speziellen Protokoll und der speziellen Ausführung, die erwünscht ist, variieren. Es wird in Erwägung gezogen, dass Fachleute mit Bezug auf diese Patentbeschreibung leicht die vorliegenden Lehren in solchen alternativen Architekturen implementieren können.
Der Demodulator 25 umfasst einen analogen "Vorrechner" (AFE) 30, der modulierte analoge Signale von der Abstimmeinrichtung 22 empfängt. Der AFE 30 wird im Allgemeinen durch eine oder mehrere integrierte Schaltungen implementiert, die zum Durchführen von solchen Funktionen wie grobe Verstärkungseinstellung und Analog-Digital-Umsetzung (ADC) geeignet sind. Gemäß diesem speziellen Beispiel des Demodulators 25 und in Anbetracht dessen, dass die von der Abstimmeinrichtung 22 empfangenen modulierten Signale phasenmoduliert sind (und auch amplitudenmoduliert sein können), trennt der AFE 30 auch vorzugsweise das empfangene digitalisierte Signal in phasengleiche und Quadratur-Komponenten auf, die durch simultane digitale Worte auf den Leitungen I bzw. Q übertragen werden, die dann vom digitalen Abwärtsmischer 32 empfangen werden. Der digitale Abwärtsmischer 32 ist eine herkömmliche Schaltungsanordnung zum Durchführen einer ersten Stufe der Demodulation, Herabsetzen des Spektralzentrums der digitalisierten phasengleichen und Quadratur-Signale in reine Gleichspannung, wobei somit nur der Signalteil des modulierten Signals in Kombination mit irgendwelchem Rauschen und einem restlichen Fehler darin belassen wird. Die abwärtsgemischten digitalen phasengleichen und Quadratur-Signale werden dann durch einen Dezimator/Filter 33I bzw. 33Q gefiltert, um die Signale weiter zu formen; ein zur Quadratwurzel erhobenes Cosinusfilter kann beispielsweise im Dezimator/den Filtern 33I, 33Q implementiert werden. Die gefilterten, entmischten, digitalisierten phasengleichen und Quadratur-Abtastwerte werden dann an eine Entzerrerfunktion 34 übergeben, die die Intersymbol-Interferenz (ISI) von diesen entfernt; die Entzerrerfunktion 34 übergibt dann die digitalen phasengleichen und Quadratur-Symbolwerte auf den Leitungen I bzw. Q an eine Trägerrückgewinnungsschaltung 35.
Die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 wird nachstehend genauer beschrieben. Im Allgemeinen entfernt die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 wirksam jeglichen Trägerphasenversatz (und folglich Frequenzversatz), um ein Ausgangssignal entsprechend einer Reihe von Punkten innerhalb der speziellen Konstellation von QAM- oder QPSK-Werten, gemäß denen das eingehende Signal moduliert wurde, ideal bereitzustellen. Wie vorstehend beschrieben, umfasst QAM sowohl Phasen- als auch Amplitudenmodulation in ihrer Konstellation, so dass jeder Abtastwert einem von einem festgelegten Satz von Phasen- und Amplitudenkombinationen entspricht. QPSK ist andererseits nur phasenmoduliert, so dass jede verfügbare Kombination in der QPSK-Konstellation nur durch die relative Phase bestimmt ist. Das zurückgewonnene Signal von der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 wird auf eine Fehlerkorrekturfunktion 36 angewendet. Die Fehlerkorrekturfunktion 36 ist eine herkömmliche Schaltungsanordnung zum Durchführen solcher Funktionen wie einer Schaltungsanordnung zur eindeutigen Worterfassung, um Pakete oder Zellen im übertragenen Strom abzugrenzen, und Reed-Solomon-Decodierung für Fehlererfassung und Fehlerkorrektur. Die resultierenden Signale aus dem Ausgang der Fehlerkorrekturfunktion 36 werden über die Schnittstelle 38 zur MAC 26 weitergeleitet; die Schnittstelle 38 kann FIFO-Puffer und dergleichen umfassen, so dass eine Eingangs/Ausgangs-Datenraten-Entkopplung durchgeführt wird.
