DE60125513T2

DE60125513T2 - Induktives Schaltnetzteil mit verbessertem Wirkungsgrad

Info

Publication number: DE60125513T2
Application number: DE60125513T
Authority: DE
Inventors: Luca Fontanella
Original assignee: STMicroelectronics SRL; Hewlett Packard Co
Current assignee: STMicroelectronics SRL; HP Inc
Priority date: 2001-05-17
Filing date: 2001-05-17
Publication date: 2007-10-04
Anticipated expiration: 2021-05-18
Also published as: US6879135B2; DE60125513D1; EP1258976B1; EP1258976A1; US20020196003A1

Description

Die Erfindung betrifft einen schaltenden induktiven DC-DC-Konverter mit verbesserter Wirksamkeit.
Wie bekannt ist, erzeugen schaltende, induktive DC-DC-Konverter, die eine Verstärkungs- oder eine Spannungsbegrenzungs-Verstärkungs-Schaltungstopologie aufweisen, hohe Spannungen von einigen hundert Volt aus relativ niedrigen Eingangsspannungen von nur wenigen Volt unter Verwendung von induktiven Bauelementen, deren Laden und Entladen von aktiven Bauelementen gesteuert wird, die Steuertransistoren zum Aus- und Einschalten aufweisen.
Für eine ausführlichere Erörterung der schaltenden, induktiven DC-DC-Konverter eines Sperr- oder Verstärkungstyps siehe z.B. J. G. Kassakian, M. F. Schlecht, G. C. Verghese "Prinzipien der Leistungselektroniken", Addison Wesley.
Zu diesem Thema zeigt die 1 das Grundschaltungsdiagramm eines schaltenden, induktiven DC-DC-Konverters, der eine Verstärkungsschaltungstopologie aufweist.
Wie in dieser Figur dargestellt, weist der DC-DC-Konverter, der als Ganzes mit 1 bezeichnet ist, eine Spule 2, einen Steuertransistor 4 eines NMOS-Typs, eine Diode 6 und einen Kondensator 8 auf.
Insbesondere weist die Induktivität 2 einen ersten Anschluss, der mit einer Versorgungsleitung 10 auf einer Versorgungsspannung V_A verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einem Drain-Anschluss des Steuertransistors 4 verbunden ist, welcher einen Source-Anschluss, der mit einer Masseleitung 12 auf einer Massenspannung V_GND verbunden ist, und einen Gate-Anschluss aufweist, der ein Steuersignal C empfängt.
Der zweite Anschluss der Induktivität 2 bildet gemeinsam mit dem Drain-Anschluss des Steuertransistors 4 einen Zwischenknoten 14, an dem eine Zwischenspannung V_I anliegt, deren Wert mit der Induktivität der Spule 2 und dem Strom, der in der Spule 2 fließt, korreliert.
Die Diode 6 weist einen Anodenanschluss, der mit dem Zwischenknoten 14 verbunden ist, und einen Kathodenanschluss auf, der mit einem ersten Anschluss des Kondensators 8 verbunden ist, dessen zweiter Anschluss mit der Masseleitung 12 verbunden ist.
Der Kathodenanschluss der Diode 6 bildet gemeinsam mit dem ersten Anschluss des Kondensators 8 einen Ausgangsknoten 16 des DC-DC-Konverters 1 und liefert eine höhere Ausgangsspannung V_H als die Versorgungsspannung V_A.
Kurz gesagt wird der Steuertransistor 4 mit einer vorbestimmten Frequenz ein/ausgeschaltet, die Schaltfrequenz genannt wird; wenn der Steuertransistor 4 eingeschaltet ist, fließt ein Strom zwischen der Versorgungsleitung 10 und der Masseleitung 12 durch die Spule 2, die elektrische Energie speichert, die mit dem Einschaltintervall des Steuertransistors 4 korreliert; wenn der Steuertransistor 4 stattdessen ausgeschaltet ist, fließt Strom zwischen der Spule 2, der Diode 6 und dem Kondensator 8, daher wird elektrische Energie, die in der Spule 2 gespeichert ist, abgesehen von einigen Verlusten auf den Kondensator 8 übertragen.
