DE69515125T2

DE69515125T2 - Frequenztransformationsvorrichtung und verfahren für schmalbandige filterentwürfe

Info

Publication number: DE69515125T2
Application number: DE69515125T
Authority: DE
Inventors: Guo-Chun Liang; Chien-Fu Shih; Dawei Zhang
Original assignee: Conductus Inc
Current assignee: Conductus Inc
Priority date: 1994-10-14
Filing date: 1995-10-12
Publication date: 2000-09-28
Anticipated expiration: 2015-10-13
Also published as: KR100351023B1; CN1150654C; CN1161759A; AU3762195A; US6438394B1; HK1001440A1; WO1996012320A1; EP0786157B1; DE69515125D1; EP0786157A1; JPH11511916A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Filter für elektrische Signale und genauer ein schmalbandiges Filter, welches frequenzabhängige L-C-Komponenten verwendet, und insbesondere ein superschmalbandiges Filter in der Größenordnung von 0,05%, welches frequenzabhängige L-C-Komponenten verwendet, und welches aus supraleitenden Materialien aufgebaut ist.

Stand der Technik

Schmalbandige filter sind insbesondere nützlich in der Kommunikationsindustrie und insbesondere für zelluläre Kommunikationssysteme, welche Mikrowellen- Signale verwenden. Momentan haben zelluläre Kommunikationen zwei oder mehr Diensteanbieter (Serviceprovider), welche in getrennten Bändern innerhalb des gleichen geografischen Gebietes arbeiten. In solchen Fällen ist es wesentlich, dass die Signale von einem Anbieter nicht die Signale des/der anderen Anbieter(s) beeinflussen. Gleichzeitig soll der Signaldurchlauf innerhalb des belegten Frequenzbereiches einen sehr geringen Verlust aufweisen.
Zusätzlich ist es innerhalb einer durch einen einzelnen Anbieter belegten Frequenz für das Kommunikationssystem erwünscht, in der Lage zu sein, mehrere Signale zu handhaben. Mehrere solcher Systeme sind verfügbar, einschließlich frequenzgeteilter Mehrfachzugriff (frequency division multiple access, FDMA), zweigeteilter Mehrfachzugriff (time division multiple access, TDMA), Kode geteilter Mehrfachzugriff (code division multiple access, CDMA) und Breitband-CDMA (b-CDMA). Die ersten zwei Verfahren von Mehrfachzugriffen verwendenden Anbieter benötigen Filter, um ihre belegten Frequenzen in mehrere Bänder aufzuteilen. Alternativ können CDMA-Betreiber ebenfalls einen Vorteil aus dem Aufteilen des Frequenzbereiches in Bänder erhalten. In solchen Fällen, können, je schmaler die Bandbreite des Filters ist, die Kanäle näher beieinander angeordnet sein. Somit wurden bereits Anstrengungen unternommen, um superschmale Bandpassfilter aufzubauen, bevorzugt mit einer Teil-Bandbreite von weniger als 0,05%.
Aus "IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES", Band 19, Nr. 12, Dezember 1971, NEW YORK U. S. A., Seiten 928-937, C. S. AITCHI- SON ET AL., "Lumped-circuit elements at microwave frequencies" sind konzentrierte Schaltungselemente bekannt, welche bei Mikrowellen-Frequenzen verwendet werden. Das Papier zeigt aktive Kombinationen konzentrierter Kapazitäten, Induktivitäten, Widerstände und Gyratoren und zeigt ungekapselte Halbleiter-Chips einschließlich eines 4-GHz-Tunneldioden-Verstärkers, einen Varaktor- abgestimmten X-Band-Gunn-Oscillator, einen gegengekoppelten S-Band-Parameter-Verstärker und ein X-Band-Doppler-Radar. Dieses Papier offenbart die Herstellung paralleler Resonanzschaltungen aus konzentrierten Elementen mit Ein-Windungs-Induktivitäten zum Betrieb von 5 bis 10 GHz, mit Verlustwerten von etwa 1 Ohm oder weniger entsprechend Q-Werten zwischen 10 und 90.
Aus "1992 IEEE INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM-DIGEST", Band 3, 1.-5. Juni 1992, NEW MEXICO, Seiten 1191-1193, XP 000344397, D. G. SWANSON JR. ET AL, "A 10 GHz thin film lumped element high temperature superconductor filter" ist ein bei 10 GHz zentriertes schmalbandiges Filter aus konzentrierten Dünnfilm-Elementen bekannt, welches unter Verwendung einer Thallium-basierten Hochtemperatur-Supraleiter-Technologie hergestellt wurde. Das Filter weist 2,5 dB Einfügeverluste in der Bandmitte auf, 3% Bandbreite und liegt innerhalb 50 MHz der gewünschten Mittenfrequenz. Der berechnete mittlere Q für das Filter ist 330.
Eine zusätzliche Betrachtung bei elektrischen Signalfiltern ist die Gesamtgröße. Mit der Entwicklung zellulärer Kommunikationstechnik zum Beispiel wird die Zellengröße (z. B. der Bereich, in welchem eine einzelne Basisstation arbeitet) deutlich kleiner -- manchmal nur einen Block oder auch nur ein Gebäude abdeckend. Als Ergebnis müssen die Basisstations-Anbieter Raum für die Stationen kaufen oder leasen. Jede Station benötigt viele getrennte Filter. Die Größe der Filter wird in solch einer Umgebung zunehmend wichtig. Daher ist es erwünscht, die Filtergröße zu minimieren, während ein Filter mit sehr schmaler Teil-Bandbreite und einem hohen Qualitätsfaktor Q verwirklicht wird. In der Vergangenheit haben jedoch mehrere Faktoren Versuche begrenzt, die Filtergröße zu verringern.
Bei schmalbandigen Filter-Gestaltungen ist z. B. die Verwirklichung einer schwachen Kopplung eine Herausforderung. Filter-Designs mit einer Mikrostreifen-Anordnung werden einfach hergestellt. Superschmalband-Mikrostreifen-Filter wurden jedoch nicht verwirklicht, da eine Kopplung zwischen den Resonatoren nur langsam als eine Funktion der Element-Separation abklingt. Versuche zum Reduzieren der Teil- Bandbreite in einer Mikrostreifen-Anordnung unter Verwendung selektiver Kopplungstechniken hatten nur begrenzten Erfolg. Die bis heute in einer Mikrostreifen- Anordnung berichtete, geringste Teil-Bandbreite war 0,6%. Eine Verwirklichung einer schwachen Kopplung durch Element-Separation ist letztendlich beschränkt durch die Sperrung außerhalb der Bandbreite infolge einer Restdurchlässigkeit von dem Eingang zu dem Ausgang des Filters (als Durchleitungs-Pegel der Mikrostreifen-Schaltung bezeichnet).
