DE69601404T2

DE69601404T2 - Schaltung für einen veränderlichen Differentialtransformator und Betriebsverfahren

Info

Publication number: DE69601404T2
Application number: DE1996601404
Authority: DE
Inventors: Keith W. Attleboro Falls Ma 02763 Kawate; Thomas R. Plainville Ma 02762 Maher
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 1995-10-16
Filing date: 1996-10-14
Publication date: 1999-06-10
Anticipated expiration: 2016-10-15
Also published as: EP0768515A1; JPH09126808A; DE69601404D1; EP0768515B1

Description

Hintergrund der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf veränderliche Differentialumsetzersensorsysteme und insbesondere auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Kompensieren von durch Temperatur hervorgerufenen Fehlern in solchen Systemen.
Veränderliche Differentialumsetzersensorsysteme umfassen eine Primärspule, die von einer Wechselstromquelle angesteuert wird und die magnetisch mit ersten und zweiten Sekundärspulen über einen leitenden ferromagnetischen Kern oder ein Sensorelement verbunden ist, das innerhalb der zwischen den Spulen ausgebildeten magnetischen Schleifen beweglich angeordnet ist. Wenn sich der Kern als Antwort auf eine physikalische Erscheinung, die gemessen wird, auf einem linearen Weg in linearen Systemen (LVDTs) und auf einem gebogenen Weg in rotierenden Systemen (RVDTs) bewegt wird, wird eine solche Bewegung in ein elektrisches Signal umgesetzt. Eine Konditionierungselektronik setzt das Sensorelementsignal in ein geeignetes Ausgabesignal wie z. B. eine proportionale Gleichspannung um. Die Primärspule wird typischerweise von einer Wechselstromquelle angesteuert, mit der Absicht, daß die Stromquelle ein konstantes Magnetfeld erzeugt, das von der Temperatur unabhängig ist und seinerseits eine konstante, temperaturstabile Spannung an den Sekundärspulen hervorruft. Der magnetische Kreis ändert jedoch seine Parameter mit der Temperatur, wie z. B. die Induktivität, die Permeabilität und den Widerstand (Wirbelstromverluste) der Komponenten des Systems, die in den Spulen, dem Kern und in den zugehörigen Abschirmungen enthalten sind, die die Kopplung des magnetischen Feldes mit den Sekundärspulen und somit das Ergebnis der temperaturabhängigen Sekundärspannungen beeinflußt. Es gibt zwei Typen von durch Temperatur hervorgerufenen Fehlern in einem veränderlichen Differentialumsetzersystem, nämlich Verstärkungsfaktorfehler und Offset-Fehler. Der Verstärkungsfaktor-Temperaturfehler ist als Änderung der Steigung des Ausgangssignals über der Temperatur definiert, während die Offset-Temperatur als Änderung des Ausgangssignals ohne Kernverschiebung definiert ist.
Standard-Kompensationsschemen für Offset- und Verstärkungsfaktor-Temperaturfehler erfordern zusätzliche Komponenten und komplexe, kostenintensive Temperaturkalibrierungsprozeduren. Solche Schemen verwenden Thermistoren mit einer einstellbaren Elektronik zum Auswählen des Maßes der Temperaturkompensation, das für jeden einzelnen Sensor erforderlich ist. Standard- Kompensationstechniken erfordern ferner, daß der Sensor bei verschiedenen Temperaturen geprüft wird, um das korrekte Kompensationsmaß zu ermitteln. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zu schaffen zum Erzeugen von temperaturstabilen Sekundärspannungen und somit eines temperaturstabilen Ausgangssignals des veränderlichen Differentialumsetzers. Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein temperaturstabiles L/RVDT-Sensorsystem zu schaffen, ohne zusätzliche externe Komponenten zu benötigen und ohne jedes Sensorsystem bei verschiedenen Temperaturen prüfen zu müssen.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, ein verbessertes, temperaturstabiles, lineares und rotierendes veränderliches Differentialumsetzersystem zu schaffen, das relativ kostengünstig herzustellen und zu kalibrieren ist. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, einen Sensor zu schaffen, der die obenerwähnten Einschränkungen des Standes der Technik beseitigt und der eine verbesserte Genauigkeit und Zuverlässigkeit im Gebrauch aufweist. Es ist eine weitere Aufgabe, ein Sensorsystem zu schaffen, das insbesondere beim Erfassen von Drehmoment für Anwendungen wie z. B. in Vortriebskrafterfassungssystemen nützlich ist.
Die EP-A 0 646 774, auf der die Oberbegriff der Ansprüche 1 und 10 beruhen, beschreibt eine Vorrichtung zum Überwachen eines entfernten linearen veränderlichen Differentialumsetzers. Um die Effekte der Phasenverschiebungen im Ausgangssignal zu eliminieren, die teilweise durch Temperatureffekte hervorgerufen werden, wird die Außer-Phase-Komponente des Ausgangssignals extrahiert und die Phase des Erregungssignals eingestellt, um die OP-Komponente auf 0 zu reduzieren.
Die US-A 5 180 979 beschreibt ein herkömmliches LVDT, das eine Dreieckwellen-Erregung verwendet.
Die US-A 5 247 253 beschreibt einen Sensor, bei dem die Frequenz des Oszillators mit der Temperatur ansteigt. Der Wert Q der Schaltung nimmt mit der Frequenz zu, wodurch ein Verlust von Q kompensiert wird, der durch den Anstieg des Widerstands der anderen Komponenten mit der Temperatur hervorgerufen wird.
Die Erfindung schafft ein Sensorsystem, das versehen ist mit einer Primärwicklung und einem Paar Sekundärwicklungen, die so angeordnet sind, daß sie einen ersten Magnetkreis, der die Primärwicklung und eine Sekundärwicklung enthält, sowie einen zweiten Magnetkreis, der die Primärwicklung und die andere Sekundärwicklung enthält, bilden, wobei die Primärwicklung zwischen den Sekundärwicklungen angeordnet ist und die Primärwicklungen und Sekundärwicklungen auf eine Achse ausgerichtet sind und eine mittig angeordnete Aussparung definieren, einem Wechselstromtreiber, der an die Primärwicklung angeschlossen ist, um für die Primärwicklung einen Wechselstrom bereitzustellen, einer Kerneinrichtung, die in der Aussparung beweglich angeordnet ist, um die magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung und der jeweiligen Sekundärwicklung zu verändern, und einer Ausgangsschaltung, die an die Sekundärwicklungen angeschlossen ist und ein synchrones Demodulationsnetzwerk enthält, gekennzeichnet durch eine Referenzsignalform, die aus den Sekundärwicklungen abgeleitet wird und gegenüber der Wechselstrom-Signalform der Sekundärwicklungen um 90º phasen verschoben ist, um die Außer-Phase-Komponente (OP-Komponente) der Ausgangsspannung der Sekundärwicklungen zu reflektieren und um die Einstellung der OP-Komponenten in den Sekundärwicklungen für die Schaffung einer Offset-Temperaturkompensation zu erleichtern.