Darüber hinaus muss ausreichend elektrische Energie in der Spule gespeichert sein, bevor der Steuertransistor 4 ausgeschaltet werden kann, um die Ersatz-Streukapazität, die von dem Zwischenknoten 14 "gesehen wird", derart auf einen Wert aufzuladen, dass die Spannung V_I des Zwischenknotens 34 und daher die Ausgangsspannung V_H auf den gewünschten Wert V_O gebracht wird. Mathematisch ausgedrückt wird dies durch die folgende Ungleichung dargestellt:
wobei I der Strom ist, der in der Spule 2 fließt, wenn der Steuertransistor 4 eingeschaltet ist, C_P die Ersatz-Streukapazität ist, die von dem Zwischenknoten 14 gesehen wird, der erste Term der Ungleichung die elektrische Energie darstellt, die notwendig ist, um die Ersatz-Streukapazität C_P aufzuladen, und der zweite Term der Ungleichung die elektrische Energie darstellt, die in der Spule 2 gespeichert ist.
Wie anhand der obigen Ungleichung zuerkennen ist, ist es notwendig, um Ausgangsspannungen V_H von einigen hundert Volt zu erreichen, einen entschieden hohen elektrischen Strom, leicht von einigen Ampere, in der Spule 2 zum Fließen zu bringen, was folglich eine Reihe von Problemen verursacht, die dem Fachmann gut bekannt sind, deren Lösung beträchtliche Schwierigkeiten beim Planen und auf der Schaltungsebene mit sich bringt.
Außer den Problemen, die von dem hohen Wert des verwendeten Stroms herrühren, haben schaltende, induktive DC-DC-Konverter des oben beschriebenen Typs den weiteren Nachteil, dass sie nur eine verstärkte Spannung liefern können, sodass, wenn viele unterschiedliche verstärkte Spannungen gefordert werden, es notwendig ist, auf viele unterschiedliche Spulen oder auf Spulen mit vielen Wicklungen, eine für jede benötigte verstärkte Spannung, zurückzugreifen, und dies bringt einen beträchtlichen Platzverbrauch mit sich.
Ähnliche Probleme können auch bei schaltenden, induktiven DC-DC-Konvertern gefunden werden, die eine Schaltungstopologie des Spannungsbegrenzungs-Verstärkungstyps aufweisen, welcher sich von den Verstärkungstypen im Wesentlichen darin unterscheiden, dass die Positionen der Spule und des Steuertransistors vertauscht werden, d.h. die Spule mit der Masseleitung verbunden ist, während der Steuertransistor mit der Versorgungsleitung verbunden ist.
In 2 ist ein schaltender, induktiver DC-DC-Konverter gezeigt, welcher die beschriebenen Nachteile überwindet.
Der DC-DC-Konverter, der im Ganzen mit 20 bezeichnet wird, weist eine Spule 22, einen Steuertransistor 24 und eine Spannungsmultiplikations- oder Verstärkungsschaltung 25 auf.
Insbesondere weist die Spule 22 einen ersten Anschluss, der mit einer Versorgungsleitung 30 bei einer Versorgungsspannung V_A verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einem Drain-Anschluss des Steuertransistors 24 verbunden ist, welcher einen Source-Anschluss, der mit einer Masseleitung 32 auf einer Massespannung V_GND verbunden ist, und einen Gate-Anschluss aufweist, der ein Steuersignal C empfängt.
Der zweite Anschluss der Spule 22 bildet zusammen mit dem Drain-Anschluss des Steuertransistors 24 einen ersten Zwischenknoten 34, der eine Zwischenspannung V_I liefert, deren Wert mit der Induktivität der Spule 22 und dem Strom korreliert, der in der Spule 22 fließt.