Zwei andere Ansätze wurden für superschmalbandige Filter berücksichtigt. Zuerst können Hohlraum-Filter verwendet werden. Solche Filter sind gewöhnlich groß. Zweitens können Filter mit Streifenleiter-Anordnungen verwendet werden, aber solche Anordnungen sind gewöhnlich schwer zu parken. Daher ergibt sich bei der Verwendung von jedem dieser zwei Typen eine unvermeidliche Zunahme in der Gesamt-Systemgröße, Komplexität und den Herstellungskosten.
Daher besteht ein Bedarf nach einem superschmalbandigen Filter mit dem günstigen Herstellungsvorteil von Mikrosteifen-Filtern, während bei einem kleinen Filter das Äquivalent der sehr schwachen Kopplung verwirklicht wird, die für eine superschmale Teil-Bandbreite erforderlich ist. Diese Aufgabe kann verwirklicht werden unter Verwendung einer frequenzabhängigen induktivitätsbasierten Ausbildung zum Verwirklichen des Äquivaltes der sehr schwachen Kopplung.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung gibt ein superschmales Bandfilter mit Verwendung frequenzabhängiger L-C-Komponenten an. Die Erfindung verwendet eine frequenzabhängige L-C-Schaltung mit einer positiven Steigung k für die Induktivitätswerte als eine Funktion der Frequenz. Der positive k-Wert erlaubt die Verwirklichung eines superschmalen Bandfilters. Obwohl hier das Beispiel von Kommunikations- und Zellulär-Technik verwendet wird, ist eine solche Anwendung nur eine von vielen, bei welchen die Grundlagen der vorliegenden Erfindung anwendbar sind. Daher soll die vorliegende Erfindung nicht als auf solche Beispiele beschränkt betrachtet werden.
Bei einem Filter einer bevorzugten Ausführungsform ist das Filter so ausgebildet, dass es eine vorbestimmte Übertragungsantwort S&sub2;&sub1; erfüllt, welche ausgedrückt werden kann als ABCD-Matrix-Parameter:
wobei Z&sub1; und Z&sub2; Eingangs- und Ausgangs-Impedanzen sind; a und d sind reine Realzahlen; und b und c sind reine imaginäre Zahlen. Eine Frequenztransformation kann dann eingeführt werden, welche Lω² invariant hält (wird unten detaillierter erläutert). Somit bleiben a und d, welche den realen Teil des Nenners S&sub2;&sub1; beitragen, unverändert. Wenn durch Frequenztransformation infolge des jω-Teiles in b und c bewirkte Änderungen gering genug sind (welche exakt gleich Null in der Filter- Durchlassbandmitte sind, ω&sub0;), bleibt weiterhin der imaginäre Teil des Nenners in S&sub2;&sub1; ebenfalls invariant. Demnach bleibt die gesamte Übertragungsantwort S&sub2;&sub1; nach der Frequenztransformation unverändert.
Mit der Verfügbarkeit von Hochtemperatur-Supraleitern sind jetzt Filter mit einer Schaltungs-Q von 40.000 möglich. Die vorliegende Erfindung ermöglicht, wenn sie mit einer Ausführungsform mit hohem Q verwirklicht ist, Superschmalband-Filter, die bisher nicht möglich waren.
Die verschiedenen Merkmale der vorliegenden Erfindung beinhalten mehrere Vorteile gegenüber bekannten Ansätzen mit konzentrierten Elementen. Beispielhaft bietet die Methodologie der vorliegenden Erfindung sehr große äquivalente Werte planarer, konzentrierter Induktivitäten, ohne die Kreuzung von Dünnfilmen zu erfordern. Sie beschränkt ebenfalls die Filter-Bandbreite ohne weitere Verringerung der schwachen Kopplung. Drittens spart sie mehr Wafer-Fläche als konventionelle Schaltungen aus konzentrierten Elementen bei der gleichen Schaltungs-Leistungsfähigkeit.
Es ist für den Durchschnittsfachmann ebenfalls erkennbar, dass diese Erfindung breite Anwendung in Schmalbandschaltungen finden kann. Die Erfindung kann zum Beispiel verwendet werden, um sehr schmalbandige Filter zu verwirklichen; große wirksame Werte von Induktivitäten für Schmalbandanwendungen, wie DC-Vorspannungs-Induktivitäten, zu verwirklichen, die Hochfrequenzsignale blockieren; Schaltungen mit konzentrierten Elementen auf noch kleineren Flächen zu verwirklichen; zusätzliche Pole für Bandpass- oder Tiefpass-Filter einzuführen; und können in Anwendungen mit anderen Schaltungen mit hohem Q, wie Supraleiter-Anwendungen, verwendet werden.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist daher eine Schmalband- Filtervorrichtung vorgesehen, welche eine Frequenztransformation verwendet, mit: (a) einem kapazitiven Element und (b) einem induktiven Element mit einer wirksamen Induktivität, welche mit dem kapazitiven Element zusammenwirkt, wobei die wirksame Induktivität als Funktion der Frequenz ansteigt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Bandpassfilter vorgesehen, mit: einer Mehrzahl von L-C-Filterelementen, wobei jedes der L-C-Filterelemente eine Induktivität umfasst, wobei die Induktivität eine Anfangs- und eine wirksame Induktivität aufweist, und eine Kapazität parallel zu der Induktivität, wobei die wirksame Induktivität von jedem der L-C-Filterelemente größer als die Anfangsinduktivität der Induktivität ist und mit der Zunahme der Frequenz ansteigt; und eine Mehrzahl von n-Kapazitätselementen, welche zwischen den L-C-Filterelementen eingefügt sind, wodurch ein Filter mit konzentrierten Elementen ausgebildet wird.
Diese und andere Vorteile und Merkmale, welche die vorliegende Erfindung kennzeichnen, sind in Einzelheiten in den angefügten Ansprüchen dargestellt, die einen weiteren Teil hiervon bilden. Für ein besseres Verständnis der Erfindung, die Vorteile und die durch deren Anwendung gelösten Aufgaben sollte jedoch Bezug auf die Zeichnungen genommen werden, welche einen weiteren Teil hiervon bilden, und auf die beigefügte Beschreibung, in welcher bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung dargestellt und beschrieben sind.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

