DE602004004406T2

DE602004004406T2 - Funkkommunikationssyteme und verfahren

Info

Publication number: DE602004004406T2
Application number: DE602004004406T
Authority: DE
Inventors: David Baker; Justin Mark MOORE
Original assignee: Artimi Ltd
Current assignee: Artimi Ltd
Priority date: 2003-07-18
Filing date: 2004-07-19
Publication date: 2007-10-25
Anticipated expiration: 2024-07-20
Also published as: GB2404123B; GB0316900D0; GB2404123A; TW200509553A; EP1656743B1; ATE352130T1; WO2005013502A1; HK1070214A1; EP1656743A1; DE602004004406D1

Description

Diese Erfindung betrifft im Allgemeinen festverdrahtete und drahtlose Ultra Wideband(UWB)- bzw. Ultrabreitband-Datenkommunikationsvorrichtungen und -verfahren und insbesondere UWB-Empfängersysteme und -architekturen und folglich Korrelatoren.
Aus Radar- und sonstigen Militäranwendungen entwickelte Techniken zur UWB-Kommunikation und von Dr. G. F. Ross realisierte Pionierarbeiten sind in der US-Patentschrift 3.728.632 beschrieben. Ultrabreitband-Kommunikationssysteme setzen sehr kurze Pulse elektromagnetischer Strahlung (Impulse) mit kurzen Anstiegs- und Abstiegszeiten ein, die zu einem Spektrum mit einer sehr großen Bandbreite führen. Einige Systeme verwenden bei Direkteinspeisung einer Antenne solch einen Puls, der dann mit seinem charakteristischen Impuls oder seiner Sprungantwort (in Abhängigkeit von der Einspeisung) abstrahlt. Solche Systeme werden als trägerlos oder "trägerfrei" bezeichnet, da die entstehende Hochfrequenzemission keine eindeutig festgelegte Trägerfrequenz hat. Andere UWB-Systeme dagegen strahlen eine oder mehr Schwingungen eines Hochfrequenzträgers ab, und daher ist es möglich, ein aussagekräftige Mittenfrequenz und/oder Phase trotz der hohen Signalbandbreite zu festzulegen. Die US-amerikanische Federal Communications Commission (FCC) legt ein UWB als eine –10 dB-Bandbreite von mindestens 25% einer mittleren Frequenz oder einer Bandbreite von mindestens 1,5 GHz fest; die Festlegung der US-amerikanische DARPA ist ähnlich, betrifft aber eine –20 dB-Bandbreite. Solche formalen Festlegungen sind hilfreich und unterscheiden UWB-Systeme deutlich von herkömmlichen Schmal- und Breitbandsystemen, aber die in diesen Spezifikationen beschriebenen Techniken sind nicht auf Systeme beschränkt, die innerhalb dieser exakten Festlegung liegen und mit ähnlichen Systemen, die sehr kurze Pulse elektromagnetische Strahlen verwenden, eingesetzt werden können.
UWB-Kommunikationssysteme bieten im Gegensatz zu herkömmlichen Systemen mehrere Vorteile. Allgemein gesprochen erleichtert die sehr hohe Bandbreite Kommunikationen mit sehr hohen Datenraten, und da Strahlungspulse eingesetzt werden, kann die mittlere Sendeleistung (sowie der Leistungsverbrauch) niedrig gehalten werden, selbst wenn die Leistung in jedem Puls relativ hoch ist. Ferner, da die Leistung in jedem Puls über eine hohe Bandbreite verteilt ist, kann die Leistung je Einheitsfrequenz in der Tat sehr niedrig sein, so dass UWB-Systeme mit anderen Frequenzspektrumnutzern nebeneinander bestehen und in Militäranwendungen eine niedrige Abfangwahrscheinlichkeit zur Verfügung stellen können. Die kurzen Pulse sorgen außerdem dafür, dass UWB-Kommunikationen relativ unempfindlich gegen Mehrpfad-Effekte sind, da im Allgemeinen Mehrfachreflexionen unterbunden werden können. Schließlich eignen sich UWB-Systeme für eine im Wesentlichen volldigitale Implementierung mit konsequenten Kosteneinsparungen und sonstigen Vorteilen.
1a zeigt ein Beispiel eines analogen UWB-Senders 100. Er umfasst eine Sende/Empfangsantenne 102 mit einer charakteristischen Impulsantwort, die vom Bandpassfilter BPF (Bandpass Filter) 104 gegeben wird (obgleich in einigen Beispielen ein Bandpassfilter deutlich einbezogen werden kann), die an einen Sende/Empfangsswitch 106 gekoppelt ist.
Die Sendekette umfasst einen Impulsgenerator 108, dessen Modulation über einen Basisband-Sendedateneingang 110 und einen Antennentreiber 112 möglich ist. Auf den Treiber kann verzichtet werden, da im Allgemeinen nur ein kleine Ausgangsspannungsschwingung erforderlich ist. Es kann eine aus einer Anzahl von Modulationstechniken eingesetzt werden, typischerweise entweder OOK (On-Off-Keying, das heißt Senden oder Nichtsenden eines Pulses), M-ary-Apmplitudenumtastung (Pulseamplitudenmodulation) oder PPM (Pulse Position Modulation, das heißt Dithering der Pulsposition). Typischerweise hat der gesendete Puls eine Zeitdauer von <Ins und kann eine Bandbreite von Gigahertzgröße aufweisen.
Die Empfangskette umfasst typischerweise einen rauscharmen Verstärker LNA (Low Noise Amplifier) und die automatische Verstärkungsregelungsstufe AGC (Automatic Gain Control) 114, gefolgt von einem Korrelator oder abgestimmten Filter MF (Matched Filter) 116, der an die empfangene Pulsform derart angepasst ist, dass er einen Impuls ausgibt, wenn er mit RF-Energie zugeführt wird, welche die korrekte (abgestimmte) Pulsform aufweist. Der Ausgang des MF 116 wird im Allgemeinen durch einen Analog-Digital-Wandler ADC (Analog-to-Digital Converter) digitalisiert und dann einer (digitalen oder softwarebasierten) variablen Verstärkungsschwellwertschaltung 120 zugeführt, deren Ausgang die empfangenen Daten umfasst. Der Fachmann wird verstehen, dass die Vorwärts-Fehlerkorrektur FEC (Forward Error Correction) wie Blockfehlercodierung oder andere Basisbandverfahren ebenfalls zur Anwendung kommen können, aber da es sich hier um bekannte und herkömmliche Techniken handelt, wird aus Gründen der Übersichtlichkeit auf ihre Darstellung verzichtet.
1b zeigt ein Beispiel eines trägerbasierten UWB-Senders 122. Ein ähnlicher Sender ist näher in der US-Patentschrift 6.026.125 beschrieben. Die Form des Senders ermöglicht die Steuerung der UWB-Sendemittenfrequenz und der Bandbreite, und da er trägerbasiert ist, kann sowohl die Frequenz- und Phasen- als auch die Amplituden- und Positionsmodulation eingesetzt werden. Somit ist beispielsweise der Einsatz der Quadraturamplitudenmodulation QAM oder der M-ary PSK (Phasenumtastung) möglich.
Gemäß 1b erzeugt ein Oszillator 124 einen Hochfrequenzträger, der durch einen Mischer 126, der eigentlich als Hochgeschwindigkeits-Switch wirkt, durchgelassen wird. Ein zweiter Eingang zum Mischer wird durch einen Impulsgenerator 128 bereitgestellt, der über ein (optionales) Bandpassfilter 130 gefiltert wird. Die Amplitude des gefilterten Impulses bestimmt die Zeit, während welcher die Mischerdioden in Vorwärtsrichtung vorgespannt sind, und folglich die effektive Pulsweite und Bandbreite des UWB-Signals am Ausgang des Mischers. Die Bandbreite des UWB-Signals wird auf ähnliche Weise durch die Bandbreite des Filters 130 bestimmt. Die Mittenfrequenz und Augenblicksphase des UWB-Signals wird durch den Oszillator 124 bestimmt und kann durch einen Dateneingang 132 moduliert werden. Ein Beispiel eines Senders mit einer Mittenfrequenz von 1,5 GHz und einer Bandbreite von 400 MHz ist in der US-Patentschrift 6.026.125 dargestellt. Die Kohärenz von Puls zu Puls lässt sich durch Nachlaufsynchronisation des Impulsgenerators zum Oszillator bewerkstelligen.
Der Ausgang des Mischers 126 wird durch ein Bandpassfilter 134 verarbeitet, um Frequenzen außerhalb des Bandes und ungewünschte Mischerprodukte abzuweisen, die optional durch ein digital gesteuertes RF-Dämpfungsglied 136 gedämpft werden können, um zusätzliche Amplitudenmodulation zu ermöglichen, und dann einem Breitband-Leistungsverstärker 138 wie MMIC (Monolithic Microwave Integrated Circuit) und der Sendeantenne 140 übergeben werden. Der Leistungsverstärker kann, so wie in der US-Patenschrift 125 beschrieben, durch ein Gatter ein- und abschaltbar in Synchronisation mit den Impulsen des Generators 128 verknüpft werden, um den Leistungsverbrauch zu reduzieren.
1c zeigt einen ähnlichen Sender wie in 1b, wobei gleiche Elemente mit den gleichen Bezugsnummern bezeichnet sind. Allgemein gesprochen ist der Sender von 1c ein Sonderfall des Senders von 1b, bei welchem die Oszillatorfrequenz auf null gesetzt wurde. Der Ausgang des Oszillators 124 von 1b ist gewissermaßen ein Gleichstrompegel, der dazu dient, dass der Mischer 126 ständig eingeschaltet bleibt, so dass auf die Darstellung dieser Elemente verzichtet wird (und der Impulsgenerator oder sein Ausgang werden moduliert).
1d zeigt einen alternativen trägerbasierten UWB-Sender 142, der ebenfalls in der US-Patenschrift 6.026.125 beschrieben ist. Auch hier werden gleiche Elemente wie in 1b mit den gleichen Bezugsnummern bezeichnet.
In der Anordnung von 1d verknüpft eine Zeitgatterschaltung 114 den Ausgang des Oszillators 124 unter Kontrolle eines Taktsignals 146 durch ein Gatter. Die Pulsbreite dieses Taktsignals bestimmt die momentane Bandbreite des UWB-Signals. Somit lässt sich die übertragene UWB-Bandbreite durch Anpassung der Pulsbreite anpassen.
Ultrabreitband-Empfänger, die sich für den Einsatz mit UWB-Sendern von 1b bis 1d eignen, sind in der US-Patentschrift 5.901.172 beschrieben. Diese Empfänger verwenden tunneldiodenbasierte Detektoren, um Einzelpulsdetektion bei hohen Geschwindigkeiten (mehrere Megabits pro Sekunde) mit reduzierter Störempfindlichkeit innerhalb des Bandes zu ermöglichen. Allgemein gesprochen ist eine Tunneldiode zwischen aktivierten und deaktivierten Moden geschaltet, wobei die in der Diode gespeicherte Last während ihres inaktivierten Modes entlastet wird. Die Tunneldiode wirkt in der Tat als zeitlich getaktetes angepasstes Filter, und der Korrelationsvorgang ist auf die kommenden Pulse synchronisiert.
1e zeigt ein anderes Beispiel eines bekannten UWB-Senders 148, der in der US-Patenschrift 6.304.623 beschrieben ist. In 1e erzeugt ein Impulsgenerator einen RF-Puls zur Übertragung über die Antenne 152 unter Kontrolle eines Taktsignals 154, das ein genauer Taktgenerator 156, der selber durch eine stabile Zeitbasis 158 kontrolliert wird, bereitstellt. Ein Codegenerator 160 empfängt einen Referenztakt vom Taktgenerator und stellt dem Taktgenerator pseudozufällige Zeitversatzbefehle für das Dithering der Senderpulspositionen zur Verfügung. Dies führt zum Spreizen und Abflachen des kammähnlichen Spektrums, das sonst durch regelmäßige schmale Pulse erzeugt würde (in einigen Systemen kann die Amplitudenmodulation für einen ähnlichen Effekt verwendet werden).
1f zeigt einen entsprechenden Empfänger 162, der auch in der US-Patentschrift 623 beschrieben ist. Dieser Empfänger setzt einen ähnlichen Taktgenerator 164, eine ähnliche Zeitbasis 166 und einen ähnlichen Codegenerator 168 (der dieselbe Pseudozufallssequenz generiert) ein, aber die Zeitbasis 166 ist auf das empfangene Signal über ein Tracking-Schleifenfilter 170 gekoppelt. Der Taktsignalausgang des Taktgenerators 164 treibt einen Template-Generator 172, der ein Template-Signal ausgibt, und die mit dem Template empfangenen Signale werden von einem Korrelator/Abtaster 176 und Akkumulator 178 abgetastet und korreliert, indem über eine Abtastzeit des Korrelators integriert wird, um einen Ausgang zu erzeugen, der am Ende eines Integrationszyklus durch einen Detektor zur Ermittlung, ob eine Eins oder eine Null empfangen wurde, abgetastet wird.
1g zeigt einen UWB-Sender-Empfänger 192, der Spreizspektum-Codiertechniken verwendet. Ein Sender-Empfänger allgemeiner Art ist näher in der US-Patentschrift 6.400.754 beschrieben, auf welche Bezug genommen werden kann.
In 1g stellt eine Empfangsantenne 184 und rauscharmer Verstärker 186 dem zeitintegrierenden Verstärker 188 einen Eingang bereit. Ein zweiter Eingang zum Korrelator wird durch einen Codesequenzgenerator 190 bereitgestellt, der einen Spreizsprektum-Code wie einen Kasami-Code generiert, das heißt einen Code mit einem hohen Autokorrelationskoeffizienten aus der Familie der Codes mit niedrigen Kreuzkorrelationskoeffizienten. Der Korrelator 188 multipliziert das analoge Eingangssignal durch den Referenzcode und integriert über eine Codesequenzperiode und kann ein abgestimmtes Filter mit mehreren Phasen umfassen, die verschiedene Zeitausrichtungen des Eingangssignals und Referenzcodes darstellen. Der Korrelatorausgang wird durch den Analog/Digital-Wandler 192 digitalisiert, der einen Ausgang zu einem Bus 194, welcher von einem Prozessor 196 mit Speicher 198 gesteuert wird, bereitstellt, der Codesequenzgenerator 190 wird durch einen quarzoszillatorgetriebenen Takt 200 getrieben, ein Sendeantennentreiber 202 empfängt Daten vom Bus 194, die mit einer Codesequenz vom Generator 190 multipliziert und von der Sendeantenne 204 übertragen werden. Während des Betriebs werden codierte Sequenzen von Impuls-Doublets empfangen und übertragen, in einer Anordnung umfasst jedes Bit eine 1023-Chip-Sequenz von 10 ns Chips, so dass es eine Dauer von 10 μs aufweist und 20 dB Verarbeitungsverstärkung bereitstellt. Kürzere Spreizsequenzen und/oder schnelle Takte lassen sich für höhere Bitraten verwenden.
Der in der US-Patenschrift 6.400.754 beschriebene Sender-Empfänger nutzt eine Abwandlung einer frequenzunabhängigen geschirmten Rahmenantenne (die in der US-Patentschrift 4.506.267 beschrieben wird), welche im Strommode betrieben wird und eine flache rechteckige Stromplatte aufweist. Diese Antenne wird als LCR (Large Current Radiator)-Antenne bezeichnet und strahlt nach außen auf die Plattenoberfläche, wenn sie von einem Strom gespeist wird.