Mit Bezug nun auf 5 wird die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Lehren nun beschrieben. 5 stellt die Konstruktion der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 als Verbindung von Funktionsblöcken dar, wie nachstehend beschrieben wird. Es wird jedoch in Erwägung gezogen, dass die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 am besten durch einen Hochleistungs-Digitalsignalprozessor (DSP) implementiert wird, wie z. B. durch einen der TMS320c6x-Klasse von DSPs, die von Texas Instruments Incorporated, dem Anmelder der vorliegenden Anmeldung, erhältlich sind. Wie nachstehend weiter angegeben wird, wird in Erwägung gezogen, dass Fachleute leicht die Funktionen und Operationen der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 durch Codieren von Programmen für eine solche programmierbare Hochleistungs-Verarbeitungsschaltungsanordnung implementieren können. Um die so von der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 bereitzustellenden Funktionen deutlich zu beschreiben, stellt jedoch 5 diese Funktionen als separate Schaltungsfunktionsblöcke dar.
Wie in 5 dargestellt, wird das Eingangssignal x' vom Multiplizierer 39 in Form einer phasengleichen Komponente x'I und einer Quadratur-Komponente x'Q empfangen. Wie vorstehend in Bezug auf 4 erörtert, ist das Eingangssignal x' ein abwärtsgemischtes Signal mit einer Mittenfrequenz bei etwa Gleichspannung, das einen Phasenfehler θ und Zufallsrauschen n wie folgt umfasst: x' = xejθ + nwobei sich der komplexe Wert x auf den Wert des tatsächlichen Signals (d. h. einen der Punkte in der QAM- oder QPSK-Konstellation) bezieht. Ein zweiter Eingang des Multiplizierers 39 empfängt eine Phasenkorrektur
von der Pha senkorrekturfunktion 46, wobei θ ^ ein Phasenkorrekturwinkel ist, der den Phasenfehler θ im Eingangssignal x' annähern soll, wie vorstehend angegeben. Gemäß dieser Ausführungsform wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 39 zur Fehlerkorrekturfunktion 36 im Demodulator 25 von 4 und auch zur Phasenerfassungsfunktion 40 weitergeleitet. Die Phasenerfassungsfunktion 40 erzeugt ein abgeleitetes Signal g(x'') auf der Basis des aktuellen Phasenfehlers θ im Eingangssignal x' und auch der aktuellen Abschätzung des Phasenfehler-Korrektursignals θ ^ in der nachstehend beschriebenen Weise. Das abgeleitete Signal g(x'') wird an ein Tiefpassfilter 42 angelegt und durch die Summierungsfunktion 44 integriert, um das Phasenkorrektursignal θ ^ zu aktualisieren, das an die Phasenkorrekturfunktion 46 angelegt wird, die wiederum die Phasenkorrektur
erzeugt.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Lehren wird, wie vorstehend angegeben, die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 durch einen Digitalsignalprozessor implementiert. In einer solchen Ausführung stellt jede der in 5 dargestellten Signalleitungen ein digitales Wort oder digitale Worte dar und jeder der in 5 dargestellten Funktionsblöcke entspricht einer digitalen Operation. Es wird natürlich in Erwägung gezogen, dass diese Funktionen der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 alternativ durch analoge Funktionen oder gemischte Signalfunktionen (d. h. einige digital und einige analog, wobei eine Analog-Digital- und Digital-Analog-Umsetzung durchgeführt wird, wie geeignet) implementiert werden können, solange die gewünschte Genauigkeit aufrechterhalten wird. Für Zwecke von modernen Kabelmodemimplementierungen wird jedoch in Erwägung gezogen, dass eine vollständige digitale Ausführung der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 sowohl für die resultierende Genauigkeit des Ergebnisses als auch zum Erzielen der gewünschten Datenrate bevorzugt ist.
