DE69700883T2

DE69700883T2 - Subharmonischer frequenzkonverter für anwendungen im millimeterbereich

Info

Publication number: DE69700883T2
Application number: DE69700883T
Authority: DE
Inventors: Fulvio Cattaneo; Marco Piloni
Original assignee: Italtel SpA
Current assignee: Siemens Communications Inc
Priority date: 1996-06-18
Filing date: 1997-06-11
Publication date: 2000-06-29
Anticipated expiration: 2017-06-12
Also published as: EP0906658A1; IT1284026B1; JP2000512465A; ITMI961227A0; DE69700883D1; US6389274B1; NO985932D0; WO1997049173A1; EP0906658B1; JP3249537B2; NO985932L; ITMI961227A1

Description

Technischer Bereich

Die vorliegende Erfindung betrifft den Bereich Übertragung und Empfang von Mikrowellensignalen, und speziell einen subharmonischen Frequenzwandler für Applikationen bei millimetrischen Radiowellen.
Im Bereich der millimetrischen Radiowellen betreffs der Frequenzen von 30 GHz aufwärts, ist es möglich, sehr kompakte und miniaturisierte Frequenzwandler zu verwirklichen, dank auch der reduzierten Dimensionen der Querschnitte der rechteckigen Wellenleiter, die sich mit diesen verbinden.
Dieser Konvertertyp wird normalerweise in Dünnfilm realisiert, und die Schichten werden in Metallpackürigen gegeben. Die Frequenzwandlerwandlung wird durch eine Mischdiode ausgeführt. Ein Problem, das sich hinsichtlich des Hochfrequenzsignals vom Wellenleiter zur Diode und umgekehrt ergibt, ist das, einen Übergang zwischen dem metallischen Wellenleiter und der Schaltung in Mikrostrip verbunden mit den Dioden herzustellen.

