DE69207612T2

DE69207612T2 - Frequenzkompensierter Mehrstufenverstärker mit verschachtelter kapazitiver Neutralisierung und innerer Mehrweg-Vorwärtssteuerung

Info

Publication number: DE69207612T2
Application number: DE69207612T
Authority: DE
Inventors: Maarten Jeroen Fonderie; Johan Hendrik Huijsing
Original assignee: Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1991-02-11
Filing date: 1992-02-03
Publication date: 1996-08-22
Anticipated expiration: 2012-02-04
Also published as: US5155447A; CA2060859A1; DE69207612D1; KR920017348A; EP0499308A1; JPH05121960A; CA2060859C; EP0499308B1; KR100232243B1

Description

Bereich der Erfindung

Die Erfindung betrifft frequenzkompensierte Mehrstufenverstärker, die sich für Operationsverstärker in Form integrierter Halbleiterschaltungen und insbesondere für einen Verstärker eignen, der folgende Elemente enthält:
ein Eingangsmittel, das ein Eingangssignal empfangt, das wenigstens teilweise an einem Eingang empfangen wird, um an seinem Hauptausgang ein Hauptausgangssignal zu erzeugen,
ein Zwischenmittel, das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, der mit dem Hauptausgang des Eingangsmittels gekoppelt ist, um an seinem Ausgang ein nichtinvertiertes Ausgangssignal zu erzeugen,
ein Ausgangsmittel, das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, der mit dem Ausgang des Zwischenmittels gekoppelt ist, um an seinem Ausgang ein Ausgangssignal zu erzeugen,
einen ersten Kondensator, der zwischen dem Eingang des Ausgangsmittels und einem Knotenpunkt gekoppelt ist, der mit (a) dem Ausgang des Ausgangsmittels gekoppelt ist, wenn sein Ausgangssignal invertiert wird, oder mit (b) einer Quelle einer Bezugsspannung gekoppelt ist, wenn das Ausgangssignal des Ausgangsmittels nichtinvertiert ist, und
einen zweiten zwischen dem Eingang des Zwischenmittels und dem Knotenpunkt gekoppelten Kondensator.
Ein derartiger Verstärker ist aus der US-Patentschrift 4 559 502 (EP-A-0 150 099) bekannt.