Die Theorie der Operation der Phasenerfassungsfunktion 40 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird nun im Einzelnen beschrieben. Die Phasenerfassungsfunktion 40 erzeugt effektiv eine Abschätzung ε der Differenz des aktuellen Phasenfehlers θ und der aktuellen Phasenkorrektur θ ^ durch Maximieren einer Wahrscheinlichkeitsfunktion des Eingangssignals x'; der Phasenwinkel, bei dem diese Wahrscheinlichkeitsfunktion maximiert wird, stellt somit eine getreue Abschätzung ε des tatsächlichen Fehlers bereit. Wie vorstehend beschrieben, muss berücksichtigt werden, dass der tatsächliche Eingangswert x nicht a priori bekannt ist, und an sich muss eine Summierung der Wahrscheinlichkeitsfunktion über die gesamte Konstellation maximiert werden; eine exakte Darstellung der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) wird ausgedrückt als:
wobei K eine Konstante ist und wobei σ 2 / n der Rauschleistung des Eingangssignals x' entspricht.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform werden Abschätzungen dieser Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) nicht verwendet (wie bei der herkömmlichen Phasenerfassung, wie z. B. bei der entscheidungsgerichteten Phasenerfassung), sondern statt dessen wird eine Ableitung dieser Wahrscheinlichkeitsfunktion durch die Phasenerfassungsschaltung 40 ausgewertet, um das abgeleitete Signal g(x'') zu erzeugen, wie in 5 gezeigt. Filterung und Integration des abgeleiteten Signals g(x'') durch das Tiefpassfilter 42 und die Summierungsfunktion 44 erzeugt wiederum das Phasenkorrektursignal θ ^. In dieser Hinsicht wird die folgende Ableitung der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) betrachtet:
Unter Berücksichtigung, dass: Re{(a + jb)(cosθ + jsinθ)} = acosθ – bsinθund dass:
kann der obige Ausdruck der Ableitung der Wahrscheinlichkeitsfunktion p(x'|θ) leicht folgendermaßen ausgedrückt werden:
Mit Bezug auf 5 kann das Ausgangssignal des Multiplizierers 39, das an die Phasenerfassungsfunktion 40 (und an die Fehlerkorrektur- und Entzerrungsfunktion 36) angelegt wird, als Signal x'' wie folgt betrachtet werden:
wobei die Phasenkorrektur
auf der Basis der Phasenfehlerabschätzung θ ^ erzeugt wird. Hinsichtlich des Ausgangssignals x'' und unter Berücksichtigung, dass:
kann die Phasenerfassungsfunktion 40 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform das abgeleitete Signal g(x'') folgendermaßen auswerten:
Die Summierung über x bezieht sich auf die Summierung über jeden der Konstellationspunkte für die spezielle Modulationsart. Für das Beispiel der 256 QAM würde die Summierung für jedes Exemplar des Signals x'', das von der Phasenerfassungsfunktion 40 empfangen wird, über jede der 256 Amplituden-Phasen-Kombinationen in der QAM-Konstellation ausgeführt werden. Für das Beispiel der 64 QPSK würde die Summierung in jedem der 64 Phasenwinkel in der QPSK-Konstellation ausgeführt werden (wobei die Amplitude konstant ist).
Wie aus dem Vorangehenden ersichtlich ist, wird das abgeleitete Signal g(x'') direkt aus dem Eingangssignal x'' in die Phasenerfassungsfunktion 40 und der Modulationskonstellation und in einer exakten Form erzeugt (d. h. die keine Abschätzungen, rekursiven Operationen oder dergleichen erfordert). Das von der Phasenerfassungsfunktion 40 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erzeugte abgeleitete Signal g(x'') stellt wichtige Merkmale bereit. Erstens macht die exakte Darstellung des abgeleiteten Signals g(x'') keine Annahmen hinsichtlich der Amplitude des Eingangssignals x' und ist an sich für phasenmodulierte Signale im Allgemeinen, einschließlich amplituden- und phasenmodulierter Signale (z. B. QAM) und phasenmodulierter Signale mit konstanter Amplitude (z. B. QPSK), geeignet. Zweitens wurde beobachtet, dass das S-Kurvenverhalten des abgeleiteten Signals g(x'') ein gutes Verhalten aufweist, wie nachstehend beschrieben wird. In dieser Hinsicht wurde festgestellt, dass es nützlich ist, für Stabilitätszwecke den Rauschleistungsfaktor σ 2 / n von seinem aktuellen Pegel auf einen höheren Pegel zu erhöhen.
Die allgemeine Operation der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird nun in Bezug auf das Ablaufdiagramm von 6 mit Bezug auf 4 und 5 beschrieben. Diese Operation beginnt mit dem Prozess 48, in dem die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 digitale phasengleiche und Quadratur-Komponentenwerte x'I bzw. x'Q empfängt, die durch den Abwärtsmischer 32 (4) so digital abwärtsgemischt wurden, dass sie eine Mittenfrequenz bei oder nahe der Gleichspannung aufweisen. Diese phasengleichen und Quadratur-Komponentenwerte x'I und x'Q werden im Prozess 50 mit der aktuellen Phasenkorrektur
multipliziert. Diese Operation ist in 5 durch die Multipliziererfunktion 39 dargestellt, die die Phasenkorrektur
von der Phasenerzeugungsfunktion 46 empfängt. In der Praxis kann der Prozess 50 leicht in einem Digitalsignalprozessor durch einen herkömmlichen komplexen Multiplikationsbefehl unter Verwendung der Phasenkorrektur
die durch pha sengleiche und Quadratur-Komponenten dargestellt wird, die in einem Register oder anderen Speicher darin gespeichert werden, ausgeführt werden.
