DE602004004409T2

DE602004004409T2 - Funkkommunikationssysteme und verfahren

Info

Publication number: DE602004004409T2
Application number: DE602004004409T
Authority: DE
Inventors: David Cambridge BAKER; Mark Justin Cambridge MOORE
Original assignee: Artimi Ltd
Current assignee: Artimi Ltd
Priority date: 2003-07-18
Filing date: 2004-07-19
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2024-07-20
Also published as: ATE352131T1; EP1658680A1; EP1658680B1; GB2404124A; GB2404124B; WO2005013504A1; DE602004004409D1; GB0316901D0; HK1070215A1; TW200511743A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft verdrahtete und drahtlose Ultra-Wideband (UWB) Datenkommunikationseinrichtungen und -verfahren im Allgemeinen und UWB-Empfängersysteme und -architekturen im Besonderen und dafür bestimmte Trainings- und Synchronisationssysteme.
Aus der Radartechnik und anderen militärischen Anwendungen entwickelte Verfahren zur UWB-Übertragung, wobei hier von Dr. G.F. Ross Pionierarbeit geleistet wurde, sind in der US 3728632 beschrieben. Ultra-Wideband-Kommunikationssysteme bedienen sich sehr kurzer Impulse elektromagnetischer Strahlung (Impulse) mit kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten, was ein Spektrum mit einer sehr breiten Bandbreite ergibt. Manche Systeme bedienen sich einer direkten Erregung einer Antenne mit einem Impuls dieser Art, der dann mit seiner charakteristischen Impuls- oder Sprungantwort (je nach Erregung) abgestrahlt wird. Systeme dieser Art werden als trägerlos oder „trägerfrei" bezeichnet, da die sich ergebende HF-Strahlung keine definierte Trägerfrequenz aufweist. Andere UWB-Systeme strahlen jedoch eine oder einige wenige Schwingungen eines Hochfrequenzträgers ab, wodurch es möglich ist, trotz der großen Signalbandbreite eine aussagekräftige Mittenfrequenz und/oder Phase zu definieren. Die Federal Communications Commission (FCC) der Vereinigten Staaten definiert UWB als eine -10dB-Bandbreite von wenigstens 25% einer Mitten-(oder Durchschnitts-) Frequenz oder einer Bandbreite von wenigstens 1,5GHz; die Definition der US-Agentur DARPA ist ähnlich, bezieht sich aber auf eine Bandbreite von -20dB. Formale Definitionen dieser Art sind nützlich und unterscheiden UWB-Systeme eindeutig von konventionellen Schmalband- und Breitbandsystemen, wobei die in der vorliegenden Beschreibung beschriebene Technik sich aber nicht auf Systeme beschränkt, die unter diese präzise Definition fallen, sondern bei ähnlichen Systemen eingesetzt werden kann, die sich sehr kurzer Impulse elektromagnetischer Strahlung bedienen.
UWB-Kommunikationssysteme weisen gegenüber konventionellen Systemen eine Reihe von Vorteilen auf. Allgemein gesagt, erleichtert die sehr große Bandbreite Übertragungen mit sehr hoher Datenrate, und da Strahlungsimpulse verwendet werden, kann die mittlere Sendeleistung (und auch der Energieverbrauch) niedrig gehalten werden, obwohl die Energie in den einzelnen Impulsen relativ hoch sein kann. Auch kann die Energie pro Frequenzeinheit, da die Energie jedes Impulses sich über eine große Bandbreite verteilt, tatsächlich sehr gering sein, weshalb UWB-Systeme mit anderen Nutzern des Spektrums koexistieren können und bei militärischen Anwendungen dafür sorgen, dass die Wahrscheinlichkeit einer Entdeckung gering ist. Auch machen die kurzen Impulse UWB-Kommunikationssysteme relativ unempfindlich gegenüber Mehrwege-Effekten, da Mehrfach-Reflexionen im Allgemeinen aufgelöst werden können. Und schließlich eignen sich UWB-Systeme für eine im Wesentlichen völlig digitale Implementierung mit den sich daraus ergebenden Kosteneinsparungen und anderen Vorteilen.
1a zeigt ein Beispiel eines analogen UWB-Transceivers 100. Dieser umfasst eine Sende-/Empfangsantenne 102 mit einem charakteristischen Impulsverhalten, das durch den Bandpassfilter (BPF) 104 (wenngleich in manchen Fällen ein Bandpassfilter explizit mit eingeschlossen sein kann) angedeutet ist, der an einen Sende-/Empfangsschalter 106 gekoppelt ist.
Die Sendekette umfasst einen Impulsgeber 108, der durch einen Basisband-Sendedateneingang 110 modulierbar ist, und einen Antennentreiber 112. Wenn allgemein nur eine kleine Ausgangsspannungsschwingung erforderlich ist, kann der Treiber entfallen. Es kann eines aus einer Reihe von Modulationsverfahren verwendet werden, typischerweise entweder On-Off-Keying, d.h. Senden eines Impulses oder Nichtsenden eines Impulses, M-ary Amplitude Shift Keying (Impulsamplitudenmodulation) oder PPM (Impulslagenmodulation, d.h. Dithering der relativen Impulsposition). Typischerweise hat der gesendete Impuls eine Dauer von < 1ns und kann eine Bandbreite im Gigahertz-Bereich aufweisen.
Die Empfangskette umfasst typischerweise einen rauscharmen Verstärker (LNA – Low Noise Amplifier) und eine automatische Verstärkungsregelung (AGC – Automatic Gain Control) 114, der ein Korrelator oder Matched Filter (MF) 116 folgt, das so auf die empfangene Impulsform abgestimmt ist, dass es einen Impuls ausgibt, wenn HF-Energie mit der korrekten (passenden) Impulsform ansteht. Der Ausgang des Matched Filter 116 wird in der Regel von einem Analog-Digital-Wandler (ADC – analog-to -digitalconverter) 118 digitalisiert und dann einem (digitalen oder softwarebasierten) Schwellenwert-Schaltkreis mit variabler Verstärkung 120 überstellt, an dessen Ausgang die empfangenen Daten bereitstehen. Der Fachmann wird erkennen, dass Vorwärts-Fehlerkorrektur (FEC – Forward Error Conection), zum Beispiel Blockfehlercodierung und sonstige Basisbandbearbeitung, ebenfalls zur Anwendung kommen kann, wobei es sich hier um allgemein bekannte und herkömmliche Technik handelt, die zur besseren Übersichtlichkeit daher nicht weiter behandelt wird.
1b zeigt ein Beispiel eines trägerbasierten UWB-Senders 122. Ein entsprechender Sender ist in der US 6026125 näher beschrieben. Diese Form von Sender ermöglicht ein Steuern der Mittenfrequenz und Bandbreite der UWB-Übertragung sowie, aufgrund der Tatsache, dass der Sender trägerbasiert ist, die Verwendung einer Frequenz- und Phasen- sowie Amplituden- und Lagenmodulation. Daher können als Verfahren zum Beispiel Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) oder M-ary PSK (Phase Shift Keying) eingesetzt werden.
Betrachtet man die 1b, so erzeugt ein Oszillator 124 einen Hochfrequenzträger, der von einer Mischstufe 126 angesteuert wird, die im Endeffekt als Hochgeschwindigkeitsschalter oder High-Speed-Schalter fungiert. Ein zweiter Eingang zur Mischstufe wird durch einen Impulsgeber 128 bereitgestellt, der von einem (optionalen) Bandpassfilter 130 gefiltert wird. Die Amplitude des gefilterten Impulses bestimmt die Zeit, für die die Mischdioden in Durchlassrichtung geschaltet sind und damit die effektive Impulsbreite und Bandbreite des UWB-Signals am Ausgang der Mischstufe. In entsprechender Weise wird die Bandbreite des UWB-Signals auch durch die Bandbreite des Filters 130 bestimmt. Die Mittenfrequenz und die Augenblicksphase des UWB-Signals werden vom Oszillator 124 bestimmt und können durch einen Dateneingang 132 moduliert werden. Ein Beispiel eines Senders mit einer Mittenfrequenz von 1,5 GHz und einer Bandbreite von 400 MHz ist in der US 6026125 beschrieben. Eine Puls-zu-Puls-Kohärenz kann durch Phasensynchronisierung von Impulsgeber und Oszillator erreicht werden.
Der Ausgang der Mischstufe 126 wird durch ein Bandpassfilter 134 ausgewertet, um Nebenbandfrequenzen und unerwünschte Mischstufenprodukte zu sperren, optional gedämpft durch einen digital gesteuerten HF-Abschwächer 136 zum Ermöglichen einer zusätzlichen Amplitudenmodulation, und dann einem Breitband-Leistungsverstärker 138, zum Beispiel einer monolithisch integrierten Mikrowellen-Schaltung (MMIC), und der Sendeantenne 140 zugeführt. Der Leistungsverstärker kann synchron mit den Impulsen vom Impulsgeber 128 ein- und ausgeschaltet werden, wie dies in der US '125 beschrieben ist, um den Energieverbrauch zu reduzieren.
1c zeigt einen Sender, der dem der 1b ähnlich ist, und bei dem gleiche Elemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Allgemein gesagt, ist der Sender der 1e ein Spezialfall des Senders der 1b, bei dem die Frequenz des Oszillators auf Null gesetzt wurde. Der Ausgang des Oszillators 124 der 1b ist effektiv ein Gleichstrompegel, der dazu dient, die Mischstufe 126 ständig eingeschaltet zu halten, weshalb diese Elemente weggelassen sind (und der Impulsgeber bzw. dessen Ausgang moduliert wird).
1d zeigt einen alternativen, trägerbasierten UWB-Sender 142, der ebenfalls in der US 6026125 beschrieben ist. Wiederum sind Elemente, die denen der 1b gleichen, durch gleiche Bezugszeichen gezeigt.
Bei der Anordnung von 1d steuert eine Zeittorschaltung 144 den Ausgang des Oszillators 124 gesteuert durch ein Zeitregelungssignal 146 an. Die Impulsbreite dieses Zeitregelungssignals bestimmt die Augenblicksbandbreite des UWB-Signals. Daher kann die gesendete UWB-Signalbandbreite durch Verändern der Breite dieses Impulses eingestellt werden.
Ultra-Wideband-Empfänger, die sich für eine Verwendung mit den UWB-Sendern der 1b bis 1d eignen, sind in der US 5901172 beschrieben. Diese Empfänger verwenden auf Tunneldioden basierende Detektoren, um eine Einzelimpulserkennung bei hohen Geschwindigkeiten (mehrere Megabits pro Sekunde) mit geringerer Anfälligkeit gegenüber In-Band-Interferenzen zu ermöglichen. Allgemein gesagt, wird eine Tunneldiode zwischen aktivem und inaktivem Modus geschaltet, wobei die Diode, die entladen wird, während des inaktiven Modus wieder aufgeladen wird. Im Endeffekt arbeitet die Diode als zeitbezogen angesteuertes Matched Filter, wobei die Korrelationsoperation mit den eintreffenden Impulsen synchronisiert ist.
1e zeigt ein weiteres Beispiel eines bekannten UWB-Senders 148, der in der US 6304623 beschrieben ist. In 1e erzeugt ein Impulsgeber 150 einen HF-Impuls zur Übertragung durch die Antenne 152 und gesteuert durch ein Zeitregelungssignal 154, das von einem Präzisionszeitgeber 156 bereitgestellt wird, der wiederum durch eine stabile Zeitbasis 158 überwacht wird. Ein Codegenerator 160 empfängt einen Bezugstakt vom Zeitgeber und stellt dem Zeitgeber pseudozufällige Zeitkorrekturbefehle für ein Dithering der Sender-Impulspositionen bereit. Dies bewirkt eine Ausbreitung und Abflachung des kammartigen Spektrums, das ansonsten durch regelmäßige, schmale Impulse entstehen würde (bei manchen Systemen kann zum Erzielen eines entsprechenden Effekts Amplitudenmodulation zur Anwendung kommen).
1f zeigt einen entsprechenden Empfänger 162, der ebenfalls in der US 6304623 beschrieben ist. Dieser bedient sich eines ähnlichen Zeitgebers 164, einer Zeitbasis 166 und eines Codegenerators 168 (der die gleiche pseudozufällige Folge erzeugt), wobei die Zeitbasis 166 jedoch durch eine Mitlaufschleife 170 mit dem empfangenen Signal in Synchronisation gebracht wird. Der Zeitregelungssignalausgang des Zeitgebers 164 treibt einen Template-Generator 172 an, der ein Schablonensignal ausgibt, während ein Korrelator/Abtaster 176 und ein Akkumulator 178 das empfangene Signal mit der Schablone vergleicht, integriert über eine Öffnungszeit des Korrelators, um ein Ergebnis zu erhalten, das am Ende eines Integrationszyklus von einem Detektor 180 erfasst wird um zu bestimmen, ob eine Eins oder eine Null empfangen wurde.
1g zeigt einen UWB-Transceiver 182, der sich Codierverfahren bedient, die auf spektraler Spreizung basieren. Ein Transceiver allgemeinen Typs ist in der US 6400754 näher beschrieben, auf die Bezug genommen werden kann.
Im 1g stellen eine Empfangsantenne 184 und ein rauscharmer Verstärker 186 einem Korrelator 188 mit Zeitintegration einen Eingang bereit. Ein zweiter Eingang wird dem Korrelator durch einen Codefolgegenerator 190 bereitgestellt, der einen Spreiz-Spektrum-Code, wie beispielsweise einen Kasami-Code, erzeugt, das heißt, einen Code mit einem hohen Autokorrelationskoeffizienten aus einer Familie von Codes mit niedrigen Kreuzkorrelationskoeffizienten. Der Korrelator 188 multipliziert das analoge Eingangssignal mit dem Bezugscode und nimmt eine Integration über einen Codefolgezeitraum vor und kann ein Matched Filter mit einer Mehrheit von Phasen umfassen, die unterschiedliche Zeitabgleiche von Eingangssignal und Bezugscode darstellen. Der Ausgang des Korrelators wird von einem Analog Digital-Wandler 192 digitalisiert, der einem von einem Prozessor 196 mit Speicher 198 gesteuertem Bus 194 einen Ausgang bereitstellt, während der Codefolgegenerator 190 durch einen von einem Kristalloszillator betriebenen Taktgeber 200 angesteuert wird, ein Sendeantennentreiber 202 Daten vom Bus 194 empfängt, die mit einer Codefolge von dem Codegenerator 190 multipliziert und von der Sendeantenne 204 übertragen werden. Im Betrieb werden codierte Folgen von Impuls-Dubletten empfangen und gesendet, wobei bei einer Anordnung jedes Bit eine 1023-Chip-Folge von 10ns Chips umfasst und somit eine Dauer von 10μs aufweist und einen Prozessgewinn von 30dB bereitstellt. Zum Erreichen höherer Bitraten können kürzere Spreiz-Folgen und/oder schnellere Takte verwendet werden.
Der in der US 6400754 beschriebene Transceiver verwendet eine Modifikation einer (in der US 4506267 beschriebenen) frequenzunabhängigen Stromantenne mit abgeschirmtem Stromkreis, die eine flache, rechtwinklige leitende Scheibe aufweist. Diese Antenne wird als Hochstrom-Sendeantenne (LCR – Large Current Radiator) bezeichnet und strahlt, wenn sie durch Strom betrieben wird, nach außen auf die Oberfläche der Scheibe ab.