Stand der Technik

Eine erste bekannte Lösung für dieses Problem besteht in der Einführung in die Führung eines Endes eines kleinen zylindrischen Leiters, dessen anderes Ende mit dem Mikrostrip verschweißt ist, wie sie z. B. in der Patentschrift US-A-4679249 enthüllt wird. In dem zitierten Frequenzwandler funktioniert der vorstehend genannte Leiter wie eine Antenne in der Führung und überträgt das hier vorhandene Hochfrequenzsignal auf den Mikrostrip oder umgekehrt. Die Patentschrift US-A- 4955079 enthüllt einen durch einen Wellenleiter erregten subharmonischen Konwerter mit Bildunterdrückung, der in Dünnfilmtechnik realisiert wurde. Wie bekannt basiert ein subharmonischer Konverter normalerweise auf einem Paar von Mischdioden, die antiparallel miteinander verbunden sind und eine einpolige Struktur mit Erdungssymmetrie hinsichtlich sowohl der RF- als auch der Oszillatorsignale. Die ursprüngliche Verwirklichung des zweiten Mixers benutzt das dielektrische Substrat der Dünnfilmschaltung zur mechanischen Unterstützung des RF Wellenleiters, wobei zwischenzeitlich für die Unterbringung des Diodenpaares im Innern des Hohlraums des Wellenleiters gesorgt wird. Da das Hochfrequensignal die Mischdioden innerhalb des Wellenleiters direkt illuminiert, wird nunmehr der zusätzliche Leiter zu dem Mikrostripübergangsmittel, das im Konverter des ersten Zitats benutzt wurde, vermieden. Zu dem oben genannten Zweck schließt das dielektrische Substrat eine rechteckige Rille ein, die sich durch die gesamte Stärke des Substrats erstreckt und teilweise das Diodenpaar umkreist. Die Außenkante des Hochfrequenzwellenleiters ist in die Rille eingeführt und basiert fest auf der Rückseite des Substrats. Der rechteckige RF Wellenleiter ist auf der Vorderseite des dielektrischen Substrats (Platte) montiert, indem ein peripherer, zum selben Wellenleiter gehöriger Metallflansch gegen das Substrat gedrückt wird. Ein zweiter kurzer Abschnitt des rechteckigen RF Wellenleiters ist auf der Rückseite der Platte gegenüber dem vorherigen Wellenleiter montiert mit dem Zweck, ein geeignetes Ende für das RF Signal jenseits der Dioden zu bilden. Der rückwärtige Abschnitt des Wellenleiters verfügt über einen zweiten Metallflansch, der gegen sowohl die Grundebene so wie auch den Rand des früheren Wellenleiters außerhalb der Rillen drückt, und zwar durch Anschrauben der beiden Flansche. Ein Teil der Grundebene ist ohne das Auftragen eines Metalls im Bereich einer rechteckigen Zone innerhalb des rückwärtigen Abschnitts des Wellenleiters. Eine sehr kleine Leitung ist vorgesehen, die von einem Ende eines Diodenpaares ausgeht und die sich durch die Innenseite der rechteckigen Rille in Richtung Grundplatte auf der Rückseite fortsetzt.
Aus der vorstehenden Beschreibung erweist sich die Komplexität der Mittel, die für das Kuppeln des RF Wellenleiters mit dem Paar unsymmetrischer Dioden und die Schwäche der sich ergebenden Struktur als offensichtlich. Insbesondere die rechtwinklige Rille und die weiteren vier Löcher, die notwendig, um die rechtwinkligen Flanschen abzusichern, erhöhen das Risiko, das Substrat im eingeschlossenen Bereich zu zerstören. Abgesehen davon erweist sich ein metallischer Wellenleiter, der in einem rigiden und zerbrechlichen dielektrischen Substrat verankert ist, als nicht Sehr gut. In der Tat, wenn der Konverter in einer besonders riskanten Umgebung befindet wie z. B. unter militärischen Bedingungen oder an Bord eines Satelliten, können die starken mechanischen Vibrationen, die der gestreckte RF Wellenleiter auf das dielektrische Substrat überträgt, letzteres zerbrechen.
Eine andere Schwierigkeit besteht darin, daß die technische Lösung für die Erdung der Dioden sich als nicht ausreichend zuverlässig erweist aufgrund der Schwierigkeit, ein so geringes und spezielles Auftragen von Metall auszuführen, das sehr leicht Bruch oder Ablösung während des Funktionszeitraums des Konverters ausgesetzt sein kann.
Darüber hinaus kann sich von der Dünnfilmschaltung eine künstliche Strahlung im freien Raum ausbreiten und die anderen Schaltungen des Kommunikationsgerätes einschlich des Mischers beeinträchtigen. Auch das Gegenteil kann sich bewahrheiten.
Schließlich fordert die Rille um die Dioden für das Einführen der Vorderseite des RF Wellenleiters die Anwendung einer kostspieligen Bohrvorrichtung, wie z. B. einen Ultraschallbohrer oder einen CO&sub2; Laser. Diese Art der Bohrung stellt in der Massenproduktion einen belastenden Arbeitsvorgang dar.

