DE69531325T2

DE69531325T2 - Einrichtung zum Diversity-Empfang

Info

Publication number: DE69531325T2
Application number: DE69531325T
Authority: DE
Inventors: Toshinori Anpachi-Gun Iinuma
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Kyocera Corp
Priority date: 1994-05-16
Filing date: 1995-05-15
Publication date: 2004-05-13
Anticipated expiration: 2015-05-16
Also published as: EP0683571B1; US6161001A; US5901187A; CN1078409C; US5761252A; CN1121664A; EP0683571A2; CA2149364A1; MY113061A; CA2149364C; DE69531325D1; EP0683571A3

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Diversitäts-Empfangsvorrichtung, die an einem Funkübermittlungsgerät angebracht ist, und insbesondere auf eine Diversitäts-Empfangsvorrichtung, die eine Anzahl von Empfangssignalen wichtet und kombiniert.
Herkömmlich überträgt eine digitale Übertragungsvorrichtung für effektive Datenübertragung das Trägersignal, das mit dem digitalen Datensignal (Basisbandsignal) moduliert ist. Für die Modulierung des Trägersignals werden verschiedene Verfahren verwendet wie z. B.: Modulation durch Amplituden-Ein- und Ausschaltung (ASK), um die Amplitude des Trägersignals nach dem digitalen Basisbandsignal (Modulationssignal) zu variieren, Frequenzmodulation mit Frequenzumtastung (FSK), um die Frequenz des Trägers nach dem Modulationssignal zu versetzen, das Phasensprungverfahren (PSK), um die Phase des Trägers nach dem Modulationssignal zu variieren, und die Quadrat-Amplitudenmodulation (QAM), um unabhängig die Amplitude und die Phase des Trägers nach dem Modulationssignal zu variieren.
Es ist bekannt, dass diese digitalen Modulationsverfahren, die für die mobile Funkkombination angewendet werden, durch Fading beeinflusst werden, ein Phänomen, das durch reflektierte oder gestreute elektrische Wellen bewirkt wird, was ernstlich die Qualität des empfangenen Signals verschlechtert. Eins der effektiven Verfahren zur Ergänzung der Empfangspegelverschlechterung ist der Diversitäts-Empfang, der das Signal auf einer Anzahl von Leitungen empfängt.
Diversitäts-Empfang wird in die folgenden Arten unterteilt: Auswahlkombinierung (SC) zur Auswahl eines Signals mit dem größten Empfangspegel unter den Signalen, die auf der Anzahl von Leitungen vor der Decodierung empfangen werden, Gleichverstärkungs-Kombinierung (EGC) zur Kombinierung aller empfangener Signale mit gleichem Pegel vor der Codierung und Maximal-Verhältniskombinierung (MRC) zur Wichtung der empfangenen Signale im Verhältnis zu jedem Empfangspegel und zur Kombinierung der Signale vor dem Decodieren.
Unter diesen drei Verfahren kombiniert MRC am effektivsten die Signale, da je größer der Empfangspegel des Signals ist, desto weniger das Signal von Rauschen beeinflusst wird und desto mehr das Signal gewichtet wird.
Das herkömmliche MRC wird im Folgenden erklärt.
1 zeigt ein Blockdiagramm einer herkömmlichen MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung mit vier Leitungen zum Empfangen von Signalen. In der Vorrichtung empfangen Eingabeanschlüsse 101 bis 104 die Signale, ordnen Phasenschieber 105 bis 108 die Phasen des Träges gleich an, kombiniert dann ein Addierer 109 die Signale und dekodiert ein Dekoder 110 die kombinierten Signale. Bei diesen Verfahren kombiniert der Addierer 109 die Signale linear, da jedes Signal linear verstärkt wurde.
2 zeigt eine Inphasen-Quadratebenen-Figur, die darstellt, wie eine herkömmliche Übertragungsvorrichtung Signale kombiniert. Zur Vereinfachung zeigt es den Fall der Kombinierung zweier Signalleitungen.
S1 und S2 stellen Empfangssignale dar. S1S und S1N stellen jeweils ein Signalelement und ein Rauschelement von S1 dar. S2S und S2N stellen jeweils ein Signalelement und ein Rauschelement von S2 dar.
Allgemein ist der Pegel von jedem Rauschelement ungeachtet der Größe des empfangenen Signals und der Differenz der Empfangsleitungen (im Folgenden Zweige) gleich. Daher wird das Empfangssignal in jedem Zweig als ein Punkt auf dem Umfang mit demselben Radius von dem Signalelement S1S bzw. S2S (mit |S1N| = |2N|) gezeichnet. Bei der MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung von 1 werden die von jedem Zweig empfangenen Signale linear kombiniert, d. h., S1 und S2 werden zu einem Vektor kombiniert, und das kombinierte Signal wird in den Decoder eingegeben.
Da allerdings MRC einen sehr hohen Grad der Synchronisation der Trägerphasen beim Kombinieren der Signale erfordert, benutzt eine herkömmliche MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung einen teuren digitalen Signalprozessor (DSP), um das empfangene Signal für die digitale Bearbeitung analog/digital umzuwandeln. Für die lineare Kombinierung des Signals ist auch ein A/D-Wandler mit einem breiten dynamischen Bereich erforderlich. Daher hat eine MRC-Empfangsvorrichtung Probleme hinsichtlich der Größe und der Kosten.
MRC hat auch den folgenden Nachteil. Da MRC nur durch Zufallsstörungen wie thermisches Rauschen beeinträchtigt wird, da die empfangenen Signale nur linear kombiniert werden, kann es unter solchen Ausbreitungsbedingungen der bevorzugte Kombinierer sein. Allerdings ist MRC anfällig gegenüber Interferenzwellen wie z. B. Verzögerungswellen. Insbesondere wenn solche Wellen in dem Signal enthalten sind, das in einem Zweig mit hohem Empfangspegel empfangen wird, wird das Signal trotz der schlechten Qualität hoch gewichtet, wodurch die Empfangsleistung stark verringert wird.
