DE69700593T2

DE69700593T2 - Verfahren und anordnung zur durchführung von echokompensation in einem übertragungsnetzwerk unter verwendung eines gemischten adaptiven balancefilters nach dem verfahren des kleinsten quadratischen fehlers

Info

Publication number: DE69700593T2
Application number: DE69700593T
Authority: DE
Inventors: John Bartkowiak; Zheng-Yi Xie
Original assignee: Advanced Micro Devices Inc
Current assignee: Advanced Micro Devices Inc
Priority date: 1996-01-30
Filing date: 1997-01-16
Publication date: 2000-05-18
Anticipated expiration: 2017-01-17
Also published as: WO1997028614A1; US5887059A; EP0878060B1; DE69700593D1; EP0878060A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf das Gebiet der Echobeseitigung in Kommunikationsnetzwerken mit Hybrid-Transformatoren, und insbesondere auf ein Echobeseitigungssystem mit einem für Mixed-mode vorgesehenes Kleinst-Mittel-Fehlerquadrat-(LMS-) Adaptiv-Ausgleichsfiltersystem, das die Echobeseitigungsleistung verbessert.

2. Beschreibung der verwandten Technik

In EP-A-0 530 423 werden ein bekanntes Echobeseitigungsverfahren und eine Vorrichtung zur Anwendung des Verfahrens beschrieben. Das Verfahren umfaßt das Starten mit einem willkürlichen Satz Echofilterkoeffizienten, die zunächst mittels eines Schnellkonvergierungsverfahrens sequentiell neubewertet werden. Diese Operationen werden eine vorbestimmte Anzahl von Malen wiederholt, und dann wird ein Niedrigkonvergierungsverfahren zur Koeffizientenbewertung angewandt.
IEEE Transactions on Information Theory, Jan 1990, USA, Vol. 36, Nr. 1, Seite 197 bis 201, Dasgupta et al mit dem Titel "Sign-Sign LMS Convergence with Independent Stochastic Inputs" behandelt das Zeichen- Zeichen-Adaptiv-LMS-Identifikationsfilter, das eine berechnungstechnisch effiziente Variante des LMS-Identifikationsfilters ist. Eine durch den Algorithmus gebotene globale Konvergenz der Parameterschätzungen ist berücksichtigt.
In US-A-4 539 675 ist ein bekanntes Echobeseitigungssystem beschrie ben, welches ein Transversalfilter mit der Möglichkeit eines variierenden Koeffizienten aufweist.
IEEE Transactions on Circuits and Systems, Juni 1990, USA; Vol. 37, Nr. 6, Seite 836 bis 840, Rong-Yih Chen et al mit dem Titel "On the Optimum Step Size for the Adaptive Sign and LMS Algorithms" behandelt die Realisierung der schnellsten Konvergenz unter einem erwünschten mittleren Fehlerquadrat für adaptive nichtrekursive Digitalfilter mit dem Zeichenalgorithmus oder dem LMS-Algorithmus.
In Telefonnetzwerken werden normalerweise bidirektionale Zweidraht- Kommunikationsleitungen verwendet, die einen Teilnehmer, z. B. einen Telefonapparat in Privat- oder Büroräumen, mit der Netzwerkzentrale verbinden. Im wesentlichen werden bidirektionale Zweidraht-Kommunikationsleitungen in der Teilnehmerschleife zu reduzierten Kosten eingesetzt. In anderen Kommunikationswegen im Telefonnetzwerk, z. B. Fernleitungen zwischen Zentralen, werden Vierdraht-Kommunikationsleitungen verwendet. Vierdraht-Kommunikationsleitungen weisen separate Sende- und Empfangswege auf und bieten eine bessere Sendequalität aufgrund der Tatsache, daß jeder Weg separat optimiert werden kann. Ein weiterer Vorteil der Vierdraht-Leitungen ist, daß Kommunikationstechniken, z. B. Frequenzmultiplexverfahren (FDM), die separate Sende- und Empfangswege erfordern, angewandt werden können. Somit ist eine Vorrichtung zum Konvertieren von bidirektionalen Zweidrahtsignalen in separate Sende- und Empfangssignale auf einer Vierdraht-Kommunikationsleitung erforderlich.
In Leitungssteuerschaltungen von Zentralen werden häufig Hybrid-Transformatoren für die Konversion von Zweidraht- in Vierdrahtschaltung verwendet. Hybrid-Transformatoren finden weitverbreitete Anwendung in Digital-Anschlußsystemen, z. B. Digital-Basisstationen für schnurlose Te lefone, Digital-Anrufbeantworter etc.
Bei Einsatz eines Hybrid-Transformators können Vierdraht-Kommunikationsleitungen, die eine höhere Sendequalität bieten, im größten Teil des Telefonnetzwerkes verwendet werden, während kostengünstigere Zweidraht-Leitungen in der Teilnehmerschleife eingesetzt werden können. Es tritt jedoch das Problem der Impedanzfehlanpassung an der Zweidraht- zu-Vierdraht-Konversionsstelle, d. h. dem Hybriden, auf. Diese Impedanzfehlanpassung führt dazu, daß das Sendewegsignal zu dem Empfangsweg an der Konversionsstelle reflektiert wird, was allgemein als "Echo" bezeichnet wird. Die Menge an von einem Hybriden erzeugtem Echo hängt von der Qualität ab, mit der der Hybrid die Empfangs- und Sendewege trennt, und von dem Leitungsbelastungszustand. Bei stark belasteter langer Schleife ist der Echoeffekt größer. Ein typisches Echo liegt ungefähr 10 bis 16 dB unter dem Quellensignal, wenn kein Echobeseitigungssystem eingesetzt ist. Das führt zu einem sehr ärgerlichen Effekt, wenn das Echo stark ist und eine lange Verzögerungszeit hat, z. B. 30 Millisekunden oder mehr. Es ist möglicherweise schlimmer, daß in einigen Fällen das Echo zu einer Fehlfunktion der Telefoneinrichtung führen kann. Dieses Problem tritt gewöhnlich bei Vollduplex-Modems, DTMF- Detektoren in Anrufbeantwortern und ähnlichen Vorrichtungen auf. Somit wird normalerweise ein Echobeseitigungssystem in solchen Schaltungen zur Reduzierung von Echoproblemen eingesetzt.
Ein weiteres Phänomen, das eine Echobeseitigung schwierig macht, ist das, was normalerweise als "Doppelsprechen" bezeichnet wird. Doppelsprechen tritt auf, wenn die Kommunikationsleitung gleichzeitig sendet und empfängt. Man stelle sich beispielsweise einen Digital-Anrufbeantworter mit einer Zweitonmehrfrequenz (DTMF) vor. Ein Anrufbeantworter weist normalerweise einen DTMF-Detektor auf, mittels dessen der Anrufbeantworter vor Ort oder über eine entfernte Telefontastatur mit DTMF- Tönen, d. h. Eingeben von 2 für Vorwärts, 3 für Zurück, 4 für Stopp und 5 zum Hinterlassen einer Nachricht etc., gesteuert werden kann. Wenn der Anrufbeantworter im Abspielmodus ist, wird die auf dem Sendeweg abgespielte Sprache zum Empfangsweg zurückreflektiert. Wenn der Anwender an einem entfernten Telefon auch die DTMF-Befehle eingibt, kann dies dazu führen, daß der DTMF-Detektor nicht in der Lage ist, die fernübermittelten DTMF-Befehle zu detektieren. Mit anderen Worten: wenn Sprache abgespielt wird, z. B. der Ansagetext auf dem Anrufbeantworter oder eine aufgezeichnete Nachricht, und diese zum Anrufbeantworter zurückreflektiert wird, und wenn der DTMF-Detektor Töne empfängt, kann es für den DTMF-Detektor schwierig sein, die DTMF-Signale, die mit der vorhandenen Sprache gemischt sind, zu detektieren. Folglich kann es passieren, daß der Anrufbeantworter die Befehle nicht empfängt. Somit wäre in diesem Fall der Einsatz eines Echobeseitigungssystems sinnvoll.
Eine weitere Situation, in der ein Echo abträglich sein kann, ist die, daß eine Teilnehmervorrichtung, z. B. ein Anrufbeantworter, ein DTMF-Signal erzeugt, und das Signal am Hybriden zurückreflektiert wird, wodurch eine Fehldetektion durch den DTMF-Detektor verursacht wird. Es ist offensichtlich, daß in dieser Situation ein Echobeseitigungssystem hilfreich ist.
Echobeseitigungsverfahren gemäß dem Stand der Technik umfassen die Messung des Impulsverhaltens des Hybriden und die nachfolgende Konstruktion eines Ausgleichsfilters, das dieselben Charakteristiken aufweist wie der Hybrid. Das Filter empfängt das Sendewegsignal und erzeugt einen Echoschätzwert. Auf dem Empfangsweg wird der Echoschätzwert von dem tatsächlich empfangenen Signal subtrahiert.
Wenn sich der Leitungs- oder Sendezustand niemals ändert und das Verhalten des Hybriden einfach und genau gemessen werden kann, arbeitet ein Ausgleichsfilter-Echobeseitigungssystem mit feststehenden Charakte ristiken in ausreichender Weise. Leider ändern sich in einen echten Telefonnetzwerk die Leitungs- und Sendezustände ständig. Aufgrund dieser Änderungen ist es wichtig, die Charakteristiken des Filters, d. h. die Filterkoeffizienten, schnell adaptiv zu ändern, so daß die Echobeseitigung pünktlich und akkurat erfolgt. Ein adaptives Ausgleichsfilter aktualisiert seine Koeffizienten auf der Basis des Sendewegsignals und des Fehlersignals. Das Fehlersignal ist die Differenz zwischen dem tatsächlich empfangenen Signal und dem Echoschätzwert.
Häufig werden Echobeseitigungs-Ausgleichsfilter als Digital-Signalprozessoren implementiert, die die Koeffizienten des Filters adaptiv berechnen. Eines der populärsten Verfahren zur Berechnung der Filterkoeffizienten sind die Kleinst-Mittel-Fehlerquadrat-(LMS-) Verfahren aufgrund ihrer geringen Berechnungskomplexität und guten Stabilität, wenn sie richtig ausgeführt werden. LMS-Algorithmen können ferner als Voll-LMS, Zeichen-Zeichen, Zeichen-Fehler, Leck-LMS, normalisiertes LMS etc. klassifiziert werden. Jede Version hat ihre Vorteile und Nachteile.
Einige Kriterien werden bei der Bewertung der Qualität eines Echobeseitigungssystems normalerweise eingesetzt. Das erste ist die Geschwindigkeit der Konvergenz, einschließlich der Geschwindigkeit der anfänglichen Konvergenz und die Geschwindigkeit beim Wiedererreichen der Konvergenz, wenn sich der Leitungszustand ändert. Dies ist besonders wichtig im Falle eines Echobeseitigungssystems, das als Teil eines DTMF- Detektors ausgeführt ist, denn wenn eine Verbindung auf einer Leitung hergestellt worden ist, kann ein DTMF-Signal unverzüglich erzeugt werden. Ferner kann ein DTMF-Signal eine Dauer von nur 40 Millisekunden oder weniger haben, je nach Standard des Telefonsystems des betreffenden Landes.
Ein weiteres Kriterium zum Bewerten einer Echobeseitigung ist neben der Konvergenzzeit die Genauigkeit, die der Umfang der Echobeseitigung ist. Mit der folgenden Gleichung wird die Echobeseitigung gemessen:
Beseitigungsergebnis =
In der obigen Gleichung ist x(n) der Sendeweg, e(n) das Fehlersignal, n ein Abtastindex und N die Meßrahmengröße. Je größer das Beseitigungsergebnis, desto besser die Echobeseitigung, die das Echobeseitigungssystem realisiert. In einigen Telekommunikationsanwendungen ist ein Mindest-Beseitigungsergebnis erforderlich. Die DECT-Norm fordert z. B. eine Beseitigung von mindestens 24 dB am nahen Ende. Es ist eindeutig das Ziel, ein Echobeseitigungssystem zu schaffen, das schnell konvergiert und Echos gut beseitigt.
Ein drittes Echobeseitigungskriterium ist die Fähigkeit, mit der oben beschriebenen Situation des Doppelsprechens fertig zu werden. In diesem Fall ist das empfangene Signal die Summe aus Echo plus Fernsignal. Das Ziel ist die Beseitigung des Echos im größtmöglichen Umfang bei Minimierung der Verzerrung des Fernsignals.
Schließlich ist die Komplexität des zur Berechnung der Filterkoeffizienten angewandten Verfahrens ein viertes Kriterium. Eine einfache, aber effektive Lösung spart DSP-Code-Platz und Verarbeitungsenergie und ist stark auf die Kosten des Produktes bezogen.
Somit ist es offensichtlich, daß ein verbessertes System und Verfahren gewünscht wird, das eine Echobeseitigung in einem Kommunikationskanal durchführt, in dem ein Hybrid-Transformator eine Zweidraht-zu-Vierdraht-Konversion ausführt.