Die Erfindung schafft ferner ein Verfahren zum Kompensieren des Temperaturfehlers in einem Sensorsystem, wobei das System versehen ist mit einer Primärwicklung, die zwischen einem Paar Sekundärwicklungen angeordnet ist und einen ersten und einen zweiten Magnetkreis zwischen der Primärwicklung und einer Sekundärwicklung bzw. zwischen der Primärwicklung und der anderen Sekundärwicklung bildet, und einer Kerneinrichtung mit einer Neutralstellung, die in einer durch die Wicklung definierten Öffnung beweglich angebracht ist, enthaltend die folgenden Schritte: Anschließen eines Wechselstromtreibers an die Primärwicklung und einer Ausgangsschaltung an die Sekundärwicklungen und synchrones Demodulieren des Ausgangssignals, gekennzeichnet durch das Ableiten der Referenzsignalform für die synchrone Demodulation aus den Sekundärwicklungen, wobei die Referenzsignalform zu der Wechselspannungssignalform über den Sekundärwicklungen außer Phase ist, wobei jede Sekundärwicklung eine Signalform besitzt, die eine erste Komponente, die mit der Signalform der Sekundärwicklung in Phase ist, und eine zweite Komponente, die mit der Signalform der Sekundärwicklung außer Phase ist, umfaßt, und Verändern der Kopplung in jedem Magnetkreis, um die Phase der jeweiligen Magnetkreise zu verändern, bis die Außer-Phase-Komponenten der Wechselspannungssignalformen in den beiden Sekundärwicklungen gleich sind.
Gemäß der Erfindung können temperaturstabile Sekundärspannungen erhalten werden durch Schaffen eines temperaturabhängigen Magnetfeldes, das die Magnetkreisparameteränderungen über der Temperatur kompensiert. Gemäß der Erfindung wird die Primärspule mit einer Wechselspannungsquelle angesteuert, die einen Wechselstrom liefert, der eine Funktion der Temperatur dar stellt. Der Temperaturkoeffizient der Resistivität (TCR) des Spulendrahtes wird verwendet, um den Primärwechselstrom als Funktion der Temperatur zu beeinflussen, wobei die Frequenz der Wechselstromquelle verändert wird, um das Verhältnis des resistiven Anteils zum reaktiven Anteil der Primärspulenwicklung und somit den Temperaturkoeffizienten des Primärstromes zu beeinflussen, wodurch eine Verstärkungsfaktor-Temperaturkompensation geschaffen wird.
Bezüglich der Offset-Temperaturkompensation werden die Sekundärsignalformen phasenverschoben, um den Offset-Temperaturfehler zu reduzieren. Um dies zu erläutern, sollte zuerst beachtet werden, daß das Ausgangssignal eines linearen/rotierenden veränderlichen Differentialumsetzers gemessen wird, indem die Differenz zwischen den Ausgängen der zwei Sekundärspulen aufgenommen wird. Das Ausgangssignal kann in zwei senkrechte Komponenten zerlegt werden, eine In-Phase- (IP)-Komponente und eine Außer-Phase-(OP)-Komponente. Die IP-Komponente ist definiert als der Anteil des L/RVDT-Ausgangssignals, der mit der individuellen Sekundärspule in Phase ist (0º Phasenverschiebung), während die OP-Komponente als der Anteil des L/RVDT- Ausgangssignals definiert ist, der gegenüber der IP-Komponente um 90º phasenverschoben ist. Eine synchrone Demodulation kann verwendet werden, um jede Komponente zu extrahieren, indem eine Sekundärsignalform als die IP-Synchron-Demodulationsreferenz verwendet wird, und eine um 90º phasenverschobene Signalform für die OP-Synchron-Demodulationsreferenz verwendet wird.
Der Ausgang eines Sensors auf L/RVDT-Basis ist proportional zur IP-Komponente, während herkömmlicherweise die QP-Komponente im wesentlichen ignoriert wird. Das Ziel jedes Temperaturkompensationsansatzes ist, die Temperaturabhängigkeit der IP- Komponente zu beseitigen.
Es hat sich gezeigt, daß der Offset-Temperaturfehler der IP- Komponente proportional ist zur Anfangsgröße (Umgebungstemperatur) der OP-Komponente und unabhängig ist von der Anfangsgröße der IP-Komponente. Die OP-Komponenten in den beiden Sekundärspulen können durch eine Phasenverschiebung der Sekundärsignalformen ausgeglichen werden, wodurch der Offset- Temperaturfehler der IP-Komponente und gleichzeitig der Offset-Temperaturfehler des Sensorausgangssignals reduziert wird. Die OP-Komponenten können ausgeglichen werden durch Einstellen der Axialposition der Spule relativ zur Position des Kerns. Die OP-Komponente wird beeinflußt durch die Einstellung ohne irgendeine wesentliche Beeinflussung der IP- Komponente. Bezüglich eines RVDT-Systems kann der Kern zwei Hälften umfassen, die relativ zueinander rotierend montiert sind, wobei jede Hälfte Paare von langen und kurzen Zähnen besitzt, die von einem Basiselement hervorstehen. Das Basiselement ist auf einer Seite der Abschirmung, die sich über die Spulen erstreckt, verbreitert, so daß die Axialbewegung des Kerns eine minimale Auswirkung auf die Abschirmung zur Luftspalt-Reluktanz besitzt. Der Spalt zwischen der Kernbasis und der Abschirmung wird relativ zur Breite der Soll-Basis klein gehalten, wobei die Breite der Soll-Basis im Vergleich zum Maß der Axialbewegung groß gewählt wird.
Die Phasenverschiebung der Sekundärspannungen kann ferner durch eine andere Einrichtung erreicht werden, wie z. B. durch Einstellen der Axialposition der leitenden und/oder magnetischen Scheibe oder der Hülse innerhalb der magnetischen Schleifen und durch andere mechanische sowie elektrische Verfahren.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Andere Aufgaben, Vorteile und Einzelheiten des neuartigen und verbesserten Sensorsystems dieser Erfindung werden in der folgenden genauen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung deutlich, die sich auf die beigefügten Zeichnungen bezieht, in welchen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild der Komponenten eines Differentialumsetzersensorsystems gemäß der Erfindung ist;
Fig. 2 ein schematisches Verdrahtungsschaubild der Primärspulenansteuerung des Systems der Fig. 1 ist;
Fig. 2a ein schematisches Verdrahtungsschaubild der in den Schaltungen der Fig. 2 und 3 verwendeten Spannungsquellen ist;
Fig. 3 ein schematisches Verdrahtungsschaubild der Signalkonditionierungselektronik des Systems der Fig. 1 ist;
Fig. 4 ein Graph ist, der das Ausgangssignal des Systems der Fig. 1 über einer Kernverschiebung zeigt;
Fig. 5 das Ausgangssignal eines RVDT-Systems zeigt, das gemäß der Erfindung hergestellt ist, bei einer Verschiebung von 0, bei einer positiven Vollausschlag-(VA)-Verschiebung, beziehungsweise bei einer negativen Vollausschlag-(VA)-Verschiebung;
Fig. 6 ein schematisches Schaubild eines Modells der Primärspule zur Verwendung in mathematischen Berechnungen ist, die in der Beschreibung beschrieben werden;
Fig. 7 ein Graph ist, der die Außer-Phase-(OP)-Komponente über dem Offset-Temperaturfehler eines gemäß dieser Erfindung hergestellten RVDT-Systems zeigt;
Fig. 8 ein Graph ist, der die In-Phase-(IP)-Komponente über dem Offset-Temperaturfehler eines gemäß dieser Erfindung hergestellten RVDT-Systems zeigt;
Fig. 9 ein schematisches Schaubild eines aufgeschnittenen Abschnitts eines RVDT-Kerns, der Spulen und der Abschirmung ist, die gemäß der Erfindung hergestellt worden sind;
Fig. 10 ein Graph einer Axialverschiebung des Kerns über der IP-Komponente eines Kerns des Standes der Technik und eines Kerns gemäß der vorliegenden Erfindung ist;
Fig. 11 ein Graph einer Axialverschiebung eines Kerns gemäß der Erfindung über der OP-Komponentenänderung ist;
Fig. 12 ein schematisches Verdrahtungsschaubild ist, das einen synchronen Demodulationsanteil der Außer-Phase-Komponente zeigt, die beim Bewirken der Offset-Temperaturkompensation verwendet wird; und
Fig. 13 ein schematisches Schaubild ähnlich der Fig. 9 ist, das einen LVDT-Kern, Spulen und eine Abschirmung gemäß der Erfindung zeigt.

Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Wie in den Zeichnungen gezeigt, bezieht sich das Bezugszeichen 10 in Fig. 1 auf ein veränderliches Differentialumsetzersensorsystem, das gemäß der vorliegenden Erfindung hergestellt ist. Das System umfaßt eine Primärspule 12, Sekundärspulen 14, 16 und einen Kern 18. Die Primärspulenansteuervorrichtung 20 enthält einen Dreieckwellengenerator, dessen Frequenz durch externe Komponenten ROSC und COSC eingestellt ist, wie in Verbindung mit Fig. 2 beschrieben wird. Push-Pull-Ausgangsstufen werden verwendet, um die Amplitude der Wechselstromansteuerung zu verdoppeln, wodurch das L/RVDT-Ausgangssignal verdoppelt wird. Die Ansteuersignalanordnung mit der externen Frequenzsteuerung liefert eine Einrichtung zum Kompensieren des Verstärkungsfaktor-Temperaturfehlers, wie später beschrieben wird.
Die synchrone Demodulationsschaltung 22, die mit den Sekundärspulen 14, 16 verbunden ist, bietet eine Einrichtung zum Extrahieren sowohl der Größe als auch der Richtung der Kernverschiebungsinformationen aus den Sekundärsignalen. Die synchrone Demodulationsreferenzsignalform wird abgeleitet aus den Sekundärspulensignalen, um einen Demodulationsfehler zu vermeiden, der aus der Phasenverschiebung zwischen den primären und sekundären Signalformen resultiert und auftreten kann, wenn die Referenzsignalform aus der Primärspulenansteuerung abgeleitet wird.
Es ist eine elektronische Kalibrierungsschaltung 24 vorgesehen, um einen L/RVDT-Sensor-Offset zu kompensieren und den Schaltungsverstärkungsfaktor einzustellen. Die Offset-Kalibrierung wird bewerkstelligt durch Hinzufügen eines Prozentsatzes der synchronen Demodulationsreferenzsignalform zur sekundären Differenzspannung. Dies dient zum Minimieren der Ausgangsspannungswelligkeit und sorgt für die Stabilität der Offset-Einstellung über der Temperatur.
Der Filterabschnitt 26 wird verwendet, um das synchrone Demodulationssignal zu mitteln, um die Gleichspannungskomponente der Signalform zu extrahieren. In der in Fig. 3 gezeigten Schaltung werden zwei Tiefpaßfilter verwendet.
Der Fehlererfassungsabschnitt 28 bietet die Funktion der kontinuierlichen Überwachung der Operation der Spulen, um offene Primärkreis- und Kurzschlußfehler sowie offene Sekundärkreis- und Kurzschlußfehler zu erfassen. Primärspulenfehler werden erfaßt durch Vergleichen der Gleichspannungskomponente der synchron demodulierten Signalform mit einer Fehlerschwelle. Wenn eine Primärspulenunterbrechung oder ein Kurzschluß auftritt, sinkt die Gleichspannungskomponente unter die Fehlerschwelle. Sekundärspulenunterbrechungs- und Kurzschlußfehler werden erfaßt durch die Konfiguration der Eingangsstufe zusammen mit bestimmten Fensterkomparatoren. Wenn eine Sekundärspulenunterbrechung oder ein Kurzschluß auftritt, steigt das sekundäre Differenzsignal an, was bewirkt, daß die Gleichspannungskomponente des synchron demodulierten Differentialsekundärsignals die Schwellen der Fensterkomparatoren überschreitet.
Ein Ausgangsverstärker 30 liefert den erforderlichen Ansteuerstrom für die externen Lasten. Der Ausgang besitzt zwei Betriebsarten, wie in Fig. 4 gezeigt ist. Die erste begrenzt die Ausgangsspannung auf feste obere und untere Werte während des Normalbetriebs, während die zweite den Ausgang unter die untere Grenze zieht, wenn ein Spulenfehler erfaßt wird.
Wie in Fig. 2 gezeigt, enthält die Ansteuervorrichtung der Primärspule 12 einen Dreieckwellengenerator, der die Operationsverstärker OP1 und OP2 in Kombination mit den Widerständen R1 und R2 umfaßt. Der Operationsverstärker OP2 ist in einer Mitkopplungsanordnung mit dem Ausgang verbunden, der über den Widerstand R2 zum positiven Eingang geführt wird, wobei der Widerstand R1 in Serie mit dem positiven Eingang geschaltet ist. Die Werte der Widerstände R1 und R2 bestimmen die Größe des Ausgangssignals, während die externen Komponenten, nämlich der Widerstand Rosc und die Kapazität Cosc, die Frequenz bestimmen.
Der Operationsverstärker OP3 bildet zusammen mit den Widerständen R3 und R4 eine Invertiererstufe. Die Ausgänge von OP1 und OP3 bilden eine Push-Pull-Anordnung, die an den Anschlüssen PRS und PRF vorgesehen ist, um die Spule 12 anzusteuern. Die Dioden D1-D4 schützen den Ausgang PRS, PRF davor, die Versorgungsspannung VCC um mehr als einen Diodenspannungsabfall zu überschreiten, oder das Massepotential um mehr als einen Diodenspannungsabfall zu unterschreiten, um einen IC, der die Schaltung enthält, vor Spannungsspitzen im Fall eines Spulenbruches oder vor Stromversorgungsspitzen zu schützen.
Die Fig. 2a zeigt einen Spannungsregler, der die von der im folgenden zu beschreibenden Schaltung der Fig. 2 und 3 verwendeten Spannungsquellen bietet. Sofern nicht anders angegeben, sind alle Spannungen bezüglich der negativen Versorgungsspannung GND gemessen. Ein Spannungsteiler, der die gleichen Widerstände R5, R6 umfaßt, erzeugt VCC/2, die in einen Span nungsfolger OP4 eingegeben wird und als eine analoge Massereferenzspannung REF ausgegeben wird. Die Kondensatoren Cref und Cpwr minimieren die Spannungsspitzen auf den Leitungen REF bzw. VCC.
Wie in Fig. 3 gezeigt, zeigen die nahe den Sekundärspulen 14, 16 angeordneten Punkte, die Wicklungspolarität. Wie in der Figur gezeigt, sind die Spulen einander gegenüberliegend angebracht. Die Sekundärspule 14 ist an den Anschlüssen SE1 und SYN angebracht, während die Sekundärspule 16 an den Anschlüssen SE2 und SYN angebracht ist. Die Widerstände R7, R8, R9 und R10 bilden eine Eingangsstufe für die Sekundärspulen, wobei die Komponenten jenseits dieses Punktes aufgrund ihrer hohen Impedanz eine minimale Wirkung auf die Sekundärspannungen besitzen. Die Eingangsstufe, wie sie im folgenden beschrieben wird, minimiert die Gleichtaktunterdrückung und bietet eine Einrichtung zum Erfassen der Fehlerbedingungen.
Die Widerstände R7 und R8, die über den Spulen 14, 16 angeschlossen sind, sind mit einem gemeinsamen Punkt und mit der Analog-Masse verbunden. Der Mittelpunkt der Spulen 14, 16 ist mit den seriellen Widerständen R9, R10 verbunden, die ungefähr das Zehnfache des Gesamtwiderstandes einer der Lasten an den Spulen 14 und 16 besitzen. Als Folge hiervon ωerden die Sekundärspannungen im Verhältnis von ungefähr 90% über den Anschlüssen SYN bis REF und ungefähr 10% über den Anschlüssen SE1 und SE2 zu REF geteilt. Im Normalbetriebsmodus liegen daher ungefähr 10% der Amplitude der Spulen 14 und 16 an SE1 oder SE2 bis REF an, was das Maß der zu unterdrückenden Gleichtaktspannung darstellt.
Die Widerstände R11 und R12 bilden in Kombination mit den Kondensatoren C1 und C2 Tiefpaßfilter, die unerwünschte Hochfrequenzsignale an den Anschlüssen SE1 und SE2 dämpfen.
Die Signale von den Tiefpaßfiltern werden in eine Instrumentationsverstärkerschaltung eingegeben, die aus den Operations verstärkern OP5 und OP6 zusammen mit den Widerständen R13-R18 besteht. Der Ausgang der Verstärkerschaltung ist die Differenz zwischen den zwei Eingängen, d. h. den positiven Eingängen von OP5 und OP6, multipliziert mit dem zugehörigen Verstärkungsfaktor der Schaltung, der durch die Widerstandswerte eingestellt ist. In der beschriebenen Ausführungsform reflektiert der Ausgang des Operationsverstärkers OP12 die Differenz zwischen dem positiven Eingang von OP5 und OP6 multipliziert mit einem Verstärkungsfaktor von 10.