In den Zeichnungen, in welchen gleiche Zahlen und Buchstaben entsprechende Elemente in den verschiedenen Ansichten bezeichnen, zeigen:
Fig. 1 ein Schaltungsmodell eines Bandpassfilters n-ter Ordnung aus konzentrierten Elementen, welches den röhrenartigen Aufbau mit sämtlichen Induktivitäten zeigt, die auf den gleichen Induktivitätswert transformiert sind;
Fig. 2a eine grafische Darstellung der Übertragungsantwort einer Ausführungsform des Filters fünfter Ordnung in Fig. 1, wobei die Kennlinie a die Antwort des Ursprungsfilters ist und die Kennlinie b die Antwort des Filters ist, nachdem sämtliche Induktivitäten in Fig. 1 durch frequenzabhängige Werte ersetzt sind, wie L' = L + k (f - f&sub0;);
Fig. 2b eine grafische Darstellung der Reflexion der Filterantwort in Fig. 1;
Fig. 3 ein Beispiel eines Layout der frequenzabhängigen Induktivitäts-Verwirklichung;
Fig. 4 ein Bandpassfilter-Layout, welches ausgebildet ist zum Verwenden einer bevorzugten Anordnung, welche die Grundlagen der vorliegenden Erfindung verwirklicht;
Fig. 5a eine Darstellung der elektromagnetischen Modularsimulation des in Fig. 4 gezeigten 0,05%-Bandbreiten-Filters;
Fig. 5b eine Kennlinie der Ableitung eines Beispieles einer Tschebyscheff-Antwort zwischen einem 0,28%-Filter in dem ω'-Bereich und derjenigen eines 1%-Filters in dem ω-Bereich;
Fig. 6 eine Kennlinie eines entsprechend den Grundlagen der vorliegenden Erfindung aufgebauten Zweipol-Filters.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Die Grundzüge dieser Erfindung betreffen das Filtern elektrischer Signale. Die bevorzugte Vorrichtung und das Verfahren, welche verwendet werden können, um die Erfindung anzuwenden, beinhalten die Anwendung frequenzabhängiger L-C- Komponenten und eine positive Steigung der Induktivität relativ zu der Frequenz. D. h., die wirksame Induktivität steigt mit zunehmender Frequenz an. Für den Durchschnittsfachmann ist erkennbar, dass bei der gewöhnlichen Übertragungsleitungs-Verwirklichung von Induktivitäten die Induktivitäts-Steigung "k" einen negativen Wert infolge der Kapazität gegen Masse aufweist.
Wie oben erwähnt, ist eine bevorzugte Anwendung der vorliegenden Erfindung in Kommunikationssystemen und insbesondere in zellulären Kommunikationssystemen. Eine solche Anwendung ist jedoch nur illustrativ für die Weisen, in welchen Filter, die entsprechend den Grundzügen der vorliegenden Erfindung aufgebaut sind, anwendbar sind.
Eine detaillierte Beschreibung der vorliegenden Erfindung wird jetzt mit einer kurzen Erläuterung der Betriebstheorie gegeben.

