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Die vorliegende Erfindung betrifft Empfänger für
Funkübertragungssysteme, und insbesondere solche Systeme, die mit
Raumdiversity arbeiten, um die Folgewirkungen der durch die
Ausbreitung über Vielfachübertragungswege herbeigeführten
Verzerrung zu begrenzen.
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Eine Beschreibung eines Empfängers dieses Typs findet
sich in dem Aufsatz "Auto-adaptivité dans les faisceaux
hertziens numériques", von O. Toutan und O. de Luca,
veröffentlicht in der Zeitschrift "L'Onde Electrique", März 1986,
Bd. 6, Nr. 2. Es wird dort darauf hingewiesen, daß das von
einer Antenne empfangene Signal als die Summe dreier Signale
angesehen werden kann, nämlich einem direkten Signal und zwei
verzögerten Signalen, und daß in Bezug auf die Kombination
dieser Signale die Transferfunktion des Ausbreitungsmilieus
insbesondere einen Term enthält, der auf die Frequenz des
Signals anspricht und für die Verzerrungen des empfangenen
Signals verantwortlich ist.
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Es wird daher in diesem Aufsatz vorgeschlagen, die
(zusammengesetzten) Signale zu kombinieren, die von zwei in
einem senkrechten Abstand angeordneten Antennen ausgesandt
werden, die (individuelle) Signale empfangen, die das gleiche
Übertragungsmilieu durchquert und gleich große Verzögerungen
erfahren haben, deren relative Phasen aber verschieden sind.
Ein Diversitykombinator bildet die Summe der von den beiden
Antennen empfangenen Signale, indem er eine Korrektur ihrer
relativen Phase und eine Justierung ihrer jeweiligen
Amplituden bewirkt. Die Phasenkorrektur erfolgt durch einen
einstellbaren Phasenschieber, der im Übertragungsweg eines Signals
angeordnet ist, während die Justierung der Amplituden durch
ein einstellbares Dämpfungsglied geschieht, das im
Übertragungsweg beider Signale angeordnet ist. Eine
Diversitysteuereinrichtung mit Mikroprozessor steuert die Phasenkorrektur und
die Justierung der Pegel, derart, daß der erwähnte
Verzerrungsterm
beseitigt oder wenigstens stark reduziert wird.
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Die in dem zitierten Aufsatz beschriebene
Ausführungsform betrifft den Fall eines Überlagerungsempfängers, der
einen Zwischenfrequenzverstärker mit automatischer
Verstärkungssteuerung (CAG) und eine Signalanalyseeinheit umfaßt, die
drei Sensoren aufweist, die je ein Schmalbandfilter enthalten,
das die Abschätzung des Signalpegels jeweils in der Mitte und
in der Nähe der Ränder des empfangenen Spektrums ermöglicht.
Die Diversitysteuereinrichtung arbeitet gemäß zweier
Betriebsweisen, die alternativ entsprechend dem Leistungspegel des
Zwischenfrequenznutzsignals angewandt werden. Wenn der Pegel
der Empfangsleistung genügend hoch ist, erfolgt die Suche nach
dem Verzerrungsminimum. Die Pegel der Sensoren werden
kombiniert, um an den Prozessor einen Verzerrungswert zu liefern,
der abwechselnd auf die Einstellung des Phasenschiebers und
der beiden Dämpfungsglieder in einem Sinne einwirkt, daß
jedesmal die Verzerrung reduziert wird, und zwar so lange, bis
die kleinste Verzerrung erreicht ist.
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Wenn die Leistung des Nutzsignals einen bestimmten
Pegel unterschreitet, wird das Signal der automatischen
Verstärkungssteuerung des Verstärkers CAG an den Prozessor
geliefert, der dann auf die Einstellungen des Phasenschiebers und
der Dämpfungsglieder einwirkt, um das CAG-Signal soweit wie
möglich zu verringern, d.h., die Leistung des Nutzsignals auf
den höchsten Wert zu bringen. Die Umschaltung von einer
Betriebsweise auf die andere erfolgt abrupt, wenn die
Bedingungen vorliegen, die die Umschaltung bestimmen.
