-
Die
vorliegende Erfindung betrifft ganz allgemein mobile Kommunikationssysteme
und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Senden und
Empfangen von Signalen unter Verwendung von mehreren Antennen. Die
US-B1-6,452,981 offenbart
eine solche Vorrichtung und ein solches Verfahren unter Verwendung
eines Kodierens und Dekodierens von Bitsequenzen beim Senden bzw.
Empfangen.
-
In
mobilen Kommunikationssystemen CDMA (Code Division Multiple Access),
wie CDMA2000 Systemen oder UMTS (Universal Mobile Telecommunications
System) Systemen, werden mehrere Antennen verwendet, um Regelungen
für eine
zunehmende Übertragungskapazität auf Radiokanälen zu implementieren.
-
Regelungen,
die mehrere Antennen nutzen, werden in Multiplexregelungen und Diversitätsregelungen klassifiziert.
In Multiplexregelungen werden zwischen einem Sender und einem Empfänger parallele
Kanäle eingerichtet,
um Signale zu übertragen.
In Diversitätsregelungen
nutzt ein Sender oder Empfänger
mehrere Antennen, um die Sende- oder Empfangsleistung zu verbessern.
Die Multiplexregelung verbessert nicht die Zuverlässigkeit
von Sendung/Empfang, da diese keine ausreichenden Diversitäts-Effekte
liefert, sondern eine Übertragungsrate
steigert. Zusätzlich
zu diesen Regelungen wird eine verbesserter Regelung verwendet,
in welcher mehrere Antennen zusammen mit Kanal-Kodiertechniken verwendet
werden, um die Sendeleistung, das heißt, die Verringerung einer
Sende-Fehlerrate, in einem Sender zu verbessern. Wenn jedoch die
Anzahl von Antennen des Senders und des Empfängern in Diversitätsregelungen
zunimmt, steigern diese Regelungen nicht die Übertragungsrate, sondern steigern
die Komplexität
der Systeme.
-
Um
diese Problem zu lösen,
wurde eine Regelung zum Unterteilen von Antennen eines Senders in mehrere
Gruppen für
eine Signalübertragung
vorgeschlagen (siehe V. V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri, A. R. Calderbank, „Combined
array processing and space-time coding”, IEEE trans. On Information
Theory, Band 45, Seiten 1121–1128,
Mai 1999). Die vorgeschlagene Regelung ist offenbart im
US Patent Nr. 6,127,971 unter der
Bezeichnung „Combined
Array Processing and Space-Time Coding”, veröffentlicht am 03. Oktober 2000. Diese
Regelung ist dahingehend vorteilhaft, dass die Komplexität des Empfängers nicht
in einem geometrischen Fortschritt mit zunehmender Antennenzahl
zunimmt, und eine Übertragungsrate
eines Signals kann durch Unterteilen eines Raumkanals in mehrere
Unterkanäle
gesteigert werden.
-
In
dieser Regelung nimmt jedoch die Anzahl von Antennen in jeder unterteilten
Gruppe ebenfalls ab, wenn die Anzahl von Sendeantennen klein ist.
Zudem ist es schwierig, Multiplexing-Effekte zu erhalten. Unter solchen
Bedingungen kann diese Regelung nur einen Diversitätseffekt
erlangen. Zudem ist es schwer, selbst den Diversitätseffekt
zu erlangen, weil bei einer kleinen Anzahl von Sendeantennen, auch
die Anzahl von Antennen jeder unterteilten Gruppe klein ist.
-
Es
ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung
und ein Verfahren zum Senden/Empfangen von Signalen unter Verwendung
von mehreren Antennen zusammen mit Kanal-Kodiertechniken in mobilen
Kommunikationssystemen zu schaffen.
-
Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung
und ein Verfahren zum Erlangen eines Multiplexing-Effekts und eines
Diversitäts-Effekts
in mobilen Kommunikationssystemen zu erlangen, welche Signale unter
Verwendung von mehreren Antennen zusammen mit Kanal-Kodiertechniken
senden und empfangen.
-
Es
ist noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung
und ein Verfahren zum Erlangen eines hohen Multiplexing-Vorteils
und eines hohen Diversitäts-Vorteils
zu erlangen, selbst dann, wenn Signale durch eine kleine Anzahl
von in Gruppen gefassten Übertragungsantennen
in mobilen Kommunikations systemen übertragen werden, welche Signale
unter Verwendung von mehreren Antennen zusammen mit Kanal-Kodiertechniken
senden und empfangen.
-
Um
die obigen und anderen Aufgabe zu lösen, liefert die Erfindung
ein Verfahren zum Überlagern
von Signalen nicht nur mit einer Antenne ihrer eigenen Gruppe, sondern
auch mit einer Antenne einer anderen Gruppe, wenn Signale über Sendeantennen übertragen
werden. Auf diese Weise ist es möglich,
unter Verwendung einer gegebenen Anzahl von Antennen größere Diversitäts-Effekte
zu erhalten, als mit dem herkömmlichen
Verfahren.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Signalübertragungsvorrichtung gemäß Anspruch
1 für ein
mobiles Kommunikationssystem bereitgestellt.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Signalempfangsvorrichtung
gemäß Anspruch
7 für ein
mobiles Kommunikationssystem bereitgestellt.
-
Die
obigen und anderen Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung in
Verbindung mit den beigefügten
Zeichnungen deutlicher, in welchen:
-
1 ein
Blockdiagramm ist, welches eine Übertragungsvorrichtung
in einem mobilen Kommunikationssystem gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt;
-
2 ein
Blockdiagramm ist, welches eine Empfangsvorrichtung in einem mobilen
Kommunikationssystem gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt;
-
3 eine Regelung eines Senders aus 1 gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt;
-
4 einen
BPSK-Komponentencode für
die in 3 gezeigte erste Ausführungsform
darstellt, in welchem die Anzahl von Sendeantennen 3 ist und die
Anzahl von Empfangsantennen 3 ist;
-
5 ein
Trellis-Diagramm zum Dekodieren der in 3 gezeigten
ersten Ausführungsform
darstellt, in welchem die Anzahl von Sendeantennen 3 ist und die
Anzahl von Empfangsantennen 3 ist;
-
6 eine
Regelung des Senders aus 1 gemäß einer zweiten Ausführungsform
der Erfindung darstellt;
-
7 einen
BPSK-Komponentencode für
die in 6 gezeigte zweite Ausführungsform darstellt, in welchem
die Anzahl von Sendeantennen 4 ist und die Anzahl von Empfangsantennen
2 ist;
-
8 ein
Trellis-Diagramm zum Dekodieren für die in 6 gezeigte
zweite Ausführungsform
darstellt, in welchem die Anzahl von Übertragungsantennen 4 ist und
die Anzahl von Empfangsantennen 2 ist.
