DE68919807T2

DE68919807T2 - Vollduplex-digitaler Lautfernsprecher.

Info

Publication number: DE68919807T2
Application number: DE68919807T
Authority: DE
Inventors: Ygal Arbel
Original assignee: Rolm Co Inc
Current assignee: Siemens Communications Inc
Priority date: 1988-10-26
Filing date: 1989-09-12
Publication date: 1995-07-13
Anticipated expiration: 2009-09-13
Also published as: EP0366584A3; EP0366584A2; DE68919807D1; JPH02156736A; US4912758A; EP0366584B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Fernsprecheinrichtungen und insbesondere einen digitalen Vollduplex-Lautfernsprecher.
Ein Lautfernsprecher funktioniert als "Freisprech-"Fernsprecher, bei dem ein Lautsprecher und ein Mikrofon die typischen Hörerfunktionen des Übertragens und Empfangens von Sprachsignalen erfüllen. Als Ergebnis ist es nicht erforderlich, daß sich ein Benutzer nahe am Apparat befindet.
Ein mit Lautfernsprechern verbundenes Problem bezieht sich auf einen Rauschanteil, der sich aus akustischer Kopplung zwischen dem Lautsprecher und dem Mikrofon ergibt. Diese unerwünschte akustische Kopplung ist allgemein als "Raumecho" bekannt. Der Raumechorauschanteil ergibt sich aus sowohl direkten als auch reflektierten Schallwegen vom Lautsprecher zum Mikrofon, und wenn er nicht unterdrückt wird, ist der Raumechorauschanteil für den Anrufer hörbar. An der nahen analogen Gabelkoppelvorrichtung besteht ein zweiter Echoweg, das Leitungsecho, und wird durch eine inhärente Widerstandsfehlanpassung zwischen der Koppelvorrichtung und der Leitung bewirkt. Die Gesamtwirkung dieser Echorauschanteile besteht in der Erzeugung einer Signalschleife mit positiver Verstärkung. Um Schleifenschwingungen zu vermeiden, müssen die Echorauschanteile unterdrückt oder gelöscht werden.
Insbesondere läßt sich der Raumechorauschanteil als die gesamte lineare Übertragungsfunktion vom Lautsprecher zum Mikrofon darstellen. Die Form und Dauer dieser Übertragungsfunktion werden teilweise durch den mechanischen Aufbau des Lautfernsprechers, besonders die relativen Positionen des Mikrofons und des Lautsprechers, und auch durch die Abmessungen, den Inhalt und die Schallabsorbierungseigenschaften des Raumes, in dem sich der Lautfernsprecher befindet, bestimmt. Beispielsweise beträgt die Nachhallzeit eines typischen Büros annähernd 330 Millisekunden. Die Nachhallzeit wird allgemein als die Zeit definiert, die dafür erforderlich ist, daß das Echo auf -60dB oder weniger abfällt.
Ein üblicher Weg zur Verringerung von Raumechosignalanteilen besteht in dem Erfordernis, daß das Mikrofon und der Lautsprecher mechanisch getrennt sind, indem man sie in getrennte Gehäuse verlegt. Ein weiterer üblicher Weg besteht in dem Erfordernis, daß ein Bediener in einen Hörer spricht, während die Sprache gleichzeitig über das Mikrofon eingegeben wird. Da das vom Hörer erzeugte Sprachsignal im Idealfall frei von Raumechoanteilen ist, können Schaltungen im Lautfernsprecher den Echoanteil des Tonsignals identifizieren und kompensieren. Es ist klar, daß keiner dieser üblichen Wege eine optimale Lösung darstellt.
Das Leitungsecho ist die Summe aller Signalreflexionen aufgrund der Widerstandsfehlanpassung in allen Zweidraht/Vierdraht-Umwandlungsgabelschaltungen entlang des Verbindungsweges. Die stärkste Reflexion tritt an der Verbindung der Nebenstellenanlage mit der Leitung ein und wird normalerweise als das Nah-Gabelecho bezeichnet. Dieser Leitungsechoanteil weist eine typische Dauer von 16 Millisekunden einschließlich einiger Laufzeit auf. Ein Fern-Gabelecho kann ebenfalls vorkommen.
Leitungsechos mit relativ langen Laufzeiten werden innerhalb des Fernsprechnetzes gewöhnlich durch Durchgangsdämpfungs-(VNL - Via Net Loss) und/oder Echounterdrückungs-/-löschungsverfahren unterdrückt. Jedoch ist es bei erdgebundenen Inlandsfernleitungen mit einer Länge von bis zu 3000 Freileitungskilometer nicht erforderlich, Echosperren einzubauen, und sie können Echolaufzeiten von im Durchschnitt bis zu 35 Millisekunden bewirken.
Bei einem Halbduplex-Lautfernsprecher lassen sich die unerwünschten Wirkungen solcher Raum- und Leitungsechos vermeiden, indem man nur jeweils den Übertragungs- oder den Empfangssignalweg freigibt. Der Mechanismus zur Signalwegsteuerung ist typisch irgendeine Form von sprachgesteuertem Schalter. Aufgrund der endlichen Umschaltzeit zwischen den Signalwegen kann jedoch ein Benutzer eines gewöhnlichen Halbduplex-Lautfernsprechers eine Verschlechterung des Wechselgesprächs, eine begrenzte Fähigkeit, den entsprechenden Teilnehmer zu unterbrechen und eine Kürzung erster Silben erfahren.
Im Idealfall bietet ein Vollduplex-Lautfernsprecher ein gleichzeitiges zweiseitig gerichtetes Gespräch und unterliegt daher nicht diesen mit Signalwegumschaltung in Verbindung stehenden Problemen, die in einem Halbduplex-Lautfernsprecher auftreten. Es wird typisch ein Versuch angestellt, sowohl Raum- als auch Leitungsechos durch Einsetzen von adaptiven Filterverfahren zu löschen. Beispielsweise wird das an den Lautsprecher angekoppelte Signal auch durch ein adaptives Filter durchgekoppelt und danach vom Mikrofoneingangssignal abgezogen. Idealerweise ist das adaptive Filter so ausgelegt, daß es den Unterschied zwischen dem Mikrofoneingangssignal und der Ausgabe des adaptiven Filters minimiert. So wird im Idealfall jedes Nichtechosignal durch den Lautfernsprecher durchgekoppelt, während der Echosignalanteil gelöscht wird.
In der GB-Patentanmeldung GB-A-2 011 230 ist ein gebräuchlicher Vollduplex-Lautfernsprecher offenbart, bei dem versucht wird, Echosignale zu dämpfen und das Kürzen von Sprachsignalen zu vermeiden. In dem Fernsprecher wird ein Differentialkoppler verwendet, der eine Zweiweg- Fernsprechleitung mit getrennten Übertragungs- und Empfangskanälen verbindet, einschließlich eines Mikrofons und eines Lautsprechers. In einem ersten adaptiven Transversalfilter wird das Ausgangssignal des Empfangskanals zur Synthetisierung eines in der Ausgabe vom Mikrofon vorhandenen akustischen Echosignals benutzt, und das synthetisierte akustische Echosignal wird vom Mikrofonsignal abgezogen. In einem zweiten adaptiven Transversalfilter wird das Ausgangssignal des Übertragungskanals zur Synthetisierung eines in der Ausgabe vom Differentialkoppler vorhandenen elektrischen Echosignals benutzt, und das synthetisierte elektrische Echosignal wird vom Lautsprechersignal abgezogen.
Gebräuchliche Vollduplex-Lautfernsprecher funktionieren jedoch nicht gemäß dieser idealen Eigenschaften. Gewöhnliche Vollduplex-Lautfernsprecher weisen Probleme auf, die mit der zur Initialisierung oder Anpassung der adaptiven Filter benötigten Zeit zusammenhängen. Weiterhin bewirken in einem digitalen Vollduplex- Lautfernsprecher Fehlersignale, die entweder mit A- Kennlinien- oder u-Kennlinienquantisierung und Linearitätsfehlern zusammenhängen, eine Leistungsminderung.
Obige und weitere Probleme werden durch einen erfindungsgemäß gebauten und betriebenen Vollduplex- Lautfernsprecher überwunden. In einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung enthält ein digitaler Vollduplex-Lautfernsprecher einen Übertragungssignalweg mit einem mit einer Kommunikationsstrecke wie einer Fernsprechleitung verbundenen Ausgang, und einen Empfangssignalweg mit einem mit der Kommunikationsstrecke verbundenen Eingang und einem mit einem Lautsprecher verbundenen Ausgang. Der Lautfernspecher enthält weiterhin ein adaptives Filter zur Raumecholöschung und ein adaptives Filter zur Leitungsecholöschung. Seriell im Übertragungssignalweg angeschlossen befindet sich ein selektiver Unterdrückungsblock zur Unterdrückung eines Anteils eines u-Kennlinien- oder eines A-Kennlinien- Quantisierungsfehlersignals. Ein zweiter selektiver Unterdrückungsblock ist seriell im Empfangssignalweg angeschlossen.
