DE69530359T2

DE69530359T2 - Radioempfänger

Info

Publication number: DE69530359T2
Application number: DE69530359T
Authority: DE
Inventors: Kazutoshi Higuchi; Itukaiti; Junichi Nakagawa; Tsutomu Yamaguchi
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1994-12-05
Filing date: 1995-12-05
Publication date: 2003-10-16
Anticipated expiration: 2015-12-06
Also published as: CN1072413C; US5930695A; CN1130826A; JPH08162983A; EP0716512A1; EP0716512B1; HK1004504A1; DE69530359D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Radioempfänger, welcher für mobile Radioverbindungen verwendet wird, und weiter insbesondere auf einen Radioempfänger, wie z. B. einen digitalen Radioempfänger oder einen FM- Empfänger vom verzögerten Detektionstyp, der einen Begrenzer-Verstärker verwendet.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, welches einen Empfangsabschnitt eines herkömmlichen digitalen Radioempfängers zeigt. Ein Signal, welches von einer Antenne 1 eingegeben wird, wird verstärkt durch einen Niedrig-Rausch-Verstärker 2, und nachdem die nicht erforderlichen Signalkomponenten entfernt wurden von einem Bandpassfilter 3, werden die sich ergebenden Signale frequenz-konvertiert in ein erstes Zwischenfrequenzband von einem ersten Mischer 4. Lediglich das erforderliche Signal wird ausgewählt von einem Bandpassfilter 5, und nachdem es frequenz-konvertiert wurde in eine zweite Zwischenfrequenz von einem zweiten Mischer 7, wird es wellenförmig geformt von einem Bandpass-Begrenzungsfilter 8. Das sich ergebende Signal, welches vom Filter 8 bereit gestellt wird, wird verstärkt von einem zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9 und demoduliert von einem Demodulator 10.
Nun werden die Problempunkte des Empfängers, der in Fig. 1 gezeigt ist, im detail erläutert. Wenn der Signalpegel, der von der Antenne 1 empfangen wird, ansteigt, beginnt das Signal im zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9, welcher verschiedene Stufen von Begrenzungsverstärkern umfasst, in der Amplitude begrenzt zu werden von einer letzten Begrenzungsverstärkerstufe. Mit dem Ansteigen des Empfangspegels wird das Signal im zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9 in der Amplitude nacheinander von jeder Begrenzungsverstärkerstufe begrenzt gegenüber den vorangegangenen Stufen von der letzten Stufe. Ein Empfangspegel, bei dem alle Begrenzungsverstärker, welche den zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9 ausmachen, das Signal in der Amplitude begrenzen, wird angenommen P&sub0; zu sein, und ein Empfangspegel, bei dem der Ausgang des zweiten Mischers 7 gesättigt ist, wird angenommen P&sub1; zu sein. Im Allgemeinen wird ein Pegel P&sub1; größer gesetzt als P&sub0;. Deshalb beginnt, wenn das Empfangssignal P&sub1; erreicht, der zweite Mischer 7, welcher dem Bandbegrenzungsfilter 8 vorangeht, gesättigt zu sein, dann tritt eine Empfangsverzerrung auf, womit eine Bit-Fehlerrate verschlechtert wird. Fig. 3 zeigt ein Beispiel einer Bit-Fehlerraten-Charakteristik gegen den Empfangspegel des Empfängers von Fig. 1. Fig. 4 zeigt auch ein Beispiel der Ausgangscharakteristiken des zweiten Mischers 7 in Bezug auf den Empfangspegel. In dem Fall, in dem der Empfangspegel mehr ist als der Pegel P&sub1;, wie in Fig. 4 gezeigt, beginnt das Ausgangssignal des zweiten Mischers 7 durch Sättigung verzerrt zu sein, und die Bit-Fehlerrate verschlechtert sich schnell, wie in Fig. 3 gezeigt. Dieses Phänomen tritt häufig auf, wenn der Sender und der Empfänger nahe beieinander liegen und wenn tragbare Radio-Sende-/Empfänger zueinander oder einer Basisstation nahe sind und verschlechtert die Übertragungsqualität von Radioverbindungen.
Ein Verfahren, welches bekannt ist, das oben erwähnte Problem zu vermeiden, besteht darin, den Stromverbrauch des zweiten Mischers zu erhöhen oder die Stromversorgungsspannung zu erhöhen. Der zweite Mischer 7 und der zweite Zwischenfrequenzverstärker 9 werden jedoch im Allgemeinen bereit gestellt als integrierte Schaltkreise, wie z. B. gesehen in SA626 von Phillips oder MC13156 von Motorola, die auf dem Markt verfügbar sind. Die Verwendung dieser integrierten Schaltkreise kann nicht die DC-Vorspannung des zweiten Mischers 7 ändern.
Ein schützender Empfänger-Schaltkreis gegen unerwünschte Signale mit hohem Pegel, insbesondere in bereichsbildenden Systemen, ist aus US-Patent 3,875,571 bekannt.
Verschiedene andere Verfahren zum Lösen dieser Probleme sind öffentlich bekannt. Ein repräsentativer Fall ist offenbart in JP-A-61-222326, betitelt "Empfänger". Diese Veröffentlichung betrifft ein System, welches ein veränderliches Dämpfungsglied umfasst, welches eingefügt ist zwischen dem Bandpassfilter 5 und dem zweiten Mischer 7 des Empfängers, der in Fig. 1 gezeigt ist, und der Dämpfungsbetrag des veränderlichen Dämpfungsglieds wird gesteuert in Übereinstimmung mit dem Empfangspegel. Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, welches die Anordnung eines Empfängers zeigt gemäß dieser Veröffentlichung. In Fig. 2 sind die Komponententeile, welche dieselben Funktionen aufweisen wie der Empfänger, der in Fig. 1 gezeigt ist, jeweils mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Der Unterschied zwischen dem System von Fig. 1 und dem Stand der Technik wird unten beschrieben.