1 zeigt eine Treiberschaltung 206 für solch eine LCR-Sendeantenne 208. Die Antenne wird durch eine H-Brücke gespeist, die vier MOSFETs 210 umfasst, welche über linke (L) und rechte (R) Steuerleitungen 212, 214 gesteuert werden. Durch Hoch-, dann Niedrigschalten der Leitung 214 wird während des Niedrigschaltens der Leitung 214 ein Impuls-Doublet (das heißt, ein Paar von Impulsen entgegengesetzter Polarität) einer ersten Polarität überfragen, und durch Hoch-, dann Niedrigschalten der Leitung 212 wird während des Niedrigschaltens der Leitung 214 ein Impuls-Doublet entgegengesetzter Polarität abgestrahlt. Die Antenne strahlt nur ab, solange sich der Strom, der durch sie fließt, ändert und überträgt einen Gaußschen Impuls bei jedem Übergang.
2a bis 2h zeigen einige Beispiele von UWB-Wellenformen. 2a zeigt eine typische Ausgangswellenform eines UWB-Impulssenders, und 1b zeigt das Leistungsspektrum der Wellenform von 2a. Figur c zeigt einen Wavelet-Puls (der gekürzt zum Monocycle-Puls wird), so wie er von einem der Sender von 1b bis 1d abgestrahlt werden könnte. 2d zeigt das Leistungsspektrum von 2c. 2e zeigt ein Impuls-Doublet und 2f das Leistungsspektrum des Doublets von 2e. Man kann sehen, dass das Spektrum von 2f einen Kamm mit einem Abstand (in Frequenz) umfasst, der durch den Abstand (im Zeitverlauf) der Impulse des Doublets bestimmt wird, und eine Gesamtbandbreite, die durch die Breite jedes Impulses bestimmt wird. Man wird außerdem anhand 2e und 2f zu schätzen wissen, dass das Dithering der Pulspositionen zur Reduzierung der Nullen des Kammspektrums tendieren wird. 2g zeigt Wellenformbeispiele von Basisimpuls-Doublets für eine logische 0 und eine logische 1. 2h zeigt ein Beispiel einer TDMA-UWM-Übertragung, wie sie vom Sender-Empfänger von 1g abgestrahlt werden könnte, bei welchem Bursts von Code Division Multiple Access (CDMA)-codierten Daten durch Nichtübertragungsperioden getrennt werden, um den Zugriff durch andere Vorrichtungen zu ermöglichen.
Ultrabreitband-Kommunikationen bieten potentiell signifikante Vorteile für drahtloses Home-Networking – insbesondere Breitband-Networking für Audio- und Videounterhaltungsvorrichtungen – wegen der sehr hohen Datenraten, die mit UWB-Systemen möglich sind. UWB-Kommunikationen weisen jedoch auch eine Anzahl von Sonderproblemen auf, insbesondere die sehr niedrige Übertragungsleistungsausgabe, die durch die relevanten regulatorischen Behörden, in den USA die FCC, vorgeschrieben wird. Folglich liegt die höchstzulässige Leistungsabgabe zurzeit unter der akzeptablen Rauschuntergrenze für unbeabsichtigte Sender, so dass ein UWB-Signal effektiv lediglich einem herkömmlichen Empfänger als Rauschen erscheint. Diese niedrige Leistungsausgabe begrenzt den effektiven Bereich von UWB-Kommunikationen, weshalb ein Bedarf zur Behandlung dieser Problematik besteht.
Eine Möglichkeit zur Verbesserung des Bereichs einer UWB-Kommunikationsverbindung besteht in der Einführung eines Ansatzes der Art Rake-Empfänger, um die Energie in einer Anzahl von Multipfad-Komponenten des empfangenen Signals zu kombinieren. Multipfad-Effekte treten auf, wenn ein Signal von einem Sender zu einem Empfänger zwei oder mehr verschiedene Pfade nimmt, wie beispielsweise einen direkten Pfad zwischen einer Sende- und Empfangsantenne und einen indirekten Pfad wie die Reflexion von einer Oberfläche. In einer Multipfad-Umgebung kommen ein oder mehr Typen eines übertragenen Signals am Empfänger zu verschiedenen Zeiten an. Die meisten drahtlosen Umgebungen und insbesondere Umgebungen in einem Gebäude haben signifikante Multipfad-Pegel, die in einem herkömmlichen RF-Kommunikationssystem typischerweise einen kammähnlichen Frequenzgang erzeugen, wobei eine Anzahl von Verzögerungen der Multipfad-Komponenten des empfangenen Signals so wie die Zinken eines Rechens erscheinen. Die Anzahl und Position von Mehrwegekanälen ändert sich im Allgemeinen im Laufe der Zeit, insbesondere wenn einer oder beide der Sender und Empfänger sich fortbewegen.
Es ist hilfreich, kurz noch mal den Betrieb eines herkömmlichen Rake-Empfängers zu durchdenken, bevor ein bekannter UWB-Rake-Empfänger betrachtet wird.
In einem Spreizspektum-Kommunikationssystem ist ein Basisbandsignal gespreizt, indem es mit einer pseudozufälligen Spreizsequenz einer viel höheren Datenrate (die als Chip-Rate bezeichnet wird) gemischt wird. Am Empfänger wird das Basisbandsignal wiederhergestellt, indem das empfangene Signal und die pseudozufällige Spreizsequenz einem Korrelator zugeführt und ermöglicht wird, dass sie nacheinander gleiten, bis eine Nachlaufsynchronisation erreicht wird. Sobald die Code-Nachlaufsynchronisation bewerkstelligt ist, wird sie anhand einer Code-Trackingschleife, wie eine Früh-Spät-Trackingschleife verwaltet, welche erfasst, wann das Eingangssignal in Bezug auf die Spreizsequenz früh oder spät erscheint, und kompensiert die Änderung. Alternativ kann ein abgestimmtes Filter zur Entspreizung und Synchronisation verwendet werden.
Solch ein System wird als Code Division Multiplexing bezeichnet, da das Basisbandsignal nur wiederhergestellt werden kann, wenn die anfängliche pseudozufällige Spreizsequenz bekannt ist. Ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem erlaubt viele Sender mit verschiednen Spreizsequenzen, die alle denselben Teil des RF-Spektrums nutzen, wobei ein Empfänger für das "Abstimmen" auf das gewünschte Signal durch Auswahl der geeigneten Spreizsequenz CDMA (Code Division Multiple Access) sorgt.
Ein Vorteil des herkömmlichen Spreizspektrum-Systems ist seine relative Unempfindlichkeit gegen Multipfad-Schwund. Ein Korrelator in einem Spreizspektrum-Empfänger wird zur Nachlaufsynchronisation auf einer der Multipfad-Komponenten, normalerweise dem stärksten direkten Signal, tendieren. Es können jedoch mehrere Korrelatoren vorgesehen werden, damit der Spreizspektrum-Empfänger zu einer entsprechenden Anzahl getrennter Multipfad-Komponenten des empfangenen Signals nachlaufsynchronisiert sein kann. Solch ein Spreizspektrum-Empfänger ist unter dem Namen Rake-Empfänger bekannt, und die Elemente des Empfängers, die den Korrelator umfassen, werden oft als "Finger" des Rake-Empfängers bezeichnet. Die getrennten Ausgänge jedes Fingers des Rake-Empfängers sind kombiniert, um ein verbessertes Signal-Rausch-Verhältnis (oder eine Bitfehlerrate) in der Regel entweder durch gleichmäßige Gewichtung jedes Ausgangs oder durch Schätzung von Gewichten, die das Signal-Rausch-Verhältnis des kombinierten Ausgangs MRC (Maximal Ratio Combining) maximieren, zur Verfügung zu stellen.
3a zeigt die Hauptkomponenten eines typischen Rake-Empfängers 300. Eine Korrelatorbank 302 umfasst in diesem Beispiel drei Korrelatoren 302, 302 und 302, von welchen jeder ein CDMA-Spreizspektrum-Signal vom Eingang 304 empfängt. Die Korrelatoren sind als Finger des Rake (Rechens) bekannt; im veranschaulichten Beispiel hat der Rechen drei Finger. Das CDMA-Signal kann ein Basisband oder eine Zwischenfrequenz IF (Intermediate Frequency) sein. Jeder Korrelator übernimmt die Nachlaufsynchronisation einer getrennten Multipfad-Komponente, die durch mindestens einen Chip in Bezug auf die anderen Multipfad-Komponenten verzögert wird. Je nach Qualitäts-Kosten- und Komplexitätskompromiss können mehr oder weniger Korrelatoren vorgesehen werden. Der Entspreizungsausgang von einem Korrelator ist ein Signal mit einer Größenordnung und Phase, das durch die Dämpfung und Phasenverschiebung des Mehrwegekanals, durch welchen die darauf durch den Finger des Rake-Emfängers nachlaufsynchronisierte Multipfad-Komponente übertragen wurde, geändert wird. Eine Kanalschätzung, die eine komplexe Zahl umfasst, welche die Phase und Dämpfung des Kommunikationskanals insbesondere für die Multipfad-Komponente des Kanals, die der Rake-Finger entspreizt hat, kennzeichnet, kann beispielsweise mittels einer Training-Sequenz erhalten werden. Die Kanalschätzung lässt sich dann konjugieren, um die Phase zu invertieren (und optional zu normalisieren) und dazu benutzt werden, um das empfangene Signal zu multiplizieren, damit der Kanal kompensiert wird.
Die Ausgänge aller Korrelatoren gehen zu einem Kombinator 306 wie ein MRC-Kombinator, der die Ausgänge einer gewichteten Summe hinzuaddiert, die im Allgemeinen den stärksten Signalen ein größeres Gewicht verleiht. Die Gewichtung kann abhängig von der Signalstärke vor und nach der Korrelation nach üblichen Algorithmen bestimmt werden. Das kombinierte Signal wird dann einem Diskriminator 308 zugeführt, der die Entscheidung trifft, ob ein Bit eine 1 oder eine 0 ist und einen Basisbandausgang bereitstellt. Der Diskriminator kann zusätzliche Filterung, Integration oder sonstige Abläufe aufweisen. Der Rake-Empfänger kann entweder in Hardware oder Software oder einer Kombination beider Möglichkeiten implementiert sein.
Die Effekte der Multipfad-Ausbreitung auf UWB-Übertragungen sind nicht dieselben wie bei herkömmlichen RF-Übertragungen. Da wo das UWB-Signal insbesondere eine Folge von Wavelets oder Pulsen (die Begriffe werden im Wesentlichen als Synonyme in der Beschreibung benutzt) umfasst, ist es aufgrund der kurzen Dauer und relativ langen Trennung (im Zeitverlauf) dieser Pulse häufig möglich, die Pulse, welche Multipfad-Komponenten des UWB-Signals angehören, zeitlich aufzulösen. Einfach formuliert, sind die Verzögerungen zwischen der Ankunft von Pulsen in verschiedenen Multipfad- Komponenten, die von einem einzeln übertragenen UWB-Puls stammen, oft lang genug, dass die gleichzeitige Ankunft von zwei Pulsen unmöglich ist. Dies wird nachstehend beschrieben und kann in einem UWB-Empfängerentwurf vorteilhaft verwertet werden.
Die Anwendung herkömmlicher Rake-Empfängertechniken für UWB-Kommunikationssysteme ist bekannt, so wie beispielsweise in WO01/93441, WO01/03442 und WO01/93482 erläutert. 3b von WO01/93482 zeigt einen Sender-Empfänger, der ähnliche Anordnungen, wie in den zwei anderen Beschreibungen dargestellt, aufweist.
Ein UWB-Sender 7₀ , 21, 17, 23, 35, 27, 1 und ein UWB-Empfänger 1, 27, 3, 31_1–N , 7_1–N , 9 gehen aus 3b hervor. Der Empfänger umfasst mehre Tracking-Korrelatoren 31₁ –31_N nebst mehreren Taktgeneratoren 7₁ –7_N und, wie in WO'482 (Seite 15) beschrieben, können sich die mehrfachen Arme während einer Empfangsbetriebsart zu verschiedenen Multipfad-Komponenten eines Signals auflösen und nachlaufsynchronisieren. Durch kohärente Addition der Energie aus diesen verschiedenen Multipfad-Signalkomponenten lässt sich das empfangene Signal-Rausch-Verhältnis verbessern. Allerdings ist die Gestaltung von WO'482 bei der Implementierung physikalisch relativ umfangreich, teuer und energiehungrig und verfehlt die Nutzung einiger Aspekte der UWB-Multipfad-Übertragung.
So wie zuvor erläutert, stellt das digitalisierende UWB-Frontend digitale UWB-Signaldaten mit größenordnungsmäßig höheren Raten als wie sie in herkömmlichen Empfängern angetroffen werden, bereit. Es besteht folglich ein Bedarf für verbesserte Korrelationstechniken, um diese großen Datenmengen im Wesentlichen in Echtzeit verwalten zu können. Es ist ferner wünschenswert, dass eine Korrelation auf so vielen Multipfad-Komponenten eines empfangenen Signals wie möglich durchführbar ist, um das empfangene Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern, indem die Energie von diesen Komponenten eingefangen wird. Dies nötigt der Korrelation möglicherweise eine weitere Bürde auf, da die für herkömmliche Spreizspektrum-Empfänger bekannten Techniken einen getrennten Korrelator für jede Multipfad-Komponente des empfangenen Signals, das verarbeitet wird, einsetzen. UWB-Empfänger, die die digitale Korrelation mit einem Puls einer bekannten Form einsetzen und alternativ die Autokorrelation verwenden, sind in der US 2003/0086511 beschrieben; ein anderer Empfänger, der die Autokorrelation zur Erkennung modulierter Puls-Doublets einsetzt, ist in der US 2003/0053175 beschrieben; ein Beispiel eines ähnlichen UWB-Empfängers ist in der GB 2.376.858A beschrieben.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird folglich ein UWB-Empfängersystem bereitgestellt, umfassend ein Empfänger-Frontend (504) für den Empfang eines UWB-Signals (1500, 1502), das eine Anzahl von Multipfad-Komponenten aufweist, wobei das UWB-Signal eine Anzahl von Pulsen umfasst, wobei jeder Puls eine Anzahl von Multipfad-Komponenten aufweist und einen digitalen Korrelator (514), der an das Empfänger-Frontend gekoppelt ist, um jede der Anzahl von UWB-Signalpulsen mit einer gemeinsamen Wellenform eines digitalen Referenzsignals (1100) digital zu korrelieren, und wobei die Wellenform des Referenzsignals eine Anzahl von Multipfad-Komponenten (1102) eines Pulses umfasst, und wobei der digitale Korrelator mindestens ein digitales Korrelatormodul (1400, 1402) umfasst, wobei ein Korrelatormodul zur Korrelierung einer Anzahl von Multipfad-Komponenten des Pulses mit der Wellenform des Referenzsignals konfiguriert ist.
Vorzugsweise weist mindestens ein Korrelatormodul einen Akkumulator auf zum Akkumulieren eines Korrelationswertes für die Anzahl von Multipfad-Komponenten eines übertragenen Pulses. Vorzugsweise umfasst das Empfängersystem einen Referenzsignalspeicher, um ein Referenzsignal zu speichern, der ein Template von einer oder mehr Multipfad-Komponenten eines empfangen Pulses umfasst.
Vorzugsweise umfasst das Template eine Anzahl von Multipfad-Komponenten eines Pulses. Um die Korrelation zu erleichtern, sind diese vorzugsweise als im Wesentlichen zeitaufgelöste Multipfad-Komponenten gespeichert, das heißt, als Daten die durch Verzögerungen getrennte Pulsformen definieren. Der Korrelator umfasst vorzugsweise eine Anzahl von Korrelatormodulen, wobei jedes Modul zur Korrelation einer Anzahl von Multipfad-Komponenten eines Pulses mit dem Referenzsignal bestimmt ist. Somit kann ein einziges Korrelatormodul zu verschiedenen Zeiten verwendet werden, um verschiedene Multipfad-Komponenten eines empfangenen Pulses zu korrelieren, und durch Verwendung von mehr als einem Korrelatormodul kann die Lokalisierung im Zeitverlauf einer Multipfad-Komponente eines Pulses, und folglich eines übertragenen Pulses, mit der Korrelation der Pulsform (gleichzeitig) ermittelt werden, um den Empfänger in die Lage zu versetzen, die pulspositionsmodulierten Signale zu demodulieren, wobei ein UWB-Signal eher durch variable Daten, die Information transportieren, pulspositionsmoduliert wird als beispielsweise durch eine feste Dithering-Datenfolge. Die Verwendung einer Anzahl von Korrelatormodulen auf diese Art und Weise erleichtert die Demodulation gepulster UWB-Signale, die mit variablen (das heißt nicht von vornherein bekannten) Daten sowohl in Pulsposition als auch in der Pulsphase moduliert werden.