1h zeigt einen Treiberkreis 206 für eine Hochstrom-Sendeantenne 208 dieser Art. Die Antenne wird durch eine H-Brücke mit vier MOSFET 210 betrieben, die von einer linken (L) und einer rechten (R) Steuerleitung 212 und 214 angesteuert werden. Indem die Leitung 214 auf hohen Pegel und dann auf niedrigen Pegel geschaltet wird, während die Leitung 214 auf niedrigem Pegel gehalten wird, wird ein Impuls-Dublett (d.h. ein Impulspaar entgegengesetzter Polarität) einer ersten Polarität gesendet, und indem die Leitung 212 auf hohen und dann auf niedrigen Pegel geschaltet wird, während die Leitung 214 auf niedrigem Pegel gehalten wird, ein Impuls-Dublett entgegengesetzter Polarität abgestrahlt. Die Antenne strahlt nur ab, solange der durch sie fließende Strom sich verändert, und sendet bei jedem Übergang einen einzelnen Gaußschen Impuls.
In den 2a bis 2h sind einige Beispiele für UWB-Wellenformen gezeigt. 2a zeigt eine typische Ausgangswellenform eines UWB-Impulssenders, während 1b das Leistungsspektrum der Wellenform von 2a zeigt. 2c zeigt einen Wavelet-Impuls (der, wenn er gekürzt wird, zum Monozyklus wird) der Art, die von einem der Sender der 1b bis 1d abgestrahlt werden könnte. 2d zeigt das Leistungsspektrum der 2c. 2e zeigt ein Impuls-Dublett, und 2f das Leistungsspektrum des Dubletts der 2e. Es ist zu erkennen, dass das Spektrum der 2f eine Kammform mit einer Beabstandung (bei der Frequenz) umfasst, die durch die (zeitbezogene) Beabstandung der Impulse des Dubletts bestimmt ist, und eine Gesamtbandbreite, die sich durch die Breite jedes Impulse bestimmt. Es ist aus den 2e und 2f auch erkennbar, dass ein Dithering der Pulspositionen tendenziell zu einer Reduzierung der Nullen des Kammspektrums führen wird. 2g zeigt Beispiele für Impuls-Dublett-Grundwellenformen für eine logische 0 und eine logische 1. 2h zeigt ein Beispiel einer TDMA UWB-Übertragung der Art, wie sie von dem Transceiver der 1g abgestrahlt werden könnte, bei der Schauer aus CDMA-codierten (Code Division Multiple Access: codegeteiltes Zugriffsverfahren CDMA) Daten durch Perioden einer Nichtübertragung getrennt sind, um einen Zugriff durch andere Geräte zu ermöglichen.
Ultra-Wideband-Kommunikationssysteme bieten wegen der sehr hohen Datenraten, die bei UWB-Systemen möglich sind, potenziell wesentliche Vorteile für die drahtlose Vernetzung privater Bereiche, insbesondere Breitbandvernetzung für Audio- und Video-Unterhaltungselektronikgeräte. UWB-Kommunikationssysteme weisen jedoch auch eine Reihe spezieller Probleme auf insbesondere die sehr niedrige abgegebene Sendeleistung, die von den zuständigen Regulierungsbehörden (in den Vereinigten Staaten die FCC) vorgegeben wird. So liegt die maximal zulässige, abgegebene Leistung derzeit unter dem akzeptablen Rauschgrund für unbeabsichtigte Emitter, so dass ein UWB-Signal einem konventionellen Empfänger lediglich wie ein Rauschen erscheint. Dieser geringe Leistungsausgang begrenzt die effektive Reichweite von UWB-Kommunikationssystemen, weshalb ein Bedarf besteht, diese Schwierigkeit zu überwinden.
Eine Möglichkeit zum Verbessern der Reichweite einer UWB-Kommunikationsverbindung ist die Anwendung des Rake-Empfänger-Prinzips, um die Energie in einer Mehrheit von Mehrwegekomponenten eines empfangenen Signals zusammenzufassen. Mehrwege-Effekte entstehen, wenn ein Signal von einem Sender an einen Empfänger zwei oder mehrere unterschiedliche Wege (Mehrwege) nimmt, wie beispielsweise einen direkten Weg zwischen einer Sende- und einer Empfangsantenne und einen indirekten Weg über Reflexion von einer Fläche. In einer Mehrwege-Umgebung treffen zwei oder mehrere Versionen eines gesendeten Signals zu unterschiedlichen Zeiten am Empfänger ein. Die meisten drahtlosen Umgebungen, insbesondere Innenräume, weisen ein beträchtliches Maß an Mehrwegen auf, was bei einem konventionellen HF-Kommunikationssystem typischerweise einen kammförmigen Frequenzgang erzeugt, wobei die mehrfachen Verzögerungen der Mehrwegekomponenten des empfangenen Signals diesem das Aussehen von Zinken eines Rechens verleihen. Im Allgemeinen verändern sich Anzahl und Lage der Mehrwegekanäle mit der Zeit, insbesondere, wenn der Sender oder der Empfänger oder beide mobil sind.
Es ist hilfreich, zunächst einen kurzen Blick auf den Betrieb eines konventionellen Rake-Empfängers zu werfen, bevor ein nach dem Rake-Empfänger-Prinzip arbeitender UWB-Empfänger bekannten Typs näher betrachtet wird.
In einem Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem wird ein Basisbandsignal gespreizt, indem es mit einer pseudozufälligen Spreiz-Folge einer sehr viel höheren Bitrate (die als Chiprate bezeichnet wird) vor der Modulation des HF-Trägers gemischt wird. Am Empfänger wird das Basisbandsignal wiedergewonnen, indem das empfangene Signal und die pseudozufällige Spreiz-Folge einem Korrelator zugeführt werden und es ermöglicht wird, dass sich eines am anderen vorbeischiebt, bis eine Synchronisation erhalten wird. Sobald eine Code-Synchronisation erhalten wurde, wird diese mit Hilfe einer Code-Tracking-Schleife, beispielsweise eine Früh-Spät-Tracking-Schleife, aufrechterhalten, die erfasst, ob ein Eingangssignal bezüglich der Spreiz-Frequenz zu früh oder zu spät ist, und Veränderungen kompensiert. Alternativ kann zum Entspreizen und zur Synchronisation ein Matched Filter verwendet werden.
Ein System dieser Art wird als codegeteiltes Multiplex-System bezeichnet, da das Basisbandsignal nur wiedergewonnen werden kann, wenn die ursprüngliche pseudozufällige Spreiz-Folge bekannt ist. Ein Spreiz-Spektrum-Kommunikationssystem ermöglicht, dass viele Sender mit unterschiedlichen Spreiz-Folgen alle denselben Teil des HF-Spektrums nutzen, wobei ein „Tunen" des Empfängers auf das gewünschte Signal durch die Wahl einer geeigneten Spreiz-Folge (CDMA – Code Division Multiple Access) vorgenommen wird.
Ein Vorteil konventioneller Spreiz-Spektrum-Systeme ist der, dass sie relativ unempfindlich gegenüber Mehrwege-Fading sind. Ein Korrelator in einem Spreiz-Spektrum-Empfänger wird dazu neigen, sich auf eine der Mehrwegekomponenten aufzusynchronisieren, normalerweise auf das direkte Signal, welches das stärkste ist. Es können jedoch eine Mehrheit von Korrelatoren vorgesehen werden, damit der Spreiz-Spektrum-Empfänger sich auf eine entsprechende Mehrheit separater Mehrwegekomponenten des empfangenen Signals aufsynchronisieren kann. Ein Spreiz-Spektrum-Empfänger dieser Art ist als Rake-Empfänger bekannt, wobei die Elemente des Empfängers, die den Korrelator enthalten, oft als die „Finger" des Rake-Empfängers bezeichnet werden. Die separaten Ausgänge von jedem dieser Finger des Rake-Empfängers werden zusammengefasst, um ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis (bzw. eine verbesserte Bitfehlerrate) zu erhalten, indem im Allgemeinen entweder jeder Ausgang gleich gewichtet wird oder Wichtungen ermittelt werden, die das Signal-Rausch-Verhältnis der zusammengefassten Ausgänge maximieren („Maximal Ratio Combining" – MRC).
3a zeigt die wichtigsten Komponenten eines typischen Rake-Empfängers 300. Eine Korrelatorgruppe 302 umfasst in diesem Beispiel drei Korrelatoren 302, 302 und 302, die jeweils von Eingang 304 ein spektral gespreiztes CDMA-Signal erhalten. Die Korrelatoren werden als Finger des Rake-Empfängers bezeichnet, der im gezeigten Beispiel drei Finger aufweist. Das CDMA-Signal kann ein Basisband- oder ein Zwischenfrequenz-Signal (IF – Intermediate Frequency) sein. Jeder Korrelator synchronisiert sich auf eine separate Mehrwegekomponente auf, die bezüglich der anderen Mehrwegekomponenten um wenigstens ein Chip verzögert ist. Je nach Qualitäts-/Kosten-Erwägungen und dem gewünschten Komplexitätsgrad können mehr oder weniger Korrelatoren vorgesehen werden. Der entspreizte Ausgang aus einem Korrelator ist ein Signal, dessen Stärke und Phase durch die Dämpfung und Phasenverschiebung des Mehrwegekanals verändert wurden, durch den die durch den Finger des Rake-Empfängers aufsynchronisierte Mehrwegekomponente gesendet wurde. Indem beispielsweise eine Trainingsfolge verwendet wird, kann man eine kanalspezifische Schätzung erhalten, die eine komplexe Zahl zur Charakterisierung der Phase und Dämpfung des Kommunikationskanals umfasst, insbesondere für die Mehrwegekomponente des Kanals, die der Rake-Finger entspreizt hat. Die kanalspezifische Schätzung kann dann zum Umkehren der Phase (und zum optionalen Normalisieren) konjugiert und dazu verwendet werden, das empfangene Signal zur Kompensation des Kanals zu multiplizieren.
Die Ausgänge aller Korrelatoren werden einem Kombinierer 306, beispielsweise einem MRC-Kombinierer, zugeführt, der die Ausgänge in einer gewichteten Summe addiert, wobei im Allgemeinen den stärkeren Signalen ein höheres Gewicht beigemessen wird. Die Gewichtung kann basierend auf der Signalstärke vor oder nach der Korrelation nach herkömmlichen Algorithmen erfolgen. Das zusammengesetzte Signal wird dann einem Diskriminator 308 zugeführt, der bestimmt, ob ein Bit eine 1 oder eine 0 ist und einen Basisband-Ausgang bereitstellt. Der Diskriminator kann zusätzliche Filter-, Integrations- oder andere Prozesselemente enthalten. Der Rake-Empfänger kann entweder in Hardware oder in Software oder als eine Mischung von beidem realisiert werden.
Die Effekte der Mehrwegeausbreitung bei UWB-Übertragungen sind nicht die gleichen wie bei herkömmlichen HF-Übertragungen. Insbesondere, wenn ein UWB-Signal einer Aufeinanderfolge von Wavelets oder Impulsen umfasst (wobei diese Begriffe in der Beschreibung nahezu synonym verwendet werden), ist es wegen der kurzen Dauer und der relativ langen (zeitbezogenen) Trennung dieser Impulse oft möglich, die zu Mehrwegekomponenten des UWB-Signals gehörenden Impulse im Wesentlichen zeitbezogen zu lösen. Einfach ausgedrückt, sind die Verzögerungen zwischen dem Eintreffen von Impulsen in unterschiedlichen Mehrwegekomponenten, die aus einem einzelnen gesendeten UWB-Impuls stammen, häufig lang genug, um es unwahrscheinlich zu machen, dass zwei Impulse zur selben Zeit eintreffen. Dies wird nachstehend näher beschrieben und kann bei der Ausführung eines UWB-Empfängers vorteilhaft genutzt werden.
Man kennt den Einsatz konventioneller Rake-Empfänger-Technik in UWB-Kommunikationssystemen, wie dies zum Beispiel in der WO01/93441, WO01/93442 und WO01/93482 beschrieben ist. 3b, die der WO01/93482 entnommen ist, zeigt einen Transceiver dieser Art; ähnliche Anordnungen sind in den beiden anderen Beschreibungen beschrieben.
Betrachtet man 3b, so zeigt diese einen UWB-Sender 7₀ , 2l, 17, 23, 25, 27, 1 und einen UWB-Empfänger 1, 27, 3, 29, 31,_I-N, 7_I-N , 9. Der Empfänger umfasst eine Mehrheit von Tracking-Korrelatoren 31_I -31_N zusammen mit einer Mehrheit von Zeitgebern 7₁ -7_N , wobei die Mehrfacharme, wie dies in WO'482 (Seite 15) beschrieben ist, während eines Empfangsmodus im Betrieb unterschiedliche Mehrwegekomponenten eines Signal lösen und sich auf diese aufsynchronisieren können. Durch kohärente Addition der Energie aus diesen unterschiedlichen Mehrwege-Signalkomponenten kann das empfangene Signal-Rausch-Verhältnis verbessert werden. Die Ausführung gemäß WO'482 ist jedoch physisch relativ groß und ihre Realisierung teuer und durch hohen Energieverbrauch gekennzeichnet, während bestimmte vorteilhafte Aspekte der UWB-Mehrwegeausbreitung nicht genutzt werden.
Ein Beispiel eines analogen UWB-Empfängers ist in der GB23768581 beschrieben. Eine Schwierigkeit bei einer Verwendung von Korrelationsverfahren bei einem UWB-Empfänger betrifft die Schwierigkeit der Anfertigung einer analogen Vorderseite mit relativ linearer Verstärkung und relativ linearem Phasengang. In der Praxis bedeutet das für einen Empfänger, der beispielsweise in einem Band von zwischen 3 GHz und 10 GHz (oder gar innerhalb eines 500 MHz-Segments dieses Bands) arbeitet, dass Verstärkung und Phasengang der Verstärker- und Filterkreise von Antenne und Vorderseite wahrscheinlich beträchtlich über die Bandbreite variieren. Dies hat den Effekt einer beträchtlichen Verzerrung des empfangenen Signals, zum Beispiel in einem trägerlosen, impulsbasierten System, das Impulse oder Wavelets verwendet, die die erwartete Signalform beträchtlich verzerren und im Allgemeinen für ein gewisses zusätzliches Nachschwingen sorgen. Diese Situation wird durch Mehrwege-Effekte noch komplizierter, da beispielsweise Reflexionen von einer Metallfläche eine Impulsumkehrung bewirken können, und Reflexionen von weicheren Flächen eine Phasenverzerrung und Tiefpassfilterung verursachen können. Weitere Schwierigkeiten ergeben sich bei der Digitalisierung, da es sein kann, dass das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Samples nicht vollständig gleichförmig ist. Ein UWB-Empfänger, der ein empfangenes Signal digital mit Impulsen „bekannter theoretischer Form" korreliert, ist in der US2003/0086511 beschrieben. Weitere Beschreibungen zum Stand der Technik liegen durch die US2003/0058963 und US2001/005317 vor.