ZUSAMMENFASSENDER ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung umfaßt ein System und ein Verfahren zum Durchführen einer Echobeseitigung in einem Kommunikationsnetzwerk mit einer bidirektionalen Zweidraht-Kommunikationsleitung und einer Vierdraht-Kommunikationsleitung mit einem Sendeweg und einem Empfangsweg. Der Sendeweg überträgt eine Sendewegsignal, und der Empfangsweg empfängt ein Empfangssignal. Das System weist ferner einen zwischen den beiden Kommunikationsleitungen gekoppelten Hybrid- Transformator auf, der eine Zweidraht-zu-Vierdraht-Schaltungskonversion auf zwischen den beiden Kommunikationsleitungen übermittelten Signalen durchführt. Wenn das Sendewegsignal übermittelt wird, wird eine Echokomponente vom Transformator zum Empfangsweg reflektiert.
Das erfindungsgemäße System umfaßt ein mit dem Empfangsweg gekoppeltes Filter zum Reduzieren der Echokomponente. Das Filter verwendet eine Anzahl von Filterkoeffizienten und wendet selektiv entweder eine Voll-LMS-Koeffizienten-Berechnungstechnik an zum Berechnen der Filterkoeffizienten während eines ersten Zeitraums zwecks Realisierung einer schnellen Konvergenz oder eine Zeichen-Zeichen-LMS-Koeffizienten- Berechnungstechnik zum Berechnen der Filterkoeffizienten während eines zweiten Zeitraums zwecks Verbesserung von Stabilität und Konvergenz. Das Filter erzeugt ein Echoschätzsignal, das zum Erzeugen eines "Echo beseitigt"-Signals, auch als Fehlersignal bekannt, von dem empfangenen Signal subtrahiert wird. Das Filter verwendet bei der Berechnung der Filterkoeffizienten vorzugsweise drei unterschiedliche Schritt-Bemessungen zur Realisierung einer schnelleren Konvergenz oder einer größeren Echobeseitigungsgenauigkeit.
Das System umfaßt ferner eine Filtersteuereinrichtung, die einen Energieschätzwert des Sendewegsignals erzeugt. Die Filtersteuereinrichtung verwendet den Energieschätzwert dazu, das Filter anzuweisen, eine entsprechende Koeffizientenberechnungstechnik anzuwenden. Die Filtersteuereinrichtung weist ferner einen Zähler zum Bestimmen einer Menge an seit der Herstellung einer Verbindung abgelaufenen Zeit auf. Anhand dieser Menge an Zeit wird auch bestimmt, welche Koeffizientenberechnungstechnik angewandt wird.
Daher umfaßt die vorliegende Erfindung ein Echobeseitigungssystem und -verfahren mit verbesserter Echobeseitigungsleistung. Die vorliegende Erfindung wendet selektiv unterschiedliche Koeffizientenberechnungstechniken auf der Basis von Informationen über das übermittelte Signal an.