Das Eingangssignal am Anschluß SYN wird von den Widerständen R9 und R10 gedämpft und in den positiven Eingang des OP7 eingegeben. Der Ausgang des Verstärkers OP7 wird über eine Invertiererstufe geleitet, die aus den Widerständen R19, R20 und dem Operationsverstärker OP8 besteht. Die Ausgänge von OP7 und OP8 sind mit einem elektronisch programmierbaren Digital/Analog-Umsetzer DAC1 verbunden. In der Ausführungsform der Fig. 3 ist der DAC1 ein 10-Bit-DAC, der zwischen den Dezimaleinstellungen 0 und 1023 programmiert werden kann, wobei der Mittelpunkt bei 512 liegt, der ein Gleichspannungsausgangssignal gleich der Analog-Masse liefert. Wenn die DAC-Einstellung in Richtung 1023 erhöht wird, gibt der DAC eine Signalform aus, die sich derjenigen des Ausgangs des OP7 annähert. Wenn die DAC-Einstellung in Richtung 0 verringert wird, wird sich der DAC1-Ausgang dem Ausgang des OP8 annähern. Der Ausgang des DAC1 wird über die Widerstände R21, R22 geleitet, um das Signal zu dämpfen, das anschließend in den positiven Eingangsanschluß des Operationsverstärkers OP12 geleitet wird. Der DAC1 wird verwendet, um den Anfangs-Offset des Differentialsekundärspulenausgangs zu korrigieren. Das heißt, bei einer mechanischen Verschiebung des R/LVDT-Kerns von 0 ist der ideale Diffentialsekundärausgang eine Gleichspannung, die der Analog-Masse entspricht. Aufgrund der Ungleichgewichte in den Sekundärwicklungen, der magnetischen Kopplung und dergleichen jedoch ist das Anfangsdifferentialsekundärsignal eine Wechselspannung ungleich 0. Durch Einstellen des DAC1 kann eine Wechselstromsignalform erreicht werden, die die Anfangsdiffe renz zwischen den Sekundärspulen 14, 16 auslöscht. Dieses Verfahren bietet eine Einrichtung zum Korrigieren des Anfangsdifferentialsekundärspannungs-Offset, das über die Temperatur stabil ist und die Schaltungsausgangswelligkeit minimiert.
Der Ausgang des Verstärkers OP12 wird sowohl in einen Analogschalter SW1 als auch in eine Invertiereranordnung eingegeben, die die Kombination der Widerstände R23, R24 und den Operationsverstärker OP13 umfaßt. Der Ausgang des Verstärkers OP13 wird in den Eingang eines Analogschalters SW2 eingegeben. Die Schalter SW1, SW2, deren Ausgänge miteinander verbunden sind, werden jeweils von den Komparatoren CM2 und CM1 gesteuert. Der positive Eingang des Komparators CM1 ist mit dem Ausgang des Verstärkers OP7 verbunden, wobei der Komparator CM1 entsprechend dem Ausgang des Verstärkers OP7 schaltet. Immer dann, wenn der Ausgang des Verstärkers OP7 größer ist als Analog- Masse, wird der Ausgang von CM1 auf Hochpegel gesetzt, wodurch der Schalter SW2 eingeschaltet wird. Immer dann, wenn der Ausgang des Verstärkers OP7 niedriger ist als Analog-Masse, schaltet der Ausgang des Komparators CM1 den Schalter SW2 aus. Im Gegensatz hierzu ist der negative Eingang des Komparators CM2 mit dem Ausgang des Verstärkers OP7 verbunden, so daß immer dann, wenn der Ausgang von OP7 größer als Analog-Masse ist, der Ausgang des Komparators CM2 Niedrigpegel annimmt, wodurch der Schalter SW1 abgeschaltet wird, und immer dann, wenn der Ausgang des Verstärkers OP7 niedriger ist als Analog- Masse, der Ausgang des Komparators CM2 auf Hochpegel liegt, wodurch der Schalter SW1 eingeschaltet wird. Die Schalter SW1, SW2 sind gegenphasige Schalter, die verwendet werden, um die Operation der synchronen Demodulation durchzuführen. Die Schalter SW1 und SW2 nehmen jeweils den Ausgang der Verstärker OP12 bzw. OP13 auf und schalten diese so um, daß sie entweder ein positives oder negatives gleichgerichtetes Signal erzeugen, in Abhängigkeit von ihrer Phasenbeziehung zum Eingang SYN, wie in a), b) und c) der Fig. 5 gezeigt ist.
Das synchron demodulierte Signal wird über zwei Tiefpaßfilterstufen, die aus dem Widerstand Rf11 und dem Kondensator Cf11 in der einen Stufe und aus dem Widerstand Rf12 und dem Kondensator Cf12 in der anderen Stufe bestehen, geleitet, um die Gleichspannungskomponente der Signalform zu extrahieren.
Der Ausgang der zweiten Stufe des Filters wird in den Stift CFL eingegeben, der seinerseits in den positiven Eingang des Operationsverstärkers OP9 eingegeben wird, der als ein nicht- invertierender Verstärker mit den Widerständen R25, R26 verbunden ist, um einen ausgewählten Verstärkungsfaktor von 2,5 zu erzeugen.
Der Ausgang des Verstärkers OP9 wird in einen einstellbaren Verstärker eingegeben, der in einer invertierenden Verstärkungsfaktor-Stufenanordnung angeschlossen ist, die aus den Widerständen R27, R28, dem Operationsverstärker OP14 und dem 10-Bit-Digital/Analog-Umsetzer DAC2 besteht. In der offenbarten Anordnung ist der Verstärkungsfaktor dieser Stufe von 1 bis 8 einstellbar und bietet eine elektronische Einstellung des Verstärkungsfaktors.
Der Ausgang des Verstärkers OP14 wird in den positiven Eingang des Operationsverstärkers OP10 eingegeben und ferner in den positiven Eingang des Komparators CM4 und den negativen Eingang des Komparators CM5 eingegeben. Die Komparatoren CM4, CM5 bilden einen Teil der Fehlererfassungsschaltung, die später beschrieben wird. Der Verstärker OP10 ist in einer nichtinvertierenden Verstärkungsfaktor-Stufe mit den Widerständen R29, R30, die den Verstärkungsfaktor einstellen, angeordnet. In der offenbarten Anordnung beträgt der Verstärkungsfaktor 5. Dieser Abschnitt der Schaltung setzt die in Fig. 4 dargestellten Schienen. Normalerweise ist der Verstärkungsfaktor dieses Abschnitts so gewählt, daß bei positiver Vollausschlag-Verschiebung des Kerns der Ausgang des Verstärkers OP14 10% der Versorgungsspannung oberhalb der Analog-Masse liegt und bei negativer Vollausschlag-Verschiebung des Kerns der Ausgang 10% der Versorgungsspannung unterhalb der Analog-Masse liegt. Wenn mit 5 multipliziert wird, dem Verstärkungsfaktor der Stufe des Verstärkers OP10, beträgt der Ausgang des Verstärkers OP10 50 % der Versorgungsspannung oberhalb und unterhalb von Analog-Masse für die positive bzw. negative Vollausschlag- Verschiebung. Der Ausgang von OP10 ist auf die Versorgungsspannung oder auf GND begrenzt, selbst mit einer Verschiebung des Kerns von mehr als dem positiven oder negativen Vollausschlag. Der Ausgang von OP10 wird in einen Widerstandsteiler eingegeben, der die Widerstände R31, R32 umfaßt, was in der offenbarten Anordnung einen Verstärkungsfaktor von 0,5 ergibt. Der gemeinsame Anschluß von R31 und R32 wird in einen Operationsverstärker OP11 eingegeben, der in Kombination mit den Widerständen R33, R34 in einer nichtinvertierenden Verstärkerstufe angeordnet ist, was einen ausgewählten Verstärkungsfaktor von 1,6 ergibt. Wenn der Ausgang des OP10 auf Versorgungsspannung liegt, was der positiven Vollausschlag-Kernverschiebung entspricht, beträgt der Ausgang von OP14 90% der Versorgungsspannung. Wenn im Gegensatz hierzu der Ausgang von OP10 auf GND liegt, entsprechend einer negativen Vollausschlag-Kernverschiebung, liegt der Ausgang von OP14 bei 10% der Versorgungsspannung, wodurch ein Ausgangssignal des OP14 von ωeniger als 10% der Versorgungsspannung zum Liefern einer Fehleranzeige reserviert wird, wie im folgenden erläutert wird. Der Abschnitt der Schaltung, der aus dem Verstärker OP10 und den zugehörigen Widerständen besteht, erzeugt somit die Schienen der Schaltung, wobei der Verstärker OP11 und die zugehörigen Widerstände die Schienen in einen aktiven Bereich der Schaltung bewegen.