Das Ergebnis des Prozesses 50 entspricht dem komplexen Ausgangssignal x'', das zur Fehlerkorrekturfunktion 36 (4) weitergeleitet wird. Außerdem wird dieses komplexe Ausgangssignal x'' (d. h. mit phasengleichen und Quadratur-Komponenten) im Prozess 52 verwendet, um das abgeleitete Signal g(x'') abzuleiten. Der Prozess 52 wird durch die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 beispielsweise durch Ausführung eines Programms mit Befehlen durch einen Digitalsignalprozessor durchgeführt (wobei ein solches Programm der Phasenerfassungsfunktion 40 von 5 entspricht), um einen digitalen Signalwert (oder Werte in komplexer Form) auf der Basis der Ableitungsfunktion zu erzeugen:
Wie in 6 dargestellt, liefert der Prozess 51 einen verstärkten Rauschleistungswert σ 2 / nA zum Prozess 52, der größer ist als die aktuelle Rauschleistung im Eingangssignal x', um eine verbesserte Stabilität in der S-Kurven-Antwort der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 zu schaffen. Wenn sowohl das Signal x'' als auch jeder Konstellationspunkt x als gepaarte Werte von digitalen phasengleichen und Quadraturwerten betrachtet werden (d. h. Real- und Imaginärteilwerte), wird in Erwägung gezogen, dass Fachleute leicht die erforderlichen Programmbefehle erzeugen können, die zum Durchführen der obigen Summierung geeignet sind. Tatsächlich wird in Erwägung gezogen, dass mit einer modernen Hochleistungs-Digitalsignalverarbeitungsfähigkeit (wie sie z. B. durch die vorstehend erwähnten TMS320c6x-DSPs bereitgestellt werden kann) in der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 der Prozess 52 ziemlich schnell, in Echtzeit relativ zum Empfang der modulierten Eingangssignale auf dem Kabel C (3) ausgeführt werden kann.
Unter Rückbezug auf 6 wird das Ausgangssignal des Prozesses 52 dann im Prozess 54 vorzugsweise durch ein geeignetes digitales Tiefpassfilter gefiltert, um ein resultierendes Phasenkorrektursignal θ zu erzeugen. Das Phasenkorrektursignal θ kann an diesem Punkt einfach als Winkel in Radiant dargestellt werden, beispielsweise als Wert zwischen +π und –π, und somit einen Korrekturfaktor darstellen, der auf das Eingangssignal x' angewendet werden soll. Der Prozess 56 wird dann durchgeführt, um eine komplexe Phasenkorrektur
im Prozess 56 zu erzeugen. Die Filter- und Erzeugungsprozesse 54, 56 entsprechen der Filterfunktion 42, der Summierungsfunktion 44 und der Phasenkorrektur-Erzeugungsfunktion 46 im Funktionsdiagramm von 5. Die resultierende Phasenkorrektur
wird vorzugsweise durch eine komplexe Zahl einer Einheitsgröße (d. h. ein Paar von Werten entsprechend Real- und Imaginärteilen) dargestellt, die leicht auf den nächsten Wert des Eingangssignals x' angewendet werden können; an sich geht die Steuerung dann zum Prozess 48 im Ablauf von 6 über, wobei der Prozess wiederholt wird.
7 stellt ein Beispiel der S-Kurve bereit, das für eine spezielle Ausführung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung betrachtet wird. In dem Beispiel von 7 ist die Leistung des vorstehend in Bezug auf 6 beschriebenen Verfahrens für den Fall von 256-QAM-Signalen dargestellt. In diesem Beispiel ist die verstärkte Rauschleistung σ 2 / nA auf einen Wert von mindestens zehn für einen SNR von 12 dB im Eingangssignal gesetzt. Wie durch 7 dargestellt, verhalten sich die S-Kurven ziemlich gut ohne falsche Nullen.