Zusammenfassung der Erfindung

Entsprechend dem Ziel der vorliegenden Erfindung ist ein subharmonischer Mikrowellenfrequenzkonverter zu erwähnen, der die vorstehend erwähnten Schwierigkeiten überwindet.
Um das genannte Ziel zu erreichen, ist es Gegenstand der vorliegenden Erfindung einen subharmonischen Mikrowellenfrequenzkonverter entsprechend den Eigenschaften des Anspruchs 1 zu verwirklichen.
Insbesondere wird dieses Ziel durch ausreichendes Auftragen und Absicherung des dielektrischen, den Dünnfilmkonverter tragenden Substrats innerhalb der Hohlräume eines metallischen, mit einer Metallplatte verschlossenen Körpers erreicht.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die besonderen Merkmale der vorliegenden Erfindung, die als neuartig angesehen werden in den Einzelheiten in den nachstehenden Ansprüchen erklärt.
Die Erfindung in Verbindung mit ihren weiteren Zielen und Vorteilen wird unter Bezugnahme auf die nachstehende Beschreibung und im Zusammenhang mit beigefügten Zeichnungen und Skizzen verständlich, wobei Referenznummern gleiche Elemente identifizieren, und worin:
Fig. 1 zeigt eine Perspektive des subharmonischen Frequenzwandlers entsprechend der Erfindung;
Fig. 2 zeigt einen Querschnitt entsprechend der Ebene A-A der Fig. 1; und
Fig. 3 zeigt auf detailliertere Weise den Zentralen Teil der Fig. 1 bezüglich des Dünnfilm-Layouts.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 besteht der hier gezeigte Mikrowellenfrequenzwandler des subharmonischen Typs aus einem metallischen Körper 1 mit der Konfiguration eines Parallelepipeds, in den drei untereinander kommunizierende Hohlräume verwirklicht wurden. Ein erster Hohlraum 2 hat einen rechtwinkligen Querschnitt, die längste Dimension des genannten Querschnitts steht senkrecht zu einer Achse A-A mit horizontaler Symmetrie des metallischen Körpers. Hohlraum 2 kommuniziert mit einem engeren und längeren rechtwinkligen Hohlraum 3 der entlang der selben Achse A-A ausgerichtet ist. Letzterer kommuniziert seinerseits mit einem dritten und längeren rechtwinkligen Hohlraum 4. Die Hohlräume 2 und 3 erweisen sich als symmetrisch im Vergleich zur Achse A-A, was für den Hohlraum 4 nicht zutrifft, der sich in Richtung auf eine Kante des Körpers 1 ausdehnt. Der Hohlraum 2 geht durch die gesamte Stärke des Metallkörpers 1, während die Hohlräume 3 und 4 bei ungefähr der Hälfte der Stärke enden. Hohlraum 3 setzt sich für eine kurze Strecke 3' jenseits des Hohlraums 2 fort.
Zwei senkrecht zueinander stehende Seitenwände des Körpers 1 sind in Höhe des Hohlraums 4 perforiert, um zwei zylindrische Glasdurchkontaktierungen 5 und 6 aufzunehmen, die nachfolgend als glass-bead bezeichnet werden. Letztere sind ihrerseits mit zwei Koaxialverbindungen gekoppelt, die konzentrisch zu den Glasperlen 5 und 6 sind, die in entsprechende Metallhalterungen 9 und 10 eingehen, wobei die genannten Halterungen auf den Seiten des Metallkörpers 1 geschraubt sind.
Die Hohlräume 2, 3 und 4 enthalten den Dünnfilm-Schaltungsteil des Konverters, der im Verlauf der Untersuchung der Fig. 3 beschrieben wird. Am Stecker 7 endet ein lokaler Oszillator LO/2 und vom Stecker 8 geht ein Signal mit mittlerer Frequenz IF aus.