Stand der Technik

Ein Operationsverstärker ist eine elektronische Schaltung, die ein Eingangssignal verstärkt, das zwischen einer nichtinvertierenden Eingangsklemme und einer invertierenden Eingangsklemme differentiell zugeführt wird, um ein verstärktes Ausgangssignal an einer Ausgangsklemme zu erzeugen. Ein Operationsverstärker wird typisch in einem Verstärkersystem mit einem Rückkopplungsnetz zwischen der Ausgangsklemme (oder einfach "Ausgang") und einer oder beiden der Eingangsklemmen (oder einfach "Eingänge") eingesetzt. Die Verstärkung in der negativen Rückkopplungsschleife beträgt µβ worin µ die Vorwärtsverstärkung des Operationsverstärkers und β die Verstärkung des Rückkopplungsnetzes sind.
Wenn das Eingangssignal auf einer oder der anderen Frequenz sich ändert, ändert sich auch ebenso das Ausgangssignal. Bei niedriger Frequenz sind die beiden Signale im wesenüichen phasengleich. Wenn die Frequenz ansteigt, kommt die Phase des Ausgangssignals progressiv nach der des Eingangssignals. Die Größe der Schleifenverstärkung fällt ab. Wenn der Phasenunterschied zwischen den Signalen 180º erreicht, während µβ größer als 1 ist, wird die Rückkopplung positiv. Das System schwingt und ist somit unstabil.
Es wird davon ausgegangen, daß die kleinst mögliche Stabilitätsspanne auftritt, wenn der Schleifenphasenunterschied gleich 135º an dem Punkt ist, wenn µβ gleich 1 ist. Da das Rückkopplungsnetz für ein System mit einem Operationsverstärker im allgemeinen angebracht wird, nachdem der Operationsverstärkerentwurf vervollständigt ist, geht der Entwurf typisch von der ungünstigsten Annahme aus, wobei β 1 ist. Dies führt zum Stabilitätskriterium, daß die Vorwärtsverstärkung µ nicht mehr als 0 dB/Oktave aus der Verstärkungsproduktfrequenz abfällt.
Eine einfache Methode zum Erfüllen der vorangehenden Stabilitätsregel gibt sich mit einer einfachen Transkonduktanz-Verstärkerstufe. In Fig. 1 ist eine herkömmliche bipolare Diferenzstufe A dieses Typs dargestellt. Die Eingangsspannungen VI&spplus; und VI&supmin;, deren Unterschied das Verstärkereingangssignal VI ist, gelangen an den nichtinvertierenden bzw. an den invertierenden Eingang der Stufe A. Ihr nichtinvertierender Ausgang liefert die Verstärkerausgangsspannung V&sub0;
Der Frequenzbereich der Stufe A wird weitgehend durch einen einfachen dominanten Pol abhängig von der Streukapazität CP am Ausgang bestimmt. In Fig. 2 sind Asymtoten für die Art und Weise dargestellt, wie µ mit der Frequenz f für die Stufe A sich ändert. Die Verstärkung fällt um 6 dB/Oktav ab, wenn die Frequenz f&sub0; des dominanten Pols passiert wird, und darauf um weitere 6 dB/Oktav, wenn die höhere Polfrequenz f£ passiert wird, die die Bandbreite begrenzt. Die Bandweitebegrenzungsrequenz fL, die ein Merkmal des Gesamtverstärkersystems ist und nicht einfach änderbar ist, erscheint vorbei der Verstärkungsproduktfrequenz fU. Die Stufe A erfüllt dabei automatisch das Stabilitätskriterium. Unglücklicherweise liegt die großte Verstärkung typisch in der Größenordnung von 40 dB. Dies ist für viele Anwendungen zu niedrig.
Die Verstärkung kann durch Kaskadierung von zwei Verstärkerstufen AI und A&sub0; nach Fig. 3 erhöht werden. Die Ausgangsstufe A&sub0; arbeitet als Umkehrstufe. Ein Kondensator C in Verbindung über die Stufe A&sub0; bietet Frequenzausgleich für den Verstärker.
In Fig. 4 ist ein typischer asymptotischer Frequenzbereich für den Zweistufenverstärker nach Fig. 3 dargestellt. Zwei dominante Pole, dargestellt mit den Polfrequenzen f&sub0; und fI, die jeweils von den Streukapazitäten an den A&sub0; und AI&supmin;Ausgängen abhängig sind, bestimmen weitgehend die Frequenzkennlinien. Der Verstärkungsabfall steigt um 6 dB/Oktav an beim Passieren jeder der Frequenzen f&sub0;, fI und fL Die obere Kurve in Fig. 4 zeigt, auf welche Weise der asymptotische Frequenzbereich aussehen würde, wenn der Kondensator C nicht vorhanden wäre. Die untere Kurve zeigt den momentanen ausgeglichenen asymptotischen Bereich.
Ohne den Kondensator C würde die Kombination AI und A&sub0; die Stabilitätsregel nicht erfüllen, da µ um 12 dB/Oktav zwischen fI und der Verstarkungsproduktfrequenz abfällt. Der Kondensator C bringt die dominanten Pole weiter auseinander, wodurch fI sich vorbei den Verstärkungsproduktpunkt begibt. Die Verstärkung fällt bei 6 geraden dB/Oktaven zwischen f&sub0; und fU asymptotisch ab, so daß der Verstärker das Stabilitätskriterium erfüllt. Die größte Verstärkung von etwa 80 dB bedeutet eine Verbesserung. Jedoch ist µ immer noch zu niedrig für viele Anwendungen.
Drei oder mehr Verstärkerstufen können in Kaskade geschaltet werden, um die Verstärkung weiter zu vergrößern. Da im allgemeinen das Einführen von Frequenzausgleich für eine derartige Anorndung ein komplexes Verfahren ist, wird in der US-Patentschrift 4 559 502 ("US 502") eine Beschreibung einer eleganten Lösung mit verschachtelter kapazitiver Neutralisierung für das Problem beschrieben. In Fig. 5 ist ein Dreistufenverstärker nach der Beschreibung in US 502 veranschaulicht. Der bekannte Verstärker in Fig. 5 wird mit Eingangs-, Zwischen- und Ausgangstranskonduktanzstufen AI, AM und A&sub0; gebildet. Die Stufen AI und AM dienen als Nichtumkehrstufen. Die Stufe A&sub0; arbeitet wieder als Umkehrstufe. Der nichtinvertierende AI-Ausgang wird mit dem nichtinvertierenden Eingang der Stufe AM verbunden, deren nichtinvertierender Ausgang mit dem nichtinvertierenden Eingang der Stufe A&sub0; verbunden wird. Ihr Ausgang ist ein invertierender Ausgang.
Für eine leichtere Vergleichsdurchführung mit der vorliegenden Erfindung werden die hier für die A&sub0;-Eingänge und den Ausgang in Fig. 5a benutzten Nichtinversions- und Inversions-Bezeichnungen den in US 502 benutzten Bezeichnungen momentan entgegengesetzt bezeichnet. Jedoch beeinflußt dies nicht die Arbeit der Stufe A&sub0;, deren Ausgangsspannung V&sub0; nach wievor in bezug auf den A&sub0;-Eingangssignalunterschied invertiert ist.
Die verschachtelte kapazitive Neutralisierung in Fig. 5 fängt mit dem Verstärkeranteil an, der aus den Stufen AM und A&sub0; besteht. Ein Kondensator C1 ist zwischen dem nichtinvertierenden Eingang der Stufe A&sub0; und ihrem invertierenten Ausgang geschaltet. Der Wert des Kondensators C1 wird zum Erfüllen der Stabilitätsregel durch die Anteile AM und A&sub0; gewählt. Der Frequenzausgleich wird durch Anschließen eines Kondensators C2 zwischen dem nichtinvertierenten AM-Eingang und dem invertierenden A&sub0;-Ausgang vervollständigt. Der Kondensator C2 wird mit einem derartigen Wert gewählt, daß die Kombination der Stufe AI mit dem Anteil AM und A&sub0; ebenfalls das Stabilitätskriterium erfüllt.
In Fig. 6 ist eine typische Ausführung des asymptotischen Frequenzbereichs für den Verstärker nach Fig. 5 dargestellt. Die Frequenzkennlinien steuern die zwei dominanten Pole, die von den Polfrequenzen f&sub0; und fI (nach obiger Beschreibung) dargestellt sind, plus ein dritter dominanter Pol, der von der Polfrequenz fM abhängig von der Streukapazität am AM-Ausgang dargestellt wird. Ohne die Kondensatoren C1 und C2 würde der Verstärkungsabfall am Verstärkungsproduktpunkt viel zu viel sein, um die Stabilitätsregel zu erfüllen. Siehe die obere Kurve in Fig. 6.
Einsatz des Kondensators C1 bewirkt, daß die Pole f&sub0; und fM weiter auseinander gebracht werden. Siehe die Zwischenkurve in Fig. 6. Einsatz des Kondensators C2 trennt darauf die Pole f&sub0; und fI. Die untere Kurve in Fig. 6 zeigt den endgültig ausgeglichenen Bereich. Der untere Pol f&sub0; ist vom Startpunkt fOS nach dem unteren Endpunkt fOF verschoben. Die höheren Pole fI und fM sind von den Startpunkten fIS und fMS nach höheren Endpunkten fIF und fMF vorbei fU verschoben. Der asymptotische Verstärkungsabfall über die ganze Strecke bis zu fU (ist?) eine zufriedenstellende gerade 6 dB/Oktav.
In Fig. 6 sind typische Werte dargestellt, die fI, fM, f0, fU und fL im Verstärker nach Fig. 5 haben können. Diese Digitalwerte sind in US 502 nicht angegeben, aber sind lediglich für späteren Vergleich mit der vorliegenden Erfindung eingeführt.
Es sei bemerkt, daß die Pole fI und fM voneinander um den ungefähren Faktor zwei im endgültig ausgeglichenen Verstärker getrennt sind. Insbesondere ist fIF eine Hälkfte von fMF in Fig. 6. Diese Trennung entsteht aus dem Gebrauch des Kondensators C2 und ist deshalb erforderlich, um das Schwingen des Verstärkers zu verhindern. Unglücklicherweise führt die Trennung zu einer Faktor-Zwei-Reduktion in der Frequenzbandbreite. Die Versorgung des Verstärkers mit zusätzlichen Verschachte lungen zum Erhöhen der weiteren Verstärkung reduziert ebenfalls die Bandbreite um einen zusätzlichen Faktor Zwei für jede zusätzliche Verschachtelung. Eine Frequenzausgleichtechnik, in der das Verschachtelungsprinzip von US 502 benutzt wird, aber den auftretenden Bandbreitenverlust durch den Kondensator C2 überwindet, würde besonders vorteilhaft sein.
Die deutsche Patentveröffentlichung 3829135 A1 ("Deutsch 135") gibt eine Beschreibung einer bemerkenswerten Behandlung der Gewinnung hoher Verstärkung ohne wesentlichen Bandbreitenverlust. In Deutsch 135 wird das Verstärkereingangssignal mit zwei oder mehreren Differenzeingangsstufen in Parallelschaltung versehen. Eine der Eingangsstufen hat eine niedrige Verstärkung und eine große Bandbreite, während eine andere eine hohe Verstärkung und eine geringe Bandbreite hat. Jede andere Eingangsstufe (wenn vorhanden) hat eine Zwischenverstärkung und eine Zwischenbandbreite. Die verstärkten Ausgangssignale der Eingangsstufen werden verknüpif und einer Stromverstärkungsausgangsstufe zugeführt, die das Verstärkerausgangssignal liefert.
Deutsch 135 erwähnt, daß Frequenzausgleich nur für die Eingangsstufe der hohen Bandbreite und der geringen Verstärkung durchgeführt werden muß. Wenn dies auch wahr ist, zeigt es sich, daß Deutsch 135 dem vorteilhaften geraden asymptotischen 6 dB/Oktav-Verstärkungsabfall zwischen der niedrigsten dominanten Polfrequenz und dem Verstärkungsproduktpunkt fehlt. Im vorliegenden Beispiel wird der Frequenzausgleich für einen Teil des Frequenzbereichs mit einem einfachen Kondensator über die Eingangsstufen erhalten. Deutsch 135 bedient sich keineswegs von etwa wie kapazitiver Verschachtelung.
Im Dokument "Proceedings of the 1989 Bipolar Circuits and Technology Meeting, IEEE Circuits and Systems Society, 18, 19 September 1989, S. 112...115, Minneapolis, US, von I.A. Koullias et al.: "A Complementary Bipolar Operational Amplifier with Feed-Forward Compensation" ist ein Dreistufenoperationsverstärker beschrieben, dessen Bereich bei niedrigen Frequenzen von einer Zweistufenverstärker dominiert wird, während bei hohen Frequenzen eine einfache gefaltete Kaskodenstufe sich einschaltet und die Gesamtphasendrehung reduziert.