FIGURENKURZBESCHREIBUNG

Weitere Ziele und Vorteile der Erfindung werden nach dem Lesen der folgenden detaillierten Beschreibung und Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen deutlich. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Kommunikationsnetzwerkes mit Zweidraht- und Vierdraht-Kommunikationsleitungen und einem Hybrid-Transformator sowie einem verbesserten Echobeseitigungssystem gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Zustandsdiagram mit Darstellung eines Verfahrens zum Auswählen der Filterkoeffizienten-Aktualisierungstechnik gemäß der bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 3 ein Ablaufdiagramm mit Darstellung eines Verfahrens zum Auswählen der Filterkoefflzienten-Aktualisierungstechnik gemäß der bevorzugten Ausführungsform;
Fig. 4 ein Zeitbereichsdiagramm des empfangenen Signals, wenn sechs Töne vom nahen Ende gesendet werden;
Fig. 5 ein Zeitbereichsdiagramm des Fig. 4 zugeordneten Fehlersignals;
Fig. 6 ein Zeitbereichsdiagramm des empfangenen Signals, wenn menschliche Sprache vom nahen Ende gesendet wird;
Fig. 7 ein Zeitbereichsdiagramm des Fig. 6 zugeordneten Fehlersignals;
Fig. 8 ein Frequenzbereichsdiagramm des empfangenen Signals, aufgenommen 64 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung in einer Doppelsprechsituation, in der zwei Töne vom entfernten Ende und Sprache vom nahen Ende gesendet werden;
Fig. 9 ein Frequenzbereichsdiagramm des Fig. 8 zugeordneten Fehlersignals;
Fig. 10 ein Frequenzbereichsdiagramm des empfangenen Signals, aufgenommen 128 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung in einer Doppelsprechsituation, in der zwei Töne vom entfernten Ende und Sprache vom nahen Ende gesendet werden;
Fig. 11 ein Frequenzbereichsdiagramm des Fig. 9 zugeordneten Fehler signals;
Fig. 12 ein Frequenzbereichsdiagramm des empfangenen Signals, aufgenommen 1500 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung in einer Doppelsprechsituation, in der zwei Töne vom entfernten Ende und Sprache vom nahen Ende gesendet werden;
Fig. 13 ein Frequenzbereichsdiagramm des Fig. 11 zugeordneten Fehlersignals;
Fig. 14 ein Frequenzbereichsdiagramm des empfangenen Signals, aufgenommen 10240 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung in einer Doppelsprechsituation, in der zwei Töne vom entfernten Ende und Sprache vom nahen Ende gesendet werden; und
Fig. 15 ein Frequenzbereichsdiagramm des Fig. 13 zugeordneten Fehlersignals.
Obwohl die Erfindung verschiedene Änderungen erfahren und alternative Formen aufweisen kann, sind spezifische Ausführungsformen beispielhaft in den Zeichnungen dargestellt und werden hier detailliert beschrieben. Es versteht sich von selbst, daß die Zeichnungen und die detaillierte Beschreibung die Erfindung nicht auf die spezielle beschriebene Form beschränken, sondern im Gegenteil die Erfindung alle Modifikationen, Äquivalente und Alternativen, die in den Rahmen der vorliegenden Erfindung fallen und in den beiliegenden Ansprüchen festgelegt sind, abdeckt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG

Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Kommunikationsnetzwerk 100 zeigt eine bidirektionale Zwei-Draht-Kommunikationsleitung 102, die mit einem Sprecher oder Teilnehmer am anderen Ende verbunden ist, wobei es sich typischerweise um ein Telefongerät in einer Wohnung oder einem Geschäft handelt. Das Kommunikationsnetzwerk 100 weist ferner eine Vier-Draht- Kommunikationsleitung 104 auf, die mit einem Sprecher am nahen Ende verbunden ist, z. B. mit dem zentralen Büro eines Telefon-Netzwerks. Die Vier-Draht-Kommunikationsleitung 104 weist einen Sendeweg 106 und einen Empfangsweg 108 auf. Ein Hybrid-Transformator 110 ist zwischen die Zwei-Draht-Kommunikationsleitung 102 und die Vier-Draht- Kommunikationsleitung 104 geschaltet und konvertiert die Signale zwischen der Zwei-Draht-Leitung 102 und der Vier-Draht-Leitung 104. Wie gezeigt ist der Hybrid-Transformator 110 sowohl mit dem Sendeweg 106 und dem Empfangsweg 108 der Vier-Draht-Leitung 104 verbunden.
Das Kommunikationsnetzwerk 100 weist einen Digital-/Analog-(DA-) Konverter 112 auf, der in dem Sendeweg 106 zwischen den Sprecher am nahen Ende und den Hybrid-Transformator 110 geschaltet ist. Der D/A- Konverter 112 konvertiert das digitale Sendewegsignal x(n) 114 von dem Sprecher am nahen Ende in sein analoges Äquivalent auf dem Sendeweg 106. Der Analog-/Digital-Konverter 116 ist in dem Empfangsweg 108 zwischen den Hybrid-Transformator 110 und den Sprecher am nahen Ende geschaltet, um ein Empfangssignal aus der Zwei-Draht-Leitung 102, d. h. von dem Sprecher am anderen Ende, in sein digitales Äquivalent r(n) 118 zu konvertieren.
Das Filter 120 ist zwischen den Sendeweg 106 und den Empfängerweg 108 der Vier-Draht-Leitung geschaltet, vorzugsweise auf der beim Spre cher des nahen Endes gelegenen Seite des D/A-Konverters 112 und des A/D-Konverters 116. Das Filter 120 ist vorzugsweise ein adaptives Ausgleichsfilter. Es ist jedoch anzumerken, daß die anderen Typen von Filtern verwendbar sind. Das Ausgleichsfilter 120 empfängt das Sendewegsignal 114 und das Fehlersignal e(n) 122 und erzeugt ein Echoschätzsignal y(n) 124 auf der Basis des Sendewegsignals 114 und des Fehlersignals 122. Das Fehlersignal 122 ist die Differenz zwischen dem Empfangssignal 118 und dem Echoschätzsignal 124. Bei dem Filter 120 wird ein Gemischt- Modus-Verfahren des mindesten mittleren Quadrats (LMS) verwendet, um seine Filterkoeffizienten zu berechnen. Bei der bevorzugten Ausführungsform wählt das Filter 120 zwischen einem Voll-LMS-Verfahren, bei dem eine erste Schritt-Größe verwendet wird, einem Zeichen-Zeichen- LMS-Verfahren, bei dem eine zweite Schritt-Größe verwendet wird, und einem Voll-LMS-Verfahren, bei dem eine dritte Schritt-Größe verwendet wird. Das Filter wählt intelligent zwischen unterschiedlichen Filterkoeffizienten-Berechnungsverfahren, um eine verbesserte Echobeseitigung gemäß der vorliegenden Erfindung zu erzielen.
Die Ausgleichsfilter-Steuereinrichtung 126 ist mit dem Sendeweg 106 und mit dem adaptiven Ausgleichsfilter 120 verbunden. Die Ausgleichsfilter- Steuereinrichtung 126 empfängt ein Sendewegsignal 114 und weist das Filter 120 zur Verwendung unterschiedlicher Berechnungsverfahren an. Die Ausgleichsfilter-Steuereinrichtung 126 wählt unterschiedliche Koefflzienten-Steuerverfahren als Funktion der mittleren Energie des Sendewegsignals und als Funktion des Ausgangssignals des Zählers 128 in der Filtersteuereinrichtung 126. Es ist anzumerken, daß die Ausgleichsfilter- Steuereinrichtung 126 andere Kriterien verwenden kann, um die Koeffzientenberechnungsverfahren in der erläuterten Weise zu wählen.
Bei der bevorzugten Ausführungsform sind das Filter 120 und die Filtersteuereinrichtung 126 in Software implementiert, die in einem Digitalsig balprozessor (DSP) einschließlich eines Speichers verarbeitet wird. Es ist anzumerken, daß das Filter 120 und die Filtersteuereinrichtung 126 auch in Software implementiert werden können, die in einer Allzweck-CPU ausgeführt wird, oder teilweise oder vollständig in Hardware oder Hardware-Logik implementiert werden kann.
Die Filtersteuereinrichtung 126 führt auf der Basis des Quadrats des Sendewegsignals 114 eine Energieschätzung des Sendewegsignals 114 durch, und zwar unter Verwendung eines autoregressiven Filters. Die Energieschätzung wird durch eine Berechnung mittels der folgenden Gleichung durchgeführt:
P(n) = A · P(n - 1) + (1 - A) · (n) · (n)
Das Filter 120 hat eine ihm zugehörige Zeitkonstante, und die Konstante A in der obigen Gleichung hängt von der Zeitkonstanten des Filters 120 ab. Bei der bevorzugten Ausführungsform beträgt die Konstante 0,65. Dieser Wert gewährleistet, daß das Filter 120 schnell auf Änderungen des Sendewegsignals reagiert. Die Energieschätzung wird von der Filtersteuereinrichtung 126 verwendet, um die aktualisierten Verfahren zur Koeffizientenberechnung zu wählen, die von dem Filter 120 verwendet werden, um seine Filterkoeffizienten zu berechnen und/oder zu aktualisieren.
Der Zähler 128 ist bei der bevorzugten Ausführungsformn der vorliegenden Erfindung vorgesehen, um bei der Herstellung einer neuen Verbindung in dem Netzwerk eine akzeptable Anfangs-Kovergenz zu gewährleisten. Bei der Herstellung einer neuen Vebindung beginnt der Zähler, von Null auf eine vorbestimmte Anzahl T hochzuzählen, und verbleibt auf der vorbestimmten Zahl T. Während der Zeit, zu der der Zähler auf T hochzählt, weist die Ausgleichsfilter-Steuereinrichtung 126 das Filter 120 an, ein erstes Koeffizientenberechnungs-Aktualisierungsverfahren zu ver wenden, vorzugsweise das Voll-LMS-Verfahren. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die bevorzugte Zahl T 9000. Der Zähler 128 wird beim Auftreten einer Trennung auf Null rückgesetzt, um zu gewährleisten, daß beim nächsten Mal, wenn eine neue Verbindung hergestellt wird, der Zähler 128 von Null aufwärts zu zählen beginnt.
Der folgende Pseudo-Code beschreibt das Verfahren, das die Filtersteuereinrichtung 126 verwendet, um das Verfahren oder den Algorithmus zur Filterkoeffizienten-Aktualisierung zu wählen:
Falls (Zähler < T){
Algorithmus = Voll-LMS mittels des ersten Schritt-Größe
}andernfalls{
falls (P(n) > P_th1){
Algorithmus = Voll-LMS mittels des ersten Schritt-Größe
}andernfalls, falls (P(n) < P_th2)){
Algorithmus = Voll-LMS mittels des dritten Schritt-Größe
}andernfalls{
Algorithmus = Zeichen-Zeichen-LMS mittels zweiter Schritt-Größe }
}
P_th1 ist ein oberer Energie-Grenzwert, und P_th2 ist ein unterer Energie- Grenzwert. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist P_th1 sehr viel größer als P_th2. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist P_th1 um 40 dB größer als P_th2.
Fig. 2, auf die nun eingegangen wird, zeigt ein Zustandsdiagramm zur Veranschaulichung des Verfahrens zum Wählen unterschiedlicher Koeffizienten-Berechnungsverfahren. Bei der bevorzugten Ausführungsform startet das Filter 120 (von Fig. 1) durch Wählen eines Voll-LMS-Ver fahrens. Das Filter 120 wählt ein Zeichen-Zeichen-LMS-Verfahren, falls das Ausgangssignal des Zählers 128 größer ist als ein vorbestimmter Wert T und die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 größer ist als der untere Energie-Grenzwert, P_th2, und die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 kleiner ist als der obere Energie-Grenzwert, P_th1. Falls das Filter 120 das Zeichen-Zeichen-Verfahren wählt und die mittlere Energie des Sendewegsignals kleiner wird als der untere Energie- Grenzwert P_th2, oder die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 größer wird als der obere Energie-Grenzwert P_th1, wählt das Filter 120 das Voll-LMS-Verfahren.