Das Fehlersignal kann aufgrund entweder eines Restechos oder eigentlicher Nichtechosprache ein Nicht- Nullsignal sein. Wenn das adaptive Filter angepaßt ist und in der Abwesenheit von Nichtechosignalen wird das Fehlersignal einer geringen Anzahl von u-Kennlinien- (beziehungsweise A-Kennlinien-) Quantisierungsschritten gleich sein und beruht hauptsächlich auf Filtergleichlauffehlern. Durch Vergleichen des Fehlersignals mit einer mit dem Mikrofoneingangssignal verbundenen aktuellen Quantisierungsschrittgröße wird das Signal auf Null unterdrückt, wenn es weniger als eine vorbestimmte Anzahl von Quantisierungsschritten umfaßt. Umgekehrt enthält jedesmal dann, wenn ein Nichtechosignal vorliegt, das Fehlersignal den Gleichlauffehleranteil zuzüglich des Nichtechosignals. In einem solchen Fall überschreitet der Fehler die oben beschriebene Größe und wird daher nicht unterdrückt.
Das heißt also, daß die selektiven Unterdrückungsblöcke als Schwellwertschaltungen funktionieren, die jeweils eine Ausgabe gleich Null aufweisen, wenn der Absolutwert ihrer Eingabe unter einem vorbestimmten Schwellwert liegt oder ihm gleich ist. Ansonsten gleicht die Ausgabe eines selektiven Unterdrückungsblocks der Eingabe. Der Schwellwert wird dynamisch so verändert, daß er zu der mit dem Eingangssignal verbundenen aktuellen u- Kennlinien- oder A-Kennlinien-Quantisierungsschrittgröße proportional ist. Unterdrückung von Nichtlinearitäten aufgrund der u-Kennlinien- beziehungsweise A-Kennlinien- Signalumwandlung wird ebenfalls berücksichtigt, indem man an einem Eingang zu einem adaptiven Filter einen nichtlinearen Signalverarbeitungsblock und an einem Ausgang des adaptiven Filters einen wahlweisen nichtlinearen Signalverarbeitungsblock bereitstellt. Jeder der Blöcke emuliert und kompensiert die Signalwandlernichtlinearität.
Weiterhin ist erfindungsgemäß ein Vollduplex- Lautfernsprecher offenbart, bei dem Adaptivfilterkoeffizienteninitialisierung erleichtert wird, indem eine Verbindung in einem Halbduplex-Modus begonnen wird und nach Anpassung der Koeffizienten auf Vollduplex umgeschaltet wird. Der Lautfernsprecher der Erfindung weist weiterhin eine veränderliche Anpassungsschrittgröße auf, die eine Funktion eines kurzfristigen Schätzwertes der Signalleistung auf den zugehörigen Übertragungs- beziehungsweise Empfangssignalwegen ist.
Die obigen Aspekte der Erfindung werden in der nachfolgenden detaillierten Beschreibung der Erfindung im Zusammenhang mit der beiliegenden Zeichnung deutlicher. In der Zeichnung ist:
Figur 1 ein Blockschaltbild eines digitalen Vollduplex-Lautfernsprechers der Erfindung;
Figur 2 ein vereinfachtes Blockschaltbild, das Raum- und Leitungsecholösch-Adaptivfilter darstellt;
Figur 3 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines adaptiven Filters, wobei die Figur zum Verständnis gewisser mathematischer Gleichungen nützlich ist;
Figur 4 ein Blockschaltbild eines Teiles des digitalen Vollduplex-Lautfernsprechers der Erfindung, wobei die Figur zwei mit einem Eingang und einem Ausgang eines adaptiven Filters verbundene u-Kennlinien-Blöcke zeigt und die Figur auch einen Signalblock zur selektiven Unterdrückung darstellt, der ein weiterer Aspekt der Erfindung ist;
Figur 5A ein Blockschaltbild von Übertragungs- und Empfangssignalwegen mit jeweils einem Signalblock zur selektiven Unterdrückung und einem Signalblock zur Lautstärkeeinstellung, wobei jeder der Signalwege einen zugehörigen Halbduplex-Signalweg aufweist; und
Figur 5B ein vereinfachtes Blockschaltbild eines der Adaptivfilterblöcke der Figur 5A.
Nunmehr bezugnehmend auf Figur 1 ist dort ein Blockschaltbild eines digitalen Vollduplex-Lautfernsprechers 10 dargestellt, der hiernach als Lautfernsprecher 10 bezeichnet wird. Der Lautfernsprecher 10 ist zwischen einen digitalen Übertragungssender/Empfänger und einen CODEC zwischengeschaltet. Der Lautfernsprecher 10 enthält auf der Übertragungsseite die Sprachkanalschnittstelle 12, auf der CODEC-Seite eine Sprachkanalschnittstelle 14, u/A-Kennlinien-zu-Linear- und Linear- zu-u/A-Kennlinienwandler 16 und 18, einen Digitalsignalprozessor (DSP) 20, der adaptive Filter steuert, und allgemeine Steuer- und Taktschaltungen 22.
Es folgt eine allgemeine Beschreibung des Datenflusses durch den Lautfernsprecher 10. In der Abwärtsrichtung werden Sprachinformationen durch den digitalen Übertragungssender/Empfänger von der Übertragungsstrecke aufgelöst und über einen seriellen Kommunikationsanschluß an den Lautfernsprecher 10 angekoppelt. Die Sprachdaten haben das Format von 8-Bit-Byte, die nach einem von zwei, in der Technik als entweder u-Kennlinie oder A-Kennlinie bekannten annähernd logarithmischen Maßstäben kodiert sind. Insofern als die vom DSP 20 durchgeführten Berechnungen erfordern, daß die Signale einem linearen Maßstab entsprechen, wird eine Umwandlung logarithmisch-linear des ankommenden Signals durchgeführt. Innerhalb des DSP 20 wird das Signal verarbeitet und wie im einzelnen unten beschrieben adaptiv gefiltert. Danach wird das Signal zu dem entsprechenden logarithmischen Maßstab zurückverwandelt und zur Umwandlung in ein Analogsignal in den CODEC eingegeben. Dieses Analogsignal wird danach in einen Lautsprecher eingegeben. Der Aufwärtsweg gleicht dem oben beschriebenen, jedoch in allgemein umgekehrter Reihenfolge. Bezugnehmend auf Figur 2 ist ersichtlich, daß die Aufwärts- und Abwärtssignale wie schon beschrieben Echorauschanteile enthalten. Die Nachhallzeit des Raumechos ist allgemein als die Zeitspanne definiert, die dafür erforderlich ist, daß das Echo auf -60dB oder weniger abfällt. Infolge des inhärenten u-Kennlinien- oder A-Kennlinien-Quantisierungsrauschens ist es jedoch allgemein notwendig, das Echo nur auf den -40-dB-Pegel herab zu löschen. So beträgt die effektive Dauer des Raumechos annähernd 200 msec beziehungsweise 1600 Abtastwerte bei einer Tonabtastrate von 8 kHz.
Zwischen die Aufwärts- und Abwärtssignalwege sind zwei adaptive Filter zwischengeschaltet dargestellt, wovon einer ein Raumecholöscher (Raum-EL) 30 und der andere ein Leitungsecholöscher (Leitungs-EL) 32 ist. Eine geeignete Adaptivfilterrealisierung ist als FIR- (Finite Impulse Response) Filter bekannt, bei dem ein Anpassungskriterium der kleinsten mittleren Quadrate (LMS - Least Means Squares) zur Anwendung kommt. Zu den Vorteilen dieses Verfahrens gehört eine minimale Anzahl von Berechnungen, Filterstabilität, Konvergenz zu einem optimalen Punkt, da es keine örtlichen Minima gibt, und eine relativ einfache Realisierung. Die EC 30 und EC 32 der Erfindung sind als FIR-Filter realisiert und verwenden LMS-Anpassungskriterien. Selbstverständlich können auch andere geeignete Filterarten und Anpassungskriterien benutzt werden.
Es folgt eine Besprechung gewisser Variablen und sonstiger mit der physikalischen Realisierung der Adaptivfilter EC 30 und EC 32 der Erfindung im Zusammenhang stehender Parameter. Die Besprechung findet unter Bezugnahme auf das in der Figur 3 gezeigte vereinfachte Blockschaltbild eines Adaptivfilters statt.
Die Filterlänge beziehungsweise -ordnung wird durch die Dauer des zu löschenden Echos bestimmt. Es hat sich herausgestellt, daß nach der obigen Beschreibung der Raum- und Leitungsechoeigenschaften eine geeignete Filterlänge für das Raumecholöschfilter 30 1536 Koeffizienten (192 msec) beträgt, während sich die Filterlänge des Leitungsecholöschfilters 32 als 256 Koeffizienten (32 msec) herausgestellt hat.