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Darüber hinaus erwähnt dieser Aufsatz auch, daß man
zur Bekämpfung der auf der Ausbreitung über
Vielfachübertragungswege beruhenden Verzerrung einen selbstanpassenden
Zeitegalisierer verwenden kann. Im Falle des beschriebenen
Beispiels arbeitet dieser Egalisierer bei Zwischenfrequenz und
auf der Basis von Signalen, die dem Basisband entnommen und
von Rechenschaltungen verarbeitet werden, welche die
Koeffizienten für ein Transversalkorrekturfilter liefern. Die
Verwendung
eines solchen Egalisierers ist für
Übertragungsweglängen oberhalb von 15 km, d.h., praktisch in den meisten Fällen,
vorgesehen (insbesondere mit einer Rate von 140 Mb/s bei
Quadraturamplitudenmodulation QAM).
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Die vorliegende Erfindung zielt also bei Empfängern
für Funkübertragungssysteme mit Raumdiversity, die einen
Diversitykombinator und eine Diversitysteuereinrichtung sowie
einen selbstanpassenden Egalisierer in der Empfangskette
aufweist, darauf ab, die Diversitysteuereinrichtung zu
vereinfachen und zu verallgemeinern.
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Gemäß einem ersten Merkmal der Erfindung enthält die
Diversitysteuereinrichtung eine Rechenvorrichtung, die die
Koeffizienten des selbstanpassenden Egalisierers der
Empfangskette aufgreift und einen Verzerrungswert ausgehend von diesen
Koeffizienten bildet, um damit den Diversitykombinator zu
steuern.
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Solche Vorrichtungen ersetzen mit Vorteil die oben
erwähnten, relativ teuren Sensoren.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung summiert
die Rechenvorrichtung von diesen Koeffizienten abgeleitete
Absolutwerte.
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Vorzugsweise können diese abgeleiteten Absolutwerte
einen Gewichtungsfaktor enthalten. In einer besonders
einfachen Ausführungsform werden nur die Absolutwerte von wenigen
Koeffizienten einfach addiert.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird bei
einer Empfangskette, die einen Verstärker mit automatischer
Verstärkungssteuerung (CAG) enthält, der Verzerrungswert einem
Leistungsmangelwert hinzuaddiert, der von dem CAG-Signal
abgeleitet wird, um eine einzige Steuergröße zu liefern, die zur
Steuerung des Diversitykombinators dient.
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Diese Maßnahmen erlauben die Steuerung des
Diversitykombinators sowohl im Modus der Verzerrungsminimierung als
auch im Modus der Leistungsmaximierung, jedoch ohne abrupt von
einem Modus zum anderen überzuwechseln. Diese Maßnahmen, sowie
die folgenden Merkmale sind insbesondere Gegenstand einer
verwandten europäischen Patentanmeldung, die am 20.9.1989
unter der Nummer EP-A-0 333 167 veröffentlicht wurde.
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Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung wird der
Leistungsmangelwert aus dem Absolutwert der Differenz zwischen
einem nominalen Leistungswert und der Empfangsleistung
abgeleitet, die ihrerseits vom CAG-Steuersignal abgeleitet ist,
wobei die Differenz durch die Nominalleistung dividiert wird.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird der
Absolutwert mit einem Exponenten m ≥ 1 potenziert, um den
Leistungsmangelwert zu liefern.
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Diese Maßnahmen bewirken die Änderung der Eigenschaft
des Leistungsmangelsignals in der Weise, daß bei ausreichender
Leistung der Verzerrungswert stark vorherrscht und der
Diversitykombinator im wesentlichen im Modus der
Verzerrungsminimierung arbeitet, während bei unzureichender Leistung der
Leistungsmangelwert vorherrscht.
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Gemäß einem weiteren bevorzugten Merkmal der Erfindung
werden die oben definierten Maßnahmen in einem Empfänger mit
Direktdemodulation angewandt, wobei der Diversitykombinator im
Mikrowellenbereich vorgesehen ist, während der CAG-Verstärker
und der selbstanpassende Egalisierer in das Basisband
eingeschaltet sind.
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Man erhält so einen besonders einfachen
Raumdiversityempfänger.