-
Mehrere
bevorzugte Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden nun im Detail mit Bezug auf die
beigefügten
Zeichnungen beschrieben. In den Zeichnungen sind die gleichen oder ähnlichen
Elemente durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet, selbst dann,
wenn sie in verschiedenen Zeichnungen dargestellt sind. In der folgenden
Beschreibung wurde eine detaillierte Beschreibung hier eingebauter
bekannter Funktionen und Konfigurationen zur besseren Klarheit weggelassen.
-
Die
unten beschriebene Erfindung wird bereitgestellt, um ein Problem
in dem herkömmlichen
Signalübertragungssystem
zu lösen,
das in V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri, A. R. Calderbank, „Combined
Array Processing and Space-Time Coding”, IEEE trans. On Information
Theory, Band 45, Seiten 1121–1128,
Mai 1999, und
US Patent Nr. 6,127,971 ,
unter der Bezeichnung „Combined
Array Processing and Space-Time Coding”, veröffentlicht am 03. Oktober 2000,
offenbart ist. Die Druckschrift führt ein Verfahren zum Unterteilen
von N Sendeantennen in kleine nicht überlagerte Gruppen mit einer
Größe N und
unter Verwendung von Raum/Zeit-Kodierungen, sogenannten Komponentenkodierungen,
ein, um eine Information von Antennen in jeder Gruppe zu übertragen,
wodurch die Komplexität
des Kodierens und Dekodierens deutlich reduziert wird.
-
Die
vorliegende Erfindung verbesserte eine herkömmliche Technologie dadurch,
dass Antennengruppen überlagerte
Elemente haben dürfen.
Hier wird diese Regelung als eine „überlagerte Antennengruppierung” bezeichnet.
Zudem ermöglicht
die Regelung der Erfindung einen besseren Ausgleich zwischen dem
Multiplexing-Vorteil
und die Diversitäts-Vorteil
im Vergleich zu der herkömmlichen
Technologie. Um den Ausgleich zu ermöglichen, führt die Erfindung überlagerte
Raum/Zeit-Kodierungen
ein, welche eine neue Art von Raum/Zeit-Kodierung zu weiteren Vereinfachung
der Kodierung- und Dekodierungsalgorithmen sind, die in Verbindung
der überlagerten
Antennengruppierung verwendet werden. Die Erfindung kann eine Diversität von (N – γ + 1)(M – γ + 1) liefern
bei gegebener Anzahl von N Sendeantennen, der Anzahl M Empfangsantennen und
einem Multiplexing-Faktor γ.
-
Eine
Beschreibung der Erfindung wird unten durchgeführt. Zuerst werden kurz ein
Kommunikationsmodell zum Senden und Empfangen von Signalen unter
Verwendung von mehreren Antennen in einer Radioumgebung, auf welche
die Erfindung angewendet wird, und Operationen einer kombinierten
Reihenverarbeitung und Raum/Zeit-Kodierung beschrieben. Als Nächstes werden
eine überlagerte
Antennengruppierung und eine überlagerte
Raum/Zeit-Kodierung gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschrieben. Danach wird nachgewiesen,
dass die Regelungen gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Struktur eines Kodierers und eines
Dekodierers vereinfachen und den besten Kompromiss zwischen einem
Multiplexing-Vorteil und einem Diversitäts-Vorteil ermöglichen.
-
A. Kommunikationsmodell
-
Die
Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, in welchem ein Sender
N Antennen hat und ein Empfänger
M Antennen hat. Ein kombinierter Reihenprozessor und ein Raum/Zeit-Kodierer
empfangen an jedem Zeitschlitz t einen Block von B Eingabebits.
Die Eingabebits werden in K Ströme
mit einer Beziehung von B1 + B2 +
+ BK = B und einer Länge von B1,
B2 ..., BK unterteilt.
In einer Basisstation haben Antennen eine Gruppe von N1,
N2, ... N Antennen. Die Antennen werden
in K Gruppen G1, G2,
..., GK mit einer Beziehung von N1 + N2 + ... + NK ≥ N
unterteilt. Jeder Block Bk (k = 1, 2, ...,
K) wird durch einen Raum/Zeit-Kodierer Ck kodiert.
Eine Ausgabe von Ck liefert Konstellationssymbole
von Nk (k = 1, 2, ..., K) Sequenzen, welche
gleichzeitig von Antennen in einer Gruppe Gk zu
einer Zeit t übertragen
werden. Dies liefert Konstellationssymbole von insgesamt N Sequenzen,
welche gleichzeitig von Antennen 1, 2, ..., N übertragen werden.
-
Es
wird angenommen, dass c i,k / t ein Signal ist, das von einer Antenne i
einer Gruppe G
k während eines Zeitschlitzes t
gesendet wird, wobei eine mittlere Konstellationsenergie 1 ist,
E
k die mittlere Sendeleistung durch eine
Antenne i (1 ≤ i ≤ N
k) in einer Gruppe G
k ist
und a
i,j,k eine Pfadstärke ist, die an einer Antenne
j (1 ≤ j ≤ M) von einer
Sendeantenne i in einer Gruppe G
k empfangen
wird. Ein Demodulator eines Empfängers
berechnet basierend auf Signalen, die an Empfangsantennen j = 1,
2 ..., M empfangen werden, eine Entscheidungsstatistik. Hier kann
die Entscheidungsstatistik dazu verwendet werden, die Empfangssignale
zu bestimmen. Ein durch eine Antenne j zu einer Zeit t empfangenes
Signal r j / t wird durch die Gleichung (1) wie folgt repräsentiert:
-
In
der Gleichung (1) ist η j / t ein
Kanalrauschen zwischen Sendeantennen und einer Empfangsantenne j zu
einer Zeit t. Die Pfadstärke
a
i,j,k wird mit Abtastungen von unabhängigen,
komplexen Gauß'schen Zufallsvariablen
mit einem Mittelwert 0 und einer Leistung Pro-Abmessung von 0,5
gebildet. Dies ist identisch für
den Fall, in welchem Signale berücksichtigt
werden, die von verschiedenen Antennen unter einem unabhängigen Rayleigh-Fading
gesendet werden. An dieser Stelle wird angenommen, dass die Pfadstärken a
i,j,k innerhalb eines Rasters konstant sind,
und es wird ein quasi statisches Fading berücksichtigt, das sich von Raster
zu Raster verändert.
Die Rauschwerte η j / t (j
= 1, 2, ..., M) werden mit Abtastungen unabhängiger komplexer Gauß'schen Zufallsvariablen
mit einem Mittelwert 0 und einer Leistung Pro-Abmessung von 0,5
gebildet. Die Gleichung (1) kann in eine Vektorform umgeschrieben
werden, wie in Gleichung (2):
-
Die
in Gleichung (2) verwendeten Variablen werden unten durch Gleichung
(3), Gleichung (4), Gleichung (5), Gleichung (6) repräsentiert.