Da wo eine Anzahl von Korrelationsmodulen verwendet wird, empfängt jedes Modul vorzugsweise einen verschieden verzögerten Anteil des Referenzsignals zum Korrelieren einer Menge aufeinanderfolgender Zeitscheiben des Referenzsignals mit dem empfangenen Signal (oder, weniger praktisch, vice versa), um eine Multipfad-Komponente eines Pulses im Zeitverlauf zu lokalisieren. Da wo die Zweiphasenmodulation zum Einsatz kommt, wird eine Korrelation mit dem Referenzsignal eher negativ als positiv sein, und dies kann dazu benutzt werden, um die Phase (normal oder invertiert) eines empfangen UWB-Signalpulses zu identifizieren. Somit wird beispielsweise der Ausgang eines Korrelationsmoduls, für welches die Umkehr eines empfangenen Pulses mit dem gespeicherten Referenzsignal übereinstimmt, unterhalb eines Korrelationsdurchschnittswerts liegen, was Module, wo eine geringe oder keine Korrelation zwischen entweder einem normalen oder umgekehrten Anteil des empfangenen Signals und der Referenz stattfindet, betrifft. Folglich ist in bevorzugten Ausführungsformen ein Diskriminator oder Wähler an die Ausgänge der Anzahl von Korrelatormodulen gekoppelt, um einen Ausgang auszuwählen oder ein Modul zu identifizieren, für welches die Korrelation mit dem Referenzsignal oberhalb oder unterhalb der Korrelationsausgänge oder durchschnittlichen Korrelationsausgänge von anderen Modulen erfolgt, was jeweils einem positiven (oder normalen) und negativen (oder umgekehrten) empfangenen Signalpuls entspricht. In der Praxis kann solch ein Ausgangswähler oder -diskriminator eines Korrelationsmoduls eher einer nächsten Verarbeitungsstufe einen Soft-Korrelationsausgangswert bereitstellen, beispielsweise für einen Viterbi- oder Trellis-Decoder, als dass er eine harte Entscheidung trifft. Optional lassen sich zwei oder mehr Ausgänge bereitstellen, die beispielsweise den besten (positiven oder negativen) oder nächstbesten Korrelationsausgängen für verbessertes wahrscheinlichkeitstheoretisches Decodieren durch einen Viterbi- oder Trellis-Decoder entsprechen. Der (positive oder negative) Ausgang des Korrelatormoduls decodiert in der Tat die Zweiphasenmodulation, während die Position (effektiv im Zeitverlauf) des Korrelatormoduls mit den größten Absolutwertdifferenzen von den anderen Modulen zur Identifizierung der Pulsposition benutzt werden kann, da wo jedes Modul einen verschieden (aufeinanderfolgend) verzögerten Typ des Referenzsignals in Bezug auf das empfangene Signal empfängt. Mit diesem Ansatz wird die Zeitauflösung der Pulsposition durch die Anzahl der verwendeten Korrelatormodule (logisch oder physikalisch) ermittelt, da in der Tat jeder Korrelator nach einem Puls mit einer verschiedenen relativen Verzögerung sucht (auf einem Empfänger-Taktgeber, der vorzugsweise auf einen Takt im Fernsender, von welchen Pulse empfangen werden, synchronisiert wurde). Die Zeitspanne für die PPM-Modulation kann durch Anpassen der Anzahl von Korrelatormodulen und/oder der effektiven Verzögerung zwischen jedem Modul angepasst werden. Die Modulation größerer Schwankungen der Pulsposition (im Zeitverlauf) aufgrund der Pseudorauschpulsposition ist relativ einfach zu berücksichtigen, da diese deterministisch ist (das heißt, die Sequenz und die Startposition sind bekannt), und kann beispielsweise durch Steuerung des Auslesetaktes von Referenzsignalanteilen aus dem Referenzsignalspeicher anhand eines Muster-Generators durchgeführt werden. Derartige deterministischen Techniken wurden bereits beschrieben (beispielsweise in WO01/93442).
In einer bevorzugten Ausführungsform ist ein oder vorzugsweise jedes Korrelatormodul konfiguriert, um ein teilweises Korrelationsergebnis zu speichern, so dass ein einzelnes Modul im Zeitmultiplexbetrieb arbeiten oder verschachtelt sein kann, um Multipfad-Komponenten von getrennt übertragenen Pulsen zu korrelieren, wenn diese Multipfad-Komponenten verschachtelt am Empfänger ankommen. Somit kann eine direkte Sichtlinien-Multipfad-Komponente eines zweiten übertragenen Pulses an einem Empfänger ankommen, bevor eine indirekte reflektierte Multipfad-Komponente eines ersten übertragenen Pulses ankommt, und in komplexen Multipfad-Umgebungen, beispielsweise wo ein Signal häufig reflektiert, können sich Komponenten einer Zahl aufeinanderfolgend übertragener Pulse im Zeitverlauf untereinander überlappen. Um die Multipfad-Komponenten dieser getrennt übertragenen Pulse zu korrelieren, ist eines oder sind beide von zwei Schemata benutzbar. Der Referenzsignalspeicher, der seine Anzahl von (Mengen von) Ausgängen effektiv aufweist, kann mit Dual- oder Mehrfach-Ports versehen sein, um getrennte Signaltypen, die sich summieren lassen, bereitzustellen, damit ein Signal für die Korrelation mit dem empfangenen Signal, das eine Kombination von zwei (oder mehr) übertragenen Signalen ist, bereitgestellt wird. Alternativ kann der Referenzsignalspeicher gesteuert werden, um Anteile von zwei (oder mehr) aufeinanderfolgend übertragenen Pulsen zu verschiednen Zeiten zu übertragen, um tatsächlich ein Referenzsignal, das verschachtelte Multipfad-Komponenten umfasst, zur Verfügung zu stellen. Ein derartiges Referenzsignal kann dann mit einem oder mehr Korrelatormodulen, die im Zeitscheibenbetrieb arbeiten, gespeichert werden, da die Referenzsignale (und empfangenen Signale) verschachtelt sind.
Folglich kann ein Korrelatormodul, oder vorzugsweise eine Menge paralleler Korrelatormodule, so wie zuvor erläutert, eine oder mehr Multipfad-Komponenten eines ersten übertragenen Pulses korrelieren und dann ein teilweises Korrelationsergebnis speichern, dann eine oder mehr Multipfad-Komponenten eines zweiten übertragenen Pulses korrelieren und erneut das teilweise Ergebnis speichern, dann das teilweise Ergebnis für die Korrelation von Multipfad-Komponenten des ersten Pulses abrufen und mit weiteren Korrelationen von Multipfad-Komponenten des ersten Pulses, optional weiter mit dem zweiten (oder anderen) Pulsen verschachtelt, fortsetzen, bis eine Korrelation der Multipfadkomponenten des ersten Pulses vollständig ist. Somit kann beispielsweise jedes Korrelatormodul eine oder mehr Multipliziereinheiten umfassen, die an einen gemeinsamen Akkumulator gekoppelt sind, wobei der Akkumulator so konfiguriert ist, dass der Ausgang einem teilweisen Korrelationsergebnisspeicher bereitgestellt wird, und einen Eingang ab dem teilweisen Korrelationsergebnisspeicher zur Fortsetzung einer teilweisen Korrelation hat. Auf diese Weise kann ein Korrelatormodul im Zeitscheibenbetrieb oder Multiplexbetrieb arbeiten, um verschachtelte Multipfad-Komponenten aufeinanderfolgender Pulse zu korrelieren. Der Korrelator kann ferner eine Steuerung umfassen, um die Bereitstellung des Referenzsignals zum Korrelator zu steuern und die Korrelation von Multipfad-Komponenten aufeinanderfolgend übertragener Pulse in einem gemeinsamen Korrelatormodul zu verschachteln. Diese Steuerung kann auch zur Steuerung der Speicherung eines teilweisen Korrelationsergebnisses in einen Speicher und den Abruf des teilweisen Ergebnisses im Bedarfsfall benutzt werden. Es versteht sich, dass es in der Regel keine 1:1-Verschachtelung von Multipfad-Komponenten aufeinanderfolgend übertragener Pulse gibt, und die Steuerung kann konfiguriert sein, um das Verschachteln von den Verzögerungen zwischen Multipfad-Pulsanteilen, die im Referenzsignalspeicher gespeichert sind, zu ermitteln. Beispielsweise betragen bei einer Nennpulsfrequenz von 100 MHz die Pulse nominell 10 Nanosekunden, und folglich deutet eine Verzögerung von, nehmen wir mal an, 20 Nanosekunden zwischen Multipfad-Pulskomponenten im Referenzsignalspeicher auf eine Verschachtelung von Mulipfad-Komponenten aufeinanderfolgender Pulse hin.
In einem anderen Aspekt stellt die Erfindung ein UWB-Empfängersystem bereit, umfassend: ein Empfänger-Frontend (504) für den Empfang eines UWB-Signals (1500; 1502), wobei das UWB-Signal eine Anzahl von Pulsen umfasst, und einen digitalen Korrelator (514), der an das Empfänger-Frontend gekoppelt ist, um jede Anzahl von UWB-Signalpulsen mit einer gemeinsamen Wellenform eines digitalen Referenzsignals (1100) digital zu korrelieren, und wobei der Korrelator eine Anzahl von Korrelationsmodulen (1400, 1402) umfasst, um eine Anzahl von Korrelationen im Wesentlichen im Parallelbetrieb zwischen dem UWB-Signal und aufeinanderfolgend verzögerten Typen der Wellenform des digitalen Referenzsignals durchzuführen, um einen Puls zu lokalisieren.
Die Erfindung stellt ferner einen UWB-Referenzsignalspeicher zur Verwendung bei der Korrelation eines empfangenen UWB-Signals mit einem UWB-Referenzsignal bereit, wobei das UWB-Signal einen Puls umfasst, der eine Anzahl von Multipfad-Komponenten aufweist, wobei der Signalspeicher einen Speicher zur Speicherung des UWB-Referenzsignals umfasst, wobei der Speicher eine Anzahl von Ausgängen aufweist, wobei jeder Ausgang eine Menge aufeinanderfolgender Abtastwerte eines UWB-Pulses bereitstellt, wobei aufeinanderfolge Ausgänge konfiguriert sind, um aufeinanderfolgend verzögerte Typen eines Pulses bereitzustellen.
In einem ähnlichen Aspekt stellt die Erfindung eine Verfahren zur Demodulation eines UWB-Signals (1500; 1502) bereit mit einer Anzahl von Multipfad-Komponenten, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen einer Anzahl von UWB-Signalen, digitales Korrelieren der Anzahl von UWB-Signalen, die die Multipfad-Komponenten mit einer gemeinsamen Wellenform eines digitalen Referenzsignals (1100) aufweisen, die eine Anzahl von Multipfad-Komponenten aufweisen, um einen digitalen Korrelationswert bereitzustellen, der Korrelationszufügungen für die Multipfad-Komponenten aufweist, und Demodulieren der auf den digitalen Korrelationswert ansprechenden UWB-Signale.
Es versteht sich, dass in diesem Kontext eine Referenz zu einer Multipfad-Komponente eine direkte Sichtlinien-Multipfad-Komponente eines empfangenen Signals aufweist. Multipfad-Komponenten können, wie zuvor angesprochen, da korreliert werden, wo Komponenten von zwei aufeinanderfolgenden Pulsen überlappen, beispielsweise durch Kombinieren oder Hinzufügen von Referenzsignalen für zwei aufeinanderfolgende Pulse mit einer geeigneten Zeitverzögerung und Korrelieren mit einer Kombination oder durch Zeitscheibenbetrieb der Korrelation von Multipfad-Komponenten aufeinanderfolgend übertragener Pulse, da wo diese am Empfänger verschachtelt sind.
In einem weiteren ähnlichen Aspekt stellt die Erfindung einen UWB-Empfänger zur Demodulation eines UWB-Signals (1500; 1502) mit einer Anzahl von Multipfad-Komponenten bereit, wobei der Empfänger umfasst: Mittel (504) für den Empfang einer Anzahl von UWB-Signalen, Mittel (514) zum digitalen Korrelieren der Anzahl von UWB-Signalen, die die Multipfad-Komponenten mit einer gemeinsamen Wellenform des digitalen Bezugssignals (1100) aufweisen, die eine Anzahl von Multipfad-Komponenten aufweisen, um einen digitalen Korrelationswert bereitzustellen, die Korrelationszufügungen für die Multipfad-Komponenten aufweisen, und Mittel zum (516; 612) Demodulieren des auf den digitalen Korrelationswert ansprechenden UWB-Signals.
Für einen Fachmann wird deutlich, dass die zuvor angesprochenen Merkmale und Aspekte der Erfindung auf vorteilhafte Weise kombiniert und vertauscht werden können.
Diese and andere Aspekte der vorliegenden Erfindung werden nun nachstehend ausschließlich als Beispiel unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen näher erläutert:
1a bis 1h zeigen jeweils einen typischen UWB-Sender-Empfänger, ein erstes Beispiel eines trägerbasierten UWB-Senders, eine Variante dieses ersten beispielhaften Senders, ein zweites Beispiel eines trägerbasierten UWB-Senders und ein drittes Beispiel eines UWB-Senders, einen Empfänger für den dritten beispielhaften Sender, einen UWB-Sender-Empfänger, der Spreizspektrumstechniken verwendet, und eine Treiberschaltung für eine Starkstrom-Strahlerantenne;
2a bis 2h zeigt Beispiele von UWB-Wellenformen;
3a und 3b zeigen jeweils die Hauptelemente eines herkömmlichen Rake-Empfängers für Spreizspektrumssignale und ein Blockdiagramm eines bekannten UWB-Sender-Empfängers, der herkömmliche Rake-Empfängertechniken einsetzt.
4a bis 4d zeigen jeweils ein übertragenes UWB-Signal, das einen Einzelpuls umfasst, ein Beispiel eines empfangenen Typs des übertragenen Pulses von 4a mit Multipfad-Reflexionen und sonstigen Ausbreitungseffekten, eine Reihe übertragener UWB-Pulse der in 4a gezeigten Art und ein empfangenes Signal, welches dem übertragenen Signal von 4c, das die überlappenden Multipfad-Reflexionen zeigt, entspricht;
5 zeigt ein Übersichtsblockdiagramm eines UWB-Empfängers, das Aspekte der vorliegenden Erfindung enthält;
6 zeigt ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Demodulatorarchitektur für den Einsatz mit dem Empfänger von 5;
7 zeigt ein Zeitdiagramm, das Taktschwankungen von Multipfad-Komponenten eines Pulses in Bezug auf die Pulsfolgefrequenz veranschaulicht;
8 zeigt diagrammatisch ein Modulationsschema für den Einsatz mit dem D-Modulator von 6;
9a und 9b zeigen jeweils ein Datenrahmenformat und Pilottonpulse für den Empfänger von 5;
10a und 10b zeigen jeweils einen UWB-Sender und einen Impulsgenerator für den UWB-Sender;
11a und 11b zeigen jeweils ein System zur Signalerfassung und zum -tracking für den Empfänger von 5 und ein Wellenformspeicher-Datenformat;
12a und 12b zeigen jeweils ein Flussdiagramm eines Verfahrens zur Signalerfassung und eine diagrammatische Veranschaulichung eines Signalsuchprozesses;
13a und 13b zeigen jeweils ein System zur Erzeugung von Referenzwellenformen und eine Variante des Systems von 13a;
14 zeigt ein Blockdiagramm eines Korrelators für den Demodulator von 6;
15a und 15b zeigen jeweils empfangene Signale mit verschachtelten Multipfad-Komponenten und eine diagrammatische Veranschaulichung des Betriebs des Korrelators von 14.