Die Spannungsmultiplikationsschaltung 25 weist drei Spannungsmultiplikationsstufen eines kapazitiven Typs auf, die stufenförmig verbunden sind und mit 26.1, 26.2 bzw. 26.3 bezeichnet werden.
Die Spannungsmultiplikationsstufen 26.1-26.3 weisen den gleichen Schaltungsaufbau auf und jede weist einen Verstärkungskondensator, der mit 36.1, 36.2 bzw. 36.3 bezeichnet wird; einen Filterkondensator, der mit 38.1, 38.2 bzw. 38.3 bezeichnet wird; und eine erste und eine zweite Diode auf, die mit 40.1, 40.2, 40.3 bzw. mit 42.1, 42.2, 42.3 bezeichnet werden.
Insbesondere weist jeder Verstärkungskondensator 36.1-36.3 einen ersten Anschluss, der mit dem Zwischenknoten 34 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einem zweiten Zwischenknoten verbunden ist, der mit 44.1, 44.2 bzw. 44.3 bezeichnet wird, der mit einem Anodenanschluss der entsprechenden ersten Diode 40.1-40.3 und einem Kathodenanschluss der entsprechenden zweiten Diode 42.1-42.3 verbunden ist.
Der Kathodenanschluss jeder entsprechenden ersten Diode 40.1-40.3 ist mit einem ersten Anschluss des entsprechenden Filterkondensators 38.1-38.3 verbunden und bildet zusammen mit ihm einen Ausgangsknoten des DC-DC-Konverters 1, der mit 46.1, 46.2 bzw. 46.3 bezeichnet wird, der eine Ausgangspannung V_H1, V_H2, V_H3 liefert und mit einer entsprechenden Last 50.1, 50.2, 50.3 verbunden ist.
Ferner ist der Anodenanschluss der zweiten Diode 42.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.1 mit der Masseleitung 32 verbunden; der Anodenanschluss der zweiten Diode 42.2 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2 ist mit dem Ausgangsknoten 46.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.1 verbunden; und der Anodenanschluss der zweiten Diode 42.3 der dritten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.3 ist mit dem Ausgangsknoten 46.2 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2 verbunden.
Schließlich ist der zweite Anschluss des Filterkondensators 38.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.1 mit der Masseleitung 32 verbunden; der zweite Anschluss des Filterkondensators 38.2 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2 ist entweder mit der Masseleitung 32 oder mit dem Ausgangsknoten 46.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.1 verbunden, wie es in 2 mit einer gestrichelten Linie schematisch dargestellt ist; und der zweite Anschluss des Filterkondensators 38.3 der dritten kapazitiven Verstärkungsstufe 26.3 ist entweder mit der Masseleitung 32 oder dem Ausgangsknoten 46.2 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2 verbunden, wie es in der 2 mit einer gestrichelten Linie schematisch dargestellt ist.
Insbesondere sind die zweiten Anschlüsse des Filterkondensators 38.2, 38.3 der zweiten und der dritten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2, 26.3 entweder mit der Masseleitung 32 oder mit dem Ausgangsknoten 46.1, 46.2 der ersten bzw. der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2, 26.3 in Abhängigkeit von der speziellen Anwendung, für die der DC-DC-Konverter 20 vorgesehen ist, irreversibel verbunden, wie unten besser erklärt wird, und diese Wahl wird ein für alle Mal während des Herstellungsstadiums des DC-DC-Konverters 20 durchgeführt.
Der Betrieb des DC-DC-Konverters 20 ist wie folgt.
Der Steuertransistor 24 wird mit einer vorbestimmten Schaltfrequenz ein- und ausgeschaltet; wenn der Steuertransistor 24 eingeschaltet ist, wird elektrische Energie, die mit der Einschaltzeit des Steuertransistors 24 korreliert, in der Spule 22 gespeichert, während, wenn der Steuertransistor 24 ausgeschaltet ist, die elektrische Energie, die in der Spule 22 gespeichert ist, mit Ausnahme von irgendwelchen Verlusten an die Filterkondensatoren 38.1-38.3 übertragen wird, was ein Ansteigen der Spannung an den Anschlüssen verursacht.