In dem veröffentlichten System wird ein veränderliches Dämpfungsglied 11 zwischen den Bandpassfilter 5 und den zweiten Mischer 7 gelegt. Der Ausgang des Bandpassfilters 8 wird verstärkt von einem zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9 auf der einen Seite, während ein Teil des Signals verstärkt wird von einem Verstärker 12 und angewandt wird auf einen Detektor 13, um den Empfangspegel zu detektieren. Das veränderliche Dämpfungsglied 11 wird so gesteuert, dass der Dämpfungsbetrag verringert wird, wenn der Empfangspegel niedrig ist und dass der Dämpfungsbetrag erhöht wird, wenn der Empfangspegel hoch ist, in Übereinstimmung mit dem Empfangspegel, der detektiert wird von dem Detektor 13. Ein anderer Teil des Ausgangs des Bandpassfilters 8 wird angewandt auf einen Interferenz-Detektor 14 zur Interferenz-Detektion. Wie oben beschrieben, kann die Signalverzerrung, welche im Mischer 7 aufgetreten ist, vermindert werden durch einen hohen Empfangspegel durch Steuern des veränderlichen Dämpfungsglieds 11.
Ein Verstärker mit veränderlichem Verstärkungsfaktor kann verwendet werden anstelle des veränderlichen Dämpfungsglieds 11 als ein Mittel zum Lösen des Problems, ähnlich dem, das in Fig. 2 dargestellt ist.
Wie oben beschrieben stellt ein Empfänger, wie in Fig. 1 gezeigt, das Problem der Verschlechterung der Bit-Fehlerrate aufgrund der Verzerrung des zweiten Mischers 7, wenn der Empfangspegel übertrieben hoch ist. Das Problem wird besonders auffällig, wenn integrierte Schaltkreise, die auf dem Markt verfügbar sind, verwendet werden. Ebenso stellt in dem Fall, in dem ein Empfänger, wie gezeigt in Fig. 2, für mobile Radioverbindungen verwendet wird, eine plötzliche Änderung in der elektrischen Feldintensität aufgrund von Schwund oder Ähnlichem, das Problem, dass die Steuerung des Dämpfungsglieds nicht in der Lage ist, der Änderung zu folgen. Weiterhin sind der Verstärker 12 und der Detektor 13 erforderlich, um das veränderliche Dämpfungsglied 11 zu treiben, und führen damit auf das Problem, den Schaltkreisaufbau kompliziert zu machen.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Im Hinblick auf die oben erwähnten Probleme ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger bereit zu stellen mit einem einfachen Schaltkreisaufbau, welcher eine zufriedenstellende Bit-Fehlerrate aufrecht erhalten kann, ohne irgendeine besondere Steuerung, selbst wenn der Empfangspegel sehr groß ist.
Diese Aufgabe wird erreicht durch den Radioempfänger, der in den Ansprüchen 1 und 4 beschrieben ist. Besondere Ausführungsformen dieser Empfänger werden in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird, um die oben erwähnten Probleme zu lösen, ein Empfänger bereit gestellt, der umfasst eine Antenne, einen Eingangsverstärker zum Verstärken eines beliebigen Empfangssignals, welches durch die Antenne empfangen wird, einen Mischer zum Umwandeln eines Signals, das verstärkt wurde durch den Eingangsverstärker in eine vorbestimmte Frequenz, einen Bandbegrenzungsfilter zum Bilden einer Wellenform des Signals, das frequenzumgewandelt wurde durch den Mischer, und einen Demodulator zum Demodulieren des Signals, welches in eine Wellenform gebracht wurde, in welchem ein Bandbegrenzungsfilter, in welchem ein Amplitudenbegrenzungsmittel, welches angepasst ist, einen Pegel zu betreiben, der einen Schaltkreis nicht sättigt, welcher zwischen der Antenne und dem Bandbegrenzungsfilter angeordnet ist, eingefügt wird vor dem bestimmten Schalkreis, um zu verhindern, dass der Schaltkreis eine Verzerrung erzeugt aufgrund eines übermäßigen Eingangs. Als Beispiel ist ein Zwischenfrequenzverstärker 6, der die Amplitudenbegrenzungsfunktion aufweist, welche linear verstärkt bis unmittelbar vor der Sättigung des zweiten Mischers 7, und der keinen Ausgang über den Pegel hinaus erzeugt, der den zweiten Mischer 7 sättigt, eingefügt in die erste Zwischenfrequenzstufe zwischen dem ersten Mischer 4 und dem zweiten Mischer 7, wie in Fig. 6 gezeigt.
Insbesondere, falls der Ausgang eines gegebenen Schaltkreises in einem Radioempfänger gesättigt ist aufgrund eines übermäßigen Eingangs (d. h., dass ein Schaltkreis eingefügt ist vor einer Bandbegrenzung durch einen Bandbegrenzungsfilter oder Ähnliches) wird die Amplitude in dem gegebenen Schaltkreis begrenzt, um die Sättigung des Schaltkreises zu verhindern, wobei die Übertragungsverzerrung oder Ähnliches in dem Schaltkreis vermindert wird, womit die Bit-Fehlerrate des Radioempfängers vermindert wird. Zum Beispiel wird der Eingang des zweiten Mischers 7 begrenzt durch Einfügen des Zwischenfrequenzverstärkers 6 in der Stufe vor dem zweiten Mischer 7, womit die Verzerrung des zweiten Mischers 7 unterdrückt wird bei allen Empfangspegeln (einschließlich eines übermäßigen Eingangs), und deshalb kann die Bit-Fehlerraten- Charakteristik verbessert werden, wenn der Empfangspegel übertrieben groß ist.
