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Die
Erfindung betrifft einen Phasenregelkreis (Phase Locked Loop – PLL),
der einen Frequenzdetektor umfasst, der einen symmetrischen Quadrikorrelator
umfasst.
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Die
Verwendung von PLL-Schaltungen ist in modernen Übertragungswegen zum Abstimmen
von Empfängern
weit verbreitet. Normalerweise umfasst ein PLL einen spannungsgesteuerten
Oszillator (Voltage-Controlled Oscillator – VCO), einen Frequenzregelkreis
und einen Phasenregelkreis, die einen Frequenzdetektor beziehungsweise
einen Phasendetektor umfassen. Wenn das Eingangssignal im PLL ein Hochgeschwindigkeits-Non-Return-to-Zero
(NRZ) Zufallssignal ist, haben die Phasendetektoren und Frequenzdetektoren
die schwierige Aufgabe, mit zufälligen Übergängen des
Eingangssignals zu arbeiten. Zwischen den Übergängen sollten die Phasen- und
Frequenzdetektoren die Phasenfehler- und Frequenzfehlerinformationen
beibehalten, so dass der spannungsgesteuerte Oszillator nicht von
der Rastung weggezogen wird, wenn Übergänge fehlen.
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Eine
bekannte Ausführung
des Frequenzdetektors ist das Quadrikorrelator-Konzept wie in „Digital Logic Implementation
of Quadricorrelators for Frequency detectors", von C. G. Yoon, S. Y. Lee und C. W.
Lee, IEEE Proc. of 37th MidWest Symposium
on Circuits and Systems, 1994, S. 757 – 760. Ein Modell für einen
symmetrischen digitalen Quadrikorrelator ist ein symmetrischer analoger
Quadrikorrelator wie in 1 gezeigt. Der analoge Quadrikorrelator
umfasst ein erstes Paar von Mischern M1, M2, die durch Quadratursignale
I, Q und das Eingangssignal IN beliefert werden. Die Ausgänge des
Paars von Mischern M1, M2 sind an ein Paar von Tiefpassfiltern L1,
L2 gekoppelt, wobei die Filter die Signale Vi beziehungsweise Vq
bereitstellen. Die Signale Vi und Vq werden in ein Paar von Ableitungsschaltungen D1,
D2 eingegeben, die an ein zweites Paar von Mischern M3, M4 gekoppelt
sind, und werden über Kreuz
in das zweite Paar von Mischern M3, M4 eingegeben. Signale, die
durch das zweite Paar von Mischern bereitgestellt werden, werden
in einen Addierer S eingegeben. Der Addierer S stellt ein Signal FD
bereit, das einen Frequenzfehler zwischen dem Eingangssignal IN
und den Quadratursignalen I, Q anzeigt. In der vorhergehend genannten
Schrift wird eine digitale Ausführung
des analogen symmetrischen Quadrikorrelators vorgestellt. Die digitale
Ausführung
umfasst einseitige Flip-Flops, die an ein kombinatorisches Netz
gekoppelt sind. Daher ermitteln die Flip-Flops nur Phasenverschiebungen
zwischen Quadratureingängen
und eine ansteigende Flanke des D-Eingangssignals, was bedeutet, dass
dieser Quadrikorrelator bei einer Halbrate von 2* Tbit arbeitet.
Tbit ist als der Zeitraum für
einen hohen oder einen tiefen Binärpegel definiert. Ferner umfasst
der kombinatorische Teil des Quadrikorrelators 8 UND-Eingangsgatter 3 und 2 ODER-Ausgangsgatter 4,
die die Verzögerungen
und zusätzlichen
Phasenverschiebungen zwischen den Signalen bestimmen, die durch
den Quadrikorrelator bereitgestellt werden, die durch die technologischen
Fehler in den Anpassungsbausteinen bestimmt sind.