So wie zuvor angesprochen, hat ein Übertragungsmedium, das einen UWB-Sender und einen UMB-Empfänger ankoppelt, typischerweise eine Anzahl physikalischer Effekte zur Folge, welche die Funktion eines Empfängers erschweren. Das Übertragungsmedium kann einen drahtlosen oder verdrahteten Übertragungskanal umfassen. Die physikalischen Effekte weisen mehrfache Multipfad-Reflexionen auf, die mehrfache Pulse am Empfänger ergeben oder jeden übertragenen Puls betreffen, wobei diese Pulse in einigen Fällen invertiert sind. Dispersion, frequenzabhängige Weiterführung und andere Eigenschaften des Übertragungsmediums verzerren die Pulsform. Störanfälligkeit und Rauschquellen werden neben den gewünschten Pulsdaten in Empfang genommen. Rauschquellen weisen thermisches Rauschen (vom Empfänger selber), Schmalbandstöranfälligkeit (durch Schaltvorgänge und dergleichen) auf. Störanfälligkeit kann auch auf sogenannten co-located UWB-Systemen, die gemeinsam denselben physikalischen Raum für die elektrische Verkabelung nutzen, beruhen. Ein UWB-Empfänger sollte vorzugsweise in der Lage sein, alle diese Effekte zu behandeln.
Ein Beispiel eines übertragenen UWB-Pulses geht aus 4a von 4 hervor, auf die nun Bezug genommen wird, wobei in diesem Beispiel eine Zeitdauer von ungefähr 100 ps dargestellt ist. 4b zeigt denselben Puls, wie er von einem UWB-Empfänger gesehen werden könnte. Man sieht, dass der empfangene Puls eine Anzahl von Multipfad-Komponenten und auch Verzerrung und weitere Ausbreitungseffekte aufweist. Multipfad-Komponenten werden über eine vom Übertragungskanal abhängige Zeitskale empfangen, können jedoch beispielsweise zwischen 10 ns und 100 ns liegen (die in diesem Diagramm gezeigten Pulse brauchen nicht skaliert zu werden), wobei die Mehrwegetechnik am längeren Ende dieses Bereichs in verdrahteten Systemen wie UWB über Hauptnetze (Wechselstromkabel), Übertragungen gemäß der Beschreibung in der gemeinsam abhängigen UK-Patenanmeldung Nr. 0222828.6 vom 2. Oktober 2002 beobachtet wurden. Die erste empfangene Multipfad-Komponente braucht nicht (wie in 4b gezeigt) die breiteste zu sein und kann signifikant verzerrt oder sogar invertiert werden.
4c veranschaulicht eine Reihe übertragener Pulse und 4d ein Beispiel eines entsprechenden empfangenen Signals. Man sieht, dass Multipfad-Reflexionen von einem Puls mit den ersten Signalen des nächsten Pulses überlappen können. Dieses Problem wird erschwert, wenn die Taktmodulation auf einem übertragenen Puls eingesetzt wird.
5 zeigt ein Blockdiagramm eines UWB-Empfängers 500, der einen Aspekt der vorliegenden Erfindung enthält.
Ein kommendes UWB-Signal wird durch eine Antenne 502 empfangen, die eine kapazitive und/oder induktive Kopplung zu einem Kabelsystem wie ein Netzstromkabel oder ein Telefonkabel umfassen kann. Das empfangene UWB-Signal wird einem analogen Frontendblock 504 bereitgestellt, der einen rauscharmen Verstärker LNA (Low Noise Amplifier) und ein Filter 506 zu einem Analog/Digital-Wandler 508 umfasst. Ferner wird eine Menge von Zählern oder Registern 510 bereitgestellt, um Statistiken zu dem empfangenen UWB-Eingangssignal zu erfassen und aufzuzeichnen. Das analoge Frontend 504 ist in erster Line für die Wandlung des empfangenen UWB-Signals in eine digitale Form zuständig.
Der digitalisierte UWB-Signalausgang vom Frontend 504 wird als Demodulationsblock 512 bereitgestellt, der eine Korrelatorbank 514 und einen Detektor 516 umfasst. Das digitalisierte Eingangssignal wird mit einem Referenzsignal von einem Referenzsignalspeicher 518, der gegen Rauschen diskriminiert, korreliert, und der Ausgang des Korrelators wird dann dem Detektor zugeführt, der die n (wobei n eine positive Ganzzahl ist) höchstwahrscheinlichen Lokalisierungen and Phasenwerte für empfange Pulse bestimmt.
Der Ausgang des Demodulationsblocks 512 wird einem herkömmlichen Vorwärts-Fehlerkorrekturblock FEC (Forward Error Correction) 520 bereitgestellt. In einer Implementierung des Empfänger umfasst der FEC-Block 520 einen Trellis- oder Viterbi-Zustandsdecoder 522, der von einem (De)interleaver 524, einem Reed-Solomon-Decoder 524 und (De)scrambler 528 gefolgt wird. In anderen Implementierungen können andere Codier/Decodierschemata wie eine Turbo-Codierung verwendet werden.
Der Ausgang des FEC-Blocks wird dann einer Datensynchronisationseinheit 530 übergeben, die einen zyklischen Redundanzprüfungsblock CRC (Cyclic Redundancy Check) 532 und De-Framer 534 umfasst. Die Datensynchronisationseinheit 530 ist auf das Framing nachlaufsynchronsiert und trackt das Framing innerhalb der empfangenen Daten, indem MAC-Kontrollinformation (MAC: Media Access Control) vom (von) den Datenstrom (strömen) der Anwendung getrennt und ein Datenausgang zu einem nachfolgenden MAC-Block (nicht dargestellt) bereitstellt wird.
Ein Steuerprozessor 536, der eine Zentraleinheit CPU (Central Processing Unit) mit Programmcode und Datenspeicher umfasst, dient zur Steuerung des Empfängers. Die Hauptaufgabe des Steuerprozessors 536 besteht in der Verwaltung des Referenzsignals, das dem Korrelator für das Tracking von Änderungen im empfangenen Signal aufgrund von Umgebungsänderungen (wie die anfängliche Bestimmung der Referenzwellenform, Verstärkungsregelung im LNA-Block 506 und laufende Anpassungen in der Referenzwellenform, um die externen Änderungen in der Umgebung zu kompensieren) zugeführt wird.
Nun wird näher auf das analoge Frontend 504 in einer bevorzugten Anordnung Bezug genommen, wo der LNA-Block das von der Antenne oder Kabelkopplung empfangene Signal verstärkt. Der Verstärkerentwurf weist ein passives Filter mit fester Frequenz auf, die Signale außerhalb des FCC/ETSC-zugelassenen Spektralbands (3,1–10,6 GHz) zurückweist sowie Signale vom 5-GHz-UNII-Frequanzband. Durch Zurückweisen solcher Signalbereiche wird verhindert, dass starke Schmalbandübertragungen den nachfolgenden Analog/Digital-Wandler sättigen. Insbesondere müssen Signale, die wahrscheinlich gemeinsam mit einer UWB-Vorrichtung lokalisiert sind, wie 602.11, Bluetooth und Mobiltelefonfrequenzen, zurückgewiesen werden.
Der LNA-Block enthält auch ein schaltbares Dämpfungsglied, das zur Einstellung des der Analog/Digital-Einheit zugeführten Signalspegels benutzt werden kann. Das Dämpfungsglied kann direkt sowohl durch den Steuerprozessor 536 als auch das Referenzsignal gesteuert werden. Anhand des Dämpfungsglieds soll Eingangssättigung an der Analog/Digital-Einheit vermieden werden, indem ausreichende Empfindlichkeit zur Detektion der empfangen Pulswellenform aufrechterhalten wird.
Die Bezugswellenform von der Detektoreinheit kann ebenfalls die Echtzeitdämpfung steuern, indem verschiedene Verstärkungseinstellungen möglich sind, die auf verschiedenen Anteilen des Multipfad-Signals, das von einem Einzelpuls empfangen wird, anwendbar sind. Der Analog/Digital-Wandler 508 kann vielfältige Gestaltungen annehmen. In einer bevorzugten Ausführungsform ist der Analog/Digital-Wandler 508 logisch als kontinuierlicher Abtaster konfiguriert, der einen kontinuierlichen Strom von Abtastwerten mit geeigneter Geschwindigkeit effektiv bereitstellt, so wie durch die obere Frequenz des relevanten UWB-Bands und des Nyqst-Kriteriums, beispielsweise 20 G Abtastwerte pro Sekunden (20 H Hz) für eine obere Frequenz von 10 GHz, bestimmt. Physikalisch kann das Analog/Digital-Modul jedoch eine Bank von Abtastern umfassen, beispielsweise 16, um 16 Abtastwerte für jeden empfangenen Puls, die aufeinanderfolgend durch einen phasen-angezapften Takt ausgelöst werden, um einen Schnappschuss von einem Anteil eines empfangenen UWB-Signals an verschiednen Phasen zu machen, welcher dann dazu benutzt werden kann, um den Korrelatorbänken 514 des Demodulationsblocks 512 einen Eingang zur Verfügung zu stellen. Auf diese Weise lassen sich parallele Blöcke von Signalabtastwerten mit einer Geschwindigkeit von ein paar hundert Megahertz bereitstellen, beispielsweise im Wesentlichen in Höhe der Pulsfolgefrequenz-Rate (PRF), so dass der Takt der Primärdigitalisierung effektiv auf diese Rate herabgesetzt wird; vorzugsweise erstreckt sich jeder Block im Wesentlichen über die Zeitdauer eines empfangenen UWB-Pulses. Die Implementierung des Abtasters als eine Anzahl von Abtastungen im Parallelbetrieb, die nach einem phasen-angezapften Referenztakt arbeiten, erleichtert die Herstellung geeigneter Abtast-(und Hold)vorrichtungen auf herkömmlichen Siliziumprozessoren.
Einige Beispiele schneller Analog/Digital-Wandler sind in den folgenden Dokumenten, die durch Nennung als hierin aufgenommen betrachtet sind, beschrieben: "A 20GSamples/s 8-Bit A/D Converter with a IMB memory in 0,18μCMOS" das von Brian Setterberg von Agilent Technologies, Inc. auf der 2003 IEEE International Solid-State Circuit Concernence (ISSCCY) präsentiert wurde. "A Serial-Link Transceiver Based on 8-Gsamples/s A/D and D/A Converters in 0,25 μm CMOS" von Chih-Kong Ken Yang, Vladimir Stojanocic, Siamak Modjtahedi, Mark A, Horowith und William F. Ellersick im Journal of Solid-State Circuits, Vol. 36, Nr. 11, November 2001 des IEEE, veröffentlichte US-Patentanmeldungen 0167373 von 2002 und 0145484 von 2002.
Je nach Anwendung kann der Analog/Digital-Wandler entweder ein Einzelbit-Wandler oder ein Mehrbit-Wandler sein und entweder den empfangenen Spannungspegel oder den Leistungspegel im empfangenen Signal überwachen. Der Analog/Digital-Wandler 508 kann einen nicht kontinuierlich arbeitenden Abtaster umfassen, wobei der Abtaster nur in der Nähe der erwartete Ankunftszeit eines empfangen Pulses in Betrieb ist (oder in der Nähe der gewünschten Zeitscheibe, wenn nach einem empfangenen Puls gesucht wird) und ist zu anderen Zeitpunkten im Wesentlichen unwirksam. Auf diese Weise lässt sich auf effektive Weise eine hohe Abtastrate erreichen, aber mit Vorteilen wie reduzierter Leistungsverbrauch.
Im Allgemeinen ist es wünschenswert, dass so viel Information wie möglich zum Eingangssignal gewonnen wird, weshalb ein spannungsempfindliches Multibit-Abtastschema zu befürworten ist. Aber die Implementierungseinschränkungen (physikalischer Siliziumbereich und Leistungsverbrauch) besagen, dass solch ein Schema vorzugsweise nur für Vorrichtungen mit hoher Störfestigkeit (einschließlich unerwartete Schmalbandstörungen) eingesetzt werden sollen, beispielsweise, wo der Betrieb in naher Nachbarschaft eines 802.11-Systems vorgesehen ist. Bei einigen Anordnungen erlaubt eine Sichere Bitumsetzung akzeptable Kompromisse.
Das nicht kontinuierliche Abtasten kann einige der Nachteile eines solchen Abtasters aufwiegen, aber den Bereich möglicher Verzögerungsmodulationswerte, die erfasst werden können, einschränken, wodurch die potentielle Information, die von jedem Puls getragen werden kann, reduziert wird. Solch ein Kompromiss ist in Systemen mit zahlreichen gemeinsam untergebrachte unabhängigen Pulsübertragungen akzeptierbar, da es weniger zu 'Kollisionen' zwischen Pulsen von verschiedenen Übertragungen kommen kann.
Das Einzelbit-Abtasten ist sättigungsanfällig, erlaubt jedoch signifikante Einsparungen in Bezug auf die Siliziumkosten und den Leistungsverbrauch und ist aus diesem Grunde vorzugsweise pegelbasiert, wobei die Analog/Digital-Wandler von einer genauen Steuerung des Eingangssignalverstärkung profitieren. AFE 504 weist demzufolge vorzugsweise Zähler auf, die Statistiken der Eingangssignalumsetzung überwachen, indem die Anzahl der in jedem der Abtastpegel über irgendeine Zeitperiode aufgezeichnet wird. Die auf dem Steuerprozessor betriebene Software liest diese Werte periodisch und setzt die Zähler zurück. Die Software kann diese Werte dann zur Bestimmung einer optimalen Festlegung für die Verstärkungs- und Dämpfungsregelung, die auf das empfangene Signal durch den rauscharmen Verstärker LNA 506 angelegt werden soll, verwenden. Zu diesem Zweck kann die Software annehmen, dass das empfangene Signal durchschnittlich ein Gaußsches Rauschsignal ist.
Der Demodulatorblock 512, auf den nun Bezug genommen wird, ist für das Extrahieren eines Datensignals, das den Pulsen, von einem Sender aufgezwungen wird, zuständig.
Das hier beschriebene Schema ist speziell zur Modulationsdecodierung mittels der Pulsankunftszeit oder durch die Pulsphase bestimmt. Es kann ferner zur Modulationserfassung mittels der Pulsform (Spektralmodulation) angepasst werden.
Der Eingang zum Demodulator ist ein Strom von Abtastdaten vom AFE 504; der Ausgang ist ein Strom dekodierter Datenbits. Die Ausgangsdatenrate ist im durch die Pulsfolgefrequenz PFR (Pulse Repetition Frequency) und die Anzahl der durch jeden Puls codierten Bits im Wesentlichen konstant festgesetzt. Die Betriebsparameter des Demodulators (PRF und Bitkodierung) sind typischerweise für einen gegebenen Sender festgesetzt. Der Demodulator kann jedoch über den MAC-Prozessor im Zeitmultiplexbetrieb ablaufen, um Simultanempfang im Nahbereich von mehreren Sendern zu unterstützen.
Der Demodulator enthält Einheiten zur Korrelation des empfangenen Signals in Abhängigkeit von einem Referenzsignal (das zur Verfolgung von Änderungen in der externen Signalausbreitungsumgebung programmiert und verwaltet wird) durch den Steuerprozessor 536. Die nähere Gestaltung des Demodulators ist in 6 dargestellt.