Wenn man davon ausgeht, daß das Adaptivfilter mit acht kHz abgetastete und mit u-Kennlinien- beziehungsweise A-Kennlinienverfahren kompandierte Sprache verarbeitet, ist eine lineare 14-Bit-Darstellung der Sprachabtastwerte an den Filterabgriffen erforderlich. Es hat sich jedoch herausgestellt, daß sich größere Verarbeitungsflexibilität erreichen läßt, wenn zur linearen Darstellung der Sprachabtastwerte 16 Bit benutzt werden.
Die Koeffizientenwortgröße ist derart, daß die Echolöschleistung nicht durch Koeffizientenquantisierungsrauschen begrenzt wird. Es ist bestimmt worden, daß eine geeignete Koeffizientenwortlänge 24 Bit umfaßt.
Wenn nicht anders angegeben, wird davon ausgegangen, daß in der nachfolgenden Beschreibung alle 16-Bit-Ganzzahlwerte mit Vorzeichen versehene Bruchzahlen sind, was bedeutet, daß die dargestellten Absolutwerte weniger als oder gleich eins sind. Der Ganzzahlbereich ist -32768 bis +32767. Die entsprechenden Realwerte sind -1,0 bis +0,9999695. In der Technik ist dieses Darstellungsschema als "Q15" bekannt. Zur Ausführung gewisser der Berechnungen wird ein 16-mal-16-Bit-Multiplizierer/32-Bit-Akkumulator eingesetzt, während für die meisten steuerungsbezogenen Berechnungen ein 24-mal-16- Multiplizierer und ein 40-Bit-Akkumulator benutzt werden. 32-Bit-Endergebnisse werden auf 16 Bit abgerundet, nicht abgekürzt, und während der Akkumulierung wird Überlauf vermieden. Wenn ein Überlaufzustand erkannt wird, geht der Akkumulator auf dem Höchstwert in den "Sättigungszustand", Im Gegensatz zur Dämpfung der Eingabe, wie es bei manchen gebräuchlichen Systemen der Fall ist. Für die Adaptivfilter 30 und 32 wird ein 24-mal-16-Multiplizierer und ein 40-Bit-Akkumulator eingesetzt.
Da die Adaptivfilterausgabe ein 16-Bit-Wert ist, während die Sprachabtastwerte 14-Bit-Werte sind, wird die Adaptivfilterausgabe auf einen 14-Bit-Wert begrenzt, was einem analogen Sättigungseffekt gleicht. Im allgemeinen überschreitet der Absolutwert der Sprachabtastwerte nicht 0,25 beziehungsweise einen Ganzzahlwert von 8192. Aufgrund der für die meisten Berechnungen benutzten Q15- Darstellungsweise enthält die Multipliziererausgabe ein redundantes Vorzeichenbit und ist daher der Hälfte des Realwertes des Ergebnisses gleich. Es ist daher notwendig, die Multiplizierer/Akkumulatorausgabe zu verdoppeln. Eine Mal-Zwei-Multiplikation wird nicht durch eine Linksverschiebung durchgeführt, da dies einen Überlauf ergeben könnte. Vorzugsweise wird eine 32-Bit- Zahl zu sich selbst zuaddiert und gegebenenfalls das Ergebnis gesättigt.
Der bestimmte Wert der Filteranpassungsschrittgröße, oder BETA, wird in bezug auf die gewünschte Geschwindigkeit der Filterkoeffizientenkonvergenz und einen annehmbaren Betrag der Schwankung der Filterkoeffizienten um einen Optimalwert herum bestimmt. Ein optimaler BETA-Wert ist umgekehrt proportional zur Signalleistung. Da jedoch Sprachsignale zu einem hohen Grad nicht stationär sind, wird der erfindungsgemäß eingesetzte BETA-Wert dynamisch so verändert, daß er umgekehrt proportional zu einem kurzfristigen Schätzwert der Signalleistung ist. Im Fall des Leistungsecholöschers 32 stellt ein Tiefpaßfiltern des Quadrates des Signals einen angemessenen Schätzwert dar. Die Filterzeitkonstante ist von der Größenordnung der Filterlänge oder annähernd 16 Millisekunden. Im Fall des Raumecholöschers 30 enthalten die Filterabgriffe, da die Filterlänge viel größer als die typische stationäre Sprachdauer oder 20-30 Millisekunden ist, eine "Geschichte" unterschiedlicher Sprachpegel. Der Wert von BETA ist daher proportional zum höchsten Leistungspegel im EC 30. Dies wird dadurch erreicht, indem man den Tiefpaß durch ein nichtlineares Filter mit einer schnellen Anstiegszeit und einer langsamen Abfallzeit ersetzt. Die Anstiegszeit ist vorzugsweise kurz genug, um den Signalleistungsspitzen zu folgen, annähernd acht Millisekunden, während die Abfallzeit eine Funktion der Filterlänge ist, annähernd 128 Millisekunden.
Die Koeffizientenaktualisierungsgleichung, Gleichung 2 unten, enthält ein wahlweises Leckglied, dessen Zweck es ist, die Koeffizientenwanderung durch langsame Veränderung des Koeffizientenwertes gegen Null zu reduzieren.
Um zu vermeiden, daß die Filterkoeffizienten vom Optimalpunkt abweichen, wird die Anpassung in der Abwesenheit des entsprechenden Signals gesperrt. Das heißt Raumecholöscheranpassung wird in der Abwesenheit von Anrufersprache gesperrt und Leitungsecholöscheranpassung wird in der Abwesenheit von Benutzersprache gesperrt.
Ein Steuerblock (Steuerung 60 der Figur 5a) bestimmt, daß sich ein Zustand des Lautfernsprechers 10 in einem Benutzer-Sprachzustand, in einem Anrufer-Sprachzustand, in einem Frei-Zustand oder in einem "sonstigen" Zustand befindet. Die Filteranpassung wird dementsprechend gesteuert. Dieses Merkmal der Erfindung wird unten genauer beschrieben. Es ist zu bemerken, daß jedesmal dann, wenn der Fernsprecherzustand unbekannt oder als "sonstiger" klassifiziert ist, Anpassung beider Adaptivfilter freigegeben wird. So werden mögliche "Zustände gegenseitiger Blockierung" vermieden.
Eine Gleichspannungs-Pegelverschiebung auf dem Echoweg läßt sich durch ein Adaptivfilter nicht leicht löschen und das Vorhandensein der Gleichspannungs-Pegelverschiebung kann große Schwankungen der Adaptivfilterkoeffizienten verursachen. Nach einem Aspekt der Erfindung wird eine Gleichspannungs-Pegelverschiebung auf dem Echoweg durch einen adaptiven Gleichspannungskoeffizienten beseitigt. Die Anpassungsgleichung ist dieselbe wie für Nichtgleichspannungsanteile, nur wird der entsprechende Abgriffswert auf Eins gestellt und die Schrittgröße BETA wird kleiner gemacht. Da der Wert der Gleichspannungs-Pegelverschiebung im allgemeinen relativ klein ist, wird zur gleichförmigen Verfolgung der Gleichspannungs-Pegelverschiebung eine erhöhte Filtergenauigkeit benötigt. So wird der Koeffizient für die Gleichspannungs-Pegelverschiebung vorzugsweise als 32-Bit-Wort ausgedrückt. Als Alternative kann die Gleichspannungs- Pegelverschiebung durch digitale Hochpaßfilterung beseitigt werden.
In vielen gebräuchlichen Vollduplex-Lautfernsprechern wird die Lautstärkeregelung extern durchgeführt. Dies stellt ein Problem dar, da das reflektierte Leitungsecho ebenfalls durch die Lautstärkeeinstellung beeinflußt wird und leicht über den Abschneidepegel hinaus verstärkt werden kann, womit starke nichtlineare Anteile erzeugt werden, die sich nicht durch ein Adaptivfilter löschen lassen. Darüber hinaus erfordert eine Lautstärkeveränderung Filterneuanpassung, da sich die effektive Leitungsechokurve verändert.
Um die obigen Probleme zu überwinden, ermöglicht der Lautfernsprecher 10 der Erfindung, daß der Lautstärkeregler 34 wie in Figuren 2 und 5A dargestellt aus der Leitungsechoschleife herausgenommen wird. Der DSP 20 führt die Lautstärkeregelfunktion für einen Lautstärkeregelbereich von +12 dB bis -24 dB mit einer Auflösung von 1 dB pro Schritt aus.
Auf der Grundlage der obigen Beschreibung des Lautfernsprechers 10 der Erfindung werden nunmehr die vom DSP 20 ausgeführten Adaptivfilterberechnungen beschrieben. Die verschiedenen in den Gleichungen und in Figur 2 und Figur 3 erscheinenden Begriffe sind wie folgt:
S(n) - Adaptivfiltereingabe,
M(n) - Bezugseingabe (Signal mit Echo)
E(n) - Filterfehlersignal,
C(n) - Filterkoeffizienten,
As(n) - Amplitudenschätzwert des Eingangsignals,
N+1 - Filterlänge,
BETA - Anpassungsschrittgröße,
BETA0 - eine Konstante,
Ps - Schätzwert der Signalleistung von S(n),
Leck - Leckkonstante,
Tr,Tf - Anstiegszeit- und Abfallzeitkonstanten des nichtlinearen Filters
sgn(.) stellt die Signumfunktion dar,
abs(.) stellt die Absolutwertfunktion dar, und
Limit 14 [.] ist ein Begrenzer auf 14 Bit, den maximalen Sprachabtastwert. FILTERBERECHNUNGEN