Unter Rückbezug auf die 3 und 4 wird das Ausgangssignal x'' aus der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 an die Fehlerkorrekturfunktion 36 zur Erfassung von Paket- und Zellengrenzen und Overhead und zur Reed-Solomon-Decodierung zur Fehlererfassung und Fehlerkorrektur angelegt. Das Ausgangssignal der Fehlerkorrekturfunktion 36 wird dann über die Schnittstelle 38 zur MAC 26 weitergeleitet. Wie vorstehend angegeben, leitet die MAC 26 dann das empfangene demodulierte Signal nach Anwenden des geeigneten Protokolloverheads und der Begrenzung über die Schnittstelle 28 zur Arbeitsstation weiter. Die Arbeitsstation kann dann die Übertragungen in der gewünschten Weise verarbeiten.
Wie vorstehend beschrieben, geschieht die Erzeugung des abgeleiteten Signals g(x'') gemäß einer bevorzugten Ausführungsform in einer exakten Form, wobei somit wichtige Vorteile bei der Derotation oder Trägerrückgewinnung von phasenmodulierten Signalen bereitgestellt werden. Da keine Annahmen hinsichtlich der Amplitude des Eingangssignals x' gemacht werden, kann eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Lehren auf amplituden- und phasenmodulierte Signale (z. B. QAM) oder auf phasenmodulierte Signale mit konstanter Amplitude (z. B. QPSK) angewendet werden. Zweitens wurde beobachtet, dass das S-Kurven-Verhalten des abgeleiteten Signals g(x'') ein gutes Verhalten aufweist, wie nachstehend beschrieben wird. In dieser Hinsicht wurde festgestellt, dass es nützlich ist, für Stabilitätszwecke den Rauschleistungsfaktor σ 2 / n von seinem aktuellen Pegel auf einen höheren Pegel zu erhöhen.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Lehren wurde beobachtet, dass das abgeleitete Signal g(x''), wie vorstehend in Bezug auf das Beispiel von 6 abgeleitet, durch diejenigen Konstellationspunkte mit geringerer Größe stark gewichtet wird. Unter erneuter Bezugnahme auf die vorangehende Ableitung:
fällt der Term
exponentiell mit dem Quadrat der Größe von x ab.
An sich wurde gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Lehren entdeckt, dass selbst für relativ einfache QAM-Konstellationen (sechzehn Punkte und mehr) eine signifikante Recheneffizienz durch einfaches Summieren über die Elemente der Konstellation mit kleiner Größe erhalten werden kann. Da die Punkte in QPSK-Konstellationen dieselbe Größe aufweisen (d. h. keine Amplitudenmodulation enthalten ist), ist diese Vereinfachung natürlich nicht besonders vorteilhaft.
Mit Bezug nun auf 8 wieder mit Bezug auf die 4 und 5 wird ein Verfahren zum Durchführen einer Trägerrückgewinnung für QAM-Signale durch eine zweite bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Lehren nun beschrieben. Gleiche Prozesse werden in 8 mit denselben Bezugszeichen, wie sie vorstehend in 6 verwendet wurden, bezeichnet; da diese Prozesse zu denjenigen von 6 im Wesentlichen identisch sind, wird dafür in Bezug auf 8 keine zusätzliche Beschreibung vorgesehen.
Nach dem Empfang der phasengleichen und Quadratur-Eingangssignalkomponenten x' im Prozess 48 und der Anwendung der aktuellen Phasenkorrektur
im Prozess 50 führt die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 gemäß dieser alternativen Ausführungsform der Erfindung als Nächstes den Prozess 52' durch, durch den nur Punkte mit kleiner Größe in der QAM-Konstellation in die Summe eingeschlossen werden. Der verstärkte Rauschleistungspegel vom Prozess 51 wird auch vorzugsweise im Prozess 52' wegen der Stabilität verwendet, wie vorstehend beschrieben.