Angesichts dieser Probleme ist die erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung in einem einfachen Aufbau mit digitalen Schaltungen nur geringen Ausmaßes, die geeignet für IC mit einem Speicher und einem Addierer ist, bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird durch eine Diversitäts-Empfangsvorrichtung zum Wichten und Kombinieren einer Anzahl von Empfangssignalen nach Anspruch 1 erreicht. Die abhängigen Ansprüche beziehen sich auf Weiterentwicklungen der Erfindung.
Die vorliegende Diversitäts-Empfangsvorrichtung erfasst die Stärke der Interferenzwelle in jedem Empfangssignal durch einen Wahrscheinlichkeitsdetektor und bestimmt aufgrund der Stärke, wie stark jedes Signal gewichtet werden soll. Indem die Bedingung gesetzt wird, dass, je größer der Einfluss der Interferenzwelle auf das empfangene Signal ist, desto geringer das Signal gewichtet wird, wenn es kombiniert wird, kann ein unnötiger Einfluss der Interferenzwellen beseitigt werden.
Diese und andere Aufgaben, Vorteile und Eigenschaften der Erfindung werden aus deren folgender Beschreibung im Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnungen offensichtlich werden, die eine bestimmte Ausführungsform der Erfindung darstellen. Die Zeichnungen:
1 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer herkömmlichen Diversitäts-Empfangsvorrichtung zeigt.
2 ist eine IQ-Ebenendarstellung, die eine Signalkombination in einer herkömmlichen Diversitäts-Empfangsvorrichtung darstellt.
3 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
4 ist eine IQ-Ebenendarstellung, die eine Signalkombination in der Diversitäts-Empfangsvorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung darstellt.
5 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
6 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Zweiges einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
7 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
8 zeigt die Signalmuster der Phasendatenausgabe von den Phasendemodulatoren 329–332 einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
9 ist eine IQ-Ebenendarstellung, die eine Signalkombination in der Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem vierten Ausführungsbeipiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
10 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
11 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der Kombinations-Koeffizientensteuerungen 1004–1007 der Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
12 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb der Kombinations-Koeffizientensteuerung 1004–1007 der Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.
<Erstes Ausführungsbeispiel>
3 stellt den Aufbau einer MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar. Die Vorrichtung enthält Phasendemodulatoren 329–332, I-Element-ROMs 317–320, Q-Element-ROMs 32–324, einen I-Elementaddierer 325, einen Q-Elementaddierer 326, eine Entscheidung 327 und einen Taktregenerator 328.
Die Phasendemodulatoren 329–332 enthalten jeweils Eingabeanschlüsse 301–304, Phasendetektoren 305–308, Phasenverzögerungen 309–312 und Phasenaddierer 313–316, wobei jeder insgesamt ein Differentialdetektor nach der Art eines Phasendetektors des differentiellen Pulslagenmodulationsverfahren (DPSK) ist.
Die Empfangssignale, die durch A/D-Wandler oder Begrenzer usw. digitalisiert werden, gehen durch die Eingabeanschlüsse 301–304.
Die Phasendetektoren 305–308 geben die erfassten Phasen digital aus, nachdem sie die Phasen der Eingangssignale in den Eingabeanschlüssen 301–304 mit der Phase des lokalen Oszillators verglichen haben, der nicht in den Figuren erscheint. Das bedeutet, dass die Phasendetektoren 305–308 keinen linearen Verstärker erfordern, da nur der Phasenanteil aber nicht der Amplitudenanteil des empfangenen Signals notwendig ist.
Die Phasenverzögerer 309 bis 312 verzögern die erfassten Phasenausgaben von den Phasen des Detektors 305–308 um eine Symbolzeit und geben die verzögerten Phasen aus. Eine Symbolzeit zeigt die Zeit an, die man von der Zeitdauer des empfangenen Signals erhält, die mit dem Exponenten von 2 der Polyphase PSK multipliziert wird (z. B. 2 für 4 Phasen (2²) und 3 für 8 Phasen (2³)).
Die Phasenaddierer 313–316 berechnen die Phasenunterschiede zwischen den erfassten Phasen und den verzögerten Phasen und geben die Ergebnisse als die Phasendaten aus. Die Phasendaten liefern Phasendaten θk entsprechend dem Zweig k.
Der I-Elementaddierer 325 zählt die Werte zusammen, die von den I-Elementen-ROMs 317–320 ausgegeben werden. Der Q-Elementaddierer 326 zählt die Werte zusammen, die von den Q-Element-ROMs 321–324 ausgegeben werden.
In Synchronisation mit dem Taktsignal, das von dem Taktregenerator 328 ausgegeben wird, erstellt die Entscheidung 327 einen Vektor aus den Werten von dem I-Elementaddierer 325 und dem Q-Elementaddierer 326, er entscheidet ob der Ergebniswert größer oder geringer als der voreingestellte Schwellenwert ist und gibt das Entscheidungsergebnis als decodierte Daten aus.
In Synchronisation mit den Daten von dem I-Elementaddierer 325 und dem Q-Elementaddierer 326 regeneriert der Taktregenerator 328 das Taktsignal und sendet das Taktsignal an die Entscheidung 327.
Nachfolgend wird erklärt, wie der vorliegende Vorrichtungsaufbau die Signale kombiniert.
4 ist eine IQ-Ebenendarstellung, die die Signale S1 und S2, die in die Diversitäts-Empfangsvorrichtung von 1 eingegeben werden, und das kombinierte Signal der vorliegenden Erfindung zeigt. Aus Darstellungsgründen wurden nur zwei empfangene Signale (S1 und S2) für diese Figur ausgewählt. Hier entspricht das empfangene Signal S1 dem RSSI1 von 3 und das empfangene Signal S2 dem RSSI2.