Fig. 3, auf die nun eingegangen wird, zeigt ein Flußdiagramm zur Veranschaulichung des Verfahrens zum Wählen unterschiedlicher Koeffizienten- Berechnungsverfahren. Bei der bevorzugten Ausführungsform stellt das Filter 120 in dem Schritt 302 fest, ob das Ausgangssignal des Zählers 128 unter einem vorbestimmten Wert T liegt. Falls dies der Fall ist, dann wählt das Filter 120 in dem Schritt 304 ein Voll-LMS-Verfahren unter Verwendung einer ersten Schritt-Größe. Falls in dem Schritt 302 das Ausgangssignal des Zählers nicht kleiner ist als ein vorbestimmter Wert, dann stellt das Filter 120 in dem Schritt 306 fest, ob ob die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 größer ist als der obere Energie-Grenzwert P_th1. Falls dies der Fall ist, dann wählt das Filter 120 in dem Schritt 304 das Voll-LMS-Verfahren unter Verwendung einer ersten Schritt-Größe. Falls in dem Schritt 306 die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 nicht größer ist als der obere Energie-Grenzwert P_th1, dann stellt das Filter 120 in dem Schritt 308 fest, ob die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 kleiner ist als der untere Grenzwert P_th2. Falls dies der Fall ist, dann wählt das Filter 120 in dem Schritt 310 ein Voll-LMS- Verfahren unter Verwendung einer dritten Schritt-Größe. Falls in Schritt 308 die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 nicht kleiner ist als der Energie-Grenzwert P_th2, dann wählt das Fiklter 120 in Schritt 312 ein Zeichen-Zeichen-LMS-Verfahren unter Verwendung einer zweiten Schritt- Größe.
Wiederum gemäß Fig. 1 werden in dem Fall, in dem der Voll-LMS-Algorithmus unter Verwendung einer ersten Schritt-Größe gewählt wird, Filterkoeffizienten gemäß der folgenden Gleichung gewählt:
wk(n + 1) = wk(n) + u1 (n) · (n - k), k = 0, 1, ... N-1
In dem Fall, in dem der Zeichen-Zeichen-Algorithmus unter Verwendung der zweiten Schritt-Größe gewählt wird, werden die Filterkoeffizienten gewählt mittels:
wk(n + 1) = wk(n) + u2 Zeichen(e(n))Zeichen(x(n - k)), k = 0, 1, ... N-1
In dem Fall, in dem der Zeichen-Zeichen-Algorithmus unter Verwendung der dritten Schritt-Größe gewählt wird, werden die Filterkoeffizienten gewählt mittels:
wk(n + 1) = wk(n) + u3 e(n))·(n - k), k = 0, 1, ... N-1
In den obigen Gleichungen ist n ein Abtastwert-Index, wk() ist ein Filterkoeffizient, u1 ist die erste Schritt-Größe, u2 ist die zweite Schritt-Größe, u3 ist die dritte Schritt-Größe, e() ist das Fehlersignal 122, c() ist das Sendewegsignal 114, k bezeichnet einen der Filtterkoeefizienten, N ist die Anzahl der Filterkoeffizienten, und das Zeichen () nimmt ein algebraisches Zeichen seines Kontextes an.
Bei der Verwendung eines LMS-Algorithmus zum Berechnen der Filterkoeffizienten wird die Schritt-Größe als kritischer Faktor bei der Bestimmung der Konvergenzgeschwindigkeit und der Stabilität des Filters ver wendet. Falls die Schritt-Größe zu groß ist, wird durch das in den Betrieb eingebrachte Rauschen ein Divergieren des Agorithmus verursacht. Falls hingegen die Schritt-Größe zu klein ist, kann das Filter eine lange Zeit benötigen, um zu konvergieren. Wenn eine Implementation mit festem Punkt für das DSP verwendet wird und falls dabei die Schritt-Größe zu klein ist, werden die Ausgleichsfilterkoeffizienten nicht aktualisert, und als Ergebnis konvergiert der LMS-Algorithmus niemals zu dem optimalen Zustand.
Die Schritt-Größe eines LMS-Algorithmus wird durch den reziproken Wert des größen Eigenwertes der Sendewegsignal-Korrelationsmatrix nach oben hin begrenzt. Dies bedeutet:
u < 1/λmax < 1/Tr[R] = 1/ = 1/Nσ²x
wobei R die Sendewegsignal-Korrelationsmatrix ist, Tr[R] die Spur der Matrix R ist, λn die Eigenwerte der Sendewegsignal-Korrelationsmatrix für das Sendewegsignal 114 ist, N die Anzahl der Filterkoeffizienten ist, und σ²x die mittlere Energie des Sendewegsignals 114 ist.
Die Schritt-Größe hat auch eine untere Begrenzung, die bestimmt ist durch die Quantisierung des Aktualisierungswertes der Filterkoeffienten. Um zu gewährleisten, daß die Filterkoeffizienten aktualisiert werden, muß die Aktualisierung größer sein als der kleinste Quantisierungswert der Aktualisierung. Der Zustand, in dem der i-te Koeffizient des Ausgleichsfilters das Aktualisieren stoppt, ist der folgende:
u e(n)x(n-i) < δ/2
In der obigen Gleichung ist u die Schritt-Größe, e() ist das Fehlersignal 122, x() ist das Sendewegsignal 114, und δ ist das Inkrement zwischen zwei aufeinanderfolgenden legalen Quantisierer-Ausgangspegeln.
Die Schritt-Größe u hat dann einen unteren Grenzwert:
u > umin = δ²/4σ²x&epsi;min
wobei δ das Inkrement zwischen zwei aufeinanderfolgenden legalen Quantisierer-Ausgangspegeln ist, σ²x ist die mittlere Energie des Sendewegsignals 114, und &epsi;min ist die minimale Energie des Fehlersignals im stabilen Zustand, d. h. bei der Konvergenz.
Zusammenfassend gesagt sind die Beschränkungen, die der Schritt- Größe für einen LMS-Algorithmus auferlegt werden, damit er konvergiert und stabil bleibt, gemäß der folgenden Ungleichheit beschaffen:
d²/4s²xemin < u < 1/Ns²x
Eine weitere wichtige Eigenschaft eines LMS-Algorithmus ist seine Konvergenzgeschwindigkeit t, die umgekehrt proportional ist zu der Schritt- Größe u:
t= 1/uλmin
Bei der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden bei jeder Anwendung eines LMS-Algorithmus unterschiedliche Schritt- Größen verwendet, um bestimmte Zwecke zu erfüllen. In dem Fall, in dem der Voll-LMS-Algorithmus unter Verwendung einer ersten Schritt- Größe benutzt wird, wird die erste Schritt-Größe derart gwählt, daß sie näher an dem oberen Grenzwert liegt, um eine schnellere Konvergenz auf Kosten der Präzision zu erzielen. Bei der bevorzugten Ausführungsform ist die erste Schritt-Größe u1 = 0,15. Nimmt man beispielsweise eine mittlere Sendewegsignal-Energie von 0,25 an, dann hat ein 16-Filter- Koeffizienten-LMS-Algorithmus eine obere Begrenzung gemäß
u < 1/Nσ²x = 0,25
In dem Fall, in dem ein Zeichen-Zeichen-Algorithmus unter Verwendung einer zweiten Schritt-Größe benutzt wird, wird eine sehr kleine Schritt- Größe, vorzugsweise eine Schriit-Größe u2 = 0,0003 verwendet, um eine hohe Präzsion zu erzielen. Da u2 klein ist, wird der Anpassungsvorgang fortgesetzt, bis er die optimale Konvergenz erreicht.
Wenn die mittlere Energie σ²x des Sendewegsignals 114 sehr klein ist, erzeugt selbst eine sehr kleine Schritt-Größe ein beträchtliches Rauschen. Das Rauschen ist beträchtlich, da das Signal low ist, und somit ist auch das Signal-/Rausch-Verhältnis niedrig. Falls dieser Zustand auftritt, kehrt die Koeffizientenaktualisierungs-Algorithmus-Wähleinrichtung, d. h. die Filtersteuereinrichtung 126, zurück zu der Verwendung einer sehr kleinen Schritt-Größe u3. Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist u3 = 0,0003.
Die mittels der vorliegenden Erfindung erzielten Ergebnisse sind einem Filter, bei dem ein reiner Zeichen-Zeichen-LMS-Algorithmus verwendet wird, dahingehend überlegen, daß eine sehr viel schnellere Konvergenzgeschwindigkeit erreicht wird. Ein Filter gemäß der bevorzugten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung erzielt eine Konvergenz in weniger als 100 Millisekunden, im Vergleich mit der Konvergenzzeit von über 1 Sekunde bei einem rein vom Zeichen-Zeichen-Typ ausgelegten Algorithmus mit der gleichen Schritt-Größe. Auch das Lösch-Ergebnis dieses gemischten Algorithmus ist um einige dB besser als der Zeichen-Zeichen- Algorithmus.