Wir beschreiben daher ein Ultra-Wideband (UWB) Empfängersystem, das folgende Merkmale umfasst: eine Vorderseite zum Empfangen eines UWB-Signals, einen Bezugssignalspeicher zum Speichern eines UWB-Bezugssignals, das eine digitalisierte Wellenform eines empfangenen UWB-Signals zur Korrelation mit einer Mehrheit später empfangener UWB-Signale umfasst; einen digitalen Korrelator, der an die Vorderseite und den Bezugssignalspeicher gekoppelt ist, um das empfangene UWB-Signal digital mit der digitalisierten Wellenform des UWB-Bezugssignals zu korrelieren; und eine Steuereinheit, die an den Bezugssignalspeicher gekoppelt und zum Steuern der Speicherung eines empfangenen UWB-Signals in dem Bezugssignalspeicher als UWB-Bezugssignal zur Korrelation mit der Mehrheit später empfangener UWB-Signal konfiguriert ist.
Das UWB-Signal umfasst vorzugsweise ein trägerloses gepulstes Signal, während das in dem Bezugsspeicher gespeicherte empfangene Signal vorzugsweise eine Mehrheit von Mehrwegekomponenten und keinen Archetyp zur separaten Korrelation mit den einzelnen Mehrwegekomponenten umfasst. Die Mehrwegekomponenten des in dem Bezugssignalspeicher gespeicherten Signals werden vorzugsweise im Wesentlichen zeitbezogen gelöst. Vorteilhafterweise kann dann der Bezugssignalspeicher eine Datenstruktur aufweisen, die das Bezugssignal hinsichtlich einer Aufeinanderfolge von Impulsformen (von Mehrwegekomponenten) definiert, die durch Impulsverzögerungen getrennt sind, wobei zur wirtschaftlichen Nutzung des Speichers Verzögerungen zwischen aufeinanderfolgenden Mehrwegekomponenten eines Impulses durch einen einzelnen Feld- oder Datenwert spezifiziert werden können. Wie zuvor erwähnt wurde, umfasst jede Mehrwegekomponente, einschließlich eine Sichtlinienkomponente, einen Impuls, der sich aus einem usprünglich gesendeten, Kanalverzerrung unterliegendem Impuls ableitet, wobei unterschiedliche Mehrwegekomponenten des ursprünglich gesendeten Impulses unterschiedliche Verzögerungen aufweisen. Durch Speichern eines empfangenen UWB-Signals in dem Bezugssignalspeicher und insbesondere durch Identifizieren der Mehrwegekomponenten eines ursprünglich gesendeten Impulses und deren Speicherung im Bezugssignalspeicher, kompensiert das Bezugssignal Verzerrungen, die vom Kanal zwischen einem entfernten Sender und dem Empfänger bewirkt werden, sowie Verzerrungen, die die Empfängerschaltung selbst bewirkt, bzw. gleicht diese aus. Dadurch wird die Korrelationsoperation viel effektiver und unterstützt so den Empfang von UWB-Signalen, die auf oder unter dem Rauschpegel liegen können. Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfasst das Empfängersystem einen Trainingssignaldetektor zum Erkennen eines Trainingssignals, zum Beispiel eines Pilot- oder Vorspannsignals, innerhalb des empfangenen UWB-Signals zur Verwendung als Bezugssignal. Das Trainingssignal muss nicht a priori bekannt sein, da die Mehrwegekomponenten im Allgemeinen lösbar sind, wenngleich die Signalerkennung erleichtert wird, wenn das Signal vorher bekannt ist.
In einer bevorzugten Implementierung ist ein UWB-Signalgeber lokal beim Empfängersystem vorgesehen; dies kann den UWB-Sender eines UWB-Transceivers umfassen. Dadurch kann lokal ein UWB-Signal zum Empfang durch den Empfänger und zur Speicherung als Bezugssignal erzeugt werden. Wenn der UWB-Signalgeber lokal beim Empfänger vorgesehen ist, wird das empfangene Signal Verzerrungen enthalten, die durch die Vorderseite des Empfängers bewirkt werden, jedoch keinerlei wesentliche Anteile aus Mehrwegekanalverzerrungen. Ein Signal dieser Art kann zum Kalibrieren des Empfängers verwendet werden, um Abweichungen des Empfängers vom Idealverhalten, die bei analogen UWB-Schaltungen und Geräten fast immer vorhanden sind, zu kompensieren.
Der UWB-Signalgeber ist vorzugsweise an das UWB-Empfängersystem gekoppelt, beispielsweise mittels eines Drahtes, damit die Zeitregelung des Senders und des Empfängers zur leichteren Lokalisierung der Trainingsimpulse im Empfänger synchronisiert werden können. Einfach gesagt, wenn der Empfänger aufgrund eines Zeitregelungssignals, das entweder vom Empfänger oder vom Sender erzeugt wird, weiß, wann Impulse erwartet werden, ist es einfach, den maßgeblichen Teil des empfangenen Signals zu erfassen und im Bezugssignalspeicher zu speichern.
Wir beschreiben auch ein Verfahren zum Erfassen eines UWB-Signals, das die folgenden Schritte umfasst: Empfang eines ersten UWB-Signals; Speichern einer digitalisierten Wellenform des ersten UWB-Signals; Empfang einer Mehrheit von späteren zweiten UWB-Signalen; und digitales Korrelieren der Mehrheit der späteren zweiten UWB-Signale mit der gespeicherten digitalisierten Wellenform des ersten UWB-Signals zum Erfassen der zweiten UWB-Signale.
Das erste UWB-Signal kann ein lokal erzeugtes UWB-Signal wie das vorstehend beschriebene umfassen, das nach dem Empfang als Bezugssignal zum Kalibrieren der Schaltung der Vorderseite eines Empfängers gespeichert werden kann, während das zweite UWB-Signal ein Trainingssignal von einem entfernten UWB-Sender enthalten kann. Dieses muss kein explizit bereitgestelltes Trainingssignal umfassen, sondern kann ein Signal wie beispielsweise einen zum Training verwendeten Pilotton umfassen. Der Empfang des ersten UWB-Signals kann ein Korrelieren mit einer vorbestimmten Schablone, zum Beispiel ein Impuls oder eine Spitze, beinhalten. Die Verwendung eines Impulses oder einer Spitze erleichtert das Auffinden eines empfangenen Signals zur Speicherung, da das Ausgangssignal des Korrelators nach der Korrelation mit einer Funktion dieser Art im Wesentlichen das gleiche wie ein empfangenes Signal ist. Das vereinfacht die Empfängerarchitektur, da die Korrelatorausgabe dann im Wesentlichen dem empfangenen Signaleingang entspricht. Vorzugsweise beinhaltet das Korrelieren des zweiten UWB-Signals mit dem gespeicherten ersten UWB-Signal eine Mittelung einer Mehrheit von empfangenen UWB-Signalimpulsen, insbesondere wenn die Trainingsfolge eine Folge von sich im Wesentlichen in konstanten Zeitintervallen wiederholenden Impulsen umfasst, wie beispielsweise ein Pilotton, da dies das Identifizieren eines Trainingssignals von anderen, als Informationsträger dienenden Signalen erleichtert, die zu im Wesentlichen zufälligen Zeiten auftreten können, wozu Signale von anderen als dem Sender zählen, von dem ein Empfang von Signalen gewünscht ist.
Wir beschreiben auch einen UWB-Empfänger, der folgende Merkmale umfasst: eine Vorrichtung zum Empfangen eines ersten UWB-Signals; eine Vorrichtung zum Speichern einer digitalisierten Wellenform eines ersten UWB-Signals; eine Vorrichtung zum Empfangen einer Mehrheit von späteren zweiten UWB-Signalen; und eine Vorrichtung zum digitalen Korrelieren der Mehrheit von späteren zweiten UWB-Signalen mit der gespeicherten digitalisierten Wellenform des ersten UWB-Signals zum Erfassen der zweiten UWB-Signale.
Ein weiterer Aspekt der Erfindung stellt ein Ultra-Wideband (UWB) Empfängersystem bereit, das die folgenden Merkmale umfasst: eine Vorderseite zum Empfangen eines UWB-Signals; einen Bezugssignalspeicher zum Speichern eines UWB-Bezugssignals; einen Korrelator, der an die Vorderseite und den Bezugssignalspeicher gekoppelt ist, um das empfangene UWB-Signal mit dem UWB-Bezugssignal zu korrelieren; und eine Steuereinheit, die an den Bezugssignalspeicher gekoppelt und zum Steuern der Speicherung eines empfangenen UWB-Signals als UWB-Bezugssignal in dem Bezugssignalspeicher konfiguriert ist.
Vorzugsweise weist der Bezugssignalspeicher eine Mehrheit von Ausgängen zum Korrelator auf, um dem Korrelator eine Mehrheit verschieden verzögerter Versionen des UWB-Bezugssignals zum Bestimmen einer Zeitregelung des empfangenen UWB-Signals bereitzustellen. Vorzugsweise umfasst jede Version des UWB-Bezugssignals eine Mehrheit aufeinanderfolgender Samples des Bezugssignals, die beispielsweise eine Mehrwegekomponente eines Impulses umspannen. Bei bevorzugten Ausführungsformen umfasst das System ferner einen Bildmustergenerator zum Steuern des Bezugssignalspeichers, um Bezugssignale für zwei oder mehrere aufeinanderfolgende Impulse mit verschachtelten Mehrwegekomponenten bereitzustellen. Wie an späterer Stelle aus der Beschreibung ersichtlich wird, muss die Verschachtelung keine regelmäßige Verschachtelung sein. Der Bezugssignalspeicher kann die Bezugssignale für die zwei (oder mehr) aufeinanderfolgenden Impulse zur Verwendung mit separaten Korrelationen, zum Beispiel in einem Zeitmultiplexverfahren, entweder getrennt bereitstellen, oder die Signale können zusammengefasst bereitgestellt werden, zum Beispiel als Summe zweier oder mehrerer Bezugssignale mit entsprechenden relativen Verzögerungen zur späteren Verarbeitung in einer kombinierten Korrelationsoperation. Wenn separate Zeitscheiben- oder Multiplexkorrelationen durchgeführt werden, beinhaltet der Korrelator vorzugsweise einen Speicher zum Speichern eines teilweisen Korrelationsergebnisses, um eine logische Verschachtelung eines einzelnen physischen Korrelators in einer Weise zu ermöglichen, die der Verschachtelung der Mehrwegekomponenten der empfangenen Signalimpulse entspricht.
Wir beschreiben auch ein Synchronisationssystem für einen UWB-Empfänger, bei dem der Empfänger eine an einen Korrelator (514) gekoppelte Vorderseite (504) zum Empfangen eines UWB-Signals aufweist, der Korrelator eine Mehrheit von Multiply-Accumulate-Einheiten (1400, 1402) und einen Bezugssignalspeicher (1100) aufweist, der an den Korrelator gekoppelt ist, wobei das Synchronisationssystem folgende Merkmale umfasst: einen Steuerungsprozessor (1112), der zum Empfang von UWB-Signaldaten an die Multiply-Accumulate-Einheiten gekoppelt (1122) und an den Bezugssignalspeicher (1100) gekoppelt (1106) ist, um Bezugssignaldaten zur Korrelation in den Speicher zu schreiben; und einen Taktgeber (1114) zum Erzeugen eines Taktes unter der Kontrolle des Steuerungsprozessors, um die Bereitstellung von Bezugssignaldaten aus dem Bezugssignalspeicher zum Korrelator zu steuern.
Bei bevorzugten Ausführungsformen ist der Steuerungsprozessor zum Lokalisieren eines Abschnitts eines UWB-Signals und zum Schreiben von Daten in den Bezugssignalspeicher konfiguriert, die aus dem lokalisierten Abschnitt des UWB-Signals abgeleitet wurden. Dies erleichtert eine iterative Verbesserung der Bezugssignalschablone, die auf einer Trainingsfolge (bzw. Daten korrekt empfangen) am Empfänger basiert.
Wir beschreiben auch einen Träger mit einem Prozessor-Steuercode für einen Steuerungsprozessor (1112) eines Synchronisationssystems für einen UWB-Empfänger, wobei der Empfänger eine an einen Korrelator (514) gekoppelte Vorderseite (504) zum Empfangen eines UWB-Signals aufweist, der Korrelator (514) eine Mehrheit von Multiply-Accumulate-Einheiten (1400, 1402) und einen Bezugssignalspeicher (1100) aufweist, der an den Korrelator gekoppelt ist, das Synchronisationssystem einen Steuerungsprozessor (1112), der zum Empfang von UWB-Signaldaten an die Multiply-Accumulate-Einheiten gekoppelt (1122) und an den Bezugssignalspeicher gekoppelt (1106) ist, um Bezugssignaldaten zum Korrelieren in den Speicher zu schreiben, und einen Taktgeber (1114) zum Erzeugen eines Taktes unter der Kontrolle des Steuerungsprozessors umfasst, um die Bereitstellung von Bezugssignaldaten aus dem Bezugssignalspeicher zum Korrelator zu steuern, wobei der Steuercode so konfiguriert ist, dass er, wenn aktiviert, den Steuerungsprozessor (1112) zum Lokalisieren (51202) eines Bezugsabschnitts des UWB-Signals und zum Schreiben (51204) von Daten in den Bezugssignalspeicher steuert, die aus dem lokalisierten Bezugsabschnitt des UWB-Signals abgeleitet wurden.
Der Träger kann einen optischen oder elektrischen Signalträger oder einen Datenträger umfassen, zum Beispiel ein programmierter Speicher wie beispielsweise ein Flash-Speicher (Firmware), eine Diskette oder ein anderer nichtflüchtiger Speicher.
Wie der Fachmann erkennen wird, können die vorstehend beschriebenen Merkmale und Aspekte der Erfindung in vorteilhafter Weise kombiniert und ausgetauscht werden.
Diese und andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden anhand der beiliegenden Zeichnungen beispielhaft näher beschrieben. Es zeigen:
1a bis 1h jeweils einen typischen UWB-Transceiver, ein erstes Beispiel eines trägerbasierten UWB-Senders, eine Variante dieses ersten Beispiels eines Senders, ein zweites Beispiel eines trägerbasierten UWB-Senders, ein drittes Beispiel eines UWB-Senders, einen Empfänger für den Sender des dritten Beispiels, einen UWB-Transceiver, der sich Spreiz-Spektrum-Verfahren bedient, und einen Treiberkreis für eine Hochstrom-Sendeantenne;
2a bis 2h Beispiele für UWB-Wellenformen;
3a und 3b jeweils die Hauptelemente eines konventionellen Rake-Empfängers für spektral gespreizte Signale und ein Blockschaltbild eines bekannten UWB-Transceivers, der sich herkömmlicher Rake-Empfänger-Technik bedient;
4a bis 4d jeweils ein gesendetes UWB-Signal, das einen einzelnen Impuls umfasst, ein Beispiel einer empfangenen Version des gesendeten Impulses von 4a mit Mehrwege-Reflexionen und anderen Ausbreitungseffekten, eine Serie empfangener UWB-Impulse des in 4a gezeigten Typs, und ein empfangenes Signal, das dem gesendeten Signal der 4c entspricht und einander überlappende Mehrwege-Reflexionen aufweist;
5 ein Übersichtsblockschaltbild eines UWB-Empfängers, bei dem Aspekte der vorliegenden Erfindung ausgeführt wurden;
6 ein vereinfachtes Blockschaltbild einer Demodulator-Architektur zur Verwendung mit dem Empfänger von 5;
7 ein Zeitregelungsdiagramm, das zeitliche Abweichungen von Mehrwegekomponenten eines Impulses bezüglich der Impulsfolgefrequenz zeigt;
8 eine diagrammatische Darstellung eine Modulationsschemas zur Verwendung mit dem Demodulator von 6;
9a und 9b jeweils ein Daten-Frame-Format und Pilotton-Impulse für den Empfänger von 5;
10a und 10b jeweils einen UWB-Sender und einen Impulsgeber für den UWB-Sender;
11a und 11b jeweils ein Signalerfassungs- und Tracking-System für den Empfänger von 5 und Wellenformspeicher-Datenformat;
12a und 12b jeweils ein Ablaufdiagramm eines Signalerfassungsvorgangs und die Darstellung eines Signalverfolgungsprozesses in Form eines Diagramms;
13a und 13b jeweils ein System zum Erzeugen von Bezugswellenformen und eine Variante des Systems von 13a;
14 ein Blockschaltbild eines Korrelators für den Demodulator von 6;
15a und 15b jeweils empfangene Signale mit verschachtelten Mehrwegekomponenten und eine Darstellung der Funktion des Korrelators von 14 in Form eines Diagramms.
