DE69505690T2

DE69505690T2 - Geräuscharmer spannungsgesteuerter mikrowellenoscillator der zweiten generation

Info

Publication number: DE69505690T2
Application number: DE69505690T
Authority: DE
Inventors: Anthony Kevin Dale Kanata Ontario K2M 1C1 Brown
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1994-10-20
Filing date: 1995-09-20
Publication date: 1999-03-18
Anticipated expiration: 2015-09-21
Also published as: JPH10506765A; US5483195A; EP0787382A1; WO1996013095A1; EP0787382B1; DE69505690D1

Description

Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich auf Linearverstärker mit veränderlicher Verzögerung und auf rauscharme, spannungsgesteuerte Hochfrequenzoszillatoren, die aus derartigen Verstärkern aufgebaut sind.

Ausgangspunkt

Mit dem Einsatz von Zellularfunk-Telefonverteilungssystemen und der wachsenden Informationsära hat die Bedeutung von persönlichen VHF- und UHF-Kommunikationssystemen zugenommen. Hieraus ergibt sich die Notwendigkeit von geringe Kosten aufweisenden integrierten Lösungen für die Taktrückgewinnung und die Analog- UHF-Signalverarbeitung. Ein wesentlicher Teilbestandteil derartiger Kommunikationssysteme wird durch den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) gebildet, der bei UHF-Frequenzen mit sehr niedrigem Rauschen (Phasenschwankungen) arbeiten muß. Derzeit wird aus Kostengründen nach integrierten Lösungen für den UHF-Oszillator gesucht.

Stand der Technik

In den früheren US-Patenten 5 172 076 und 5 1815 581 des Anmelders, die am 15. Dezember 1992 bzw. 9. Februar 1993 erteilt wurden, sind spannungsgesteuerte Kleinsignal-Oszillatoren beschrieben, die mit Differenzverstärkern aufgebaut sind. Diese spannungsgesteuerten Oszillatoren, die für einen Betrieb bis zu 1 GHz geeignet sind, können eine Spitze-Spitze-Spannung von ungefähr 0,1 Volt erzeugen, während sie gemessene Phasenschwan kungen ergeben, die typischerweise ungefähr 5 ps effektiv oder 0,005 Einheitsintervalle (UI) ergeben. Ein UI ist die effektive Phasenschwankung, dividiert durch die Oszillatorperiode. Für viele Anwendungen ist eine Phasenschwankung von ungefähr 0,01 UI ausreichend, doch werden für zukünftige Analog/Digital-Wandlertechniken Phasenschwankungen von 0,001 UI bei 1 GHz oder besser erforderlich. Dies stellt eine erforderliche Verbesserung von 14 dB gegenüber dem dar, was mit den oben genannten Patenten erzielt wird. Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen VCO, der sich mit dieser Forderung befaßt.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen Linearverstärker zu schaffen, der ein geringes Rauschen bei Mikrowellenfrequenzen erzeugt.
Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, einen rauscharmen, spannungsgesteuerten Oszillator aus zwei miteinander verbundenen Linearverstärkern zu schaffen.
Es ist ein anderes Ziel der Erfindung, einen spannungsgesteuerten Oszillator zu schaffen, der ein hohes Ausmaß an Linearität bei hohen Signalpegeln aufweist.
Gemäß einem ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Linearverstärker mit einer veränderlichen Verzögerungseinrichtung geschaffen. Der Verstärker weist erste, zweite und dritte bipolare Differenzpaare und erste, zweite und dritte Stromquellen auf, die mit den ersten, zweiten bzw. dritten Differenzpaaren verbunden sind. Differenzstromausgänge werden von den Differenzpaaren erzeugt. Eine die Verstärkung linearisierende Offset-Spannung wird durch im Verhältnis betriebene Transistoren in den Eingangs-Emitterfolgern und zugehörigen Stromspiegeln erzeugt.
Ein linearer Phasenteiler empfängt die Differenzstrom-Ausgänge und liefert Haupt-Stromausgänge und Komponenten von gleichphasigen und um 180º phasenverschobenen Strömen. Eine logarithmische Abstimmsteuerung kombiniert die Komponenten der gleichphasigen und um 180º phasenverschobenen Ströme im umgekehrten Verhältnis, um einen konstanten Rückführungs-Gleichstrom zu liefern.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform wird der Rückführungsstrom mit dem Hauptstrom in einem angezapften Lastwiderstand summiert.
Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung werden zwei Linearverstärker derart miteinander verbunden, daß die positiven und negativen Ausgänge des ersten Verstärkers mit den positiven bzw. negativen Eingängen des zweiten Verstärkers verbunden werden, während der negative Ausgang des zweiten Verstärkers mit dem positiven Eingang des ersten Verstärkers und der positive Ausgang des zweiten Verstärkers mit dem negativen Eingang des ersten Verstärkers verbunden ist. Eine Phasenverschiebung von 90º liegt zwischen den Ausgängen jedes Verstärkers vor.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird nunmehr ausführlicher unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, in denen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines Linearverstärkers nach dem Stand der Technik ist,
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines bekannten Verfahrens zum Abstimmen eines zweistufigen Ringoszillators ist,
Fig. 3 ein konzeptionelles Schaltbild der vorliegenden Erfindung unter Einschluß der Abstimmschaltung ist,
Fig. 4 ein ausführliches Schaltbild des Linearverstärkers gemäß der vorliegenden Erfindung ist,
Fig. 5 der Verstärker nach Fig. 4 mit einer modifizierten Abstimmschaltung ist,
Fig. 6A die Verbindung von zwei Linearverstärkern zur Bildung eines spannungsgesteuerten Oszillators zeigt,
Fig. 6B das Symbol angibt, das für den spannungsgesteuerten Oszillator nach Fig. 6A verwendet wird,
Fig. 7 ein Gyrator-Modell mit einer Miller-Rückführung, Verzögerung und Abstimmung zeigt,
Fig. 8A ein Blockschaltbild der Abstimmanordnung nach Fig. 7 in Anwendung auf die vorliegende Erfindung ist,
Fig. 8B eine vereinfachte Ansicht der Stromvektor-Addition ist,
Fig. 9 eine graphische Darstellung ist, die den logarithmischen Abstimmbereich zeigt,
Fig. 10 ein Schaltbild einer grundlegenden automatischen Verstärkungsregelung ist, und
Fig. 11 u. 12 Mehrresonator-Konstruktionen zeigen.