KOEFFIZIENTENANPASSUNG:

neues C(k) = altes C(k) + Beta*E(n)*S(n-k) - sgn(C(k))* Leck (2)
worin k = O ... n

SCHRITTGRÖSSENVERÄNDERUNG

BETA = BETAO/Ps(n) (3)

SIGNALLEISTUNGSSCHÄTZWERT:

Ps(n) = As(n)*As(n) (4)

As(n)-BERECHNUNGEN (nichtlineares IIR-Filter):

wenn As(n-1) > abs(S(n))
dann
As(n) = As(n-1)*(1-Tf) + Tf*abs(S(n))
sonst
As(n) = As(n-1)*(1-Tr) + Tr*abs(S(n)).
Zur Bestimmung des Fernsprecherzustandes (Anrufer, Benutzer, Frei, Sonstiges) werden durch eine durch DSP 20 realisierte Steuerfunktion als erstes Schätzwerte sowohl der Sprach- als auch der Rauschsignalamplituden für sowohl die Übertragungs- als auch die Empfangskanäle -berechnet. Es werden sechs unten definierte Variablen berechnet:
Sx = Gesamtsignalamplitudenschätzwert im Übertragungskanal,
Sr = Gesamtsignalamplitudenschätzwert im Empfangskanal,
Nx = Rauschamplitudenschätzwert im Übertragungskanal,
Nr = Rauschamplitudenschätzwert im Empfangskanal,
SPx = Sprachamplitudenschätzwert im Übertragungskanal, und
SPr = Sprachamplitudenschätzwert im Empfangskanal.
Die obigen sechs Variablen werden von den Übertragungs- und Empfangssignalen vor den in Fig. 5a gezeigten selektiven Unterdrückungs- und Lautstärkeregelblöcken abgeleitet.
Sx und Sr werden nach den folgenden Gleichungen durch Tiefpaßfilterung des Absolutwertes des entsprechenden Eingangssignals berechnet:
Sx(n) = Sx(n-1)*TAU + (1 - TAU)*abs(X(n)), und
Sr(n) = Sr(n-1)*TAU + (1 - TAU)*abs(R(n))
wobei abs (.) eine Absolutwertfunktion und TAU eine dem Tiefpaßfilter zugeordnete Zeitkonstante ist. Ein geeigneter Wert für TAU entspricht einer Zeitkonstanten von 32 Millisekunden, was der durchschnittlichen stationären Sprachperiode gleicht.
Nx und Nr werden mit einem nichtlinearen Verfahren berechnet, das im wesentlichen die Minimapunkte der Signalschätzwerte Sx bzw. Sr erkennt und verfolgt. Die zugrundeliegende Annahme besteht darin, daß die Minimapunkte Zeitspannen wie z.B. Pausen zwischen Worten entsprechen, wenn das Hintergrundrauschen das einzige verfügbare Signal ist.
Die Berechnung findet wie folgt statt:
Wenn Nx(n-1) > Sx(n), dann Nx(n) = Sx(n)
sonst Nx(n) = Nx(n-1) + Inkr.
Gleichermaßen ist
wenn Nr(n-1) > Sr(n), dann Nr(n) = Sr(N)
sonst Nr(n) = Nr(n-1) + Inkr.
Inkr ist ein kleiner inkrementalwert, der eine anfängliche Filterkonvergenz auf einen typischen Rauschpegel innerhalb von annähernd einer bis zwei Sekunden erlaubt.
SPx und SPr sind Sprachpegelschätzwerte und werden durch Abziehen des entsprechenden Rauschens vom Signalschätzwert abgeleitet:
SPx = Sx - Nx, und
SPr = Sr - Nr.
Aufgrund der oben beschriebenen sechs Variablen werden vier binäre Variablen wie folgt berechnet:
b3 = 1 wenn K1*Sx - Nx - K2 > 0, sonst b3 = 0,
b2 = 1 wenn K1*Sr - Nr - K2 > 0, sonst b2 = 0,
b1 = 1 wenn SPx*VOLx > K3*SPr , sonst b1 = 0, und
b0 = 1 wenn SPr*VOLr > K3*SPx , sonst b0 = 0.
b3 und b2 zeigen die Gegenwart oder Abwesenheit von Sprache auf dem Übertragungs- bzw. Empfangsweg an, während b1 und b0 die Stärke des Übertragungssprachsignals relativ zum Empfangssprachsignal anzeigen. K1 und K2 sind Konstanten, die den Schwellwert definieren, oberhalb dessen das Signal als Sprache erachtet wird. K3 definiert das zur Unterscheidung zwischen Benutzer- und Anrufer-Zuständen erforderliche Verhältnis von Übertragungs- und Empfangssprachpegeln. Ein typischer Wert für K3 ist rund drei bis vier. VOLx und VOLr sind die Übertragungs- bzw. Empfangslautstärkepegel und umschließen sowohl benutzergewählte Lautstärke als auch zusätzliche Dämpfung, die wie unten erklärt wahlweise hinzugefügt werden kann.
Aufgrund der obigen binären Variablen wird der Fernsprecherzustand periodisch, wie beispielsweise einmal alle 8 Abtastwerte, nach der folgenden Tabelle bestimmt, wobei X "egal" (entweder 0 oder 1) andeutet: FERNSPRECHERZUST. FREIGABE RAUMFILTERANPASSUNG FREIGABE LEITUNGSFILTERANPASSUNG alle anderen FREI ANRUFER BENUTZER ungültig SONSTIGE NEIN JA
Die oben gezeigten drei ungültigen Zustände ergeben sich aus der Tatsache, daß die vier binären Variablen in Wechselbeziehung miteinander stehen und daher einige Kombinationen niemals eintreten können.
Die Bestimmung des Fernsprecherzustandes hat einen zweifachen Zweck. Erstens wird der Anpassungsvorgang der beiden adaptiven Filter 30 und 32 durch ein Verfahren, das Leistung optimiert und die Filterdivergenz minimiert, entsprechend den Fernsprecherzuständen freigegeben oder gesperrt. Zweitens kann zur weiteren Verbesserung des Signal/Echoverhältnisses während der Benutzer- und Anruferzustände ein gewisse Dämpfung in den nichtaktiven Weg eingefügt werden. Beispielsweise kann im BENUTZER-Zustand der Empfangsweg geringfügig gedämpft werden. So wird ohne Verschlechterung der Vollduplex- Eigenschaft des Lautfernsprechers 10 die Leistung verbessert. Zusätzlich wird durch die eingefügte Dämpfung eine negative Schleifenverstärkung sichergestellt und dadurch werden innerhalb der von den beiden antiparallel geschalteten Adaptivfiltern 30 und 32 definierten Schleife Schwingungen vermieden.
Mit der Steuerung 60 werden die Adaptivfilterkoeffizienten vor jedem Ruf auf Null initialisiert, da sich die Echoeigenschaften im allgemeinen von Verbindung zu Verbindung verändern. Auch ist die Initialisierung der Koeffizienten auf Null deshalb vorteilhaft, da Koeffizienten, die nicht Null betragen, während der Filterberechnungen einen Überlauf verursachen und infolgedessen Filterdivergenz ergeben können.
Da alle Koeffizienten anfänglich auf Null gesetzt werden, werden während einer Verbindung Echos nicht anfänglich gelöscht, und die Signalschleife beginnt zu schwingen. In einigen gebräuchlichen Echolöschanwendungen wird das Problem der Anfangsanpassung mittels einer Lernperiode gelöst, während der ein bekanntes Signal wie beispielsweise zufallsmäßiges Rauschen übertragen wird. Da eine ähnliche Lösung nicht allgemein auf einen Lautfernsprecher anwendbar ist, sieht die Erfindung weiterhin einen kombinierten Halbduplex/Vollduplex-Lautfernsprecher vor. Das heißt, der Fernsprecher funktioniert als Halbduplex-Lautfernsprecher, bis EC 30 und EC 32 eine Anfangsanpassung erreicht haben. Danach wird eine automatische Umschaltung auf Vollduplex durchgeführt.
Diese Halbduplex/Vollduplex-Umschaltung wird durch die Steuerung 60 gesteuert und wird allgemein durch Entkoppeln der Ausgabe der Vollduplexsignalwege von den Ausgangssignalkompressoren erreicht. So empfangen in der Halbduplexbetriebsart EC 30 und EC 32 eine Eingabe und passen ihre Koeffizienten auf Grundlage der Größe des Raumechos bzw. des Leitungsechos an, ohne daß ihre Ausgaben an die Ausgangssignalwege angelegt werden. Wenn die Steuerung 60 bestimmt, daß eine Anpassung erreicht worden ist, werden die Vollduplexsignalwege angelegt und Vollduplexbetrieb eingeleitet. Dieser Aspekt der Erfindung wird unten noch genauer beschrieben.
Um eine akzeptable Anpassungshöhe zu erreichen, ist es erforderlich, daß eine gewisse Menge an Signalenergie ein Adaptivfilter durchläuft. Das heißt, es muß ein gewisser minimaler Signalleistungspegel über eine gewisse Mindestzeitdauer an die EC-Filter 30 und 32 angelegt werden.
Nach diesem Aspekt der Erfindung wird während des Beginns einer Verbindung der Lautfernsprecher im Halbduplexmodus betrieben. Die Steuerung 60 mißt und summiert die Nettozeit, während der jedes Signal größer als ein vorbestimmter Schwellwert ist. Nachdem eine Nettozeit von annähernd drei Sekunden Sprache sowohl in der Übertragungs- als auch in der Empfangsrichtung angesammelt worden ist, wird der Lautfernsprecher 10 in den Vollduplexmodus umgeschaltet. Es ist zu bemerken, daß die tatsächliche Zeit je nach der Anzahl von Pausen zwischen Worten und auch der Dauer von Leerzeiten, wenn keine Sprache anliegt, 10-20 Sekunden betragen kann.
Bei der Halbduplexbetriebsart steuert die Steuerung 60 die Funktionsweise des Lautfernsprechers 10, um beträchtliche Dämpfung in einen Weg einzufügen, während sie die Signalübertragung auf dem anderen Weg freigibt.
