DE60208213T2

DE60208213T2 - Gilbert-zellen-gegentaktmischer

Info

Publication number: DE60208213T2
Application number: DE60208213T
Authority: DE
Inventors: Wolfram Kluge; Dietmar Eggert
Original assignee: Advanced Micro Devices Inc
Current assignee: GlobalFoundries Inc
Priority date: 2001-07-13
Filing date: 2002-07-03
Publication date: 2006-06-29
Anticipated expiration: 2022-07-04
Also published as: EP1425845A2; KR100836950B1; WO2003007470A3; JP4478451B2; TWI269521B; JP2004535723A; AU2002346068A1; US7085548B1; DE60208213D1; CN100413211C; WO2003007470A2; WO2003007470A8; EP1425845B1; CN1572054A; KR20040014661A

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung betrifft im Allgemeinen Sende/Empfangseinrichtungen und betrifft insbesondere einen harmonischen Mischer, der in einer integrierten Sende/Empfangseinrichtung für Radiofrequenz einsetzbar ist.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die steigende Nachfrage für tragbare drahtlose Kommunikationseinrichtungen mit kleinem Preis, geringem Gewicht und kleiner Größe und mit verbesserten Eigenschaften fördert die Entwicklung neuer IC-(integrierte Schaltungs-) Technologien, Schaltungskonfigurationen und Sende/Empfängerarchitekturen. Sende/Empfängerimplementierungen für Breitbandsysteme, die Direkt-Umsetzungsmischer bzw. Direktmischer aufweisen, sind bekannt und erfüllen die o. g. Erfordernisse besser als Architekturen, die auf dem weit verbreiteten Super-Heterodyn-Prinzip beruhen.
In der Senderstufe des Sende/Empfängers werden Direktmischer verwendet, um ein analoges oder digitales Basisbandsignal in ein RF-(Radiofrequenz) Signal im Hinblick auf eine einfachere Übertragung heraufzusetzen. In der Empfängerstufe werden Direktmischer verwendet, um ein empfangenes RF-Signal auf das Basisband im Hinblick auf eine einfachere Signalverarbeitung herabzukonvertieren. Daher sind keine Filter mit hohem Gütefaktor Q und Bildabblockfilter mit hohem Gütefaktor Q für die Filterung zur Unterdrückung des Bildes und der ZF (Zwischenfrequenz) erforderlich. Im Allgemeinen ist es schwierig, Filter mit hohem Q zu integrieren. Derartige Empfänger werden auch als Null-ZF-Empfänger bezeichnet, da das gewünschte Signal direkt in das Basisband herabgesetzt und die ZF damit zu Null gewählt wird. Die darin verwendeten Mischer kommutieren das verstärkte RF-Signal mit dem LO-(lokaler Oszillator) Signal. Beispielsweise wird in dem häufig verwendeten bipolaren Mischer auf der Grundlage des analogen Gilbert-Multiplizierers eine Kommutation im Strommodus ausgeführt.
Für derartige Direktumsetzungstopologien treten eine Reihe von Problemen, etwa Leckströme des Trägers, die Intermodulation zweiter Ordnung und Störungen zwischen dem lokalen Oszillator und den RF-Signalen auf. Insbesondere erfordern Direktumsetzungsempfänger ein hohes Maß an Linearität in der Mischerstufe, da die Störprodukte der zweiten Ordnung direkt in dem erhaltenen Basisbandfrequenzbereich liegen und damit das Nutzsignal stören. Der Hauptgrund für eine derartige Nichtlinearität zweiter Ordnung im Mischer beruht auf einem Signalübersprechen zwischen den Eingangssignalen des Mischers. Im Allgemeinen führt dies zu Selbstmischungseffekten des Signals, wodurch ein DC-(Gleichstrom-) Versatz bzw. Offset hervorgerufen wird. Jedoch ist dieser DC-Versatz nicht konstant.