Bezüglich Fig. 2, in der die selben Elemente mit den selben Symbolen bezeichnet werden, kann man den Metallkörper 1 und die Hohlräume 2, 3 und 4 ersehen, die entlang einer Ebene geteilt sind, die den Körper 1 senkrecht entlang der Mittellinie A-A zerlegt. Der obere Teil der Hohlräume 2, 3 und 4 werden durch eine Metallplatte verschlossen, die durch Schrauben 12 befestigt sind. Im unteren Teil des Hohlraums 2 ist ein Hochfrequenzsignal RF in Empfang angegeben, das in den Hohlraum 2 eintritt. Der Einfachheit halber zeigen die Fig. 1 und 2 keinen durch Schrauben an den unteren Teil des Körpers 1 befestigten Metallflansch. Der Flansch trägt einen rechtwinkligen Wellenleiter (auch dieser wird in den Abbildungen nicht dargestellt), der mit dem Hohlraum 2 kommuniziert, wo das Hochfrequenzsignal konvergiert.
Bezüglich Fig. 3, wo die selben Elemente der Fig. 1 und 2 durch die selben Symbole gekennzeichnet sind, ist es möglich festzustellen, daß eine Aluminiumoxydschicht 13 im Hohlraum 4 placiert ist. Eine zweite Schicht aus Quarz befindet sich im Hohlraum 3, wo sie sich über seine gesamte Länge ausdehnt, durch die Mittelzone des Hohlraums 2 verläuft und im Teil 3' endet, der den Hohlraum 3 jenseits des Hohlraums 2 ausweitet. Die Grundebene der Rückseite der Schichten 13 und 14 sind durch Wärmekompression mit dem Metallkörper 1 verschweißt
Schicht 13 trägt einen Diplexerfilter, der aus Durchlaßbereichsabschnitt PBS und einen Tiefpaßabschnitt LP besteht. Ein Ende des Durchlaßbereichsabschnitts PBS ist mit der Glasperle 5 verbunden, und somit mit der Koaxialverbindung 7 des lokalen Oszillatorsignals LO/2 (abgebildet in Fig. 1), und das zweite Ende des Durchlaßbereichsabschnitts PBS ist mit einem kurzen Mikrostrip 15 verbunden, der entlang der Achse A-A der Fig. 1 ausgerichtet und in der Nähe der Schicht aus Aluminiumoxyd 13 endet.
Ein Ende des Tiefpassabschnitts LP ist verbunden mit dem glass-bead 6, und somit mit der Koaxialverbindung 8 des Zwischenfrequenzsignals IF (siehe Fig. 1); das zweite Ende des Abschnitts LP ist auch mit dem Mikrostrip 15 in dem selben Punkt verbunden, in dem das zweite Ende des Durchlaßbereichsabschnitts PBS verbunden ist. Die Filter PBS und LP sind aus Mikrostrips entsprechend schon bekannter Techniken hergestellt, der Filter PBS schließt einen Block für die Gleichstromschaltung durch zwei Leitungen ein, von denen eine mit dem Mikrostrip 15 verbunden ist.
Die Quarzschicht trägt einen Tiefpaßfilter LPS, der in Mikrostrip entsprechen bekannter Techniken hergestellt ist. An den beiden Enden des Filters LPS, die der gleichen Anzahl von Anschlüssen für Signale entsprechen, sind zwei Mikrostrips 17 und 18 vorhanden. Eine Metallschelle 16 verbindet den kurzen Mikrostrip 15 des Diplexerfilter mit dem Mikrostrip 17 des Filters LPs. Der Mikrostrip 18 am anderen Ende des LPS ist verbunden mit dem Kopf eines antiparallel angeordneten Mischdiodenpaaren D1 und D2, der andere Kopf ist verbunden mit einem kurzen Mikrostrip 19, der sich im Innern des Teils 3' jenseits des Hohlraums 2 ausdehnt. Das Auftragen von Metall auf der Rückseite der Schicht 14 vorhandenen Grundebene ist im Hohlraum 2 direkt neben dem Bereich 20 unterbrochen (schraffiert dargestellt). Der Mikrostrip 19 ist mit dem Metallkörper 1 durch ein Verschweißen 21 verbunden. Durch Zusammenfassen der Mikrostrips 18 und 19 innerhalb des Hohlraums 2 entsprechen diese, einer einzigen, durch den Hohlraum 2 entlang der Mittellinie in Richtung der kleinsten Dimension verlaufenden Leitung, und die vorstehend erwähnte Leitung wird in einem Bereich in der Mitte des Hohlraums unterbrochen, wo die Dioden D1 und D2 antiparallel placiert und zwischen den Köpfen der Unterbrechung verbunden sind.