Gemäß 6 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm des Demodulators 512 von 5 dargestellt; auch hier sind wie in 5 gleiche Elemente mit gleichen Bezugsnummern bezeichnet. Der Eingang von der drahtlosen Antenne oder der festverdrahteten Schnittstelle und die Verstärker/Filtereinheit 506 ist in diskreten Analogschaltungen implementiert, und der Analog/Digital-Wandler (Abtaster) 508 und Demodulator 512 sind im Abtasttaktbereich implementiert, der in einer Ausführungsform ein effektiver Bereich von 25 GHz ist, was einer aktuellen Taktrate von 250 MHz entspricht. Das Steuerlogiksystem und der Ausgang zur Vorwärts-Fehlerkorrekturvorrichtung arbeiten auch bei 250 MHz.
Der Korrelator 514 umfasst eine Bank von Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600, von welchen jede einen Eingangssignalabtastwert (umfassend eine Menge von Abtastwerten des Eingangssignals bei aufeinanderfolgenden Abtastintervallen) empfängt und diesen mit einem Referenzabtastwert (umfassend eine Menge von Abtastwerten einer Bezugswellenform in aufeinanderfolgenden Abtastintervallen) multipliziert, der von einem Referenzwellenformgenerator 518 zur Verfügung gestellt wird. Im Fall eines Einzelbit-Analog/Digital-Abtastens kann der Multiplizierbetrieb anhand eines einfachen XOR-Gatters implementiert werden. Die Akkumulatoren mitteln die (Korrelations)daten über eine Anzahl von Pulsen, indem der Durchschnitt von (aufeinanderfolgend) übertragenen Pulsen, welche dieselben codierten Daten tragen, und/oder von Multipfad-Komponenten berechnet wird.
Der Referenzsignalgenerator 518 führt den Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600 das Referenzsignal unter Kontrolle einer Muster-Sequenzsteuerung 602 zu. Die Muster-Sequenzsteuerung wird über ein Modul zur Erfassung der Nachlaufsynchronisation mit PSR (Pseudo Random)-Pseudozufallssequenz 604 gesteuert, das vorzugsweise, so wie nachstehend erläutert, in Software implementiert ist. Konzeptionell stellt die Muster-Sequenzsteuerung 602 eine Referenzwellenform 606 einer Vielzahl von von Verzögerungseinheiten 608 bereit, um eine Anzahl aufeinanderfolgend verzögerter Typen der Referenzwellenform der Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600 zur Verfügung zu stellen. Obwohl sie jedoch als Pipeline-System mit multiplizier-akkumulierten Verzögerungs-Anzapfungen, die einer Abtastperiode entsprechen, um die effektive Taktgeschwindigkeit der Referenzwellenform zu reduzieren, veranschaulicht ist, sollte sie vorzugsweise im Parallelbetrieb zu den nachstehend beschriebenen Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600 zur Anwendung kommen. Eine solche parallele Implementierung ist möglich, da die Referenzwellenform im Speicher gespeichert ist und folglich eine parallele Menge verschieden verzögerter Bezugswellenformen im Wesentlichen simultan aus dem Speicher gelesen werden können; die Implementierung des Demodulators könnte signifikant komplexer sein, da wo sich Verzögerungs-Anzapfungen konzeptuell auf die kommenden empfangenen UWB-Signalabtastdaten anwenden lassen, denn ohne zusätzliche Komplexität könnte dies nicht leicht in Form aufeinanderfolgend verzögerter Zeitfenster von Abtastwerten paralleler In-Samples verfügbar sein.
Das Referenzsignal für den Korrelator ist im Referenzsignalgenerator 518 durch Software programmiert, die auf dem Steuerprozessor 536 betrieben wird, der vorzugsweise einen Training-Algorithmus zur Bestimmung der Empfängerantwort benutzt (das heißt, Amplituden- und Phasenverzerrung auf einem übertragenen Puls). Der Steuerprozessor 536 verwaltet auch einen Taktgeber, der nachlaufsynchronisiert zur Pulsfolgefrequenz PFR (Pulse Repetition Frequency) des Senders ist, von welchem die Signale anhand der Ankunftszeiten erfasster Pulse in Bezug auf eine interne Taktreferenz (Lokaler Quarzoszillator) empfangen werden. Ein Leistungssteuerungsausgang 610 vom Bezugswellenformgenerator kann ebenfalls verwendet werden, um Leistung zur Analog/Digital- und Abtastschaltung 508 durchzulassen, damit diese Schaltung in Perioden ohne erwartetes empfangenes Signal in einen reduzierten Leistungsbetrieb gebracht wird. Dies ist insbesondere in Systemen mit einem Multibit-Analog/Digital-Wandler vorteilhaft, da diese oft einen relativ hohen Leistungsverbrauch haben.
Eine Multiplizier-Akkumuliereinheit 600 stellt Ausgänge zu einem Diskriminator 612 zur Verfügung, der den Zeichen- und Spitzenwert bestimmt (oder Werte, wenn wahrscheinlichkeitstheoretische Ausgänge der folgenden Stufe des (absoluten) Wertmaximumakkumulator-Ausgangs). Die Diskriminatorausgänge stellen ein Ausgangsdatensignal zur Verfügung, das die Position eines empfangenen Pulses und die Pulsphase (das heißt, normal oder invertiert) identifiziert. Ein Konstellationsdecoder nimmt diese Positions- und Phasendaten vom Diskriminator auf einem n-Bit-Symbol auf, das dann dem Vorwärts-Fehlerkorrekturblock 520 übergeben wird.
Der Demodulator 512 weist eine Anzahl von Schnittstellen zu anderen Teilen des Empfängersystems auf, wobei jede vorzugsweise über einen Datensynchronisator 616a, b, c, wie beispielsweise ein Register oder ein Puffer, implementiert ist. Somit stellen die Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600 dem Steuerprozessor 536 einen Ausgang zur Kalibrierung des Empfängerfrontends (und vorzugsweise auch des Sendekanals) bereit sowie zur Positionsverarbeitung, um die physikalische Position eines UWB-Empfängers nach bekannten Techniken zu unterstützen. Die Schnittstelle zwischen dem Konstellationsdecoder 614 und FEC-Blöcken 520 ist ebenfalls vorzugsweise über einen Puffer implementiert. Das Modul zur Erfassung der Nachlaufsynchronisation mit PSR 502 hat vorzugsweise eine bidirektionale Schnittstelle zu einer Software-Steuerfunktion, die auf einem Steuerprozessor 536 implementiert ist, um Funktionen wie die physikalische Position des Empfängers, Verzögerungs-Tracking und Daten-(De)whitening zur Verfügung zu stellen.
Gemäß 7 werden Takte übertragener Datenpulse und Multipfad-Komponenten von solchen Pulsen gezeigt, wie sie vom Empfänger gesehen werden. 7 zeigt, dass eine typische Verzögerungsspanne für eine Multipfad-Reflexion zwischen 1 und 100 ns liegt, während ein typisches Intervall zwischen aufeinanderfolgend übertragenen Datenpulsen zwischen 2 und 10 ns liegt. Man wird deshalb zu schätzen wissen, dass eine Multipfad-Reflexion eines Pulses in einer direkten Sichtlinien-Übertragung des nächsten Pulses ankommen kann oder sogar der nächsten wenigen Pulse. Multipfad-Reflexionen können auch phaseninvertiert verschiedenen Wegverzerrungen aus dem direkten Weg ausgesetzt sein.
In einer einfachen aber weniger bevorzugten Anordnung integrieren die Multiplizier-Akkumulatorstufen 600 des Korrelators nur Mehrpfad-Energie über die Zwischensendepulsperiode so dass, wie beispielsweise in 7, Multipfad-Komponenten, die außerhalb des 2-10-ns-Verzögerungsbereichs ankommen, ignoriert werden könnten. Jedoch sind typische Mehrpfad-Verzögerungen im Allgemeinen größer als die durchschnittliche Zwischensendepulsperiode, weshalb dieser Ansatz zu einem signifikanten Energieverlust führen kann. Das Problem ist verschlimmert wenn ein Pseudozufallstaktjitter am Takt der übertragenden Pulsen angewandt ist um Spektrum-Whitening zu erreichen.
Aus diesen Gründen sollen vorzugsweise zwei oder mehr Korrelatorbänke implementiert werden, das heißt Bänke von Multiplizier-Akkumulatoreinheiten 600 wie in 6 dargestellt, parallel, um Pipeline-Verarbeitung der Pulsintegrationen zu unterstützen. Solch eine Parallelität wird durch Wiederholung der Korrelatorlogik implementiert, aber in einer bevorzugen Anordnung durch Multiplexen des Einsatzes einer einzigen Menge von Multiplizier-Akkumulatorketten 600 erzielt, beispielsweise durch Aufzeichnung einer eindeutigen Menge von Akkumulatorwerten in einem statischem RAM (Random Access Memory)-Pufferspeicher.
8 zeigt ein schematisches Diagramm eines UWB-Signals, das ein bevorzugtes Modulationsschema für den zuvor beschriebenen Empfänger einsetzt und durch einen Sender, der später unter Bezugnahme auf 10 beschrieben wird, erzeugt werden kann. Das Signal von 8 kann in einem drahtlosen oder festverdrahteten UWB-Übertragungssystem zum Einsatz kommen.
Das Signal 800 umfasst eine Anzahl von Wavelets oder Pulsen 802, wobei jede kleine Welle bzw. jeder Puls eine normale oder invertierte Form aufweist, um ein Einzelbit von zu übertragenden Informationsdaten zu codieren; 8 zeigt eher zwei normale (als invertierte) Beispiele solcher Pulse. Wie gemäß einer bevorzugten Ausführungsform veranschaulicht, umfasst solch ein Wavelet oder solch ein Puls einen positiven Anteil 802a und negativen Anteil 802b; die Reihenfolge dieser beiden Anteile kann umgesteuert werden, um den Puls zu invertieren, so dass die Generierung normaler und invertierter Pulse in der Hardware unterstützt wird. Die Pulse 802 haben eine nominale Pulsfolgefrequenz, beispielsweise in der Größenordnung 100 MHz. Jedoch können ein zusätzliches oder mehr Informationsdatenbits auf das Signal 800 moduliert werden, indem die genaue Position (Zeitablauf) eines Pulses abhängig von den zu übertragenen Daten variiert wird. Aus verschiedenen Gründen wurde eine Zweiphasenmodulation eines UWB-Signals als bevorzugte Modulation zahlreicher Anwendungen eingesetzt. Wenn allerdings auch die Pulsposition variiert wird, können mehr Daten auf dem UWB-Signal codiert werden, wodurch sich die verfügbare Datenrate für die Optionen der Vorwärtsfehlerkorrektur bei einer gegebenen Datenrate und infolgedessen der Bereich eines Signals erhöht. In praxisnahen Schemata ist es ferner vorzuziehen, die Pulsposition (im Zeitverlauf) in einer deterministischen Weise zu dithern, um mehr weißes Rauschen des UWB-Signalspektrums zu erreichen und folglich das Gesamtsignalprofil zu reduzieren und/oder das Verweilen innerhalb regulatorischer Grenzen zu erleichtern. Somit ist ein Puls zusätzlich zu einem genauen Zeitablauf von einem Pseudozufall oder Pseudorauschsignal PN (Pseudo Noise) abhängig. Solch eine Pseudozufallssequenz ist vorzugsweise deterministisch, so dass sie, obgleich sie offensichtlich zufällig ist, sobald die Sequenz und der Startpunkt bekannt sind, in einer deterministischen Weise am Empfänger wieder hergestellt werden kann, damit diese PN-Modulation effektiv vom empfangenen Signal subtrahiert oder auf andere Art und Weise kompensiert werden kann.
Vorzugsweise ist die PN-Modulation größer als die Informationsdatenmodululation, denn da sie einen relativen kleinen Pulspositionsbereich um eine erwartete Pulsposition aufweist (sobald die Effekte der PN-Modulation kompensiert wurden), ist die Demodulation positionscodierter Daten vereinfacht. In einer nachstehend beschriebenen bevorzugten Anordnung sind die Positionen, die ein Puls als Ansprechmodulation durch Informationsdaten annehmen kann, durch ein (oder mehr, generell eine ganze Zahl) Referenz-(und Eingangs-)-UWB-Signalabtastintervall(e) getrennt. Somit kann in einer bevorzugten Ausführungsform ein Puls 802 eine von acht oder sechzehn verschiedenen Positionen im Zeitverlauf annehmen (obgleich andere Anzahlen von Positionen benutzt werden können), und der Korrelator 514 korreliert das Eingangssignal mit Referenzsignalen parallel, um – in einem Parallelbetrieb – die aktuelle oder höchstwahrscheinliche Position eines empfangenen Pulses zu orten. So wie in 8 gemäß einem typischen Schema gezeigt, liegt der Zeitdauer eines Einzel-Doublets typischerweise zwischen 50 ps und 100 ps, und die Korrelatorbank 514 führt parallele Korrelationsbetriebe über ein Zeitfenster 804 von etwa 1 ns durch, wodurch der Puls als in einer von ringsherum 16 Überlappungspositionen identifiziert wird. Der Fachmann wird verstehen, dass die obigen Takte und die Anzahl paralleler Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600 des Korrelators 514 gemäß den Anforderungen einer besonderen Implementierung der Anwendung variiert werden können.
9a zeigt einen beispielhaften MAC-Frame 900 für den Einsatz mit dem Empfänger 500, wenn ein Signal der in 8 dargestellten Art empfangen wird. Dieser MAC-Frame ist jedoch lediglich zum Zwecke der Veranschaulichung vorgesehen, und viele andere Frameformate können zum Einsatz kommen. Der beispielhafte MAC-Frame 900 beginnt mit einer Präambelsequenz 902, umfassend 32 Bit von Präambeldaten, beispielsweise Pseudozufallsdaten zum Training. Diesem schließt sich ein 4-Byte-Zellkopf an, der eine Pseudozufallssequenz-Kennung und einen Pseudozufallssequenz-Startwert (zur Identifizierung eines Startpunks in einer Sequenz), beispielsweise als Paar von 2-Byte-Werten, umfasst. Verschiedene Pseudozufallssequenzen können von verschiedenen Sendern eingesetzt werden, um an der Vermeidung von Kollisionen zwischen übertragenen UWB-Datensignalen mitzuwirken. Der Zellkopf ist vorzugsweise aufgebaut, um die Erscheinung von Rauschen zu verleihen und kann deshalb eine weißen Rauschfunktion aufweisen – beispielsweise können jeweils die Pseudozufallssequenz-Kennung und der Startwert ausgewählt werden, so dass der Zellkopf im Wesentlichen zufällig erscheint. Der Zellkopf ist von den Nutzlastdaten 906 gefolgt, die auch weißes Rauschen von einer festen oder variablen Länge, beispielsweise 128 Byte, aufweisen können.
9b veranschaulicht schematisch die Positionen von Pilottonpulsen innerhalb eines UWB-Signals 910, das auch informationstragende Pulse (nicht dargestellt) umfasst. In einer Anordnung umfasst einer in allen 100 Pulsen einen Pilottonpuls und, wie aus 9b ersichtlich, erscheinen diese Pilottonpulse in regelmäßigen Abständen, um einen Pilotton mit niedrigem Pegel innerhalb der regulatorischen Spektrumsmaske des UWB-Signals bereitzustellen. Optional können die Positionen (im Zeitverlauf) der Pilottonpulse moduliert werden um Taktjitter bereitzustellen, damit häufigere oder stärkere Pilottonpulse innerhalb der Spektrumsmaske möglich sind, obgleich dies nicht erforderlich ist.