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Die verschiedenen Ziele, Merkmale und Vorteile der
Erfindung werden in der nachfolgenden Beschreibung eines
Ausführungsbeispiels näher erläutert, das durch die beigefügten
Figuren veranschaulicht wird.
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Fig. 1 zeigt das allgemeine Schaltbild eines
Empfängers eines Funkübertragungssytems, das eine
Diversitysteuereinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung enthält;
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Fig. 2 zeigt Kurven, die das Leistungsmangelsignal in
Abhängigkeit von der empfangenen Leistung darstellen;
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Fig. 3 zeigt ein Betriebsablaufdiagramm einer
Diversitysteuereinrichtung
gemäß der vorliegenden Erfindung; und
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Fig. 4 zeigt Kurven, die die Empfangsleistung in
Abhängigkeit vom Frequenzabstand der selektiven
Schwunderscheinungen für verschiedene Betriebsmodi einer
Diversitysteuereinrichtung veranschaulichen.
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Das Diagramm der Fig. 1 zeigt ein Anwendungsbeispiel
der Erfindung bei einem Empfänger mit direkter Demodulation.
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Zunächst soll ein vollständiger, normaler
Empfangskanal ohne Raumdiversity beschrieben werden.
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Ein Eingangssignal se, das von einer normalen
Empfangsantenne herkommt, wird in einem Vorverstärker 1
verstärkt, der dann ein verstärktes Signal sa liefert, das bei
fehlender Raumdiversity ein Signal sc ergibt, das an einen
ersten Mischer 2 angelegt wird, der außerdem eine Frequenz-
und Phasenbezugswelle re empfängt, die von einem
Bezugsoszillator 3 geliefert wird. Das vom Mischer 2 ausgegebene Signal
wird an einen Verstärker mit automatischer
Verstärkungssteuerung 4 angelegt, für den die CAG-Schleife symbolisch
dargestellt ist, die das die Empfangsleistung darstellende Signal
ca liefert. Auf den Verstärker folgt ein Tiefpaßfilter 5, das
nur das Basisbandsignal bb durchläßt.
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Im allgemeinen Falle eines Übertragungssystems mit
mehreren Phasenzuständen liefern entsprechende Elemente 2', 4'
und 5' weitere Signale im Basisband bb'.
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Das oder die Basisbandsignale werden von einem
selbstanpassenden Zeitegalisierer 6 verarbeitet, der einen
Egalisierer EG (Transversalfilter), eine Wiederauffrischungsschaltung
RG und eine Phasenabschätzschaltung EG enthält, deren Ausgang
das übertragene Signal st liefert und ein Signal zur
Phasenverriegelung des Oszillators 3. In der
Wiederauffrischungsschaltung RG liefert eine Koeffizientenberechnungsschaltung CC
Koeffizienten cf, die den Zeitegalisierer EG steuern. Der
gesamte Egalisierer 6 entspricht dem im vorerwähnten Aufsatz
beschriebenen Egalisierer, wenngleich er im Basisband und
nicht mit Zwischenfrequenz arbeitet.
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Insgesamt weist der beschriebene Empfänger eine
klassische Struktur auf. Das vom Verstärker 1 vorverstärkte
Mikrowellensignal wird an Mischer 2, 2' angelegt, die je mit einer
Bezugswelle gleicher Frequenz wie der des Empfangssignals und
einer besonderen Phase gespeist werden. Wenn Phasendeckung
vorhanden ist, enthält das Ausgangssignal des Mischers eine
vom Tiefpaßfilter 5, 5' gelieferte Gleichkomponente und ergibt
ein Basisbandsignal, das dem Vorhandensein eines
entsprechenden Phasenzustandes im Empfangssignal entspricht. Die Form
dieses Signals wird vor der Wiederauffrischung, die wieder zu
einem digitalen Signal führt, durch den Egalisierer
korrigiert. Die auf die statistischen Merkmale des Signals
gestützte Beobachtung der Signale in der Wiederauffrischungstufe RG
ermöglicht die Erzeugung digitaler Werte, die direkt vom
Egalisierer verwertbare Koeffizienten bilden.