Darstellung der Erfindung

Erfindungsgemäß wird eine Mehrwegs-Vorwäntssteuertechnik mit kapazitiver Verschachtelung zum Frequenzausgleich in einem für Verwendung in Operationsverstärkern geeigneten Mehrstufenverstärker benutzt. Das Grundprinzip der Erfindung erfordert zunächst die Schaffung eines stabilen Zweistufenverstärkers durch kapazitive Verschachtelung eines Verstärkerstufenpaares in Kaskaden schaltung. Ein stabiler Dreistufenverstärker wird darauf durch kapazitive Verschachtelung der Zweistufenanordnung geschaffen, und es wird eine weitere Verstärkerstufe mit Vorwärtssteuerwegen von der weiteren Stufe nach beiden der anderen Stufen angeodnet.
Die Parameter des vorliegenden Dreistufenverstärkers kann mit derartigen Werten gewählt werden, daß die Niederfrequenzverstärkung etwas größer ist als die, die in US 502 erhalten werden kann. Wichtig ist, daß der Dreistufenverstärker nach der Erfindung den ungefähren Faktor Zwei im Bandbreitenverlust vermeidet, der in US 502 erscheint. Die Mehrweg-Vorwärtssteuerung bietet diese beiden Vorteile.
Die Verstärkung fällt typisch mit geraden asymptotischen 6 dB/Oktave nach der Verstärkungsproduktfrequenz ab. Dies ist besonders wünschenswert. Mit anderen Worten der Dreistufenverstärker arbeitet als einen Verstärker mit dem Hochfrequenzbereich einer Zweistufenanordnung und der Niederfrequenzverstärkung einer Dreistufenanordnung. Weiter gibt es keinen Bandbreitenverlust, wenn die weitere Stufe in der Verschachtelungsstruktur zwei oder mehr kapazitivverschachtelte Unterstufen mit erfindungsgemäßen Mehrfach-Vorwärtssteuerungswegen enthält.
Bevor die erfindungsgemäße Struktur näher erläutert wird, sei folgendes bemerkt. In der Verwendung zum Beschreiben des Verhältnisses zwischen einem von einer Anordnung wie einer Verstärkerstufe erzeugten Ausgangssignal in Beantwortung eines an die Anordnung gelieferten Eingangssignals bedeutet der Begriff "invertiert" daß das Ausgangssignal im wesentlichen in bezug auf das Eingangssignal invertiert ist, d.h. mit Polaritätsumkehr unter Ignorierung der Fortpflanzungsverzögerung, wenn die Anordnung im Zustand mit offener Schleife steht. Auf ähnliche Weise bedeutet der Begriff "nichtinvertiert", daß das Ausgangssignal im wesentlichen dem Eingangssignal phasengleich ist, d.h. unter Vernachlässigung der Fortpflanzungsverzögerung dieselbe Polarität hat, wenn die Anordnung sich im Zustand mit offener Schleife befindet.
Bezüglich der erfindungsgemäßen Grundstruktur ist der erfindungsgemäße Verstärker dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsmittel ebenfalls sein Eingangssignal verstärkt, um ein weiteres Ausgangssignal an einem weiteren Ausgang zu erzeugen, der mit dem Eingang des Ausgangsmittels gekoppelt ist, wobei die beiden Ausgangssignale am Eingangsmittel dieselbe Polarität haben und im wesentlichen voneinander entkoppelt sind.
Der vorliegende Verstärker enthält eine Eingangsstufe, eine Zwischenstufe und eine Ausgangsstufe. Die Eingangsstufe verstärkt ein Eingangssignal, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, um ein Paar gleichphasiger Ausgangssignale an einem Paar entsprechender Ausgänge zu erzeugen, die voneinander elektronisch entkoppelt sind. Die beiden Ausgangssignale aus der Eingangsstufe sind typisch nichtinvertiert, können aber invertiert sein. Die Zwischenstufe verstärkt ein Eingangssignal, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, der mit einem der Ausgänge der Eingangsstufe zum Erzeugen eines nichtinvertierten Ausgangssignals an einem Ausgang gekoppelt ist. Die Ausgangsstufe verstärkt ein Eingangssignal, das wenigstens zum Teil an einem Eingang ankommt, der sowohl mit dem Ausgang der Zwischenstufe als auch mit dem anderen Ausgang der Eingangsstufe zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang gekoppelt sind. Die Kopplung der Eingangsstufe mit der Ausgangsstufe bewirkt einen getrennten Vorwärtssteuerweg durch den Verstärker.
Der erste zwischen dem Eingang der Ausgangsstufe und dem Knotenpunkt gekoppelte Kondensator bietet Frequenzausgleich für die Zwischen- und Ausgangsstufen. Der zweite zwischen dem Eingang de Zwischenstufe und dem Knotenpunkt gekoppelte Kondensator bietet Frequenzausgleich für den ganzen Verstärker. Die Werte der Kondensatoren können gewählt werden, damit die Vorwärtsverstärkung des Verstärkers um nicht mehr als 9 dB/Oktave nach seiner Verstärkungsproduktfrequenz abfällt. Der Verstärker erfüllt auf diese Weise die vorangehende Verstärkungsabfall stabilitätsregel.
Die Kombination der kapazitiven Verschachtelung und des zusätzlichen Vorwärtssteuerweges von der Eingangsstufe nach der Ausgangsstufe ermöglicht es erfindungsgemäß die besonders vorteilhaften Verstärkungs- und Frequenzmerkmale nach obiger Beschreibung zu erhalten. Die Erfindung ist verhältnismäßig einfach und kann mit herkömmlichen Haibleiterelementen implementiert werden. Daher bietet der vorliegende Verstärker einen bedeutenden Vorteil vor dem Stand der Technik.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Es zeigen
Fig. 1, 3 und 5 Schaltbilder von Verstärkern nach dem Stand der Technik,
Fig. 2, 4 und 6 logarithmische graphische Darstellungen asymptotischer Frequenzbereiche für die betreffenden Verstärker nach Fig. 1, 3 und 5,
Fig. 7 ein Blockschaltbild eines verallgemeinerten Dreistufenverstarkers nach der Erfindung,
Fig. 8 eine logarithmische graphische Darstellung des asymptotischen Frequenzbereichs für den Verstärker nach Fig. 7,
Fig. 9, 11 und 12 Schaltbilder für drei verschiedene Bipolarausführungsbeispiele des Verstärkers nach Fig. 7,
Fig. 10a und 10b Schaltbilder für Verstärkerstufen, die alternativ im Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 verwendbar sind,
Fig. 13 und 14 Blockschaltbilder für Erweiterungen zum Verstärker nach Fig. 7,
Fig. 15a und 15b Blockschaltbilder für Implementierungen des Verstärkers nach Fig. 7, in denen die Eingangsstufe aus zwei Unterstufen besteht, um auf wirksame Weise einen Vierstufenverstärker zu bilden.
In der Zeichnung und in der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele werden gleiche Bauelemente mit denselben Bezugsziffern bezeichnet. Nichtinvertierende Eingänge und Ausgänge sind mit "+" Zeichen in der Zeichnung angegeben, wänrend invertierende Eingänge und Ausgänge mit "-" Zeichen angegeben sind. Zur Raumeinsparung werden Mehrfachausgänge, die Signale mit gleicher Polarität aus einer Verstärkerstufe liefern, in symbolischer Form (in Dreieckform) nur mit einem einfachen "+" oder "-" Zeichen angegeben. Die erfindungsgemäßen zusätzlichen Vorwärtssteuerwege werden mit fetten Linien in der Zeichnung angegeben.
In Fig. 7 ist eine allgemeine Ausführung eines Dreistufenverstärkers veranschaulicht, der erfindungsgemäß frequenzausgeglichen ist. Dieser Verstärker enthält die Eingangsstufe AI, die Zwischenstufe AM und die Ausgangsstufe A&sub0; in Kaskadenschaltung. Jede der Stufen AI, AM und A&sub0; ist ein Transkonduktanzverstärker.