10a und 10b veranschaulichen ein Beispiel eines UWB-Senders 1000, der zur Erzeugung der vom UWB-Signal 800 von 8 modulierten Informationsdaten verwendet werden kann. Die Senderstruktur von 10 ist nur als Beispiel vorgesehen, und andere Senderstrukturen lassen sich ebenfalls zur Erzeugung des UWB-Signals von 8 verwenden. Aus Gründen der Übersichtlichkeit sind die Anordnungen der Vorwärts-Fehlercodierung nicht explizit in der Figur dargestellt.
Gemäß 10a stellt ein bei beispielsweise 250 MHz betriebener Taktgeber 1002 ein Taktsignal einer Kette von Verzögerungselementen 1004a–e bereit, wobei jedes eine Verzögerung von, in diesem Beispiel 40 ps, zur Verfügung stellt. Die aufeinanderfolgend verzögerten Typen des Taktsignals werden jedem von einer Anzahl monostabiler Pulsgeneratoren 1006 bereitgestellt, wobei jeder ferner einen Einschalt- und Steuereingang von einer Steuerung 1008 empfängt. Nach der Einschaltung durch die Steuerung 1008 stellt ein monostabiler Pulsgenerator ein Ausgangspuls-Doublet bereit; auch die Phase (normal oder invertiert) des Puls-Doublets ist über die Steuerung 1008 steuerbar. Die Ausgänge von allen monostabilen Pulsgeneneratoren 1006 sind in diesem Beispiel in Summierern 1009 kombiniert, und der kombinierte Ausgang wird einer Sendeantenne 1010 bereitgestellt. Die Steuerung 1008 empfängt einen Pseudozufallssequenz-Eingang von einem Pseudorauschgenerator 1012 und empfängt ferner einen Daten- und Steuereingang 1014, beispielsweise von einem vorausgehenden Vorwärts-Fehlerkorrektorblock und von einem Sender-Steuerprozessor. Der Daten- und Steuereingang empfängt Informationsdaten, die vom Sender übertragen werden sollen, und ein Steuersignal, wie beispielsweise ein Taktsteuersignal, zur Steuerung, wann der Sender übertragen soll und/oder Pseudorauschsequenz-Auswahl und Startpunkt-Steuersignale. Die Steuerung 1008 kann eine Zustandsmaschine umfassen, die entweder in Software oder dedizierter Handware oder einer Kombination der beiden implementiert werden kann.
Während des Betriebs steuert die Steuerung 1008 den Takt des übertragenen UWB-Pulses und die Phase (normal oder invertiert) dieses Pulses, indem sie den monostabilen Pulsgeneratoren 1006 geeignete Einschalt- und Phasensteuersignale bereitstellt, die ausgelöst werden, um Ausgangssignale zur entsprechenden Zeit durch den phasenangezapften Taktgeber des Taktsignalgenerators 1002 bereitzustellen.
Gemäß 10b, auf die nun Bezug genommen wird, ist ein Beispiel einer Implementierung eines monostabilen Pulsgenerators 1006 für den Sender von 10a gezeigt. Der monostabile Pulsgenerator umfasst zwei Pulsgeneratoren 1020a, b, von denen einer einen positiven Puls und der andere einen negativen Puls bereitstellt, wobei die Ausgänge von diesen zwei Pulsgeneratoren in einem Summierer 1022 kombiniert sind, um ein Puls-Doublet-Ausgangssignal 1024 bereitzustellen. Beide Pulsgeneratoren 1020a und 1020b werden über eine gemeinsame Einschaltleitung 1026 gesteuert, welche, wenn bejaht, die Pulsgeneratoren einschaltet, um ein Ausgangssignal als Antwort auf ein Eingangstakt-Referenzsignal auf Leitung 1028 bereitzustellen, oder, wenn verneint, die Pulsgeneratoren von der Bereitstellung ihrer Ausgänge abschaltet. Darüber hinaus hat der Pulsgenerator 1020b einen Verzögerungssignal-Eingang 1030, der die Erzeugung seines Ausgangspulses um zwei Zyklen verzögert, um das Puls-Doublet effektiv zu invertieren. Somit wird, je nachdem ob der Verzögerungseingang 1030 bejaht wird oder nicht, ein Puls-Doublet bereitgestellt, das entweder einen positiven oder negativen Puls oder einen negativen und dann positiven Puls umfasst. Ein UWB-Sender wie ein Sender 1000 von 10 kann mit dem UWB-Empfänger von 5 kombiniert werden, um einen UWB-Sender-Empfänger bereitzustellen. In diesem Fall sollen die UWB-Sender- und -empfängeranteile des Sender-Empfängers auf einen gemeinsamen PRF-Takt synchronisiert sein, um Eigenkollision zu verhindern, das heißt, um zu verhindern, dass der Empfang von Übertragungen von einem Fernsender durch lokale Übertragungen blockiert wird.
11, auf die nun Bezug genommen wird, zeigt Details des Empfängers 500 von 5 und insbesondere Details des Systems zur Erfassung der Signale und Nachlaufsynchronisation, welche Details des Referenzsignal-Capturesignals beinhalten. Wie in 5 und 6 werden gleiche Elemente mit gleichen Bezugsnummern bezeichnet. Allgemein gesprochen werden die Funktionen des Moduls zur Erfassung der Nachlaufsynchronisation mit PSR 604 durch einen Phasensteuerprozessor und die Funktion der Muster-Sequenzsteuerung 602 von 6 durch eine Kombination einer Referenzwellenform-Datentabelle eines PSR-Sequenzgenerators bereitgestellt.
So wie zuvor angesprochen, stellt der analoge Frontend- und Analog/Digital-Wandler 504 eine Anzahl von Beispielen eines im Parallelbetrieb empfangenen UWB-Eingangssignals zum Korrelator 514 bereit, und jede Menge der Eingangssignalabtastwerte wird durch einen Korrelator, der eine der Multiplizier-Akkumuliereinheiten 600 des Korrelators 514 umfasst, verarbeitet, um die Menge im Parallelbetrieb empfangener Abtastwerte mit Mengen von Referenzsignalen, die verschieden verzögerte Pulse darstellen, zu verarbeiten. Die Mengen von Abtastwerten, die verschieden verzögerte Typen eines Referenzsignalpulses festlegen, sind von einer Wellenform eines Pulses, der in einer Bezugswellenform-Datentabelle 1100 gespeichert ist, abgeleitet. Ein empfangener Referenzpuls ist vorzugsweise in dieser Tabelle als Puls, der für jede Menge mehrteiliger Komponenten des Pulses geformt ist, gemeinsam mit Daten, welche Verzögerungsintervalle zwischen diesen Multipfad-Komponenten darstellen, gespeichert, so wie in 11b gezeigt. Es können jedoch verschieden verzögerte Typen eines Pulses bereitgestellt werden, indem auf einen bekannten Wellenformdatenspeicher für den Puls zugegriffen wird. Wie in 11b gezeigt, umfasst eine Bezugs- oder Template-Wellenform für einen einzeln empfangenen Puls mit einer Anzahl von Multipfad-Komponenten Abtastdaten 102 für eine Anzahl aufeinanderfolgender Abtastpunkte einer Multipfad-Komponente eines Pulses, der von Verzögerungsdaten 1104 gefolgt wird, die ein Intervall zwischen dieser Multipfad-Komponente des Pulses und der nächsten Multipfad-Komponente darstellen. Anhand eines Eingangs 1106 können die Referenzwellenformdaten in die Referenzwellenform-Datentabelle 110 geschrieben werden. Referenzwellenform-Daten werden dem Korrelator 514 von der Datentabelle 1110 unter Kontrolle eines PSR-Sequenzgenerators 1108, der im Synchronisierbetrieb mit einem PRF-Takteingang 1110 ist, bereitgestellt werden.
Ein Phasensteuerprozessor 1112 stellt dem Sequenzgenerator 1108 und der Referenzwellenform-Datentabelle 1100 einen PRF-Taktgeber bereit. Der Phasensteuerprozessor weist einen Prozessor und nichtflüchtigen Programmspeicher zur Speicherung des Programmcodes für die Pilottonidentifikation auf, um eine durch Software implementierte Nachlaufsynchronisationsschleife PLL (Phase Locked Loop) für die Identifikation der Multipfad-Komponenten und für den Abruf und die Speicherung der Template-Wellenform bereitzustellen. Ein Taktgeber 1114 stellt dem Phasensteuerprozessor ein Taktsignal bereit und empfängt Tracking-Daten vom Prozessor 1112, die ein zeitvoreilendes- und verzögertes Signal zur Steuerung der Phase des Taktgebers und eine Frequenzzunahme und -abnahme zur Steuerung der Frequenz des Taktgebers, wenn die Phase konsistent voreilend und verzögert sein muss, umfassen. Der Taktgeber 1114 ist somit anpassbar, um die Bewegung des Empfängers in Bezug auf den Sender mittels systematischer Anpassungen im Taktgeberablauf (die im Vergleich mit der Modulation im Allgemeinen geringfügig sind) bereitzustellen. Wie nachstehend beschrieben, wirkt der Taktgeber 1114 als Slave in Bezug auf einen ähnlichen Taktgeber in einem Fernsender und wirkt somit wie ein Verbindungs-Taktgeber; typischerweise ist seine Frequenz im 50-250-MHz-Bereich.
Ein Phasensteuerprozessor 1112 stellt einen Steuerausgang zu einem UWB-Sender 1116, wie beispielsweise dem Sender 1000 in 10, bereit, um den Sender zwecks Bereitstellung eines UWB-Signals von einer Sendeantenne 1118 für den Einsatz im Training-Empfänger zur Verfügung zu stellen. Der Steuerprozessor 1112 empfängt ferner ein Starterframe-Eingangssignal 1120 von einer MAC-Zustandsmaschine, die entweder in Hardware oder Software implementiert ist. Der Phasensteuerprozessor 1112 empfängt außerdem eine Menge von Eingängen 1122, einem von jedem Akkumulator des Korrelators 514, und einen weiteren Eingang 1124 vom Ausgang des Diskriminators 612.
Allgemein gesprochen programmiert der Phasensteuerprozessor 1112 während des Betriebs die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 mit einer anfänglichen vorgegebenen Wellenform und identifiziert dann den Pilotton des UWB-Signals und lässt eine Software-Phasenregelschleife nach diesem Pilotton ablaufen, um einer Zeitreferenz bereitzustellen. Der Prozessor nutzt dies dann zur Identifizierung der Wellenform eines empfangenen Pulses, der seine Multipfad-Komponenten beinhaltet. Optional kann der Prozessor 1112 ein FFT-Filter zur schnellen Fouriertransformation anwenden, um Schmalbandstörung zu entfernen. Allgemein gesprochen lokalisieren die Multipfad-Komponenten eines übertragenen Pulses den Phasensteuerprozessor 1112, indem sie ein Sample-Fenster durch Verschieben der Phase der PRF-Regelung in Bezug auf den internen Taktgeber des Taktgenerator 1114 abtastet, welcher integriert ist, um eine mittlere Abtastwellenform zu erhalten. Anfangs wird die Multipfad-Komponente mit dem stärksten Signal identifiziert und die Form dieser Multipfad-Komponente des Pulses aus den Eingangsdaten bestimmt, und dann sucht der Prozessor nach anderen Multipfad-Komponenten sowohl vorwärts als auch rückwärts vom stärksten Signal (da der direkte Sichtverbindungspuls vielleicht nicht der stärkste Puls ist). So wie zuvor erläutert, arbeitet der Korrelator mit Blöcken von acht oder 16 Abtastwerten, und diese Blöcke sind effektiv positional im Zeitverlauf in Bezug auf die Verknüpfungstaktreferenz des Taktgenerators 1114. Vorzugsweise wird die Verfolgungsprozedur des Pulses von Multipfad-Komponenten bei einer Frequenz in der Kilohertz-Größenordnung wiederholt, um Schwankungen im Mehrwegekanal zu verfolgen und um in Ausführungsformen, wo sie implementiert ist, die Information zur physikalischen Lokalisierung in Bezug auf die Position des Empfängers zu erhalten. In festverdrahteten UWB-Übertragungssystemen kann die Multipfad-Umgebung quasi statisch sein, in welchem Fall eine Prozedur zur Kanalcharakterisierung wie diejenige, die zuvor beschrieben wurde, nur bei Switch-on oder, beispielsweise wenn die Fehlerrate oberhalb eines Grenzwerts zunimmt, anwendbar ist.
In der in 11a gezeigten Anordnung empfängt der Phasensteuerprozessor Eingangssignal-Abtastdaten über den Korrelator 514. Dadurch vereinfacht sich die Architektur des Empfängers, obwohl in anderen Anordnungen der Prozessor 1112 Eingangssignal-Abtastdaten direkt vom analogen Frontend 504 empfangen kann. Um Eingangssignal-Abtastdaten vom Korrelator 514 zu erhalten, können die Eingangsdaten mit einer Dreieckfunktion, wie beispielsweise eine Spitze oder ein Impuls, die in die Wellenform-Datentabelle geschrieben werden, korreliert werden.
12a zeigt ein Flussdiagramm, das den Betrieb des Phasensteuerprozessors 1112 von 11a weiter erläutert. Um das Empfängerfrontend anfänglich zu kalibrieren, weist der Prozessor den Sender 1116 bei Schritt S1200 an, den UWB-Puls unter Kontrolle des lokalen Taktgenerators 1114 zu lokalisieren. Die Pulse werden bei einem sehr hohen Signalpegel empfangen und der Prozessor 1112 weiß darüber hinaus, wann diese Pulse übertragen werden und weiß folglich, an welcher Position im Zeitverlauf von den empfangenen Daten erwartet wird, dass sie einen übertragenen Puls (der die durch die Trennung zwischen Sendeantenne 1118 und Empfangsantenne 502 (typischerweise ein oder mehrere Zentimeter) eingeführte Verzögerung berücksichtigt) umfassen.
Bei Schritt S1202 programmiert der Prozessor 1112 die Wellenform-Datentabelle 1100 mit einem vorgegebenen Template, insbesondere einem Impuls, und sucht nach übertragenen Pulsen, indem er den Zeitablauf des PSR-Sequenzgenerators 1108 steuert. Dies geschieht in geeigneter Weise, indem die Erzeugung einer Pseudozufallssequenz unterdrückt wird, so dass die Phase des Ausgangs von Generator 1108 anhand des PSR-Startwertes als eine Phasenversatzanpassung variiert werden kann. Sobald die lokal übertragenen Pulse identifiziert sind, wird die Wellenform eines Pulses in dem Maße wie er vom analogen Frontend 504 empfangen und digitalisiert wird, aus dem Korrelator 514 gelesen und in die Referenzwellenform-Datentabelle geschrieben, um als eine anfängliche Bezugswellenform zu dienen. Dies kalibriert in Wirklichkeit Außer-Phase- und Gewinn-Nichtlinearitäten im Empfängerfrontend. Obwohl das lokal empfangene Signal stark ist, können die Wellenformdaten, die in die Datentabelle 1100 geschrieben werden, optional einen Durchschnittswert eine Anzahl empfangener Pulse umfassen.