-
Die
Erfindung benutzt eine Regelung einer Gruppen-Interferenzunterdrückung und
eine kombinierte Reihen-Bearbeitungsregelung mit einer Raum/Zeit-Kodierung,
um eine Interferenz von anderen Gruppen zu unterdrücken. Prinzipien
solcher Regelungen sind offenbart in V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri,
A. R. Calderbank, „Combined
Array Processing and Space-time Coding”, IEEE Trans. Inform. Theory, Band
45, Seiten 1121–1128,
Mai 1999. Zudem wird in der Erfindung angenommen, dass M = N – Nk + 1 ist, und dass ein Empfänger Kanalzustand-Informationsmatrizes Ωk (1 ≤ k ≤ K) kennt.
Für jede
Matrix Ωk kann die folgende Definition gegeben werden: Λk =
[Ω1, ..., Ωk–1, Ωk+1, ..., ΩK].
-
Wie
in der obigen Druckschrift von Tarokh offenbart ist, kann ein Satz
{v k / 1, v k / 2, ..., v k / Nk+M–N} von orthogonalen Reihenvektoren, wie als v
kjΛ
k = (0,0, ..., 0)(j = 1, ..., N
k +
M – N)
hergestellt werden. Es wird angenommen, dass Φ
k eine
(N
k + M – N) × M Matrix ist, in welcher
ihre j
ste Spalte v k / j ist. Falls beide Seiten
der Gleichung (2) mit Φ
k multipliziert werden, dann wird die Gleichung
(7) unten hergeleitet.
-
In
der Gleichung (7) ist r ~kt = Φkrt, Ω ~k = ΦkΩk, und η ~kt = Φkηt .
-
Die
Gleichung (7) gibt an, dass Sendesignale von Antennen in anderen
Gruppen unterdrückt
werden. Es wurde in der Druckschrift von V. Tarokh, A. Naguib, N.
Seshadri, A. R. Calderbank, „Space-time
Codes for High Data Rate Wireless Communications: Performance Criteria
in the Presence of Channel Estimation Errors, Mobility, and Multiple
Paths”,
IEEE Trans. Inform. Theory, Band 45, Seiten 199–207, Februar 1999, untersucht, dass
die gleiche Leistungsfähigkeit
wie BER (Bit-Fehlerrate) und Senderate für ein Übertragungsszenario erreicht
werden kann, indem der Vektor r ~kt als Empfangsvektor für ein Raum/Zeit-Sendemodell
mit Nk Sendeantennen und (M – N + Nk) Empfangsantennen behandelt wird, wobei
sie alle Raum/Zeit-Kodierungen Ck nutzen. Deshalb
kann die in der Druckschrift vorgeschlagene Regelung eine Diversität mit einem
maximalen Level von Nk × (M – N + Nk)
für die
Raum/Zeit-Kodierungen der vollen Diversität bereitstellen.
-
B. Prinzipien der Erfindung
-
(B-1) Überlagerte
Antennengruppierung
-
Da
(N – Ni) Dimensionen in einem Empfänger verwendet
werden, um Übertragungen
von Antennen in andere Gruppen zu unterdrücken, können die Regelungen einer kombinierten
Reihenverarbeitung und Raum/Zeit-Kodierung, die offenbart sind in
der Druckschrift von V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri und A. R. Calderbank, „Combined
Array Processing and Space-Time Coding”, IEEE Trans. Inform. Theory,
Band 45, Seiten 1121–1128,
Mai 1999, eine Balance zwischen Diversitätsgewinn und Multiplexing-Gewinn
nicht optimieren. In mehreren Fällen
kann eine große
Anzahl N × M
Abmessungen, die durch eine übermäßige Anzahl
von N Sendeantennen und M Empfangsantennen geliefert werden, Ausschuss
verursachen.
-
Probleme
mit einer solchen herkömmlichen
Technologie werden durch die vorliegende Erfindung angegangen. Die
Annahme in der Druckschrift von V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri,
A. R. Calderbank, „Combined
Array Processing and Space-Time
Coding”,
IEEE Trans. Inform. Theory, Band 45, Seiten 1121–1128, Mai 1999] zum Anordnen
von Antennen in nicht überlagernden
Gruppen, die durch Teilen von N Sendeantennen gebildet werden, übermäßig restriktiv.
Die vorliegende Erfindung versucht, die herkömmliche Technologie zu verbessern,
indem Antennen in verschiedenen Gruppen gemeinsame Elemente haben
dürfen.
Falls es K Antennengruppen gibt, die jeweils aus Elementen N1, N2, ..., Nk zusammengesetzt sind, erfüllt die
herkömmliche
Technologie N1 + N2 +
... + Nk = N, wohingegen die vorliegende
Erfindung N1 + N2 +
... + NK ≥ N
erfüllt.
Dies erfordert, dass jeweilige Sendeantennen i (i = 1, 2, ..., N)
in wenigstens einer Gruppe sind. Zudem versucht die vorliegende
Erfindung, die herkömmliche
Technologie zu verbessern, indem Techniken einer überlagerten Raum/Zeit-Kodierung
verwendet werden, welche durch Verwenden einfacher Kodier- und Dekodieralgorithmen
realisiert werden können.
Eine Struktur, welche diese neue Art von Raum/Zeit-Kodierungen implementiert,
wird hier unten im Detail beschrieben.
-
(B-2) Überlagerte
Raum/Zeit-Kodierung
-
Ein überlagerter
Raum/Zeit-Kodierer gemäß der vorliegenden
Erfindung ist aus den folgenden drei Arten von Elementen zusammengesetzt.
-
Erstens überlagerte
Antennen, die in Gruppen Gk (k = 1, 2, ...,
K) unterteilt sind, die jeweils aus einer Anzahl von Antennen N1, N2, ..., NK bestehen.
-
Zweitens
Komponenten-Raum/Zeit-Kodierungen Ck, die
einzelnen Gruppen Gk (k = 1, 2, ..., K)
entsprechen, wobei die Komponenten-Raum/Zeit-Kodierungen für die Übertragung
unter Verwendung von Nk Antennen ausgelegt
sind und Kodierungswörter
haben, die in einer Signalkonstellation Ak definiert
sind.