Ausführliche Beschreibung der Erfindung

Der Verstärker des US-Patentes 5 185 581 der Anmelderin (dessen Offenbarung durch diese Bezugnahme hiermit aufgenommen wird), arbeitet als Teil des rauscharmen, spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) nach dem Prinzip eines Gyrators mit positiver Rückführung oder Rückkopplung derart, daß die dominierenden Pole in der rechten s-Ebene liegen. Eine Abstimmung wird durch Ändern der Verstärkung des Verstärkers erreicht, wodurch andererseits die Miller-Rückführungskapazität geändert und damit die Gyrator- Resonanzfrequenz gesteuert wird. Der Gütefaktor Q des Resonators hängt von dem Verlust in der Schaltung sowie von der Nichtlinearität des Verstärkers und der eingebauten Verzögerung des Verstärkers ab. Gleichungen, die beschreiben, wie der Gütefaktor Q des Resonators zu einem Maximum gemacht werden kann, sind in der anhängigen US-Patentanmeldung Nr. 08/070828 des Anmelders angegeben. Diese beschreiben zwei orthogonale Kleinsignal-Einheitsverstärkungsbedingungen wie folgt:
ω&sub0; = gm/(C+GD) ......(Gl 1)
D = G/(ω&sub0;²C) ...... (Gl 2)
Hier beschreibt die Gleichung 1 die Winkel-Resonanzfrequenz ω&sub0; in Ausdrücken der Verstärker-Transkonduktanz gm, der Gyrator-Kapazität C und eines vernachlässigbaren Ausdruckes zweiter Ordnung, der das Produkt der Gyrator-Verlustadmittanz G und der eingebauten Verzögerung D des Verstärkers ist. Die Gleichung 2 beschreibt einen orthogonalen Zustand, der den Gütefaktor Q des Resonators derart steuert, daß der Gütefaktor Q unendlich ist, wenn diese Bedingung erfüllt ist. In der Praxis muß die Verzögerung D geringfügig größer als der Einheitsverstärkungswert sein, um eine Schwingung sicherzustellen.
Eine auf Robins (W.P. Robins, 'Phase Noise in Signal Sources', Seite 52, Peregrims Ltd., 1984) zurückgehende Gleichung lehrt, daß der effektive Gütefaktor Q' eines Oszillator, der in direkter Beziehung zu dem Rauschverhalten des Oszillators steht, von der Oszillatorleistung in der Last P, dem Verstärker-Rausch faktor N und dem Gütefaktor Q des Resonators gemäß der Gleichung 3 abhängt:
Q' = 2QP/πNkTB ...... (Gl 3)
Hierin ist k die Boltzmannsche Konstante, T die absolute Temperatur und B die 3 dB-Bandbreite des Resonators. Dies kann als Gleichung 4 umgeschrieben werden:
Q' = 4A²P/NkTω&sub0; ...... (Gl 4)
Aus der Gleichung 4 ist klar, daß das Rauschverhalten für eine vorgegebene Winkel-Resonanzfrequenz ω&sub0; proportional zum Quadrat des Gütefaktors Q des Resonators und der Leistung P in der Last ist. Die Ziele der vorliegenden Erfindung bestehen darin, die in Gleichung 1 und Gleichung 2 festgelegten idealen Kleinsignalbedingungen für große Signale annähernd zu erreichen, so daß sowohl der Großsignal-Gütefaktor Q als auch die Leistung P zu einem Maximum gemacht werden. Dies führt zu der Forderung, daß die Verstärker der oben erwähnten US-Patente 5 172 067 und 5 185 581 durch einen Verstärker ersetzt werden, der eine größere Signalverarbeitungsfähigkeit und eine vergrösserte Linearität aufweist. Gleichzeitig muß der Verstärker in irgendeiner Hinsicht abstimmbar sein, um die Frequenz zu ändern.