Da ein Adaptivfilter nach Anpassung ein lineares System ist, werden nur lineare Anteile des Signalechos gelöscht. Nichtlineare Signale auf dem Echoweg können abgesehen von der oben erwähnten Gleichspannungsverschiebung nicht adaptiv gelöscht werden. So darf ein Signal/Echo-Verhältnis (SER - Signal-to-Echo ratio) nicht den Gesamtklirrfaktorabstand des Echoweges überschreiten. Einige Nichtlinearitäten wie beispielsweise Analogverstärkersättigung, Lautsprecher/Mikrofon-Sättigung, nichtlineare Belastung von Signalen und Gleichspannungsverschiebung werden vorzugsweise durch Berücksichtigung dieser Faktoren während der Konstruktion minimiert.
Wie schon angegeben, entspricht jeder Adaptivfilterkoeffizient einer diskreten Echolaufzeit. Mit dem Anpassungsprozeß wird der Koeffizient um einen zur Korrelation zwischen dem Fehlersignal und der Adaptivfiltereingabe proportionalen Wert aktualisiert. Um daher die Echowegimpulsantwort zu erfassen, ist das Übertragungssignal vorzugsweise ein unkorreliertes Breitbandsignal wie Sprache oder zufallsmäßiges Rauschen. Wenn das Signal korreliert ist, wie beispielsweise ein Ton, dann neigen die Adaptivfilterkoeffizienten dazu, auf eine Sonderlösung zu zu konvergieren, die das Signal löscht, aber nicht die gewünschte Echowegimpulsantwort ist. Infolgedessen werden Wählton- und Rückrufzeichen vorzugsweise vermieden. Dies läßt sich erreichen, indem man erfindungsgemäß zu Beginn einer Verbindung den Halbduplexmodux einsetzt. Wählton- und Rückrufzeichen lassen sich auch durch Sperren der Filteranpassung bei Erkennen von Schmalbandsignalen vermeiden.
Da korrekte Anfangsanpassung Breitbandsignale wie Sprache oder zufallsmäßiges Rauschen erfordert, heißt das, daß Anfangsfilteranpassung bei Vorhandensein von reinen Tönen Filterdivergenz bewirken kann. Jedesmal wenn ein Benutzer durch Wählen eine Verbindung einleitet, sind solche reinen Töne während der ersten paar Sekunden des Herstellens der Verbindung gegenwärtig. Zu diesen Tönen gehört der Wählton, alle als Reaktion auf das Drücken der Wähltasten erzeugten Mehrfrequenz- oder sonstigen Töne und abschließend das Rückrufzeichen.
Ein bevorzugtes Verfahren des Vermeidens einer Anfangsanpassung während der Verbindungsherstellzeit beruht auf der "rechteckigen" Beschaffenheit der Empfangssignalweg-Signalhüllkurve während der Anfangszeitdauer. Das Rechtecksignal stellt eine geringe vorhersagbare Anzahl von tonbezogenen Umschaltungen zwischen hohen und niedrigen Signalpegeln während der Wählzeitdauer dar, während Sprachsignale viel mehr Amplitudenveränderlichkeit enthalten.
Aufgrund der vorhersagbaren Rechteckwellenbeschaffenheit der Anfangswählzeit muß von der Steuerung 60 ein eine gewisse Anzahl von Empfangssignalumschaltungen wie beispielsweise 20 erkannt werden, ehe Filteranpassung freigegeben wird. So wird die Filteranfangsanpassung nicht durch den Wählvorgang beeinflußt. In dem Fall wo der Benutzer einen Anruf empfängt, das heißt kein Wählen durchgeführt wird, verursacht das obige Verfahren aufgrund der Sprachdynamik, die viele derartige Umschaltungen pro Sekunde enthält, nur eine geringe Verzögerung.
Eine wesentliche Nichtlinearität auf dem Echoweg trifft entweder A-Kennlinien- oder u-Kennlinienkompandierung. Da der lineare 14-bit-PCM-Abtastwert nach einer logarithmischen Kurve in einen 8-bit-u-Kennlinien- bzw. A-Kennlinienabtastwert umgewandelt wird, begrenzt das resultierende Quantisierungsrauschen den System-Signal-Geräusch-Abstand und -Signal-Echo-Abstand auf annähernd 35 dB.
Aufgrund dieser Nichtlinearität sowie anderer Faktoren wie Rauschen wird die Echolöschhöhe vorzugsweise auf einen Signal-Echo-Abstand von annähernd 30 dB begrenzt. Obwohl die Schleifenverstärkung für Echos annähernd -60 dB beträgt, beträgt die Halbschleifenechodämpfung nur annähernd 30 dB. Es ist zu bemerken, daß ein 14-Bit-PCM-Sprachsignal eine Dynamik von mehr als 70 dB aufweist.
Die Divergenz adaptiver Filterkoeffizienten kann aufgrund eines großen Überlaufs oder einer Sättigung bei den Faltungs- oder Produktsummenberechnungen eintreten. So wird ein unrichtiges Fehlerglied zurückgekoppelt und zur Aktualisierung der Koeffizienten benutzt, wodurch eine Mitkopplungsschleife erzeugt wird. Infolgedessen schwingt die adaptive Filterausgabe bei einem Signal mit vollem Ausschlag. Da eine solche Mitkopplungsschleife durch die beiden antiparallel geschalteten Adaptivfilter erzeugt wird, kann das System mit Schwingung bei Signalen mit vollem Ausschlag sperren. Obwohl unter normalen Umständen Divergenz unwahrscheinlich ist, können unvorhergesehene Ereignisse wie Stromstöße Divergenz auslösen, indem sie die Koeffizienten-/Abgriff-Daten in einem Adaptivfilterspeicher verstümmeln.
Dieses besondere Problem läßt sich nicht vollständig vermeiden. Bei dem Lautfernsprecher 10 der Erfindung wird jedoch die Auswirkung einer Divergenz minimiert, indem das System sofort initialisiert wird, wenn ein divergierender Zustand erkannt wird. Diese Erkennung wird leicht von der Steuerung 60 erreicht, da sich Divergenz durch ein stationäres Signal mit vollem Ausschlag auszeichnet, das während der normalen Sprache höchst unwahrscheinlich ist. Sprache enthält normalerweise nur kurzzeitige Signale mit vollem Ausschlag.
Nach einem Aspekt der Erfindung wird Divergenzerkennung durch Identifizierung einer einen vorbestimmten Schwellwert überschreitenden Signalleistung während einer vorbestimmten Dauerzeit wie z.B. 250 msec erreicht. Es hat sich herausgestellt, daß ein geeigneter Schwellwert die Hälfte der Signalleistung bei vollem Ausschlag ist.
In einem Aktualisierungsverfahren des Adaptivfilterkoeffizientenblocks werden die Adaptivfilterkoeffizienten nicht zu jeder Abtastzeit aktualisiert. Jeder Koeffizient wird beispielsweise einmal pro acht Abtastungen aktualisiert. Der Aktualisierungsschrittwert ist die Summe der acht jüngsten Schritte nach Berechnung durch ein Daueraktualisierungsverfahren. Vorteile des Blockaktualisierungsverfahrens sind eine reduzierte Anzahl von Berechnungen und eine verbesserte Auflösung des Koeffizientenschrittes, da die Summierung in einem 32- oder 40- Bit-Akkumulator stattfindet.
Wie vorher erwähnt erzeugt die A-Kennlinien- oder u-Kennlinienquantisierung einen Signal-Rausch-Abstand von annähernd 30-36 dB und begrenzt damit die Adaptivfilterleistung (Signal-Echo-Abstand) auf annähernd 30 dB. Ein Grund für diese Begrenzung besteht darin, daß die Quantisierung eine nichtlineare Funktion ist und daher einen nichtlinearen Signalanteil erzeugt, der durch das Adaptivfilter nicht gelöscht werden kann. Da jedoch die A- Kennlinien- und die u-Kennlinienfunktionen bekannt sind, kann der sich ergebende nichtlineare Effekt künstlich zu dem vom Adaptivfilter erzeugten synthetischen Echo hinzugefügt werden.
Nach einem weiteren Aspekt der Erfindung und wie in Figur 4 dargestellt werden zwei u-Kennlinien-Blöcke zu dem Adaptivfiltersignalweg hinzugefügt. In dem Block u-KENNLINIENEFFEKT Nr. 1 40 wird die Wirkung des Komprimierens des linearen Digitalsignals vor Digital- Analog-Umwandlung im CODEC emuliert. Gleichermaßen wird im Block u-KENNLINIENEFFEKT Nr. 2 42 die Komprimierung/ Expandierung emuliert, die auf dem Weg vom Mikrofon zum CODEC und zum DSP-Prozessor 20 stattfindet. So wird der nichtlineare u-Kennlinieneffekt auf dem Adaptivfilterweg 44 reproduziert. Natürlich können anstatt dessen die Blöcke 40 und 42 A-Kennlinien-Nichlinearitäten kompensieren.
Im Idealfall würde die Hinzufügung der beiden u-Kennlinien-Effektblöcke 40 und 42 den Signal-Echo- Abstand von 30 auf 50 dB verbessern. Geringe Abweichungen von der idealen Linearität auf dem Echoweg ergeben jedoch eine Verbesserung des Signal-Echo-Abstandes von zirka 30 auf 33 dB. Ein Grund für diese nicht so ideale Verbesserung besteht darin, daß aufgrund der u-Kennlinienquantisierung selbst geringe Unterschiede zwischen dem eigentlichen Echo und dem synthetischen Echo einen Unterschied eines vollen Quantisierungsschrittes bewirken können. Solche geringen Unterschiede bestehen immer aufgrund der stochastischen Beschaffenheit der Koeffizientenkonvergenz und auch aufgrund von Rauschen und anderen nichtidealen Zuständen.
Ebenfalls erfindungsgemäß kann der Signal-Echo- Abstand noch weiter durch selektive Unterdrückung des Fehlersignals wie unten erklärt verbessert werden.