-
Drittens
eine Eins-zu-eins-Funktion Fi(Xi,1,
Xi,2, ..., Xi,1(i))
für jeweilige
Sendeantennen i (i = 1, 2, ..., N), welche Elemente der Gruppen
Gk1, Gk2, ..., Gki(i) sind. Eine Domäne der Eins-zu-eins-Funktion
ist Ak1 × Ak2 × Ak1(i), und ihr Bereich ist eine Signalkonstellation
Qi. Eine Differenz zwischen Gk1(i) und
Gk liegt darin, dass Gk eine Gruppe des k-te Index bezeichnet und
Gk1(i) eine ausgewählte Gruppe mit der i-ten Antenne bezeichnet. Mit
anderen Worten, kann i-te Antenne eine 1(i)-te Gruppe sein. Ak1(i) bezeichnet eine ähnliche Sache. Deshalb bezeichnet
1(i) die Anzahl von Gruppen, zu der die i-te Antenne gehört.
-
Ein überlagerter
Raum/Zeit-Kodierer gemäß der vorliegenden
Erfindung führt
den folgenden Kodiervorgang durch.
-
Eine
Eingabe an den überlagerten
Raum/Zeit-Kodierer ist ein Block aus B-Eingabebits zu jedem Zeitschlitz t.
Die Eingabebits werden in K Ströme
mit Längen
von B
1, B
2, ...,
B
K unterteilt, welche B
1,
+ B
1 + ... + B
K =
B erfüllen.
Jeder Block B
k (1 ≤ k ≤ K) wird durch einen Komponenten-Raum/Zeit-Kodierer
C
k kodiert. Eine Ausgabe des Komponenten-Raum/Zeit-Kodierers
Ck ist eine Sequenz c 1,k / t, c 2,k / t, c Nk,k / t (hier bezieht sich Nk auf N
k)
zu jedem Zeitpunkt t. Hier bedeutet c t / i,k ∊ A
k ein
i-tes Ausgabesymbol des Komponenten-Raum/Zeit-Kodierers C
k. Wenn angenom men wird, dass c i,k / t (i = 1, 2,
..., N
k) einer i-ten Sendeantenne in einer
Gruppe G
k entspricht, wird eine Beziehung
zwischen einer Ausgabe des C
k und der Antennen
in einer Gruppe G
k wie folgt definiert.
Zu jeder Zeit t berechnet der Kodierer Symbole
für jede Sendeantenne i, in der
Annahme, dass eine Antenne i eine i
p-te
Antenne in einer Gruppe G
kp (p = 1, 2, ...,
I(i)) ist. Die Symbole q 1 / t, q
t2, q N / t sind Ausgabesignale,
die von Antennen 1, 2, ..., N zu einer Zeit t gleichzeitig gesendet
werden.
-
(B-3) Überlagertes
Raum/Zeit-Dekodieren
-
Ein
erster Schritt für
einen Dekodiervorgang eines überlagerten
Raum/Zeit-Codes besteht darin, Übertragungen
von allen Antennen, die nicht zu einer Gruppe Gk für alle k
= 1, 1, ..., K gehören,
zu unterdrücken. Das
heißt,
die vorliegende Erfindung führt
eine kombinierte Reihenverarbeitung durch, indem sie eine gruppenweise
Interferenz-Unterdrückungsregelung
und eine Raum/Zeit-Kodierung verwendet, um eine Interferenz aus
anderen Gruppen zu unterdrücken.
-
Es
wird angenommen, dass ein Empfänger
für den
Dekodiervorgang eine Kanalzustands-Informationsmatrix Ω kennt,
die wie in Gleichung (8) definiert ist:
-
In
der Gleichung (8) ist a
i,j ein Pfadgewinn
von einer Sendeantenne i = 1, 2, ..., N zu einer Empfangsantenne
j = 1, 2, ..., M. Wie oben erwähnt,
ist ein Signal r j / t, das durch eine Antenne j zu einem Zeitpunkt t
empfangen wird, wie in Gleichung (9) dargestellt:
-
In
der Gleichung (9) ist η j / t ein
Kanalrauschen zwischen einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne
j zu einem Zeitpunkt t. Falls die Gleichung (9) in eine Vektorform
umgewandelt wird, ergibt sich dann die Gleichung (19): rt = Ωkqt + ηt (10)
-
Die
in Gleichung (10) verwendeten Variablen werden durch Gleichung (11),
Gleichung (12) und Gleichung (13) unten repräsentiert. qt = (q1t , q2t , ..., qNt )T (11) rt = (r1t , r2t , ..., rMt )T (12) ηt = (η1t , η2t , ..., ηMt )T (13)
-
Λk wird definiert
als eine {M × N – Nk} Untermatrix von Ω, die in allen Spalten korrespondiert,
welche nicht Elemente einer Gruppe Gk sind,
und Ωk und q k / t sind als Untermatrizes Ω und qt, die jeweils mit allen Spalten in jeder
Gruppe Gk korrespondieren. Wenn angenommen
wird, dass M ≥ N – Nk + 1 ist, kann ein Satz {v k / 1, v k / 2, v k / Nk+M–N} orthogonaler
Reihenvektoren als v k / jΛk = (0, 0, ..., 0)(j = 1, ..., Nk +
M – N)
gemacht werden. Φk ist definiert als eine (Nk +
M – N) × M Matrix,
in welcher j-ste Reihe v k / j ist.
-
Wenn
beide Seiten der Gleichung (10) mit Φk modifiziert
werden, dann wird die Gleichung (14) unten hergeleitet. r ~kt = Ω ~kqkt + η ~kt (14)
-
In
der Gleichung (14) r ~kt = Φkrt, Ω ~k = ΦkΩk, und η ~kt = Φkηt . Die Gleichung (14) zeigt, dass Sendungen von
Antennen, die mit allen anderen Gruppen außer mit einer Gruppe Gk korrespondieren, unterdrückt werden.
-
Da
der Dekodiervorgang für
G
1 ähnlich
den Dekodiervorgängen
von G
2, ..., G
K ist,
wird nur ein zweiter Schritt des Dekodiervorgangs für G
1 beschrieben. Das heißt, es kann davon ausgegangen
werden, dass k = 1 und die Elemente von G
1 die
Antennen 1, 2, ..., N
1 sind. Für i = 1,
2, ..., N
1, ist q i,1 / t als ein i-tes Element
von q 1 / t definiert. Falls deshalb davon ausgegangen wird, dass eine
Antenne i = 1, 2, ..., N
1 ein i
p-tes
Element einer Gruppe G
kp ist, dann gilt
-
Ein
Dekodierer eines Komponentencodes C
1 betrachtet
einen Vektor
r ~1t als ein empfangenes Wort und betrachtet eine
Matrix als einen Kanal. Der Dekodierer einen Komponentencodes C
1 bestimmt ein Codewort
-
Der
Dekodierer berechnet C1 durch Minimieren der Summe
aller
Codeworte des Komponentencodes C
1. Die Minimierungs-Codeworte
können
unter Verwendung eines Viterbi-Algorithmus berechnet werden.