Theorie

Um noch deutlicher die vorliegende Erfindung zu beschreiben, wird zuerst Fig. 1 betrachtet, in welcher eine Bandpass-Filterschaltung 10 aus röhrenförmigen, konzentierten Elementen gezeigt ist. In dieser Schaltung 10 mit konzentrierten Elementen werden sämtliche Induktivitäten 11 zu dem gleichen Induktivitätswert L transformiert. Zwischen benachbarten Induktivitäten 11 ist ein π-Kondensator- Netzwerk 12 eingefügt. Vergleichbare π-Kondensator-Netzwerke 13 werden ebenfalls am Eingang und am Ausgang verwendet, um die geeigneten Schaltungs- Eingangs- und Ausgangs-Impedanzen zu erreichen. Für ein n-Pol-Bandpassfilter sind n identische Induktivitäten 11 und n + 1 unterschiedliche π-Kondensator-Netzwerke 12, 13 vorhanden.
Die Gesamt-Übertragungsantwort der Schaltung S&sub2;&sub1; kann errechnet werden aus der Multiplikation der ABCD-Matrix jedes einzelnen Elementes, gefolgt von der Umwandlung der gesamten ABCD-Matrix in die Streu-S-Matrix.
Zuerst wird angenommen, dass die ABCD-Matrix jedes Induktivitätselementes AL ist, und diejenige des π-Kondensator-Netzwerkes Am ist, wobei i = 1, 2, 3, ..., n + 1 ist, dann ist:
wobei i die i-te Nummer des n-Kondensator-Netzwerkes ist, i = 1, 2, 3, ..., n + 1, Cc,i ist der Kopplungs-Kondensator, Cg1,i und Cg2,i sind die Masse-Kondensatoren für das gleiche i-te π-Kondensator-Netzwerk.
Die Gesamt-ABCD-Matrix der Filterschaltung ist dann:
A = Aπ1ALAπ2 ... ALAπ,i+1 ... ALAπ,n+1 =
Es ist klar, dass die ABCD-Matrix eines Ein-Pol-Filters ist:
A&sub1; = Aπ1ALAπ2 =
Die ABCD-Matrix eines Zwei-Pol-Filters ist A&sub2; = A&sub1;ALAπ3 = A&sub1;ALC, welche das Produkt der Ein-Pol-ABCD-Matrix und der ABCD-Matrix einer Induktivität und eines Pi-Kondensators, ALC, ist. Letzterer kann ausgedrückt werden als:
ALC = ALAπ3 =
Unter dem Hinweis, dass a&sub1;, b&sub1;, c&sub1;, d&sub1; und aLC, bLC, cLC, dLC nur Funktionen von von Lω² sind, kann geschlossen werden, dass die letzte Zwei-Pol-ABCD-Matrix A&sub2; ebenfalls die Form von (3a) aufweist. Weiterhin kann jede i-Pol-Filter-ABCD-Matrix ausgedrückt werden als das Produkt des (i-1)-Pols und das einer Induktivität und eines Pi-Kondensators, ALC. Durch Zusammenfassen der vollständigen Analysis oben kann gezeigt werden, dass die Matrixelemente a, b, c, d der Gesamt-ABCD-Matrix in (3) die folgende Form aufweisen:
a = a&sub0; + a&sub1; (Lω²) + a&sub2; (Lω²)² + ... + an (Lω²)n
b = 1/jω [b&sub0; + b&sub1; (Lω²) + b&sub2; (Lω²)² + ... + bn(Lω²)n]
c = jω [c&sub0; + c&sub1; (Lω²) + c&sub2; (Lω²)² + ... + cn (Lω²)n] (4)
d = d&sub0; + d&sub1; (Lω²) + d&sub2; (Lω²)² + ... dn (Lω²)n
wobei sämtliche Koeffizienten ai, bi, ci, di, i = 0, 1, 2, 3, ..., n reale Zahlen und Funktionen der Kapazität sind, während der Ausdruck Lω² eine gemeinsame Variable ist.
Die S-Matrix kann aus der obigen ABCD-Matrix errechnet werden. Insbesondere bei der Eingangs- und Ausgangs-Impedanz Z&sub1; und Z&sub2; ist die Frequenzantwort des Filters, S&sub2;&sub1; dann:
wobei a und d reine Realzahlen sind, während p und c reine Imaginärzahlen sind.