Wie schon vorstehend bemerkt, ist mit dem unteren Teil des Metallkörpers 1 ein rechtwinkliger Wellenleiter (nicht gezeigt) fest verbunden, der dem Hohlraum 2 gegenüberliegt und mit dem er kommuniziert. Letzterer ist in Wirklichkeit Bestandteil des oben erwähnten Wellenleiters, der am oberen Ende durch eine Metallplatte 11 verschlossen ist, die für den genannten Hohlraum 2 in jeder Hinsicht eine Kurzschlußplatte 11 darstellt (Fig. 2). Die kürzeste Dimension des rechtwinkligen Abschnitts des Hohlraums 2 ist kleiner als die des rechtwinkligen Leiters, der das Signal RF konvergiert (Hohlraum in reduzierter Höhenführung), um Energieverluste und Konversionsverluste aufgrund der Impedanzfehlanpassung zwischen Führung und Hohlraum zu vermeiden.
Bezüglich der vorangegangenen Abbildungen zur Darstellung der Konverterfunktionen handelt es sich bei der Schaltstruktur der Fig. 3 um einen Mischer mit einpoliger Konfiguration der subharmonisch arbeitet. Das lokale Oszillatorsignal LO/2 mit subharmonischer Frequenz eingegeben in den Verbinder 7 geht in der folgenden Reihenfolge durch: glas-bead 5, Durchlaßbereichsabschnitt PBS, den kurzen Mikrostrip 15, die Metallschelle 16, den Tiefpaßfilter LPS und das Diodenpaar D1 und D2.
Aufgrund der Nichtlinearität der Leitfähigkeit der Dioden und des hohen Niveaus des lokalen Oszillatorsignals LO/2 mit subharmonischer Frequenz ist die Konfiguration der Dioden aus Fig. 3 wie schon bekannt so geartet, daß ein Harmonische mit doppelter Frequenz im Vergleich zur subharmonischen erzeugt wird zuzüglich einer bestimmten Anzahl von auch Subharmonischen. Das im Leiter vorhandene Empfangshochfrequenzsignal RF wird direkt in den Hohlraum 2 eingegeben, was gleich dem Teil des selben Leiters ist im Hinblick auf die Übertragung des elektromagnetischen Feldes. Das in den Hohlraum eingegebene Signal RF erreicht die Dioden D1 und D2, wo die Überlagerung mit der Grundschwingung und die folgende Erzeugung des Zwischenfrequenzsignals IF stattfindet. Auf eine allgemeinere Weise findet die Überlagerung auch mit dem subharmonischen Signal LO/2 und den harmonischen gleich der Grundschwingung statt. Darum wird das Signal RF in Frequenz symmetrisch um die oben erwähnten Frequenzen zusätzlich zu der Grundschwingung übertragen.
Der Tiefpaßfilter LPS blockiert alle in den Dioden D1 und D2 erzeugten Elemente mit Frequenzen die höher liegen als die subharmonische, wodurch letztere daran gehindert wird, die beiden Abschnitte PBS und LP des Diplexerfilters zu erreichen. Zu diesem Zweck weist der Filter LPS einen Kurzschluß für die genannten Signale auf der Ebene der Wand des Hohlraums 2 der mittels Mikrostrip 18 durchgegeben wird. Die einzigen Signale, die vollständig durch den Filter LPS gehen, sind darum das lokale Oszillatorsignal LO/2 und die Zwischenfrequenz IF. Auch die Überlagerung zwischen RF und LO/2 bei Differenzfrequenz geht, wenn auch reduziert, durch den Tiefpaßfilter LPS, aber es wird durch die beiden Abschnitte LP und PBS des Diplexerfilters geblockt. Das in den Dioden erzeugte Zwischenfrequenzsignal IF läuft wie folgt durch:
Filter LPS, Schelle 16, Mikrostrip 15, Tiefpaßabschnitt LP, glass-bead 5 und tritt aus dem Stecker 8 aus.
Im Diplexerfilter hindert der Tiefpaßabschnitt das Signal IF daran, das durch den Verbinder 7 gebildete Tor des lokalen Oszillatorsignals zu erreichen, und der Tiefpaßabschnitt LP hindert das lokale Oszillatorsignal LO/2 daran, den durch den Verbinder 8 gebildeten Zugang des Zwischenfrequenzsignals zu erreichen.
Entsprechend den vorstehenden Erläuterungen ist es die Funktion des durch die beiden Abschnitte PBS und LP gebildeten Diplexerfilters, den Zugang des Signals LQ/2 vom Signal LO/2 und das Tor des Signals IF vom Signal LO/2 zu isolieren.