In dieser Hinsicht können nur die vier Punkte mit kleiner Größe in der Konstellation betrachtet werden, die dargestellt werden durch: x = ± 1 ± jin der Summierungsoperation, durch die das abgeleitete Signal g(x'') ausgewertet wird. Dies verringert die Summierung auf das Folgende:
In diesem Beispiel entsprechen x''_r und x''_i den realen und imaginären (phasengleichen und Quadratur-) Komponenten des Eingangssignals x'' nach der Phasenkorrektur des Prozesses 50. Durch einfache komplexe Arithmetik lässt sich dieser Ausdruck leicht reduzieren zu:
Gemäß dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Lehren wertet der Prozess 52' diese Darstellung von g(x'') beispielsweise durch Ausführung eines Programms mit Befehlen durch einen Digitalsignalprozessor aus, wobei ein solches Programm durch Fachleute mit Bezug auf diese Patentbeschreibung leicht codierbar ist. Alternativ oder in Verbindung mit einem solchen Programm kann eine Nachschlagetabelle im Speicher bei der Auswertung der hyperbolischen Funktionen cosh und sinh verwendet werden. Auf jeden Fall wird in Erwägung gezogen, dass die im Prozess 52' gemäß dieser zweiten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung durchgeführte Auswertung im Allgemeinen schneller durchgeführt wird als die beim Erzeugen des abgeleiteten Signals g(x'') durchgeführte Summierung über die gesamte Konstellation, wie vorstehend in Bezug auf 6 beschrieben.
Wie in 8 dargestellt, geht, sobald das abgeleitete Signal g(x'') im Prozess 52' ausgewertet wurde, der Rest der Trägerrückgewinnungsoperation in der vorstehend beschriebenen Weise vor sich, wobei das abgeleitete Signal g(x'') im Prozess 54 gefiltert wird und bei der Erzeugung eines neuen Phasenkorrektursignals
im Prozess 56 verwendet wird.
Mit Bezug nun auf 9 in Kombination mit den 4 und 5 wird ein Verfahren zum Durchführen der Trägerrückgewinnung für QAM-Signale durch eine dritte bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Lehren nun beschrieben; diese dritte bevorzugte Ausführungsform stellt noch eine weitere Verarbeitungseffizienz für den Fall von QAM-Signalen bereit. Wieder werden gleiche Prozesse in 8 mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie vorstehend in 6 und 8 verwendet, da diese Prozesse im Wesentlichen dazu identisch sind.
Gemäß dieser bevorzugten Ausführungsform wird das abgeleitete Signal g(x'') durch die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 im alternativen Prozess 52'' in einer Weise ausgewertet, die den im Prozess 52' in 8 verwendeten Ausdruck weiter vereinfacht. Wie vorstehend angemerkt, wird das abgeleitete Signal g(x'') im Prozess 52' ausgewertet als:
Dieser Ausdruck kann jedoch durch die Annahme, dass die Rauschabstandstoleranz weder äußerst klein noch äußerst groß ist, weiter vereinfacht werden, so dass die folgenden Taylor-Reihen-Näherungen der hyperbolischen Funktionen vernünftig sind:
Das Einsetzen dieser Näherungen in den vorangehenden Ausdruck von g(x'') und Ignorieren von konstanten Termen sieht das Folgende vor:
Dies lässt sich reduzieren zu:
Dieser endgültige Ausdruck für das abgeleitete Signal g(x'') entspricht den für QPSK- und andere PSK-Signale durchgeführten Taylor-Reihen-Abschätzungen, bei denen die Amplitudenmodulation nicht eingeschlossen ist. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Lehren, wie vorstehend in Bezug auf die Ableitung des Ableitungsausdrucksignals für den Prozess 52'' beschrieben, wurde jedoch festgestellt, dass diese Taylor-Reihen-Abschätzung auch für QAM- und andere phasen- und amplitudenmodulierten Signale gültig ist. Es wird angenommen, dass ohne diese Ableitung die Verwendung der Taylor-Reihen-Abschätzung für amplitudenmodulierte Signale wie z. B. QAM nicht gültig war und daher eine solche Methode vorher auf dem Fachgebiet noch nicht verwendet wurde. Wie insbesondere aus dem Vorangehenden ersichtlich ist, ist jedoch die Komplexität der im Prozess 52'' erforderlichen Berechnungen relativ gering, was ermöglicht, dass die Trägerrückgewinnungsschaltung 35 zur Demodulation von QAM-Signalen verwendet wird, selbst wenn die Verarbeitungsleistung nicht leicht erhältlich ist. Es wird klar als innerhalb der Kenntnis von Fachleuten angenommen, das geeignete Computerprogramm zum Durchführen des Prozesses 52'' entweder durch direkte Berechnung oder durch Nachschlagetabellen im Speicher zu schreiben.
Wie in 9 gezeigt, folgt der Erzeugung des abgeleiteten Signals g(x'') der Tiefpassfilterprozess 54 und dann die Erzeugung eines neuen Phasenkorrektursig nals
im Prozess 56, um die von der Trägerrückgewinnungsschaltung 35 angewendete Phasenkorrektur zu aktualisieren.