Weitere Probleme in konventionellen Sende/Empfänger-Architekturen sind sogenannte Zieheffekte. Im Prinzip können derartige Effekte verhindert werden, indem der VCO (spannungsgesteuerter Oszillator), der das LO-Signal erzeugt, von allen andern Signalen isoliert wird. Jedoch ist die Isolierung in Architekturen ein Problem, in denen der VCO bei der Sendefrequenz arbeitet, d. h. in FM-(Frequenzmodulations-) Systemen, in denen eine direkte Modulation des VCO oder ein direktes Hochsetzprinzip verwendet ist. In derartigen Sender/Empfänger-Architekturen erzeugt der Leistungsverstärker (PA) oder ein Leistungsvorverstärker intensive Signale auf dem Chip mit der gleichen Frequenz, mit der der chipinterne VCO betrieben wird. Das gleiche Problem ergibt sich, wenn intensive Signale dem RX-(Empfangs-) Eingang zugeführt werden. Das VCO-Ziehen wird durch eine nicht perfekte Isolierung hervorgerufen, d. h., in Sender/Empfänger-Topologien, in denen der VCO bei der gleichen Frequenz wie der TX-(Sende) Ausgang und der RX-Eingang betrieben wird. In modernen Sender/Empfänger-Architekturen ist es erforderlich, derartige Effekte zu reduzieren.
In bekannten Empfängern wird das eintreffende RF-Signal mit einem sinusförmigen Signal multipliziert, das von einem lokalen Oszillator-(LO) Signal abgeleitet wird. Beide Signale können durch eine Spannung oder einen Strom repräsentiert sein. Der die Multiplikation beider Signale ausführende Mischer enthält zwei Eingänge, die in der Praxis nicht vollständig entkoppelt sind. Daher enthält zusätzlich zu dem gewünschten Signal jedes Mischereingangssignal einen kleineren Anteil eines Übersprechsignals des anderen Signals. Auf Grund der Multiplikationsfunktion des Mischers enthält das Ausgangssignal Störsignale, die proportional zur Leistung des empfangenen Signals, das auf DC-Spannungsniveau liegt, ist. Diese Störsignale sind besonders nachteilig für das Direktumsetzungsprinzip, da das gewünschte abwärtsgewandelte RF-Signal ebenso bei einer Frequenz von f = 0 angeordnet ist.
Eine Vorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist in der Patentschrift US 5,303,417 offenbart.
Die vorliegende Erfindung löst oder reduziert zumindest die Auswirkungen einiger oder aller der zuvor genannten Probleme.
ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
Die Probleme werden mittels einer Vorrichtung gemäß dem Anspruch 1 und 6 gelöst. Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
In dem erfindungsgemäßen Empfänger wird ein VCO-Oszillator, der bei der Hälfte der Frequenz des empfangenen RF-Signals arbeitet, eingesetzt. Obwohl die Steuersignale vorzugsweise mittels eines VCO erzeugt werden, ist die vorliegende Erfindung nicht auf eine Topologie mit einem VCO eingeschränkt. Die Steuersignale können auch durch andere Einrichtungen, die im Stand der Technik bekannt sind, erzeugt werden. Der VCO erzeugt zwei symmetrische Signale bzw. Gegentaktsignale mit der gleichen Frequenz, die um 90 Grad in der Phase verschoben sind. Erfindungsgemäß werden diese beiden Signale im Wesentlichen miteinander multipliziert, wodurch eine spektrale Komponente mit der doppelten Frequenz des symmetrischen Signals erzeugt wird. Diese Komponente kann verwendet werden, um das gewünschte Signal in den gewünschten Frequenzbereich umzusetzen. Auf Grund dieses allgemeinen Ansatzes kann das erfindungsgemäße Prinzip bei einer großen Vielfalt an Mischern, beispielsweise bei Mischern in Direktumsetzungsempfängern oder bei Mischern mit Direktumsetzungssendern angewendet werden.