In herkömmlichen Empfangsdemodulationssystemen, welche einen Bandbegrenzungsfilter, einen Begrenzungsverstärker und einen verzögerten Detektor verwenden, verschlechtert der nicht lineare Betrieb, wie z. B. der eines Begrenzers (zur Amplitudenbegrenzung), in einer Stufe vor einem Bandbegrenzungsfilter die Fehlerraten-Charakteristik. Im Hinblick darauf wurde der nicht lineare Betrieb, wie der gemäß der Erfindung, nicht praktiziert. Wie es jedoch offensichtlich ist aus dem Ergebnis, das in Fig. 11 gezeigt ist, das später beschrieben wird, ist die Verzerrung aufgrund des nicht-linearen Betriebs jedoch sehr klein, wenn eine Begrenzungsfunktion in einer Stufe vor einem Bandpassfilter, wo der Empfangssignalpegel hoch genug ist, d. h., wo das Signal-zu-Rauschverhältnis hoch genug ist, und deshalb die Fehlerraten-Charakteristik, die erforderlich ist für den Radioempfänger als Ganzes, erfüllt werden kann.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm, welches einen herkömmlichen Empfängerschaltkreis zeigt.
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, welches einen anderen herkömmlichen Empfängerschaltkreis zeigt.
Fig. 3 ist ein Diagramm, welches die Bit-Fehlerraten-Charakteristik des herkömmlichen Empfängers von Fig. 1 zeigt.
Fig. 4 zeigt eine Ausgangscharakteristik von einem Mischer bezüglich eines herkömmlichen Empfangspegels.
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm, welches einen Empfängerschaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 6 ist ein Blockdiagramm, welches einen Empfängerschaltkreis gemäß einer bevorzugten Ausführungsform zeigt.
Fig. 7 ist ein Blockdiagramm, welches einen Empfängerschaltkreis gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigt.
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm, welches einen Empfängerschaltkreis gemäß einer weiteren Ausführungsform zeigt.
Fig. 9 zeigt eine Ausgangscharakteristik von einem Zwischenfrequenzverstärker bezüglich des Empfangspegels gemäß der Ausführungsform von Fig. 6.
Fig. 10 zeigt eine Bit-Fehlerraten-Charakteristik derselben Ausführungsform.
Fig. 11 ist ein Diagramm, welches einen Beispielschaltkreis eines Zwischenfrequenzverstärkers gemäß einer Ausführungsform zeigt.
Fig. 12 zeigt eine Ausgangsspannungswellenform des Zwischenfrequenzverstärkers, der in Fig. 11 gezeigt ist.
Fig. 13 ist ein Diagramm, welches einen Beispielschaltkreis eines Zwischenfrequenzverstärkers gemäß einer anderen Ausführungsform zeigt.
Fig. 14A ist ein Diagramm, welches eine Ausgangsspannungswellenform zeigt von einem Zwischenfrequenzverstärker, der nicht im Amplitudenbegrenzungsbetrieb ist.
Fig. 14B ist ein Diagramm, welches eine Ausgangsspannungswellenform zeigt von einem Zwischenfrequenzverstärker, der im Amplitudenbegrenzungsbetrieb ist.
Fig. 15 zeigt einen Beispielschaltkreis eines Mischers, der eine Amplitudenbegrenzungsfunktion aufweist.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die vorliegende Erfindung wird unten unter Bezugnahme auf die Ausführungsformen beschrieben.
Fig. 5 zeigt einen einzelnen Superheterodyne-Empfänger, der einen digitalen Radioempfänger bildet. In Fig. 5 werden die Signale, die von einer Antenne 1 empfangen werden, verstärkt von einem Verstärker 2 mit niedrigem Rauschen. Nachdem die unerwünschten Komponenten entfernt wurden von einem Bandpassfilter 3, wird das resultierende Signal angewandt auf einen Mischer 7 durch einen Verstärker 6, der die Amplitudenbegrenzungsfunktion aufweist, umgewandelt in eine Zwischenfrequenz dadurch, dass es multipliziert wird mit einem Lokal- Oszillationssignal 22, wenn das frequenz-korrigierte Signal in eine Wellenform gebracht wird durch einen Bandbegrenzungsfilter 8, verstärkt durch einen Begrenzungsverstärker 9 und demoduliert von einem Demodulator.
Die Funktionen des Verstärkers 23 sind dieselben wie die eines Verstärkers 6 in Fig. 6.