Das wesentliche Prinzip, das zur Erzielung eines Linearverstärkers bei Mikrowellenfrequenzen verwendet wird, ist in der anhängigen US-Patentanmeldung Nr. 08/257975 der Anmelderin beschrieben und in einer Ausführungsform in Fig. 1 gezeigt. Ein derartiger Verstärker kann eine Verstärkung von bis zu 27 dB mit einer 3 dB-Bandbreite von 2 GHz in einem typischen bipolaren Prozeß mit einer fT von ungefähr 10 GHz haben. Zusätzlich ist dieser Verstärker in der Lage, Signale mit 140 mV Spitze-Spitze am Eingang mit weniger als 1% einer harmonischen Gesamt- Verzerrung zu verstärken. In Abhängigkeit von der ausgewählten Verstärker-Verstärkung kann dies zumindest 1,5 Volt Spitze- Spitze in der Last ergeben, was um eine Größenordnung größer als das Signal ist, das beim Stand der Technik geliefert wird. Ein wesentliches Merkmal dieses Verstärkers besteht darin, daß die Verstärkung durch eine automatische Verstärkungsregelung geändert werden kann, die auf die Vorspannung einwirkt, die dem Stromspiegel zugeführt wird. Somit kann die Amplitude der Schwingungen geregelt werden, um vollständig innerhalb des linearen Bereiches des Verstärkers zu arbeiten, wodurch der Großsignal-Gütefaktor Q des Resonators zu einem Maximum gemacht wird.
Eine zusätzliche Forderung an den Verstärker besteht darin, daß er in irgendeiner Weise abstimmbar sein muß, um als spannungsgesteuerter Oszillator zu arbeiten. Ein Verfahren, das ein kleines Ausmaß an Steuerung (ungefähr 10%) ergibt, besteht darin, zwei Signalpfade in dem Verstärker nach Fig. 1, einen mit einer größeren eingebauten Verzögerung, und eine Abstimmeinrichtung vorzusehen, die das Signal zwischen den beiden Pfaden ändert. Ein derartiges Verfahren ist gültig, weil die Kombination von zwei sinusförmigen Signalen mit unterschiedlichen Pfadverzögerungen eine unverzerrte Sinusschwingung bleibt. Aus praktischen Gründen wird jedoch ein Abstimmbereich von 10% als unzureichend betrachtet, um normale Herstellungstoleranzen von integrierten Schaltungen zu berücksichtigen.
Ein weiteres Verfahren zum Abgleich eines zweistufigen Ringoszillators wurde von Pottbacker und Langmann, 'An S GHz Silicon Bipolar Clock-Recovery and Data-Regenerator IC', Digest of Technical Papers, IEEE International Solid-State Circuits Conference 1994, Seite 116, beschrieben. Bei dieser Anordnung werden, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, die Ströme in den Emitterfolgern EF und in den Verstärkern CS2 und CS3 so eingestellt, daß eine Phasenverzögerung am Summierpunkt S1 erzielt wird, die an die Verzögerung in dem Verstärker CS1 angepaßt ist. Der Summierpunkt S1 wird zur Änderung des Ausmaßes verwendet, in dem Signalvektoren von ±90º zum Ausgang des Verstärkers CS1 am Summierpunkt S2 hinzuaddiert werden, wodurch die Phase des kombinierten Signals und damit dessen Frequenz, geändert wird. Diese Schaltung leidet an der Notwendigkeit, die Vorspannpegel der Verstärker CS1, CS2 und CS3 sowie der Emitterfolger EF einstellen zu müssen, um Signalphasoren oder -zeiger bei ungefähr ±90º zu erzielen. Derartige Vorspannpegeleinstellungen sind verfahrens- und temperaturabhängig und unhandlich. Zusätzlich weisen die Verstärker bei diesem Stand der Technik hohe Pegel einer Nichtlinearität auf.
Die vorliegende Erfindung ergibt eine verbesserte Lösung für die Steuerung der Oszillatorfrequenz durch Ausnützen der präzisen 90º-Phasenverschiebung, die sich automatisch längs zwei Verstärkern eines Gyrator-Resonators ergibt, wie dies in den obenerwähnten US-Patenten des Anmelders und insbesondere in der vorliegenden Fig. 6A gezeigt ist. Bei dieser Anordnung erscheinen sowohl die gleichphasigen als auch die 180º phasenverschobenen Komponenten des Verstärker-Ausgangssignals automatisch als präzise ±90º-Phasoren am Verstärkereingang. Gemäß der Erfindung wird die Abstimmung durch Steuern dieser Komponenten in sich invers änderndem Ausmaß erreicht, um eine konstante Gleichstromsumme am Eingang zu erzielen.