Wie bereits erwähnt wurde, wird ein Übertragungsmedium, das einen UWB-Sender und einen UWB-Empfänger miteinander koppelt, typischerweise eine Reihe physikalischer Effekte hervorrufen, die die Funktion des Empfängers komplizierter machen. Das Übertragungsmedium kann einen drahtlosen oder verdrahteten Übertragungskanal umfassen. Die physikalischen Effekte beinhalten Mehrwege-Reflexionen, die zu Mehrfachimpulsen am Empfänger oder bei den einzelnen gesendeten Impulsen führen, wobei diese Impulse in manchen Fällen phaseninvertiert werden können. Streuung, frequenzabhängige Weiterführung und andere Eigenschaften des Übertragungsmediums verzerren die Impulsform. Stör- und Rauschquellen werden zusätzlich zu den gewünschten Impulsdaten empfangen. Störquellen beinhalten thermisches Rauschen (vom Empfänger selbst), Schmalbandgeräusche von Radiosendern, die sich dasselbe Frequenzspektrum teilen, und Breitbandgeräusche (von Schaltvorgängen und dergleichen). Auch kann es Störungen von mitvorhandenen UWB-Systemen geben, die sich denselben physikalischen Raum für die elektrische Verkabelung teilen. Vorzugsweise sollte ein UWB-Empfänger in der Lage sein, mit jedem dieser Effekte fertig zu werden.
Betrachtet man nun 4, so ist in 4a ein Beispiel eines gesendeten UWB-Impulses gezeigt, der in diesem Beispiel eine Dauer von etwa 100 ps aufweist. 4b zeigt den gleichen Impuls, wie er von einem UWB-Empfänger gesehen werden könnte. Wie zu erkennen ist, weist der empfangene Impuls eine Mehrheit von Mehrwegekomponenten auf und zeigt auch Verzerrungs- und andere Ausbreitungseffekte. Mehrwegekomponenten werden über einen Zeitmaßstab empfangen, der vom Übertragungskanal abhängig ist, der jedoch beispielsweise zwischen 10 ns und 100 ns (die in diesem Diagramm gezeigten Impulse sind nicht maßstabsgetreu) liegen kann, wobei Mehrwege auf der längeren Seite dieses Bereichs in verdrahteten Systemen wie bei UWB-Übertragungen über Netz (WS-Stromkabel) beobachtet werden, wie dies in dem am 2. Oktober 2002 mit angemeldeten UK-Patent Nr. 0222828.6 beschrieben ist. Die erste empfangene Mehrwegekomponente muss nicht die größte sein (wie in 4b gezeigt) und kann beträchtlich verzerrt oder gar invertiert sein.
4c zeigt eine Serie gesendeter Impulse, und 4d ein Beispiel eines entsprechenden empfangenen Signals. Es ist zu erkennen, dass Mehrwege-Reflexionen von einem Impuls sich mit den ersten Signalen vom nächsten Impuls überlappen können. Dieses Problem ist ärgerlich, wenn ein gesendeter Impuls zeitbezogen moduliert werden soll.
5 zeigt ein Blockschaltbild eines UWB-Empfängers 500, bei dem ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ausgeführt ist.
Ein eintreffendes UWB-Signal wird von einer Antenne 502 empfangen, die eine kapazitive und/oder induktive Ankopplung an ein Kabelsystem, zum Beispiel ein Netzstromkabel oder ein Telefonkabel, umfassen kann. Das empfangene UWB-Signal wird einer analogen Vorderseiteneinheit 504 bereitgestellt, die einen LNA (Low Noise Amplifier – rauscharmer Verstärker) und Filter 506 und einen Analog-Digital-Wandler 508 umfasst. Ebenfalls vorgesehen ist eine Gruppe Zähler oder Register 510, um statistische Daten, die das empfangene UWB-Eingangssignal betreffen, zu erfassen und aufzuzeichnen. Die analoge Vorderseite 504 ist hauptsächlich für die Umwandlung des empfangenen UWB-Signals in eine digitale Form verantwortlich.
Der digitalisierte UWB-Signalausgang von der Vorderseite 504 wird einer Demodulationseinheit 512 bereitgestellt, die eine Korrelatorgruppe 514 und einen Detektor 516 umfasst. Das digitalisierte Eingangssignal wird mit einem Bezugssignal aus einem Bezugssignalspeicher 518 korreliert, der gegenüber Rauschen unterscheidet, und der Ausgang des Korrelators wird danach dem Defektor bereitgestellt, der die n (wenn n eine positive Ganzzahl ist) wahrscheinlichsten Positionen und Phasenwerte für einen empfangenen Impuls bestimmt.
Der Ausgang der Demodulationseinheit 512 wird einer herkömmlichen Forward Error Correction (FEC) Einheit (Vorwärts-Fehler-Korrektureinheit) 520 bereitgestellt. Bei einer Ausführung der Vorwärts-Fehler-Korrektureinheit 520 des Empfängers umfasst diese einen Trellis oder Viterbi Decoder 522, gefolgt von einer (Entschachtelungs-) Verschachtelungsvorrichtung 524, einem Reed Solomon Decoder 526 und einem (Descrambler) Scrambler 528. Bei anderen Ausführungen können andere Codier-/Decodier-Schemata wie beispielsweise Turbocoding verwendet werden.
Der Ausgang der FEC-Einheit wird dann einer Datensynchronisationseinheit 530 zugeführt, die eine Cyclic Redundancy Check (CRC) Einheit 532 zur zyklischen Redundanzprüfung und einen Deframer 534 umfasst. Die Datensynchronisationseinheit 530 geht in Synchronismus und verfolgt das Framing innerhalb der empfangenen Daten, indem sie MAC (Media Access Control) Steuerungsinformationen von dem Strom bzw. den Strömen von Anwenderdaten trennt und einen Datenausgang zu einer nachfolgenden (nicht gezeigten) MAC-Einheit bereitstellt.
Ein Steuerungsprozessor 536 mit einer CPU (Central Processing Unit) mit Programmcode und Datenablagespeicher dient zum Steuern des Empfängers. Die Hauptaufgabe des Steuerungsprozessors 536 ist die Pflege des Bezugssignals, das dem Korrelator zugeführt wird, um durch Veränderungen in der Umgebung bedingte Änderungen in dem empfangenen Signal zu verfolgen (zum Beispiel die Erstbestimmung der Bezugswellenform, Kontrolle über die Verstärkung in der LNA-Einheit 506 und fortlaufende Anpassungen bei der Bezugswellenform, um externe Veränderungen in der Umgebung zu kompensieren).
Betrachtet man nun die analoge Vorderseite 504 genauer, so verstärkt in einer bevorzugten Anordnung die LNA-Einheit 506 das von der Antennen- oder Kabelankopplung empfangene Signal. Die Verstärkerausführung beinhaltet ein Festfrequenz-Passivfilter, der Signale außerhalb des gemäß FCC/ETSC zugelassenen Spektralbands (3,1-10,6 GHz) sowie Signale aus dem 5 GHz Frequenzband UNII unterdrückt. Die Unterdrückung dieser Signalbereiche verhindert, dass starke Schmalbandübertragungen den nachfolgenden Analog-Digital-Wandler sättigen. Insbesondere ist es wichtig, Signale zu unterdrücken, von denen angenommen werden kann, dass sie sich in räumlicher Nähe zu einem UWB-Gerät befinden, zum Beispiel 802.11, Bluetooth und Mobiltelefonfrequenzen.
Die LNA-Einheit beinhaltet auch einen schaltbaren Abschwächer, der zum Einstellen des Signalpegels, der dem Analog-Digital-Wandler zugeführt wird, verwendet werden kann. Der Abschwächer kann sowohl durch den Steuerungsprozessor 536 als auch das Referenzsignal direkt angesteuert werden. Der Zweck des Abschwächers ist das Vermeiden einer Eingangssättigung am Analog-Digital-Wandler, während eine ausreichende Empfindlichkeit zum Erfassen der empfangenen Impulswellenform aufrechterhalten wird.
Die Bezugswellenform von der Detektor-Einheit kann die Abschwächung auch in Echtzeit steuern, wodurch es möglich ist, unterschiedliche Verstärkungseinstellungen auf unterschiedliche Abschnitte der Mehrwegesignale anzuwenden, die aus einem einzelnen Impuls empfangen werden. Der A/D-Wandler 508 kann eine Vielzahl unterschiedlicher Formen aufweisen. Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist der A/D-Wandler 508 logisch als kontinuierlicher Sampler konfiguriert, der effektiv einen kontinuierlichen Sample-Strom mit einer geeigneten Frequenzgeschwindigkeit bereitstellt, die durch die obere Frequenz des maßgeblichen UWB-Bandes und das Nyquist-Kriterium bestimmt wird, beispielsweise 20G Samples pro Sekunde (20 GHz) bei einer oberen Frequenz von 10 GHz. Physisch kann das A/D-Modul jedoch eine Gruppe von Samplern umfassen, zum Beispiel 16, um für jeden empfangenen, von einem Impulsgeber mit Phasenabgriff ausgelösten Impuls 16 Samples bereitzustellen, um einen Schnappschuss eines Abschnitts eines empfangenen UWB-Signals bei unterschiedlichen Phasen zu erhalten, der dann dazu verwendet werden kann, als Eingang für die Korrelatorgruppen 514 der Demodulationseinheit 512 bereitgestellt zu werden. Auf diese Weise können parallele Gruppen von Signal-Samples mit einer Frequenzgeschwindigkeit von wenigen hundert Megahertz bereitgestellt werden, zum Beispiel mit im Wesentlichen der Frequenzgeschwindigkeit der Impulsfolgefrequenz, wodurch die primäre Digitalisierungs-Impulsgebertaktgeschwindigkeit wirksam auf diese Frequenzgeschwindigkeit reduziert wird, wobei jede Gruppe vorzugsweise im Wesentlichen die Dauer eines empfangenen UWB-Impulses umspannt. Die Realisierung des Samplers in Form einer Vielzahl paralleler Sampling-Kreise, die von einem Bezugstaktgeber mit Phasenabgriff angesteuert werden, erleichtert die Herstellung geeigneter Sample (und Hold)-Einheiten auf herkömmlichen Silizium-Prozessoren.
Einige Beispiele schneller A/D-Wandler sind in den folgenden Dokumenten beschrieben, deren technische Tatbestände hiermit durch Literaturhinweis eingefügt werden: „A 20GSamples/s 8-Bit A/D Convertor with a 1MB memory in 0.18μCMOS", vorgelegt durch Brian Setterberg, Agilent Technologies Inc., auf der IEEE International Solid-State Circuit Conference (ISSCC) 2003; „A Serial-Link Transceiver Based on 8-Gsamples/s A/D and D/A Converters in 0.25μm CMOS", vorgelegt von Chih-Kong Ken Yang, Vladimir Stojanovic, Siamak Modjtahedi, Mark A. Horowitz und William F. Ellersick, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Bd. 36, Nr. 11, November 2001, veröffentlicht in den US-Patentanmeldungen 200201673 und 20020145484.
Je nach Anwendung kann der A/D-Wandler entweder ein Ein-Bit-Wandler oder ein Multi-Bit-Wandler sein und kann entweder den empfangenen Spannungspegel oder den Leistungspegel des empfangenen Signals überwachen. Der A/D-Wandler 508 kann einen diskontinuierlichen Sampler umfassen, der nur rund um die Zeiten in Betrieb geht, zu denen das Eintreffen eines empfangenen Impulses erwartet wird (oder rund um die gewünschte Zeitscheibe bei einer Suche nach einem empfangenen Impuls), und zu den anderen Zeiten im Wesentlichen inaktiv ist. Auf diese Weise kann wirksam eine hohe Sampling-Rate erreicht werden, jedoch verknüpft mit Vorteilen wie den eines geringeren Stromverbrauchs.
Im der Regel ist es wünschenswert, so viele Informationen wie möglich über das Eingangssignal zu gewinnen, was für ein spannungssensibles Multi-Bit-Sampling-Schema spricht. Die bei der Implementierung vorhandenen Einschränkungen (effektive Siliziumfläche und Stromverbrauch) bedeuten jedoch, dass ein Schema dieser Art vorzugsweise nur für Geräte verwendet wird, bei denen Störfestigkeit (einschließlich unerwartetes Schmalbandgeräusch) ein wichtiger Aspekt ist, zum Beispiel wenn ein Einsatz in unmittelbarer Nähe zu einem 802.11-System geplant ist. Bei manchen Anordnungen ermöglicht eine sichere Bit-Umwandlung einen akzeptablen Kompromiss.
Diskontinuierliches Sampling kann einige der Nachteile eines Samplers dieser Art ausgleichen, aber den Bereich möglicher Verzögerungsmodulationswerte, die erfasst werden können, einschränken, wodurch die potenziellen Informationen, die von den einzelnen Impulsen getragen werden können, verringert werden. Eine Lösung dieser Art kann oft bei Systemen akzeptiert werden, bei es denen viele miteinander angeordnete, unabhängige Impulsübertragungen gibt, da das Risiko einer „Kollision" zwischen Impulsen von unterschiedlichen Übertragungen reduziert ist.
Ein-Bit-Sampling ist anfällig für Sättigung, bietet aber die Möglichkeit beträchtlicher Einsparungen bei den Siliziumkosten und beim Stromverbrauch und ist daher vorzuziehen, [da] pegelbasierte A/D-Wandler von der genauen Steuerung der Eingangssignalverstärkung profitieren. Die analoge Vorderseite 504 umfasst daher vorzugsweise Zähler, die die statistischen Daten der Eingangssignalumwandlung überwachen, indem sie die Zahl der Werte aufzeichnen, die über einen gewissen Zeitraum in den einzelnen Sampling Levels erfasst wurden. Eine Software, die auf dem Steuerungsprozessor ausgeführt wird, liest diese Werte regelmäßig und setzt die Zähler zurück. Die Software kann diese dann dazu verwenden, eine optimale Einstellung für die Steuerung der Verstärkung bzw. Abschwächung zu bestimmen, die für das von der LNA-Einheit 506 empfangene Signal gilt. Hierzu kann die Software annehmen, dass das empfangene Signal im Mittel ein Gaußsches Störsignal ist.