In der erfindungsgemäßen Frequenzausgleichstechnik wird der Kondensator C 1 zunächst mit den Stufen A&sub0; und AM zur Bildung einer Zweistufenanordnung verschachtelt, deren Verstärkung gut innerhalb der 9-dB/Oktav-Abfallstabilitätsregel fällt. Der Kondensator C2 wird darauf mit dieser Zweistufenanordnung und der Stufe AI verschachtelt, aus denen nach beiden Stufen AM und A&sub0; Vorwärtssteuerwege vorgesehen werden. Der entstehende Dreistufenverstärker erfüllt das Stabilitätskriterium für jeden Vorwärtssteuerweg und daher für den ganzen Verstärker getrennt.
Mit weiteren Einzelheiten hat jede Stufe AI, AM oder A&sub0; einen einfachen Eingang oder einen nichtinvertierenden Eingang und einen invertierenden Eingang. Im Einzeleingangsfall ist der Eingang für beide Stufen AM und A&sub0; invertierend, aber er kann für die Stufe AI nichtinvertierend oder invertierend sein. Im Zweiemgangsfall kann jede Stufe AI, AM oder A&sub0; als Differenzverstärkungsanordnung mit geringer Eingangsversatzspannung dienen. Auf andere Weise kann jede Stufe AI, AM oder A&sub0; als Nichtdifferenzverstärkungsanordnung dienen, für die eine ausgewählte nichtvernachlässigbare Offset-Spannung zwischen den Eingängen der Anordnung vorliegt.
Unter Berücksichtigung der obigen Beschreibung hat die Eingangsstufe AI vorzugsweise nichtinvertierende und invertierende Eingänge zum Empfangen der Eingangsspannungen VI&spplus; bzw. VI&supmin;, von denen eine im wesentlichen festgesetzt sein kann. Der Unterschied VI zwischen den Spannungen VI&spplus; und VI&supmin; ist dabei das Verstärkereingangssingal. Auf andere Weise ist das Verstarkereingangssignal die Spannung VI&spplus; oder die Spannung VI&supmin;, wenn die Stufe AI nur einen Eingang hat, in Abhängigkeit davon, welcher Eingang vorliegt.
Die Stufe AI verstärkt das Verstärkereingangssignal (VI, VI&spplus; oder VI&supmin;) zum Erzeugen eines Rauptausgangssignals SM1 an einem nichtinvertierenden Hauptausgang. Die Stufe AI verstärkt ebenfalls das Verstärkereingangssignal zum Erzeugen eines weiteren Ausgangssignals SM2 an einem weiteren nichtinvertierenden Ausgang. Die Signals SM1 und SM2 haben die gleiche Polarität. Beide sind nichtinvertierend in bezug auf das Verstärkereingangssignal, wenn es aus der Spannung VI oder der Spannung VI&spplus; besteht. Die Signais SM1 und SM2 sind invertiert, wenn das Verstärkereingangssignal die Spannung VI ist.
Die beiden nichtinvertierenden AI-Ausgänge sind im wesentlichen (elektronisch) voneinander entkoppelt. Hierdurch beeinflußt unerwünschte Rückkopplung in einen der AI-Ausgänge nicht wesentlich die Signalkennzeichen des anderen AI- Ausgangs.
Der nichtinvertierende (SM1) Hauptausgang der Stufe AI ist mit dem nichtinvertierenden Eingang der Zwischenstufe AM verbunden. Das Signal SM1 und das Signal VM, das dem nichtinvertierenden AM-Eingang zugeführt wird, sind spannungsgleich, aber haben einen verschiedenen Strompegel. Die Stufe AM verstärkt das Signal VM zum Erzeugen eines nichtinvertierten Ausgangssignals SN an einem nichtinvertierenden Ausgang. Wenn die Stufe AM einen invertierenden Eingang hat, wird das Signal SN vom Verstärkungssignal VM in bezug auf das Signal am invertierenden AM- Eingang erzeugt.
Der nichtinvertierende Ausgang der Stufe AM ist mit dem nichtinvertierenden Eingang der Ausgangsstufe A&sub0; verbunden. Der weitere nichtinvertierende (SM2) Ausgang der Stufe AI ist ebenfalls mit dem nichtinvertierenden A&sub0; Eingang verbunden um einen getrennten Vorwärtssteuerweg durch den Verstärker zu bilden. Die Signale SM2 und SN und das Signal VN, die dem nichtinvertierenden A&sub0; Eingang zugeführt werden, haben die gleiche Spannung aber unterscheiden sich im Sprompegel. Die Stufe A&sub0; verstärkt die Spannung VN zum Erzeugen eines einfachen Verstärkerausgangssignals oder eines Paares von Verstärkerausgangssignalen mit entgegengesetzter Polarität. Wenn die Stufe A&sub0; einen invertierenden Eingang enthält, erfolgt die Verstärkung bezüglich des Signals am invertierenden A&sub0; Eingang.
In Fig. 7 ist angegeben, daß die Spannungs V&sub0; und V&sub0;+ an den Knotenpunkten 0&submin; bzw. 0&sbplus; liegen, die mit invertierenden bzw. nichtinvertierenden Ausgängen der Stufe A&sub0; verbunden sind. In Fig. 7 ist ebenfalls angegeben, daß entweder die Spannung V&sub0;&sbplus; oder die Spannung V&sub0;&submin; im wesentlichen festgesetzt sein kann. Daher gibt es drei Grundausführungen des vorliegenden Verstärkers:
(1) Die Stufe A&sub0; liefert Spannung V&sub0; als invertiertes Verstärkerausgangssignal, wober der Knotenpunkt O&sbplus; mit einer Quelle einer im wesentlichen konstanten Bezugsspannung verbunden ist,
(2) Die Stufe A&sub0; liefert Spannnung V&sub0;&sbplus; als nichtinvertiertes Verstärkerausgangssignal, wobei der Knotenpunkt O&submin; mit einer Quelle einer im wesentlichen konstanten Bezugsspannung verbunden ist, und
(3) Die Stufe A&sub0; liefert Spannungen V&sub0;&sbplus; und V&sub0;&submin; als nichtinvertierte bzw. invertierte Verstärkerausgangssignale, wobei ihr Unterschied die Ausgangsspannung V&sub0; ist, die in bezug auf das Signal VN invertiert ist.
Wenn vorhanden, ist der invertierende A&sub0; Eingang typisch mit dem Knotenpunkt O&sbplus; verbunden. Wenn vorhanden ist der invertierende AM Eingang ebenfalls typisch mit dem Knotenpunkt O&sbplus; verbunden. Die invertierenden AM und A&sub0; Eingänge empfangen dabei das nichtinvertierte Verstärkerausgangssignal (V&sub0;&sbplus;), wenn es geliefert wird, oder eine Bezugsspannung.
Der Kondensator C1 ist zwischen dem nichtinvertierenden A&sub0; Eingang und dem Knotenpunkt O&sbplus; angeschlossen. Durch die geeignete Wahl des Wertes des Kondensators C1 wird ermöglicht, daß die Verstärkung des Verstärkeranteils AM und A&sub0; viel weniger als 9 dB/Oktave nach seiner Verstärkungsproduktfrequenz abfällt. Der Kondensator C2 ist zwischen dem nichtinvertierenden AM Eingang und dem Knotenpunkt 0 verbunden. Die Werte der Kondensatoren C1 und C2 werden derart gewählt, daß die Verstärkung des ganzen Verstärkers nicht mehr als 9 dB/Oktave nach seiner Verstärkungsproduktfrequenz abfällt. Im Hinblick auf die drei Verstärkerausführungen nach obiger Angabe empfangen die rechten Platten der Kondensatoren C1 und C2 das invertierte Verstärkerausgangssignal (V&sub0;&submin;), wenn es zugeführt wird, oder eine Bezugsspannung.
In Fig. 8 ist ein typischer asymptotischer Frequenzbereich für den Verstärker nach Fig. 7 dargestellt. Wie in der Anordnung nach dem Stand der Technik in Fig. 5 werden die Frequenzkennlinien weitgehend von den drei dominanten Polen bestimmt, abhängig von den Streukapazitäten an den Ausgängen der Stufen AI, AM, und A&sub0;. Diese Pole werden wiederum von den Polfrequenzen fI, fM bzw. f&sub0; dargestellt. Der Einfachheit halber wird in der folgenden Beschreibung anhand der Fig. 8 und 6 der Verstärker nach Fig. 5 mit "Anordnung nach dem Stand der Technik" bezeichnet.