Im Prinzip werden die folgenden mathematischen Beziehungen verwendet. Es seien zwei Signale u_VCO1 = u₁ cos ω₁t und u_VCO2 = u₂ cos ω₁t + φ betrachtet. Diese Signale u_VCO2 und u_VCO1 werden um einen Winkel von φ Grad verschoben. Wenn beide Signale multipliziert werden, kann das folgende Signal u_MIX = G_MIX·u_VCO1·u_VCO2 abgeleitet werden, wobei G_MIX ein Verstärkungsfaktor ist: uMIX = GMIXu1 cos(ω1t)·u2 cos(ω1t + φ) = 1/2GMIXu1u2(cosφ + cos(2ω1t + φ)) (1)
Wie man aus (1) erkennen kann, löschen sich für eine Phasenverschiebung von φ = 90 Grad zwischen den beiden VCO-Signalen die DC-Komponenten aus. Dies vereinfacht den Schaltungsaufbau.
Unter Anwendung eines realen Analogmultiplizierers können sinusförmige Signale verwendet werden, und daher ist die direkte Implementierung von In-Phase- (I) und Quadratur- (Q) Signalen durch Anwenden der folgenden Funktionen möglich: IMIX = uMIX cosω1t·sinω1t = 1/2sin 2ω1t (2)
Diese beiden Abhängigkeiten werden in modernen Sender/Empfänger-Architekturen für digitale Modulationsschemata benötigt, in denen das komplexe Verhalten der Signale ausgenutzt wird. Auf Grund des schlechten Leistungsverhaltens im Hinblick auf das Rauschen wird jedoch eine derartige analoge Implementierung relativ selten im Vergleich zu einer Schaltkonfiguration angewendet, die in der vorliegenden Erfindung verwendet ist.
Die vorliegende Erfindung löst das inhärente Problem einer Mischerrealisierung für Direkt-Aufwärts- und Abwärts-Umsetzungsarchitekturen, wobei keine andere Implementierung zu einer derartigen Leistungsfähigkeit in Bezug auf Linearität und Unterdrückung von LO-Signalen führt. Ferner ist aus Sicht der Systemarchitektur die Robustheit der VCO-Signale im Verhältnis zu den Signalen, die von dem Leistungsverstärker kommen, deutlich verbessert.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung kann durch Bezug auf die folgende Beschreibung im Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen verstanden werden, in denen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente bezeichnen, und in denen:
1 ein Schaltbild eines erfindungsgemäßen Mischers ist;
2 ein Diagramm der Steuerspannungen ist, die der ersten und der zweiten Schalteinrichtung zugeführt werden;
3 ein Diagramm der Leitungseigenschaften des Mischerausgangs ist;
4 ein Schaltbild einer I/Q-Quadraturphasenimplementierung eines ertindungsgemäßen Mischers ist;
5 ein Schaltbild einer Filterbank gemäß der vorliegenden Erfindung ist, um die Steuersignale jeweils mit einer Phasenverschiebung von 45 Grad bereitzustellen;
6 ein Schaltbild zweier Allpassfilter gemäß der vorliegenden Erfindung ist, die die anfänglichen 45 Grad Phasenverschiebung liefern;
7 ein Schaltbild eines Polyphasenfilters gemäß der vorliegenden Erfindung ist, der vier um 90 Grad relativ zueinander phasenverschobene Signale liefert;
8 eine Phasendarstellung der Filterbankausgangssignale ist; und
9 eine Blockansicht eines RF-Eingangsbereichs mit I/Q-Signalerzeugung für ein 1200 MHz/1200 MHz Frequenzverhältnis gemäß der vorliegenden Erfindung ist.
Obwohl die Erfindung diversen Modifizierungen und alternativen Formen unterliegen kann, sind dennoch spezielle Ausführungsformen davon beispielhaft in den Zeichnungen gezeigt und sind hierin detailliert beschrieben. Es sollte jedoch selbstverständlich sein, dass die Beschreibung der speziellen Ausführungsformen die Erfindung nicht auf die speziellen offenbarten Formen einschränken soll, sondern dass die Erfindung vielmehr alle Modifizierungen, Äquivalente und Alternativen abdecken soll, die innerhalb des Grundgedankens und Schutzbereichs der Erfindung liegen, wie sie durch die angefügten Patentansprüche definiert ist.