Insbesondere da die Anodenanschlüsse der erste Dioden 42.2 und 42.3 der zweiten und der dritten kapazitiven Multiplikationsstufen 26.2, 26.3 mit dem Ausgangsknoten 46.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.1 bzw. mit dem Ausgangsknoten 46.3 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 26.2 verbunden sind, hängt die Spannung des zweiten Zwischenknotens 44.2 nicht nur von der Zwischenspannung V_I des ersten Zwischenknotens 34 ab, sondern auch von der Spannung des zweiten Zwischenknotens 44.1 ab, ebenso wie die Spannung des dritten Zwischenknotens 44.3 sowohl von der Zwischenspannung V_I des ersten Zwischenknotens 34 als auch von den Spannungen der zweiten Zwischenknoten 44.1 und 44.2 abhängt.
In den DC-DC-Konvertern 20 kann daher die Ausgangsspannung V_H1 höchstens einen Wert erreichen, der dem Maximalwert entspricht, der von der Zwischenspannung V_I angenommen wird, kann die Ausgangsspannung V_H2 einen Wert erreichen, der dem doppelten der Ausgangsspannung V_H1 entspricht, und kann die Ausgangsspannung V_H3 einen Wert erreichen, der dem dreifachen der Ausgangsspannung V_H1 entspricht.
Beispielsweise ist es mit dem DC-DC-Konverter 20 möglich, durch Laden der Spule 22, sodass die Zwischenspannung V_I einen Wert von 100 Volt aufweist, sowohl eine Ausgangsspannung V_H2 von 200 Volt als auch eine Ausgangsspannung V_H3 von 300 Volt zu erhalten.
Allgemein ist bei n Spannungsmultiplikationsstufen, die, wie oben beschrieben, stufenförmig verbunden sind und einander gleichen, die maximale Ausgangsspannung, d.h. die Spannung an dem Ausgangsknoten der n-ten kapazitiven Multiplikationsstufe, gleich dem n-fachen des Maximalwerts der Zwischenspannung V_I.
Während die Ausgangsspannung die gleiche bleibt, (mit Bezug auf die DC-DC-Konverter, die vorher mit Bezug auf die 1 beschrieben wurden), erlaubt dies, dass die Ungleichung (1) wie folgt umgeschrieben wird:
welche, wenn sie nach der Variablen I aufgelöst wird, zeigt, wie der elektrische Strom, der notwendig ist, um die Streukapazität C_P zu laden, die dem ersten Zwischenknoten 34 zugeordnet ist, im Vergleich zu dem, der in DC-DC-Konvertern ohne kapazitive Multiplikatoren notwendig ist, um einen Faktor n mit einer daraus folgenden beträchtlichen Reduktion der anfangs beschriebenen Probleme beim Planen und auf der Schaltungsebene reduziert wird, welche von dem hohen Wert der zugehörigen Ströme herrühren.
Ferner ist, wenn die Filterkondensatoren 38.2 und 38.3 mit der Masseleitung 32 verbunden sind, die Spannung an ihren Anschlüssen das Zweifache bzw. das Dreifache der Zwischenspannung V_I, während, wenn sie mit den Ausgangsknoten 46.1 bzw. 46.2 verbunden sind, die Spannung an ihren Anschlüssen gleich der Zwischenspannung V_I ist. Dadurch ermöglicht die Verbindung dieser Filterkondensatoren mit den Ausgangsknoten der vorangehenden Spannungsmultiplikationsstufe eine Reduzierung der maximalen Spannung der Filterkondensatoren um einen Faktor n, wodurch eine weniger kostenintensive Fertigungstechnologie aufgrund der geringeren Mengen- und der geringeren Isolierungsprobleme verwendet werden kann.