Fig. 6 zeigt einen Doppel-Superheterodyne-Empfänger, der einen digitalen Radioempfänger bildet gemäß einer anderen Ausführungsform. In Fig. 6 werden die Signale, die von einer Antenne 1 empfangen werden, verstärkt von einem Verstärker 2 mit niedrigem Rauschen. Nachdem die unerwünschten Komponenten entfernt wurden von einem Bandpassfilter 3, wird das resultierende Signal multipliziert mit einem ersten lokalen Oszillationssignal 21 bei einem Mischer 4 und wird so frequenz-umgewandelt in eine erste Zwischenfrequenz. Weiterhin wird lediglich das gewünschte Signal ausgewählt von einem Bandpassfilter 5 mit enger Bandbreite und das durch den Filter 5 resultierende Signal wird angewandt durch einen Zwischenfrequenzverstärker 6 auf einen zweiten Mischer 7. Die Funktionen des Zwischenfrequenzverstärkers 6 werden später beschreiben werden. Der zweite Mischer 7 wandelt das Eingangssignal der Frequenz nach um in eine zweite Zwischenfrequenz durch Multiplizieren des Eingangssignals mit einem zweiten lokalen Oszillationssignal 22, einem Signal, das dann in Wellenform gebracht wird von einem Bandbegrenzungsfilter 8, verstärkt von einem zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9 einschließlich mehrerer Stufen von Begrenzungsverstärkern und demoduliert wird von einem Demodulator 10.
Fig. 7 ist ein Diagramm, welches einen Doppel-Superheterodyne-Empfänger gemäß einer anderen Ausführungsform zeigt. Die Signale, welche durch eine Antenne 1 empfangen werden, werden von einem Verstärker 2 mit niedrigem Rauschen verstärkt. Nachdem unerwünschte Komponenten durch einen Bandpassfilter 3 entfernt wurden, wird das resultierende Signal auf einen ersten Mischer 4 angewandt durch einen Verstärker 23, der die Amplitudenbegrenzungsfunktion aufweist. Das Signal wird multipliziert mit einem ersten lokalen Oszillationssignal 21 und frequenz-umgewandelt in eine erste Zwischenfrequenz beim ersten Mischer 4. Weiterhin wird lediglich das gewünschte Signal ausgewählt von einem Bandpassfilter 5 mit enger Bandbreite, und dann wird das Signal durch den Filter 5 angewandt durch einen Zwischenfrequenzverstärker 6 auf einen zweiten Mischer 7. Der zweite Mischer 7 multipliziert das Eingangssignal mit einem zweiten lokalen Oszillationssignal 22 und wandelt so das Signal der Frequenz nach um in ein zweites Zwischenfrequenzsignal. Nachdem es in eine Wellenform gebracht wurde von einem Bandbegrenzungsfilter 8, wird das zweite Zwischenfrequenzsignal verstärkt von einem zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9, der mehrere Stufen von Begrenzungsfiltern umfasst, und demoduliert von einem Demodulator 10.
Der Betrieb und die Merkmale der Ausführungsform, die in Fig. 6 gezeigt ist, werden beschrieben unter Bezugnahme auf Fig. 9 und 11. Fig. 9 zeigt die Ausgangscharakteristik bezüglich des Antenneneingangspegels von einem Zwischenfrequenzverstärker 6 gemäß der Erfindung, und Fig. 10 zeigt eine Bit-Fehlerraten- Charakteristik eines Empfängers, auf welchen die Erfindung angewandt wird.
Der Empfänger, der in Fig. 6 gezeigt ist, umfasst einen Zwischenfrequenzverstärker 6, der Ein-/Ausgangscharakeristika aufweist, wie in Fig. 9 gezeigt in einer Stufe vor dem zweiten Mischer 7. In Fig. 9 stellt ein Pegel P&sub2; einen Ausgangspegel dar, bei dem der Zwischenfrequenzverstärker 6 die Amplitudenbegrenzungsoperation durchführt. In Fig. 4 wird der Leistungseingang in dem zweiten Mischer, wenn der zweite Mischer gesättigt ist, ausgedrückt als P&sub1; + G, wobei G der Gesamtverstärkungsfaktor ist bis zum Bandpassfilter 5 von der Antenne 1 in Fig. 1. Mit anderen Worten wird der maximale Ausgang P&sub2; des Zwischenfrequenzverstärkers 6 eingestellt auf P&sub2; ≤ P&sub1; + G, so dass, selbst wenn der Empfangspegel hoch ist, der Zwischenfrequenzverstärker 6 in einen Amplitudenbegrenzungsbetrieb eintreten kann, bevor der zweite Mischer 7 anfängt, gesättigt zu sein, und stellt nur bis zu dem Pegel P&sub2;, der kleiner ist als Pegel P&sub1; + G, einen Ausgang bereit. Dadurch wird die Verschlechterung der Bit-Fehlerraten-Charakteristik aufgrund der Verzerrung des zweiten Mischers 7 verhindert und die Bit-Fehlerraten- Charakteristik wird verbessert, wie in Fig. 10 gezeigt.
Ein Vergleich der Charakteristika in den Fig. 3 und 10 beim Bit-Fehlerraten-Pegel von 10-6 zeigt, dass die Bit-Fehlerrate -89 dBm bis -15 dBm in Fig. 3 ist, während die Figur einen Bereich von -96 dBm bis 0 dBm in Fig. 10 überstreicht, womit angezeigt wird, dass die Verbesserung auffällig ist auf einer großen Eingangsseite. Fig. 10 zeigt auch den Nebeneffekt, dass, selbst wenn der Empfangspegel sehr klein ist, das Einfügen eines Zwischenfrequenzverstärkers den Verstärkungsfaktor verbessert und damit die Bit-Fehlerraten-Charakteristik als Ergebnis einer Verbesserung im Signal-/Rauschverhältnis des gesamten Empfängers.
Die Funktionen des Verstärkers 6 in Fig. 5 und 7 sind dieselben wie die des Verstärkers 6 in Fig. 6. Das heißt, der Verstärker 23 hindert den Mischer 4 in Fig. 5 und 7 daran, gesättigt zu werden, womit weitere Verbesserungen der Bit- Fehlerraten-Charakteristika erwartet werden als in Fig. 11.