Wenn es die Kondensatoren C1 und C2 nicht gibt, befinden sich die Pole fI, fM und f&sub0; an den Startpunkten fIS fMS und fOS. Zum Ermöglichen der Leistung des betreffenden Verstärkers, der direkt mit dem nach dem Stand der Technik verglichen werden muß, sind die Werte für fIS, fMS und fOS in Fig. 8 gleich denen nach Fig. 6.
Wenn es die Kondensatoren C1 und C2 nicht gibt, ist die Änderung im Frequenzbereich für den betreffenden Verstärker weitgehend gleich der für den Verstärker nach dem Stand der Technik mit den fehlenden Kondensatoren C1 und C2. Es wird die obere Kurve in Fig. 8 mit der oberen Kurve in Fig. 6 verglichen. Der Verstärkungsabfall am Verstärkungsproduktpunkt beträgt dabei 18 dB/Oktave. Schwin gungen können bei hoher Frequenz auftreten, wenn der Verstärker in einer Rückkopplungeinrichtung verwendet wird.
Das Einschalten des Kondensators C1 in den Verstärker bringt die Pole fM und f&sub0; im allgemeinen genauso wie im Verstärker nach dem Stand der Technik auseinander. Es wird die Zwischenkurve in Fig. 8 mit der Zwischenkurve in Fig. 6 verglichen. Der untere Pol f&sub0; bewegt sich nach einem niedrigeren Wert herab, während der höhere Pol fM sich in die Endposition fMF aufwärtsbewegt. Wie in Fig. 8 und 6 angegeben, ist der Wert von FMF gleich dem für beide Verstärker.
Wie im Verstärker nach dem Stand der Technik, bewirkt das Einschalten des Kondensators C2 in den betreffenden Verstärker, daß die Pole f&sub0; und fI weiter auseinander gebracht werden. Es wird die untere Kurve in Fig. 8 mit der unteren Kurve in Fig. 6 verglichen. Der untere Pol f&sub0; bewegt sich weiter abwärts in die Endposition fOF, während der höher Pol fI sich aufwärts in die Endposition fIF bewegt. Die Vorwärtsverstärkung für den vorliegenden Verstärker fällt asymptotisch nicht weiter aus mit geraden 6 dB/Oktave nach der Verstärkungsproduktfrequenz fU ab. Der betreffende Verstärker erfüllt dabei die Verstärkungsabfallstabilitätsregel.
Wichtig ist, daß eine optimale Wahl der Kondensatorwerte ermöglicht, daß die Pole f&sub0; und fI im vorliegenden Verstärker weiter auseinander gebracht werden als im Verstärker nach dem Stand der Technik. Insbesondere legt fI die ganze Strecke bis zu fM im vorliegenden Verstärker zurück. Das bedeutet, daß fIF gleich fMF ist, um einen Doppelpol zu schaffen. Im Gegensatz dazu, wie oben erwähnt, beträgt fIF etwa einen Faktor zwei weniger als fMF im Verstärker nach dem Stand der Technik.
Der zusätzliche Vorwärtssteuerweg von der Stufe AI bis zur Stufe A&sub0; gewährleistet die Möglichkeit zum Wählen der Kondensatorwerte zum Erhalten der zusätzlichen Bewegung der Pole fI und f&sub0; im vorliegenden Verstärker. Insbesondere legt der zusätzliche Vorwärtssteuerweg einen Teil der Phasennacheilung durch die Stufe AM zurück. Hinsichtlich des Frequenzausgleichs dient der Verstärker nach Fig. 7 mehr als zwei Stufenanordnung statt eines Dreistufenverstärkers.
Durch die Faktor-Zwei-Trennung zwischen fIF und fMF im vorliegenden Verstärker beseitigt ist, ist seine Verstärkungsproduktfrequenz das Zweifache des Verstärkers nach dem Stand der Technik. Beispielsweise ist in Fig. 8 angegeben, daß fU etwa 20 MHz im spezifischen Beispiel des vorliegenden Verstärkers beträgt. Umgekehrt ist in Fig. 6 angegeben, daß fU nur 10 MHz im spezifischen Beispiel des Verstärkers nach dem Stand der Technik beträgt. Dementsprechend ist der Frequenzbereich des vorliegenden Verstärkers etwa das Zweifache des Bereichs nach dem letzten Stand der Technik.
Der zusätzliche Vorwärtssteuerweg im vorliegenden Verstärker ergibt etwa 12 dB in zusätzlicher Verstärkung bei niedriger Frequenz, d.h. einen Anstieg um den Faktor 4. Beispielsweise beträgt die maximale Niederfrequenzverstärkung etwa 132 dB im spezifischen Beispiel des vorliegenden Verstärkers, aber beträgt nur 120 dB im spezifischen Beispiel des Verstärkers nach dem Stand der Technik.
Der fOF-Wert im vorliegenden Verstärker beträgt etwa eine Hälfte des fOF-Wertes im Verstärker nach dem Stand der Technik. Jedoch ist dies durch die größere Verstärkung nach der Erfindung kein Problem. Untersuchung der Digitalwerte nach Fig. 8 und 6 ergibt, daß die Niederfrequenzverstärkung des vorliegenden Verstärkers nicht unter die maximale Niederfrequenzverstärkung des Verstärkers nach dem Stand der Technik abfällt, bis die Frequenz einen Wert fE erreicht, der etwa das Doppelte des fOS-Werts des Verstärkers nach dem Stand der Technik ist. Der vorliegende Verstärker hat daher bessere Verstärkungs/Frequenzkennlinien als der Verstärker nach dem letzten Stand der Technik an allen relevanten Punkten.
Zum Stabilisieren des Verstärkeranteils AM und A&sub0; nach der Erfindung hat der Kondensator C1 einen viel größeren Wert als GMM/4πfU, worin GMM die Transkonduktanz der Stufe AM an ihrem Ausgang ist. Zum Stabilisieren des ganzen Verstärkers ist auch der bevorzugte Wert des Kondensators C1 GM2/2πfU, worin GMI1 die Transkonduktanz der Stufe AI an ihrem weiteren (SM2) Ausgang ist. Auf gleiche Weise ist der bevorzugte Wert des Kondensators C2 GMI1/2πfU, worin GMI1 die Transkonduktanz der Stufe AI an ihrem Hauptausgang (SM1) ist.
Die spezifischen Beispiele in Fig. 8 und 6 beziehen sich auf den Zustand, in dem fOS < fMS < fIS ist. Trotzdem ist der Frequenzbereich derselbe, wenn eine andere Ungleichheit zwischen fIS. fMS. und fOS besteht. Der einzige Unterschied ist der, bei dem Pole sich in die von fIF, fMF und fOF dargestellten Positionen bewegen.
In Fig. 9 ist ein typisches bipolares Ausführungsbeispiel des vorliegenden Dreistufenverstärkers dargestellt. Die Stufen AI, AM und A&sub0; in Fig. 9 sind zwischen einer Quelle einer hohen Speisespannung VCC und einer Quelle einer niedrigen Speisespannung VEE angeschlossen.
Die Eingangsstufe AI besteht aus npn-Eingangstransistoren QI1, QI2, QI3 und QI4 und (im wesentlichen konstanten) Stromquellen II1, II2, II3 und II4 in der dargestellten Anordnung. Die Spannung VI&spplus; gelangt an die QI3 und QI4-Basen, während die Spannung VI&supmin; an die QI1- und QI2-Basen gelangt. Die Transistoren QI1 und QI3 arbeiten als herkömmliches Differenzpaar parallel zu den Transistoren QI2 und QI4, die ebenfalls als herkömmliches Differenzpaar arbeiten. Die nichtinvertierenden Hauptausgänge (SM1) und weiteren Ausgänge (SM2) der Stufe AI werden an den QI1- bzw. QI2-Kollektoren aufgenommen. Die Signale SM1 und SM2 sind nichtinvertiert.
Die Zwischenstufe AM wird mit npn-Zwischentransistoren QM1 und QM2, die Stromquellen IM1 und IM2 und mit einer Spannungsquelle BM1 in der dargestellten Verbindung gebildet. Das Signal VM gelangt an die QM1-Basis, während die Spannungsquelle BM1 eine Bezugsspannung an die QM2-Basis liefert. Die Transistoren QM1 und QM2 arbeiten als herkömmliches Differenzpaar. Der nichtinvertierende AM-Ausgang wird am QM2-Kollektor aufgenommen.