-
Wenn
ein Dekodiervorgang unter Verwendung eines Trellis-Code durchgeführt wird,
sollte angemerkt werden, dass verschiedene Auswählungen in x1,2,
..., x1,1(1), ..., ...xN1,2, ...xN1,1(N1).
Parallele Übergänge in einem Trellis-Diagramm
von C1 mit sich bringen. Falls Fi (i = 1, 2, ..., N) bedacht gewählt wird,
kann eine schnelle Berechnung zum Minimieren von Codewörtern erreicht
werden.
-
C. Ausführungsformen
-
1 ist
ein Blockdiagramm, welches eine Sendevorrichtung in einem mobilen
Kommunikationssystem gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
-
Mit
Bezug auf 1 umfasst eine Sendevorrichtung
einen Seriell/Parallel (S/P)-Wandler 110,
Kodierer 121-1 bis 121-3, 122-1 bis 122-3,
..., 123-1 bis 123-3, Sender 131-1 bis 131-3, 132-1 bis 132-3,
..., 133-1 bis 133-3 und Antennen ANT11 bis ANT13,
ANT21 bis ANT23, ..., ANT31 bis ANT33. Der S/P-Wandler 110 dient als
ein Bildsegmentierungsabschnitt zum Segmentieren eines Eingabebildes
in k Bitgruppen. Wenn zum Beispiel das Eingabebild B = B1 + B2 + ... + Bk ist, gibt der S/P-Wandler 110 Bitgruppen
B1, B2, ..., Bk aus, die jeweils aus einer vorbestimmten
Anzahl von Bits (oder Symbolen) zusammengesetzt sind.
-
Die
Kodierer sind in eine erste Gruppe von Kodierern und zweite Gruppe
von Kodierern unterteilt. Die Kodierer in der Gruppe kodieren k
Eingabe-Bitgruppen und geben kodierte Symbole aus. Die Kodierer 121-1, 121,3, 122-1, 122-3,
..., 123-1, 123-3 korrespondieren mit den Kodierern
in der ersten Gruppe. Die Kodierer in der zweiten Gruppe kodieren
wenigstens zwei Bitgruppen unter den k Eingabe-Bitgruppen und geben kodierte Symbole
aus. Die Kodierer 121-2, 122-2, ..., 123-2 korrespondieren
mit den Kodierern in der zweiten Gruppe. Obwohl ein Beispiel gezeigt
und beschrieben wurde, in welchem jeder der Kodierer einer zweiten
Gruppe zwei Bitgruppen kodiert, kann die Erfindung auch angewendet
werden, wenn jeder der Kodierer in der zweiten Gruppe mehr als zwei
Bitgruppen kodiert. Dies geht deshalb, weil die Erfindung durch
ein Überlagern
von zwei oder mehr Bitgruppen und ein sich dann anschließendes Übertragen
der überlagerten
Bitgruppen über eine
Antenne gekennzeichnet ist. Solche Kodierer führen einen Kodiervorgang durch
einen Trellis-Code aus, wie dies unten beschrieben wird.
-
Die
Sender 131-1 bis 131-3, 132-1 bis 132-3,
..., 133-1 bis 133-3 sind jeweils mit den Kodierern 121-1 bis 121-3, 122-1 bis 122-3,
..., 123-1 bis 123-3 verbunden und konvertieren
die kodierten Symbole von den Kodierern in Signale, die dazu geeignet
sind, über
Antennen gesendet zu werden. Zum Beispiel führen die Sender eine Modulation,
Spreizung, IF (Mittelfrequenz) Konversion und RF (Hochfrequenz)
Konversion an den kodierten Symbolen durch.
-
Die
Antennen ANT11 bis ANT13, ANT21 bis ANT23, ..., ANT31 bis ANT33
sind jeweils mit den Sendern 121-1 bis 121-3, 122-1 bis 122-3,
..., 123-1 bis 123-3 verbunden. Die Antennen sind
in eine vorbestimmte Anzahl von Gruppen von Antennen unterteilt.
Hier hat jede Antennengruppe zwei Antennen. Das heißt, in der Zeichnung
bilden die Antennen ANT11 und ANT12 eine erste Gruppe G1,
bilden die Antennen ANT12 und ANT13 eine zweite Gruppe G2, bilden die Antennen ANT21 und ANT22 eine
dritte Gruppe G3, bilden die Antennen ANT22
und ANT23 eine vierte Gruppe G4, bilden
die Antennen ANT31 und ANT32 eine (K – 1)ste Gruppe GK–1 und
bilden die ANT32 und ANT33 eine K-ste Gruppe G. Falls angenommen
wird, dass die Anzahl der Antennen in den Gruppen jeweils N1, N2, ..., NK ist, wird vorgezogen, dass die Gesamtsumme
Nk der Anzahl von Antennen in den jeweiligen
Gruppen größer ist
die Anzahl N der Antennen.
-
Die
Sender 131-1 bis 131-3, 132-1 bis 132-3,
..., 133-1 bis 133-3 und die Antennen ANT11, bis
ANT13, ANT21 bis ANT23,..., ANT31 bis ANT33 bilden eine Sendeabschnitt.
Die Anzahl von Antennen in jeder Gruppe können auf die gleiche Anzahl
oder unterschiedliche Anzahlen gesetzt werden, ohne den Gedanken
oder den Schutzbereich der Erfindung zu verlassen. Hier bedeutet
der „Gedanke
der Erfindung” das
wenigstens eine Antenne nicht nur als eine Antenne in einer speziellen
Gruppe arbeitet, sondern auch als eine Antenne in einer anderen
Gruppe. Das heißt, dies
bedeutet, dass wenigstens eine Antenne Signale überlagert, die über Antennen
in verschiedenen Gruppen gesendet werden sollen.
-
2 ist
ein Blockdiagramm, welches eine Empfangsvorrichtung in einem beweglichen
Kommunikationssystem gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt. Dieses Blockdiagramm korrespondiert
mit dem Blockdiagramm der in 1 gezeigten
Sendevorrichtung.
-
Mit
Bezug auf 2 umfasst eine Empfangsvorrichtung
M Antennen ANT51 bis ANT53, ANT61 bis ANT63, ..., Ant71 bis ANT73,
M Empfänger 211-1 bis 211-3, 212-1 bis 212-3 ..., 213-1 bis 213-3,
einen Zerleger 221 und Dekodierer 231-1 bis 231-2, 232-1 bis 232-2,
..., 233-1 bis 233-2.