Fig. 3 zeigt konzeptionell die Abstimmanordnung für einen Verstärker des Gyrators. In Fig. 3 schließt die Verstärker-/Stromquellenanordnung 50 den linearen Verstärker ein, der am besten aus Fig. 1 zu erkennen ist. Der Linearverstärker weist drei Differenzpaare mit Transistoren 20, 21 als ein erstes Paar, Transistoren 22, 23 als ein zweites Paar und Transistoren 24, 25 als ein drittes Paar auf. Das die Transistoren 20, 21 umfassende Paar weist eine mit dem Knoten 27 verbundene Stromquelle 26 auf, das die Transistoren 22, 23 umfassende Paar hat eine mit einem Knoten 29 verbundene Stromquelle 28, und das Paar 24, 25 hat eine mit einem Knoten 32 verbundene Stromquelle 30. Im Verhältnis betriebene Emitterfolger 34, 35 und ein inverses Verhältnis aufweisende Stromspiegel 36, 37 liefern ein Eingangssignal an die Transistoren 20, 22 und 24, während im Verhältnis betriebene Emitterfolger 38, 39 und ein inverses Verhältnis aufweisende Stromspiegel 40, 41 Eingangssignale an die Transistoren 21, 23 und 25 liefern. Der Verstärkerausgang wird längs einer Kascoden-Ausgangsstufe erzeugt, die Transistoren 42, 43 umfaßt. Der Ausgang ist über einen weiten Bereich linear, wie dies in der anhängigen US-Anmeldung 08/257975 der Anmelderin erläutert ist.
Der in Fig. 1 gezeigte und in dem Block 50 nach Fig. 3 enthaltene Linearverstärker ist ausführlich in dem mit gestrichelten Linien gezeigten Block 51 in Fig. 4 gezeigt. Die Ausgänge von dem Linearverstärker werden einem Phasenteiler 52 zugeführt, der Kascoden-Transistoren mit einem Verhältnis M=5 aufweist. Wie dies gezeigt ist, ist der Ausgang der beiden 5x-Transistoren 56, 58 ein Differenzausgang. Der Ausgang von den 1x-Transistoren 60, 62 wird der Abstimmsteuerung 40 zugeführt, wie dies auch in der konzeptionellen Zeichnung nach Fig. 3 zu erkennen ist. Wenn erneut die Fig. 3 betrachtet wird, so sind die Hauptausgänge, die MS-Ausgänge der Verstärker-/Stromquelleneinrichtung 50. Die 1x-Ausgänge sind mit Differenzpaaren verbunden, die jeweils emittergekoppelte Transistoren umfassen. Die Basisspannung jedes dieser Transistoren wird von Abstimmeingängen geliefert. Die Kollektorausgänge werden längs Lastwiderständen abgenommen, wobei dieser Ausgang mit den Verstärkereingängen verbunden ist, wie dies gezeigt ist. Fig. 4 zeigt die Verstärkerschaltung ausführlicher, insbesondere bezüglich des Ausganges, der längs des Einganges jeweiliger Verstärker abgenommen wird. Wie dies gezeigt ist, sind die Lastwiderstände angezapft, um einen gedämpften Eingangspegel zu liefern, um eine Überlastung des Verstärkers zu vermeiden. Weiterhin sind in Fig. 4 Gyrator-Miller- Kondensatoren 83 und 85 gezeigt. In Fig. 4 werden die Ausgänge von den x-Transistoren 60, 62 in dem Phasenteiler 52 den 1x- Transistoren 70, 72, 74 und 76 der Abstimmsteuerung 54 zugeführt. Den Basen der 1x-Transistoren wird ein Differenz-Steuersignal über einen positiven Eingang 78 und einen negativen Eingang 80 zugeführt. Die Ausgänge der Phasenteiler-Transistoren 60 und 62 werden Eingangsknoten 