Im allgemeinen kann das Fehlersignal aufgrund entweder eines Restechos oder eigentlicher Nichtechosprache einen Pegel von nicht Null aufweisen. Wenn das Adaptivfilter einigermaßen angepaßt ist und in der Abwesenheit von Nichtechosignalen ist das Fehlersignal gleich einer kleinen Anzahl von u-Kennlinien- (beziehungsweise A-Kennlinien-) Quantisierungsschritten und beruht hauptsächlich auf Filtergleichlauffehlern. Durch Vergleichen des Fehlersignals mit der mit dem Mikrofoneingangssignal verbundenen aktuellen Quantisierungsschrittgröße wird das Signal auf Null unterdrückt, wenn es weniger als eine vorbestimmte Anzahl von Quantisierungsschritten umfaßt.
Umgekehrt enthält jedesmal dann, wenn ein Nichtechosignal vorliegt, das Fehlersignal den Gleichlauffehleranteil zuzüglich des Nichtechosignals. In solchen Fällen überschreitet der Fehler die oben beschriebene Menge und wird daher nicht unterdrückt.
In Block 42, u-Kennlinieneffekt Nr. 2 wird sichergestellt, daß das Fehlersignal eine Ganzzahl von Quantisierungsschritten beträgt, da es einen Unterschied zwischen zwei u-Kennlinien-quantisierten Signalen darstellt. Dieses oben beschriebene Verfahren funktioniert jedoch ebenso gut ohne daß der Fehler eine genaue Ganzzahl von Quantisierungsschritten umfaßt. Der u-Kennlinien-Effektblock 42 ist jedoch für die erfolgreiche Funktionsweise des selektiven Unterdrückungsblockes 46 nicht erforderlich.
Es ist zu bemerken, daß sich aufgrund des logarithmischen Maßstabes der u-/A-Kennlinie die Quantisierungsschrittgröße dynamisch verändert. Die Signaldynamik ist in acht Segmente eingeteilt. In jedem der Segmente wird eine unterschiedliche Quantisierungsschrittgröße benutzt. Im allgemeinen funktioniert die selektive Unterdrückungsfunktion 46 als Schwellwertschaltung. Ihre Ausgabe beträgt Null, wenn der Absolutwert ihrer Eingabe unter einem gewissen Schwellwert liegt oder ihm gleich ist. Ansonsten gleicht die Ausgabe der Eingabe. Der Schwellwert wird dynamisch so verändert, daß er zu der mit dem Eingangssignal verbundenen aktuellen u-Kennlinienquantisierungsschrittgröße proportional ist. Das heißt der Schwellwert kann sich von Abtastwert zu Abtastwert verändern.
In einem beinahe idealen System, in dem der Hauptverzerrungsfaktor die u-Kennlinienquantisierung ist, ist die Restechoamplitude von der Größenordnung eines einzigen Quantisierungsschrittes. Durch Einstellen des Schwellwertes, so daß er einem aktuellen Quantisierungsschritt gleich ist, wird daher im wesentlichen das gesamte Restecho eliminiert.
Ein Erhöhen des Schwellwertes auf eine Vielzahl von Quantisierungsschritten oder auch auf einen größeren Bruchteil der aktuellen Eingangsabtastwertamplitude ergibt eine Unterdrückung von größeren, sich aus größeren Adaptivfiltergleichlauffehlern ergebenden Restechos. Durch Erhöhen des Schwellwertes der selektiven Unterdrückung 46 ergibt sich jedoch auch die Möglichkeit des Löschens von größeren Nichtechosignalen.
So ist die Wahl des Schwellwertes ein Kompromiß zwischen der Fähigkeit zur Unterdrückung von größeren Restechos und der Unterdrückung einiger Nichtechosignale. Die unerwünschte Unterdrückung von Nichtechosignalen wird jedoch minimiert, wenn die Funktion der selektiven Unterdrückung 46 jedesmal dann, wenn von der Steuerung 60 gleichzeitige zweiseitig gerichtete Sprache oder Sprache in der entgegengesetzten Richtung erkannt wird, überbrückt oder gesperrt wird.
Es ist zu bemerken, daß die selektive Unterdrückungsfunktion nur im Tonweg eingefügt wird, während die Koeffizientenanpassung durch Einsetzen des ursprünglichen Fehlersignals durchgeführt wird. Dies ist daher zu bevorzugen, da eine Verwendung des unterdrückten Signals örtliche Minima bei Koeffizientenwerten erzeugen würde, die irgendeiner Ganzzahl von Quantisierungsschritten des Unterschiedes zwischen Echo und dem synthetischen Echo entsprechen.
Nunmehr bezugnehmend auf Figur 5A ist dort ein Blockschaltbild eines Lautfernsprechers mit einem ersten selektiven Unterdrückungsblock 50 auf dem Aufwärtssignalweg und einem zweiten selektiven Unterdrückungsblock 52 auf dem Abwärtssignalweg dargestellt. Auf dem Aufwärtssignalweg wird eine Ausgabe eines Mikrofons durch den u-Kennlinien-Expandierer 54 expandiert. Die lineare Ausgabe des Expandierers 54 wird an einen Gleichspannungsblock 55 angelegt, der den oben erwähnten Gleichspannungsabgriff für die Beseitigung von Gleichspannung darstellt. Die Ausgabe des Gleichspannungsblocks 55 wird mit der Ausgabe eines Raum-Echolöscher-Adaptivfilters 56 summiert, um ein Fehlersignal zu erzeugen, das an den selektiven Unterdrückungsblock 50 angelegt wird. Der Unterdrückungsblock 50 funktioniert wie oben beschrieben zur selektiven Unterdrückung von Fehlerabtastwerten. Die Ausgabe des selektiven Unterdrückungsblocks 50 wird an einen Lautstärkeregelblock 58 angelegt, der von der Steuerung 60 gesteuert wird. Die Ausgabe des Aufwärts-Lautstärkereglers 58 wird vom u-Kennlinien- Komprimierer 62 in ein logarithmisches Signal umgewandelt und danach aufwärts gekoppelt. Der Abwärtsweg gleicht dem oben für den Aufwärtsweg beschriebenen und enthält einen u-Kennlinien-Expandierer 64, Gleichspannungsblock 65, einen Leitungs-Echolöscher 66 und den oben erwähnten selektiven Unterdrückungsblock 52. Die Ausgabe des selektiven Unterdrückungsblockes 52 wird an einen Abwärts-Lautstärkeregelblock 68 angelegt und von einem u- Kennlinien-Komprimierer 70 in ein logarithmisches Signal umgewandelt. Die Ausgabe des Blocks 70 wird an einen (nicht gezeigten) Lautsprecher angelegt. Es ist zu bemerken, daß jeder der Adaptivfilter-Echolöscher 56 und 66 wie in Figur 5B gezeigt dargestellt werden kann. Es ist ebenfalls zu bemerken, daß beide Adaptivfilter 56 und 66 an ihrem Eingang mit einem u-Kennlinien- (A- Kennlinien-) Effektblock 57 beziehungsweise 67 versehen sind. Die u-Kennlinien-Effektblöcke 57 und 67 funktionieren wie oben beschrieben zur Emulierung des nicht linearen Effekts der u-Kennlinienumwandlung.
Die Steuerung 60 funktioniert wie oben angegeben zur Steuerung der Funktionsweise der Adaptivfilter 56 und 66 und steuert auch die Lautstärkeregelblöcke 58 und 68. Weiterhin versetzt die Steuerung 60 den Lautfernsprecher bei Erstinitialisierung einer Verbindung in eine Halbduplex-Betriebsart. Die Steuerung 60 überwacht die Koeffizientenabgriffe der Adaptivfilter 56 und 66 und schaltet bei initialisierung der Filter auf den Vollduplexmodus um.
Der Halbduplex-Übertragungsweg wird durch den Signalweg 72 angedeutet und enthält ein Übertragungsglied Mx 74 mit veränderlicher Verstärkung und ein Schaltmittel 76. MX 74 und Schalter 76 werden von der Steuerung 60 gesteuert. Der Halbduplex-Empfangsweg wird durch den Signalweg 78, das Glied MR*VOL 80 mit veränderlicher Verstärkung und das Schaltmittel 82 angedeutet. Diese Glieder werden auf ähnliche Weise von der Steuerung 60 gesteuert. Schalter 76 und 82 sind in der Figur 5A in der Vollduplexstellung gezeigt. Bei Verbindungsinitialisierung sind diese Schalter jedoch zur Entkopplung der Ausgabe der Vollduplexwege und zur Auswahl der Ausgänge der Halbduplexsignalwege 72 und 78 eingestellt. Das Schaltkriterium zwischen Halbduplex und Vollduplex ist schon beschrieben worden.
Obwohl die Erfindung in Figur 5A in bezug auf eine u-Kennlinien-Umwandlungseinrichtung beschrieben worden ist, ist zu bedenken, daß die Lehre der Erfindung gleichermaßen auf A-Kennlinien-Umwandlungsvorrichtungen anwendbar ist.
Wie schon angegeben wird die Steuerfunktion des Lautfernsprechers 10 vorzugsweise mit einer integrierten Digitalsignalprozessor- (DSP-) Schaltung realisiert. Eine geeignete Vorrichtung ist als von Texas Instruments hergestellter DSP-Prozessor TMS32020 bekannt. Die Adaptivfilter 56 und 66 können ebenfalls jeweils durch integrierte Schaltungen realisiert werden. Eine geeignete Vorrichtung zur Realisierung der Adaptivfilterfunktion ist als DSP 56200 bekannt, die von Motorola incorporated hergestellt wird. Es ist jedoch zu bedenken, daß die in der vorliegenden Erfindung verkörperten Konzepte durch eine Reihe von geeigneten Ausführungsformen wie beispielsweise diskrete Analog- und Digitalschaltungen realisiert werden können.