Fig. 8 zeigt noch eine weitere Ausführungsform der Erfindung. Der Empfänger von Fig. 8 umfasst einen Zwischenfrequenzverstärker 6 in einer Stufe einer ersten Zwischenfrequenz und ist ähnlich der Ausführungsform, die in Fig. 6 gezeigt ist. Die Funktionen von jedem Block des Empfängers, der in Fig. 8 gezeigt ist, sind dieselben wie diejenigen der entsprechenden Teile der Ausführungsform, die in Fig. 6 gezeigt ist mit der Ausnahme, dass der Bandpassfilter 5 und der Zwischenfrequenzverstärker 6 in Fig. 6 in der Reihenfolge miteinander vertauscht wurden. Aufgrund des Einfügungsverlustes des Bandpassfilters 5 ist es jedoch erforderlich, dass das Gebiet des Amplitudenbegrenzungsbetriebs des Zwischenfrequenzverstärkers 6 um den Betrag des Einfügungsverlustes erhöht wird.
Obwohl die betrachtete Ausführungsform die Amplitudenbegrenzung des Eingangssignals an den zweiten Mischer behandelt, kann dasselbe Konzept natürlich angewendet werden auf den ersten Mischer mit der gleichen Wirkung, wie in Fig. 5 und 7 gezeigt. Mit anderen Worten kann in dem Fall, in dem der Schaltkreisausgang gesättigt ist durch einen übermäßigen Eingang, die Übertragungsverzerrung des Schaltkreises mit einem gesättigten Ausgang verringert werden, für eine kleinere Bit-Fehlerrate des Radioempfängers durch Begrenzen der Amplitude, um den übermäßigen Eingang in den Schaltkreis zu verhindern, selbst vor einer Bandbegrenzung durch ein Bandbegrenzungsfilter oder Ähnlichem. Trotzdem wird die Amplitudenbegrenzung für den zweiten Mischer als sehr bevorzugt betrachtet im Hinblick auf den Aufbau des Radioempfängers.
Nun wird ein spezifisches Beispiel des Zwischenfrequenzverstärkers 6, der die Amplitudenbegrenzungsfunktion aufweist, und der Betrieb davon erläutert.
Fig. 11 zeigt eine Ausführungsform, die einen differenziellen Schaltkreis verwendet, der einen NPN-Transistor aufweist. Die Transistoren Q1 und Q2 von derselben Gestalt bilden ein Paar, wobei jeder Kollektor dieser Transistoren verbunden ist durch einen Widerstand RC mit einer Quellspannung Vcc und jeder Emitter derselben verbunden ist durch einen Widerstand RE mit einem Ende einer gemeinsamen konstanten Stromquelle IE. Das andere Ende der konstanten Stromquelle IE ist verbunden mit der Masse GND. Ebenso wird die Basis jedes Transistors versorgt mit einer Spannung VB durch einen Widerstand RB. Die Basis des Transistors Q1 ist verbunden mit einem Eingangsterminal 15 durch einen Kondensator C1, und die Basis des Transistors Q2 ist mit der Masse verbunden bei Hochfrequenz durch einen Kondensator C2. Der Kollektor des Transistors Q3 ist verbunden mit der Quellspannung Vcc und der Emitter desselben ist verbunden mit der Masse GND durch einen Widerstand R1 auf der einen Seite und gleichzeitig verbunden mit einem Ausgangsterminal 16 durch einen Kondensator C3. Die Basis des Transistors C3 auf der anderen Seite ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q2. Die Transistoren Q1 und Q2, wenn sie unabhängig voneinander betrachtet werden, bilden jeweils einen Verstärkungsschaltkreis mit gemeinsamem Emitter mit einem Verstärkungsfaktor von ungefähr RC/2RE. Der Transistor Q3 bildet einen Emitter-Folgeschaltkreis mit einem Verstärkungsfaktor von etwa eins. Der Signaleingang der Basis des Transistors Q1 durch den Kondensator C1 von dem Eingangsterminal 15 wird verstärkt durch einen differenziellen Schaltkreis, der die Transistoren Q1 und Q2 beinhaltet, und ausgegeben an das Ausgangsterminal 16 von dem Emitter des Transistors Q3 durch den Kondensator C3. Der Betrieb dieses Schaltkreises wird unten beschrieben.
In Fig. 11 beträgt der Strom, der in den Transistoren Q1 und Q2 in Abwesenheit eines Signaleingangs fließt, jeweils (1/2)IE. Das Potential Vp an einem Verbindungspunkt P bildet den Kollektor des Transistors Q3, deshalb ist Vcc - (1/2)IE ·RC. Damit variiert in dem Fall, in dem die Amplitude des Signals, das angewendet wird auf das Eingangsterminal 15, klein ist, die Spannungswellenform an dem Verbindungspunkt P in Übereinstimmung mit dem Eingangssignal, um den Pegel von Vcc - (1/2)IE·RC (siehe Fig. 12). Wenn ein Signal von großer Amplitude angewandt wird auf das Eingangsterminal 15 und das Basispotential des Transistors Q1 sich beträchtlich in positiver Richtung ändert, fließt der Strom IE auf der Q1-Transistorseite. In der Folge wird der Strom auf der Q2-Transistorseite null, und deshalb wird das Potential Vp an dem Verbindungspunkt P im Wesentlichen gleich groß mit Vcc. Als Ergebnis hat die Vp-Wellenform mit einem Eingang, der eine große positive Amplitude aufweist, ihren oberen Teil begrenzt durch Vcc. In dem Fall, in dem das Basispotential des Transistors Q1 sich andererseits beträchtlich in negativer Richtung verändert, wird der Basis-Emitter-Schaltkreis des Transistors Q1 umgekehrt versetzt, so dass der Strom auf der Q1-Transistorseite null wird und der Strom IE fließt auf der Q2-Transistorseite. Folglich gilt Vp = Vcc - IE ·RC. Die Wellenform von Vp mit einer großen negativen Amplitude hat deshalb ihren unteren Teil begrenzt durch Vcc - IE·RC. Wie aus dem Obigen gesehen werden kann, nimmt die Spannung Vp mit einem hohen Eingangspegel eine Wellenform an, wie in Fig. 13 gezeigt. Das Signal wird dann angewandt auf das Ausgangsterminal 16 durch den Transistor Q3. Auf diese Weise wird ein Amplitudenbegrenzungsbetrieb realisiert. Der Pegel der Amplitudenbegrenzung, der bestimmt ist durch IE·RC wird eingestellt unter den Sättigungspegel des zweiten Mischers.