Von jedem der alternativen Prozesse 52', 52'' von 8 und 9 wurde beobachtet, dass er ein ausgezeichnetes S-Kurven-Verhalten bereitstellt, was nun in Bezug auf 10 erörtert wird. Die Kurve 60 stellt das Verhalten des Phasenkorrekturprozesses 52' dar, in dem eine Summierung von vier Punkten für 256-QAM-Signale durchgeführt wurde, während die Kurve 62 das Verhalten des Phasenkorrekturprozesses 52'' darstellt, in dem die Taylor-Reihen-Abschätzung, auch an 256-QAM-Signalen, verwendet wurde; die Kurven 60, 62 wurden des Vergleichs halber in Bezug auf einander normiert. Wie aus 10 ersichtlich ist, stellt jeder der Prozesse 52', 52'' eine S-Kurvenleistung mit gutem Verhalten ohne falsche Synchronisationspunkte dar, und sie sind im Wesentlichen zueinander und zum Prozess 52 äquivalent, wie in 7 dargestellt. Die Prozesse 52', 52'' sehen den weiteren Vorteil des Erzielens einer solchen Leistung mit einer weiter verbesserten Verarbeitungseffizienz vor.
In jeder der vorstehend beschriebenen Ausführungsformen der Erfindung werden bedeutende Vorteile bei der Trägerrückgewinnung von phasenmodulierten Signalen, einschließlich Signalen, die sowohl in der Phase als auch Amplitude moduliert sind, erhalten. Eine ausgezeichnete Phasenerfassung und Phasenfehlerkorrektur wird über den gesamten Phasenfehlerbereich auf Grund der Genauigkeit der ausgewerteten Ausdrücke erhalten. Ferner sind die vorliegenden Lehren für die Ausführung als Programmbefehle, die durch moderne Digitalsignalprozessoren ausgeführt werden, besonders gut geeignet.
Obwohl die vorliegende Erfindung gemäß ihren bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, wird natürlich in Erwägung gezogen, dass Modifikationen an und Alternativen zu diesen Ausführungsformen, wie z. B. Modifikationen und Alternativen, die die Vorteile und Vorzüge dieser Erfindung erhalten, für Fachleute mit Bezug auf diese Patentbeschreibung und ihre Zeichnungen ersichtlich sind.

Claims

Verfahren zum Ausführen einer Trägerrückgewinnung aus Signalen, die phasenmoduliert sind, derart, dass jedes Symbol so codiert ist, dass es einem von mehreren Punkten in einer Amplituden-Phasen-Konstellation entspricht, wobei das Verfahren umfasst: Abwärtsmischen eines phasenmodulierten Signals zu einer Mittenfrequenz in Gleichspannungsnähe; Anwenden (50) eines Phasenkorrektursignals auf ein erstes Symbol des abwärtsgemischten Signals, um ein korrigiertes Symbol zu erzeugen; Bewerten (52) eines abgeleiteten Signals, das einem Phasenfehler in dem korrigierten Symbol entspricht, indem eine komplexe Funktion des korrigierten Symbols wenigstens über mehrere der Punkte der Konstellation summiert wird; Erzeugen (56) eines neuen Phasenkorrektursignals in Reaktion auf das Ableitungssignal; Wiederholen der Anwendungs-, Bewertungs- und Erzeugungsschritte für mehrere Symbole des abwärtsgemischten phasenmodulierten Signals, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt des Summierens einer komplexen Funktion des korrigierten Signals die folgenden Schritte umfasst: Summieren einer komplexen Funktion, die einen Rauschleistungswert enthält; und Verstärken (51) des Rauschleistungswertes auf einen Wert oberhalb eines Maßes des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal, bevor der Bewertungsschritt ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Bewertungsschritt umfasst: Summieren der komplexen Funktion des Symbols über alle der mehreren Punkte der Konstellation.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem das phasenmodulierte Signal nicht amplitudenmoduliert ist.
Verfahren nach Anspruch 2 oder Anspruch 3, bei dem die komplexe Funktion dem folgenden Ausdruck entspricht:
wobei x'' dem korrigierten Symbol entspricht, x einem der mehreren Punkte der Konstellation entspricht und σ_n ² einem Maß des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal entspricht.