ART bzw. ARTEN ZUM AUSFÜHREN DER ERFINDUNG
Es werden nun anschauliche Ausführungsformen der Erfindung beschrieben. Zum Zwecke der Klarheit werden nicht alle Merkmale einer tatsächlichen Implementierung in dieser Beschreibung beschrieben. Es ist jedoch zu beachten, dass bei der Entwicklung einer derartigen tatsächlichen Ausführungsform zahlreiche implementationsspezifische Entscheidungen getroffen werden müssen, um die speziellen Ziele der Entwickler zu erreichen, etwa die Verträglichkeit mit systembezogenen und geschäftsbezogenen Rahmenbedingungen, die sich von einer Implementierung zur einer anderen ändern können. Ferner ist zu beachten, dass ein derartiger Entwicklungsaufwand komplex und zeitaufwendig sein kann, dass dieser aber dennoch eine Routinemaßnahme ist, die der Fachmann in Besitze der vorliegenden Erfindung ausführen kann.
Die vorliegende Erfindung wird nunmehr mit Bezug zu den begleitenden Zeichnungen beschrieben. Obwohl die diversen Gebiete und Strukturen eines Halbleiterbauelements in den Zeichnungen so dargestellt sind, dass diese sehr präzise und scharfe Konfigurationen und Profile aufweisen, weiß der Fachmann, dass in der Realität diese Gebiete und Strukturen nicht so präzise sind, wie dies in den Zeichnungen dargestellt ist. Ferner können die relativen Größen der diversen Merkmale und dotierten Gebiete, die in den Zeichnungen dargestellt sind, übertrieben oder reduziert im Vergleich zu der Größe dieser Strukturelemente oder Gebiete in hergestellten Bauelementen sein. Dennoch sind die beigefügten Zeichnungen hiermit mit eingeschlossen, um anschauliche Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zu beschreiben und zu erläutern.
In 1 ist ein Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des Direktumsetzungsmischers bzw. Direktmischers gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. Wie in 1 gezeigt ist, umfasst die Schaltung ein Schaltnetzwerk 10, eine Steuersignalerzeugungseinrichtung 20 und zwei Ausgangsoperationsverstärker 17, 18. Die Steuersignalerzeugungs einrichtung 20 kann ein VCO sein. Das Eingangssignal 19 ist ein RF-Signal. Die gezeigte Schaltkonfiguration ist eine Gilbert-Zelle, die eine symmetrische Architektur bzw. Gegentaktarchitektur für die vier Steuersignale 21, 22, 23 und 24 bereitstellt. Im Folgenden wird der Begriff Gilbert-Zelle für eine Schalttopologie in der Art einer Gilbert-Zelle verwendet, wobei alle Transistoren als Schalter verwendet sind. Wie in 1 gezeigt ist, umfasst der Gilbert-Zellenmischer eine erste Mischstufe mit zwei Feldeffekttransistoren (FET's) 13 und 16, und eine zweite Mischstufe mit vier FET's 11, 12, 14 und 15. Genauer gesagt, die Gilbert-Zelle enthält zwei Feldeffekttransistoren (FET) 11 und 12, deren Sourcegebiete mit dem FET 13 verbunden sind, und enthält zwei FET's 14, 15, deren Sourcegebiete mit dem FET 16 verbunden sind. Es werden LO-Signale an alle Gates der FET's angelegt. Die LO-Signale 21 und 22, die an die Gates der FET's 13 und 16 angelegt sind, sind symmetrische Signale bzw. Gegentaktsignale. In ähnlicher Weise sind die LO-Signale 23 und 24, die an die Gates der FET's 11, 12, 14 und 15 angelegt sind, symmetrische Signale bzw. Gegentaktsignale. Zu beachten ist, dass das Signal 