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SAVOJ
J. ET AL.: „Design
of half-rate clock and data recovery circuits for optical communication systems", THE 38TH ANNUAL
DESIGN AUTOMATION CONFERENCE (DAC), LAS VEGAS, NV, JUNE 18-22, 2001,
PROCEEDINGS OF THE DESIGN AUTOMATION CONFERENCE NEW YORK, NY, ACM, US,
vol. CONF. 38, 18 June 2001 (2001-06-18), Seiten 121-126, XP010552368,
ISBN 1-58113-297-2 (D1) offenbart eine Konstruktion von einer zwei
Halbraten Clock-and-Data-Recovery (CDR) Schaltung. Eine erste CDR-Schaltung
umfasst einen Phasendetektor, der in 4 gezeigt
wird, wobei der Phasendetektor eine erste Kette von Flip-Flop-Schaltungen und
eine zweite Kette von Flip-Flop-Schaltungen umfasst, wobei jede
Kette ein entsprechendes Signal bereitstellt, das in einen Multiplexer
eingegeben wird, wobei der Multiplexer durch ein gleiches Taktsignal gesteuert
wird wie die Flip-Flops, die in den Ketten enthalten sind.
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In
einer zweiten Ausführungsform,
die in 11 dieser Bezugnahme gezeigt
wird, wird ein anderer Phasendetektor vorgestellt, der ein erstes
Paar von bistabilen Kippschaltungen, die an einen ersten Multiplexer
gekoppelt sind, und ein zweites Paar von bistabilen Kippschaltungen
umfasst, die an einen zweiten Multiplexer gekoppelt sind, wobei
die entsprechenden bistabilen Kippschaltungen mit den gegenseitig
quadraturphasenverschobenen Signalen CK0 beziehungsweise
CK90 beliefert werden, um ein erstes Signal
V1 und ein zweites Signal V2 bereitzustellen, die eine erste Phasendifferenz
zwischen einem Eingangssignal Data und den gegenseitig quadraturphasenverschobenen
Signalen CK0, CK90 anzeigen.
Die Schaltung umfasst ferner ein drittes Paar von bistabilen Kippschaltungen,
die an einen dritten Multiplexer gekoppelt sind und durch das zweite
Signal (V2) geliefert werden.
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12 dieser Bezugnahme stellt einen Phasen-
und Frequenzdetektor bildlich dar, der wie derjenige, der vorhergehend
beschrieben wurde, zwei Phasendetektoren umfasst, wobei die Ausgänge der Phasendetektoren
für ein
zusätzliches
Paar von bistabilen Kippschaltungen bereitgestellt werden, die an einen
zusätzlichen
Multiplexer gekoppelt sind, wobei der zusätzliche Multiplexer ein Signal
bereitstellt, das eine Frequenzabweichung zwischen dem Eingangsdatensignal
Data und den Taktsignalen anzeigt. Daher wird in D1 vorgeschlagen,
in der vorhergehend beschriebenen Verbindung einen Frequenzdetektor unter
Verwendung von zwei Phasendetektoren zu bauen.
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Eine
Aufgabe dieser Erfindung ist es daher, die vorhergehend genannten
Probleme zu überwinden.
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Die
Erfindung ist durch den unabhängigen Anspruch
definiert. Die abhängigen
Ansprüche
beschreiben vorteilhafte Ausführungsformen.
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Bistabile
Kippschaltungen lesen normalerweise die binären Informationen entweder
auf einer ansteigenden oder einer abfallenden Flanke eines Taktsignals.
In Bezug auf den vorhergehend genannten Parameter Tbit werden die
Eingangsinformationen jede Periode des Taktsignals ein Mal gelesen, d.h.
bei jedem 2Tbit oder jeder Halbrate. Eine andere Möglichkeit
ist das Lesen der Eingangsinformationen auf sowohl den ansteigenden
als auch den abfallenden Flanken des Taktsignals, was bedeutet,
dass die Eingangsinformationen jede Halbperiode des Taktes, d.h.