Die Phasendemodulatoren 329 und 330 sind Differentialdetektoren der Phasenerfassungsart. Daher enthalten die Signale S'1 und S'2, die von diesem Phasendemodulatoren ausgegeben werden, nur θ1 und θ2, die die Phasendaten der empfangenen Signale sind, und sie weisen keine Amplitudendaten auf. Da die Signale S'1 und S'2 auf der IQ-Ebene dieselbe Größe haben, werden sie als Punkte auf dem Umkreis dargestellt, dessen Zentrum der Ursprung ist mit S'1I = cosθ1 S'1Q = sinθ1 S'2I = cosθ2 S'2Q = sinθ2.
Die Phasendaten θ1 und θ2 werden an die I-Element-ROMs 317 und 318 und an die Q-Element-ROMs 321 und 322 gesendet.
Die I-Element-ROMs 317 und 318 empfangen die Phasendaten θ1 und θ2 und den Empfangspegel RSSI, sie wichten dann RSSI² nach dem Cosinusanteil von S'1 bzw. S'2 und geben die Ergebniswerte als S''1I und S''2I aus mit
Nach Empfang der Phasendaten θ1 und θ2 und des Empfangspegels RSSI wichten ähnlich die Q-Element-ROMs 321 und 322 RSSI² nach dem Sinusanteil von S'1 bzw. S'2 und geben die Ergebniswerte S''1Q und S''2Q aus mit
Dann erhält der I-Elementaddierer 325 durch Addieren von S''1I und S''2I das I-Element des kombinierten Signals, dargestellt als I-Element des kombinierten Signals = S''1I + S''2I.
Ähnlich erhält der Q-Elementaddierer 326 durch Addieren von S''1Q und S''2Q das Q-Element des kombinierten Signals, dargestellt als Q-Element des kombinierten Signals = S''1Q + S''2Q.
Mit dieser Durchführung wird das kombinierte Signal durch MRC erhalten und die Entscheidung 327, der letzte Schritt, decodiert das Signal.
Nachfolgend wird erklärt, warum RSSI² als der Wichtungskoeffizient benutzt wird, wenn die Empfangssignale kombiniert werden.
Unter der Annahme, dass die komplexe Einhüllende eines Signals, das in dem k-ten Zweig bei t = nT empfangen wird, Zk(n) beträgt, wird dann die MRC-Diversitätsausgabe VMRC(n) als VMRC(n) = ΣZk(n)·Zk*(n – 1)dargestellt, wobei * die komplex Konjugierte darstellt. Zk(n – 1) bezeichnet ein Signal, das ein Zeichen vor Zk(n) ist.
Die Phasendaten VDDk jedes Zweiges werden als VDDK = Zk(n)·Zk*(n – 1)/|Zk(n)·Zk*(n – 1)|dargestellt. Somit ist VMRC(n) = ΣVDDK·|Zk(n)||Zk*(n – 1)|.
Somit ist |Zk(n)| ≈ |Zk*(n – 1)|.
Daher ist VMRC(n) = ΣVDDk·|Zk(n)|2.
Dementsprechend ist die MRC-Diversitätsausgabe VMRC(n) proportional zu Zk|(n)|², das durch RSSI² ersetzt werden kann, als dem Wichtungskoeffizienten der Phasendaten VDDk.
Wie die vorstehende Beschreibung klarstellt, kann die MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung der vorliegenden Erfindung solche kleinen digitalen Schaltungen aufweisen, die für IC als Speicher, Addierer und Schieberegister geeignet sind, wodurch teure DSP oder dgl. entbehrlich werden. Weiterhin verwirklicht diese Erfindung eine nichtlineare Verstärkung, die nur einen sehr einfachen Aufbau der Radioschaltung braucht, da eine Signaleingabe an die vorliegende Erfindung nicht linear zu sein braucht. Diese Bauteile haben den mehrfachen Nutzen sowohl die Kosten der Komponenten der vorliegenden Vorrichtung als auch die Gesamtkosten des Funkgerätes zu verringern.
<Zweites Ausführungsbeispiel>
5 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung in einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt. Die vorliegende Vorrichtung unterscheidet sich von der Diversitäts-Empfangsvorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels darin, dass für alle vier Zweige nur zwei ROMs, das I-Element-ROM 317 und das Q-Element-ROM 321 vorgesehen sind. Die gleichen Bauteile wie die des ersten Ausführungsbeispiels haben die gleichen Nummern in 5.
Die vorliegende Vorrichtung unterscheidet sich von der Diversitäts-Empfangsvorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels darin, dass die vorliegende Vorrichtung zusätzlich einen Zeitgeber 501, einen Phasenselektor 502, einen Empfangspegelselektor 503, Halter 504 und 505 und eine Verzögerung 506 aufweist.
Der Phasenselektor 502 wählt sequentiell die Phasendaten, die von den Phasendemodulatoren 329–332 synchron mit dem Taktsignal gesendet werden, das von dem Zeitgeber 501 gesendet wird, es empfängt die Phasendaten von dem Phasendemodulator und sendet sie an das I-Element-ROM 317 und das Q-Element-ROM 321.
Mit dem Taktsignal, das von dem Zeitgeber 501 ausgegeben wird, wählt auf ähnliche Weise der Empfangspegelselektor 503 sequentiell einen Eingabeanschluss aus einer Anzahl von Eingabeanschlüssen in 503 aus, empfängt er den Empfangspegel des Signals, das in den Anschluss eingegeben wird, und sendet es an das I-Element-ROM 317 und das Q-Element-ROM 321. Entsprechend dem Taktsignal wählen der Phasenselektor 502 und der Empfangspegel 503 den selben Zweig zu der selben Zeit.
Das I-Element-ROM 317 und das Q-Element-ROM 321 geben das I-Element und das Q-Element jedes Empfangssignals jeweils an den I-Elementaddierer 325 und an den Q-Elementaddierer 326. 325 und 326 summieren jedes Element viermal, und die Ergebnisse werden jeweils in den Haltern 504 und 505 gespeichert. Dann werden 325 und 326 durch das Taktsignal zurückgestellt, das von der Verzögerung 506 gesendet wird.