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Der Zeitegalisierer 6 zielt darauf ab, in gleicher
Weise für jeden Phasenzustand die Kennlinie des
Übertragungskanals in Abhängigkeit vom Empfangssignal der Antenne zu
korrigieren. Wenn jedoch das Signal zu sehr verformt oder zu
schwach ist, reicht eine solche Egalisierung nicht mehr aus.
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Die bekannte Lösung besteht in der Verwendung einer
Raumdiversity mit Hilfe einer im Abstand zur ersten Antenne
angeordneten zweiten Antenne (in anderer Höhe auf dem gleichen
Turm montiert) und eines Diversitykombinators, der in Fig. 1
mit CD bezeichnet ist. Er enthält einen Verstärker 1'
entsprechend dem Verstärker 1, ein steuerbares Dämpfungsglied 8 im
Übertragungsweg des bereits beschriebenen normalen Kanals, ein
steuerbares Dämpfungsglied 8' ähnlich dem Dämpfungsglied 8,
jedoch in den Übertragungsweg des Diversitykanals eingefügt,
einen steuerbaren Phasenschieber 9' im Übertragungsweg des
Diversitykanals, und einen Addierer 10, der die von den beiden
Kanälen gelieferten Signale empfängt und kombiniert, um das
bereits erwähnte Signal sc zu liefern. Wie in dem zitierten
Aufsatz beschrieben, kann mittels einer passenden Einstellung
der Dämpfungsglieder und des Phasenschiebers die im Addierer
10 durchgeführte Summierung der Signale der beiden Kanäle ein
Kombinationssignal sc solcher Art ergeben, daß die
Verzerrungen, die von den von den beiden Antennen empfangenen
verzögerten Funksignalen verursacht werden, eliminiert werden. Dieser
Ablauf stellt den Modus der Verzerrungsminimierung dar. Wenn
die empfangene Leistung gering ist, ist es möglich, die von
den direkten Funkstrahlen gelieferten Signale phasenmäßig zu
kombinieren. Dies stellt dann den Modus der
Leistungsmaximierung dar.
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Die beiden Dämpfungsglieder und der Phasenschieber des
Diversitykombinators werden von einer
Diversitysteuereinrichtung 7 gesteuert, an die auch die Signale ca und cf
übermittelt werden.
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Wie bekannt, stellt das Signale ca den Pegel des an
den Eingang des Verstärkers 4 angelegten Signals dar. Gemäß
einem Merkmal der Erfindung wird aus dieser Amplitude durch
Anwenden der Formel
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G = K (Pr - Pn)/Pn m
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ein Leistungsmangelwert G hergeleitet, wobei Pr die
unmittelbar aus dem Signal ca abgeleitete Empfangsleistung, Pn die
Nominalleistung und K eine Maßstabskonstante darstellt. Der
Wert m ist ein Exponent, dessen Wert gemäß einem weiteren
Merkmal der Erfindung gleich 1 oder größer als 1 ist.
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Die Berechnung des obigen Ausdrucks erfolgt in der
Diversitysteuereinrichtung 7, vorzugsweise in Digitalform,
nach der Analog-Digital-Umsetzung der Amplitude des Signals
ca.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung liefern die
Koeffizienten des selbstanpassenden Zeitegalisierers 6 die für
die Verzerrung des Übertragungskanals repräsentative
Information.
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Bei einem klassischen Egalisierer haben diese
Koeffizienten, wenn das Signal verzerrungsfrei ist, den Wert null,
bis auf den zentralen Koeffizienten. Die Koeffizienten sind im
übrigen positive und negative Werte, die in Imaginärform
geliefert werden.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung wird ein
Verzerrungswert durch Anwendung der folgenden Formel
berechnet:
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Darin stellen ai und bi jeweils die Real- und Imaginärteile
des i-ten Koeffizienten des selbstanpassenden Egalisierers
dar, der N nachfolgende Koeffizienten und L vorausgehende
Koeffizienten aufweist, wobei sich die Summe auf die
Absolutwerte dieser Koeffizienten erstreckt, die jeweils durch einen
Wichtungsfaktor u bzw. v relativiert werden. Bestimmte
Wichtungsfaktoren können im übrigen null sein, was die Anzahl der
in die obige Summe einzubeziehenden Glieder begrenzt. Andere
Faktoren können den Wert 1 besitzen. Bei einer besonders
einfachen Ausführungsform werden die Absolutwerte von zwei oder
drei Koeffizienten einfach addiert.