23 an die Gates der FET's 11 und 14 und das Signal 24 an die Gate der FET's 12 und 15 angelegt wird. Ferner kann man aus 1 erkennen, dass die LO-Signale, die an die FET's-Gates der Mischstufe 1 und die LO-Signale, die an die FET-Gates der Mischstufe 2 angelegt sind, um 90 Grad in ihrer Phase verschoben sind. Alle LO-Signale besitzen jedoch die gleiche Frequenz, die die Hälfte der Frequenz des Eingangssignals 19 beträgt, und die LO-Signale sind um 90 Grad in der Phase verschoben. Der FET 14 besitzt ein Drain, das mit dem Drain des FET's 11 verbunden ist, das mit dem positiven Eingang des Ausgangsverstärkers 17 verbunden ist. In ähnlicher Weise besitzt der FET 12 ein Drain, das mit dem Drain des FET's 15 verbunden ist, das mit dem negativen Eingang des Ausgangsverstärkers 18 verbunden ist. Der negative Eingang des Operationsverstärkers 17 und der positive Eingang des Operationsverstärkers 18 sind miteinander verbunden und sind ferner mit Masse verbunden. Die Ausgangssignale der Gilbert-Zelle werden von diesen vollständig differenziellen Operationsverstärkern 17, 18 erfasst, die die RF in dem weiteren Signalweg durch ihr CMRR (Gleichtaktunterdrückungsverhältnis) unterdrücken. Obwohl lediglich eine Realisierung mit FET's gezeigt ist, können abhängig von der angewendeten Technologie auch Bipolar-Transistoren als Schalter verwendet werden.
2 zeigt eine Ansicht zweier der vier Signale, die der ersten und der zweiten Schalteinrichtung zugeführt werden. Alle Signale besitzen die gleiche Form (die Schwingungen werden durch den harmonischen Symmetriesimulator während der Anwendung erzeugt), sind jedoch um 90 Grad in der Phase verschoben. Da die Zeitdauer in der tiefpegeligen Phase gleich der Zeitdauer in der hochpegeligen Phase ist, sind keine geradzahligen harmonischen in diesen Signalen vorhanden.
In 3 ist eine Ansicht der Leiteigenschaft des Mischerausgangs gezeigt. Eine spektrale Komponente mit der doppelten Frequenz des VCO-Signals dominiert dabei in der spektralen Darstellung. Dies wird ausgenutzt, um das eintreffende RF-Signal zu konvertieren. In der erfindungsgemäßen Architektur ist es ein inhärentes Merkmal, das weder das VCO-Signal selbst oder daraus abgeleitete Komponenten bei der doppelten Frequenz noch das eintreffende RF-Signal in dem Ausgangssignal im Differenzmodus auftreten. Die Schaltung dieser Erfindung arbeitet in einem Spannungsmodus. Daher sind kleinere Schalttransistoren, eine RF-Quelle mit niedriger Impedanz und ein Operationsverstärker mit einem hochohmigen Eingang erforderlich. Im Strommodus sind größere Schalter, eine RF-Quelle mit höherer Impedanz und ein Operationsverstärker mit einem niederohmigen Eingang erforderlich.
Moderne Sender/Empfänger-Architekturen erfordern eine komplexe Signalverarbeitung. Daher muss ein Signalweg für eine Inphasen-Komponente (I) und für eine Quadraturphasenkomponente (Q) vorgesehen werden. Somit müssen weitere vier Signale mit einer Phasenverschiebung von 45 Grad in Bezug auf die ersten Signale bereitgestellt werden. Da diese 45 Grad Phasenverschiebung zu einer 90 Grad Phasenverschiebung zwischen beiden Signalwegen in der vorliegenden Empfängerimplementierung führt, sind die Erfordernisse für die Architektur erfüllt.