Wie schon gesagt werden die Isolationen RF/(LO/2) und RF/IF an den Zugängen 7 und 8 durch den Filter LPS garantiert. Was stattdessen die Isolationen (LO/2)/RF und IF/RF innerhalb der Führung betrifft, so werden diese durch die Tatsache garantiert, da die selbe Führung als Hochpaßfilter fungiert, der die Signale IF und LO/2 blockiert. Ein anderer zu berücksichtigender Aspekt ist die Reduktion der durch unerwünschte Reflexion des Signals RF verursachten Verluste aufgrund der Impedanzfehlanpassung. Um diese Art Probleme auszuschließen, muß der Abstand zwischen der Metallplatte 12, die den Boden des Hohlraums 2 verschließt und einen Kurzschluß für das Signal RE schafft, und der Referenzebene der Dioden D1 und D2 entsprechend der Vorderseite der Schicht 14 so sein, daß sie eine offene Schaltung für das Signal RF auf der genannten Ebene trägt. Darüber hinaus müssen die Impedanzmerkmale ZG des rechtwinkligen Wellenleiters mit den Impedanzmerkmalen ZCAV des Hohlraums 2 übereinstimmen einschließlich des Beitrags entsprechend der Impedanz der Dioden; wenn diese Bedingung sich nicht zwischen dem Wellenleiter und dem Hohlraum 2 einstellt, so wird ein rechtwinkliger Wellenleiterschaft mit einer Länge gleich einem Wellenviertel im Bezug auf die Mittelbandfrequenz des Signals RF und dem Impedanzmerkmal:
Im Konverter entsprechend dem soeben beschriebenen, nicht einschränkenden Beispiel hat das Signal RF eine Mittelbandfrequenz von 55 GHz, das Signal LO/2 eine Frequenz Von 27 GHz und das resultierende IF eine Mittelbandfrequenz von 1 GHz. Die Koaxialverbindungen 7 und 8 für die Signale LO/2 und IF sind vom Typ K, der rechtwinklige Wellenleiter für das Signal RF ist vom Typ WR 19 (UG-599 U), die verwendeten Dioden sind vom Typ GaAs Hp HSCH-9201. Die elektrischen Leistungen sind in der folgenden Tabelle zusammengefaßt:
Band RF 54-60 GHz
Band der Harmonischen 52,5-58,5
Band IF DC - 1,5
Leistungsdynamik der Harmonischen 10-15 dBm
Umwandlungsverlust RFIIF 10 dB typisch
Der Abwärtswandler entsprechend dem Beispiel funktioniert auch als Aufwärtswandler, um eine Übertragung ohne die Notwendigkeit zu erzielen, die beschriebene Schaltstruktur modifizieren zu müssen, in diesem Fall ist das Signal IF ein Eingangssignal und das Signal RF ein Ausgangssignal.
Der Betrieb bei niedrigeren Frequenzen macht die Ausweitung der Dimensionen des rechtwinkligen Wellenleiters zusätzlich zu denen des Konverters notwendig, und daher erweist sich die Verringerung als weniger zweckmäßig. Abgesehen davon kann die Quarzschicht 14 durch die Verwendung einer vorteilhafteren Aluminiumoxydschicht realisiert werden, wann immer die Benutzung dieser Struktur gewünscht wird.
Abschließend ist es notwendig festzustellen, daß es bezüglich des elektrischen Funktionierens des Konverters der Zweck der Hohlräume 3 und 4 ist, die Diplexer- und LPS-Filter zu unterstützen (mit dem Abschnitt 3'), wobei diese Hohlräume, sobald sie durch die Metallplatte 11 verschlossen sind, um die Ausbreitung falscher Strahlungen im umgebenden Raum zu vermeiden. Völlig unterschiedlich ist die Funktion des Hohlraums 2, der, wie schon gesagt, einem Wellenleiterabschnitt entspricht, was es den in der Mitte angebrachte Dioden ermöglicht, als Frequenzmischer zu agieren.
Darüber hinaus verwirklichen der Hohlraum 2, die Kurzschlußplatte 11, die Dioden D1 und D2, die Leitungen 18 und 19 ohne Metallisierung darunter und die Verschweißung 21 eine Übertragung vom Wellenleiter zum Mikrostrip und umgekehrt.