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Man erhält auf diese Weise einen einzigen Wert F, der
ein Maß für die Verzerrung des empfangenen Signals darstellt.
Vorteilhafterweise wird die Rechnung in digitaler Form in der
Diversitysteuereinrichtung 7 anhand der Digitalwerte der
Koeffizienten durchgeführt, die direkt von der Rechenschaltung CC
geliefert werden.
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Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung ermittelt
man schließlich die Summe:
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H = G + F
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wobei das Einstellprogramm des Diversitykombinators einzig auf
dieser Summe basiert.
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Wie erwähnt, enthält die Summe H bei ausreichendem
Empfangspegel hauptsächlich den Term F, der die Verzerrung
kennzeichnet, während sie, wenn der Pegel unzureichend ist,
hauptsächlich den Term G enthält, der den Leistungsmangel
kennzeichnet.
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Wie beschrieben, wird der Term G durch Potenzieren
eines auf den Leistungsmangel bezogenen Wertes (Pr - Pn)/Pn
mit dem Exponenten m erhalten. Die Wirkung dieser Steigerung
durch den Exponenten m ist in Fig. 2 dargestellt, die für
verschiedene Werte von m die Werte von G in Abhängigkeit von
der Empfangsleistung Pr wiedergibt, ausgedrückt in dBm. Wie
man sieht, baucht sich mit zunehmendem Wert von m die
Kennlinie von G aus, was die im vorhergehenden Absatz erwähnte
vorherrschende Wirkung von F oder G in der Summe H verstärkt.
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Wie noch näher beschrieben wird, erreicht man auf
diese Weise gemäß der Erfindung den unterbrechungslosen
Übergang von einem Betriebsmodus, der praktisch mit minimaler
Verzerrung arbeitet, nach einem Betriebsmodus, der praktisch
mit maximaler Leistung arbeitet.
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Die Verwendung des Wertes der Summe H zum Einstellen
des Diversitykombinators ist in Fig. 3 dargestellt, die, was
die Einstellung der Elemente des Kombinators anbetrifft, das
Ablaufdiagramm der von der Diversitysteuereinrichtung 7
durchgeführten Steueroperationen darstellt.
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Eine Marke u wird anfänglich auf den Wert +1 gesetzt.
Der Funktionsablauf beginnt also am Punkte A, beispielsweise
in periodischen Zeitabständen, und wickelt sich entlang der
Schleifen ab, die sämtlich zum Punkte A zurückkehren. Die
Dämpfungsglieder und der Phasenschieber weisen eine bestimmten
Einstellposition auf. Es handelt sich darum, diese Positionen
zu korrigieren, um die Summe H zu verringern und, wenn
möglich, auf null zu bringen. Das Prinzip des Ablaufdiagramms
wird durch die Einstellung des Phasenschiebers
veranschaulicht, die nunmehr beschrieben wird.
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In einer ersten Stufe wird die aus einer früheren
Einstellung hervorgegangene Summe H(k) mit 0 verglichen. Falls
die Summe null ist, ist die Einstellung des Kombinators
befriedigend. Es gibt nichts zu ändern. Man kehrt also ohne
irgendeinen Eingriff nach Punkt A zurück.
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Falls die Summe H von 0 verschieden ist, wird die
Einstellung des Phasenschiebers um einen Schritt geändert,
gemäß der Formel
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φ(k + 1) = φ(k) + udφ
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wobei die neue Einstellung φ(k + 1) die alte Einstellung φ(k)
vergrößert um einen Betrag dφ ist, da u gleich +1 ist.
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Anschließend wird mit einer gewissen, nicht
dargestellten Zeitverzögerung die im Anschluß an die neue
Einstellung erhaltene Summe H(k + 1) mit der alten Summe H(k)
verglichen, um herauszufinden, ob die durchgeführte Justierung
die Summe H verringert hat. Ist dies der Fall, wird der Wert u
bei +1 belassen, so daß der nächste Einstellschritt in
gleicher Richtung ausgeführt wird.