4 zeigt ein Schaltbild einer derartigen I/Q-Quadraturphasenimplementierung eines Mischers. Diese I/Q-Signalwegrealisierung enthält eine erste Gilbert-Zellenschaltung 10, die I-Signale 40 und 41 bereitstellt, eine zweite Gilbert-Zellenschaltung 30, die Q-Signale 42 und 43 bereitstellt, und vier Ausgangsoperationsverstärker 17, 18, 31 und 32 und eine Einrichtung zum Erzeugen von Steuersignalen 20. Die Gilbert-Zellenschaltungen 10 und 30 sind zu der Gilbert-Zellenschaltung der 1 äquivalent. Die dortige Erläuterung gilt somit auch in diesem Falle. Die Einrichtung zum Erzeugen der Steuersignale 20 kann einen VCO und vorzugsweise eine Filterbank aufweisen. Diese stellen vier Steuersignale 21, 22, 23 und 24 für den ersten Gilbert-Zellenmischer und vier Steuersignale 25, 26, 27 und 28 für den zweiten Gilbert-Zellenmischer bereit. Die Signale 21 und 22, 23 und 24, 25 und 26, 27 und 28 sind jeweils Gegentaktsignale. Somit werden vier Steuersignale für die erste Gilbert-Zelle, die 90 Grad in der Phase verschoben sind, und vier Steuersignale für die zweite Gilbert-Zelle, die um 90 Grad in der Phase verschoben sind, bereitgestellt. Ferner sind die Steuersignale der zweiten Gilbert-Zelle um 45 Grad in Bezug auf die Steuersignale der ersten Gilbert-Zelle in der Phase verschoben. Alle Steuersignale besitzen die gleiche Frequenz, wobei jedoch die Frequenz der Steuersignale und die Arbeitsfrequenz des VCO vorzugsweise die Hälfte der Frequenz der Eingangssignale beträgt. Die Operationsverstärker 17 und 18 liefern I+ 17 und I– 18 Signale und die Operationsverstärker 31 und 32 liefern die Q+ 31 und Q– 32-Signale. Obwohl in 4 eine Implementierung mit FET's gezeigt ist, können die Schalter auch in Bipolar-Technologie vorgesehen sein.
Die acht unterschiedlichen Steuersignale können einer Filterbank zugeführt werden, in der Allpassfilter und 90 Grad Polyphasenfilter verwendet sind. Es sind jedoch auch andere Ausführungsformen möglich.
In 5 ist eine Filterbankimplementierung 50 gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Darin werden die Anfangssignale einem 45 Grad Phasenschieber 60 zugeführt, der zwei Differenzsignale bereitstellt, die um 45 Grad verschoben sind. Nachfolgend erzeugen die Polyphasenfilter 70 die gewünschten acht Signale.
In 6 ist eine mögliche Struktur des 45 Grad Phasenschiebers 60 dargestellt. Der Phasenschieber 60 umfasst zwei Allpassfilter, die so verstimmt sind, dass sich ein 45 Grad Phasenunterschied zwischen den ausgehenden Signalen ergibt. Die Eingangsanschlüsse sind mit den Bezugszeichen 71, 72 belegt, und die Ausgangsanschlüsse sind mit den Bezugszeichen 73, 74, 75 und 76 bezeichnet.
Eine Implementierung des 90 Grad Polyphasenfilters 70 aus 5 ist in 7 gezeigt. Die Eingangsanschlüsse sind mit den Bezugszeichen 81, 82, 83 und 84 bezeichnet, und die Ausgangsanschlüsse sind mit den Bezugszeichen 85, 86, 87 und 88 bezeichnet.
Die speziellen Werte für die Widerstände und Kondensatoren in den in den 6 und 7 gezeigten Schaltungen können in Abhängigkeit der gewünschten Sollbetriebsfrequenz gewählt werden. Der Fachmann ist leicht in der Lage, geeignete Werte für die Widerstände und Kondensatoren für eine gewünschte Betriebsfrequenz auszuwählen. Beispielsweise können in einer anschaulichen Ausführungsform der Schaltungen der 6 und 7 für eine Sollbetriebsfrequenz von 1,2 GHz die folgenden Werte verwendet werden:
Widerstände 73A, 74A, 75A, 76A = 0,6 × 10³ Ohm
Widerstände 85A, 86A, 87A, 88A = 1,0 × 10³ Ohm
Kondensatoren 73B, 74B = 126 × 10^–15 Farad
Kondensatoren 75B, 76B = 4,0 × 10^–15 Farad
Kondensatoren 85B, 86B, 87B, 88B = 130 × 10^–15 Farad
8 zeigt eine Phasendarstellung der acht Filterbankausgangssignale, die eine Phasenverschiebung von 45 Grad und eine relativ ausgeprägte Amplitudensymmetrie aufweisen.