Die Entscheidung, die Filterkondensatoren mit der Masseleitung anstatt mit den Ausgangsknoten der vorangehenden Spannungsmultiplikationsstufen in der Kaskade zu verbinden, hängt daher von der Anwendung ab, für die der DC-DC-Konverter 20 gedacht ist, insbesondere hängt sie von Beschränkungen des gesamten Platzverbrauchs auf dem Silizium auf dem DC-DC-Konverter ab.
Obwohl weithin verwendet, weist der DC-DC-Konverter einen Nachteil auf, dass er keine ausreichende Ausnutzung davon ermöglicht.
Insbesondere können die Ausgangsspannungen V_H1, V_H2, V_H3 auf sogar ziemlich signifikante Weise variieren, wenn die Lasten 50.1, 50.2, 50.3, die mit den Ausgangsknoten 46.1, 46.2, 46.3 verbunden sind, variieren.
EP-A-0 647 011 offenbart eine Hochspannungsversorgung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1, aufweisend zwei Verdopplungsgleichrichterschaltungen, die zwei Ausgangsspannungen liefern, die den gleichen Wert aufweisen, aber vertauschte Polaritäten aufweisen. Die zwei Gleichrichterschaltungen können somit nur abwechselnd arbeiten, um an dem Ausgang entweder eine positive oder eine negative Spannung zu liefern.
Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht darin, einen schaltenden induktiven DC-DC-Konverter zu schaffen, welcher die bei DC-DC-Konvertern gemäß dem Stand der Technik erreichbare Leitung verbessert.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein induktiver DC-DC-Konverter mit einer Schaltung mit verbessertem Wirkungsgrad geschaffen, wie er in Anspruch 1 definiert ist.
Für ein besseres Verständnis der Erfindung wird jetzt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel bloß als Beispiel ohne Beschränkung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei:
1 ein Schaltbild eines schaltenden, induktiven DC-DC-Konverters des Standes der Technik mit Verstärkungsschaltungstopologie zeigt;
2 einen Schaltplan eines unterschiedlichen schaltenden, induktiven DC-DC-Konverters des Standes der Technik mit Verstärkungsschaltungstopologie zeigt;
3 einen Schaltplan eines schaltenden, induktiven DC-DC-Konverters mit Verstärkungsschaltungstopologie zeigt, der gemäß der vorliegenden Erfindung realisiert ist.
3 zeigt einen induktiven DC-DC-Konverter 100 des Schaltungstyps gemäß der vorliegenden Erfindung. Ausführlicher weist der induktive DC-DC-Konverter 100 eine Spule 101, einen Steuertransistor 102 und einen Spannungsmultiplikations- oder Verstärkungsschaltkreis 103 auf.
Insbesondere weist die Spule 101 einen ersten Anschluss, der mit einer Versorgungsleitung 104 bei einer Versorgungsspannung V_A verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einem Drain-Anschluss des Steuertransistors 102 verbunden ist, welcher einen Source-Anschluss, der mit einer Masseleitung 105 bei einer Massespannung V_GND verbunden ist, und einen Gate-Anschluss aufweist, der ein Steuersignal C empfängt.
Der zweite Anschluss der Spule 101 definiert zusammen mit dem Drain-Anschluss des Steuertransistors 102 einen ersten Zwischenknoten 106, der eine Zwischenspannung V_I liefert, deren wert mit der Induktivität der Spule 101 und dem Strom, der in der Spule 101 fließt, korreliert ist.
Die Spannungsmultiplikationsschaltung 103 wird von zwei Spannungsmultiplikationsstufen 107.1, 107.2 des kapazitiven Typs, die stufenförmig verbunden sind, gebildet.