Der Zwischenfrequenzverstärker 6, welcher die Amplitudenbegrenzungsfunktion gemäß noch einer weiteren Ausführungsform aufweist, kann eine Diode verwenden. Fig. 13 zeigt ein Beispiel, in welchem zwei Dioden verbunden sind in gegenüberliegenden Richtungen parallel zu einer Last von einem Verstärkerschaltkreis mit gemeinsamem Emitter. Der Kollektor von einem Transistor Q4 ist verbunden mit einer Quellspannung Vcc durch eine Induktivität L1, und die Basis davon ist verbunden mit der Quellspannung Vcc durch einen Widerstand R2 auf der einen Seite und verbunden mit der Masse GND durch einen Widerstand R3 auf der anderen Seite. Der Emitter dieses Transistors ist verbunden mit der Masse GND. Insbesondere ist der Schaltkreis 17, der bestimmt ist durch eine gestrichelte Linie, ein Verstärkungsschaltkreis mit gemeinsamem Emitter, dessen Betriebspunkt bestimmt ist durch die Widerstände R3 und R2. Die Anode der Diode D1 ist verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q4 und dessen Kathode ist verbunden mit der Quellspannung Vcc. Die Diode D2 ist andererseits verbunden in der der Diode D1 entgegengesetzten Richtung. Das Signal, das angewandt wird vom Eingangsterminal 15, wird angewandt auf die Basis des Transistors Q4 durch den Kondensator C4, verstärkt durch den Verstärkungsschaltkreis mit gemeinsamem Emitter 17 und ausgegeben an das Ausgangsterminal 16 durch den Kondensator C5 und einen Transformator T1. Der Betrieb dieses Schaltkreises wird unten erläutert.
Wenn ein Strom stark zu fließen beginnt mit der Leitung der Dioden D1 und D2, wird die Anoden-Kathoden-Spannung VD. In dem Fall, in dem der Eingangspegel niedrig ist und die Amplitude der Ausgangspannungswellenform niedriger ist als VD, fließt im Wesentlichen kein Strom in den Dioden D1 und D2, so dass der Widerstand der Dioden D1 und D2 als beliebig groß angenommen werden kann. Damit arbeitet der Schaltkreis von Fig. 13 einfach als Verstärkerschaltkreis mit gemeinsamem Emitter und seine Ausgangsspannung nimmt eine Wellenform an, wie in Fig. 14A gezeigt. In dem Fall, in dem sich der Eingangspegel in einem solchen Maß erhöht, dass die positive Amplitude der Ausgangswellenform VD überschreitet, schaltet sich andererseits die Diode D1 an und das Kollektorpotential ist im Wesentlichen beschränkt auf VCC + VD. In ähnlicher Weise schaltet sich, wenn die negative Amplitude der Ausgangswellenform VD überschreitet, die Diode D2 an und das Kollektorpotential wird im Wesentlichen begrenzt durch VCC - VD. Wenn der Eingangspegel hoch ist, nimmt deshalb die Ausgangsspannung eine Wellenform an, wie gezeigt in Fig. 14B. Die Größe der Amplitude, die begrenzt werden soll, wird lediglich durch die Spannung VD von der Diode bestimmt und deshalb wird der Transformator T1 reguliert, um die Amplitude so einzustellen, dass sie den Sättigungspegel des zweiten Mischers erreicht. Auf diese Weise kann der amplituden-begrenzende Betrieb realisiert werden.
Fig. 15 zeigt eine Ausführungsform, welche einen Mischer umfasst, der die amplituden-begrenzende Funktion aufweist. Die Transistoren Q5 und Q6 bilden ein differenzielles Paar, wobei die Basis jedes einzelnen verbunden ist mit einer Stromversorgung V1 durch einen Widerstand R6. Die Basis des Transistors Q6 ist mit der Masse verbunden durch einen Kondensator C9, während die Basis des Transistors Q5 verbunden ist mit einem Terminal 19 durch einen Kondensator C7.
Die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 sind verbunden mit dem Kollektor des Transistors Q7. Der Kollektor des Transistors Q5 ist direkt verbunden mit der Stromversorgung Vcc, und der Kollektor des Transistors Q6 ist verbunden mit der Stromversorgung Vcc durch eine Induktivität L2. Die Induktivität L2 ist parallel verbunden mit einem Kondensator C8 und zwei Dioden D3 und D4, welche in entgegengesetzten Polaritäten miteinander verbunden sind. Der Kollektor des Transistors Q6 ist andererseits verbunden mit der Primärwicklung eines Transformators T2 durch einen Kondensator C10. Die Sekundärwicklung des Transformators T2 weist einen veränderlichen Abgriff auf, der mit einem Ausgangsterminal 20 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q7 ist mit der Masse verbunden, und die Basis davon ist verbunden mit einem Terminal 18 durch den Kondensator C6 auf der einen Seite und mit einem Widerstand R4, der mit einem Ende verbunden ist mit der Stromversorgung Vcc und mit einem Widerstand R5, der an einem Ende mit der Masse verbunden ist.