In 9 ist eine Blockansicht einer Realisierung eines RF-Eingangsbereichs mit einer I/Q-Signalerzeugung für ein 1200 MHz/1200 MHz Frequenzverhältnis gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt. Der RF-Eingangsabschnitt umfasst einen Empfängerabschnitt, einen Senderabschnitt und einen Steuersignalerzeugungsabschnitt. Der Empfängerabschnitt umfasst einen Empfängereingang RX, der ein 2400 MHz Signal empfängt, einen RX-Puffer, vier Schalteinrichtungen 51, 52, 53 und 54 und Empfängerausgänge, die die I- und Q-Signale bereitstellen. Die entsprechenden Phasenverschiebungen der Steuersignale für die Schalteinrichtungen sind in 9 gezeigt. Der Steuersignalerzeugungsabschnitt besitzt eine Filterbank 50. Zwei symmetrische 1200 MHz-VCO-Signale werden der Filterbank zugeführt. Der Senderabschnitt umfasst einen Senderausgang TX, der ein 2400 MHz-Signal aussendet, einen TX-Puffer, vier Schalteinrichtungen 55, 56, 57 und 58 und Sendereingänge, die die I- und Q-Daten empfangen.
Die zuvor dargestellten Ausführungsformen sind lediglich anschaulicher Natur, da die Erfindung auf unterschiedliche, aber äquivalente Weisen vom Fachmann auf diesem Gebiet modifiziert und praktiziert werden kann, wenn er im Besitz der hierin offenbarten Lehre ist. Beispielsweise können die Prozessschritte, die zuvor dargestellt sind, in einer unterschiedlichen Reihenfolge ausgeführt werden. Ferner sind keine Einschränkungen hinsichtlich der Details im Aufbau oder der Gestaltung, wie sie hierin beschrieben sind, beabsichtigt, sofern dies nicht in den folgenden Patentansprüchen dargelegt ist. Es ist daher offenkundig, dass die zuvor offenbarten speziellen Ausführungsformen geändert oder modifiziert werden können, und dass alle derartigen Variationen als innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung, wie sie in den Patentansprüchen definiert ist, liegend betrachtet werden. Somit ist der angestrebte Schutzbereich in den folgenden Patentansprüchen dargelegt.

Claims

Harmonischer Mischer mit: einer Multiplizierschaltung (10) mit einem ersten Mischer (13, 16) in einer ersten Mischstufe und einem zweiten Mischer (11, 12, 14, 15) in einer zweiten Mischstufe, wobei der erste Mischer (13, 16) ausgebildet ist, ein Eingangssignal (19) zu empfangen und das Eingangssignal (19) mit Steuersignalen (21, 22) zu mischen, und wobei die zweite Mischstufe ausgebildet ist, das Ausgangssignal der ersten Mischstufe zu empfangen; und einem Generator (20) zum Erzeugen zweier erster Steuersignale (21, 22) zum Steuern des ersten Mischers in der ersten Mischstufe, und zweier zweiter Steuersignale (23, 24) zum Steuern des zweiten Mischers in der zweiten Mischstufe, wobei die Steuersignale (21 bis 24) die gleiche Frequenz besitzen, die unterschiedlich ist zu einer Frequenz des Eingangssignals (19); dadurch gekennzeichnet, dass die zwei ersten und die zwei zweiten Steuersignale (21 bis 24) Gegentaktsignale sind und in vier Phasen bereitgestellt werden, wovon jedes um π/2 phasenverschoben ist.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 1, wobei die Multiplizierschaltung (10) eine Gilbert-Zelle mit mehreren Transistoren ist, und wobei alle Transistoren als Schalter verwendet sind.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 1, wobei der Generator (2) einen spannungsgesteuerten Oszillator umfasst.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 1, wobei die Frequenz der Steuersignale (21 bis 24) halb so groß ist wie die Frequenz des Mischereingangssignals (19).