Wie oben erwähnt worden ist, liefert in der Schaltung der Fig. 3 der Ausgang zusätzlich zum Liefern eines Gleichspannungsausgangssignals, das sowohl die Größe als auch die Richtung der Verschiebung des Kerns anzeigt, eine Anzeige von Spulenfehlern. Die Fehlererfassungseigenschaft wird von zwei Schaltungsabschnitten zur Verfügung gestellt. Der erste Abschnitt, der aus dem Komparator CM3, den Analogschaltern SW3, SW4 und den Widerständen R35, R36 und R37 und dem Kondensator Cfau besteht, umfaßt eine Schaltung, die die Gleichspannungskomponente der Signalform am Anschlußstift SYN überwacht. Wie oben erläutert worden ist, steuern die Komparatoren CM1, CM2 die Schalter SW2 bzw. SW1, jedoch steuern sie ferner die Schalter SW3 bzw. SW4 in der gleichen Weise. Die Schaltung führt eine positive Gleichrichtung der Signalform durch, die am Anschlußstift SYN erscheint, von den Widerständen R9 und R10 herabgesetzt. Das positive gleichgerichtete Signal, das am Punkt der Schalter SW3, SW4 anliegt, wird über ein RC-Filter, das den Widerstand R35 und den Kondensator Cfau mit einer relativ langen Zeitkonstanten umfaßt, eingegeben, um die Gleichspannungskomponente zu extrahieren. Die Gleichspannungskomponente wird in den negativen Eingang des Komparators CM3 eingegeben, wobei der Widerstandsteiler R36, R37 mit dem positiven Eingang verbunden ist, der eine Schwellenspannung liefert. Wenn die Gleichspannungskomponente, die am negativen Eingang des Komparators CM3 anliegt, höher ist als die Schwellenspannung, was einen Normalbetrieb anzeigt, liegt der Ausgang des Komparators CM3 auf Niedrigpegel. Wenn ein Spulenfehler auftritt, der die Amplitude des Signals am Anschlußstift SYN beseitigt oder reduziert, fällt die am negativen Eingang von CM3 anliegende Gleichspnnungskomponente unter die Schwelle und der Ausgang wechselt ins Positive, was einen Fehler anzeigt. Wenn z. B. die Primärspule unterbrochen ist, ist kein Ansteuersignal für die Sekundärspule und somit kein Signal am Anschlußstift SYN vorhanden. Der Ausgang des Komparators CM3 liegt daher niedriger als seine Schwelle, was den Ausgang veranlaßt, ins Positive zu wechseln. Dieses Signal wird in ein ODER-Gatter OR1 eingegeben, dessen Ausgang mit der Basis eines Transistors Q1 verbunden ist, um dessen Leitfähigkeit zu steuern. Eine kurzgeschlossene Primärspule führt zum gleichen Fehlen eines Signals am Anschlußstift SYN und bewirkt eine Fehleranzeige in der gleichen Weise. Wie im folgenden erläutert wird, wird das Ausgangssignal der Fehlererfassungsschaltung in das ODER-Gatter OR1 eingegeben, so daß jeder von der Schaltung erfaßte Fehler am Ausgang des Gatters OR1 wiedergegeben wird.
Der zweite Fehlererfassungsschaltungsabschnitt umfaßt die Komparatoren CM4, CM5 und die Widerstände R38, R39 und R40 und liefert eine Anzeige, ob das Differenzsignal zwischen den Sekundärspulen 14 und 16 normale Betriebsgrenzen überschritten hat.
Wie oben erwähnt worden ist, ist der Ausgang des Verstärkers OP14 typischerweise so kalibriert, daß unter einer positiven oder negativen mechanischen Verschiebung des Kerns bis zum Anschlag der Ausgang 10% der Versorgungsspannung oberhalb oder unterhalb von Analog-Masse beträgt. Die Widerstände R38, R39 und R40 setzen Schwellen für die Komparatoren CM4 und CM5 bei 40% der Versorgungsspannung oberhalb und unterhalb von Analog-Masse. Wenn der Ausgang des Verstärkers OP14 über die Schwelle des Komparators CM4 gelangt, wird der Ausgang des Komparators CM4 positiv, wodurch über das ODER-Gatter OR1 ein Fehler anzeigt wird. Wenn der Ausgang des Verstärkers OP14 unter die Schwelle des Komparators CM5 gelangt, wird der Ausgang des Komparators CM5 auf Hochpegel gesetzt, wodurch über das Gatter OR1 ein Fehler anzeigt wird. Wenn der Ausgang des ODER-Gatters OR1 auf Hochpegel liegt, was durch die obenerwähnten Eingänge bewirkt wird, wird der Transistor Q1 eingeschaltet, unter der Annahme, daß der Analogschalter SW5 geschlossen ist (was im folgenden beschrieben wird), mit dem Ergebnis, daß der positive Eingang des Verstärkers OP11 auf GND heruntergezogen wird, was sicherstellt, daß der Ausgang des OP14 unterhalb der unteren Schiene und im Bereich der Fig. 14 liegt, der mit der Schraffurmarkierung gekennzeichnet ist.
Wie oben mit Bezug auf die Eingangsstufe der Sekundärspulen 14, 16 erwähnt ist, liegt an den Anschlußstiften SE1, SE2 aufgrund der Widerstände R7, R8, R9 und R10 ungefähr 10% der Amplitude der Sekundärsignalform an, wobei ungefähr 90% am Anschlußstift SYN anliegen. Somit stellen 10% des Sekundärsignals unter normalen Bedingungen den Gleichtakteingang dar. Der Vollausschlag-Differentialausgang (SE1-Spannung - SE2- Spannung) beträgt andererseits ungefähr 2% des Sekundärsignals. Wenn unter einer Fehlerbedingung einer unterbrochenen Sekundärspule wie z. B. der Spule 14, der Eingang des Verstärkers OP5 gleich Analog-Masse ist, während der Eingang am SE2 und OP6 gleich dem Gleichtaktsignal ist, führt dies zu einem Differentialeingang gleich 10% des Sekundärsignals. Der Ausgang vom OP14 steigt dann von ungefähr 10% auf 50% der Versorgungsspannung über Analog-Masse an, was über der CM4- Schwelle ist. Wenn im Gegensatz hierzu die Spule 16 unterbrochen ist, liegt der Eingangsanschlußstift des Verstärkers OP6 auf Analog-Masse, während der Eingang am SE1 und OP5 gleich dem Gleichtaktsignal ist, was zu einem Differentialeingang gleich 10% des Sekundärsignals führt. Der Ausgang von OP14 sinkt auf 50% der Versorgungsspannung unterhalb Analog-Masse und unterhalb der CM5-Schwelle. Zusammengefaßt führt eine unterbrochene Sekundärspule zu einem Ausgang von OP14, der über der Schwelle des Komparators CM4 oder unter der Schwelle des Komparators CM5 liegt.
Wenn eine der Sekundärspulen kurzgeschlossen ist, liegt der entsprechende Anschlußstift SE1 oder SE2 auf dem gleichen Potential wie der Anschlußstift SYN, was zu einer Differenzeingangsspannung gleich 50% des Sekundärsignals führt. Dies ist ein Vielfaches des normalen Differenzsignals und bewirkt, daß die Schwelle von CM4 oder CM5 überschritten wird. Somit wird jeder Fehler einer kurzgeschlossenen oder unterbrochenen Sekundärspule unter Verwendung der Fensterkomparatorschaltung erfaßt, die die Komparatoren CM4, CM5 umfaßt.
Wie oben erwähnt worden ist, enthält die beschriebene Ausführungsform einen Analogschalter SW5, der mit den Hauptelektroden des Transistors Q1 verbunden ist. Dieses Merkmal erlaubt, das Fehlererfassungsmerkmal zum Zeitpunkt der Herstellung bei Bedarf freizugeben oder zu sperren.
Wie oben erwähnt worden ist, bezieht sich der L/RVDT-Verstärkungsfaktortemperaturfehler auf eine Änderung der Steigung des Sensorausgangs über der Temperatur. Ein solcher Fehler wird verursacht durch Magnetkreisparameter, die sich mit der Temperatur ändern.
Solche Magnetkreisparameter umfassen die Induktivität, die Permeabilität und den Widerstand (Wirbelstromverluste) der Komponenten, wie z. B. der Spulen, des Kerns und der Abschirmungen, die die L/RVDT bilden.