Claims

1. Subharmonischer Mikrowellenfrequenzwandler, der folgende Elemente umfaßt:

- ein Diplexerfilter in Mikrostrip-Technik mit einem Eingangsanschluß (7) für ein Oszillatorsignal (LO/2) subharmonischer Frequenz und einem Eingangs- oder Ausgangsanschluß (8) für ein Zwischenfrequenzsignal (F) , und mit einem Bandpaßteil (PBS) für das Oszillatorsignal (LO/2) subharmonischer Frequenz und einem Tiefpaßteil (LP) für das Zwischenfrequenzsignal (IF);

- ein zweites Tiefpaßteil (LPS) in Mikrostrip-Technik, das zwischen einen den beiden Teilen (PBS, LP) des Diplexerfilters gemeinsamen Punkt und ein Paar Frequenzmischdioden (D1, D2) geschaltet ist, wobei das Tiefpaßfilter (LPS) das Oszillatorsignal (LO/2) subharmonischer Frequenz zu den Dioden gelangen läßt und Frequenzen sperrt, die höher sind als die durch die Dioden erzeugten Subharmonischen und auf diese Weise die Anschlüsse gegen ein durch die Dioden gelangendes Hochfrequenzsignal (RF) isoliert;

- einen Wellenleiter mit rechteckigem Querschnitt, der den Mischdioden (D1, D2) das empfangene Hochfrequenzsignal (RF) zuführt bzw. von den genannten Dioden das Übertragungshochfrequenzsignal abführt;

- eine auf eine dielektrische Platte (14) aufgebrachte metallische Leitung (18, 19) ohne Metallisierung darunter im Bereich einer dem rechwinkligen Querschnitt des genannten Wellenleiters gegenüberliegenden Zone, wobei die metallische Leitung in der Mitte unterbrochen ist, wo die Dioden (D1, D2) antiparallel mit den Enden der Unterbrechung und zwischen dem zweiten Tiefpaßfilter (LPS) und Masse verbunden sind;

dadurch gekennzeichnet, daß er darüber hinaus folgendes umfaßt:

- einen Metallkörper (1) mit mindestens zwei aneinandergrenzenden Hohlräumen (4, 3; 2), von denen ein erster (3, 4) die genannten Diplexerfilter (PBS, LP) und das genannte Tiefpaßfilter (LPS) enthält und ein zweiter Hohlraum (2) mit einem rechtwinkligen Querschnitt die gesamte Stärke des Metallkörpers (1) durchsetzt und sich in Richtung auf den Wellenleiter erstreckt, der das Hochfrequenzsignal (RF) zu den Mischdioden (D1, D2) oder umgekehrt führt, wobei der zweite Hohlraum (2) bezüglich der Ausbreitung des elektromagnetischen Feldes einem Teil des genannten Wellenleiters entspricht, und wobei die Dioden in einem Bereich in der Mitte des zweiten rechtwinkligen Hohlraums (2) plaziert sind, der von der metallischen Leitung (18, 19) entlang der kürzesten Dimension durchquert wird;

einen dritten kleinen Hohlraum (3'), der den ersten Hohlraum (3) jenseits des zweiten Hohlraums (2) ausdehnt und ein Ende der Metallplatte (14), welche die Dioden (D1, D2) trägt, aufnimmt, wobei ein Ende der genannten Metalleitungen (18, 19) mit einer Wand des dritten Hohlraums (3') verschweißt ist;

- eine Metallplatte (11), die den ersten (3) und dritten (3') Hohlraum vollkommen abschließt und die auf einer Seite den zweiten Hohlraum (2) abschließt und für diesen eine Kurzschlußplatte bildet.

2. Mikrowellenfrequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Abstand zwischen der metallischen Kurzschlußplatte (11) und der Fläche der dielektrischen Platte (14), auf der die metallische Leitung (18, 19) aufgebracht ist, so bemessen ist, daß auf dieser Platte eine für das Hochfrequenzsignal (RF) zugängliche Schaltung enthalten ist.

3. Mikrowellenfrequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die unterbrochene metallische Leitung (16, 19) außerhalb des zweiten Hohlraums (2) in einen Mikrostrip übergeht.

4. Mikrowellenfrequenzwandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die kürzeste Dimension des rechteckigen Abschnitts des zweiten Hohlraums (2) kleiner ist als die entsprechende Dimension des rechtwinkligen Wellenleiters.

5. Mikrowellenfrequenzwandler nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem genannten Wellenleiter und dem zweiten Hohlraum (2) ein Wellenleiterstab mit rechtwinkligem Querschnitt und einer Länge gleich einer Viertelwelle bei der Mittelbandfrequenz des Hochfrequenzsignals (RF) und mit der charakteristischen Impedanz (ZT), die dem folgenden Ausdruck genügt, eingefügt ist:

wobei ZG die charakteristische Impedanz des genannten Wellenleiters und ZCAV die charakteristische Impedanz des zweiten Hohlraums (2) ist einschließlich des Beitrags aufgrund der Impedanz der Dioden (D1, D2).

6. Mikrowellenfrequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte dielektrische Platte (14) aus Quarz besteht.

7. Mikrowellenfrequenzwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß er im Bereich der Millimeterwellen arbeitet.

8. Mikrowellenfrequenzwandler nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Grundfläche der genannten dielektrischen Platte (13, 14) mit dem Metallkörper (1) verschweißt ist.