Die Ausgangsstufe A&sub0; besteht aus einem npn-Ausgangstransistor Q01, einer Stromquelle IO1 und einer möglichen Spannungsquelle BO1 in dargestellter Anordnung. Das Signal VN gelangt an die Basis des Transistors QO1, dessen Kollektor mit dem Knotenpunkt O&submin; am invertierenden A&sub0;-Ausgang verbunden ist. Der Transistor QO1 arbeitet als Umkehrstufe. Der Knotenpunkt O&sbplus; ist mit der VEE-Speisung verbunden. Daher ist die Anordnung in Fig. 9 ein Ausführungsbeispiel des oben beschriebenen Verstärkers (1).
In Fig. 10a ist ein Beispiel dargestellt, wie die Eingangsstufe AI nach Fig. 9 geändert werden könnte. Die Elemente QI4 und I14 sind in Fig. 10a weggelassen. Die QII-QI3-Emitter sind jetzt alle mit der Stromquelle I13 verbunden, so daß die Transistoren QIL - QI3 zusammen auf verschiedene Weise arbeiten.
Die Elemente QI3 und II3 können in Fig. 10a ebenfalls weggelassen werden. Die QI1- und QI2-Emitter werden dann direkt mit der VEE-Speisung verbunden. Nur die Spannung VI&supmin; kann als Eingangssignal der Stufe AI zugeführt werden. Die Signale SM1 und SM2 werden dann invertierte Signale.
In Fig. 10b ist ein Beispiel veranschaulicht, auf welche Weise die Zwischenstufe AM nach Fig. 9 änderbar ist. Die Elemente QM2, IM1, 1M2 und BM1 sind in Fig. 10b ausgelassen und durch pnp-Transistoren QM3 und QM4 und eine mögliche Spannungsquelle BM2 nach dargestellter Anordnung ersetzt. Der Transistor QM1 arbeitet jetzt als Umkehrstufe. Die Transistoren QM3 und QM4 arbeiten als Stromspiegel, der eine Neuinvertierung durchführt. Der nichtinvertierende AM-Ausgang wird jetzt beim QM4-Emitter aufgenommen.
In Fig. 11 ist eine weitere Bipolarimplementation des Verstärkers nach Fig. 7 dargestellt. Die Stufen AI und AM nach Fig. 11 sind dieselben wie in Fig. 10a und 10b. Wiederum kann die Stufe AI weiter auf die anhand der Fig. 10a beschriebene Weise vereinfacht werden.
Die Stufe A&sub0; in Fig. 11 wird mit dem Transistor QO1 und einer Stromquelle IO2 in dargestellter Verbindung gebildet. Das Signal VN gelangt wieder an die Basis des Transistors QO1. Jedoch ist jetzt sein Emitter mit dem Knotenpunkt O&sbplus; am nichtinvertierenden A&sub0;-Ausgang verbunden. Der Transistsor QO1 arbeitet hier als Spannungsfolger. Der Knotenpunkt O&submin; ist mit der VCC-Speisung verbunden. Hierdurch ist die Implementierung nach Fig. 11 ein Beispiel des Verstärkers (2).
Es kann zwischen dem Knotenpunkt O&submin; und der VCC-Speisung in der Stufe A&sub0; nach Fig. 11 eine Stromquelle eingeschaltet werden. Die Stufe A&sub0; liefert dann die Spannung VO- aus dem invertierenden Ausgang am Knotenpunkt O&submin;. In dieser Abwandlung ist die Implementierung nach Fig. 11 jetzt ein Beispiel des Verstärkers (3).
In Fig. 12 ist ein weiteres Bipolarausführungsbeispiel des vorliegenden Verstärkers dargestellt. Die Stufe AI besteht jetzt aus npn-Transistoren QI5 und QI6, pnp-Transistoren QI7 und QI8, npn-Transistoren QI9 und QI8, den Stromquellen II5, II6 und II7 und den Spannungsquellen BI1 und BI2 nach obiger Anordnung. Die Spannungen VI&supmin; und VI&spplus; gelangen an die Basen der Transistoren QI5 bzw. QI6, die als Differenzpaar arbeiten. Die Transistoren QI7 - QI10 versorgen eine Spannungspegelverschiebung zusätzlich zum Entkoppeln der zwei AI-Ausgänge. Der AI-Hauptausgang befindet sich an der Verbindung der QI7- und QI9-Kollektoren. Der weitere AI-Ausgang befindet sich am Verbindungspunkt der QI8- und QI10-Kollektoren.
Die Stufe AM in Fig. 12 wird einfach mit einem pnp-Transistor QM5 gebildet, dessen Basis das Signal VM empfängt. Der nichtinvertierende AM-Ausgang befindet sich beim QM5-Emiter. Der Transistor QM5 arbeitet als Spannungsfolger.
Die Stufe A&sub0; in Fig. 12 besteht aus einem pnp-Transistor QO2 und einer Stromquelle 103 entsprechend der Darstellung. Das Signal VN gelangt an die Basis des Transistors QO2, dessen Kollektor mit dem Knotenpunkt O&submin; am invertierenden A&sub0;- Ausgang verbunden ist. Der Transistor QO2 arbeitet als Umkehrstufe. Der Knotenpunkt O+ ist mit der VCC-Speisung verbunden. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 12 ist also ein weiteres Beispiel des Verstärkers (1).
Jeder Bipolartransistor in der Stufe AI nach Fig. 9, 10a, 11 oder 12 können durch ein Feldeffekttransistor ("FET") vom Isolierschicht- oder vom Sperrschichttyp ersetzt werden. Gleiche Ersatzmöglichkeiten gibt es für viele der anderen Bipolartransistoren in den Stufen AM und AO nach Fig. 9, 10b, 11 oder 12. Allgemeiner gesagt, kann jeder derartiger Transistor in der Bestückung mit einer ersten Durchflußelektrode, einer zwweiten Durchflußelektrode und einer Steuerelektrode für Stromdurchflußsteuerung zwischen den Durchflußelektroden dargestellt werden. Bei einem Bipolartransistor sind sein Emitter, Kollektor bzw. seine Basis die ersten, zweiten und Steuerelektroden. Diese Elemente sind die Source, die Drain, und das Gatter für einen FET.
In Fig. 13 ist eine Erweiterung des Verstärkers nach Fig. 7 dargestellt. Diese Erweiterung umfaßt die Bauteile AI, AM, AO, C1 und C2 in der oben beschriebenen Verbindung mit der Ausnahme, daß die invertierenden AM- und AO- Eingänge jetzt explizit mit einer Quelle einer Bezugsspannung VR verbunden sind. Nur die Inversionsspannung VO- wird als AO-Ausgangssignal geliefert.
Die Erweiterung umfaßt eine zusätzliche Ausgangsstufe AOA, die parallel zur Stufe AO auf komplementäre Weise arbeitet. Zu diesem Zweck verstärkt die Stufe AM das Signal VM bezüglich der Spannung VR zum Erzeugen eines zusätzlichen nichtinvertierten Ausgangssignals SNA an einem zusätzlichen im wesentlichen entkoppelten nichtinvertierenden Ausgang in Verbindung mit dem nichtinvertierenden AOA- Eingang. Auch verstärkt die Stufe AI das Verstärkereingangssignal zum Erzeugen eines zusätzlichen nichtinvertierten Ausgangssignals SM2A an einem zusätzlichen im wesentlichen entkoppelten nichtinvertierenden Ausgang. Der zusätzliche (SM2A) nichtinvertierende Ausgang der Stufe AI ist ebenfalls mit dem nichtinvertierenden AOA-Eingang verbunden, um einen getrennten Vorwärtssteuerweg durch den Verstärker zu bilden.
Die Stufe AOA verstärkt das Signal VNA an ihrem nichtinvertierenden Eingang bezüglich einer weiteren Bezugsspannung VRA an ihrem Inversionseingang zum Erzeugen einer invertierten Ausgangsspannung VOA- an einem invertierenden Ausgang in Verbindung mit dem Knotenpunkt O&submin;. Ein zusätzlicher Kondensator C1A ist zwischen dem nichtinvertierenden AOA-Eingang und dem Knotenpunkt O&submin; angeschlossen. Die Signale VO- und VOA- werden am Knotenpunkt O&submin; zum Erzeugen einer invertierten Spannung VOC- als das abschließende Ausgangssignal der Erweiterung kombiniert.
Der Wert des Kondensators C1A ist derart gewählt, daß die Verstärkung des Verstärkeranteus AM und AOA innerhalb der 9 dB/Oktav-Abfallstabilitätsregel fällt. Insbeonsere ist der C1 A-Wert viel größer als GMMA/4πfU, worin GMMA die Transkonduktanz der Stufe AM an ihrer zusätzlichen (SNA)-Ausgang ist. Zum Stabilisieren des Verstärkeranteils AI, AM und AOA und also der ganzen Anordnung beträgt der bevorzugte C1A-Wert GM12A/2πfU worin GMI2A die Transkonduktanz der Stufe AI an ihrem zusätzlichen (SM2A)-Ausgang ist. Die Kondensatoren C1 und C2 in der Erweiterung nach Fig. 13 haben vorzugsweise die oben für den Verstärker nach Fig. 7 gegebenen Werte.