Im Vergleich mit einem reinen Voll-LMS-Algorithmus hat der gemischte Algorithmus gemäß der vorliegenden Erfindung auch eine sehr viel bessere Stabilität und ein besseres Lösch-Ergebnis. Ein detaillierter Vergleich der Leistung eines rein vom Zeichen-Zeichen-Typ ausgelegten Algorithmus, eines reinen Voll-LMS-Algorithmus und eines gemischten Algorithmus gemäß der vorliegenden Erfindung ist in der folgenen Tabelle aufgeführt.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Fähigkeit zur Handhabung einer Doppelsprech-Situation, wie sie bereits beschrieben wurde. Das Filter 120 erreicht die Konvergenz schnell, indem es den Voll-LMS-Algorithmus unter Verwendung der ersten Schritt-Größe benutzt. Wenn die Konvergenz erreicht ist, schaltet das Filter zur Benutzung des Zeichen-Zeichen-LMS-Algorithmus unter Verwendung der zweiten Schritt-Größe um, um eine präzisere Konvergenz zu erreichen. Bei diesem Konvergenz-Zustand wird das Echo größtenteils gelöscht, und das Fehlersignal 122 besteht hauptsächlich aus dem Signal am anderen Ende. Der Großteil der normalen Sprache hat einen sehr geringen Gleichstrom- Anteil und hat somit einen Null-Mittelwert. Dies bedeutet:
x(n)/N = 0, falls N relativ groß ist.
Somit ist = o Zeichen(x(n)) = 0 auch dann, falls N relativ groß im Vergleich mit der Frequenz von x(n) ist.
Das gleiche gilt für das Zeichen des Fehlersignals Zeichen(e(n)) = 0. Da das Fehlersignal e(n) 122 und das Sendewegsignal x(n) 114 nicht korreliert sind, ergibt sich
u Zeichen(e(n))Zeichen(x(n)) = 0.
Die Ergebnisse, daß der Zeichen-Zeichen-LMS-Algorithmus dazu neigt, selbst dann konvergent zu bleiben, wenn eine Doppelsprechsituation eintritt, werden von der vorliegenden Erfindung vorteilhaft ausgenutzt. Dieses Ergebnis ist echt, vorausgesetzt, daß die Schritt-Bemessung in dem Zeichen-Zeichen-LMS-Algorithmus ausreichend klein ist, was bei der Erfindung der Fall ist, bei der u2 klein ist, damit garantiert ist, daß der Fehler der Filterkoeffizienten klein genug ist, um keine Divergenz zu verursachen. Aufgrunddessen meistert der erfindungsgemäße Mixed-mode-LMS- Algorithmus die Doppelsprechsituation sehr gut, ohne die Komplexität und Kosten der Lösungen gemäß dem Stand der Technik zu erhöhen. Das herkömmliche Verfahren zur Bewältigung der Doppelsprechsituation durch einen Voll-LMS-Algorithmus ist die Prüfung der Kreuzkorrelation zwischen dem Sendesignal und dem empfangenen Signal und Stoppen oder Verlangsamen der Adaptation, wenn eine Doppelsprechsituation eintritt. Der in Implementationen gemäß dem Stand der Technik normalerweise verwendete Kreuzkorrelator war typischerweise relativ aufwendig und komplex.
Verschiedene Diagramme von von einem System gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durchgeführten Simulationen werden jetzt beschrieben. Diese Diagramme zeigen, wie die vorliegende Erfindung in vorteilhafter Weise eine Echobeseitigung mit verbesserter Handhabung des Doppelsprechens durchführt.
Fig. 4 zeigt ein Zeitbereichsdiagramm des empfangenen Signals 118 (aus Fig. 1). Die X-Achse zeigt die Abtastzählung oder den Abtastindex. Eine Abtastung erfolgt alle 125 Mikrosekunden. Die Y-Achse zeigt die Abtastwerte der Spannung des empfangenen Signals 118. Die Abtastwerte werden vom Analog-/Digital-Wandler 116 ausgegeben. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Analog-/Digital-Wandler 116 ein 16-Bit- Analog-/Digital-Wandler, somit liegen die ausgegebenen Werte zwischen plus und minus 32767. Sechs Töne mit einer Frequenz von 500 Hz, 712 Hz, 925 Hz, 1300 Hz, 1800 Hz und 2500 Hz werden vom nahen Ende übertragen. Da es in diesem Fall keine Fernendenkomponente gibt, stellt das empfangene Signal im wesentlichen das Echo dar.
Fig. 5 zeigt ein Zeitbereichsdiagramm des Fehlersignals 122 (aus Fig. 1), das dem empfangenen Signal aus Fig. 4 zugeordnet ist. Der Konvergenzprozeß ist in diesem Diagramm gut zu sehen. Die Amplitude des Fehlersignals 122 wird immer kleiner, bis zur Konvergenz ungefähr beim Abtastwert 500.
Fig. 6 zeigt ein Zeitbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 4, mit der Ausnahme, daß Sprache statt Töne vom nahen Ende gesendet wird.
Fig. 7 zeigt ein Zeitbereichsdiagramm des Fehlersignals 122, das dem empfangenen Signal aus Fig. 6 zugeordnet ist. Der Konvergenzprozess ist in diesem Diagramm gut zu sehen. Es wird auch gezeigt, daß das Filter 120 (aus Fig. 1) nach der Konvergenz in einem stabilen Zustand bleibt.
Fig. 8 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm des empfangenen Signals 118. Die X-Achse stellt die Frequenz dar. Die Y-Achse stellt die Amplitude in dB des empfangenen Signals 122 bei einer vorgegebenen Frequenz dar, aufgenommen 64 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung in einer Doppelsprechsituation, in der ein 697 Hz- und ein 1209 Hz-Ton vom fernen Ende und Sprache vom nahen Ende gesendet werden. Das Abspielen einer Nachricht auf dem Anrufbeantworter stellt die Sprache vom nahen Ende dar.
Fig. 9 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm des Fehlersignals 122, das dem empfangenen Signal aus Fig. 8 zugeordnet ist. Da das Filter noch nicht konvergiert ist, ist das DTMF-Signal in dem Fehlersignaldiagramm nicht zu sehen.
Fig. 10 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 8, jedoch aufgenommen 128 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung.
Fig. 11 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 9, jedoch aufgenommen 128 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung.
In diesem Fall ist das Filter 120 konvergiert, und die Sprachkomponente des empfangenen Signals, d. h. das Echo, ist effektiv beseitigt. Folglich ist die DTMF in dem Fehlersignal zu sehen.
Fig. 12 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 10, jedoch aufgenommen 1500 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung.
Fig. 13 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 11, jedoch aufgenommen 1500 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung. Dieses Diagramm zeigt, daß das Filter 120 weiterhin konvergiert bleibt, selbst wenn sich später der Sprachsendesignalpegel erhöht (daher erhöht sich das Echo) und die DTMF immer noch zu sehen ist. Es wird gezeigt, daß der Sprachpegel, der ungefähr bei 1300 Hz liegt, in dem empfangenen Signal 118 (aus Fig. 10) sogar höher ist als der DTMF-Signalpegel, aber die Beseitigungsergebnisse so gut sind, daß die DTMF (die sich am fernen Ende befindet und unberührt bleibt) aus der Sprache "verschwunden" ist.
Fig. 14 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 12, jedoch aufgenommen 10240 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung.
Fig. 15 zeigt ein Frequenzbereichsdiagramm ähnlich dem aus Fig. 13, jedoch aufgenommen 10240 Millisekunden nach Herstellung der Verbindung. Dieses Diagramm zeigt Eigenschaften des Filters 120 ähnlich dem aus Fig. 13.
Es muß zur Kenntnis genommen werden, daß es viele andere Fälle gibt, in denen Echobeseitigung wichtig ist und bei denen die vorliegende Erfindung eine solche Echobeseitigung besser durchführt als Echobeseitigungssysteme gemäß dem Stand der Technik.