-
Die
M Antennen ANT51 bis ANT53, ANT61 bis ANT63, ..., ANT71 bis ANT73
sind jeweils mit den M Empfängern 211-1 bis 211-3, 212-1 bis 212-3,
..., 213-1 bis 213-3 verbunden umfangen Signale
auf einem Radiokanal. Die Empfänger 211-1 bis 211-3, 212-1 bis 212-3,
..., 213-1 bis 213-3 verarbeiten Signale, die über die
Antennen ANT51 bis ANT53, ANT61 bis ANT63, ..., ANT71 bis ANT73
empfangen werden. Zum Beispiel führen
die Empfänger 211-1 bis 211-3, 212-1 bis 212-3,
..., 213-1 bis 213-3 eine IF-Konversion, eine
Basisband-Konversion, eine Entspreizung und Demodulation an den über die
korrespondierenden Antennen empfangenden Signalen durch. Die Antennen
ANT51 bis ANT53, ANT61 bis ANT63, ..., ANT71 bis ANT73 und die Empfänger 211-1 bis 211-3, 212-1 bis 212-3,
..., 213-1 bis 213-3 bilden einem Empfangsabschnitt.
-
Der
Zerleger 221 zerlegt wenigstens ein Empfangssymbol unter
M Empfangssymbolen, die von den Empfängern ausgegeben werden, um
so das zerlegte Symbol an wenigstens Dekodierer unter den Dekodierern
auszugeben. Zum Beispiel erfasst der Zerleger 221 Signale,
die von den Sendern 131-1 bis 131-3 gesendet werden,
durch Zerlegen von Empfangssymbolen, die von den Empfängern 211-1 bis 213-3 ausgegeben werden,
und gibt die erfassten Signale an Dekodierer 231-1 und 231-2 aus.
-
Auf
diese Weise trennt der Zerleger 221 Signale, die von den
Sendern 132-1 bis 132-3 und 133-1 bis 133-3 gesendet
werden, von einem Empfangssignal und gibt die getrennten Signale
an die Dekodierer 232-1 bis 232-2, ..., 233-1 bis 233-2 aus.
-
Die
Dekodierer 231-1 bis 231-2, 232-1 bis 232-2,
..., 233-1 bis 233-2 empfangen korrespondierende Empfangssymbole
von dem Zerleger 221 und führen einen Dekodiervorgang
an den empfangenen Symbolen aus, wie dies unten beschrieben ist.
Der Dekodierer 231-1 dekodiert Empfangssymbole, die von
dem Empfänger 211-1 und 211-2 über den
Zerleger 221 bereitgestellt werden. Der Dekodierer 231-2 dekodiert
die von dem Empfänger 211-2 und 211-3 über den
Zerleger 221 bereitgestellten Empfangssymbole. Der Dekodierer 232-1 dekodiert
die von dem Empfänger 212-1 und 212-2 über den
Zerleger 221 bereitgestellten Empfangssymbole. Der Dekodierer 232-2 dekodiert
Empfangssymbole, die von dem Empfänger 212-2 und 212-3 über den
Zerleger 221 bereitgestellt werden. Der Dekodierer 233-1 dekodiert
Empfangssymbole, die von dem Empfänger 213-1 und 213-2 über den
Zerleger 221 bereitgestellt werden. Der Dekodierer 233-2 dekodiert
Empfangssymbole, die von dem Empfänger 213-2 und 213-3 über den
Zerleger 221 bereitgestellt werden. Solche Dekodierer können mit
einem Trellis-Dekodierer realisiert werden.
-
Die
Empfangsantennen können
in eine vorbestimmte Anzahl von Gruppen von Antennen unterteilt sein,
wie die Sendeantennen, die in 1 dargestellt
sind. Jede der Sendeantennen, wie oben beschrieben, sendet ein Sendesignal
in einer Gruppe, das mit einem Sendesignal in einer anderen Gruppe überlagert.
Deshalb empfangen die Empfangsantennen überlagerte Signale und führen demgemäß die Dekodierer
einen Dekodiervorgang an überlagerten
Signalen aus verschiedenen Gruppen aus.
-
Überlagerte
Raum/Zeit-Kodier- und Dekodiervorgänge gemäß der Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung werden hier unten beschrieben. In den folgenden Ausführungsformen
wird zuerst ein überlagerter
Raum/Zeit-Kodier-Dekodier-Vorgang
beschrieben, wie dieser offenbart ist in der Druckschrift V. Tarokh,
A. Naguib, N. Seshadri, A. R. Calderbank, „Combined Array Processing
and Space- Time Coding”, IEEE
Trans. Inform. Theory, Band 45, Seiten 1121–1128, Mai 1999] mit den damit
verbundenen Problemen. Als Nächstes wird
ein überlagerter
Raum/Zeit-Kodier/Dekodiervorgang gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschrieben.
-
(C-1) Ausführungsform 1
-
Es
wird ein Fall betrachtet, in welchem ein Signal unter Verwendung
von 3 Sendeantennen gesendet wird und ein Signal unter Verwendung
von drei Empfangsantennen empfangen wird. Wenn angenommen wird, dass
die Diversität
2 × 3
= 6 ist, kann nur ein Symbol in einer speziellen Sendezeit gesendet
werden. Ein solcher Fakt ist leicht verständlich aus den Papieren von
V. Tarokh, N. Seshadri, A. R. Calderbank, „Space-Time Codes for High
Data Rate Wireless Communications: Performance Criterion and Code
Construction”,
IEEE Trans. Inform. Theory, Band 44, Seiten 744–765, März 1998. Jedoch kann eine Diversität von 6 überschritten werden
oder kann eine Senderate von 2 Symbolen pro spezielle Sendezeit
mit einer geringeren Diversität
bereitgestellt werden.
-
Entsprechend
dem in der Druckschrift der herkömmlichen
Technologie offenbarten Entwurf wird von Sendeantennen ausgegangen,
die in 2 oder 3 nicht überlagerte
Gruppen unterteilt sein müssen.
Wenn die Sendeantennen in 3 nicht überlagerte Gruppen unterteilt
sind, liefert der herkömmliche
Entwurf eine Diversität von
nur 1. Wenn zum Beispiel die Sendeantennen in 2 nicht überlagerte
Gruppen unterteilt sind, kann davon ausgegangen werden, dass eine
erste Gruppe 2 Sendeantennen hat und eine zweite Gruppe eine Sendeantenne
hat. Beim Dekodieren eines Sendesignals der ersten Gruppe liefert
ein Empfänger
eine Diversität
eines Levels 4, indem Sendesignale der zweiten Gruppe unterdrückt werden.