82, 84 in Abhängigkeit von dem Wert des Spannungseingangs an den Differenz-Abstimmsteuer-Eingangsleitungen 78 und 80 zugeführt. Die Ausgänge an den Knoten 82, 84 erscheinen längs angezapfter Lastwiderstände 86, 88, 90 und 92, wo sie mit den Ausgängen von den 5x-Transistoren 56, 58 in dem Phasenteiler des anderen Verstärkers des Gyrators summiert werden, wie dies anhand der Fig. 6A beschrieben wird. Somit steuert der Differenz-Steuereingang den Ausgangsstrom an die angezapften Lastwiderstände, wodurch andererseits die Eingangsspannung an den Linearverstärker geliefert wird.
Fig. 5 zeigt eine Alternative zur Schaltung nach Fig. 4. In Fig. 5 ist die Abstimmsteuerung ein den Transistoren 70, 72, 74 und 76 zugeführter Differenzstrom anstelle einer Differenzspannung, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist.
Fig. 4 zeigt weiterhin Widerstände 95, 96, 97, 98, die den Rauscheinfluß in der Abstimmsteuerung verringern. Die Fig. 5 schließt Widerstände 99, 100 ein, die den gleichen Zweck haben. Alle diese Widerstände haben einen gleichen Wert, der normalerweise nicht größer als der der Lastwiderstände (86+88) und (90+92) ist.
Ein spannungsgesteuerter Oszillator gemäß einer Ausführungsform der Erfindung umfaßt zwei Linearverstärker in einer Gyrator- Resonator-Konfiguration, wie dies in Fig. 6A gezeigt ist. In dieser Figur sind zwei Verstärker A&sub1; und A&sub2; miteinander verbunden, wobei der Ausgang von A&sub2; mit dem Eingang von A&sub1; gekoppelt ist. Der positive Ausgang von A&sub1; ist mit dem negativen Eingang von A&sub2; verbunden, während der negative Ausgang von A&sub1; mit dem positiven Eingang von A&sub2; verbunden ist.
Fig. 6B ist eine Darstellung des Symbols für den Gyrator-Resonator nach Fig. 6A.
Die Abstimmanordnung der vorliegenden Erfindung wird besser unter Bezugnahme auf das in Fig. 7 gezeigte Gyrator-Modell verständlich. Der Gyrator hat eine Miller-Rückführungs-Verzögerung und Abstimmung, wobei die Abstimmung durch eine Stromrückführung von dem Knoten (1) zum Knoten (2) und umgekehrt, erreicht wird. Die normalisierte Frequenzverschiebung hängt von dem Stromrückführungsverhältnis ab. In Fig. 7 ist das Stromrückführungsverhältnis p = f/g, und
worin δω/ω = Frequenzverschiebung ist.
Fig. 8A zeigt die Abstimmanordnung bezüglich des in Fig. 6A gezeigten spannungsgesteuerten Oszillators VCO. In dieser Figur sind die Gyrator-Anschlüsse in Quadratur-Phase. Die Stromrückführung von einem Anschluß zum anderen addiert sich mit dem Transkonduktor-Ausgang dieses Anschlusses, wodurch eine neuer kombinierter Ausgang geschaffen wird, der die Vektorsumme der kombinierten Komponenten ist. Entsprechend werden in Fig. 8A veränderliche Stromrückführungspfade 3 und 6, die mit gestrichelten Linien dargestellt sind, mit Ausgängen 1 bzw. 4 summiert. Eine vereinfachte Ansicht dieser Vektoraddition ist in Fig. 8B gezeigt, die die Summierung von Vektoren 1 und 3 zur Erzielung des Vektors 2 und die Summierung der Vektoren 4 und 6 zur Erzielung des Vektors 5 zeigt.
In den Fig. 4 und 5 ist das Verhältnis M des Kascoden-Spiegels des Phasenteilers 1:5. Ein Einsetzen in die Gleichung 5 ergibt:
δω/ω = 14,7% und -12,8%
Über einen breiten Frequenzbereich ist der Abstimmbereich logarithmisch, wie dies in Fig. 9 gezeigt ist. Der Abstimmbereich ist von der Umgebungstemperatur und von Prozeßvariablen unabhängig.