Auf diese Weise werden Phasendaten und Empfangspegel der vier Zweige desselben Empfangssignals jeweils durch Zeitdiversion an das I-Element-ROM 317 und das Q-Element-ROM 321 gesendet, und dasselbe kombinierte Signal wie im ersten Ausführungsbeispiels wird schließlich erhalten.
Während die Vorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels soviele I-Element-ROMs und Q-Element-ROMs benötigt, wie es Zweige aufweist, ist aus diesem Verfahren ersichtlich, dass die Vorrichtung des vorliegenden Ausführungsbeispiels nur ein ROM für jedes Element des Zweiges aufweist, um dieselbe Leistung zu erreichen. Dies ermöglicht eine noch kleinere, noch mehr Energie sparende Vorrichtung als die des ersten Ausführungsbeispiels.
<Drittes Ausführungsbeispiel>
6 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines Zweiges der MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die vorliegende Vorrichtung unterscheidet sich von der Diversitäts-Empfangsvorrichtung des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels darin, dass die vorliegende Vorrichtung zusätzlich einen Zeitgeber 601, einen Verschieber 602, einen Addierer 603 und einen Selektor 605 aufweist und dass zwei ROMs durch einen Speicher 604 ersetzt sind.
Der Verschieber 602 und der Selektor 605 arbeiten synchron nach dem Taktsignal, das von dem Zeitgeber 601 gesendet wird.
Dies ermöglicht, dass die Betriebswerte, die dem I-Element und dem Q-Element entsprechen, in dem Speicher 604 gespeichert sind, abwechselnd durch Zeitteilung geholt und jeweils an dem I-Elementaddierer 325 und dem Q-Elementaddierer 326 gesendet werden.
Entsprechend dem Taktsignal, das von dem Zeitgeber 601 gesendet wird, gibt der Verschieber 602 zwei Werte von Verschiebungsdaten aus. Wenn N-Bit Daten in den Addierer 603 eingegeben werden, entsprechen die Daten von 0 bis (2^N – 1) den Phasen von 0° bis 360°. Daher werden die zwei Werte mit der Differenz 2^N–2 als die Verschiebungsdaten von dem Verschieber 602 mit der Beziehung von cosθ = sin(θ + 90°) ausgegeben.
Wenn z. B. N = 8 beträgt, werden solche Kombinationen wie 0 und 64, 64 und 128, 128 und 192 usw. von dem Verschieber 602 ausgegeben.
Der Addierer 603 addiert diese Verschiebungsdaten zu Phasendaten jedes Zweiges und sendet den Ergebniswert an eine Addresse in den Speicher 604.
Auf diese Weise werden die Betriebswerte, die dem I-Element und dem Q-Element entsprechen, die in dem Speicher 604 gespeichert sind, abwechselnd durch Zeitteilung geholt und dazu benutzt, dass I-Element und das Q-Element des empfangenen Signals zu berechnen.
Während die Vorrichtung des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels ein I-Element-ROM und ein Q-Element-ROM erfordert, hat die Vorrichtung der vorliegenden Ausführungsform nur ein ROM, um in diese Bauteile zu ersetzen, während sie die gleiche Leistung erzielt, wie aus dieser Beschreibung ersichtlich ist. Dies ermöglicht eine Vorrichtung, die noch kleiner ist und mehr Energie spart als die Vorrichtung des ersten und zweiten Ausführungsbeispiels.
<Viertes Ausführungsbeispiel>
7 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem vierten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die vorliegende Vorrichtung unterscheidet sich von der Diversitäts-Empfangsvorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels darin, dass sie zusätzlich Kombination-Koeffizientenberechner 701–704 aufweist und dass die I-Element-ROMs 705–708 und die Q-Element-ROMs 709–712 verschieden arbeiten. Die gleichen Bauteile wie die des ersten Ausführungsbeispiels treten in 7 auf, wobei sie dieselben Bezugsziffern haben und hier nicht erklärt werden.
Die Kombination-Koeffizientenberechner 701–704 sind ROMs, die die Kombinationskoeffizientenwerte speichern, die erhalten werden, indem alle möglichen Abstände zwischen dem Entscheidungspunkt und den Phasendaten berechnet werden. Wenn Phasendaten von einem Phasendemodulator 329, 330, 331 oder 332 als eine Adresse an einen entsprechenden Kombinations-Koeffizientenberechner 701, 702, 703 oder 704 ausgegeben werden, wird der Kombinations-Koeffizient Ck ausgegeben, der einen Abstand zwischen dem Entscheidungspunkt und den Phasendaten entspricht.
8 zeigt die Signalmuster der Phasenarten bei n/4-Verschiebung-QPSK. Sie zeigt die demodulierten Phasen der synchron genommenen Phasendaten. Die Abstände L1 und L2 zeigen jeweils die Wahrscheinlichkeit des Entscheidungspunkts jeder Phase gegen den idealen Entscheidungspunkt an. Das heißt, dass je größer der Abstand ist und je besser das Signal ist, desto geringer die Stärke der Interferenzwellen ist, die in dem Empfangssignal enthalten sind. Die Kombinations-Koeffizientenberechner 701–704 geben die Abstände L1 (≥ 0) und L2 (≥ 0) aus, die durch Berechnung der vorbestimmten Funktion f(x) als C1 = f(L1) C2 = f(L2)erhalten werden.
f(x) wird bestimmt aufgrund des Grades der Wirkung der Interferenzwellen, die berücksichtigt werden, wenn das empfangene Signal kombiniert wird. Zum Beispiel kann es, wenn das empfangene Signal für die Wirkung der Interferenzwelle mit einer Gewichtung ersten Grades kombiniert wird, als C1 = L1 C2 = L2bestimmt werden.
Die I-Element-ROMs 705–708 speichern die Betriebswerte der Ck·sinθk für alle Kombinationen der Kombinations-Koeffizienten Ck und der Phasendaten θk. Wenn die Kombinations-Koeffizienten Ck und die Phasendaten θk von dem Kombinations-Koeffizientenberechnern 701–704 bzw. den Phasenaddierern 313–316 eingegeben werden, geben die I-Element-ROMs 705–708 ein Berechnungsergebnis von Ck·cosθk aus, das dieser Kombination entspricht.