Wenn ein Sendesignal der zweiten Gruppe dekodiert wird, kann der
Empfänger
ebenso eine Diversität
von nur 1 erhalten, indem Sendesignale der ersten Gruppe entfernt
werden. Falls ein Dekodieren für
Sendesignale der ersten Gruppe erfolgreich durchgeführt wird
und ein Beitrag dieser Gruppe an einem empfangenen Vektor entfernt
wird, kann eine Di versität
von 3 während
des Dekodierens von Sendesignalen der zweiten Gruppe bereitgestellt
werden. Dieser Entwurf bringt jedoch nachteilig eine Fehlerausbreitung
mit sich, wenn ein Dekodieren von Sendesignalen der ersten Gruppe
misslingt.
-
Mit
Bezug auf 3 wird nun eine Beschreibung
eines überlagerten
Raum/Zeit-Kodier-
und entsprechenden Sendevorgangs gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung durchgeführt, um eine Diversität von 4
zu erreichen und ein Fehler-Ausbreitungsproblem zu lösen. In 3 umfassen Antennen n einer ersten Gruppe
G1 Sendeantennen ANT1 und ANT2 und umfassen
Antennen in einer zweiten Gruppe G2 Sendeantennen
ANT2 und ANT3. Es wird davon ausgegangen, dass die Sendeantennen
ANT1, ANT2 und ANT3 die gleiche Rangfolge haben.
-
Es
wird angenommen, dass Codes C
1 und C# BPSK
(Binary Phase Shift Keying) Codes sind, die
4 dargestellt
sind. Für
solche Codes kann eine Definition wie in Gleichung (15) gegeben
werden:
-
Falls
Ausgabesymbole von C
1 und C
2 zum
Zeitpunkt t c 1,1 / tc 2,1 / t
bzw . c 1,2 / tc 2,2 / t sind,
werden Symbole q 1 / t, q
t2 und q 3 / t von den Antennen
ANT1, ANT2 und ANT3 gesendet, wie dies in Gleichung (16) definiert
ist:
-
In
Gleichung (16) ist ein Symbol qt2, das über die
Antenne ANT2 gesendet wird, welche überlagerte Ausgabesymbole sendet,
ein Element einer QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)-Konstellation.
Anders als qt2 sind die Symbole qt1 und qt3, die über die
Antennen ANT1 und ANT3 übertragen
werden, Elemente einer BPSK-Konstellation.
-
Um
C1 zu dekodieren, unterdrückt ein
Empfänger
ein Sendesignal von den Sendeantennen ANT3. In diesem Fall kann
eine Interferenz, die durch einen unbekannten Wert x2,2 =
c 2,2 / t verursacht wird, unter Verwendung eines parallelen Transitionsdiagramms
in ein Trellis-Diagramm entfernt werden, dargestellt in 5,
das zum Dekodieren von C1 verwendet wird.
-
Mit
Bezug auf 5 sind erste und zweite Symbole
jedes Zweigs Elemente von BPSK bzw. QPSK-Konstellationen. Ein Dekodierer
eines Empfängers
kann Bits eines gesendeten Codeworts und C1 durch Betrachten von r ~1t als
Empfangswort, durch Betrachten von Ω ~1 als
Kanalmatrix und unter Anwenden einer Viterbi-Dekodierung an dem in 5 dargestellten
Trellis-Diagramm bestimmen. Ein solcher Vorgang ist möglich unter
Verwendung des Entwurfs, der offenbart ist in dem Papier von V.
Tarokh, N. Seshadri, A. R. Calderbank, „Space-Time Codes for High
Data Rate Wireless Communications: Performance Criterion and Code Construction”, IEEE
Trans. Inform. Theory, Band 44, Seiten 744–765, März 1998. Ein Dekodiervorgang
für C2 wird ähnlich
durchgeführt.
-
Es
kann leicht festgestellt werden, dass der Kodier- und Dekodiervorgang
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Diversität von 4 liefert.
-
(C-2) Ausführungsform 2
-
Es
findet nun ein Fall Berücksichtigung,
bei welchem ein Signal unter Verwendung von 4 Sendeantennen gesendet
wird und ein Signal unter Verwendung von zwei Empfangsantennen empfangen
wird. Wenn angenommen, dass die Diversität 4 × 2 = 8 ist, kann nur ein Symbol
in einer speziellen Sendezeit übertragen werden.
Ein solcher Fakt wird leicht verständlich aus dem Papier von V.
Tarokh, N. Seshadri, A. R. Calderbank, „Space-Time Codes for High
Data Rate Wireless Communications: Performance Criterion and Code
Construction”,
IEEE Trans. Inform. Theory, Band 44, Seiten 744–765, März 1998. Eine Diversität von 8
kann jedoch überschritten
werden oder eine Senderate von zwei Symbolen pro spezielle Sendezeit
kann mit einer geringen Diversität
bereitgestellt werden.
-
Es
wird angenommen, dass alle Sendeantennen in zwei oder mehr nicht überlagerten
Gruppen zur Sendung entsprechend dem Entwurf verwendet werden, der
in der Tarokh-Druckschrift offenbart ist von V. Tarokh, A. Naguib,
N. Seshadri und A. R. Calderbank, „Combined Array Processing
and Space-Time Coding”, IEEE
Trans. Inform. Theory, Band 45, Seiten 1121–1128, Mai 1999, werden nicht
ausreichend Empfangsantennen bereitgestellt, um die übertragenen
Signale unter Verwendung des Entwurfs zu dekodieren, der offenbart
ist in der Tarokh-Druckschrift von V. Tarokh, A. Naguib, N. Seshadri
und A. R. Calderbank, „Combined
Array Processing and Space-Time Coding”, IEEE Trans. Inform. Theory,
Band 45, Seiten 1121–1128,
Mai 1999. Wenn die Sendeantennen in zwei nicht überlagerte Gruppen für die Signalübertragung
unterteilt sind, ist die Anzahl von Empfangsantennen unzureichend,
um die gesendeten Signale unter Verwendung des in der Druckschrift
der herkömmlichen
Technologie offenbarten Entwurfs zu dekodieren. Zum Beispiel kann
angenommen werden, dass eine erste Gruppe 3 Sendeantennen hat und
eine zweite Gruppe eine Sendeantenne hat. Wenn ein Sendesignal der
ersten Gruppe dekodiert wird, liefert ein Empfänger eine Diversität von 3,
indem Sendesignale der zweiten Gruppe entfernt werden. Wenn ein
Dekodieren von Sendesignalen der ersten Gruppe erfolgreich durchgeführt wird
und ein Beitrag der ersten Gruppe zu einem empfangenen Vektor entfernt wird,
kann eine Diversität
von 2 während
des Dekodierens der Sendesignale der zweiten Gruppe bereitgestellt werden.
Dieser Entwurf bringt jedoch nachteilig eine Fehlerausbreitung mit
sich, wenn das Dekodieren von Sendesignalen der ersten Gruppe misslingt.