Claims

1. System zur Echobeseitigung in einem Kommunikationsnetzwerk (100), mit:

einer bidirektionalen Zwei-Draht-Kommunikationsleitung (102);

einer Vier-Draht-Kommunikationsleitung (104) mit einem Sendeweg (106) und einem Empfangsweg (108), wobei der Sendeweg zum Übertragen eines Sendewegsignals in der Lage ist und der Empfangsweg zum Empfangen eines Empfangssignals in der Lage ist;

einem zwischen die Zwei-Draht-Kommunikationsleitung (102) und die Vier-Draht-Kommunikationsleitung (104) geschalteten Hybrid- Transformator (110), der zwischen der Zwei-Draht- und der Vier- Draht-Leitung übertragene Signale einer Zwei-Draht- zu Vier-Draht- Schaltungs-Konvertierung unterzieht, wobei das Sendewegsignal auf dem Sendeweg (106) der Vier-Draht-Kommunikationsleitung (104) an die Zwei-Draht-Kommunikationsleitung (102) zugeführt wird und wobei eine Echo-Komponente von dem Hybrid-Transformator (110) zu dem Empfangsweg (108) der Vier-Draht-Kommunikationsleitung (104) reflektiert wird, und

einem Filter (120), das mit dem Empfangsweg verbunden ist, um die Echo-Komponente auf dem Empfangsweg zu reduzieren, wobei das Filter (120) mehrere Filterkoeffizienten aufweist und das Filter (120) wahlweise eine erste Koeffizienten-Berechnungstechnik verwendet, um die Filterkoeffizienten während einer ersten Zeitperiode zwecks Erzielen einer schnellen Konvergenz zu berechnen, und das Filter (120) wahlweise eine zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik ver wendet, um die Filterkoeffizienten während einer zweiten Zeitperiode zwecks Erzielen verbesserter Stabilität und Konvergenz zu berechnen,

dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (120) die Filterkoeffizienten basierend auf einem Schätzwert für die Energie des Sendewegsignals (114) berechnet.

2. System nach Anspruch 1, bei dem das Filter (120) ein Echoschätzsignal auf dem Empfangsweg (108) erzeugt, um die Echo- Komponente auf dem Empfangsweg zu reduzieren.

3. System nach Anspruch 2, bei dem das Filter (120) ferner mit dem Sendeweg (106) verbunden ist, wobei das Filter das Sendewegsignal (114) und ein Fehlersignal (122) empfängt und das Echoschätzsignal (124) als Funktion des Sendewegsignals und des Fehlersignals erzeugt, wobei das Fehlersignal (122) ein von dem Empfangssignal (118) subtrahiertes früheres Echoschätzsignal ist.

4. System nach Anspruch 1, ferner mit: einer Filtersteuereinrichtung (126), die mit dem Filter (120) verbunden ist, um das Filter dahingehend zu steuern, daß es entweder die erste Koeffizienten-Berechnungstechnik oder die zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik zum Berechnen der Filterkoeffizientenwerte verwendet.

5. System nach Anspruch 4, bei dem die Filtersteuereinrichtung (126) mit dem Sendeweg verbunden ist und einen Energieschätzwert des Sendewegsignals (114) berechnet; wobei die Filtersteuereinrichtung (126) die erste Koeffizienten- Berechnungstechnik wählt, wenn der Energieschätzwert größer als ein oberer Energieschwellwert ist, die Filtersteuereinrichtung (126) die zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik wählt, wenn der Energieschätzwert zwischen dem oberen Energieschwellwert und einem unteren Energieschwellwert liegt, und die Filtersteuereinrichtung eine dritte Koeffizienten-Berechnungstechnik wählt, wenn der Energieschätzwert kleiner als der untere Energieschwellwert ist.

6. System nach Anspruch 5, bei dem der Energieschätzwert gemäß der Gleichung

P(n) = A · P(n-1) + (1-A) · (n) · (n)

berechnet wird, wobei P() der Energieschätzwert ist, das Filter (120) eine ihm zugeordnete Zeitkonstante aufweist und dabei A eine von der Zeitkonstante des Filters abhängige Konstante ist, x() das Sendewegsignal (114) ist und n ein Proben-Index ist.

7. System nach Anspruch 4, bei dem die Filtersteuereinrichtung (126) ferner einen Zähler (128) aufweist, der bei der Herstellung einer neuen Kommunikationsverbindung zu zählen beginnt, wobei die Filtersteuereinrichtung (126) die erste Koeffizienten- Berechnungstechnik wählt, wenn der Zähler (128) einen Wert unterhalb eines vorbestimmten Wertes hat.

8. System nach Anspruch 7, bei dem der Zähler (128) von Null zu zählen beginnt; wobei der Zähler bei einer Kommunikationsausschaltung auf Null rückgesetzt wird.

9. System nach Anspruch 1, bei dem die erste Koeffizienten- Berechnungstechnik eine Voll-Technik nach dem kleinsten mittleren Fehlerquadrat (LSM) mit einer ersten Schritt-Bemessung ist, und bei der die zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik eine Zeichen- Zeichen-LMS-Technik mit einer zweiten Schritt-Bemessung ist, wobei die erste Schritt-Bemessung größer als die zweite Schritt-Bemessung ist.

10. System nach Anspruch 9, bei dem die Filtersteuereinrichtung (126) mit dem Sendeweg verbunden ist und einen Energieschätzwert des Sendewegsignals (114) berechnet;

wobei die Filtersteuereinrichtung (126) die Voll-LMS-Technik mit der ersten Schritt-Bemessung wählt, wenn der Energieschätzwert größer als ein oberer Energieschwellwert ist, die Filtersteuereinrichtung (126) die die zweite Schritt-Bemessung verwendende Zeichen-Zeichen-LMS-Technik wählt, wenn der Energieschätzwert zwischen dem oberen Energieschwellwert und einem unteren Energieschwellwert liegt, und die Filtersteuereinrichtung (126) die die dritte Schritt-Bemessung verwendende Voll-LMS-Technik wählt, wenn der Energieschätzwert kleiner als der untere Energieschwellwert ist, wo bei der obere Energieschwellwert größer als der untere Energieschwellwert ist.