Claims

1. Vollduplex-Lautfernsprecher (10) mit einem Übertragungssignalweg (54, 55, 56, 50, 58, 62, 72, 74, 76) mit einem mit einer Kommunikationsstrecke verbundenen Ausgang, wobei der Lautfernsprecher weiterhin einen Empfangssignalweg (64, 65, 66, 52, 68, 70 78, 80, 82) mit einem mit der Kommunikationsstrecke verbundenen Eingang und einem mit einem Lautsprechermittel verbundenen Ausgang umfaßt, wobei der Lautfernsprecher folgendes umfaßt:

Mittel zum Erzeugen eines Übertragungswegsignals, wobei das Übertragungswegsignal einen ersten Echosignalanteil enthält,

Mittel zum Umwandeln (54) des Übertragungswegsignals in ein durch eine Mehrzahl von Bit ausgedrücktes digitales Übertragungssignal;

erste adaptive Filtermittel (56) mit einem mit dem Empfangssignalweg verbundenen Eingang und einem mit dem Übertragungssignalweg verbundenen Ausgang zum Löschen des Großteils des ersten Echosignalanteils;

Mittel zum Verbinden des Empfangssignalwegs mit der Kommunikationsstrecke und Erzeugen eines Empfangswegsignals einschließlich eines zweiten Echosignalanteils;

Mittel zum Umwandeln (64) des Empfangswegsignals in ein durch eine Mehrzahl von Bit ausgedrücktes digitales Empfangssignal;

zweite adaptive Filtermittel (66) mit einem mit dem Übertragungssignalweg verbundenen Eingang und einem mit dem Empfangssignalweg verbundenen Ausgang zum Löschen des Großteils des zweiten Echosignalanteils;

dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Übertragungssignal ein erstes digitales Quantisierungsfehlersignal enthält und das digitale Empfangssignal ein zweites digitales Quantisierungsfehlersignal enthält und wobei der Lautfernsprecher weiterhin folgendes umfaßt:

erste Mittel (50) zum selektiven Unterdrücken des ersten digitalen Quantisierungsfehlersignals, wobei das besagte erste selektive Unterdrückungsmittel seriell im Übertragungssignalweg angeschlossen ist und mit einem Eingang an einer Stelle hinter dem Ausgang des besagten ersten adaptiven Filtermittels mit dem Übertragungssignalweg verbunden ist; und

zweite Mittel (52) zum selektiven Unterdrücken des zweiten digitalen Quantisierungsfehlersignals, wobei das besagte zweite selektive Unterdrückungsmittel seriell im Empfangssignalweg angeschlossen ist und mit einem Eingang an einer Stelle hinter dem Ausgang des besagten zweiten adaptiven Filtermittels mit dem Empfangssignalweg verbunden ist.