Ähnlich speichern die Q-Element-ROMs 709–712 die Betriebswerte der Ck·sinθk für alle Kombinationen der Kombinations-Koeffizienten Ck und der Phasendaten θk. Wenn der Kombinations-Koeffizient Ck und die Phasendaten θk von dem Kombinations-Koeffizientenberechnern 701–704 zw. den Phasenaddierern 313–316 als Adressen eingegeben werden, geben die I-Element-ROMs 709–712 das Berechnungsergebnis von Ck·sinθk aus, das der Kombination entspricht.
Wie die vorliegende Vorrichtung die Signale kombiniert, wird nachfolgend erklärt.
9 ist ein IQ-Ebenendarstellung, die die empfangenen Signale und ein kombiniertes Signal zeigt, das durch die vorliegende Vorrichtung erhalten wird. Aus Darstellungsgründen sind nur zwei empfangene Signale in der Figur gezeigt.
Die Phasendemodulatoren 329 und 330 sind Differentialdetektoren der Phasenerfassungsart. Daher enthalten die Signale S1 und S2, die von diesen Phasendemodulatoren ausgegeben werden, nur θ1 und θ2, was die Phasendaten der empfangenen Signale sind, und sie weisen keine Amplitudendaten auf. Da die Signale S1 und S2 dieselbe Größe haben, werden sie auf der IQ-Ebene als Punkte auf demselben Umkreis dargestellt, dessen Zentrum sich im Ursprung befindet. Diese Phasendaten θ1 und θ2 werden an die Kombinations-Koeffizientenberechner 701 und 702, die I-Element-ROMs 705 und 706 und die Q-Element-ROMs 709 und 710 gesendet.
Die Kombinations-Koeffizientenberechner 701 und 702 berechnen die Kombinationskoeffizienten C1 und C2, die Gewichte sind, die beim Kombinieren der empfangenen Signale benutzt werden, und senden die Ergebnisse an die I-Element-ROMs 705 und 706 und an die Q-Element-ROMs 709 und 710.
Nach Empfang der Phasendaten θ1 und θ2 und der Kombinationskoeffizienten C1 und C2 wichten die I-Element-ROMs 705 und 706 die Kombinationskoeffizienten C1 und C2 nach dem Cosinusanteil der Phasendaten θ1 und θ2 und geben die Ergebniswerte S'1I und S'2I als S'1I = C1·cosθ1 S'2I = C2·cosθ2aus.
Nach Empfang der Phasendaten θ1 und θ2 und der Kombinationskoeffizienten C1 und C2 wichten die Q-Element-ROMs 709 und 710 die Kombinationskoeffizienten C1 und C2 nach dem Sinusanteil der Phasendaten θ1 und θ2 und geben die Ergebniswerte S'1Q und S'2Q als S'1Q = C1·sinθ1 S'2Q = C2·sinθ2aus.
Dann erhält der I-Elementaddierer 325 durch Addieren von S'1I und S'2I den I-Anteil des kombinierten Signals als I-Element des kombinierten Signals = S'1I + S'2I.
Ähnlich erhält der Q-Elementaddierer 326 durch Addieren von S'1Q und S'2Q den Q-Anteil des kombinierten Signals als Q-Element des kombinierten Signals = S'1Q + S'2Q.
In diesem Verfahren werden der I-Anteil und der Q-Anteil des kombinierten Signals erhalten und die Entscheidung 327, letzter Schritt, decodiert die Signaldaten.
Wie diese Beschreibung klarstellt, kann die MRC-Diversitäts-Empfangsvorrichtung der vorliegenden Erfindung z. B. kleine digitale Schaltungen aufweisen, die für einen IC als Speicher, Addierer und Schieberegister geeignet sind, wodurch teure DSP oder dgl. überflüssig werden.
Weiterhin unterscheidet sich die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung von einer MRC-Vorrichtung darin, dass sie ein kombiniertes Signal erhält, indem sie es mit einem Koeffizienten wichtet, der auf dem Abstand der Phasendaten basiert, und nicht indem sie den Empfangssignalpegel wichtet. Auf diese Weise kann die vorliegende Vorrichtung die Wirkung der Interferenzwelle beseitigen, da sie umso weniger ein Empfangssignal wichtet, umso größer die Interferenzwelle ist, die in diesem Empfangssignal eingeschlossen ist.
<Fünftes Ausführungsbeispiel>
10 ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau der Diversitäts-Empfangsvorrichtung in dem fünften Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
Die vorliegende Vorrichtung unterscheidet sich von der Diversitäts-Empfangsvorrichtung des ersten Ausführungsbeispiels darin, dass die vorliegende Vorrichtung Wahrscheinlichkeitsdetektoren 1001–1003 und Kombinationskoeffizientensteuerungen 1004–1007 aufweist. In 10 erscheinen dieselben Bauteile wie die des ersten Ausführungsbeispiels mit denselben Bezugsziffern und werden hier nicht erklärt.
Die Wahrscheinlichkeitsdetektoren 1001–1003 erfassen den Abstand zwischen dem Entscheidungspunkt und den Phasendaten, die von den Phasendemodulatoren 329–332 ausgegeben werden, und senden die Ergebnisse an die Kombinations-Koeffizientensteuerungen 1004–1007.
Wie in 11 gezeigt, weisen die Kombinations-Koeffizientenberechner 1004–1007 einen Vergleicher 1101, ein Multiplikations-Koeffizenten-ROM 1103 und einen Umwandler 1102 auf.
Der Vergleicher 1101 weist selber einen Eingabeanschluss und einen Ausgabeanschluss auf, der den Empfangspegel, der aus einer vorbestimmten Anzahl von Bits besteht, die an den Eingabeanschluss eingegeben werden, mit dem vorbestimmten Wert vergleicht, der darin gespeichert ist, und der das Ergebnis von dem Ausgabeanschluss ausgibt.