Typische L/RVDT-Sensoren verwenden eine Wechselstromquelle, um die Primärspule bei einem Versuch anzusteuern, ein konstantes Magnetfeld und gleichzeitig eine temperaturstabile Spannung über den L/RVDT-Sekundärspulen zu erzeugen. Die Magnetkreisparameter ändern sich jedoch mit der Temperatur, wodurch die Kopplung des Magnetfeldes an die Sekundärspulen und folglich die Amplitude der Sekundärspannungen beeinflußt wird. Gemäß der Erfindung wird ein Magnetfeld erzeugt, das eine Funktion der Temperatur ist, indem die Primärspule mit einem Wechselstrom angesteuert wird, der eine Funktion der Temperatur ist. Gemäß der Erfindung wird dies bewerkstelligt durch Ansteuern der Primärspule mit einer Wechselspannungsquelle unter Verwendung des Temperaturkoeffizienten der Resistivität (TCR) des Spulendrahtes, um den Primärwechselstrom als Funktion der Temperatur zu beeinflussen, und durch Verändern der Frequenz der Wechselspannungsquelle, um das Verhältnis des resistiven Anteils zum reaktiven Anteil der Primärspule zu steuern und somit den Temperaturkoeffizienten des Primärstroms zu steuern.
Dies kann mathematisch wie folgt gezeigt werden:
Es sei ΔT gleich der Änderung ausgehend von der Anfangstemperatur und ω gleich der Kreisfrequenz.
Die Primärspule kann mit einer temperaturabhängigen Serieninduktivität 1(ΔT) und einen Widerstand r(ΔT) wie in Fig. 6 gezeigt modelliert werden.
Das Modell des äquivalenten Spulenwiderstands als Funktion der Temperatur ist:
r(ΔT) = R (1 + TCR · ΔT),
wobei R gleich dem Wert des Primärspulenwiderstands bei der Anfangstemperatur ist. Für das gegebene Beispiel, R = 60 Ω ist TCR der Temperaturkoeffizient des Primärwiderstands. Im allgemeinen Fall ist TCR gleich 1/R · dr(ΔT)/dΔT. Für das gegebene Beispiel kann TCR durch eine Konstante angenähert werden:
TCR = 4000 ppm/ºC.
Das Modell der äquivalenten Spuleninduktivität als eine Funktion der Temperatur ist:
1(ΔT) = L · (1 + TCL · ΔT),
wobei L gleich dem Wert der Primärspuleninduktivität bei der Anfangstemperatur ist. Für das gegebene Beispiel gilt:
L = 5 mH,
wobei TCL der Temperaturkoeffizient der Primärinduktivität ist. Im allgemeinen Fall ist TCL ist gleich 1/L · dl(ΔT)/dΔT. Für das gegebene Beispiel kann TCL durch eine Konstante angenähert werden:
TCL = 200 ppmºC.
Die äquivalente Impedanz der Primärspule als Funktion von ΔT und ω ist gleich:
z(ΔT,ω) = r(ΔT) + j·ω·1(ΔT)
Durch Ersetzen des Ausdrucks für r(ΔT) und 1(ΔT) wird folgendes erhalten:
z(ΔT,ω) = R·(1 + TCR · ΔT) + j·ω·L·(1 + TCL · ΔT).
Der primäre Spitzenwechselstrom als Funktion von ΔT und w ist gleich
i(ΔT,ω) = Vpri/z (ΔT,ω)
wobei Vpri gleich der primären Spitzenwechselstromspannung ist.
Vpri = 2 Volt (für das gegebene Beispiel).
Durch Ersetzen des Ausdrucks für z(ΔT,ω) wird erhalten:
Der Temperaturkoeffizient TCI von i(ΔT,ω) kann wie folgt modelliert werden:
i(ΔT,ω) = I (ω) · (1 + TCI (ΔT,ω)ΔT)
wobei:
I(ω) = i(0ºC,ω) = Vpri/z(0ºC,ω)
gilt, was der Wert von i(ΔT,ω) bei der Anfangstemperatur ist, sowie
TCI(ΔT,ω) = 1/I(ω) · di(ΔT,ω)/dΔT
Auflösen des Ausdrucks ergibt:
Aus dem obigen wird deutlich, daß TCI eine Funktion von ω und ΔT ist. Gemäß der Erfindung wird die Primärspule mit einer Wechselspannungsquelle angesteuert, wobei der positive Temperaturkoeffizient des spezifischen Widerstands der Windungen verwendet wird, um die primäre Stromamplitude über der Temperatur zu reduzieren. Die Frequenz der primären Wechselspannungsansteuerung wird eingestellt, um das Verhältnis des resistiven Anteils r(ΔT) zum reaktiven Anteil ω1(ΔT) der Spulen zu beeinflussen, um somit den primären Stromtemperaturkoeffizienten zu beeinflussen und eine Verstärkungsfaktor- Temperaturkompensation zu erhalten.
Wie oben erwähnt, kann bezüglich der Offset-Temperaturfehlerkompensation der Ausgang einer L/RVDT in zwei senkrechte Komponenten aufgeteilt werden: eine In-Phase-(IP)-Komponente und eine Außer-Phase-(OP)-Komponente. Die IP-Komponente ist als der Anteil des L/RVDT-Ausgangssignals definiert, der mit einer individuellen Sekundärspannung in Phase ist (0º Phasenverschiebung), während die OP-Komponente als der Anteil des L/RVDT-Ausgangssignals definiert ist, der gegenüber der IP- Komponente um 90º phasenverschoben ist. Die synchrone Demodulation kann verwendet werden, um jede Komponente unter Verwendung einer Sekundärsignalform als die IP-Synchrondemodulationsreferenz wie oben beschrieben und einer um 90º phasenverschobenen Signalform als die OP-Synchrondemodulationsreferenz zu extrahieren. Mathematisch kann die Größe der IP- und OP- Komponenten, die durch die synchrone Demodulation erhalten werden, ausgedrückt werden durch:
IP-Komponente = M · cos(theta)
OP-Komponente = M · sin(theta)
wobei:
theta = Phasenwinkel zwischen der Ausgangskomponente und der IP-Synchron-Demodulationsreferenzsignalform,
M = Spitzenamplitude des L/RVDT-Ausgangssignals (Differenz zwischen den Sekundärsignalen).
Gewöhnlich ist der Ausgang eines L/RVDT-Basis-Sensors proportional zur IP-Komponente, während die OP-Komponente im wesentlichen ignoriert wird. Das Ziel jedes Temperaturkompensationsansatzes ist, die Temperaturabhängigkeit der IP-Komponente zu beseitigen.
Es wurde festgestellt, daß der Offset-Temperaturfehler der IP- Komponente proportional ist zur Anfangsamplitude (Raumtemperatur) der OP-Komponente und unabhängig ist von der Anfangsamplitude der IP-Komponente. Als Ergebnis reduziert die Verringerung der Amplitude der OP-Komponente des L/RVDT-Ausgangssignals den Offset-Temperaturfehler der IP-Komponente und somit den Offset-Temperaturfehler des Sensorausgangssignals. Die OP-Komponente muß nicht aus jedem Sekundärausgangssignal beseitigt werden, sondern lediglich in beiden Sekundärsignalen gleich sein. Das heißt, gleiche OP-Komponenten über den jeweiligen Sekundärsignalen löschen sich aus, wenn sie subtrahiert werden.
Gemäß einer RVDT-Ausführungsform der Erfindung werden die OP- Komponenten ausgeglichen durch eine Phasenverschiebung der Sekundärsignalformen, indem die Axialpositionen der RVDT-Spule bezüglich des veränderlichen Kerns eingestellt wird. Diese Einstellung beeinflußt die OP-Komponente und hat dann, wenn sie mit bestimmten Kernkonfigurationen verwendet wird, keinen wesentlichen Einfluß auf die IP-Komponente. Die Fig. 7 zeigt die Größe der Raumtemperatur-OP-Komponente bei verschiedenen Prozentsatzspannen über dem IP-Komponenten-Offset-Temperaturfehler über einem Temperaturbereich von 25ºC bis 135ºC. Der Graph zeigt eine streng lineare Beziehung zwischen der Amplitude der Raumtemperatur-OP-Komponente und dem IP-Komponenten-Offset-Temperaturfehler. Andererseits zeigt die Fig. 8 die Amplitude der Raumtemperatur-IP-Komponente über dem IP- Komponenten-Offset-Temperaturfehler über den gleichen Temperaturbereich und zeigt eine sehr schwache Korrelation zwischen der Raumtemperatur-Amplitude der IP-Komponente und dem IP- Komponenten-Offset-Temperaturfehler.
Die Fig. 9 ist eine schematische Darstellung einer RVDT-Kernkonfiguration, die insbesondere beim Ausführen der axialen Einstellung der Spule bezüglich des Kerns nützlich ist. Der drehbare veränderliche Kern 18 besitzt erste und zweite im wesentlichen koaxiale zylindrische Basiselemente 18a, 18b. Wie in der Figur gezeigt, liegt zu Darstellungszwecken ein Abschnitt der Basiselemente in einer Ebene. Jedes Basiselement besitzt mehrere Paare kurzer und langer Zahnelemente 18c, 18d, bzw. 18e, 18f, wobei ein langes Zahnelement jedes Paares eines Basiselements in Richtung eines kurzen Zahnelements eines entsprechenden Paares eines anderen Basiselements hervorsteht und das kurze Zahnelement jedes Paares des einen Basiselements in Richtung zum langen Zahnelement eines entsprechenden Paares des anderen Basiselements hervorsteht. Ein RVDT-Sensor dieses Typs ist gezeigt im US-Patent Nr. 4.876.899, das dem Anmelder der vorliegenden Erfindung zugeteilt ist. In der in Fig. 9 gezeigten Konfiguration sind die Primärspule 12 und die Sekundärspulen 14, 16, die auf jeder Seite der Primärspule angeordnet sind, gemeinsam mit den Rotationskernelementen 18a, 18b um die Achse 32 koaxial montiert. Eine magnetische Abschirmung 34 mit den Seitenwänden 34a, 34b einer ausgewählten Breite umschließen die Spulen mit den Seitenwänden 34a, 34b, die von den Kernelementen 18a bzw. 18b um einen Spalt g beabstandet sind.