Im Fall eines eng gesteuerten bipolaren Prozesses ist das Ausmaß der Steuerung, die zur Kompensation von Prozeßbedingungen er forderlich ist, kleiner, und durch Absinken des Ausmaßes des verfügbaren Rückführungsstromes wird die Spannungs-/Frequenz- Verstärkung des Oszillators verringert und das Phasenrauschen wird verbessert.
Wie dies weiter oben angegeben wurde, ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, bei großen Signalpegeln eine möglichst weitgehende Annäherung an die Kleinsignalbedingungen zu erzielen, die in der Gleichung 1 und 2 beschrieben sind, und die gemäß der US-Patentanmeldung 08/070828 der Anmelderin den Gütefaktor Q des Resonators zu einem Maximum und das Phasenrauschen zu einem Minimum machen. Dies setzt voraus, daß der Verstärker im linearen Bereich betrieben wird, d. h. mit konstanter Verstärkung. Im Gegensatz zu dem Abstimmverfahren, das in den US-Patenten 5 172 067 und 5 185 581 der Anmelderin beschrieben ist, bei dem die Verstärkung des Verstärkers zur Änderung der Miller-Kapazität geändert wird, erzielt der Abstimm-Mechanismus des Oszillators der vorliegenden Erfindung dieses Ziel dadurch, daß indirekt die Verstärker-Transkonduktanz (gm) und damit die Resonanzfrequenz (ω&sub0;) gemäß der Gleichung 1 geändert wird. Dies wird durch direktes Abgleichen der Verstärker-Verzögerung D erzielt. Gleichzeitig wird eine automatische Verstärkungsregelung auf den Vorspannungseingang angewandt, so daß die Gleichung 2 angenähert durch einen Betrieb in dem linearen Bereich des Verstärkers verwirklicht wird. Gemäß der Gleichung 2 ist, weil sowohl die Verlust-Admittanz G als auch die Miller- Kapazität C konstant gehalten werden, die Kompensationsvariable für die Änderung der Verzögerung D = ω&sub0;². Gemäß Gleichung 1 ist die Miller-Kapazität C konstant, das Produkt GD ist ein kleiner Ausdruck zweiter Ordnung, so daß ω&sub0; zur angenäherten Erfüllung der Gleichung 2 durch Ändern der Verstärker-Transkonduktanz gm geändert wird. Somit wird Q bei großen Signalpegeln zu einem Maximum gemacht.
Die grundlegende automatische Verstärkungsregelungsschaltung (AGC) für den VCO der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 10 gezeigt. Der Ausgang von diesem VCO wird kapazitiv über einen Kondensator 102 an einen Pegeldetektor gekoppelt, der einen bipolaren Transistor 104 und Widerstände 106 und 108 umfaßt. Die Basis 105 des Transistors 104 wird unter den Abschaltpunkt bei ungefähr 0,75 Vbe vorgespannt. Wenn das Ausgangssignal von dem VCO auf über ungefähr 0,25 Vbe ansteigt, beginnt der Transistor 104 über die Widerstände 110, 112 zu leiten. Dies führt zu einer Entladung des Kondensators 114, wodurch die VCO-Vorspannung an der Leitung 116 abgesenkt wird. Dies führt zu einer Absenkung der VCO-Ausgangsspannung, bis ein Gleichgewichtzustand mit einer Spannung von ungefähr 0,5 Vbe Spitze-Spitze an jedem Ausgang ausgebildet wurde.
Diese grundlegende Konstruktion kann auf verschiedene Weise verfeinert werden. Beispielsweise kann ein eine feste Verstärkung aufweisender Differenzverstärker zwischen den VCO-Ausgängen und den AGC-Steuereingängen verwendet werden, um eine Gleichtakt-Rückführung zu beseitigen. Weiterhin kann die Versorgungsspannung geregelt werden. Weiterhin führt eine Regelung der AGC-Versorgungsspannung in einer zu 1/T proportionalen Weise unter Verwendung von drei Siliziumdioden in Serie zu einer Temperaturstabilität des VCO von besser als 500 ppm/ºC.