Die Spannungsmultiplikationsstufen 107.1, 107.2 weisen die gleiche Schaltungsstruktur auf und jede weist eine Mehrzahl von Verstärkungsabzweigungen (vier davon sind in 3 gezeigt und mit 108.1, 108.2, 108.3, 108.4 bzw. mit 109.1, 109.2, 109.3, 109.4 bezeichnet) und einen Filterkondensator 110.1, 110.2 auf.
Insbesondere weist jede Verstärkungsabzweigung 108.1-108.4, 109.1-109.4 einen Verstärkungskondensator 111.1, 111.2, 111.3, 111.4 bzw. 112.1, 112.2, 112.3, 112.4, eine erste Diode 113.1, 113.2, 113.3, 113.4 bzw. 114.1, 114.2, 114.3, 114.4 und eine zweite Diode 115.1, 115.2, 115.3, 115.4 bzw. 116.1, 116.2, 116.3, 116.4 auf. Im Detail weist jede Verstärkungsabzweigung 108.1-108.4, 109.1-109.4 einen ersten Anschluss, der mit dem Zwischenknoten 106 verbunden ist, und einen zweiten Anschluss auf, der mit einem zweiten Zwischenknoten verbunden ist, der mit 117.1, 117.2, 117.3, 117.4 bzw. mit 118.1, 118.2, 118.3, 118.4 bezeichnet wird, der mit einem Anodenanschluss der zugehörigen ersten Diode 113.1-113.4 bzw. 114.1-114.4 und einem Kathodenanschluss der zugehörigen zweiten Diode 115.1-115.4 bzw. 116.1-116.4 verbunden ist.
Der Kathodenanschluss jeder ersten Diode 113.1-113.4 bzw. 114.1-114.4 ist mit einem ersten Anschluss des zugehörigen Filterkondensators 110.1, 110.2 verbunden und bildet zusammen mit ihm einen entsprechenden Ausgangsknoten des DC-DC-Konverters 1, der mit 119.1 bzw. 119.2 bezeichnet wird, der eine Ausgangsspannung liefert, die mit V_H1 für die erste Spannungsmultiplikationsstufe 107.1 bzw. mit V_H2 für die zweite Spannungsmultiplikationsstufe 107.2 bezeichnet wird. Eine Last 120.1, 120.2 ist mit dem Ausgangsknoten 119.1 bzw. 119.2 verbunden.
Ferner sind die Anodenanschlüsse der zweiten Dioden 115.1-115.4 der ersten Spannungsmultiplikationsstufe 107.1 durch zugehörige Schalter 121.1, 121.2, 121.3, 121.4 mit der Masseleitung 105 verbunden, während die Anodenanschlüsse der zweiten Dioden 116.1-116.4 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.2 mit dem Ausgangsknoten 119.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.1 durch zugehörige Schalter 122.1, 122.2, 122.3, 122.4 verbunden sind.
Die Schalter 121.1-121.4 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.1 werden von entsprechenden Schließsignalen S1, S2, S3, S4, die von einer ersten Steuerschaltung 123.1 erzeugt werden, gesteuert, die einen Eingangsanschluss aufweist, der die Ausgangsspannung V_H1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.1 empfängt. Ebenso werden die Schalter 122.1-122.4 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.2 von zugehörigen Schließsignalen S5, S6, S7, S8 gesteuert, die von einer zweiten Steuerschaltung 123.2 erzeugt werden, die einen Eingangsanschluss aufweist, der die Ausgangsspannung der zweiten Spannungsmultiplikationsstufe 107.2 empfängt.
Schließlich ist der zweite Anschluss des Filterkondensators 110.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.1 mit der Masseleitung 105 verbunden, während der zweite Anschluss des Filterkondensators 110.2 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.2 entweder mit der Masseleitung 105 oder dem Ausgangsknoten 119.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.1 verbunden ist, wie es schematisch in 3 mit einer gestrichelten Linie dargestellt ist.