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Falls im Gegenteil der Einstellschritt die Summe H
vergrößert hat, was der Fall sein kann, wenn der optimale
Einstellpunkt überschritten worden ist, muß ein Wert OSC
überprüft werden, der die Anzahl der Hin- und Herbewegungen um den
gleichen Einstellwert angibt. Falls dieser Wert unter 3 liegt,
erhöht man ihn um 1, während der Wert u von +1 nach -1
umgekehrt wird. Anschließend kehrt man zum Punkte A zurück. Der
nachfolgende Einstellschritt geschieht dann in
entgegengesetzter Richtung.
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Die Phaseneinstellung erfolgt so durch wiederholtes
Durchlaufen der beschriebenen Schleifen, bis die Summe H zu 0
geworden ist oder, falls sie nicht 0 wird, bis der Wert OSC
den Wert 3 überschreitet. Die Größe φ wird dann durch Att
ersetzt und der gleiche Prozeß wird für die Einstellung eines
Dämpfungsgliedes durchgeführt, was durch die Angabe AttE> φ zum
Ausdruck gebracht wird.
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Genauer gesagt, kann man beispielsweise die
Einstellung des Diversitykombinators durch alternatives Einstellen
des Phasenschiebers, eines der Dämpfungsglieder, wiederum des
Phasenschiebers, des nächsten Dämpfungsgliedes, usw.
durchführen.
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Falls die Summe H im wesentlichen einen
Verzerrungswert F enthält und der Wert G vernachlässigbar ist, führt die
so durchgeführte Einstellung der Elemente des
Diversitywandlers zur Minimierung der Summe H, also des Wertes F, d.h.
praktisch zur Erzielung des Verzerrungsminimums. Falls dagegen
der Wert G in der Summe H überwiegt, führt die Einstellung
praktisch zur Erzielung der maximalen Leistung. Der Übergang
von der einen Situation zur anderen erfolgt entsprechend der
Fortentwicklung der Glieder der Summe H, also ohne
nachteilige, abrupte Änderung.
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Fig. 4 zeigt diesen Vorgang anhand einer Simulation
verschiedener Ausbreitungsbedingungen. Sie stellt Kurven dar,
die die empfangene relative Leistung (Pr/Pn) in Abhängigkeit
vom Frequenzabstand der in den beiden Kanälen, dem normalen
Kanal und dem Diversitykanal, auftretenden selektiven
Schwunderscheinungen im Falle der verschiedenen Betriebsmodi einer
Diversitysteuereinrichtung kennzeichnen.
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Die Kurve MP zeigt zum Vergleich das Leistungsvermögen
eines im Modus der Leistungsmaximierung arbeitenden
Empfängers. Die empfangene Leistung schwächt sich leicht ab, wenn
der Frequenzabstand der selektiven Schwunderscheinungen in
beiden Kanälen abnimmt. Dennoch bleibt eine starke Verzerrung
übrig.
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Die Kurve md entspricht, ebenfalls vergleichshalber,
dem Fall eines Empfängers, der im Modus der
Verzerrungsminimierung arbeitet. Die empfangene Leistung fällt
außerordentlich stark ab, wenn die Schwunderscheinungen zusammentreffen.
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Die Kurve cp entspricht dem Betriebsmodus, den die
Erfindung vorsieht. Wenn die selektiven Schwunderscheinungen
frequenzmäßig auseinanderliegen und die Empfangsleistung
ausreicht, dann besteht der Betriebsmodus in der Suche des
Verzerrungsminimums und die Kurve cp folgt der Kurve md. Wenn die
Empfangsleistung ein definiertes Minimum erreicht, wird der
Modus der Verzerrungsminimierung zunehmend durch den Modus der
Leistungsmaximierung ersetzt, so daß die Kurve cp auf das
Niveau der Kurve MP ansteigt.
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Natürlich wurde die vorliegende Beschreibung nur
beispielshalber und ohne Beschränkungsabsicht verfaßt. Es sind
also zahlreiche Varianten denkbar, ohne daß deshalb der Rahmen
der Erfindung überschritten wird.