Ein weiteres Merkmal des VCO der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß aufgrund der Verstärkung des Verstärkers der Lastwiderstand angezapft ist, um einen geeigneten Eingangssignalpegel an den eine geringe Verzerrung aufweisenden Verstärker zu erzielen. Das Anzapfungsverhältnis kann entsprechend den Anforderungen geändert werden, um Mehrfachresonator-Konfigurationen zu schaffen, bei denen ein Ring von Resonatoren eine Ringoszillator-Betriebsart ergibt, wobei die Resonatoren in Kaskade arbeiten. Die Fig. 11 und 12 zeigen Beispiele von Mehrfachresonator-Konstruktionen. Die von dem Ring erzielte Kaskadenfilterung vergrößert die Güte Q des Oszillators. Es wurde durch eine Simulation festgestellt, daß ein einen einzigen Resonator aufweisender Oszillator auf der Grundlage der vorliegenden Erfindung eine harmonische Verzerrung von 1% bei einem Ausgangspegel von 1,5 Volt Spitze-Spitze haben kann. In diesem Fall ist die dominierende Verzerrung die dritte Harmonische. Durch Anordnung von 6 Resonatoren in einem Ring, wie dies in Fig. 12 gezeigt ist, ergeben die kaskadierten Resonatoren eine zusätzliche Hochfrequenz-Filterung der Harmonischen. Somit stellt die vorliegende Erfindung eine Möglichkeit zur Schaffung von Signalquellen bei Mikrowellenfrequenzen mit geringen harmonischen oder Oberwellen und geringem Rauschen dar.
Wie dies weiter oben erläutert wurde, ist es möglich, einen harmonischen Gesamtverzerrungspegel von 1% oder besser bei einem Ausgangspegel von 1,5 Volt Spitze-Spitze in einem Ring von mehrfachen Resonatoren zu erzielen. Ein derartiger Verzerrungspegel ergibt sich aufgrund einer verbleibenden Nichtlinearität von ungefähr 1% bei dieser Signalamplitude. Unter stationären Betriebszuständen, die durch die automatische Verstärkungsregelung ausgebildet werden, ist das Integral der Verstärkung über eine Periode des Oszillators exakt gleich 1. Dies gilt sowohl für Einzel- als auch für Mehrfach-Resonator-Oszillatoren. Im Fall von mehrfachen Resonatoren ist es das Integral der Ringverstärkung über eine Periode, das gleich 1 ist. Weiterhin ist die Kleinsignalverstärkung geringfügig größer als 1, und zwar aufgrund der verbleibenden Verstärkungsnichtlinearität. Für ein Resonator-Transkonduktanzverhältnis R > 1 ist jedoch die Resonator-Schleifenverstärkung immer kleiner als die Mehrfachresonator-Ringverstärkung. Entsprechend ist es möglich, das Verhältnis R derart einzustellen, daß für eine Kleinsignal-Ringverstärkung von geringfügig mehr als 1 die Resonator-Schleifenverstärkung näher an 1 liegt, wodurch die Gütefaktoren Q der einzelnen Resonatoren bei kleinen Signalpegeln zu einem Maximum gemacht werden und der Gesamtgütefaktor Q des Oszillators verbessert wird.
Es kann gezeigt werden, daß der optimale Wert für R gleich (1+THD) ist, wobei THD die harmonische Gesamtverzerrung ist, die an einem Ausgang des Gyrators an dessen normalem Betriebssignalpegel erzeugt wird.
Obwohl spezielle Ausführungsformen der Erfindung erläutert und beschrieben wurden, ist es für den Fachmann verständlich, daß Abänderungen und Alternativen zu diesen Ausführungsformen mög lich sind. Es ist jedoch verständlich, daß derartige Abänderungen und Alternativen innerhalb des Schutzumfanges der Erfindung liegen, wie er durch die beigefügten Ansprüche definiert ist.