bei Tbit-Rate, gelesen werden. Dieses Merkmal könnte entweder unter Verwendung
einer direkten Kopplung zwischen dem Taktsignal und den bistabilen
Kippschaltungen oder unter Verwendung von Zwischensignalen ausgeführt werden,
die während dem
Verarbeiten des Eingangssignals, das das gleiche Tbit hat, erhalten
werden. Das bedeutet, dass bistabile Kippschaltungen mit kombinatorischen Schaltungen
kombiniert werden könnten,
die einen Steuereingang, z.B. Multiplexer zum Arbeiten bei Tbit-Geschwindigkeit,
haben. Ein erstes Paar von doppelseitig getakteten bistabilen Kippschaltungen, das
an einen ersten Multiplexer gekoppelt ist, und ein zweites Paar
von doppelseitig getakteten Kippschaltungen, das an einen zweiten
Multiplexer gekoppelt ist, werden jeweils durch gegenseitig quadraturphasenverschobene
Signale geliefert. Der erste Multiplexer und der zweite Multiplexer
stellen ein erstes Signal und ein zweites Signal bereit, die eine
Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und den gegenseitig
quadraturphasenverschobenen Signalen anzeigen. In vielen Anwendungen
wie optische Vernetzung ist eine Taktrückgewinnung erforderlich, insbesondere,
wenn die Taktinformationen beim Eingangssignal fehlen, wie in den
Non-Return-to-Zero (NRZ) Signalen. Des Weiteren verwenden Taktrückgewinnungsschaltungen
normalerweise einen PLL, wobei der PLL einen quadraturspannungsgesteuerten
Oszillator hat, der Quadratursignale, d.h. gegenseitig um 90 Grad
verschoben, bereitstellt. PLLs haben auch einen Phasendetektor und
einen Frequenzdetektor. Die Ausgänge
der Multiplexer werden nur bei den Übergängen des Eingangssignals aktualisiert,
die den gleichen Fehler beim Ausgang zwischen den Übergängen beibehalten.
Die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal und den Quadraturtaktsignalen
wird in ein positives oder negatives quantifiziertes Signal umgewandelt.
Wenn dieses Signal positiv ist, erhöht der Takt seine Phase und
für negative
Signale vermindert der Takt seine Phase. Ein drittes Paar von doppelseitig
getakteten bistabilen Kippschaltungen, das an einen dritten Multiplexer gekoppelt
ist, und ein viertes Paar von doppelseitig getakteten bistabilen
Kippschaltungen, das an einen vierten Multiplexer gekoppelt ist,
werden über
Kreuz durch das vierte Signal und das zweite Signal geliefert, d.h.
das erste Signal wird in das vierte Paar von bistabilen Kippschaltungen
eingegeben und das zweite Signal wird in das dritte Paar von bistabilen Kippschaltungen
eingegeben, wobei das erste Signal das Taktsignal für das dritte
Paar von bistabilen Kippschaltungen und das Steuersignal für den dritten
Multiplexer ist, und das zweite Signal das Taktsignal für das vierte
Paar von bistabilen Kippschaltungen und das Steuersignal für den vierten
Multiplexer ist. Die dritten und vierten Paare von bistabilen Kippschaltungen
werden an den Übergängen der
ersten und zweiten Signale abgetastet, die durch die ersten und die
zweiten Multiplexer bereitgestellt werden. Die dritten und vierten
Paare von bistabilen Kippschaltungen führen eine Vorzeichenumkehrung
der ersten beziehungsweise zweiten Signalwerte aus. Die Umkehrung
ist nötig,
um das Arbeitsprinzip eines Differenziators, der an den ansteigenden
Flanken positive Werte und an den abfallenden Flanken negative Werte
bereitstellt, zu duplizieren. Es ist möglich, den Quadrikorrelator
ohne Umkehrung zu bauen, aber in diesem Fall nimmt die Verstärkung des
Frequenzdetektors dementsprechend ab, da nur eine Seite zum Vergleich
verwendet wird. Die gegenseitig quadraturphasenverschobenen Signale
werden durch einen spannungsgesteuerten Oszillator erzeugt. Die
Signale, die durch die dritten und vierten Multiplexer erzeugt werden,
werden in einen Addierer eingegeben, wobei der Addierer ein Fehlersignal
bereitstellt, das einen Frequenzfehler zwischen dem Eingangssignal und
den gegenseitigen Quadratursignalen anzeigt. Der Addierer könnte ein
Spannungsaddierer sein, wenn die Signale, die durch die dritten
und vierten Multiplexer bereitgestellt werden, Spannungen sind, oder
ein einfacher Knoten, wenn die entsprechenden Signale Ströme sind.