In Fig. 14 ist eine andere Erweiterung des Verstärkers nach Fig. 7 dargestellt. Die Erweiterung nach Fig. 14 enthält ebenfalls die Bauteile AI, AM, AO, C1 und C2 in der oben beschriebenen Verbindung mit der Ausnahme, daß der invertierende A&sub0;-Eingang mit der VR-Quelle verbunden ist. Wiederum liefert die Stufe A nur die Inversionsspannung V&sub0; als Ausgangssignal. Auch der invertierende AM- Eingang ist auf die nachstehend beschriebene Weise verbunden.
Die Erweiterung nach Fig. 14 enthält eine zusätzliche Ausgangsstufe AOB, die parallel zur Stufe AO in einer Gegentaktweise arbeitet. Zur Durchführung dieser Aufgabe verstärkt die Stufe AI das Verstärkereingangssignal VI zum Erzeugen der Haupt- und weiteren invertierten Ausgangssignale SM1B und SM2B an den Haupt- und weiteren im wesentlichen entkoppelten Inversionsausgängen. Der invertierende (SM1B)-Hauptausgang der Stufe AI ist mit dem invertierenden AM-Eingang verbunden. Die Stufe AM verstärkt das Signal VM bezüglich des Signals VMB an ihrem Inversionseingang zum Erzeugen eines invertierten Ausgangssignals SNB an einem Inversionsausgang in Verbindung mit dem invertierenden AOB-Eingang. Der weitere (SM2B) Inversionsausgang der Stufe AI ist ebenfalls mit einem invertierenden AOB-Eingang zum Vorbereiten eines getrennten Vorwärtssteuerweges verbunden.
Die Stufe AOB verstärkt das Signal an ihrem nichtinvertierenden Eingang bezüglich das Signal VNB an ihrem Inversionseingang zum Erzeugen einer invertierten Ausgangsspannung VOB- an einem Inversionsausgang in Verbindung mit dem Knotenpunkt O&submin;. Das Signal VOB ist nichtinvertiert bezüglich des Signals VNB. Der nichtinvertierende AOB-Eingang ist normalerweise ebenfalls mit dem Knotenpunkt O&submin; ver bunden. Die Signale VO- und VOB- werden am Knotenpunkt O&submin; zum Erzeugen der invertierten Spannung VOC- als endgültiges Ausgangssignal des Verstärkers kombiniert.
Die Stufe AOB hat einen nichtinvertierenden Ausgang, der über einen zusätzlichen Knotenpunkt OB mit einer Quelle einer zusätzlichen Bezugsspannung VRB verbunden ist. Ein Zusatzkondensator C1B ist zwischen dem invertierenden AOB- Eingang und Knotenpunkt OB angeschlossen. Der Kondensator C1B wird mit einem derartigen Wert gewählt, daß die Verstärkung des Verstärkeranteils AM und AOB gut in dem Stabilitätskriterium paßt. Ein Zusatzkondensator C2B ist zwischen dem invertierenden AM-Eingang und dem Knotenpunkt OB angeschlossen. Die Werte der Kondensatoren C1B und C2B werden gewählt zum Erhalten einer Verstärkung der Kombination AI, AM und AOB, daß sie die Stabilitätsregel erfüllt. Insbesondere haben die Kondensatoren C1B und C2B vorzugsweise Werte analog den bevorzugten C1- bzw. C2-Werten nach der Angabe weiter unten.
Die Grundsätze der vorliegenden Erfindung können auf Verstärker mit vier oder mehreren kaskadengeschalteten Stufen erweitert werden. Ebenso kann die Stufe AI aus zwei oder mehreren kapazitiv verschachtelten Unterstufen bestehen, die erfindungsgemäß Mehrfach-Vorwärtssteuerwege haben. In Fig. 15a ist ein Ausführungsbeispiel dargestellt, auf welche Weise die Erfindung sich auf diese Weise erweitern läßt.
Die Stufe AI in Fig. 15a enthält die Unterstufen AI1 und AI2, die je einen nichtinvertierenden Eingang, einen invertierenden Eingang und einen nichtinvertierenden Ausgang haben. Die nichtinvertierenden und die invertierenden Eingänge der Unterstufe AI1 werden mit den nichtinvertierenden bzw. invertierenden AI-Eingängen verbunden. Die Unterstufe AI1 verstärkt das Verstärkereingangssignal zum Erzeugen (a) eines nichtinvertierten Hauptausgangssignals SJ1 an einem nichtinvertierenden Hauptausgang und (b) erster und zweiter weiterer nichtinvertierter Ausgangssignale SJ2 und SJ3 an ersten bzw. zweiten weiteren nichtinvertierenden Ausgängen. Die drei AI1-Ausgänge werden voneinander im wesentlichen entkoppelt.
Der nichtinvertierende (SJ1) Hauptausgang der Unterstufe AI1 ist mit dem nichtinvertierenden AL&sub2;-Eingang verbunden. Die Unterstufe AI2 verstärkt das Signal VJ an ihrem nichtinvertierenden Eingang bezüglich des Signals an ihrem invertierenden Eingang zum Erzeugen von Hauptausgangssignalen und weiteren nichtinvertierten Ausgangssignalen SK1 und SK2 an nichtinvertierenden im wesentlichen entkoppelten Haupt- und weiteren Ausgängen. Der erste nichtinvertierende weitere (SJ2)-Ausgang der Unterstufe AI1und der nichtinvertierende (SK1) Hauptausgang der Unterstufe AI2sind beide mit dem nichtinvertierenden (SM1) Hauptausgang der Stufe AI verbunden. Der zweite weitere nichtinvertierende (SJ3) Ausgang der Unterstufe AI1 und der weitere nichtinvertierende (SM2) Ausgang der Unterstufe AI2 werden beide mit dem weiteren nichtinvertierenden (SM2) Ausgang der Stufe AI verbunden. Die weiteren (SJ2, SJ3 und SK2) Ausgangsverbindungen erzeugen alle getrennte Vorwärtssteuerwege.
Wenn die Erfindung auf vorgenannte Weise erweitert wird, wird der Wert des Kondensators von C2 derart gewählt, daß die Verstärkung des Verstärkeranteils AI2, AM und AO gut die Stabilitätsregel erfüllt. Ein Kondensator C3 ist zwischen dem nichtinvertierenden AI2-Eingang und dem Knotenpunkt O&submin; angeschlossen. Die Kondensatoren C1, C2 und C3 werden mit derartigen Werten gewählt, daß die Verstärkung des ganzen Verstärkers das Stabilitätskriterium erfüllt. Verstärkungsproduktfrequenz fU für diese Vierstufen-Anordnung ist normalerweise gleich fU für den erfindungsgemäßen Dreistufenverstärker. Daher ergibt die Verwendung des Kondensators C3 keinen Verlust im Frequenzbereich.
In Fig. 15a sind die invertierenden AI&sub2;, AM und AO Eingänge alle mit dem Knotenpunkt O&sbplus; verbunden. Dabei ist die Anordnung ein Beispiel des Verstärkers (3).
Ein einziger Weg der drei zusätzlichen Vorwärtssteuerwege in der Stufe AI kann ausgelassen werden. In Fig. 15b ist ein Beispiel nach Fig. 15a dargestellt, in dem der SJ3-Vorwärtssteuerweg fehlt. Ebenso kann der SJ20- oder der SK2-Vorwärtssteuerweg aus der Stufe AI ausgelassen werden.
Während die Erfindung anhand besonderer Ausführungsbeispiele beschrieben wird, sei bemerkt, daß diese Beschreibung lediglich zur Veranschaulichung und nicht zum Begrenzen des Rahmens der beanspruchten Erfindung dient. Beispielsweise können Widerstände mit den Ausgleichskondensatoren in Reihe geschaltet werden.
Umkehrstufen können in Teile der Signalwege derart eingeschaltet werden, daß das Verstärkungs/Frequenz-Gesamtverhalten nicht wesentlich beeinflußt wird. Beispielsweise können Niederverstärkungsumkehrstufen in alle SM1-, VM- und C2-Signalewege ohne wesentliche Beeinflussung der Verstärkerleistung eingeschaltet werden. Verschiedene Abwandlungen und Anwendungsmöglichkeiten sind dem Fachmann bekannt, ohne aus dem Rahmen und dem Gedanken der Erfindung entsprechend der angehängten Ansprüche herauszutreten.