Sobald die anfängliche Kalibrierung durchgeführt ist, hat der Phasensteuerprozessor 1112 die schwierigere Aufgabe der Frequenz- und Phasenregelung nach einem Signal von einem Fernsender und die Verfolgung dieses Signals. Somit steuert bei Schritt S1206 der Prozessor 1112 den Empfänger in einer Weise, dass er nach einem Signal bei Pulsfolgefrequenz PRF des Fernsenders, das heißt auf dem Pilotton des Fernsenders, sucht. Die Pilottonfrequenz mag nicht exakt bekannt sein, ist aber in bevorzugten Ausführungsformen auf eine kleine Menge möglicher Frequenzen wie 50 MHz, 100 MHz und 250 MHz beschränkt, und somit kann der Empfänger jede dieser Frequenzen abwechselnd mit dem Suchen nach kommenden UWB-Signalen sammeln. Der Signalsuchprozess bei PRF ist in 12b veranschaulicht. Das Empfängersystem lässt erst eine Korrelation in einer Menge von Fenstern 1210 ablaufen, die durch Intervalle bei PRF unterteilt sind, indem er die Korrelationsergebnisse über eine Anzahl solcher Fenster mittelt und, wenn keine signifikante Korrelation gefunden wird, das Fenster bei der gleichen Frequenz zu einer leicht verzögerten Position 1212, so wie in der Zeitachse (ii) gezeigt, gleitet, um die Korrelation und Mittelwertbildungsprozedur zu wiederholen, bis Pulse bei der PRF gefunden sind. Sobald die Pulsfolgefrequenz PRF gefunden ist, nachdem der Korrelator 514 eine Anzahl von Ausgängen, die einem kleinen Verzögerungsbereich auf einer von beiden Seiten einer gewünschten Zeitposition entsprechen, bereitstellt hat, werden Schwankungen in der PRF direkt verfolgt. Der Taktgenerator 1114 (und das Äquivalent im Sender) ist vorzugsweise quarzgesteuert und somit relativ stabil und schwankt nur leicht im Vergleich mit der Tracking-Frequenz in Kilohertz der Nachlaufsynchronisationsschleife (PLL). Die schwierigste Aufgabe besteht in erste Linie in der Lokalisierung des Fernsenders PRF, insbesondere da ein Pilottonpuls in der Größenordnung von nur einem in 100 Pulsen übertragen wird und weil das UWB-Signal einen relativ niedrigen Pegel hat, insbesondere bei längeren Bereichen. Diese Schwierigkeiten werden durch Durchschnittsberechnung über eine relative lange Periode adressiert, um die systematischen Pilottonimpulse, die zu festen Zeiten erscheinen und sich beispielsweise von anderen UWB-Impulsen, welche gewissermaßen zu Zufallszeiten erscheinen, unterscheiden. Je nach Stärke des UWB-Signals und je nach Bereich und Sendekanal kann die Nachlaufsynchronisation auf den relevanten Pilotton eine oder ein paar Sekunden dauern, da die Korrelatorfenster gleitend angeordnet sind, wodurch eine Durchschnittsberechnung über eine äußerst große Anzahl von Pulsen möglich ist.
Sobald der Phasensteuerprozessor nach der PRF auf dem Fernsender geregelt ist, kann sich der Prozessor auf die relative Stabilität des Taktgenerators 1114 verlassen und folglich in die Referenzwellenform-Datentabelle 1100 mit einem Impuls und einem Durchschnittswert aus einer Anzahl von Pulsen – typischerweise von 100 bis 1000 Pulse – erneut schreiben, um die Referenzwellenform für den Sendekanal zu bestimmen und diese dann in die Wellenform-Datentabelle zu schreiben. Die Anzahl der Pulse, für welche das Signal gemittelt werden muss, hängt vom Bereich ab – ein Puls kann bei einem Meter ausreichen, und in einem Bereich von 30 Metern kann ein Durchschnittswert von 10⁴ Pulsen erforderlich sein. Sobald die Referenzwellenform für einen erste Multipfad-Komponente eines übertragenen Pulses identifiziert wurde, kann der Phasensteuerprozessor 1112 von dieser vorwärts und rückwärts suchen, um die nächste Multipfad-Komponente des Pilottons zu identifizieren, und dieser Vorgang kann wiederholt werden, um Daten für eine Anzahl von Multipfad-Komponenten eines übertragenen Pulses zu bestimmen. Die Anzahl der Multipfad-Komponenten, für welche Daten erfasst werden, hängt von einem Kompromiss zwischen der Erfassungszeit und der Systemempfindlichkeit ab (das Einfangen von Energie aus einer Anzahl von Multipfad-Komponenten ermöglicht eine höhere Empfindlichkeit, aber erfordert mehr Zeit zur Erfassung). Man wird zu schätzen wissen, dass, sobald die Pulsformen und Verzögerungen für Multipfad-Komponenten eines Pulses im Zeitverlauf lokalisiert und die Abtastwerte gespeichert sind, das Tracking ihrer Schwankungen im Zeitverlauf direkt erfolgen und durch periodische Durchschnittsberechnung aus, nehmen wir mal an 100 bis 1000 Pulsen erreicht werden kann, beispielsweise durch Zeitmultiplexen des Korrelators auf ähnliche Weise wie nachstehend beschrieben.
13 zeigt Details des Systems zur Erzeugung der Bezugswellenform. Der PSR-Sequenzgenerator 1108 empfängt Steuersignale vom Steuerprozessor 1112, die einen Pilotton zur Steuerung des Taktes der Erzeugung der Bezugswellenform umfassen und ein Starterframe-Signal und einen Frequenzstartwert zur Steuerung der Modulation der Pseudozufallssequenz für das Dithering der Pulsposition und stellt einen Lesetaktsteuerungsausgang 1302, eine Muster-Steuerung 1300, einen Steuerausgang 1302 zum Lesen des Zeitverlaufs zur Verfügung. Gemäß der zuvor angesprochenen 15a werden die empfangenen Multipfad-Komponenten von zwei aufeinanderfolgend übertragenen Pulsen 1500 und 1502, jeder mit einer Anzahl von Multipfad-Komponenten 1500a–c, 1502a–c, gezeigt. Man sieht, dass die Multipfad-Komponenten 1500a, b des Pulses 1500 vor dem Start des Pulses 1502 ankommen, aber dass die Multipfad-Komponente 1500c des Pulses 1500 zwischen den Multipfad-Komponenten 1502a und 1502 des Pulses 1502 ankommt. Um das empfangene Signal mit einer Referenzwellenform zu korrelieren, die dem Puls 1500 (oder 1502) entspricht, sollte die Referenzwellenform-Datentabelle 1100 vorzugsweise in der Lage sein, die geeignete Multipfad-Komponente des Pulses zu den geeigneten Zeitpunkten bereitzustellen, selbst wenn diese, wie dargestellt, verschachtelt sind. Obzwar nicht wesentlich, ist dieser Ansatz vorzuziehen, um in der Lage zu sein, Energie von mehr Multipfad-Komponenten eines empfangenen Signals abzurufen.
Gemäß 13a, auf die nun wieder Bezug genommen wird, stellt ein Muster-Generator 1300 eine Anzahl von Ausgängen 1304 bereit, um Referenzwellenformen zur Verfügung zu stellen zustellen, die einer Anzahl übertragener Pulse mit überlappenden Multipfad-Komponenten entsprechen. Wenn es also beispielsweise wünschenswert ist, überlappende oder verschachtelte Multipfad-Komponenten von zwei aufeinanderfolgend übertragenen Pulsen zu verarbeiten, sieht die Muster-Steuerung 1300 zwei Adressenausgänge 1304 vor, um die Wellenform-Datentabelle zu geeigneten Zeitpunkten zu adressieren, damit Anteile der Referenzwellenform, die den überlappenden oder verschachtelten Anteilen der Multipfad-Komponenten entsprechen, zur Verfügung gestellt werden. Unter erneuter Bezugnahme auf das Beispiel von 15a stellt somit eine Muster-Steuerung 1300 einen Ausgang der ersten Adresse zur Steuerung der Datentabelle 1100 bereit, um Multipfad-Komponenten 1500a, b, c und einen Ausgang der zweiten Adresse zum Adressieren der Tabelle zur Verfügung zu stellen, damit die Referenzwellenformen für Multipfad-Komponenten 1502a, b, c zu geeigneten Zeitpunkten bereitgestellt werden. Man wird zu schätzen wissen, dass die Anzahl der Adressenausgänge der Muster-Steuerung 1300 von der Verzögerungsspanne der Anzahl signifikanter Multipfad-Komponenten eines Pulses im Vergleich zum Zwischensendepulsabstand abhängt. Die Bezugswellenform-Datentabelle 1100 stellt einen Ausgang 1306 bereit, der eine zeitbezogene Kombination der Multipfad-Komponenten von aufeinanderfolgend übertragenen Komponenten in dem Beispiel von 15a, d. h. Multipfad-Komponenten 15000a, 15000b, 1502a, 1502c, 1502b und so weiter umfasst. In einer bevorzugten Ausführungsform stellt eine Einzelmenge von Ausgängen diese Multipfad-Komponenten im Zeitmultiplexbetrieb für den Einsatz mit dem Korrelator 514, die auch in einer Zeitscheiben- oder Multiplexkonfiguration arbeiten. Eine alternative Ausführungsform wird jedoch in 13b veranschaulicht, in welcher die Datentabelle 1100 eine Anzahl von Mengen von Ausgängen aufweist, einen für jeden übertragenen Puls, die der Empfänger zutreffend verarbeiten kann, welche in einem Summierer 1310 kombiniert sind und als ein kombinierter Ausgang für anschließende Korrelation bereitgestellt werden.
Der sich näher auf die parallelen Datenausgänge von der Referenzwellenform-Datentabelle beziehende Datentabellenspeicher ist konfiguriert, um eine Anzahl von Blöcken von Referenzsignaldaten im Parallelbetrieb bereitzustellen, wobei jeder Block von Daten in Bezug auf den vorherigen Block von Daten verzögert ist. Ein Block von Daten kann beispielsweise acht von 16 Abtastwerten der gespeicherten Referenzwellenform umfassen, wobei vorzugsweise eine Multipfad-Komponente eines Pulses wie eine Eins der Komponenten 1500a, b, c, von 15a festgelegt ist. Die Blöcke überlappen sich vorzugsweise im Zeitverlauf, und in einer Anordnung ist jeder Block vom vorherigen Block durch einen Abtastwert verzögert, wobei 16 Blöcke 16 aufeinanderfolgend verzögerte Multipfad-Komponenten eines Pulses festlegen, die im Paralleletrieb ausgegeben werden. Dieses Beispiel, das einen BUS erfordert, umfasst 256 parallele Ausgänge von der Referenzausgangs-Datentabelle 100, aber die meisten dieser Ausgänge können einfach durch eine geeignete Festverdrahtung bereitgestellt werden, da ja 16 Blöcke von jeweils 16 Abtastwerten, von denen jeder durch einen Abtastwert verzögert ist, nur 32 parallele Abtastwertausgänge erfordern. Man wird schätzen, dass jeder dieser Abtastwertausgänge einen Einzel- oder Multibitwert umfassen kann, was davon abhängt, ob eine Einfach- oder Multibit-Analog/Digital-Wandlung zum Einsatz kommt. In Abhängigkeit von der Zeitdauer mit der eine Multipfad-Komponente eines Pulses wie eine Multipfad-Komponente 1500a von 15a innerhalb der Referenzwellenform-Datentabelle gespeichert ist, kann ein Block von Referenzdaten mit Nullen an einem von beiden oder beiden Enden hinzugefügt werden. Der Einsatz einer Referenzwellenform-Datentabelle bietet dem Empfängersystem bedeutende Vorteile, insbesondere die Möglichkeit, ein analoges Frontend mit einem Empfänger niedrigerer Qualität als wie es sonst zulässig wäre, einzusetzen, da der zuvor beschriebene Eigenkalibrierprozess, der die Referenzwellenform-Datentabellen 1100 speichert, Verzerrung innerhalb des Empfänger, so wie zuvor beschrieben, kompensieren kann.
Während des Betriebs spricht der PSR-Sequenzgenerator 1108 auf die Pseudozufallssequenz an, die für die Übertragung der Daten benutzt wird, um den aus der Referenzwellenform-Datentabelle gelesenen Zeitverlauf für die pseudozufällige (aber deterministische) Zeitmodulation, die der variablen, informationsabhängigen Phasen- und Positionsmodulation aufgezwungen wird, zu kompensieren. Die Muster-Steuerung 1300 stellt ferner ein Ausgangssignal Ende des Musters 1308 für den Einsatz beim Rücksetzen des Korrelators, so wie nachstehend beschrieben, zu Verfügung.
14 zeigt Details von der Konfiguration der Multiplizier-Akkumuliereinheiten des Korrelators 514. Der Korrelator umfasst in einer Konfiguration 16 eine Anzahl von Multipliziereinheiten 1400, wobei jede an einen jeweiligen Akkumulator 1402 gekoppelt ist. Jede Multipliziereinheit 1400 empfängt, so wie veranschaulicht, den gleichen Block 1404 abgetasteter Eingangsdaten, die 16 aufeinanderfolgend verzögerte Abtastwerte (entweder Ein- oder Multibitwerte) umfassen. Jede Multipliziereinheit 1400 empfängt ferner einen Block von Referenzsignal-Abtastwerten 1406 in einer Konfiguration, die 16 aufeinanderfolgende Abtastwerte der Referenzsignal-Wellenform von der Datentabelle 1100 aufweist, aber jeder der Blöcke 1406 wird aufeinanderfolgend verzögert, so dass die abgetasteten Eingangsdaten im Parallelbetrieb durch die Multipliziereinheiten 1400 mit Anteilen der Referenzsignal-Wellenform korreliert werden, die einen Bereich (wie veranschaulicht, 16) aufeinanderfolgender Zeitscheiben der Referenzwellenform umspannen. Der Effekt dabei ist, den abgetasteten Eingangsdatenblock oder die Zeitscheibe entlang der Referenzwellenform zu gleiten, bis eine Korrelation gefunden ist, aber in der Praxis ist es leichter, erstens eher die Verzögerung der Referenzwellenform als die abgetastete empfangene Datenverzögerung zu ändern und zweitens eine Anzahl von Korrelationen eher im Parallelbetrieb durchzuführen als ein einzelnes Gleitfenster zu verwenden.
Jede der Multipliziereinheiten 1400 umfasst einen Multiplizierer, um jeden Eingangsdatenabtastwert mit dem entsprechenden Referenzdatenabtastwert zu multiplizieren und einen Ausgang zum entsprechenden Akkumulator 1402 bereitzustellen, so dass der Akkumulator einen Korrelationswert von allen (in diesem Fall 16) Korrelationsabläufen im Parallelbetrieb akkumuliert. Jeder Akkumulator hat einen Ausgang 1408, der an einen Speicher teilweiser Korrelationen 1410 gekoppelt ist, um einen akkumulierten Korrelationswert in den Speicher zu schreiben. Jeder Akkumulator hat einen Eingang 1412 von einem Leseausgang des Speichers 1410, um einen teilweise Korrelationswert, der in den Speicher geschrieben ist, wieder aus dem Speicher abrufen zu können und einem weiteren Korrelationswert in jedem betreffenden Akkumulator hinzuaddiert werden können. Das Schreiben von Daten in den Speicher und Auslesen von Daten aus dem Speicher wird durch den Phasensteuerprozessor 1112 gesteuert. Der Speicher teilweiser Korrelationen 1410 umfasst eine Anzahl von Mengen von Speicherstellen, wobei jede Menge von Speicherstellen eine Menge teilweiser Korrelationswerte, einen von jedem Multiplizier-Akkumulatormodul (T1...T16), speichert. Das Speichern wird für so viele Mengen teilweise Korrelationswerte bereitgestellt, wie sie zur Verarbeitung einer gewünschten Anzahl übertragener Pulse als überlappende oder verschachtelte Multipfad-Komponenten erforderlich sind. Somit werden beispielsweise zwei Mengen von Speicherstellen für teilweise Korrelationsmengen bereitgestellt, um teilweise Korrelationswerte zu speichern, wenn Multipfad-Komponenten von zwei aufeinanderfolgend übertragenen Pulsen sich überlappen oder verschachteln.