Aus den Gleichungen (4) und (5) ist erkennbar, dass, wenn eine Frequenztransformation anwendbar ist, welche Lω² invariant hält, a und d, welche zu dem Realteil des Nenners im S&sub2;&sub1; beitragen, unverändert bleiben. Wenn durch die Frequenztransformation in Folge des jω-Teiles in b und c bewirkte Änderungen klein genug bleiben, ist weiterhin der imaginäre Teil des Nenners in S&sub2;&sub1; ebenfalls invariant. Es ist anzumerken, dass in dem Filter-Durchgangsband-Mittelpunkt, ω&sub0; der Frequenztransformationsfaktor eins (1) ist. Daher bleibt die Übertragungsantwort des Filters S&sub2;&sub1; unverändert, nachdem die Frequenztransformation angewendet ist. Die Invarianz des imaginären Teiles des Nenners S&sub2;&sub1; wird in diesem Abschnitt unten erläutert.
Die Frequenztransformation führt eine frequenzabhängige Induktivität L'(ω) ein, zum Ersetzen der untransformierten Induktivität L. L'(ω) wird als gleich mit L in der Filter-Durchgangsband-Mitte ausgewählt; d. h., L'(ω&sub0;) = L. Da S&sub2;&sub1; durch die Frequenztransformation unverändert ist, skaliert L'(ω) die Frequenz ω so, dass die Bandbreite des Filters schmaler wird, wenn die Steigung positiv ist, und expandiert, wenn die Steigung negativ ist. Diese Art von Bandbreiten-Transformation ist sehr nützlich, insbesondere für sehr schmalbandige Filterschaltungen mit hoher Schaltungs-Q, wo vorher die Schwierigkeit der Verwirklichung einer schwachen Kopplung die Verwirklichung superschmaler Bandpassfilter verhinderte.
Um eine solche Transformation auszuführen, ist ein weiterer Frequenzbereich ω' wie folgt definiert:
L'(ω) ω² = Lω'² (6)
oder
ω' = L'(ω)/L ω (7)
Die Transformationsgleichung (7) stellt die Invarianz der Filter-Antwortfunktion S&sub2;&sub1; in der ω'-Skala sicher, verglichen mit der Original-Antwortfunktion in der ω-Skala, bevor die Transformation ausgeführt wird.
Zum Berechnen der realen Filter-Bandbreite nach der Transformation wird die Ableitung von (7) verwendet, welche ergibt:
Unter Verwendung von L'(ω&sub0;) = L ist die Bandbreiten-Beziehung:
wobei Δω' die Bandbreite im ω'-Bereich ist (welche ebenfalls die Original-Filter- Bandbreite ist, Δω&sub0;, vor der Transformation in Folge der Invarianz der Antwortfunktion), während Δω die neue, reale Bandbreite nach der Transformation ist. Somit wird die neue Bandbreite nach der Transformation berechnet als:
Die Gleichung (8) zeigt, dass die Filterbandbreite transformiert ist mit dem Faktor von:
Um sicherzustellen, dass die Änderung in dem jω-Ausdruck in b und c in Folge der Frequenztransformation klein genug ist, um übergangen zu werden, werden die folgenden Ausdrücke definiert:
B = [b&sub0; + b&sub1;(Lω²) + b&sub2;(Lω²)² + ... + bn(Lω²)n]
C = [c&sub0; + c&sub1;(Lω²) + c&sub2;(Lω²)² + ... + cn(Lω²)n] (9)
und somit
Bei der Schmalband-Annäherung nimmt L'(ω) die Form L'(ω) = L[1 + k(ω - ω&sub0;)] an, wobei k der Steigungskoeffizient ist, welcher sehr klein ist, k(ω - ω&sub0;) < < 1. Daher kann das Folgende angenähert werden:
Der imaginäre Teil des Nenners der Gleichung (5) ist dann:
b(ω) + Z&sub1;Z&sub2;c(ω)=
Aus dem Ausdruck L' = L[1 + k(ω - ω&sub0;)] ist erkennbar, dass, wo der Wert von k positiv ist, die Induktivität L' größer als L ist, wenn ω > ω&sub0; und kleiner als L ist, wenn ω < ω&sub0; ist. Diese Transformation bewegt den oberen und den unteren 3-dB Punkt zu der Mitte des Durchgangsbandes und verringert somit die Bandbreite des Filters. Dies ist eine allgemeine Gestaltungsregel, die auf jede Art von Filterdesign anwendbar ist, wie konzentrierte Element und Hohlraum-Filter.