11. System nach Anspruch 10, bei dem die erste Schritt-Bemessung sich gemäß der folgenden Ungleichung einer oberen Begrenzung approximiert und kleiner als diese ist:

ul < 1/Nσ&supmin;²x

wobei Nσ&supmin;²x die mittlere Energie des Sendewegsignals und N die Anzahl der Filterkoeffizienten ist.

12. System nach Anspruch 10, bei dem die zweite Schritt-Bemessung sich gemäß der folgenden Ungleichung einer unteren Begrenzung approximiert und größer als diese ist:

u2 > δ²/4σ²x_min

wobei σ²x die mittlere Energie des Sendewegsignals ist, δ ein Inkrement zwischen zwei aufeinanderfolgenden legalen Quantifizierer- Ausgangssignalpegeln des Analog-/Digital-Konverters ist und _min die minimale Energie des Fehlersignals bei Konvergenz ist.

13. System nach Anspruch 1, bei dem das Filter (120) einen Digitalsignalprozessor aufweist, der zum Durchführen von Filterfunktionen konfiguriert ist; wobei das System ferner aufweist:

einen Digital-/Analog-Konverter (112), der in dem Sendeweg (106) zwischen den Hybrid-Transformator (110) und das Filter geschaltet ist, und

einen Analog-/Digital-Konverter (116), der in dem Empfangsweg (108) zwischen den Hybrid-Transformator (110) und das Filter geschaltet ist.

14. Verfahren zur Echobeseitigung in einem Kommunikationsnetzwerk mit einer bidirektionalen Zwei-Draht-Leitung (102), einer Vier-Draht- Leitung (104) mit einem Sendeweg (106) und einem Empfangsweg (108), einem Hybrid-Transformator (110), der zwischen die Zwei- Draht-Leitung und die Vier-Draht-Leitung geschaltet ist, und einem mit dem Empfangsweg verbundenen Filter (120) mit mehreren Filterkoeffizienten, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:

Senden eines Sendewegsignals (1I4) auf dem Sendeweg (106) der Vier-Draht-Leitung (104);

wobei der Hybrid-Transformator (110) das Sendewegsignal (114) einer Zwei-Draht- zu Vier-Draht-Schaltungs-Konvertierung unterzieht,

wobei eine Echo-Komponente von dem Hybrid-Transformator (110) zu dem Empfangsweg (108) der Vier-Draht-Kommunikationsleitung (108) reflektiert wird;

Filtern des Empfangswegs (108) zum Reduzieren der Echo- Komponente auf dem Empfangsweg, wobei das Filtern unter Verwendung mehrerer Filterkoeffizienten durchgeführt wird, und beim Filtern wahlweise eine erste Koeffizienten-Berechnungstechnik verwendet wird, um die Filterkoeffizienten während einer ersten Zeitperiode zwecks Erzielen einer schnellen Konvergenz zu berechnen, und beim Filtern wahlweise eine zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik verwendet wird, um die Filterkoeffizienten während einer zweiten Zeitperiode zwecks Erzielen verbesserter Stabilität und Konvergenz zu berechnen,

dadurch gekennzeichnet, daß das Filtern einen Schritt umfaßt, bei dem die Filterkoeffizienten basierend auf einem Energieschätzwert des Sendewegsignals (114) berechnet werden.

15. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem beim Filtern ein Echoschätzsignal erzeugt wird, das die Echo-Komponente reduziert.

16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem das Filtern umfaßt:

Empfangen des Sendewegsignals (114) und eines Fehlersignals (122), wobei das Erzeugen des Echoschätzsignals (124) als Funktion des Sendewegsignals und des Fehlersignals (122) erfolgt, und

Subtrahieren des Echoschätzsignals (124) von dem Empfangssignal zwecks Erhalt des Fehlersignals.

17. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Filtern umfaßt: mittels einer Filtersteuereinrichtung (126), Lenken des Filters (120) dahingehend, daß es entweder die erste Koeffizienten-Berechnungstechnik oder die zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik zum Berechnen der ersten Koeffizientenwerte verwendet.

18. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem beim Filtern ein Energieschätzwert des Sendewegsignals (114) berechnet wird.

19. Verfahren nach Anspruch 18, bei dem das Generierung des Energieschätzwertes gemäß der Gleichung

P(n) = A · P(n - 1) + (1 - A) · (n) · (n)

durchgeführt wird, wobei P() der Energieschätzwert ist, das Filter (120) eine ihm zugeordnete Zeitkonstante aufweist und dabei A eine von der Zeitkonstante des Filters abhängige Konstante ist, x() das Sendewegsignal (114) ist und n ein Proben-Index ist.

20. Verfahren nach Anspruch 18, bei dem das Filtern umfaßt: Wählen der ersten Koeffizienten-Berechnungstechnik, wenn der Energieschätzwert größer als ein oberen Energieschwellwert ist,

Wählen der zweiten Koeffizienten-Berechnungstechnik, wenn der Energieschätzwert zwischen dem oberen Energieschwellwert und einem unteren Energieschwellwert liegt,

Wählen einer dritten Koeffizienten-Berechnungstechnik, wenn der Energieschätzwert kleiner als der untere Energieschwellwert ist.

21. Verfahren nach Anspruch 20, bei dem als erste Koeffizienten- Berechnungstechnik eine Voll-Technik nach dem kleinsten mittleren Fehlerquadrat (LSM) mit einer ersten Schritt-Bemessung gewählt wird, und bei dem als zweite Koeffizienten-Berechnungstechnik eine Zeichen-Zeichen-LMS-Technik mit einer zweiten Schritt-Bemessung gewählt wird, und bei dem als dritte Koeffizienten-Berechnungstechnik eine Voll-LMS Technik mit einer dritten Schritt-Bemessung gewählt wird, wobei die erste Schritt-Bemessung wesentlich größer als die zweite Schritt-Bemessung ist und die erste Schritt-Bemessung wesentlich größer als die dritte Schritt-Bemessung ist.

22. Verfahren nach Anspruch 21, bei dem das Filtern umfaßt:

Berechnen eines Energieschätzwertes des Sendewegsignals (114);

Wählen der Voll-LMS-Technik mit der ersten Schritt-Bemessung, wenn der Energieschätzwert größer als ein oberer Energieschwellwert ist;

Wählen der die zweite Schritt-Bemessung verwendenden Zeichen-Zeichen-LMS-Technik, wenn der Energieschätzwert zwischen dem oberen Energieschwellwert und einem unteren Energieschwellwert liegt;

Wählen der die dritte Schritt-Bemessung verwendenden Voll-LMS- Technik, wenn der Energieschätzwert kleiner als der untere Energie schwellwert ist, wobei der obere Energieschwellwert größer als der untere Energieschwellwert ist.

23. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Filtern umfaßt:

Beginnen eines Zählvorgangs bei Herstellung einer neuen Kommunikationsverbindung;

Wählen der ersten Koeffizienten-Berechnungstechnik, wenn das Zählen einen vorbestimmten Wert nicht erreicht hat.

24. Verfahren nach Anspruch 23, bei dem das Filter einen Zähler (128) aufweist, der den Zählvorgang durchführt, wobei das Beginnen des Zählvorgangs bei Null erfolgt und beim Filtern der Zähler (128) bei einer Kommunikationsausschaltung auf Null rückgesetzt wird.