Betrachtet man nun die Demodulatoreinheit 512, so ist diese für das Extrahieren eines Datensignals verantwortlich, das den Impulsen von einem Sender aufgeprägt wurde.
Das hier beschriebene Schema ist speziell dazu gedacht, Modulation mittels der Impuls-Eintreffzeit oder der Impulsphase zu decodieren. Es kann auch angepasst werden, um Modulation mittels der Impulsform (spektrale Modulation) zu erfassen.
Der Eingang zum Demodulator ist ein Strom aus Sample-Daten von der analogen Vorderseite 504, und der Ausgang ein Strom decodierter Datenbits. Die Ausgangsdatenrate ist im Wesentlichen eine konstant durch die Impulsfolgefrequenz PRF (Pulse Repetition Frequency) und die Zahl der von jedem Impuls codierten Bits feststehende. Die Betriebsparameter des Demodulators (PRF und Bitcodierung) sind typischerweise für einen gegebenen Sender feststehend. Der Demodulator (und andere Systemparameter, beispielsweise die für die Vorderseite geltende Verstärkung) kann jedoch einem Zeit-Multiplex durch den MAC-Prozessor unterzogen werden, um einen fast gleichzeitigen Empfang von mehreren Sendern zu erleichtern.
Der Demodulator umfasst Vorrichtungen zum Korrelieren des empfangenen Signals mit einem (zum Verfolgen von Veränderungen im externen Signalausbreitungsumfeld programmiertes und gepflegtes) Bezugssignal durch den Steuerungsprozessor 536. Die genaue Form des Demodulators ist in 6 gezeigt.
Betrachtet man die 6, so zeigt diese ein vereinfachtes Blockschaltbild des Demodulators 512 von 5, wobei Elemente, die denen der 5 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind. Der Eingang von der Funkantenne bzw. der verdrahteten Schnittstelle und Verstärker-/Filtereinheit 506 ist als diskrete Analogschaltung ausgeführt, während der A/D-Wandler (Sampler) 508 und der Demodulator 512 in dem Sampling-Impulsbereich immplementiert sind, der bei einer Ausführungsform, einen effektiven Bereich von 25 GHz aufweist, was einer tatsächlichen Taktfrequenz von 250 MHz entspricht. Die Systemsteuerungslogik und der Ausgang zur Vorwärts-Fehler-Korrektureinheit arbeiten ebenfalls bei 250 MHz.
Der Korrelator 514 umfasst eine Gruppe von Multiply-Accumulate-Einheiten 600, die jeweils ein Eingangssignalsample (das eine Gruppe von Samples des Eingangssignals bei aufeinanderfolgenden Sampling-Intervallen umfasst) empfangen und dieses mit einem Bezugs-Sample multiplizieren (das eine Gruppe von Samples einer Bezugswellenform bei aufeinanderfolgenden Sampling-Intervallen umfasst), das von dem Bezugswellenform-Synthesizer 518 bereitgestellt wird. Im Falle eines Ein-Bit-A/D-Sampling kann die Multiplikator-Operation unter Verwendung eines einfachen XOR-Gate implementiert werden. Die Akkumulatoren mitteln die (Korrelations-)Daten einer Reihe von Impulsen, indem eine Mittelung (aufeinanderfolgender) gesendeter Impulse mit denselben codierten Daten und/oder eine Mittelung von Mehrwegekomponenten vorgenommen wird.
Der Referenzsignalgeber oder Synthesizer 518 stellt das Referenzsignal den Multiply-Accumulate-Einheiten 600 zur Verfügung, die von einem Bildmuster-Sequenzer 602 angesteuert werden. Der Bildmuster-Sequenzer wird von einem vorzugsweise in Software implementierten und nachstehend beschriebenen (Pseudo Random) PSR-Folgen-Synchronisationsmodul 604 gesteuert. Vom Konzept her stellt der Bildmuster-Sequenzer 602 einer Mehrheit von Verzögerungseinheiten 608 eine Bezugswellenform 606 bereit, um den Multiply-Accumulate-Einheiten 600 eine Mehrheit von aufeinanderfolgenden, verzögerten Versionen der Bezugswellenform bereitzustellen. Wenngleich sie als Pipeline-System mit Multiply-Accumulate-basierten, einem Sample-Zeitraum entsprechenden Verzögerungsabgriffen zum Verringern der effektiven Taktgeschwindigkeit dargestellt ist, wird die Bezugswellenform den Multiply-Accumulate-Einheiten 600 vorzugsweise parallel zugeschaltet, wie dies an späterer Stelle beschrieben ist. Eine solche Parallel-Implementierung ist möglich, weil die Bezugswellenform im Speicher gespeichert ist und daher eine parallele Gruppe verschieden verzögerter Referenzwellenformen im Wesentlichen gleichzeitig aus dem Speicher ausgelesen werden kann, wobei die Implementierung des Demodulators wesentlich komplexer wäre, wenn die Verzögerungsabgriffe konzeptionell auf die eintreffenden, empfangenen UWB-Signal-Sample-Daten angewandt würden, da dies ohne zusätzliche Komplexität nicht ohne weiteres in Form aufeinanderfolgender, verzögerter Zeitfenster von Samples paralleler Samples bereitgestellt werden könnte.
Das Bezugssignal für den Korrelator wird von Software, die auf dem Steuerungsprozessor 536 ausgeführt wird und vorzugsweise einen Trainingsalgorithmus zum Bestimmen des Empfängerverhaltens (d.h. Amplituden- und Phasenverzerrung eines gesendeten Impulses) verwendet, in den Bezugssignalgenerator 518 einprogrammiert. Der Steuerungsprozessor 536 pflegt auch eine Taktphase, die auf die Impulsfolgefrequenz PRF des Senders, von dem Signale empfangen werden, aufsynchronisiert ist, indem die Eintreffzeiten erfasster Impulse in Relation zu einem System-Taktgeber (lokaler Kristalloszillator) verwendet werden. Ein Leistungssteuerungsausgang 610 vom Bezugswellenform-Generator kann ebenfalls verwendet werden, um Strom zur A/D- und Sampling-Schaltung 508 zu schalten, um diese Schaltung in Zeiten, in denen keine empfangenen Signale erwartet werden, auf eine geringere Leistung zu setzen. Dies ist besonders vorteilhaft bei Systemen mit einem Multi-Bit-A/D-Wandler, da diese häufig einen relativ hohen Stromverbrauch aufweisen.
Eine Multiply-Accumulate-Einheit 600 stellt einem Diskriminator 612, der den Vorzeichen- und Spitzenwert (bzw. Werte, wenn der folgenden Stufe des maximalen (Absolut-)Wert-Akkumulator-Ausgangs probabilistische Ausgänge zugeführt werden) bestimmt, Ausgänge bereit. Die Diskriminatorausgänge stellen ein Ausgangsdatensignal bereit, das die Position eines empfangenen Impulses und die Impulsphase (d.h. normal oder invertiert) bestimmt. Ein Konstellations-Decoder bildet diese Positions-/Phasendaten aus dem Diskriminator in einem n-Bit-Symbol ab, das dann der Vorwärts-Fehler-Korrektureinheit 520 zugeführt wird.
Der Demodulator 512 weist eine Mehrheit von Schnittstellen zu anderen Teilen des Empfängersystems auf, jede von ihnen vorzugsweise über einen Datensynchronisierer 616a, b, c, beispielsweise ein Register oder Puffer. Somit stellen die Multiply-Accumulate-Einheiten 600 dem Steuerungsprozessor 536 einen Ausgang zum Kalibrieren der Empfänger-Vorderseite (und vorzugsweise auch des Übertragungskanals) und zur Positionsverarbeitung bereit, um die physische Aufstellung eines UWB-Empfängers nach bekannten Verfahren zu erleichtern. Die Schnittstelle zwischen dem Konstellations-Decoder 614 und den Vorwärts-Fehler-Korrektureinheiten (FEC-Einheiten) 520 wird vorzugsweise ebenfalls über einen Puffer implementiert. Das PSR-Synchronisationsmodul 502 weist vorzugsweise eine bidirektionale Schnittstelle zu einer Softwaresteuerungsfunktion auf, die auf dem Steuerungsprozessor 536 implementiert ist, um Funktionen wie physische Ortung des Empfängers, Verzögerungs-Tracking und Daten-Whitening/Dewhitening bereitzustellen.
Betrachtet man nun 7, so zeigen diese relativen Zeitregelungen gesendeter Datenimpulse und von Mehrwegekomponenten dieser Impulse, wie sie vom Empfänger gesehen werden. Wie aus 7 ersichtlich ist, liegt eine typische Verzögerungszeitspanne für eine Mehrwege-Reflexion zwischen 1 und 100 ns, während ein typisches Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden gesendeten Datenimpulsen zwischen 2 und 10 ns liegt. Es ist daher nachvollziehbar, dass eine Mehrwege-Reflexion des einen Impulses nach einer direkten Sichtlinienausbreitung des nächsten Impulses oder gar einiger der nächsten Impulse eintreffen kann. Mehrwege-Reflexionen können auch phaseninvertiert unterschiedlichen Phasenverzerrungen aus dem direkten Weg unterliegen.
In einer einfachen, aber weniger bevorzugten Anordnung integrieren die Multiply-Accumulate-Einheiten 600 des Korrelators nur Mehrwege-Energie für den Zeitraum zwischen dem Senden von Impulsen, weshalb, zum Beispiel in 7, Mehrwegekomponenten, die außerhalb des Verzögerungsbereichs von 2-10 ns eintreffen, ignoriert werden würden. Im Allgemeinen sind typische Mehrwegeverzögerungen jedoch länger als die durchschnittliche Pausenzeit zwischen dem Senden von Impulsen, weshalb mit diesem Konzept beträchtliche Energie verloren gehen kann. Das Problem wird verstärkt, wenn für die Zeitregelung der gesendeten Impulse ein pseudozufälliger Zeitregelungs-Jitter verwendet wird, um spektrales weißes Rauschen zu erreichen.
Aus diesen Gründen ist daher die parallele Implementierung von zwei oder mehreren Korrelatorgruppen vorzuziehen, d.h. Gruppen aus Multiply-Accumulate-Einheiten 600, wie dies in 6 gezeigt ist, um ein Pipelining der Impulsintegration zu erleichtern. Ein solcher durch Wiederholung der Korrelatorlogik implementierter Parallelismus wird in einer bevorzugten Anordnung durch Multiplexen der Verwendung einer einzelnen Gruppe von Multiply-Accumulate-Ketten 600 erreicht, zum Beispiel durch Verfolgen bestimmter Gruppen von Akkkumulator-Werten in einem statischen (Random Access Memory) RAM-Pufferspeicher.
8 zeigt ein schematisches Diagramm eines UWB-Signals, das ein bevorzugtes Modulationsverfahren für den vorstehend beschriebenen Empfänger verwendet, wobei das Signal von einem Sender erzeugt werden kann, der an späterer Stelle unter Bezugnahme auf 10 beschrieben wird. Das Signal der 8 kann in einem drahtlosen oder verdrahteten UWB-Übertragungssystem verwendet werden.
Das Signal 800 umfasst eine Mehrheit von Wavelets oder Impulsen 802, die jeweils entweder in normaler oder invertierter Form vorliegen, um ein einzelnes zu übertragendes Informationsdatenbit zu codieren, wobei in 8 zwei normale (und keine invertierten) Beispiele für Impulse dieser Art gezeigt sind. Wie gezeigt ist, umfasst nach einer bevorzugten Anordnung ein Wavelet oder ein Impuls dieser Art einen ansteigenden Abschnitt 802a und einen absteigenden Abschnitt 802b, wobei die Reihenfolge dieser Abschnitte umgekehrt werden kann, um den Impuls zu invertieren, womit die Erzeugung normaler und invertierter Impulse in der Hardware erleichtert wird. Die Impulse 802 weisen eine nominale Impulsfolgefrequenz auf, beispielsweise in der Größenordnung von 100 MHz. Auf das Signal 800 können jedoch ein oder mehrere zusätzliche Informationsdatenbits aufmoduliert werden, indem die genaue Position (Zeitregelung) eines Impulses in Abhängigkeit von den zu sendenden Daten variiert wird. Aus verschiedenen Gründen ist die Zweiphasenmodulation eines UWB-Signals das bevorzugte Modulationsverfahren vieler Anwendungen. Indem jedoch auch die Impulsposition variiert wird, können mehr Daten auf das UWB-Signal codiert werden, wodurch die verfügbare Datenrate für die Optionen zur Vorwärts-Fehler-Korrektur bei einer bestimmten Datenrate und damit die Reichweite eines Signals erhöht werden. In der Praxis ist es ferner vorzuziehen, ein Dithering der (zeitbezogenen) Impulsposition in deterministischer Weise vorzusehen, um das weiße Rauschen des UWB-Signalspektrums zu verstärken und damit das Gesamtprofil des Signals zu reduzieren und/oder ein Verbleiben in den vorgeschriebenen Grenzen zu erleichtern. Somit kann zusätzlich dazu, dass die genaue Zeitregelung eines Impulses von den veränderlichen Informationsdaten, die zu übertragen sind, abhängig ist, die Position eines Impulses auch von einem PR-(pseudo random) oder PN-Signal (pseudo noise) abhängig sein. Eine PR-Folge dieser Art ist vorzugsweise deterministisch, damit diese, auch wenn sie offensichtlich eine zufällige Folge ist, sobald die Folge und der Anfangspunkt bekannt sind, in deterministischer Weise am Empfänger rekonstruiert werden kann, damit diese PN-Modulation wirksam vom empfangenen Signal subtrahiert oder in anderer Weise kompensiert werden kann.
Vorzugsweise ist die PN-Modulation stärker als die Modulation der Informationsdaten, da das Vorliegen eines relativ kleinen Bereichs von Impulspositionen rund um eine erwartete Impulsposition (sobald die Effekte der PN-Modulation kompensiert wurden) die Demodulation von positionsbezogen codierten Daten erleichtert. In einer nachstehend beschriebenen bevorzugten Anordnung werden die Positionen, die ein Impuls bei Verhaltensmodulation durch Informationsdaten einnehmen kann, durch eines (oder allgemeiner durch eine Ganzzahl) von Bezugs-(und Eingangs-) UWB-Signal-Samplingintervallen getrennt. Daher kann bei manchen bevorzugten Ausführungsformen ein Impuls 802 eine von acht oder 16 unterschiedlichen, zeitbezogenen Positionen einnehmen (wenngleich eine andere Anzahl von Positionen verwendet werden kann), wobei der Korrelator 514 das Eingangssignal an jeder dieser Positionen im Wesentlichen parallel mit Bezugssignalen korreliert, um in einer Paralleloperation die tatsächliche oder wahrscheinlichste Position eines empfangenen Impulses zu lokalisieren. Wie in 8 gezeigt ist, liegt nach einem typischen Schema die Dauer eines Einzel-Dubletts typischerweise zwischen 50 ps und 100 ps, wobei die Korrelatorgruppe 514 über ein Zeitfenster 804 von ca. 1 ns parallele Korrelationsoperationen durchführt und so feststellt, dass sich der Impuls in einer von rund 16 sich überlappenden Positionen befindet. Der Fachmann wird erkennen, dass die obigen Zeitregelungen und die Anzahl der parallelen Multiply-Accumulate-Einheiten 600 des Korrelators 514 gemäß den Erfordernissen einer bestimmten Implementierung oder Anwendung variieren können.