Das Multiplikations-Koeffzienten-ROM 1103 speichert die vorbestimmten Werte der Multiplikation Ak·Rk, die alle Kombinationen des Multiplikations-Koeffizienten Ak, der durch den Abstand Lk bestimmt wird, mit dem Empfangspegel Rk umfasst. Das Multiplikations-Koeffzienten-ROM 1103 wählt ein Berechnungsergebnis von Ak·Rk aus, wenn der Abstand Lk und der Empfangspegel Rk als Adressen eingegeben werden, und er sendet den ausgewählten Wert an den Umwandler 1102.
Entsprechend dem Ausgabeergebnis des Vergleichers 1101 wählt der Umwandler 1102 den Empfangspegel Rk oder Ak·Rk aus, der von dem Multiplikations-Koeffzienten-ROM 1103 ausgegeben wird, und er gibt das Ergebnis als Kombination-Koeffzient Ck aus.
Nachfolgend wird die Erklärung für den Betrieb beim Erhalten des kombinierten Signals in der vorliegenden Vorrichtung gegeben, hauptsächlich der Betrieb der in 10 gezeigten Kombinations-Koeffzienten-Steuerungen 1104–1007.
12 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb der Kombinations-Koeffzientensteuerung 1004–1007 darstellt.
Zuerst werden der Empfangspegel Rk und der Abstand Lk an die Kombinations-Koeffzientensteuerungen 1004–1007 (Schritt S1201) eingegeben, dann vergleicht der Vergleicher 1101 den Empfangspegel Rk und den vorbestimmten Wert (Schritt S1202).
Wenn der Empfangspegel Rk kleiner als der vorbestimmte Wert ist, wählt der Umwandler 1102 den Kontakt A aus, und er gibt den Empfangspegel Rk als Kombinationskoeffizienten Ck (Schritte S1203 und S1205) aus. Wenn der Empfangspegel Rk klein ist, bedeutet das, dass das S/N-Verhältnis schlecht ist. Selbst wenn der Abstand Lk gering ist, kann in diesem Fall nicht gesagt werden, dass dies aufgrund der Wirkung der Interferenzwelle geschieht. Wenn der Empfangspegel Rk gering ist, wird daher das Kombinationssignal erhalten, indem nur der Empfangspegel Rk gewichtet wird, ohne dass der Abstand Lk berücksichtigt wird. Das bedeutet, dass ein Zweig mit einem geringen Empfangspegel Rk genauso behandelt wird wie bei der MRC-Diversitätsvorrichtung.
Wenn andererseits der Empfangspegel Rk größer als der vorbestimmte Wert ist, wählt der Umwandler 1102 den Kontakt B aus und gibt als Kombinationskoeffzienten Ck (Schritte S1204 und S1205) Ak·Rk aus, das von dem Multiplikations-Koeffzienten-ROM 1103 ausgegeben wird.
Der Multiplikationskoeffizient Ak wird erhalten, indem die vorbestimmte Funktion f (x) mit dem Abstand Lk berechnet wird, als Ak = fä(Lk).
Hier arbeitet f (x) unter den folgenden Bedingungen:
Falls der Abstand Lk größer als der vorbestimmte Wert ist, ist der Multiplikationskoeffzient Ak = 1 und
falls der Abstand Lk kleiner als der vorbestimmte Wert ist, 0 ≤ Ak < 1.
Dementsprechend ist der Multiplikationskoeffzient Ak = 1 und ist der Kombinationskoeffzient Ck = dem Empfangspegel Rk, wenn Rk groß ist und das Verhältnis S/N gut ist und die Entfernung Lk groß ist und dort keine Interferenzwelle auftritt. Das bedeutet, dass ein Zweig ohne Interferenzwelle genauso behandelt wird wie bei der MRC-Diversitätsvorrichtung.
Andererseits nimmt Ak einen niedrigen Wert ein, wenn der Empfangspegel Rk groß ist und das Verhältnis S/N gut ist und der Abstand Lk gering ist und dort eine starke Interferenzwelle auftritt. Das bedeutet, dass ein Zweig mit starker Interferenzwelle einen geringen Kombinationskoeffzienten aufweist und die Wirkung der Interferenzwelle verringert wird.
Selbstverständlich arbeitet die vorliegende Vorrichtung als eine MRC-Diversitätsvorrichtung, wenn der Vergleicher den vorbestimmten Vergleichswert Rk bei seinem Maximum benutzt, und selbstverständlich arbeitet die vorliegende Vorrichtung als eine Diversitätsvorrichtung, die den Multiplikationskoeffzienten wichtet, wenn der Vergleicher Rk bei seinem Minimum benutzt.
Wie aus dieser Beschreibung offensichtlich ist, kann die vorliegende Vorrichtung kleine digitale Schaltungen aufweisen, die für einen IC als Speicher, Addierer und Schieberegister geeignet sind, wodurch teure DSP und dgl. überflüssig werden. Mit der vorliegenden Vorrichtung ist es somit möglich, die Gesamtkosten des Funkgerätes zu verringern.
Weiterhin unterscheidet sich die Vorrichtung des vorliegenden Ausführungsbeispiels von der MRC-Vorrichtung darin, dass sie ein kombiniertes Signal erhält, indem sie es mit einem Koeffzienten wichtet, der auf dem Abstand der Phasendaten basiert, und nicht mit dem Empfangspegelsignal wichtet. Auf diese Weise kann die vorliegende Vorrichtung die Wirkung der Interferenzwelle beseitigen, da sie umso geringer ein Empfangssignal wichtet, je größer die Interferenzwelle ist, die in dem Empfangssignal eingeschlossen ist. Dementsprechend liefert das vorliegende Verfahren der Signalkombination ein besseres Kombinationssignal als das herkömmliche MRC-Verfahren.