Der Betrieb der Ausführungsform, die in Fig. 15 gezeigt ist, wird jetzt erläutert. Der Transistor Q5 liefert den Emittern der Transistoren Q5 und Q6 Strom, der moduliert ist durch das erste Signal, das angewandt wird auf das Terminal 18. Die Transistoren Q5 und Q6 führen die Schaltungsoperation aus in Antwort auf das zweite Signal, das angewandt wird auf das Terminal 19. Als ein Ergebnis werden die ersten und zweiten Signale und ein Signal, das eine Frequenz aufweist, welche die Summe oder die Differenz zwischen den Frequenzen der ersten und zweiten Signale aufweist, induziert in den Kollektor des Transistors Q6. Der empfangende Mischer nimmt im Allgemeinen ein Signal auf, welches eine Differenzfrequenz aufweist. Gemäß dieser Ausführungsform wird das Differenzsignal aufgenommen von einem Resonator, welcher eine Induktivität L2 und einen Kondensator C8 beinhaltet. Die Amplitude von diesem Differenzsignal wird begrenzt durch die Anschaltspannung VD der Diode D3 oder D4. Der Mischerausgang, der so in der Amplitude begrenzt ist, wird eingestellt durch den Transformator T2 auf einen Pegel, der die Verzerrung verhindert von den Schaltkreisen in nachfolgenden Stufen, und er wird erzeugt von einem Terminal 20. Die Bit-Fehlerrate wird auf diese Weise nicht verschlechtert mit der Erhöhung in dem Eingangspegel in den Empfänger wie in den Ausführungsformen, die oben beschreiben sind.
Der Zwischenfrequenzverstärker 6, welcher die amplituden-begrenzende Funktion gemäß einer noch weiteren Ausführungsform aufweist, kann einen Schaltkreis verwenden, der ähnlich zu dem Begrenzungsverstärker aufgebaut ist, im zweiten Zwischenfrequenzverstärker 9 eines integrierten Schaltkreises (z. B. SA626 von Phillips), der auf dem Markt verfügbar ist. In diesem Fall sind der Zwischenfrequenzverstärker 6, der zweite Mischer 7 und der zweite Zwischenfrequenzverstärker 9 integriert auf einem einzigen Chip, womit die Größe des Empfängers weiter reduziert wird.
Wie oben beschrieben, zeigen der Betrieb der Ausführungsform, die in Fig. 6 gezeigt ist, und die Verbesserung der Bit-Fehlerraten-Charakteristik, die in Fig. 10 gezeigt ist, dass mit einem Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung für digitale Radioverbindungen, welcher einen etwas größeren Pegel des Empfangssignals aufweist, die praktische Bit-Fehlerrate nicht reduziert wird durch Amplitudenbegrenzung in einem Schaltkreis vor einem bandbegrenzenden Bandbegrenzungsfilter. Aus dieser Tatsache ist es offensichtlich, dass die Aufgabe der Erfindung erreicht werden kann durch Hinzufügen der amplituden-begrenzenden Funktion zu mindestens einem der Schaltkreise, welche den Verstärker 2 mit niedrigem Rauschen, den ersten Mischer 4 und den zweiten Mischer 7 in einem herkömmlichen Empfänger umfassen, wie gezeigt in Fig. 1, um die Verzerrung des zweiten Mischers 7 zu verhindern.
Eine Amplitude des Signals, das angewandt wird auf die Antenne, wird verstärkt in einem nachfolgenden Schaltkreis und wird progressiv größer. Schaltkreise in weiteren nachfolgenden Stufen sind deshalb mit größerer Wahrscheinlichkeit gesättigt. In Fig. 1, die einen herkömmlichen Schaltkreis zeigt, ist der zweite Mischer 7 im Allgemeinen zuerst gesättigt. Mit einem weiteren Anstieg am Antenneneingang wird z. B. der erste Mischer 4 gesättigt. In diesem Fall kann die Verschlechterung der Bit-Fehlerraten-Charakteristik wiederum verhindert werden gegenüber einem Eingang mit einem Pegel, der größer ist als in der Ausführungsform von Fig. 6, durch Hinzufügen der Amplitudenbegrenzungsfunktion zu dem Verstärker 2 mit niedrigem Rauschen, damit die Sättigung des ersten Mischers 4 verhindert wird oder der erste Mischer 4 daran gehindert wird, seine Sättigung auszugeben.
Aus der vorangegangen Beschreibung ist es deshalb offensichtlich, dass, abgesehen von den Ausführungsformen, die in Fig. 5 bis 8 gezeigt sind, welche einen Fall darstellen, welcher einen Einzel-Superheterodyne- und einen Doppel- Superheterodyne-Betrieb verwendet, das Konzept der Erfindung angewandt werden kann mit dem gleichen Effekt auf den Dreifach-Superheterodyne-Schaltkreis, um die Bit-Fehlerrate zu verbessern gegenüber einem übermäßigen Eingang.
Die Ausführungsformen, die oben beschrieben sind, sind offensichtlich wirksam, um einen übermäßigen Eingang an den FM-Empfänger durch Verwendung herkömmlicher Begrenzungsverstärker zu verhindern.
Obwohl die vorangegangene Beschreibung sich auf einen Empfänger bezieht, ist es offensichtlich, dass dasselbe Prinzip angewandt werden kann mit dem gleichen Effekt auf den Empfangsabschnitt einer mobilen Radiovorrichtung, welche sowohl einen Empfänger als auch einen Sender aufweist.
Die oben erwähnten Ausführungsformen, in welchen die Bit-Fehlerrate des Empfängers stark verbessert wird gegenüber einem übermäßigen Eingang, weisen überlegene Merkmale auf, in welchen der Sender und der Empfänger verwendet werden, um nahe beieinander zu liegen.
Weiterhin weisen die oben erwähnten Ausführungsformen, welche im Schaltkreisaufbau einfach sind, den Vorteil auf, dass ein kompakter, billiger Empfänger realisiert werden kann.