Verfahren nach Anspruch 4, bei dem σ_n ² dem verstärkten Pegel oberhalb des Maßes des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Bewertungsschritt das Summieren der komplexen Funktion des Symbols über weniger als alle der mehreren Punkte der Konstellation umfasst.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem das phasenmodulierte Signal auch amplitudenmoduliert ist.
Verfahren nach Anspruch 7, bei dem das phasen- und amplitudenmodulierte Signal einem Quadratur-Amplitudenmodulationssignal entspricht.
Verfahren nach Anspruch 6, Anspruch 7 oder Anspruch 8, bei dem der Bewertungsschritt die komplexe Funktion über vier der Punkte der Konstellation mit kleiner Größe summiert, wobei die vier Punkte untereinander Quadratur-Phasenbeziehungen haben.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6-9, bei dem der Bewertungsschritt das Bewerten der folgenden Funktion umfasst:
wobei x''_r und x''_i der Amplitude der phasengleichen Komponente bzw. der Quadraturkomponente des korrigierten Symbols entsprechen und σ_n ² einem Maß des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal entspricht.
Verfahren nach Anspruch 10, bei dem σ_n ² dem verstärkten Pegel über dem Maß des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal entspricht.
Modem (20) zum Decodieren von Signalen, die phasenmoduliert sind, derart, dass jedes Symbol so codiert ist, dass es einem von mehreren Punkten in einer Amplituden-Phasen-Konstellation entspricht, mit: einer Abstimmeinrichtung (22), die die phasenmodulierten Signale empfängt; einem Demodulator (25), der eine Trägerrückgewinnungsschaltung enthält, die so beschaffen ist, dass sie die folgenden Funktionen ausführt: einen Abwärtsmischer (32), der mit der Abstimmeinrichtung gekoppelt ist, um das phasenmodulierte Signal auf eine Mittenfrequenz in der Nähe der Gleichspannung zu filtern; eine Trägerrückgewinnungsschaltung (35), die mit dem Abwärtsmischer gekoppelt und so beschaffen ist, dass sie für jedes Symbol des gefilterten phasenmodulierten Signals die folgenden Operationen ausführt; Anwenden eines Phasenkorrektursignals auf das Symbol, um ein korrigiertes Symbol zu erzeugen; Bewerten eines Ableitungssignals, das einem Phasenfehler in dem korrigierten Symbol entspricht, indem eine komplexe Funktion des korrigierten Symbols wenigstens über mehrere der Punkte der Konstellation summiert wird; und Erzeugen eines neuen Phasenkorrektursignals in Reaktion auf das Ableitungssignal; und eine Schnittstelle (38), die mit dem Demodulator gekoppelt ist, um die korrigierten Symbole an eine Arbeitsstation zu übermitteln, wobei die komplexe Funktion einen Rauschleistungswert enthält, der über ein Maß des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal gesetzt ist.
Modem nach Anspruch 12, bei dem die Trägerrückgewinnungsschaltung einen programmierbaren digitalen Signalprozessor enthält.
Modem nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, bei dem die Trägerrückgewinnungsschaltung die Bewertungsoperation durch Summieren der komplexen Funktion des Symbols über alle der mehreren Punkte der Konstellation ausführt.
Modem nach Anspruch 14, bei dem die komplexe Funktion dem folgenden Ausdruck entspricht:
wobei x'' dem korrigierten Symbol entspricht, x einem der mehreren Punkte der Konstellation entspricht und σ_n ² einem Rauschleistungswert entspricht, der über ein Maß des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal gesetzt ist.
Modem nach Anspruch 12 oder Anspruch 13, bei dem die Trägerrückgewinnungsschaltung die Bewertungsoperation durch Summieren der komplexen Funktion des Symbols über weniger als alle der mehreren Punkte der Konstellation ausführt.
Modem nach Anspruch 16, bei dem die Trägerrückgewinnungsschaltung die Bewertungsoperation durch Summieren über vier der Punkte der Konstellation mit kleiner Größe ausführt, wobei die vier Punkte untereinander Quadratur-Phasenbeziehungen haben.
Modem nach Anspruch 17, bei dem die Bewertungsoperation die folgende Funktion bewertet:
wobei x''_r und x''_i der Amplitude der phasengleichen Komponente bzw. der Quadraturkomponente des korrigierten Signals entsprechen und σ_n ² einem Rauschleistungswert entspricht, der über ein Maß des Zufallsrauschens in dem abwärtsgemischten Signal gesetzt ist.