Claims

1. Verstärker mit folgenden Elementen:

einem Eingangsmittel (AI), das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang zum Erzeugen eines Hauptausgangssignals an einem Hauptausgang des Mittels ankommt,

einem Zwischenmittel (AM), das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, das mit dem Hauptausgang des Eingangsmittels (AI) gekoppelt ist, an einem Ausgang des Mittels ein nichtinvertiertes Ausgangssignal zu erzeugen,

einem Ausgangsmittel (AO), das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, das mit dem Ausgang des Zwischenmittels (AM) zum Erzeugen eines Ausgangssignals an einem Ausgang des Mittels gekoppelt ist,

einem ersten Kondensator (C1), der zwischen dem Eingang des Ausgangsmittels (AO) und einem Knotenpunkt gekoppelt ist, der (a) mit dem Ausgang des Ausgangsmittels gekoppelt ist, wenn sein Ausgangssignal invertiert wird, oder (b) mit einer Quelle einer Bezugsspannung gekoppelt ist, wenn das Ausgangssignal des Ausgangsmittels nichtinvertiert ist, und

mit einem zweiten Kondensator (C2), der zwischen dem Eingang des Zwischenmittels (AM) und dem Knotenpunkt gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsmittel (AI) ebenfalls sein Eingangssignal verstärkt, um ein weiteres Ausgangssignal an einem weiteren Ausgang zu erzeugen, der mit dem Eingang des Ausgangsmittels (A&sub0;) gekoppelt ist, wobei die zwei Ausgangssignale des Eingangsmittels dieselbe Polarität haben und im wesentlichen voneinander elektronisch entkoppelt sind.

2. Verstärker nach Anspruch 1, in dem die zwei Ausgänge des Eingangsmittels (AI) direkt mit dem Eingang des Ausgangsmittels gekoppelt sind.

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, in dem die Vorwärtsverstärkung des Verstärkers um nicht mehr als 9 dB/Oktave auf seine Verstärkungsproduktfrequenz abfällt.

4. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, in dem das Ausgangssignal des Ausgangsmittels (A&sub0;) invertiert ist, und das Ausgangsmittel ebenfalls sein Eingangssignal verstärkt, um ein nichtinvertiertes Ausgangssignal an einem weiteren Ausgang zu erzeugen.

5. Verstärker nach Anspruch 4, in dem das Eingangssignal dem Ausgangsmittel (AO) zwischen seinem Eingang und einem anderen Eingang zugeführt wird, der mit dem weiteren Ausgang des Ausgangsmittels gekoppelt ist.

6. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, in dem das Ausgangssignal des Ausgangsmittels (A&sub0;) nicht invertiert ist, und das Eingangssignal nach dem Ausgangsmittel zwischen seinem Eingang und einem anderen mit dem Ausgang des Ausgangsmittels gekoppelten Eingang angelegt wird.

7. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, in dem das Eingangsmittel folgende Elemente enthält:

Erste und zweite Transistoren (QI1, QI2) mit je einer ersten Durchflußelektrode, einer zweiten Durchflußelektrode und einer Steuerelektrode zum Steuern des Stromflusses zwischen den Durchflußelektroden, wobei die Steuerelektroden auf das Eingangssignal an das Eingangsmittel ansprechen, die zweiten Elektroden der ersten bzw. zweiten Transistoren mit den Hauptausgängen und weiteren Ausgängen des Eingangsmittels (AI) gekoppelt sind, und

erste und zweite Stromversorgungen (II1, II2) mit dem Hauptausgang und mit weiteren Ausgängen des Eingangsmittels gekoppelt sind.

8. Verstärker nach Anspruch 7, worin das Eingangsmittel weitere Elemente enthält:

einen dritten Transistor (QI3) mit einer ersten Durchflußelektrode, einer zweiten Durchflußelektrode und einer Steuerelektrode zum Steuern des Stromflusses zwischen den Durchflußelektroden dieses Transistors, wobei die Steuerelektrode des dritten Transistors mit dem Eingang des Eingangsmittels (AI) gekoppelt ist, die Steuerelektroden der ersten und zweiten Transistoren (QI1, QI2) mit einem anderen Eingang des Eingangsmittels derart gekoppelt sind, daß sein Eingangssignal zwischen seinen Eingängen differential zugeführt wird, und

eine dritte Stromversorgung (II3) gekoppelt mit den ersten Elektroden der drei Transistoren.

9. Verstärker nach Anspruch 7, worin das Eingangsmittel außerdem folgende Elemente enthält:

Dritte und vierte Transistoren (QI3, QI4) mit je einer ersten Durchflußelektrode, einer zweiten Durchflußelektrode und einer Steuerelektrode zum Steuern des Stromflusses zwischen den Durchflußelektroden dieses Transistors, wobei die Steuerelektroden der dritten und vierten Transistoren mit dem Eingang des Eingangsmittels (AI) gekoppelt sind, die Steuerelektroden der ersten und zweiten Transistoren mit einem anderen Eingang des Eingangsmittels derart gekoppelt sind, daß sein Eingangssignal zwischen seinen Eingängen differentiell angelegt wird,

eine dritte Stromversorgung (II3) gekoppelt mit den ersten Elektroden der ersten und dritten Transistoren, und

eine vierte Stromversorgung (II4) gekoppelt mit den ersten Elektroden der zweiten und vierten Transistoren.

10. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, worin das Eingangsmittel (AI) folgende Mittel enthält:

ein erstes Untermittel (AI1), das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, der mit dem Eingang des Eingangsmittels zum Erzeugen eines Hauptausgangssignals an einem Hauptausgang gekoppelt ist,

ein zweites Untermittel (AI2), das ein Eingangssignal verstärkt, das wenigstens teilweise an einem Eingang ankommt, der mit dem Hauptausgang des ersten Untermittels (AI1) zum Erzeugen eines nichtinvertierten Hauptausgangssignals an einem Hauptausgang gekoppelt ist, der mit dem Hauptausgang des Eingangsmittels gekoppelt ist, und

einen dritten Kondensator (C3), der zwischen dem Eingang des zweiten Untermittels (AI2) und dem Knotenpunkt gekoppelt ist, wobei das Eingangsmittel zur Ausführung wenigstens zwei der folgenden drei Aufgaben ausgelegt ist: (1) Das erste Untermittel verstärkt ebenfalls sein Eingangssignal zum Erzeugen eines weiteren Ausgangssignals an einem weiteren Ausgang, der mit dem Hauptausgang des Eingangsmittels gekoppelt ist, (2) das erste Untermittel verstärkt ebenfalls sein Eingangssignal zum Erzeugen eines weiteren Ausgangssignals an einem weiteren Ausgang, der mit dem weiteren Ausgang des Eingangsmittels gekoppelt ist, und (3) das zweite Untermittel verstärkt ebenfalls sein Eingangssignal zum Erzeugen eines weiteren nichtinvertierten Ausgangssignals an einem weiteren Ausgang, der mit dem weiteren Ausgang des Eingangsmittels gekoppelt ist, wobei jedes weitere Ausgangssignal des ersten Untermittels dieselbe Polarität hat wie sein Hauptausgangssignal, und jeder Ausgang jedes Untermittels im wesentlichen von jedem anderen Ausgang dieses Untermittels elektronisch entkoppelt ist.