-
Mit
Bezug auf 6 wird nun eine Beschreibung
einer überlagerten
Raum/Zeit-Kodierung
und eines entsprechenden Sendevorgangs gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung durchgeführt, um eine Diversität von 3
mit einem Multiplexing-Gewinn von 2 bereitzustellen und ein Fehler-Ausbreitungsproblem zu
lösen.
In 6 umfassen Antennen in einer ersten Gruppe G1 Sendeantennen ANT1, ANT2 und ANT3 und umfassen
Antennen in einer zweiten Gruppe G2 Sendeantennen
ANT2, ANT und ANT4. Es wird angenommen, dass die Sendeantennen ANT1
bis ANT4 die gleiche Rangfolge haben.
-
Es
wird angenommen, dass Codes C
1, C
2 und C
3 BPSK-Codes
sind, wie in
7 dargestellt ist. Für solche
Codes kann eine Definition wie in Gleichung (17) gegeben werden:
-
Falls
Ausgabesymbole von C
1, C
2 und
C
3 zum Zeitpunkt t c
t1,1c 2,1 / tc 3,1 / t bzw.
c 1,2 / tc 2,2 / tc 3,2 / t werden Symbole q 1 / t, q 2 / t, q 3 / t und q 4 / t, die von den Antennen ANT1, ANT2,
ANT3 und ANT4 übertragen
werden, wie in Gleichung (18) definiert:
-
In
Gleichung (18) ist ein Symbol q 2 / t, das über die Antenne ANT4 übertragen
wird, die überlagerte
Ausgabesymbole sendet, ein Element einer 4-PSK (4-ary Phase Shift
Keying)-Konstellation. Ein Symbol q 3 / t, das über die Antenne ANT3 übertragen
wird, ist auch ein Element einer 4-PSK-Konstellation. Anders als
q 2 / t und q 3 / t sind die Symbole q 1 / t und q 4 / t, die über die Antennen ANT1 und ANT4 übertragen
werden, Elemente einer BPSK-Konstellation.
-
Um
C1 zu dekodieren, unterdrückt ein
Empfänger
ein Sendesignal von der Sendeantenne ANT2. In diesem Fall kann eine
durch unbekannte Werte c 2,2 / t und c 3,2 / t verursachte Interferenz unter Verwendung
eines parallelen Transitionsdiagramms in einem Trellis-Diagramm,
dargestellt in 8, entfernt werden, das zum Dekodieren
von C1 verwendet wird.
-
Mit
Bezug auf 8 werden möglichen parallelen Übergängen zwischen
zwei speziellen Zuständen auf
ein Segment einer Verbindungsleitung geschrieben. Erste Symbole
jedes Zweigs sind Elemente einer BPSK-Konstellation und zweite und
dritte Symbole jedes Zweigs sind Elemente einer QPSK-Konstellation.
Ein Dekodierer eines Empfängers
kann Bits eines gesendeten Codeworts und C1 durch
Betrachten von r ~1t als ein empfangenes Wort, Betrachten von Ω ~t als eine Kanalmatrix unter Anwenden
einer Viterbi-Dekodierung an dem in 8 dargestellten
Trellis-Diagramm
bestimmt werden. Ein solcher Vorgang ist möglich unter Verwendung des
Entwurfs, der offenbart ist in dem Papier von V. Tarokh, N. Seshadri
und A. R. Calderbank, „Space-Time Codes
for High Data Rate Wireless Communications: Performance Criterion
and Code Construction”,
IEEE Trans. Inform. Theory, Band 44, Seiten 744–765, März 1998. Ein Dekodiervorgang
für C2 wird ebenso durchgeführt.
-
Es
kann leicht festgestellt werden, dass der Kodier- und Dekodiervorgang
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung eine Diversität von 4 liefert.
-
Wie
sich aus den zwei oben beschriebenen Ausführungsformen in günstiger
Weise ergibt, kann ein Diversitätsgewinn
von (N – c
+ 1)(M – γ + 1) erreicht
werden, wenn angenommen wird, dass ein Multiplexing-Gewinn γ gegeben
ist und Signale unter Verwendung von N Sendeantennen und M Empfangsantennen gesendet
werden. Zudem ist es während
des Dekodierens überlagerter
Raum/Zeit-Codes möglich,
eine Diversität
von höheren
Levels zu erhalten, um einen Beitrag einer Gruppe zu einem empfangenen
Wort zu entfernen und ein Dekodieren an den anderen Gruppen durchzuführen, sobald
das Dekodieren in jeder Gruppe durchgeführt wird. Falls zum Beispiel
Interferenzen einer ersten Gruppe zu einem nach dem Dekodieren von
C1 empfangenden Wort in der zweiten Ausführungsform
entfernt werden, wird eine zweite Gruppe von einer Diversität von 6
dekodiert.
-
Durch
Entfernen von Interferenzen aus einem empfangenen Wort aller weiteren
Gruppen sobald das Dekodieren aller Gruppen durchgeführt wird,
wird ein Dekodieren unterschiedlicher Schritte jeder Gruppe durchgeführt. Es
wird für
den Fachmann des Standes der Technik klar, dass eine Dekodierleistung
durch einen solchen Wiederholungsvorgang verbessert wird.
-
Obwohl
die Erfindung mit Bezug auf eine bestimmte bevorzugte Ausführungsform
derselben gezeigt und beschrieben wurde, wird für den Fachmann klar, dass verschiedene Änderungen
in Form und Details daran durchgeführt werden können, ohne
den Schutzbereich der Erfindung zu verlassen, wie er in den angehängten Ansprüchen definiert
ist.
-
Figurenbeschreibung
-
1:
-
- INPUT FRAME = EINGABERASTER
- ENC = KODIERER
- ANT = ANTENNE
-
2:
-
- ANT = ANTENNE
- DEC = DEKODIERER
- R = EMPFÄNGER
- DECOMPOSER = ZERLEGER
-
3:
-
- S/P = SERIELL/PARALLEL
- ENC = KODIERER
- ENC GROUP = KODIERERGRUPPE
- ANT = ANTENNE
-
4:
-
- The BPSK Constellation = Die BPSK-Konstellation
-
5:
-
- The QPSK Constellation = Die QPSK-Konstellation
- The BPSK Constellation = Die BPSK-Konstellation
-
6:
-
- S/P = SERIELL/PARALLEL
- ENC = KODIERER
- ENC GROUP = KODIERERGRUPPE
- ANT = ANTENNE
-
7:
-
- The BPSK Constellation = Die BPSK-Konstellation
-
8:
-
- The QPSK Constellation = Die QPSK-Konstellation
- The BPSK Constellation = Die BPSK-Konstellation