Arbeits-Beispiel

Eine Beispielschaltung, welche das Frequenz-Transformationskonzept der vorliegenden Erfindung darstellt, wird als Nächstes beschrieben. Die Spezifikationen des gewünschten Filters sind wie folgt: ein Mikrostreifenfilter, Mittenfrequenz bei f&sub0; = 900 MHz mit fünft Polen, Teil-Bandbreite w = 0,28% und Durchgangsband- Ripple Lr = 0,05 dB.
Wenn die Tschebyscheff-Antwort berücksichtigt wird, erfordert dieses Filter eine schwächste Kupplung von -51,1 dB. Dieser Kopplungs-Pegel ist bei einer Mikrostreifen-Anordnung in Folge der normalerweise schlechten Isolation zwischen den Resonatoren schwer zu erreichen. Filter-Resonatorelemente müssen dann sehr weit entfernt angeordnet werden, um diesen schwachen Kopplungspegel zu verwirklichen. Für Filter mit noch schmalerer Bandbreite wie 0,05%, muss die schwächste Kopplung nur -66,1 dB betragen. Es ist schließlich unmöglich, ein 0,05%-Filter in Mikrostreifen-Form unter Verwendung des konventionellen Kopplungsschemas aufzubauen, da der Durchgang eines typischen 2"-Filters nahe -60 dB ist.
Wenn jedoch ein vergleichbares Filter mit den gleichen Spezifikationen betrachtet wird, mit der Ausnahme, dass die Teil-Bandbreite jetzt 1% anstelle von 0,28% ist, dann benötigt dieses 1%-Filter eine schwächste Kopplung von -40 dB, welche in Mikrostreifen-Form verwirklichbar ist. Beginnend mit diesem 1%-Filter-Design und Verwendung der Röhren-Topologie, wie in Fig. 1 dargestellt, gefolgt von einem Ersatz einer frequenzabhängigen Induktivität L'(ω) in der ausgebildeten Schaltung, wird ein neues Filter, welches eine geeignete Bandbreite von 0,28% aufweist, verwirklicht.
Die Übertragungs- und Rückfluss-Dämpfungs-Antwort dieses 1%-Filters ist in den Kennlinien a in den Fig. 2a und 2b gezeigt. In den Fig. 2a und 2b sind ebenfalls Kennlinien b gezeigt, welche die Antworten des Filters nach der Frequenztransformation sind, dessen Induktivitätswert L'(ω) = L[1 + k(ω - ω&sub0;)] ist, mit k = 9,085 · 10&supmin;&sup4;/MHz und L = 17,52 nH.
In diesen Antwortkennlinien ist dargestellt, dass die Tschebyscheff-Annäherung beibehalten wird, während die Bandbreite des Filters durch die Frequenztransformation von 1% auf 0,28% verringert ist, welches exakt der aus der Gleichung 8 unter Verwendung der angegebenen k- und L-Werte errechnete Wert ist.
Die Abweichung der Übertragungsantworten zwischen diesem 0,28% -transformierten Filter im ω'-Bereich und derjenigen des Original-1%-Filters in dem ω- Bereich ist berechnet und in Fig. 5b dargestellt. In dem Durchgangsband ist die maximale Abweichung von der Original-Tschebyscheff-Funktions-Form weniger als 0,02 dB, während diejenige des Durchgangsbandes geringer als 0,2 dB bei 40 dB Dämpfung ist. Dies demonstriert, dass die Tschebyscheff-Funktion auch nach einer 4-fachen Verringerung der Bandbreite gut beibehalten wird.