Die Daten von jeder der Anzahlen der Speicherstellen einer Menge von teilweisen Korrelationsergebnissen werden einem Ausgang 1414 zu einem Diskriminatormodul 612 bereitgestellt. Der Diskriminator 512 stellt ferner einen Ausgang 1416 für das Löschen oder Rücksetzen auf Null einer Menge teilweiser Korrelationswerte bereit und empfängt ein Signal Ende des Musters 1308 von der Muster-Steuerung 1300. Der Diskriminator 612 stellt einen Ausgang 1418 für anschließende Vorwärts-Fehlerkorrekturmodule wie einen Viterbi-Decoder bereit. Obwohl auf einen Speicher 1410 zum Speichern teilweiser Korrelationen Bezug genommen wurde, werden die akkumulierten Korrelationswerte von den Ausgängen 1418 nach der Korrelation einer vollständigen Menge von Multipfad-Komponenten eines empfangenen Signals in den Speicher 1410 geschrieben und auf diese Weise eine menge vollständiger Korrelationswerte bereitstellen, die alle Multipfad-Komponenten, deren Verarbeitung entschieden wird, berücksichtigen, und diese vollständigen Korrelationswerte stehen dem Diskriminator 612 über den BUS 1414 zur Verfügung.
Um den Betrieb des Korrelators 514 von 14 zu veranschaulichen, ist eine Bezugnahme auf 15a hilfreich. Allgemein gesprochen besteht die Prozedur darin, die erste empfangene Multipfad-Komponente 15000a zu korrelieren (akkumulieren) und diese im Speicher 1410 zwischenzuspeichern und dann die nächste Multipfad-Komponente 1500b zu korrelieren, wobei auch die zuvor gespeicherte teilweise Korrelation für die Multipfad-Komponente 1500a akkumuliert wird, indem diese aus dem Speicher 1410 gelesen, diese dem teilweisen Korrelationswert der Multipfad-Komponente 1500b hinzuaddiert und die gesamte akkumulierte Menge von Korrelationswerten dann in den Speicher 1410 zurückgeschrieben wird. Der Prozess wird fortgesetzt, bis eine Multipfad-Komponente eines anschließenden Pulses angetroffen wird, in diesem Fall die Multipfad-Komponente 1502a von Puls 1500. Die Muster-Steuerung 1300 von 13 steuert dann die Referenzwellenform-Datentabelle 1100, um eine geeignete Pulsform für die Korrelation mit der Multipfad-Komponente 1502a bereitzustellen, und nach dem Korrelationsbetrieb wird das Ergebnis dieser Korrelation in einer getrennten Menge von Speicherstellen innerhalb des Speichers 1410 zwischengespeichert, wobei diese Menge von Speicherstellen dem zweiten Puls zugewiesen wird. Der Korrelationsbetrieb für Multipfad-Komponenten des empfangenen Signals wird mit den teilweisen Korrelationsergebnissen, die in der Menge von Speicherstellen für entweder den ersten oder zweiten Puls als geeignet eingetragenen sind, fortgesetzt, wobei der Muster-Generator die Wellenform-Datentabelle steuert, um einen Referenzwellenform für die geeignete Multipfad-Komponente zu erzeugen. Auf diese Weise wird dann weiter im Beispiel von 15 eine Multipfad-Komponente 1500c des ersten Pulses mit dem teilweisen Korrelationswert, der aus dem Speicher 1410 für den ersten Puls gelesen und wieder im Speicher 1410 zwischengespeichert wurde, akkumuliert. In diesem Fall handelt es sich um den letzten verarbeiteten Multipfad-Komponentenpuls von 1500, obschon die akkumulierten Korrelationswerte im Speicher 1410 für den ersten Puls dann als vollständige Korrelationswerte berücksichtigt und vom Diskriminator 612 verarbeitet werden können. Das Signal, das angibt, dass die vollständige Menge von Multipfad-Komponenten korreliert wurde, wird von der Muster-Steuerung 1300 bereitgestellt, da diese Steuerung ermitteln kann, dass die letzte gespeicherte Multipfad-Komponente verarbeitet wurde. Die Korrelation von Puls 1502 wird jedoch mit der Multipfad-Komponente 1502b fortgesetzt, und wenn die erste Multipfad-Komponente eines dritten Pulses (nicht in Figur 1500a dargestellt) empfangen ist, steht die Menge von teilweisen Korrelationswerten, die vorherig für den Puls 1500 verwendet wurde (und welche nach Verarbeitung der vollständigen Korrelationswerte für den Puls 1500 durch den Diskriminator 612 gelöscht wurde) für das Akkumulieren von Korrelationswerten für diesen dritten Puls bereit.
15b zeigt diagrammatisch die Korrelation einer Multipfad-Komponente 1510a eines empfangenen UWB-Signalpulses 1510 mit einer Menge von Referenzpulsen 1512a, b, von welchen aus Gründen der Übersichtlichkeit nur zwei dargestellt sind. Die Referenzsignalpulse sind zu beiden Seiten der empfangenen Multipfad-Komponente 1510a zeitverschoben, und die Korrelation mit jedem dieser Referenzsignalpulse stellt, so wie schematisch im Schaubild 1514 gezeigt, einen Korrelationswert dar. Die Form dieser Kurve und die Höhe und Breite ihrer Spitze können sich abhängig vom empfangenen Signal und der Referenzsignalform ändern. In 15b ist eine Menge von (vollen) Korrelationswert-Ausgängen vom Speicher 1410 zum Diskriminator 612 auf Bus 1414 diagrammatisch durch ein Balkendiagramm 1516 veranschaulicht, bei welchem jeder Balken 1518 einen akkumulierten Korrelationswert für eine der verzögerten Typen des Referenzsignals der Multipfad-Komponente 1512 darstellt. Man kann sehen, dass die meisten der akkumulierten Korrelationswerte nahe an einem Pegel-Durchschnittswert 1520 liegen, aber einer der durch den Balken 1522 akkumulierten Werte ist signifikant anders als die anderen. Er stellt die wahrscheinlichste Pulsposition dar; die Balken 1524, 1526 zu seinen beiden Seiten stellen nächste höchstmögliche Pulspositionen dar. Der Balken 1522a ist signifikant größer als der Durchschnittswert 1520, der eine positive Korrelation (normaler Puls) anwendet, während der Balken 1522b einen Korrelationswert aufweist, der signifikant kleiner (mehr negativ) als der Durchschnittswert ist, was eine negative Korrelation bedingt, das heißt einen invertiert empfangenen Signalpuls im Vergleich mit der Referenz. Somit ist der Korrelator von 14b in der Lage, sowohl die wahrscheinliche Position (im Zeitverlauf) eines empfangenen Signalpulses als auch die Phase (normal oder invertiert) des Pulses mitzubestimmen und infolgedessen die Informationsdaten, die sowohl auf der Pulsposition und der Pulsphase gleichzeitig moduliert sind, mitzubestimmen. Der gleichzeitige Einsatz sowohl der Position als auch der Phase, um Informationsdaten zu codieren, verstärkt die informationsdatentragende Kapazität des Systems.
Im zuvor beschriebenen System wird der Korrelator zur Korrelation aufeinanderfolgender Multipfad-Komponenten von empfangenen Signalpulsen verwendet. Eine im Wesentlichen identische Anordnung lässt sich jedoch auch zum Akkumulieren von Verhältniswerten für die aufeinanderfolgende Übertragung von Impulsen, die dieselben Daten tragen, einsetzen. Anders gesagt können ein Sender und/oder ein Empfänger Redundanzmethoden nutzen, indem zwei oder mehr Sendepulse, die im Wesentlichen dieselben Daten tragen, am Empfänger verarbeitet werden, als ob sie lediglich Multipfad-Komponenten eines Einzelpulses wären. Dadurch wird die effektive Datenrate reduziert (Halbieren der Datenrate, wobei zwei Pulse anstatt eines Pulses zur Übertragung eines gegebenen Symbols empfangen werden, aber erhöht potentiell den Bereich eines Sendesystems, indem mehr Energie pro übertragenem Symbol bereitgestellt wird. Solch eine Anordnung kann auf adaptive Weise zur Anwendung kommen, indem da, wo die Übertragungsbedingungen schwierig oder an der Bereichsgrenze eines Systems sind, die Datenrate reduziert, aber die Zuverlässigkeit erhöht werden kann. Die Reduzierung der effektiven Datenrate lässt sich teilweise durch Erhöhung der Pulsfolgefrequenz kompensieren, vorausgesetzt, dass der Betrieb innerhalb der gewünschten regulatorischen Spektralhüllkurve bleibt; dies kann auch durch eine adaptive Steuerung die Sendeleistung unterstützt werden
Zweifellos werden dem Fachkundigen Alternativen einfallen. Es versteht sich, dass die Erfindung nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist und Abwandlungen umspannt, die dem Fachmann als im Rahmen der begleitenden Ansprüche ersichtlich sind.

Claims

UWB-Empfängersystem (UWB = Ultra-wideband = Ultrabreitband), umfassend: ein Empfänger-Frontend (504) für den Empfang eines UWB-Signals (1500, 1502), das eine Anzahl von Mulipfad-Komponenten aufweist, wobei das UWB-Signal eine Anzahl von Pulsen umfasst, wobei jeder Puls eine Anzahl von Multipfad-Komponenten aufweist und gekennzeichnet ist durch: einen digitalen Korrelator (514), der an das Empfänger-Frontend gekoppelt ist, um jede der Anzahl von UWB-Pulsen mit verschieden verzögerten Typen der Wellenform eines digitalen Referenzsignals (1100) von einem gemeinsamen Wellenformdatenspeicher zu korrelieren, und wobei die Wellenform des Referenzsignals einen Durchschnittswert aus einer Anzahl empfangener Signalpulse umfasst und eine Anzahl von Multipfad-Komponenten (1102) eines Pulses umfasst, und wobei der digitale Korrelator mindestens ein digitales Korrelatormodul (1400, 1402) umfasst, wobei ein Korrelatormodul zur Korrelation einer Anzahl von den Mehrpfad-Komponenten des Pulses mit der Wellenform des Referenzsignals konfiguriert ist.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Referenzsignalspeicher (1100), der an den Korrelator gekoppelt ist, um die Wellenform des digitalen Referenzsignals zu speichern.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 2, wobei die gespeicherte Wellenform des Referenzsignals ein Template eines Pulses umfasst, wobei das Template mindestens zwei im Wesentlichen zeitaufgelöste Mehrpfad-Komponenten des Pulses enthält.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 1, 2 oder 3, wobei das mindestens eine Korrelatormodul einen Akkumulator (1402; 1410) aufweist, um einen Korrelationswert für die Anzahl von Mehrpfad-Komponenten des Pulses zu akkumulieren.
UWB-Empfängersystem nach einem der vorherigen Ansprüche, umfassend eine Anzahl von Korrelatormodulen (1400, 1402), wobei jedes an das Empfänger-Frontend gekoppelt ist und jedes zur Korrelation einer Anzahl von Mehrpfad-Komponenten des Pulses mit der Wellenform des Referenzsignals bestimmt ist.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 5, wobei jedes Korrelatormodul eine Anzahl (1400) von Multipliziergeräten umfasst, die zum Empfang eines verschieden verzögerten UWB-Signalabtastwertes von dem Empfänger-Frontend konfiguriert sind, und jedes zum Empfang eines entsprechend verzögerten Abtastwertes der Wellenform des Referenzsignals konfiguriert sind, wobei die Multipliziergeräte an einen gemeinsamen Akkumulator (1402) gekoppelt sind.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Korrelatormodule jeweils einen verschieden verzögerten Anteil der Wellenform des Referenzsignals empfangen, und der ferner einen Wähler (612) umfasst, um einen oder mehr Korrelationsausgänge der Korrelatormodule zur weiteren Verarbeitung auszuwählen.
UWB-Empfängersystem nach einem der vorherigen Ansprüche, ferner umfassend einen Speicher (1410), der an das mindestens eine Korrelatormodul gekoppelt ist, um ein teilweises Korrelationsergebnis zu speichern und um ein gespeichertes teilweises Korrelationsergebnis an das Korrelatormodul bereitzustellen.
UWB-Empfängersystem nach Anspruch 8, ferner umfassend eine Steuerung (1300) zur Steuerung der Bereitstellung des Referenzsignals zum Korrelator, um die Korrelation mehrerer Mehrpfad-Komponenten von den aufeinanderfolgenden Pulsen in einem gemeinsamen Korrelatormodul zu verschachteln.
UWB-Emnpfängersystem nach Anspruch 8, ferner umfassend einen Multiplexer zum Zeitmultiplexing eines Korrelatormoduls, um Pulse, die Mehrpfad-Komponenten mit Zeitüberlappung aufweisen, durch Summieren teilweiser Korrelationen des UWB-Signals und der Wellenform des digitalen Referenzsignals zu korrelieren.
Verfahren zur Demodulation eines UWB-Signals (1500; 1502), das eine Anzahl von Mehrpfad-Komponenten aufweist, wobei das Verfahren umfasst: Empfangen einer Anzahl von UWB-Signalen, digitales Korrelieren der Anzahl von UWB-Signalen, die eine Anzahl von Mehrpfadkomponenten mit verschieden verzögerten Typen der Wellenform eines digitalen Referenzsignals (1100) von einem gemeinsamen Wellenformdatenspeicher aufweisen, wobei die Wellenform des Referenzsignals einen Durchschnittswert aus einer Anzahl empfangener Signalpulse umfasst und eine Anzahl von Mehrpfad-Komponenten des Pulses aufweist, um einen digitalen Korrelationswert bereitzustellen, der Korrelationszufügungen für die Mehrpfad-Komponenten aufweist, und Demodulieren des auf den digitalen Korrelationswert ansprechenden UWB-Signals.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Korrelieren die Korrelation des UWB-Signals mit einer Anzahl verzögerter Typen des Referenzsignals umfasst.
Verfahren nach Anspruch 11 oder 12, wobei das UWB-Signal eine Anzahl von Pulsen umfasst, die verschachtelte Multipfad-Komponenten haben, wobei das Verfahren ferner das Verschachteln des Korrelierens der Mehrpfad-Komponenten der UWB- und Referenzsignale umfasst, um einen Korrelationswert für jeden UWB-Signalpuls, der eine verschachtelte Mehrpfad-Komponente aufweist, zu ermitteln.
UWB-Referenzsignalspeicher (1100) für den Einsatz beim Korrelieren eines empfangenen UWB-Signals mit einem UWB-Referenzsignal, insbesondere für den Korrelator nach Anspruch 1 bis 13, wobei das UWB-Signal einen Puls umfasst, der eine Anzahl von Mehrpfad-Komponenten aufweist, wobei der Signalspeicher einen Speicher zur Speicherung des UWB-Referenzsignals umfasst, wobei der Speicher eine Anzahl von Ausgängen (1306; OUT1...n) aufweist, wobei jeder Ausgang eine Menge aufeinanderfolgender Abtastwerte des UWB-Pulses bereitstellt, wobei aufeinanderfolgende Ausgänge konfiguriert sind, um aufeinanderfolgend verzögerte Typen eines Pulses bereitzustellen.
UWB-Signalspeicher nach Anspruch 14, wobei die aufeinanderfolgend verzögerten Typen des Pulses sich zeitlich überlappen.
UWB-Referenzsignalspeicher nach Anspruch 14 oder 15, ferner umfassend eine Anzahl von Eingängen (1304) für den Speicher zum Schreiben einer Menge aufeinanderfolgender Abtastwerte eines UWB-Eingangsignals in den Speicher.
UWB-Referenzsignalspeicher nach einem der Ansprüche 14 bis 16, der zur Speicherung des UWB-Referenzsignals als eine Reihe von Pulsträgerteilen eines UWB-Signals konfiguriert ist, das Mehrpfad-Komponenten des Signals in Kombination mit einer oder mehreren Mehrpfad-Verzögerungen darstellt.
UWB-Referenzsignalspeicher nach Anspruch 17, ferner umfassend Mittel, um eine Multipfad-Komponente eines UWB-Signals zur Speicherung in dem Speicher zu lokalisieren.