Alternativ können die Schalter 121.1-121.4 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.1 zwischen den Kathodenanschlüssen der ersten Dioden 113.1-113.4 und dem Ausgangsknoten 119.1 der ersten kapazitiven Multiplikationsstufe selbst angeordnet sein, während die Schalter 122.1-122.4 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe 107.2 zwischen den Kathodenanschlüssen der zweiten Dioden 114.1-114.4 und dem Ausgangsknoten 119.2 der zweiten kapazitiven Multiplikationsstufe angeordnet sein können.
Der Betrieb des DC-DC-Konverters 100 ist ähnlich dem Betrieb des DC-DC-Konverters 20 in 2, sodass er nicht wiederholt wird. Es wird nur betont, dass in dem DC-DC-Konverter 100 die Zahl der aktiven Verstärkungsverzweigungen 108.1-108.4, 109.1-109.4 entsprechend der Energie festgelegt wird, die von den Lasten 120.1, 120.2 gefordert wird.
Da die Energie, die von den Lasten 120.1, 120.2 gefordert wird, eine monotone wachsende Funktion sowohl der Schaltungsfrequenz als auch der Kapazitäten der Verstärkungskondensatoren 111.1-111.4, 112.1-112.4 ist, wird die Energie, die zu den Lasten 120.1, 120.2 übertragen werden kann, tatsächlich auch erhöht, wenn die Anzahl der Verstärkungskondensatoren 111.1-111.2, 112.1-112.4, die zwischen den ersten Zwischenknoten 106 und den zweiten Zwischenknoten 117.1-117.4, 118.1-118.4 geschaltet sind, erhöht wird.
Die Steuerschaltungen 123.1, 123.2 erfassen daher die Werte der Ausgangsspannungen V_H1, V_H2 an den Ausgangsknoten 119.1, 119.2 und erzeugen dementsprechend die Schließsignale der Schalter 121.1-121.4, 122.1-122.4.
Zum Beispiel sind in 3 die Kapazitäten, die zu jedem Verstärkungskondensator 111.1-111.4, 112.1-112.4 gehören, im Binärmodus eingeschaltet. Auf diese Weise ist es möglich, die Energie, die von jeder Last 120.1, 120.2 gefordert wird, mit einem minimalen Anstieg von 1/2ⁿ mit n = 4 zu übertragen.
Ferner ist es möglich, n Multiplikationskondensatoren in dem DC-DC-Konverter 100 zu haben, um eine größere Präzision zu erreichen.
Die Vorteile der DC-DC-Konverterschaltung gemäß der Erfindung sind anhand des obigen klar verständlich. Insbesondere wird betont, dass sie eine beträchtliche Verminderung des Verlusts der Energie ermöglicht, die an die Lasten übertragen wird, wodurch der Wirkungsgrad mit Bezug auf die Lösungen des Standes der Technik beträchtlich gesteigert wird.
Schließlich ist es klar, dass Modifikationen und Änderungen an dem beschriebenen Konverter ohne Abweichen von dem Bereich der vorliegenden Erfindung, wie er von den beigefügten Ansprüchen definiert wird, vorgenommen werden können.

Claims

Schaltender, induktiver DC-DC-Konverter (100), aufweisend: induktive Mittel (101), die durch erste gesteuerte Schaltmittel (102) zwischen einen ersten und einen zweiten Anschluss (104, 105) auf einem ersten, bzw. auf einem zweiten Potential (V_A, V_GND) geschaltet sind; Spannungsmultiplikationsmittel (107.1, 107.2), aufweisend einen Eingang der mit einem Zwischenknoten (106) verbunden ist, zwischen die induktiven Mittel (101) und die ersten gesteuerten Schaltmittel (102) und mindestens einen Ausgang (119.1, 119.2) geschaltet ist, der ein Ausgangspotential (V_H1, V_H2) liefert, das einem Zwischenpotential (V_I) des Zwischenknotens (106) entspricht, wobei die Spannungsmultiplikationsmittel (107.1, 107.2) eine Mehrzahl von selektiv verbindbaren Verstärkerabzweigungen (108.1-108.4, 109.1-109.4) aufweisen, die zwischen den Zwischenknoten (106) und den Ausgang (119.1, 119.2) parallel gekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkerabzweigungen die gleiche Schaltungsstruktur aufweisen.