Verwirklichung der frequenzabhängigen L-C-Werte

Ein wesentliches Konzept der vorliegenden Erfindung ist es, die Steigung der Induktivitäts-Werte als eine Funktion der Frequenz zu steuern. In der gewöhnlichen Übertragungsleitungs-Verwirklichung von Induktivitäten hat der Induktivitäts- Steigungs-Parameter k einen negativen Wert wegen der Kapazität gegen Masse. Um positive k-Werte zu verwirklichen, welcher Bandbreitentransformationen zu der schmaleren Seite ergibt, müssen andere L-(f)-Mechanismen in die Schaltung eingeführt werden.
Eine einfache Verwirklichung von L(f) mit einer positiven k kann ein einzelner Kondensator C parallel zu einer Induktivität L&sub0; sein. Aus der resultierenden Impedanz Zeq:
1/Zeq = 1/jωL&sub0; + jωC
Zeq = jωL'
Die äquivalente Induktivität an der niedrigen Seite kann berechnet werden:
ω' = 1/ L&sub0;C (12)
L' = L&sub0;/1 - ω²L&sub0;C
L&sub0; (1 + ω²L&sub0;C)
L&sub0; (1 + ω L&sub0;C) + 2ω&sub0;L C(ω - ω&sub0;) (13)
wobei L&sub0; der Induktivitätswert der Induktivität selbst ist und C die Reihenkapazität des Kondensators parallel mit der Induktivität ist. Der Steigungs-Parameter k = 4πω&sub0;L²&sub0;C hat einen positiven Wert. Diese parallele L-C-Komponente kann leicht verwirklicht werden unter Verwendung einer halben Schleife einer Induktivität parallel mit einem interdigitalen Kondensator wie in Fig. 3. Ein diesen Ansatz verwendendes Design-Layout für ein Filter 5-ter Ordnung aus konzentrierten Elementen mit einer Bandbreite von 0,28% ist in Fig. 4 gezeigt. Wie aus der Gleichung 13 erkennbar ist, ist die wirksame Induktivität von L' deutlich größer als die Induktivität der ursprünglichen parallelen Induktivität L. Es ist die größere wirksame Induktivität und die Frequenzabhängigkeit dieses Wertes, die es möglich macht, sehr schmalbandige Filter zu verwirklichen.
Fig. 6 zeigt tatsächliche Prüfdaten von einem experimentell gemessenen 2-Pol- Filter, welches gemäß den Grundlagen der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist. Die Anschlüsse des induktiven Elementes bildes das kapazitive Element. Fig. 3 zeigt eine interdigitalisierte Induktivität 20, welche in einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet wird. Die in Fig. 6 dargestellten Prüfdaten verwenden auf diese Weise aufgebaute Induktivitäten. Zusätzlich zeigt Fig. 4 eine Fünf-Pol-Vorrichtung 25, welche n (zum Beispiel fünf) Kondensatorelemente 20 beinhaltet und n + 1 (zum Beispiel sechs) Kapazitätselemente 21. Die in Fig. 6 dargestellten Prüfdaten verwenden ein 2-Pol-Layout, welches mit dem in Fig. 4 dargestellten Fünf-Pol-Layout vergleichbar ist.
Die Filtergeräte der Erfindung sind bevorzugt aus Materialien aufgebaut, die in der Lage sind, ein Filter mit einer hohen Schaltungs-Q zu ergeben, bevorzugt eine Schaltungs-Q von wenigstens 10.000 und noch mehr bevorzugt eine Schaltungs-Q von wenigstens 40.000. Supraleitende Materialien sind für Schaltungen mit hoher Q geeignet. Supraleiter beinhalten bestimmte Metalle und Metall-Legierungen, wie Niobium (Niob) ebenso wie bestimmte Perovskit-Oxide, wie YBa&sub2;Cu&sub3;O7-δ(YBCO). Verfahren zur Ablagerung von Supraleitern auf Trägern oder herstellenden Geräten sind im Stand der Technik bekannt und vergleichbar mit den in der Halbleiterindustrie verwendeten Verfahren.
Im Falle eines Hochtemperatur-Oxid-Supraleiters des Perovskit-Typs kann eine Ablagerung jedes bekannte Verfahren sein, einschließlich Sputtern, Laser-Ablation, chemische Ablagerung oder Co-Evaporation. Der Träger ist bevorzugt ein Ein- Kristall-Material, das eine Gitter-Übereinstimmung mit dem Supraleiter aufweist.
Zwischen-Pufferschichten zwischen dem Oxid-Supraleiter und dem Träger können verwendet werden, um die Qualität der Folie zu verbessern. Solche Pufferschichten sind im Stand der Technik bekannt und zum Beispiel in dem U. S.-Patent Nr. 5,132,282, herausgegeben für Newman et al. beschrieben. Geeignete dielektrische Träger für Oxid-Supraleiter beinhalten Saphire (Einkristall Al&sub2;O&sub3;) und Lanthanum- Aluminat (LaAlO&sub3;).