2. Lautfernsprecher nach Anspruch 1, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß besagte Übertragungssignalwegwandelmittel (54) und besagte Empfangssignalwegwandelmittel (64) jeweils entweder ein u-Kennlinien- oder ein A-Kennlinien-Wandelmittel sind und besagte erste und zweite selektive Unterdrückungsmittel (50 und 52) jeweils Schwellwertmittel umfassen, die auf eine von dem zugehörigen u-Kennlinien- oder A-Kennlinien-Wandelmittel benutzte u-Kennlinien- bzw. A-Kennlinien-Quantisierungsschrittgröße reagieren.

3. Lautfernsprecher nach Anspruch 2, weiterhin gekennzeichnet durch:

u-Kennlinien- oder A-Kennlinien-Wandelmittel (62) der Übertragungssignalwegausgabe zum Umwandeln einer Ausgabe des ersten selektiven Unterdrückungsmittels in ein Analogsignal, und wobei der besagte Lautfernsprecher weiterhin folgendes umfaßt:

zwischen dem Empfangssignalweg und dem Eingang zum ersten adaptiven Filtermittel (44) zwischengeschaltete erste u-Kennlinien- oder A-Kennlinien-Wirkungskompensationsmittel (40) zum Kompensieren einer nicht-linearen Wirkung der u-Kennlinien- oder A-Kennlinien-Wandelmittel am Ausgang.

4. Lautfernsprecher nach Anspruch 3, weiterhin gekennzeichnet durch:

zwischen dem Ausgang des ersten adaptiven Filtermittels (44) und dem Übertragungssignalweg zwischengeschaltete zweite u-Kennlinien- oder A-Kennlinien- Kompensationsmittel (42) zum Kompensieren einer nichtlinearen u-Kennlinien- oder A-Kennlinien-Wirkung der Übertragungssignalweg-Eingangswandelmittel (54).

5. Verfahren zum Betreiben eines Vollduplex-Lautfernsprechers (10) mit einem ersten adaptiven Echolöschfilter (56) mit einem mit einem Empfangssignalweg (64, 65, 66, 52, 68, 70, 78, 80, 82) verbundenen Eingang und einem mit einem Übertragungssignalweg (54, 55, 56, 50, 58, 62, 72, 74, 76) verbundenen Ausgang, weiterhin mit einem zweiten adaptiven Echolöschfilter (66) mit einem mit dem Übertragungssignalweg verbundenen Eingang und einem mit dem Empfangssignalweg verbundenen Ausgang, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

Umwandeln eines Übertragungssignalwegeingangssignals in eine Digitaldarstellung des Übertragungssignalwegeingangssignals, wobei die digitale Darstellung einen ersten Echorauschanteil enthält;

Umwandeln eines Empfangssignalwegeingangssignals in eine Digitaldarstellung des Empfangssignalwegeingangssignals, wobei die Digitaldarstellung einen zweiten Echorauschanteil enthält;

Löschen mindestens eines Teils des ersten Echorauschanteils und des zweiten Echorauschanteils mit den adaptiven Filtern (56), wobei der Löschschritt für jeden der adaptiven Filter die Schritte des Erzeugens eines Adaptivfilterausgangsfehlersignals E(n) umfaßt;

dadurch gekennzeichnet, daß die besagte Digitaldarstellung des besagten Übertragungssignalwegeingangssignals weiterhin einen Quantisierungsfehleranteil enthält;

die besagte Digitaldarstellung des besagten Empfangssignalwegeingangssignals weiterhin einen Quantisierungsfehleranteil enthält;

das besagte Fehlersignal E(n) eine Größe besitzt, die eine Funktion des Eingangssignals (S(n)), eines Bezugseingangssignals (M(n)) und einer Größe von Adaptivfilterkoeffizienten (C(n)) ist;

weiterhin gekennzeichnet durch Anpassen der Größe der Adaptivfilterkoeffizienten als Funktion einer Adaptionsschrittgröße Beta und des besagten Fehlersignals E(n), wobei Beta eine Funktion einer Konstante Beta0 ist, die durch einen Signalleistungsschätzwert Ps(n) geteilt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß eine Größe von Ps(n) durch die Funktion Ps(n) = As(n)*As(n) gegeben ist, wobei As(n) nach folgendem Verhältnis bestimmt wird:

wenn As(n-1)> abs(S(n)) dann As(n) = As(n-1)*(1-Tf) + Tf*abs(S(n))

oder As(n) = As(n-1)*(1-Tr) + Tr*abs(S(n))

wobei As(n) ein Größenschätzwert des Adaptivfiltereingangssignals, abs(S(n)) ein Absolutwert der Filtereingabe, Tf eine Abfallzeit des Filters und Tr eine Anstiegszeit des Filters ist.

7. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß besagtes Verfahren weiterhin einen Schritt des Bestimmens eines Zustandes des besagten Lautfernsprechers als ANRUFER-Zustand, BENUTZER-Zustand, FREI-Zustand oder SONSTIGER Zustand entsprechend dem Zustand einer Mehrzahl von binären Größen umfaßt.

8. Verfahren nach Anspruch 7, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß die besagte Mehrzahl von Binärwerten b0, b1, b2 und b3 sind und wobei:

wenn b2 und b3 beide gleich Null sind, der besagte Lautfernsprecher als im besagten FREI-Zustand bestimmt wird,

wenn b0 und b2 beide gleich eins sind, der besagte Lautfernsprecher als im besagten ANRUFER-Zustand bestimmt wird, und

wenn b1 und b3 beide gleich eins sind, der besagte Lautfernsprecher als im besagten BENUTZER-Zustand bestimmt wird, und wobei der besagte Zustand jeder der Binärwerte entsprechend der folgenden Verhältnisse bestimmt wird:

b3 = 1 wenn K1*Sx - Nx - K2> 0, sonst b3 = 0,

b2 = 1 wenn K1*Sr - Nr - K2> 0, sonst b2 = 0,

b1 = 1 wenn SPx*VOLX> K3*SPr, sonst b1 = 0, und

b0 = 1 wenn SPr*VOLr> K3*SPx, sonst b0 = 0

wobei K1 und K2 Konstanten sind, die einen Schwellwert definieren, oberhalb dessen ein Signal als Sprache erachtet wird, K3 ein Verhältnis von Übertragungs- und Empfangssprachpegeln zur Unterscheidung zwischen besagten BENUTZER- und besagten ANRUFER-Zuständen definiert, VOLx und VOLr Übertragungs- bzw. Empfangslautstärkepegel sind und wobei

Sx = Gesamtsignalamplitudenschätzwert im Übertragungskanal,

Sr = Gesamtsignalamplitudenschätzwert im Empfangskanal,

Nx = Rauschamplitudenschätzwert im Übertragungskanal,

Nr = Rauschamplitudenschätzwert im Empfangskanal,

SPx = Sprachamplitudenschätzwert im Übertragungskanal, und

SPr = Sprachamplitudenschätzwert im Empfangskanal sind.

9. Verfahren nach Anspruch 8, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß der besagte Lautfernsprecher für alle anderen Kombinationen von b0, b1, b2 und b3 außer b1 = 1, b2 = 1, b3 = 0 und b0 = 1, b2 = 0, b3 = 1 und b0 = b1 = b2 =b3 =1 als im besagten SONSTIGEN Zustand bestimmt wird.

10. Verfahren nach Anspruch 8, weiterhin dadurch gekennzeichnet, daß VOLx und VOLr jeweils in einem Bereich von annähernd + 12dB bis annähernd -24dB variieren.