Harmonischer Mischer nach Anspruch 1, wobei der erste Mischer ein Paar aus Feldeffekttransistoren (13, 16) und wobei der zweite Mischer zwei Paare aus Feldeffekttransistoren (11, 12, 14, 15) aufweist.
Harmonischer Direktumsetzmischer für I/Q-Quadraturphasenmodulation, mit: einer erste Multiplizierschaltung (10) mit einem ersten Mischer in einer ersten Mischstufe der ersten Multiplizierschaltung und einem zweiten Mischer in einer zweiten Mischstufe der ersten Multiplizierschaltung zur Erzeugung von Inphase- (I) Komponenten (40, 41), wobei der erste Mischer ausgebildet ist, ein Eingangssignal zu empfangen und das Eingangssignal mit Steuersignalen (21, 22) zu mischen, und wobei die zweite Mischstufe ausgebildet ist, das Ausgangsgangssignal der ersten Mischstufe zu empfangen; einer zweiten Multiplizierschaltung (30) mit einem dritten Mischer in einer ersten Mischstufe der zweiten Multiplizierschaltung und einem vierten Mischer in einer zweiten Mischstufe der zweiten Multiplizierschaltung zum Erzeugen von Quadratur- (Q) Komponenten (42, 43), wobei der dritte Mischer ausgebildet ist, ein Eingangssignal zu empfangen und das Eingangssignal mit Steuersignalen (25, 26) zu mischen, und wobei der vierte Mischer ausgebildet ist, das Ausgangssignal des dritten Mischers zu empfangen; und einem Generator (20) zum Erzeugen zweier erster Steuersignale (21, 22) zum Steuern des ersten Mischers, zweier zweiter Steuersignale (23, 24) zum Steuern des zweiten Mischers, zweier dritter Steuersignale (25, 26) zum Steuern des dritten Mischers und zweier vierter Steuersignale (27, 28) zum Steuern des vierten Mischers, und wobei die Steuersignale eine Frequenz aufweisen, die sich von einer Frequenz des Eingangssignals unterscheidet; dadurch gekennzeichnet, dass: die zwei ersten, die zwei zweiten, die zwei dritten und die zwei vierten Steuersignale (21 bis 28) Gegentaktsignale sind, eine Phasenverschiebung von π/2 zwischen den zwei ersten (21, 22) und den zwei zweiten (23, 24) Steuersignalen vorgesehen ist, eine Phasenverschiebung von π/2 zwischen den zwei dritten (25, 26) und den zwei vierten (27, 28) Steuersignalen vorgesehen ist, und eine Phasenverschiebung von π/4 zwischen den zwei ersten und den zwei dritten Steuersignalen und den zwei zweiten und zwei vierten Steuersignalen vorgesehen ist.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 6, wobei die erste (10) und die zweite (30) Multiplizierschaltung jeweils eine Gilbert-Zelle mit mehreren Transistoren aufweisen, wobei alle Transistoren als Schalter verwendet sind.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 6, wobei der Generator (20) einen spannungsgesteuerten Oszillator und eine Filterbank (50) aufweist.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 6, wobei die Frequenz der Steuersignale (21 bis 28) halb so groß ist wie die Frequenz des Mischereingangssignals.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 6, wobei der erste und der dritte Mischer jeweils ein Paar aus Feldeffekttransistoren aufweisen und wobei der zweite und der vierte Mischer jeweils zwei Paare aus Feldeffekttransistoren aufweisen.
Harmonischer Mischer nach Anspruch 8, wobei die Filterbank (50) umfasst: einen π/4-Anfangsphasenschieber (60); und einen ersten und einen zweiten Polyphasen-Filter (70) zum Erzeugen der 8 Steuersignale (21 bis 28).
Harmonischer Mischer nach Anspruch 11, wobei der π/4-Phasenschieber (60) einen ersten und zweiten Allpassfilter (73A, B; 74A, B; 75A, B; 76A, B) aufweist, die ein erstes und ein zweites Differenzsignal mit einer Phasenverschiebung von π/4 bereitstellen.