Die obigen Ausführungsformen wurden zum besseren Verständnis der Diversitäts-Empfangsvorrichtung der vorliegenden Erfindung vorgestellt. Selbstverständlich ist die Anwendung der vorliegenden Erfindung nicht auf diese Ausführungsbeispiele beschränkt. Im Folgenden werden Beispiele möglicher Anwendungen genannt.

(1) Alle fünf Ausführungsbeispiele haben vier Zweige. Allerdings ist die Anzahl der Zweige nicht auf vier beschränkt. Zum Beispiel können bei der vorliegenden Diversitäts-Empfangsvorrichtung mit nahezu dem selben Aufbau zwei oder acht Zweige benutzt werden.
(2) Die ROMs, die für die Kombinations-Koeffzientenberechner 701–704 in dem vierten Ausführungsbeispiel benutzt werden, können mit dem I-Element 705–708 und dem Q-Element 709–712 verbunden werden. Das bedeutet z. B. dass bei solch einem Verfahren, da die höherwertigen Bit-Adressen der I-Element-ROMs 705–708 und der Q-Element-ROMs 709–712 die Abstände zwischen dem Entscheidungspunkt und den Phasendaten haben und die niederwertigen Bit-Adressen dieser ROMs die Phasendaten haben, die Berechnungsergebnisse von diesen Adressen geholt werden können.

Obwohl die vorliegende Erfindung beispielhaft unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen beschrieben wurde, ist zu beachten, dass verschiedene Änderungen und Abänderungen für den Fachmann offensichtlich sind. Sofern diese Änderungen und Abänderungen nicht von dem Umfang der vorliegenden Erfindung abweichen, sollen sie von ihr umfaßt werden.

Claims

Diversitäts-Empfangsvorrichtung zum Gewichten und Kombinieren einer Anzahl von Empfangssignalen mit: einem Speichermittel (317, 324, 705–712), das Werte hinsichtlich Sinuselementen und Cosinuselementen entsprechend Empfangssignalen in Plätzen speichert, die durch Kombinationen von Phasendaten und Kombinationskoeffizienten (RSSI) der Empfangssignale bezeichnet werden, wobei die Diversitäts-Empfangsvorrichtung ferner aufweist Mittel zum Erhalten von Phasendaten durch Demodulieren von Phasen der Anzahl von Empfangssignalen und Mittel zum Lesen einer Anzahl von Werten aus Plätzen in dem Speichermittel, die durch eine Anzahl von Kombinationen von Phasendaten und Kombinationskoeffizienten der Anzahl von Empfangssignale angegeben werden, und Mittel zum Erhalten einer Summe von Sinuselementen und einer Summe von Cosinuselementen der Anzahl von Empfangssignalen aus den gelesenen Werten, und zum Ausgeben der erhaltenen Summen.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Speichermittel (a) so viele Sinuselement-Speichereinheiten (317–320, 705–708) wie Empfangssignale aufweist, wobei die Sinuselement-Speichereinheiten Werte hinsichtlich Sinuselementen der Empfangssignale speichert, und (b) so viele Cosinus-Speichereinheiten (321–324, 709–712) wie Empfangssignale, wobei die Cosinuselement-Speichereinheiten Werte hinsichtlich von Cosinuselementen der Empfangssignale speichert, Werte aus den Sinuselement-Speichereinheiten bzw. den Cosinuselement-Speichereinheiten in Übereinstimmung mit den Empfangssignalen ausgelesen werden und die Lesewerte durch Addierer (325, 326) für Sinuselemente bzw. Cosinuselemente addiert werden.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Speichermittel aufgebaut ist aus (a) einer Sinuselement-Speichereinheit (317), die einen Wert betreffend ein Sinuselement eines Empfangssignals speichert, und (b) eine Cosinuselement-Speichereinheit (321), die einen Wert hinsichtlich eines Cosinuselementes des Empfangssignals speichert, wobei die Diversitäts-Empfangsvorrichtung ferner aufweist: einen Selektor (502), der so viele Stücke von Phasendaten wie Empfangssignale auswählt, und eine Zeitsteuer-Generatoreinheit (501), die die Zeitsteuerung, bei der der Selektor die Phasendaten auswählt, kontrolliert, wobei der Selektor, unter der Steuerung der Zeitsteuer-Generatoreinheit aufeinanderfolgend Stücke von Phasendaten einer Vielzahl von Empfangssignalen auswählt und die ausgewählten Stücke von Phasendaten in die Sinuselement-Speichereinheit und die Cosinuselement-Speichereinheit zusammen mit Kombinationskoeffizienten eingibt.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Phase jedes Empfangssignals durch eine von sovielen Phasendemodulationsmitteln wie die Anzahl von Empfangssignalen demoduliert wird, und das Phasendemodulationsmittel jeweils aufweist: ein Phasendetektormittel (305–308) zum Erfassen und Ausgeben einer Phase eines jeweiligen der Anzahl von Empfangssignalen, ein Verzögerungsmittel (309, 312) zum Verzögern um eine Symbolzeit einer Datenausgabe von den Phasendetektormitteln, und ein Berechnungsmittel (313–316) zum Berechnen einer Differenz zwischen der Datenausgabe von dem Phasendetektormittel und der Datenausgabe von dem Verzögerungsmittel und zum Ausgeben eines Ergebnisses als ein Phasendifferenzdatum.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 4, wobei das Speichermittel aufweist: eine Anzahl von ersten Speichermitteln (317–320), die der Anzahl von Empfangssignalen entsprechen und Berechnungsergebnisse speichern, die durch Zuweisen von Gewichten von Kombinationskoeffizienten zu den Sinuselementen der Phasendaten erhalten werden, zum Heranholen und Ausgeben, bei Eingabe jedes Stückes von Phasendaten und eines Kombinationskoeffizienten, eines der Berechnungsergebnisse, die an einem Ort gespeichert sind, der durch eine Kombination des Stücks von Phasendaten als eine erste Adresse und des Kombinationskoeffizienten als eine zweite Adresse angegeben wird, und eine Anzahl von zweiten Speichermitteln (321–324), die der Anzahl von Empfangssignalen entsprechen und Berechnungsergebnisse speichern, die durch Zuweisen von Gewichten von Kombinationskoeffizienten an die Cosinuselemente der Phasendaten erhalten werden, zum Heranholen und Ausgeben, bei Eingabe jedes Stückes von Phasendaten und eines Kombinationskoeffizienten, eines der Berechnungsergebnisse, die in einem Platz gespeichert sind, der durch eine Kombination des Stückes von Phasendaten als erste Adresse und dem Kombinationskoeffizienten als zweite Adresse angegeben werden.