Claims

1. Linearverstärker mit einer veränderlichen Verzögerungseinrichtung, wobei der Verstärker folgendes umfaßt:

erste, zweite und dritte bipolare Differenz-Paare,

erste, zweite und dritte Konstantstromquellen, die mit den ersten, zweiten bzw. dritten Differenz-Paaren verbunden sind,

Differenz-Stromausgänge, die von den Differenz-Paaren erzeugt werden,

eine die Verstärkung linearisierende Offset-Spannung, die von in Verhältnis betriebenen Eingangs-Emitterfolgern und zugehörigen Stromspiegeln geliefert wird, wobei ein linearer Phasenteiler die Differenz-Stromausgänge empfängt und einen Haupt-Stromausgang und Komponenten von gleichphasigen und um 180º phasenverschobenen Strömen liefert, und

eine logarithmische Abstimmsteuerung zur Kombination der Komponenten von gleichphasigem und um 180º phasenverschobenem Strom in umgekehrten Verhältnissen, um einen Rückführungs- Gleichstrom zu liefern.

2. Linearverstärker nach Anspruch 1, wobei der Phasenteiler im Verhältnis betriebene bipolare Transistoren umfaßt, die in Kascode verbunden sind.

3. Linearverstärker nach Anspruch 2, wobei der Rückführungsstrom von dem Verhältnis der Transistoren in dem Phasenteiler abhängt.

4. Linearverstärker nach Anspruch 3, wobei die logarithmische Abstimmsteuerung eine Differenz-Eingangssteuerspannung aufweist.

5. Spannungsgesteuerter Oszillator mit zwei Linearverstärkern nach Anspruch 4, wobei ein positiver Ausgang des ersten Verstärkers mit einem positiven Eingang eines zweiten Verstärkers und ein negativer Ausgang des ersten Verstärkers mit einem negativen Eingang eines zweiten Verstärkers verbunden ist, während ein positiver Ausgang des zweiten Verstärkers mit einem negativen Eingang des ersten Verstärkers und ein negativer Ausgang des zweiten Verstärkers mit einem positiven Eingang eines ersten Verstärkers verbunden ist.

6. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 5, wobei der kombinierte gleichphasige und um 180º phasenverschobene Strom des ersten Verstärkers an seinem Eingangs-Lastwiderstand mit dem Haupt-Stromausgang des zweiten Verstärkers summiert wird.

7. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 6, wobei der Eingangs-Lastwiderstand angezapft ist.

8. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 7, wobei das Widerstands-Anzapfverhältnis so geändert wird, daß sich eine Verstärkung ergibt.

9. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 8, bei dem der Rückführungsstrom den Oszillator-Abstimmbereich steuert.

10. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 9, bei dem die den Eingangs-Emitterfolgern zugeordneten Stromspiegel einen Vorspannungseingang aufweisen.

11. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 10, bei dem der Vorspannungseingang die Verstärkung jedes Verstärkers steuert.

12. Spannungsgesteuerter Oszillator mit einer Vielzahl von Linearverstärkern nach Anspruch 1, die in einer Mehrfachresonator-Struktur miteinander verbunden sind.