9a zeigt ein Beispiel eines MAC-Frames 900 zur Verwendung mit dem Empfänger 500, wenn ein Signal des in 8 gezeigten Typs empfangen wird. Dieser MAC-Frame ist jedoch nur zur Veranschaulichung gezeigt und es können viele andere, unterschiedliche Frame-Formate verwendet werden. Der beispielhaft gezeigte MAC-Frame beginnt mit einer Präambel-Folge 902, die 32 Bits Präambeldaten umfasst, zum Beispiel pseudozufällige Daten zum Training. Dieser folgt ein 4-Byte Header mit einem PR-Folgen-Identifier und einem PR-Folgen-Seed (zum Identifizieren eines Anfangspunktes in einer Folge), zum Beispiel in Form eines Paars von 2-Byte Werten. Von unterschiedlichen Sendern können unterschiedliche PR-Folgen verwendet werden, um dabei zu helfen, Kollisionen zwischen gesendeten UWB-Datensignalen zu vermeiden. Der Header ist vorzugsweise so strukturiert, das sich das Auftreten eines Rauschens ergibt, und kann daher eine Whitening-Funktion beinhalten, – so können zum Beispiel PR-Folgen-Identifier und Seed jeweils so gewählt werden, dass der Header im Wesentlichen zufällig erscheint. Dem Header folgen Nutzdaten 906, die über eine feststehende oder variable Länge, beispielsweise 128 Bytes, ebenfalls einem Whitening feststehender oder variabler Länge, zum Beispiel 128 Bytes, unterzogen werden können.
9b zeigt eine schematische Darstellung der Positionen von Pilotton-Impulsen innerhalb eines UWB-Signals 910, auch (nicht gezeigte) informationstragende, Impulse umfassend. Bei einer Anordnung umfasst einer von jeweils 100 Impulsen einen Pilotton-Impuls, und diese Pilotton-Impulse treten in regelmäßig beabstandeten Intervallen auf, wie aus 9b ersichtlich ist, um einen Niederpegel-Pilotton innerhalb der vorgeschriebenen Spektralmaske des UWB-Signals bereitzustellen. Optional können die (zeitbezogenen) Positionen der Pilotton-Impulse zum Bereitstellen eines Zeitregelungs-Jitter moduliert werden, um häufigere oder stärkere Pilotton-Impulse innerhalb der Spektralmaske zu ermöglichen, auch wenn dies nicht erforderlich ist.
10a und 10b zeigen ein Beispiel eines UWB-Senders 1000, der zum Erzeugen des informationsdatenmodulierten UWB-Signals 800 der 8 verwendet werden kann. Der Senderaufbau der 10 dient nur als Beispiel, und es können auch andere Senderstrukturen zum Erzeugen des UWB-Signals der 8 verwendet werden. Der Einfachheit halber sind Vorwärts-Fehler-Korrekturanordnungen in den Figuren nicht explizit gezeigt.
Betrachtet man 10a, so stellt ein Taktgenerator 1002, der beispielsweise bei 250 MHz arbeitet, ein Taktsignal einer Kette aus Verzögerungselementen 1004a-e bereit, die in diesem Beispiel jeweils eine Verzögerung von jeweils 40 ps vorsehen. Die aufeinanderfolgend verzögerten Versionen des Taktsignals werden jedem einzelnen einer Mehrheit von monostabilen Impulsgebern 1006 bereitgestellt, die jeweils auch einen Freigabe- und Steuereingang von einem Steuergerät 1008 empfangen. Bei einer Freigabe durch das Steuergerät 1008 stellt ein Monostabiler 1006 ein Ausgangsimpulsdublett bereit, wobei die (normale oder invertierte) Phase des Impulsdubletts ebenfalls durch das Steuergerät 1008 kontrollierbar ist. Die Ausgänge aus allen monostabilen Impulsgebern 1006 werden zusammengefasst, in diesem Beispiel in Summierern 1008, und der zusammengefasste Ausgang wird einer Sendeantenne 1010 bereitgestellt. Das Steuergerät 1008 empfängt einen PR-Folgen-Eingang von einem PN-Generator 1012, und empfängt auch einen Daten- und Steuereingang 1014, zum Beispiel von einer vorangehenden Vorwärts-Fehler-Korrektureinheit und von einem Sender-Steuerungsprozessor. Der Daten- und Steuereingang empfängt vom Sender zu sendende Informationsdaten und Steuersignale, wie beispielsweise ein Zeitregelungssteuersignal zum Steuern, wann der Sender senden soll, und/oder PN-Folgen-Anwahl- und Anfangspunkt-Ansteuersignale. Das Steuergerät 1008 kann eine Zustandsfunktion umfassen, die entweder in Software oder eigener Hardware oder einer Kombination aus beidem implementiert ist.
Im Betrieb steuert das Steuergerät 1008 die Zeitregelung der gesendeten UWB-Impulse und die (normale oder invertierte) Phase dieser Impulse, indem es entsprechende Freigabe- und Phasensteuersignale den monostabilen Impulsgebern 1006 bereitstellt, die dann ausgelöst werden, um zum entsprechenden Zeitpunkt Ausgangsimpulse durch den Taktgeber mit Phasenabgriff vom Taktsignalgenerator 1002 bereitzustellen.
Betrachtet man nun 10b, so zeigt diese ein Beispiel einer Implementierung eines Monostabilen 1006 für den Sender der 10a. Der Monostabile umfasst zwei Impulsgeber 1020a, b, wobei einer einen ansteigenden Impuls und der andere einen absteigenden Impuls bereitstellt, und die Ausgänge von diesen beiden Impulsgebern in einem Summierer 1022 zusammengefasst werden, um ein Impulsdublett-Ausgangssignal 1024 bereitzustellen. Beide Impulsgeber 1020a und 1020b werden jeweils von einer gemeinsamen Freigabeleitung 1026 angesteuert, die, wenn sie aktiviert ist, die Impulsgeber freigibt, um einen Ausgangsimpuls in Entsprechung zu einem Eingangs-Zeitregelungsbezugssignal auf Leitung 1028 bereitzustellen, die Bereitstellung der Ausgänge der Impulsgeber aber sperrt, wenn sie deaktiviert ist. Zusätzlich hat der Impulsgeber 1020b einen Verzögerungssignaleingang 1030, der die Erzeugung seines Ausgangsimpulses um zwei Zyklen verzögert, um das Impulsdublett wirksam zu invertieren. Somit wird, je nachdem ob der Verzögerungseingang 1030 aktiviert oder deaktiviert ist, ein Impulsdublett bereitgestellt, das entweder einen ansteigenden oder absteigenden Impuls oder einen absteigenden und dann ansteigenden Impuls umfasst. Ein UWB-Sender, wie beispielsweise der Sender 1000 von 10, kann mit dem UWB-Empfänger der 5 kombiniert werden, um einen UWB-Transceiver beteitzustellen. Vorzugsweise werden in diesem Fall die UWB-Sender- und -Empfängerabschnitte des Transceivers auf einen gemeinsamen PRF-Takt synchronisiert, um Selbstkollisionen zu vermeiden, d.h. um Störungsempfang von Übertragungen von einem entfernten Sender durch lokale Übertragungen zu vermeiden.
Betrachtet man nun 11, so zeigt diese nähere Einzelheiten des Empfängers 500 der 5, und insbesondere Einzelheiten des Signalerfassungs- und Synchronisationssystems mit Details des Bezugssignal-Erfassungssignals. Elemente, die denen der 5 und 6 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen. Allgemein ausgedrückt, werden die Funktionen des PSR Synchronisations-/Erfassungsmoduls 604 durch einen Phasensteuerungsprozessor, und die Funktionen des Bildmuster-Sequenzers 602 von 6 durch eine Kombination aus einer Bezugswellenform-Datentabelle und einem PSR-Folgen-Generator bereitgestellt.
Wie zuvor beschrieben wurde, stellt die analoge Vorderseite und A/D Wandler 504 parallel eine Mehrheit von Beispielen eines empfangenen UWB-Eingangssignals dem Korrelator 514 bereit, und jede Gruppe von Eingangssignalbeispielen wird von einem Korrelator verarbeitet, der eine der Multiply-Accumulate-Einheiten 600 des Korrelators 514 umfasst, um die Gruppe empfangener Beispiele parallel mit Gruppen von Bezugssignalen zu korrelieren, die verschieden verzögerte Impulse darstellen. Diese Gruppen von Beispielen, die verschieden verzögerte Versionen eines Bezugssignalimpulses definieren, werden aus einer Wellenform eines Impulses abgeleitet, der in einer Bezugswellenform-Datentabelle 1100 gespeichert ist. Ein als Bezugsimpuls empfangener Impuls wird vorzugsweise in dieser Tabelle als ein Impuls, der für jede einer Gruppe von mehrteiligen Komponenten des Impulses geformt ist, zusammen mit Daten gespeichert, die Verzögerungsintervalle zwischen diesen Mehrwegekomponenten darstellen, wie in 11b gezeigt ist. Jedoch verschieden verzögerte Versionen eines Impulses können bereitgestellt werden, indem auf einen gemeinsamen Wellenformdatenspeicher für den Impuls Zugriff genommen wird. Wie in 11b gezeigt ist, umfasst eine Bezugs- oder Schablonen-Wellenform für einen einzelnen empfangenen Impuls mit einer Mehrheit von Mehrwegekomponenten Beispielsdaten 1102 für eine Mehrzahl aufeinanderfolgender Sampling-Punkte einer Mehrwegekomponente eines Impulses, gefolgt von Verzögerungsdaten 1104, die ein Zeitintervall zwischen dieser Mehrwegekomponente des Impulses und der nächsten Mehrwegekomponente darstellen. Ein Eingang 1106 ermöglicht das Schreiben von Bezugswellenformdaten in die Bezugswellenform-Datentabelle 1100. Bezugswellenformdaten werden dem Korrelator 514 aus der Datentabelle 1100, gesteuert durch einen PSR-Folgen-Generator 1108 in Synchronismus mit einem PRF-Takteingang 1110 bereitgestellt.
Ein Phasensteuerungsprozessor 1112 stellt dem Folgen-Generator 1108 einen PRF-Takt und der Datentabelle 1100 Bezugswellenformdaten bereit. Der Phasensteuerungsprozessor umfasst einen Prozessor und einen nichtflüchtigen Programmspeicher, der den Programmcode zur Pilotton-Identifizierung speichert, um einen Software-Phasensynchronisationskreis (Phase Locked Loop – PLL) zur Mehrwegekomponenten-Identifizierung und zum Abrufen und Speichern von Schablonen-Wellenformen bereitzustellen. Ein Taktgenerator 1114 stellt dem Phasensteuerungsprozessor ein Taktsignal bereit und empfängt Tracking-Daten von dem Prozessor 1112, die ein zeitbezogenes Voreil-/Verzögerungssignal zum Steuern der Phase des Taktes und eine Frequenzerhöhung/-verringerung zum Steuern der Frequenz des Taktes umfasst, wenn ein konsistentes Voreilen/Verzögern der Phase erforderlich ist. Der Taktgenerator 1114 kann daher zum Verfolgen von Bewegungen des Empfängers bezüglich des Senders mittels systematischer Einstellung in der Taktzeitregelung eingestellt werden (die im Vergleich zur Modulation im Allgemeinen gering sind). Wie dies nachstehend näher beschrieben ist, fungiert der Taktgenerator 1114 als Sklave gegenüber einem ähnlichen Talgenerator in einem entfernten Sender und somit als Verbindungstaktgeber mit einer Frequenz, die typischerweise in einem Bereich zwischen 50-250 MHz liegt.
Der Phasensteuerungsprozessor 1112 stellt einem UWB-Sender 1116, zum Beispiel ein solcher wie der Sender 1000 in 10, einen Steuerausgang zum Steuern des Senders bereit, um ein UWB-Signal von einer Sendeantenne 1118 zur Verwendung in einem Trainingsempfänger bereitzustellen. Der Steuerungsprozessor 1112 empfängt auch ein Starter-Frame-Eingangssignal 1120 von einer MAC-Zustandsfunktion, die entweder in Hardware oder in Software implementiert ist. Der Phasensteuerungsprozessor 1112 empfängt ferner eine Gruppe von Eingängen 1122, einen von jedem Akkumulator des Korrelators 514 und einen weiteren Eingang 1124 vom Ausgang des Diskriminators 612.
Allgemein gesagt, programmiert der Phasensteuerungsprozessor 1112 im Betrieb die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 mit einer anfänglichen, vorbestimmten Wellenform, identifiziert dann den UWB-Signal-Pilotton und führt dann eine Software-Phasensynchronisation (phase lock loop) durch, um zum Bereitstellen eines Zeitbezugs auf diesen Ton aufzusynchronisieren. Diesen verwendet der Prozessor dann zum Identifizieren der Wellenform eines empfangenen Impulses, einschließlich seiner Mehrwegekomponenten. Wahlweise kann der Prozessor 1112 ein Fast Fourier Transform (FFT) Filter zum Entfernen von Schmalbandrauschen verwenden. Allgemein gesprochen, tastet der Phasensteuerungsprozessor 1112 zum Auffinden der Mehrwegekomponenten eines gesendeten Impulses ein Abtastfenster durch Verschieben der Phase des PRF-Taktes bezüglich des Systemtaktes von dem Taktgenerator 1114 ab, um mittels Integration eine Wellenform nach dem Durchschnitt der abgetasteten Daten zu erhalten. Zuerst wird die Mehrwegekomponente mit dem stärksten Signal identifiziert und die Form dieser Mehrwegekomponente des Impulses aus den Eingangsdaten bestimmt. Danach sucht der Prozessor vom stärksten Signal aus sowohl in Rückwärts- als auch in Vorwärtsrichtung (weil es sein kann, dass der direkte Sichtlinienimpuls nicht der stärkste ist) nach anderen Mehrwegekomponenten. Wie zuvor beschrieben wurde, arbeitet der Korrelator mit Gruppen aus acht oder 16 Samples, wobei diese Gruppen eine effektiv zeitbezogene Position bezüglich des Verbindungstaktbezugs vom Taktgenerator 1114 aufweisen. Vorzugsweise wird das Tracking-Verfahren zum Bestimmen des Mehrwegekomponentenimpulses bei einer Frequenz im Kilohertz-Bereich wiederholt, um Schwankungen im Mehrwegekanal aufzuspüren und, bei Ausführungsformen mit entsprechender Implementierung, um physische Positionsinformationen zu erhalten, die die Position des Empfängers betreffen. Bei verdrahteten UWB-Übertragungssystemen kann die Mehrwegeumgebung quasi-stationär sein, wobei in diesem Fall ein Kanalcharakterisierungsverfahren wie das vorstehend beschriebene nur beim Einschalten oder dann zur Anwendung kommen kann, wenn beispielsweise die Fehlerrate einen Schwellenwert übersteigt.
Bei der in 11a gezeigten Anordnung empfängt der Phasensteuerungsprozessor abgetastete Eingangssignaldaten über den Korrelator 514. Das vereinfacht die Architektur des Empfängers, wenngleich bei anderen Anordnungen der Prozessor 1112 abgetastete Eingangssignaldaten direkt von der analogen Vorderseite 504 empfangen kann. Um Beispielseingangsdaten vom Korrelator 514 zu erhalten, können die Eingangsdaten mit einer Delta-Funktion, beispielsweise eine in die Wellenform-Datentabelle geschriebene Spitze oder ein in die Wellenform-Datentabelle geschriebener Impuls, korreliert werden.