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 4, wobei das Speichermittel aufweist: ein erstes Speichermittel, das Speicherergebnisse speichert, die durch Zuweisen von Gewichten von Kombinationskoeffizienten an die Sinuselemente der Phasendaten erhalten werden, zum Heranholen und Ausgeben, beim Eingeben jedes Stückes von Phasendaten und eines Kombinationskoeffizienten, eines der Berechnungsergebnisse, die in einem Platz gespeichert sind, der durch eine Kombination des Stückes von Phasendaten als erste Adresse und des Kombinationskoeffizienten als zweite Adresse angegeben wird, und einem zweiten Speichermittel, das Berechnungsergebnisse speichert, die durch Zuweisen von Gewichten von Kombinationskoeffizienten an die Cosinuselemente der Phasendaten erhalten werden, zum Heranholen und Ausgeben, beim Eingeben jedes Stückes von Phasendaten und eines Kombinationskoeffizienten, eines der Berechnungsergebnisse, die in einem Platz gespeichert sind, der durch eine Kombination des Stückes von Phasen daten als erste Adresse und des Kombinationskoeffizienten als zweite Adresse angegeben werden, und wobei die Diversitäts-Empfangsvorrichtung ferner aufweist: eine Phasenauswahlmittel mit einer Anzahl von Eingangsanschlüssen, die mit der Anzahl von Phasendemodulationsmitteln verbunden sind, und einem Ausgangsanschluß, der mit dem ersten Speichermittel und dem zweiten Speichermittel verbunden ist, zum Auswählen eines Stückes von Phasendaten entsprechend einem bestimmten Befehl aus der Phasendateneingabe für die Anzahl von Eingangsanschlüssen und zum Ausgeben des Stückes von Phasendaten an dem Ausgangsanschluß, ein Kombinationskoeffizent-Auswahlmittel mit einer Anzahl von Eingangsanschlüssen, die eine Anzahl von Kombinationskoeffizienten erhalten, und einem Ausgangsanschluß, der mit dem ersten Speichermittel und dem zweiten Speichermittel verbunden ist, zum Auswählen eines Kombinationskoeffizienten entsprechend einem bestimmten Befehl aus der Anzahl von Kombinationskoeffizienten, die in die Anzahl von Eingangsanschlüssen eingegeben werden, und zum Ausgeben des Kombinationskoeffizienten an dem Ausgangsanschluß und ein Zeitsteuer-Generatormittel zum Liefern von Befehlen an das Phasenauswahlmittel und das Kombinationskoeffizienten-Auswahlmittel derart, dass jedes der Anzahl von Empfangssignalen in Zeitteilung aufeinanderfolgend ausgewählt wird und dass die Phasendaten und der Kombinationskoeffizient jedes der Anzahl von Empfangssignalen synchron an das erste Speichermittel bzw. das zweite Speichermittel gesandt werden.
Diversitäts-Empfangs-Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei das erste Speichermittel berechnete Ergebnisse des Sinus der Phasendaten multipliziert mit dem Kombinationskoeffizienten in zweiter Potenz speichert und wobei das zweite Speichermittel berechnete Ergebnisse des Cosinus der Phasendaten multipliziert mit dem Kombinationskoeffizienten in zweiter Potenz speichert.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 7 mit ferner: einer Anzahl von Vergleichsmitteln, die der Anzahl von Empfangssignalen entsprechen und einen Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß enthalten, zum Vergleichen eines Empfangspegeleingangs an dem Eingangsanschluß, der aus einer vorgeschriebenen Anzahl von Bits mit einem vorgeschriebenen Wert besteht, und zum Ausgeben eines Resultats an dem Ausgabeanschluß, einer Anzahl von Ähnlichkeits-Detektormitteln, die der Anzahl von Empfangssignalen entsprechen, zum Erfassen eines Abstandes zwischen den Phasendaten und einem Entscheidungspunkt und zum Ausgeben des Abstandes und einer Anzahl von Ausgabemitteln, die der Anzahl von Empfangssignalen entsprechen, zum Ausgeben des Empfangspegels als Kombinationskoeffizient, falls die Ergebnisausgabe aus der Anzahl von Vergleichsmitteln zeigt, dass der Empfangspegel unter einem vorbestimmten Wert liegt, und zum Ausgeben als Kombinationskoeffizienten eines vorgegebenen Werts, basierend auf der Abstandsausgabe von der Anzahl von Ähnlichkeits-Detektormitteln multipliziert mit dem Empfangspegel, falls das Ergebnis zeigt, dass der Empfangspegel nicht geringer ist als der vorgegebene Wert.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 6, wobei das erste Speichermittel die berechneten Ergebnisse des Sinus der Phasendaten multipliziert mit dem Kombinationskoeffizienten speichert und das zweite Speichermittel die berechneten Ergebnisse des Cosinus der Phasendaten multipliziert mit dem Kombinationskoeffizienten speichert.
Diversitäts-Empfangsvorrichtung nach Anspruch 9, mit ferner einer Anzahl von Kombinationskoeffizienten-Berechnungsmitteln, die der Anzahl von Empfangssignalen entsprechen, zum Erfassen des Abstandes zwischen den Phasendaten und dem Entscheidungspunkt und zum Ausgeben eines Wertes als Kombinationskoeffizient, der durch Zuweisen eines Gewichtes an den erfaßten Abstand erhalten wird.