Schaltender, induktiver DC-DC-Konverter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass jede Verstärkungsabzweigung (108.1-108.4, 109.1-109.4) kapazitive Eingangsmittel aufweist, die zwischen den Zwischenknoten (106) und einen ersten Knoten (117.1-117.4, 118.1-118.4) geschaltet sind; zweite Schaltmittel (113.1-113.4, 114.1-114.4), die zwischen den ersten Knoten (117.1-117.4, 118.1-118.4) und den Ausgang der Spannungsmultiplikationsmittel gekoppelt sind; dritte Schaltmittel (115.1-115.4, 116.1-116.4), die zwischen den ersten Knoten (117.1-117.4, 118.1-118.4) und einen zweiten Knoten (105, 119.1) gekoppelt sind; vierte gesteuerte Schaltmittel (121.1-121.4, 122.1-122.4), die entweder zwischen die zweiten Schaltmittel (113.1-113.4; 114.1-114.4) und den Ausgang (119.1, 119.2) oder zwischen die dritten Schaltmittel (115.1-115.4, 116.1-116.4) und den zweiten Anschluss (105) gekoppelt sind.
Schaltender, induktiver DC-DC-Konverter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweiten Schaltmittel aller Verstärkungsabzweigungen (108, 109) erste unidirektionale Schaltmittel (113.1-113.4, 114.1-114.4) aufweisen, die Strom in derselben Richtung leiten, und dass die dritten Schaltmittel aller Verstärkungsabzweigungen zweite Schaltmittel (115.1-115.4, 116.1-116.4) aufweisen, die Strom in derselben Richtung leiten.
Schaltender, induktiver DC-DC-Konverter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten unidirektionalen Schaltmittel eine erste Diode (113.1-113.4, 114.1-114.4) aufweisen und dass die zweiten unidirektionalen Schaltmittel eine zweite Diode (115.1-115.4, 116.1-116.4) aufweisen.
Schaltender, induktiver DC-DC-Konverter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Diode (113.1-113.4, 114.1-114.4) einen Anodenanschluss aufweist, der mit dem ersten Knoten (117.1-117:4, 118.1-118.4) verbunden ist, und einen Kathodenanschluss aufweist, der an den Ausgang (119.1, 119.2) der Spannungsmultiplikationsmittel (107.1, 107.2) gekoppelt ist; und dass die zweite Diode (115.1-115.4, 116.1 -116.4) einen Anodenanschluss aufweist, der mit dem zweiten Knoten (105, 119.1) verbunden ist, und einen Kathodenanschluss aufweist, der mit dem ersten Knoten (117.1-117.4, 118.1-118.4) gekoppelt ist.
Schaltender, induktiver DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 2-5, dadurch gekennzeichnet, dass die vierten gesteuerten Schaltmittel (121.1-121.4, 122.1-122.4) durch Steuermittel (124.1, 124.2) betätigt werden, die entsprechende Schließsignale (S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7, S8) erzeugen.
Schaltender induktiver DC-DC-Konverter nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel (123.1, 123.2) das Ausgangspotential (V_H1, V_H2) abtasten und dementsprechend die Schließsignale (S1-S8) erzeugen.
Schaltender induktiver DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 2-7, dadurch gekennzeichnet, dass die Kapazitäten der kapazitiven Eingabemittel (111, 112) in Binärcode gewichtet werden.
Schaltender induktiver DC-DC-Konverter nach einem der Ansprüche 2-8, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannungsmultiplikationsmittel (107.1, 107.2) zwei Spannungsmultiplikationsstufen aufweisen, die den gleichen Aufbau aufweisen und in Kaskaden geschaltet sind.