12a zeigt ein Ablaufdiagramm, das die Funktion des Phasensteuerungsprozessors 1112 der 11a näher erläutert. Zum Erstkalibrieren der Empfängervorderseite weist der Prozessor den Sender 1116 in Schritt S1200 an, lokale UWB-Impulse, gesteuert durch den lokalen Taktgenerator 1114, zu senden. Diese Impulse werden bei einem sehr hohen Signalpegel empfangen, wobei der Prozessor 1112 zudem weiß, wann diese Impulse gesendet werden, und somit, an welcher zeitbezogenen Position erwartet wird, dass die empfangenen Eingangsdaten einen gesendeten Impuls umfassen (unter Berücksichtigung der durch die Trennung zwischen Sendeantenne 1118 und Empfangsantenne 502 (typischerweise ein oder einige wenige Zentimeter) eingeführte Verzögerung).
Bei Schritt S1202 programmiert der Prozessor 1112 die Wellenform-Datentabelle 1100 mit einer vorbestimmten Schablone, insbesondere einem Impuls, und sucht nach den gesendeten Impulsen durch Steuern der Zeitregelung des PSR-Folgengenerators 1108. Dies kann problemlos durch Blockieren der Erzeugung einer PR-Folge bewerkstelligt werden, damit die Phase des Ausgangs des Generators 1108 verändert werden kann, indem das PSR-Seed als Phasenversatzabgleich verwendet wird. Sobald die lokal gesendeten Impulse identifiziert sind, wird die Wellenform eines Impulses, der von der analogen Vorderseite 504 empfangen und digitalisiert wurde, aus dem Korrelator 514 ausgelesen und in die Bezugswellenform-Datentabelle geschrieben, um als anfängliche Bezugswellenform zu dienen. Dies hat den Effekt eines Auskalibrierens von Phasen- und Verstärkungs-Nichtlinearitäten in der Empfängervorderseite. Auch wenn das lokal empfangene Signal stark ist, kann die Wellenform, die in die Datentabelle 1100 geschrieben wird, wahlweise einen Durchschnitt einer Mehrheit von empfangenen Impulsen umfassen.
Wenn diese Erstkalibrierung erfolgt ist, hat der Phasensteuerungsprozessor 1112 die schwierigere Aufgabe, Frequenz und Phase auf ein Signal von einem entfernten Sender aufzusynchronisieren und dieses Signal zu verfolgen. Daher steuert der Prozessor 1112 in Schritt S1206 den Empfänger zur Suche nach einem Signal mit der Impulsfolgefrequenz (PRF-Frequenz) des entfernten Senders an, d.h. der des Pilottons des entfernten Senders. Es kann sein, dass die Frequenz des Pilottons nicht exakt bekannt ist. Bei bevorzugten Anordnungen ist diese jedoch auf eine kleine Zahl möglicher Frequenzen, z.B. 50 MHz, 100 MHz oder 250 MHz, begrenzt, weshalb der Empfänger sich abwechselnd auf diese Frequenzen aufschalten und nach eintreffenden UWB-Signalen suchen kann. Der Ablauf einer Suche nach einem Signal bei PRF ist in 12b gezeigt. Das Empfängersystem führt zunächst eine Korrelation in einer Gruppe von Fenstern 1210 aus, die durch Intervalle bei der PRF-Frequenz beabstandet sind, indem es die Korrelationsergebnisse für eine Mehrheit dieser Fenster mittelt und in dem Fall, dass keine signifikante Korrelation festgestellt wird, die Fenster bei der gleichen Frequenz auf eine leicht verzögerte Position 1212 schiebt, wie in der Zeitlinie (ii) gezeigt ist, um das Korrelations- und Mittelungsverfahren zu wiederholen, bis Impulse bei der PRF-Frequenz gefunden werden. Wenn die PRF-Frequenz gefunden wurde, ist es einfach, Abweichungen in der PRF zu verfolgen, da der Korrelator 514 eine Mehrheit von Ausgängen bereitstellt, die einem kleinen Verzögerungsbereich auf beiden Seiten einer gewünschten zeitbezogenen Position entsprechen. Der Taktgenerator 1114 (und seine Entsprechung im Sender) ist vorzugsweise kristallgesteuert und daher relativ stabil und ändert sich im Vergleich zur Kilohertz-PLL-Tracking-Frequenz nur langsam. Die schwierigere Aufgabe ist vor allem das Lokalisieren der PRF-Frequenz des entfernten Senders, insbesondere weil ein Pilotton-Impuls in der Größenordnung von nur einem in jeweils 100 Impulsen gesendet wird und das UWB-Signal einen relativ niedrigen Pegel aufweist, besonders bei längeren Reichweiten. Diese Schwierigkeiten werden gelöst, indem über einen relativ langen Zeitraum gemittelt wird, um die systematischen Pilotton-Impulse zu identifizieren, die zu festen Zeiten erscheinen und diese beispielsweise von anderen UWB-Impulsen zu unterscheiden, die effektiv zu zufälligen Zeiten auftreten. Je nach der Stärke des UWB-Signals und in Abhängigkeit von der Reichweite und dem Sendekanal kann es eine Sekunde oder einige wenige Sekunden in Anspruch nehmen, auf den maßgeblichen Pilotton aufzusynchronisieren, während die Korrelatorfenster verschoben werden, was die Mittelung einer extrem hohen Zahl von Impulsen ermöglicht.
Sobald sich der Phasensteuerungsprozessor auf die PRF-Frequenz des entfernten Empfängers aufsynchronisiert hat, kann der Prozessor auf die relative Stabilität des Taktgenerators 1114 vertrauen und daher die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 mit einem Impuls und Mittelwert aus einer Mehrheit von Impulsen, typischerweise zwischen 100 und 1000 Impulse, neu schreiben, um die Bezugswellenform für den Sendekanal zu bestimmen, und diese dann in die Wellenform-Datentabelle schreiben. Die Anzahl von Impulsen, mit denen das Signal gemittelt werden muss, ist von der Reichweite abhängig – bei einem Meter kann ein Impuls ausreichen, während bei einer Reichweite von 30 Metern durchschnittlich 10⁴ Impulse erforderlich sein können. Wenn die Bezugswellenform für eine erste Mehrwegekomponente eines gesendeten Impulses identifiziert wurde, kann der Phasensteuerungsprozessor 1112 von dieser aus rückwärts und vorwärts suchen, um die nächste Mehrwegekomponente des Pilottons zu identifizieren, und dies kann wiederholt werden, um Daten für eine Mehrheit von Mehrwegekomponenten eines gesendeten Impulses zu bestimmen. Die Anzahl von Mehrwegekomponenten, für die Daten erfasst werden, ist von einer Abstimmung zwischen Erfassungszeit und Ansprechempfindlichkeit des Systems abhängig (das Erfassen der Energie von mehr Mehrwegekomponenten erleichtert größere Ansprechempfindlichkeit, dauert zum Erfassen aber länger). Es wird nachvollziehbar sein, dass – sobald die Impulsformen und Verzögerungen für Mehrwegekomponenten eines Impulses zeitbezogen lokalisiert wurden und Beispiele gespeichert sind – ein Verfolgen der Veränderungen, die diese mit der Zeit erfahren, relativ einfach ist und bewerkstelligt werden kann, indem beispielsweise 100 bis 1000 Impulse regelmäßig gemittelt werden, zum Beispiel durch Zeit-Multiplex des Korrelators in ähnlicher Weise, wie dies nachstehend beschrieben ist.
13 zeigt das System zur Bezugswellenformerzeugung näher auf. Der PSR-Folgen-Generator 1108 empfängt Steuersignale von dem Steuerungsprozessor 1112, umfassend einen Pilotton zum Steuern der Zeitregelung der Bezugswellenformerzeugung und ein Starter-Frame-Signal und ein Folge-Seed zum Steuern der PR-Folgen-Modulation für ein Dithering der Impulsposition, und stellt einem Bildfolge-Steuergerät 1300 einen Lese-Zeitregelungs-Steuerausgang 1302 bereit. Greift man vor auf 15a, so zeigt diese die empfangenen Mehrwegekomponenten von zwei aufeinanderfolgend gesendeten Impulsen 1500 und 1502, die jeweils eine Mehrheit von Mehrwegekomponenten 1500a-e, 1502a-c aufweisen. Es ist zu erkennen, dass die Mehrwegekomponenten 1500a, b des Impulses 1500 vor dem Start des Impulses 1502 eintreffen, die Mehrwegekomponente 1500e des Impulses 1500 jedoch zwischen den Mehrwegekomponenten 1502a und 1502b des Impulses 1502 eintrifft. Um das empfangene Signal mit einer Bezugswellenform zu korrelieren, die dem Impuls 1500 (oder 1502) entspricht, sollte die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 vorzugsweise in der Lage sein, die entsprechende Mehrwegekomponente des Impulses zu den entsprechenden Zeiten bereitzustellen, selbst wenn diese, wie gezeigt, verschachtelt sind. Auch wenn dies nicht wesentlich ist, ist es vorzuziehen, damit Energie aus mehreren Mehrwegekomponenten eines empfangenen Signals abgerufen werden kann.
Betrachtet man nun wieder 13a, so stellt ein Bildmuster-Generator 1300 eine Mehrheit von Ausgängen 1304 zum Bereitstellen von Bezugswellenformen bereit, die einer Mehrheit gesendeter Impulse mit sich überlappenden Mehrwegekomponenten entsprechen. Wenn daher zum Beispiel gewünscht ist, sich überlappende oder verschachtelte Mehrwegekomponenten von zwei aufeinanderfolgend gesendeten Impulsen zu verarbeiten, stellt der Bildmuster-Generator 1300 zwei Adressausgänge 1304 zum Adressieren der Wellenformdatentabelle zu zweckmäßigen Zeiten bereit, um Abschnitte der Bezugswellenform bereitzustellen, die den sich überlappenden oder verschachtelten Abschnitten der Mehrwegekomponenten entsprechen. Betrachtet man nun wieder 15a, so stellt ein Bildmuster-Generator 1300 einen ersten Adressausgang zum Ansteuern der Datentabelle 1100 zum Bereitstellen der Mehrwegekomponenten 1500a, b, e und einen zweiten Adressausgang zum Adressieren der Tabelle zum Bereitstellen der Bezugswellenformen für die Mehrwegekomponenten 1502a, b, c zu zweckmäßigen Zeiten bereit. Es wird nachvollziehbar sein, dass die Anzahl der Adressausgänge des Bildmuster-Generators 1300 von der Verzögerungszeitspanne der Anzahl signifikanter Mehrwegekomponenten eines Impulses im Vergleich zum Abstand zwischen Impulsübertragungen abhängig ist. Die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 stellt einen Ausgang 1306 bereit, der eine zeitlich geordnete Kombination der Mehrwegekomponenten erfolgreich gesendeter Komponenten umfasst, in dem Beispiel von 15a die Mehrwegekomponenten 1500a, 1500b, 1502a, 1502c, 1502b und so weiter. In einer bevorzugten Anordnung stellt eine einzelne Gruppe von Ausgängen diese Mehrwegekomponenten in einem Zeit-Multiplex-Verfahren zur Verwendung mit dem Korrelator 514 bereit, der ebenfalls in einer Zeitscheiben- oder Multiplex-Konfiguration arbeitet. In 13b ist jedoch eine alternative Anordnung gezeigt, bei der die Datentabelle 1100 eine Mehrheit von Gruppen von Ausgängen aufweist, wobei der Empfänger in der Lage ist, gleichzeitig einen für jeden gesendeten Impuls zu verarbeiten, die in einem Summierer 1310 zusammengefasst sind und als kombinierter Ausgang zur nachfolgenden Korrelation bereitgestellt werden.
Betrachtet man nun genauer die parallelen Datenausgänge der Bezugswellenform-Datentabelle, so ist der Datentabellenspeicher zum parallelen Bereitstellen einer Mehrheit von Gruppen von Bezugssignaldaten konfiguriert, wobei jede Gruppe von Daten bezüglich einer vorherigen Gruppe von Daten verzögert ist. Eine Gruppe von Daten kann beispielsweise acht oder 16 Beispielswerte der gespeicherten Bezugswellenform umfassen, die vorzugsweise eine Mehrwegekomponente eines Impulses definiert, beispielsweise eine der Komponenten 1500a, b, c der 15a. Die Gruppen überlappen sich vorzugsweise zeitbezogen, und bei einer Anordnung ist jede Gruppe von der vorherigen Gruppe um ein Sample verzögert, wobei 16 Gruppen 16 aufeinanderfolgende verzögerte Mehrwege-Impulskomponenten definieren, die parallel ausgegeben werden. In diesem Beispiel erfordert dies einen Bus mit 256 parallelen Ausgängen von der Bezugsausgangsdatentabelle 100, wobei die Mehrzahl dieser Ausgänge jedoch einfach durch entsprechende Verdrahtung bereitgestellt werden kann, da 16 Gruppen mit jeweils 16 Beispielen, die jeweils um ein Beispiel verzögert sind, nur 32 parallele Beispielswerteausgänge benötigen. Es wird nachvollziehbar sein, dass jeder dieser Beispielswerteausgänge einen Ein- oder Mehr-Bit-Wert umfassen kann, was davon abhängig ist, ob Ein- oder Mehr-Bit-A/D-Umwandlung verwendet wird. Je nach der Dauer einer Mehrwegekomponente eines Impulses, z.B. der Mehrwegekomponente 1500a der 15a, die in der Bezugswellenform-Datentabelle gespeichert ist, können Gruppen- oder Bezugsdaten mit Nullen an einem oder an beiden Enden hinzugefügt werden. Die Verwendung einer Bezugswellenform-Datentabelle stellt dem Empfängersystem bedeutende Vorteile bereit, insbesondere indem sie die Verwendung einer Empfängervorderseite geringerer Qualität ermöglicht als dies anderweitig akzeptabel wäre, da der vorstehend beschriebene Selbstkalibrierungsprozess, in dem die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 gespeichert wird, die Verzerrung im Empfänger kompensieren kann, wie dies vorstehend beschrieben wurde.
Im Betrieb spricht der PSR-Folgen-Generator 1108 auf die PR-Folge an, die zum Senden der Daten verwendet wird, um die Lesezeit aus der Bezugswellenform-Datentabelle zum Kompensieren der pseudozufälligen (jedoch deterministischen) Modulation im Zeitbereich zu steuern, die der variablen, informationsabhängigen Phasen- und Positionsmodulation auferlegt wird. Der Bildmuster-Generator 1300 stellt auch ein Bildmusterende-Ausgangssignal 1308 zur Verwendung beim Rücksetzen des Korrelators bereit, wie dies nachstehend beschrieben ist.