Claims

1. Radioempfänger, umfassend:

eine Antenne (1):

einen Eingangsverstärker (2) zum Verstärken eines beliebigen Empfangssignals, empfangen durch die Antenne;

einen Mischer (7) zum Umwandeln des Empfangssignals, das verstärkt wurde durch den Eingangsverstärker in eine vorbestimmte Frequenz,

einen Bandbegrenzungsfilter (8) zum Bilden einer Wellenform des Empfangssignals, das frequenzumgewandelt wurde durch den Mischer;

einen Begrenzungsverstärker (9) zur Amplitudenbegrenzung des Empfangssignals, welches in eine Wellenform gebracht wurde vom Bandbegrenzungsfilter;

einen Demodulator (10) zum Demodulieren des Empfangssignals, welches amplitudenbegrenzt wurde vom Begrenzungsverstärker;

dadurch gekennzeichnet, dass

der Empfänger weiter umfasst eine Wellenform-Trennstufe (6) zum Durchführen einer Trennung auf dem Empfangssignal an einem Pegel, an dem der Mischer anfängt gesättigt zu sein, wobei die Trennstufe bereitgestellt wird in einem Schaltkreis, der dem Mischer vorgeschaltet ist, der ein vorbeugendes Trennen erfordert, um dessen Sättigung zu verhindern.

2. Radioempfänger gemäß Anspruch 1, wobei der Demodulator vom verzögerten Detektionstyp ist.

3. Radioempfänger gemäß Anspruch 2, wobei das Empfangssignal ein digitales Modulationssignal ist und der Bandbegrenzungsfilter ein Roll-Off- Filter ist.

Radioempfänger, umfassend:

eine Antenne (1);

einen Eingabeverstärker (2) zum Verstärken eines beliebigen Empfangssignals, empfangen durch die Antenne;

einen ersten Mischer (4) zum Umwandeln des Empfangssignals, das vom Eingangsverstärker in einer ersten Frequenz empfangen wurde;

einen Zwischenfrequenzverstärker (6) zum Verstärken des Empfangssignals, das frequenzumgewandelt wurde vom ersten Mischer;

einen zweiten Mischer (7) zum Umwandeln des Empfangssignals, das verstärkt wurde vom Zwischenfrequenzverstärker in eine zweite Frequenz;

einen Bandbegrenzungsfilter (8) zum Bilden einer Wellenform des Empfangssignals, das frequenzumgewandelt wurde vom zweiten Mischer;

dadurch gekennzeichnet, dass

der Empfänger weiter umfasst eine Wellenform-Trennstufe (9) in Form eines Trennverstärkers zur Amplitudentrennung des Empfangssignals, das in Wellenform gebracht wurde vom Bandbegrenzungsfilter, und

einen Demodulator (10) zum Demodulieren des Empfangssignals, welches amplitudengetrennt wurde von der Trennstufe; wobei der Zwischenfrequenzverstärker (6) eine lineare Verstärkung aufweist bis zu einem Pegel, der dem Punkt entspricht, an dem der zweite Mischer (7) anfängt, gesättigt zu sein und wobei der Zwischenfrequenzverstärker (6) eine begrenzende Funktion hat, wenn dieser Pegel überschritten wird.

5. Radioempfänger gemäß Anspruch 4, wobei eine andere Wellenform- Trennstufe (23) inkorporiert ist in einen Schaltkreis, der einem anderen Schaltkreis vorgeschaltet ist, welcher eine vorbeugende Trennung erfordert, um dessen Sättigung zu verhindern.

6. Radioempfänger gemäß Anspruch 5, wobei der Demodulator vom verzögerten Detektionstyp ist.

7. Radioempfänger gemäß Anspruch 6, wobei das Empfangssignal ein digitales Modulationssignal ist und der Bandbegrenzungsfilter ein Roll-Off- Filter ist.

8. Radioempfänger gemäß Anspruch 4, wobei der Demodulator vom verzögerten Detektionstyp ist.

9. Radioempfänger gemäß Anspruch 8, wobei das Empfangssignal ein digitales Modulationssignal ist und der Bandbegrenzungsfilter ein Roll-Off- Filter ist.

10. Radioempfänger gemäß irgendeinem der Ansprüche 1, 4 und 5, wobei die Wellenform-Trennstufe inkorporiert ist als Teil des Schaltkreises, der eine vorbeugende Trennung erfordert, um deren Sättigung zu verhindern.

11. Radioempfänger gemäß Anspruch 10, wobei der Demodulator vom verzögerten Detektionstyp ist.

12. Radioempfänger gemäß Anspruch 11, wobei das Empfangssignal ein digitales Modulationssignal ist und der Bandbegrenzungsfilter ein Roll-Off- Filter ist.