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Die
vorhergehenden und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden
aus der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Erfindung
unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen ersichtlich werden,
in denen:
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1 einen
Quadrikorrelator des bisherigen Standes der Technik bildlich veranschaulicht,
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2 ein
schematisches Diagramm eines digitalen Quadrikorrelators gemäß der Erfindung
bildlich veranschaulicht,
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3 eine
Analogie eines sich drehenden Rades für gegenseitige Quadratursignale
bildlich veranschaulicht,
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4 die
Frequenzermittlung, wenn die Frequenz der gegenseitigen Quadratursignale
niedriger ist als die Bitrate des Eingangssignals, bildlich veranschaulicht,
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5 die
Frequenzermittlung, wenn die Frequenz der gegenseitigen Quadratursignale
höher ist als
die Bitrate des Eingangssignals, bildlich veranschaulicht, und
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6 einen
PLL, der einen Frequenzdetektor hat, wie in der vorliegenden Erfindung
beschrieben, bildlich veranschaulicht.
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2 veranschaulicht
bildlich ein schematisches Diagramm eines digitalen Quadrikorrelators gemäß der Erfindung.
Der Quadrikorrelator 2 umfasst die doppelseitig getakteten
bistabilen Kippschaltungen 21, 22, 23, 24, 25, 26, 27, 28,
die an die Multiplexer 31, 32, 33, 34 gekoppelt
sind, die durch ein Signal gesteuert werden, das die gleiche Bitrate hat
wie das Eingangssignal D. Ein erstes Paar von doppelseitig getakteten
bistabilen Kippschaltungen 21, 22, die an einen
ersten Multiplexer 31 gekoppelt sind, und ein zweites Paar
von doppelseitig getakteten bistabilen Kippschaltungen 23, 24,
die an einen zweiten Multiplexer 32 gekoppelt sind, werden
durch die gegenseitig quadraturphasenverschobenen Signale CKI beziehungsweise
CKQ geliefert und stellen ein erstes Signal Q und ein zweites Signal
I bereit, das eine Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal D
und den gegenseitig quadraturphasenverschobenen Signalen CKI, CKQ
anzeigt. An dieser Stelle könnte
darauf hingewiesen werden, dass die bistabilen Kippschaltungen Flip-Flops
oder Latches sein könnten.
Zum Zweck der Veranschaulichung wird in 2 eine Ausführung gezeigt,
die Latches des D-Typs verwendet. Die gegenseitigen Quadratursignale
werden durch einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO gesteuert,
der in 6 gezeigt wird.
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Ein
drittes Paar von doppelseitig getakteten bistabilen Kippschaltungen 25, 26,
die an einen dritten Multiplexer 33 gekoppelt sind, und
ein viertes Paar von doppelseitig getakteten bistabilen Kippschaltungen 27, 28,
die an einen vierten Multiplexer 34 gekoppelt sind, werden
durch das erste Signal Q beziehungsweise das zweite Signal I beliefert.
Der Quadrikorrelator 2 umfasst ferner einen ersten Addierer 35 zum
Addieren eines dritten Signals, das durch den dritten Multiplexer 33 bereitgestellt
wird, zu einem vierten Signal, das durch einen vierten Multiplexer 34 bereitgestellt
wird, und zum Erzeugen eines Fehlersignals FD, das eine Frequenzdifferenz
zwischen dem Eingangssignal D und den gegenseitigen Quadratursignalen
CKI, CKQ anzeigt.
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Die
Latch-Multiplexer-Kombination arbeitet wie ein Latch, der auf beiden Übergängen des
Eingangssignals D getaktet ist. Die Übergänge des Eingangssignals D werden
durch die zwei Quadratursignale CKI und CKQ bei Tbit-Rate abgetastet.
Die Ausgänge
der Multiplexer werden nur auf den Übergängen der Eingangssignale D
aktualisiert, wodurch zwischen den Übergängen der gleiche Fehler am
Ausgang beibehalten wird. Das zweite Ausgangssignal Q ist der Ausgang
des Phasendetektors und das erste der Ausgangssignale I ist in Quadratur
mit Q. Die Phasendifferenz zwischen dem Eingangssignal D und CKQ
beziehungsweise CKI wird in ein positives oder negatives quantifiziertes
Signal umgewandelt. Wenn dieses Signal positiv ist, steigert der
Takt seine Phase und für
negative Signale vermindert der Takt seine Phase. Die dritten und
vierten Paare von Latches 25, 26, 27, 28 werden
auf den Übergängen von den
Signalen I und Q abgetastet. Es wird eine Vorzeichenumkehrung der
Ausgänge
der Latches an den Ausgängen
I und Q an den positiven Werten von Q beziehungsweise I beobachtet.