4 zeigt Einzelheiten der Konfiguration der Multiply-Accumulate-Einheiten des Korrelators 514. In einer Konfiguration 16 umfasst der Korrelator eine Mehrheit von Multiplizier-Einheiten 1400, die jeweils an jeweiligen Akkumulator 1402 gekoppelt sind. Jede Multiplizier-Einheit 1400 empfängt die gleiche Gruppe 1404 erfasster Eingangsdaten, die – wie gezeigt ist – 16 aufeinanderfolgend verzögerte Samples (entweder Ein- oder Multi-Bit-Werte) umfassen. Jede Multiplizier-Einheit 1400 empfängt auch eine Gruppe Bezugssignal-Samples 1406, die in einer Konfiguration 16 aufeinanderfolgende Samples der Bezugssignalwellenform aus der Datentabelle 1100 umfasst, wobei jede der Gruppen 1406 jedoch aufeinanderfolgend verzögert ist, so dass die erfassten Eingangsdaten parallel von Multiplizier-Einheiten 1400 mit Abschnitten der Bezugssignalwellenform korreliert werden, die einen Bereich (16, wie gezeigt) aufeinanderfolgender Zeitscheiben der Bezugswellenform umfassen. Dies hat den Effekt, dass die erfasste Eingangsdatengruppe oder Zeitscheibe entlang der Bezugswellenform verschoben wird, bis eine Korrelation gefunden wird, wobei es in der Praxis jedoch einfacher ist, zuerst die jeweilige Wellenformverzögerung und nicht die Verzögerung der erfassten, empfangenen Daten zu verändern, und dann parallel eine Mehrheit von Korrelationen durchzuführen anstatt ein einzelnes Fenster zu verwenden.
Jede der Multiplizier-Einheiten 1400 umfasst einen Multiplizierer zum Multiplizieren der einzelnen Eingangsdaten-Sample mit dem entsprechenden Bezugsdaten-Sample und zum Bereitstellen eines Ausgangs an den entsprechenden Akkumulator 1402, damit der Akkumulator parallel einen Korrelationswert aus allen (in diesem Fall 16) Korrelationsoperationen akkumuliert. Jeder Akkumulator weist einen Ausgang 1408 auf, der an einen Speicher 1410 für teilweise Korrelationsergebnisse gekoppelt ist, um einen akkumulierten Korrelationswert in den Speicher zu schreiben. Jeder Akkumulator weist auch einen Eingang 1420 von einem Lese-Ausgang des Speichers 1410 auf, um das Schreiben eines teilweisen Korrelationswertes in den jeweiligen Akkumulator zu ermöglichen. Das Schreiben von Daten in den Speicher und das Auslesen von Daten aus dem Speicher wird durch den Phasensteuerungsprozessor 1112 gesteuert. Der Speicher 1410 für teilweise Korrelationen umfasst eine Mehrheit von Gruppen von Speicherorten, wobei jede Gruppe von Speicherorten eine Gruppe von teilweisen Korrelationswerten speichert, jeweils eine von jedem Multiply-Accumulate-Modul (T1...T16). Eine Speicherung wird für so viele Gruppen teilweiser Korrelationswerte bereitgestellt, die notwendig sind, um eine gewünschte Anzahl empfangener Impulse als sich überlappende oder verschachtelte Mehrwegekomponenten zu verarbeiten. Daher sind zum Beispiel zwei Gruppen von Speicherorten für teilweise Korrelationswerte zum Speichern teilweiser Korrelationsergebnisse vorgesehen, wenn Mehrwegekomponenten zweier aufeinanderfolgender, gesendeter Impulse sich überlappen oder verschachteln.
Daten aus jedem der Mehrheit von Speicherorten einer Gruppe teilweiser Korrelationsergebnisse werden an einem Ausgang 1414 dem Diskriminator-Modul 612 bereitgestellt. Der Diskriminator 512 stellt auch einen Speicher-Lösch-Ausgang 1416 zum Löschen oder Nullsetzen einer Gruppe teilweiser Korrelationswerte bereit und empfängt ein Bildmusterende-Signal 1308 von dem Bildmuster-Generator 1300. Der Diskriminator 612 stellt einen Ausgang 1418 nachfolgenden Vorwärts-Fehler-Korrektur-Modulen, beispielsweise einem Viterbi-Decoder, bereit. Wenngleich auf den Speicher 1410 als Speicher zum Speichern teilweiser Korrelationen Bezug genommen wurde, werden die akkumulierten Korrelationswerte aus Ausgängen 1418, sobald die Korrelation einer vollständigen Gruppe von Mehrwegekomponenten eines empfangenen Signals abgeschlossen ist, in den Speicher 1410 geschrieben und somit eine Gruppe vollständiger Korrelationswerte bereitgestellt, die alle Mehrwegekomponenten, die zu bearbeiten entschieden wurde, berücksichtigt, wobei diese vollständigen Korrelationswerte dem Diskriminator 612 über Bus 1414 zur Verfügung stehen.
Zum Verdeutlichen der Funktion des Korrelators 514 der 14 ist es hilfreich, Bezug auf 15a zu nehmen. Allgemein gesagt, besteht der Ablauf darin, die erste empfangene Mehrwegekomponente 1500a zu korrelieren (akkumulieren) und diese im Speicher 1410 abzulegen und dann die nächste Mehrwegekomponente 1500b zu korrelieren, auch die zuvor gespeicherte teilweise Korrelation für die Mehrwegekomponente 1500a durch Auslesen aus dem Speicher 1410 zu akkumulieren, diese zum teilweisen Korrelationswert der Mehrwegekomponente 1500b zu addieren, wobei die gesamte akkumulierte Gruppe von Korrelationswerten dann in den Speicher 1410 zurückgeschrieben wird. Dieser Prozess wird fortgeführt, bis eine Mehrwegekomponente eines nachfolgenden Impulses angetroffen wird, im vorliegenden Fall die Mehrwegekomponente 1502a des Impulses 1500. Der Bildmuster-Generator 1300 der 13 steuert dann die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 an, um eine Impulsform bereitzustellen, die zum Korrelieren mit der Mehrwegekomponente 1502a geeignet ist, wobei das Ergebnis dieser Korrelation nach der Korrelations-Operation in einer separaten Gruppe von Speicherorten im Speicher 1410 abgelegt und diese Gruppe von Speicherorten dem zweiten Impuls zugewiesen wird. Die Korrelations-Operation für Mehrwegekomponenten des empfangenen Signals wird mit den teilweisen Korrelationsergebnissen fortgesetzt, die in die Gruppe der Speicherorte für entweder dem ersten oder dem zweiten Impuls, wie jeweils zutreffend, geschrieben werden, während der Bildmuster-Generator die Wellenform-Datentabelle zum Erzeugen einer Bezugswellenform für die entsprechende Mehrwegekomponente ansteuert. Führt man das Beispiel von 15a fort, wird als Nächstes die Mehrwegekomponente 1500c des ersten Impulses mit dem aus dem Speicher 1410 für den ersten Impuls ausgelesenen teilweisen Korrelationswert akkumuliert und wieder im Speicher 1410 abgelegt. In diesem Fall ist dies der letzte verarbeitete Mehrwegekomponentenimpuls von 1500, wenn auch die akkumulierten Korrelationswerte im Speicher 1410 für den ersten Impuls dann als vollständige Korrelationswerte begriffen und von dem Diskriminator 612 verarbeitet werden können. Das Signal, das angibt, dass die komplette Gruppe von Mehrwegekomponenten korreliert wurde, wird durch den Bildmuster-Generator 1300 bereitgestellt, da dieses Steuergerät in der Lage ist zu bestimmen, ob die letzte gespeicherte Mehrwegekomponente verarbeitet wurde. Die Korrelation des Impulses 1502 setzt sich jedoch mit der Mehrwegekomponente 1502b fort, und wenn die erste Mehrwegekomponente eines dritten Impulses (der in 1500a nicht gezeigt ist) empfangen wird, steht die Gruppe teilweiser Korrelationswerte, die zuvor für den Impuls 1500 verwendet wurde (und von dem Diskriminator 612 nach der Verarbeitung der vollständigen Korrelationswerte für den Impuls 1500 gelöscht wurde), zum Akkumulieren der Korrelationswerte für diesen dritten Impuls zur Verfügung.
15b zeigt in Form einer Grafik die Korrelation einer Mehrwegekomponente 1510a eines empfangenen UWB-Signalimpulses 1510 mit einer Gruppe von Bezugsimpulsen 1512a und 1512b, von denen zur besseren Übersichtlichkeit nur zwei gezeigt sind. Die Bezugssignalimpulse sind zu beiden Seiten der empfangenen Mehrwegekomponente 1510a zeitbezogen verschoben, wobei die Korrelation mit diesen Bezugssignalimpulsen jeweils einen Korrelationswert bereitstellt, wie in der Kurve 1514 gezeigt. Die Form dieser Kurve und die Höhe und Breite ihrer Spitze können in Abhängigkeit von dem empfangenen Signal und der Bezugssignalform wechseln. In 15b ist eine Gruppe (vollständiger) Korrelationswerte, die auf BUS 1414 vom Speicher 1410 an den Diskriminator 612 ausgegeben werden, grafisch durch das Balkendiagramm 1516 dargestellt, in dem jeder Balken 1518 einen akkumulierten Korrelationswert für eine der verzögerten Versionen der Bezugssignal-Mehrwegekomponente 1512 darstellt. Es ist zu erkennen, dass die meisten der akkumulierten Korrelationswerte nahe an der mittleren Höhe 1520 liegen, wobei sich jedoch einer der akkumulierten Werte, der durch den Balken 1522 wiedergegeben ist, sich von den anderen signifikant unterscheidet. Dieser stellt die wahrscheinlichste Position des Impulses dar, während die Balken 1524, 1526 an beiden Seiten des Balkens die nächsten wahrscheinlichsten Impulspositionen darstellen. Der Balken 1522a ist wesentlich größer als der Durchschnitt 1520, was eine positive Korrelation (normaler Impuls) nahelegt, während der Balken 1522b einen Korrelationswert aufweist, der wesentlich geringer (negativer) als der Durchschnitt ist, was eine negative Korrelation impliziert, d.h. im Vergleich zum Bezugssignalimpuls wurde ein invertierter Signalimpuls erhalten. Somit ist der Korrelator der 14b in der Lage, sowohl die wahrscheinliche (zeitbezogene) Position eines empfangenen Signalimpulses als auch die Phase (normal oder invertiert) zu bestimmen und damit gleichzeitig auch Informationsdaten, die sowohl auf die Impulsposition als auch auf die Impulsphase aufmoduliert sind. Die gleichzeitige Verwendung von Position und Phase zum Codieren von Informationsdaten vergrößert die datentragende Kapazität des Systems signifikant.
In dem vorstehend beschriebenen System wird der Korrelator zum Korrelieren aufeinanderfolgender Mehrwegekomponenten empfangener Signalimpulse verwendet. Eine im Wesentlichen gleiche Anordnung kann jedoch auch zum Akkumulieren von Beziehungswerten für aufeinanderfolgend gesendete Impulse mit denselben Daten verwendet werden. In anderen Worten können sich ein Sender und/oder Empfänger eine Redundanz nutzen, indem sie zwei oder mehrere Sendeimpulse als Träger im Wesentlichen gleicher Daten verwenden und diese am Empfänger verarbeiten, als wären sie lediglich Mehrwegekomponenten eines einzelnen Impulses. Das verringert die effektive Datenrate (halbiert die Datenrate, wenn zwei Impulse statt einem zum Senden eines gegebenen Symbols empfangen werden), erhöht aber potenziell die Reichweite eines Übertragungssystems, indem mehr Energie pro übertragenem Symbol bereitgestellt wird. Eine Anordnung dieser Art kann adaptiv verwendet werden, wobei die Datenrate reduziert, die Zuverlässigkeit aber erhöht wird, wenn die Übertragungsbedingungen erschwert sind oder man sich am Rand der Reichweite eines Systems befindet. Die Verringerung der effektiven Datenrate kann zum Teil durch Erhöhen der Impulsfolgefrequenz kompensiert werden, vorausgesetzt der Betrieb bleibt innerhalb des erwünschten, vorgeschriebenen Spektralbereichs, wobei die Sendeleistung auch adaptiv gesteuert werden kann, um dies zu erleichtern.
Der Fachmann wird zweifellos Alternativen erkennen. Es ist davon auszugehen, dass die Erfindung nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist und Modifikationen, die im Umfang der angehängten Ansprüche liegen, umfasst, die dem Fachmann offensichtlich sind.

Claims

Ultra-Wideband (UWB) Empfängersystem, umfassend: eine Vorderseite (504) zum Empfangen eines UWB-Signals; einen Bezugssignalspeicher (1100, 1102, 1104) zum Speichern eines UWB-Bezugssignals, das eine digitalisierte Wellenform (1512a, b) eines empfangenen UWB-Signals für Korrelation mit einer Mehrheit später empfangener UWB-Signale umfasst; einen digitalen Korrelator (514), der an die Vorderseite (504) und den Bezugssignalspeicher (1100) gekoppelt ist, um das empfangene UWB-Signal digital mit der digitalisierten Wellenform des UWB-Bezugssignals zu korrelieren; and wobei das empfangene, im Bezugssignalspeicher gespeicherte, UWB-Signal eine Mehrheit von Mehrwegekomponenten (1102) umfasst; dadurch gekennzeichnet, dass der Bezugssignalspeicher (1100) eine Mehrheit von Ausgängen zum Korrelator aufweist, um dem Korrelator eine Mehrheit verschieden verzögerter Versionen des UWB-Bezugssignals zum Bestimmen einer Zeitregelung des empfangenen UWB-Signals bereitzustellen
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 1, wobei die Mehrwegekomponenten im Wesentlichen zeitbezogen gelöst werden.
UWB-Empfängersysterm nach Anspruch 2, wobei das UWB-Signal eine Mehrheit von Impulsen, jeweils mit einer Mehrheit von Mehrwegekomponenten, umfasst und, wobei der Bezugssignalspeicher eine Datenstruktur aufweist wobei Daten für einen Impuls, Daten (1102) für aufeinanderfolgende Mehrwegekomponenten des Impulses umfassen und Daten (1104) welche mindestens eine Verzögerung zwischen den Mehrwegekomponenten definieren.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei der Korrelator (514) ein einzelnes Korrelatormodul zum Korrelieren einer Mehrheit von Mehrwegekomponenten des empfangenen UWB-Signals mit dem gespeicherten UWB-Bezugssignal umfasst.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 4, wobei das UWB-Signal eine Mehrheit von Impulsen umfasst; und wobei der Korrelator eine Mehrheit dieser Korrelatoren zum Korrelieren einer Mehrheit verschieden verzögerter Versionen des gespeicherten Bezugssignals mit den empfangenen UWB-Signalen parallel geschaltet umfasst, um eine zeitbezogene Position eines Impulses zu bestimmen.
UWB-Empfängersystem nach einem beliebigen der Ansprüche 1 bis 5, wobei das UWB-Signal eine Mehrheit von Impulsen umfasst; und weiter einen Bildmustergenerator (1300) zum Steuern des Bezugssignalspeichers umfasst, um Bezugssignale für zwei oder mehrere aufeinanderfolgende Impulse mit verschachtelten Mehrwegekomponenten bereitzustellen.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 6, wobei der Korrelator einen Speicher (1410) zum Speichern eines teilweisen Korrelationsergebnisses einschließt, wodurch teilweise Korrelationen für die aufeinanderfolgenden Impulse mit verschachtelten Mehrwegekomponenten verschachtelbar sind, sodass im Wesentlichen separate Korrelationen für die aufeinanderfolgenden Impulse mit verschachtelten Mehrwegekomponenten bestimmt werden können.