Um die IP-Komponenten-Axialempfindlichkeit zu reduzieren, sind die Basiselemente 18a, 18b mit einer Breite b versehen, die deutlich größer ist als die Breite der entsprechenden Seitenwände 34a, 34b, und sind so angeordnet, daß sie sich über die jeweilige Seite der Abschirmungsseitenwände hinaus erstrecken. Die Anordnungsflansche 46.4, 48.4, die im US-Patent 4.876.899 gezeigt sind, wurden in der vorliegenden Konfiguration weggelassen, um die Abhängigkeit der Abschirmung von der Kern- Luftspalt-Reluktanz bei der axialen Position und somit die Wirkung der magnetischen Kopplung auf die axiale Position zu reduzieren. Für eine effektive Leistungsfähigkeit ist der Spalt g relativ klein bezüglich der Kernbasiselementbreite b, wobei die Basiselementbreite b im Vergleich zum Maß einer axialen Bewegung, die für eine axiale Einstellung erforderlich ist, groß gewählt ist. Bei einer Nenn-Position (Axialverschiebung O) sind die Seitenwände der Abschirmung vorzugsweise im Zentrum des jeweiligen Basiselements positioniert, wie in der Figur gezeigt ist. Im Vergleich zu einem Entwurf, bei dem die Kernbasis sich nicht auf beiden Seiten der Abschirmung erstreckt, führt die Kernkonfiguration gemäß der Erfindung zu einer mehr als zehnfachen Reduktion der Axialempfindlichkeit der IP-Komponente. Diesbezüglich wird auf Fig. 10 verwiesen, in der dreieckige Datenpunkte auf die Sensorbaueinheit des Standes der Technik Bezug nehmen und rechteckige Datenpunkte auf die vorliegende Sensorbaueinheit Bezug nehmen. Die Ergebnisse wurden erhalten durch Positionieren der Kernelemente an einem festen Ort und axiales Bewegen der Spulen/Abschirmungs-Baueinheit. Die Fig. 11, die sich auf eine Sensorbaueinheit gemäß der Erfindung bezieht, zeigt die Änderungen der OP-Komponente, die sich linear mit der axialen Verschiebung ändert.
Wie oben erwähnt worden ist, kann die OP-Komponente unter Verwendung einer Sekundärsignalform, die um 90º phasenverschoben ist, als synchrone Demodulationsreferenz extrahiert werden. Dies kann erreicht werden unter Verwendung eines separaten Elements der Ausrüstung, die eine IP/OP-Komponenten-Analysatorschaltung umfaßt oder bei Bedarf in einem IC enthalten sein kann, der die Schaltung der Fig. 2 und 3 enthält. In jedem Fall kann ein Ausgang mit einer Meßvorrichtung verbunden sein, so daß die OP-Komponente überwacht werden kann, während die Axialposition des Kerns relativ zu den Spulen eingestellt wird. Wie in Fig. 12 gezeigt, wird der Ausgang des Komparators CM2 über ein aktives Filter mit einer relativ großen Zeitkonstanten eingegeben, um eine Referenzsignalform zu erhalten, die um 90º verschoben ist. Das heißt, der Ausgang des Komparators CM2 ist mit dem negativen Eingang des Operationsverstärkers OP15 über den Widerstand R41 verbunden, dessen positiver Eingang mit Analog-Masse verbunden ist. Der Kondensator C3 und die parallel angeschlossenen Komponenten R43, R46 und C5 sind in einer Gegenkopplungsschleife angeschlossen, wodurch eine Ausgangssignalform erzeugt wird, die um 90º phasenverschoben ist. Der Ausgang des Verstärkers OP15 wird in die negativen und positiven Eingänge der Komparatoren CM6 bzw. CM7 eingegeben, um die Analogschalter SW6, SW7 wechselweise zu steuern und das sekundäre Differentialsignal von den Anschlußstiften SE1, SE2 synchron zu demodulieren. Das demodulierte Signal wird zum Extrahieren der Gleichspannungskomponente über ein Filter mit einer relativ großen Zeitkonstanten geleitet, der den Widerstand R42 und den Kondensator C4 umfaßt, der mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers OP16 verbunden ist, dessen negativer Eingang über den Widerstand R44 mit Analog-Masse verbunden ist, wobei der Widerstand R45 in einer Gegenkopplungsanordnung angeschlossen ist, um einen ausgewählten Verstärkungsfaktor zu erhalten. Der Ausgang des Operationsverstärkers OP16 ist mit einem Meßgerät M1 verbunden, um die Größe und Richtung der OP-Komponente zu reflektieren.
Ein integrierter Schaltkreis, der wie in den Fig. 2, 3 und 12 gezeigt aufgebaut ist, verwendet die folgenden relativen Verhältnisse von Widerstandswerten:
Es können bei Bedarf andere Techniken verwendet werden, um die OP-Komponenten auszugleichen. Zum Beispiel kann die Axialposition der leitenden und/oder magnetischen Scheibe oder Hülse innerhalb der magnetischen Schleifen eingestellt werden. Diese Technik neigt dazu, sowohl die IP- als auch die OP-Komponenten zu versetzen, und ist daher weniger erwünscht. Elektrische Techniken können ebenfalls verwendet werden, vorausgesetzt, die Temperaturstabilität wird nicht nachteilig beeinflußt.
Die Temperaturkompensation gemäß dieser Erfindung kann auf lineare oder LVDT-Sensoren angewendet werden, wie sie in Fig. 13 gezeigt sind, bei denen ein ferromagnetischer oder elektrisch leitender Kern 18' für eine axiale Bewegung längs der Längsachse 32 der Primärspule 12 und der Sekundärspulen 14 und 16 montiert ist. Der ferromagnetische oder elektrisch leitende Kern 18a' ist als Teil eines Schafts gezeigt, dessen äußere Abschnitte 18b' aus einem nicht-magnetischen und nichtleitenden Material gebildet sind, was für eine bequeme Montage des Kern sorgt. Gemäß der Erfindung wird der Kern relativ zur Spulenbaueinheit bewegt, bis die OP-Komponenten in den beiden Sekundärspulen 14 und 16 gleich sind, um den Nullpunkt zu ermitteln, der verwendet wird, um den Null-Verschiebungspunkt wiederzugeben.
Es ist klar, daß mit der Erfindung ein verbesserter temperaturstabiler L/RVDT-Sensor geschaffen wird. Die Offset-Temperaturkompensation wird bewerkstelligt, ohne daß auf Standard- Kompensationsschemen ausgewichen werden muß, die zusätzliche Komponenten und komplexe Temperaturkalibrierungsprozeduren erfordern. Solche Standardschemen verwenden Thermistoren mit einstellbarer Elektronik, um das für jeden einzelnen Sensor erforderliche Maß der Temperaturkompensation zu wählen, und erfordern deshalb, daß jeder Sensor bei mehreren Temperaturen geprüft wird, um das richtige Kompensationsmaß zu ermitteln. Mit der Erfindung wird ein temperaturstabiler L/RVDT-Sensor geschaffen, ohne daß zusätzliche externe Komponenten erforderlich sind und ohne daß jeder Sensor bei verschiedenen Temperaturen geprüft werden muß. Gemäß der Erfindung können alle Operationen bei Umgebungstemperatur durchgeführt werden. Die Erfindung beseitigt ferner die Notwendigkeit teuerer Präzisionswicklungs-Spulen, die meist perfekt geschichtete Wicklungen aufweisen sollen und in Hochleistungs-L/RVDT-Sensoren verwendet werden, indem eine Möglichkeit geschaffen wird, den Temperatureffekt zu beseitigen, der aus Windungsungenauigkeiten und Fehlanpassungen resultiert, welche in kostengünstigeren Spulen zu finden sind.
Es ist zu beachten, daß diese Erfindung alle Abwandlungen und Äquivalente der beschriebenen Ausführungsformen umfaßt, die in den Umfang der beigefügten Ansprüche fallen.