Die Umkehrung ist erforderlich, um das Arbeitsprinzip eines Differenziators
zu duplizieren, was positive Werte an der ansteigenden Flanke und
negative Werte auf der abfallenden Flanke eines Signals ergibt.
Eine alternative Version des Quadrikorrelators ohne Umkehrung erzeugt auch
einen Frequenzfehler aber die Verstärkung des Frequenzdetektors
vermindert sich dementsprechend (beim Vergleich wird nur ein Übergang
verwendet).
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Die
Gleichgewichtsposition für
die Signale I und Q kann mit der Analogie eines sich drehenden Rades
wie in 3 gezeigt dargestellt werden. Wenn es eine Phasenrastung
ist, ist der Vektor I positiv, stabil und gleich +1 und der Vektor
Q springt auf periodische Art und Weise vom positiven zum negativen Quadranten.
Das Frequenzfehler-Erzeugungssignal für den Frequenzdetektor
wird mit Hilfe von 4 und 5 erklärt.
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Wenn
der Takt zu langsam ist (4), rotiert das Paar der zwei
Quadratursignale I und Q im Gegenuhrzeigersinn mit einer Winkelfrequenz
gleich der Frequenzdiffe renz Δϖ und
die Ableitung des Signals I fällt
auf das Signal Q, wodurch ein Fehlersignal erzeugt wird.
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Wenn
der Takt zu schnell ist (5), rotiert das Paar der zwei
Quadratursignale I und Q im Uhrzeigersinn mit einer Winkelfrequenz
gleich der Frequenzdifferenz Δϖ und
die Ableitung des Signals I fällt
mit einem 180° Phasendifferenzsignal
auf das Signal Q, wodurch ein Fehlersignal erzeugt wird.
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6 veranschaulicht
bildlich einen PLL, der einen Frequenzdetektor 10 hat,
wie in der vorliegenden Erfindung beschrieben. Das Fehlersignal
FD wird über
eine erste Ladepumpe 20, die an einen ersten Tiefpassfilter 30 gekoppelt
ist, der an einen zweiten Addierer 80 gekoppelt ist, in
einen groben Steuereingang C des spannungsgesteuerten Oszillators VCO
eingegeben. Das Frequenzfehlersignal FD wird in den groben Eingang
C des VCO eingegeben, da der VCO die Frequenzdifferenzen zwischen
dem Eingangssignal D und den Quadratursignalen CKI und CKQ so schnell
wie möglich
anpassen muss. Ein feiner Steuereingang F des VCO wird durch ein
Signal PD gesteuert, dass durch einen Phasendetektor 70 bereitgestellt
wird, der an eine zweite Ladepumpe 60 gekoppelt ist, die
an einen zweiten Tiefpassfilter 50 gekoppelt ist.
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Das
Frequenzfehlersignal FD ist, wie in der vorhergehenden Beschreibung
gezeigt, ein quantifiziertes Signal, das in Phasenrastung zusätzlichen Brumm
auf dem groben Eingang des VCO erzeugt. Die Verwendung einer Dreizustands-Ladepumpe
als erste Ladepumpe kann dies indes mildern.
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In
der vorhergehenden Beschreibung wurden unsymmetrische Signale verwendet
aber Fachleute könnten
leicht eine praktische Ausführung
des Quadrikorrelators unter Verwendung von differentiellen Signalen
ableiten.
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Es
wird angemerkt, dass der Umfang des Schutzes der Erfindung nicht
auf die hierin beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist.
Genauso wenig ist der Umfang des Schutzes der Erfindung durch die
Bezugszeichen in den Ansprüchen
beschränkt.
Das Wort „umfassend" schließt nicht
andere Teile als diejenigen, die in den Ansprüchen erwähnt werden, aus. Das Wort „ein(e)", das einem Element
vorangeht, schließt
nicht mehrere dieser Elemente aus. Mittel, die einen Bestandteil
der Erfindung bilden, können
sowohl in der Form von dedizierter Hardware als auch in der Form
eines zu diesem Zweck programmierten Prozessors ausgeführt werden.
Die Erfindung besteht in jedem neuen Merkmal oder der Kombination
von Merkmalen.