Claims

1. Superschmales Bandpassfilter, mit:

a. einem frequenzabhängigen Induktor mit:

i. einem kapazitiven Element;

ii. einem induktiven Element

dadurch gekennzeichnet, dass das induktive Element eine untransformierte Induktivität aufweist, welche parallel mit dem kapazitiven Element zusammenwirkt, um somit eine wirksame Induktanz bereitzustellen, welche mit entsprechender Zunahme der Frequenz der Frequenzkomponenten des elektrischen Signals zunimmt; und

b. wobei die Kombination des kapazitiven Elementes und des induktiven Elementes zwischen wenigstens zwei Kondensator-Pi-Abschnitten angeschlossen ist.

2. Filter nach Anspruch 1, bei welchem das kapazitive Element und das induktive Element ein konzentriertes Bauelement bilden.

3. Filter nach Anspruch 1, bei welchem das kapazitive Element und das induktive Element aus einem leitfähigen Material an einer ersten Seite eines dielektrischen Trägers ausgebildet sind.

4. Filter nach Anspruch 3, mit einem zweiten leitfähigen Material an einer Seite gegenüber der ersten Seite des Trägers.

5. Filter nach Anspruch 3, bei welchem der Träger Lanthanaluminat oder Saphir ist.

6. Filter nach Anspruch 1, bei welchem das induktive Element und das kapazitive Element aus Supraleitern hergestellt sind.

7. Filter nach Anspruch 6, bei welchem der Supraleiter Niob ist.

8. Filter nach Anspruch 6, bei welchem die Supraleiter-Komponente ein Oxid-Supraleiter ist.

9. Filter nach Anspruch 8, bei welchem der Oxid-Supraleiter YBCO ist.

10. Filter nach Anspruch 1, bei welchem das Filter gekennzeichnet ist durch eine Schaltungs-Güte Q von wenigstens 10.000.

11. Filter nach Anspruch 10, bei welchem das Filter gekennzeichnet ist durch eine Schaltungs-Güte Q von wenigstens 40.000.

12. Filter nach Anspruch 2, bei welchem das kapazitive Element aus ineinandergreifenden Fingern gebildet ist, welche parallel zu dem induktiven Element angeschlossen sind.

13. Filter nach Anspruch 1, bei welchem die wirksame Induktanz L' ist, welche definiert ist als

L' = (L&sub0;)/(1-ω²L&sub0;C),

wobei L&sub0; die untransformierte Induktanz ist, ω ist die Frequenz des Signals, und C ist die Kapazität des kapazitiven Elementes.

14. Filter nach Anspruch 13, mit:

a. einer Mehrzahl von frequenzabhängigen Induktoren mit:

i. einem entsprechenden induktiven Element mit einer entsprechenden untransformierten Induktivität; und

ii. einem entsprechenden kapazitiven Element, gebildet aus ineinandergreifenden Fingern, welche parallel an das induktive Element angeschlossen sind; und

b. einer Mehrzahl von Kapazitäts-Pi-Abschnitten, welche entsprechend zwischen den frequenzabhängigen Induktoren eingefügt sind, wodurch ein Filter aus konzentrierten Bauelementen verwirklicht wird.

15. Filter nach Anspruch 14, bei welchem die frequenzabhängigen Induktoren und die Kondensator-Pi-Abschnitte aus einem leitfähigen Material an einer ersten Seite eines dielektrischen Trägers ausgebildet sind, und bei welchem ein zweites leitfähiges Material an einer Seite gegenüber der ersten Seite des Trägers angeordnet ist.

16. Filter nach Anspruch 15, bei welchem der Träger Lanthanaluminat oder Saphir ist, wobei die frequenzabhängigen Induktoren und die Kondensator-Pi- Abschnitte Supraleiter aus Niob oder Oxid sind, und wobei das Filter gekennzeichnet ist durch eine Schaltungs-Güte Q von wenigstens 40.000.

17. Verfahren zum Herstellen eines superschmalen Bandpassfilters mit den Schritten des Einfügens:

a. einerseits mehrerer aneinanderliegender frequenzabhängiger Induktoren, wobei jeder der frequenzabhängigen Induktoren einen Induktor mit einer entsprechenden untransformierten Induktanz und einen Kondensator umfasst, welcher parallel mit dem entsprechenden Induktor zusammenwirkt, wobei die Kombination des Kondensators und des Induktors eine entsprechende wirksame Induktivität bereit stellt; und wobei die entsprechende wirksame Induktivität von jedem der frequenzabhängigen Induktoren mit entsprechender Zunahme der Frequenz des Signals zunimmt; und andererseits

b. einer Mehrzahl von Kondensator-Pi-Abschnitten zwischen den frequenzabhängigen Induktoren.

18. Verfahren nach Anspruch 17, bei welchem der Kondensator von jedem der frequenzabhängigen Induktoren aus ineinandergreifenden Fingern aufgebaut ist, welche parallel an den entsprechenden Induktor angeschlossen sind.