Claims

1. Sensorsystem, das versehen ist mit einer Primärwicklung (12) und einem Paar Sekundärwicklungen (14, 16), die so angeordnet sind, daß sie einen ersten Magnetkreis, der die Primärwicklung und eine Sekundärwicklung enthält, sowie einen zweiten Magnetkreis, der die Primärwicklung und die andere Sekundundärwicklung enthält, bilden, wobei die Primärwicklung zwischen den Sekundärwicklungen angeordnet ist und die Primärwicklungen und Sekundärwicklungen auf eine Achse ausgerichtet sind und eine mittig angeordnete Aussparung definieren, einem Wechselstromtreiber (20), der an die Primärwicklung angeschlossen ist, um für die Primärwicklung einen Wechselstrom bereitzustellen, einer Kerneinrichtung, die in der Aussparung beweglich angeordnet ist, um die magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung und der jeweiligen Sekundärwicklung zu verändern, und einer Ausgangsschaltung, die an die Sekundärwicklungen angeschlossen ist und ein synchrones Demodulationsnetzwerk (22) enthält, gekennzeichnet durch eine Referenzsignalform, die aus den Sekundärwicklungen abgeleitet wird und gegenüber der Wechselstrom-Signalform der Sekundärwicklungen um 90º phasenverschoben ist, um die Außer-Phase-Komponente (OP-Komponente) der Ausgangsspannung der Sekundärwicklungen zu reflektieren und um die Einstellung der OP-Komponenten in den Sekundärwicklungen für die Schaffung einer Offset-Temperaturkompensation zu erleichtern.

2. Sensorsystem nach Anspruch 1, ferner dadurch gekennzeichnet, daß der Kern (18, 18') entweder aus ferromagnetischem Material oder aus elektisch leitendem Material besteht.

3. Sensorsystem nach Anspruch 1 oder 2, in dem der Wechselstromtreiber (20) eine Wechselspannungsquelle enthält, ferner gekennzeichnet durch einen Oszillator (20), dessen Frequenz so gewählt ist, daß eine Verstärkungsfaktor-Temperaturkompensation geschaffen wird.

4. Sensorsystem nach Anspruch 3, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselspannungsquelle eine konstante Spitzenspannung besitzt und der Oszillator (20) so beschaffen ist, daß die ausgewählte Frequenz erzeugt wird, um den Temperaturkoeffizienten der Impedanz der Primärwicklung (12) zu steuern und dadurch die Verstärkungsfaktor-Temperaturkompensation zu schaffen.

5. Sensor nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 4, ferner dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstromtreiber eine Dreieckssignalform schafft.

6. Sensorsystem nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, insbesondere für die Verwendung als linear veränderlicher differentieller Wandler (LVDT), wobei die Kerneinrichtung (18') längs der Achse geradlinig beweglich ist.

7. Sensorsystem nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, insbesondere für die Verwendung als rotatorisch veränderlicher differentieller Wandler (RVDJ), ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Kerneinrichtung (18) einen ersten und einen zweiten Abschnitt enthält, die relativ zueinander beweglich sind.

8. Sensorsystem nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5 und 7, in dem die Kerneinrichtung eine auf der Achse befindliche Neutralstellung besitzt, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Kerneinrichtung in der Aussparung drehbar ist, wobei sich die relative magnetische Kopplung zwischen den Primärwicklungen und den entsprechenden Sekundärwicklungen in Abhängigkeit von der Winkelstellung der Kerneinrichtung verändert, wobei die Sekundärwicklungen eine Spannungssignalform, die eine In- Phase-Komponente und eine Außer-Phase-Komponente enthält, und eine Einrichtung besitzen, um die Neutralstellung längs der Achse zu bewegen, um die Außer-Phase-Komponente einzustellen, um den Offset-Temperaturfehler zu steuern.

9. Sensorsystem nach Anspruch 7 oder Anspruch 8, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Kerneinrichtung eine erste und eine zweite Kernhälfte besitzt, die relativ zueinander drehbar sind.

10. Verfahren zum Kompensieren des Temperaturfehlers in einem Sensorsystem, wobei das System versehen ist mit einer Primärwicklung (12), die zwischen einem Paar Sekundärwicklungen (14, 16) angeordnet ist und einen ersten und einen zweiten Magnetkreis zwischen der Primärwicklung und einer Sekundärwicklung bzw. zwischen der Primärwicklung und der anderen Sekundärwicklung bildet, und einer Kerneinrichtung (18, 18') mit einer Neutralstellung, die in einer durch die Wicklung definierten Öffnung beweglich angebracht ist, enthaltend die folgenden Schritte: Anschließen eines Wechselstromtreibers (20) an die Primärwicklung und einer Ausgangsschaltung an die Sekundärwicklungen und synchrones Demodulieren des Ausgangssignals (22), gekennzeichnet durch das Ableiten der Referenzsignalform für die synchrone Demodulation aus den Sekundärwicklungen, wobei die Referenzsignalform zu der Wechselspannungssignalform über den Sekundärwicklungen außer Phase ist, wobei jede Sekundärwicklung eine Signalform besitzt, die eine erste Komponente, die mit der Signalform der Sekundärwicklung in Phase ist, und eine zweite Komponente, die mit der Signalform der Sekundärwicklung außer Phase ist, umfaßt, und Verändern der Kopplung in jedem Magnetkreis, um die Phase der jeweiligen Magnetkreise zu verändern, bis die Außer-Phase-Komponente der Wechselspannungssignalform in den beiden Sekundärwicklungen gleich sind.

11. Verfahren nach Anspruch 10, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung in jedem Magnetkreis durch Verändern der Kerneinrichtung (18, 18') relativ zur Primärwicklung (12) verändert wird, bis die Außer-Phase-Komponenten der Sekundärwicklungen (14, 16) an einer gegebenen Position übereinstimmen, wobei die gegebene Position als Neutralstellung der Kerneinrichtung verwendet wird.

12. Verfahren nach Anspruch 10 oder Anspruch 11, ferner dadurch gekennzeichnet, daß der Kern (18, 18') entweder ein ferromagnetisches Material oder ein elektrisch leitendes Material enthält.

13. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 12, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzsignalform gegenüber der Wechselspannungssignalform in den Sekundärwicklungen um 90º außer Phase ist.

14. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 13, ferner dadurch gekennzeichnet, daß die Kopplung durch Anordnen entweder des ferromagnetischen Materials oder eines elektrisch leitenden Materials in wenigstens einem Magnetkreis verändert wird.

15. Verfahren nach irgendeinem der Ansprüche 10 bis 14, ferner dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselstromtreiber einen Oszillator (20) enthält, und dadurch, daß es den folgenden Schritt enthält: Verändern der Frequenz des Oszillators, um den Temperaturkoeffizienten des Wechselstroms durch die Primärwicklung (12) einzustellen.