DE60125413T2

DE60125413T2 - Spitzenleistungs- und hüllkurvenbetragsregler und cdma-sender mit solchen reglern

Info

Publication number: DE60125413T2
Application number: DE60125413T
Authority: DE
Inventors: N. Neil Stittsville MCGOWAN
Original assignee: Nortel Networks Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 2000-12-05
Filing date: 2001-11-29
Publication date: 2007-10-04
Anticipated expiration: 2021-11-30
Also published as: CN1552131A; EP1350341A2; US20010000456A1; DE60125413D1; EP1350341B1; CN100336313C; CA2431248A1; AU2002221402A1; WO2002047287A2; ATE349111T1; WO2002047287A3; CA2431248C; US6931053B2

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf die Leistungsregelung und insbesondere auf die Spitzenleistungs-Regelung.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die Verwendung der Codemultiplex-Vielfachzugriffs-(CDMA-) Technologie nimmt bei drahtlosen Anwendungen, wie zum Beispiel zellularen und persönlichen Kommunikationssystemen (PCS) zu. Ihre Nutzung wird weiterhin von Bedeutung sein, weil die CDMA-Technologie in neuen Normen enthalten ist, wie zum Beispiel dem Direktspreiz-(DS-) CDMA-Kommunikationssystem der dritten Generation (3G) das derzeit definiert wird. In CDMA-Technologien nutzen mehrere Nutzer und/oder mehrere Datenströme von jedem Benutzer, die jeweils Information auf einem unterschiedlichen Codekanal senden, den gleichen Frequenzkanal, der nachfolgend als ein Träger bezeichnet wird, gemeinsam. Weiterhin können CDMA-Sender auch mehrere Träger verwenden, und daher nutzen mehrere CDMA-Träger den gleichen Leistungsverstärker und andere Komponenten innerhalb eines bestimmten Senders. Diese gemeinsame Nutzung von Trägern zwischen den Benutzern und/oder die gemeinsame Nutzung von Leistungsverstärkern und anderen Komponenten durch die Träger bewirkt, dass zusammengesetzte Signale ein hohes Spitzen-zu Durchschnitts-Leistungsverhältnis (PAPR) haben, das von diesen Bauteilen verarbeitet werden muss. In dem 3G DS-CDMA-Normen nutzen mehrere Codekanäle den gleichen Träger, in 3G Mobilstationen. Entsprechend werden ähnlich wie bei einer Basisstation zusammengesetzte Signale mit einem möglicherweise hohen PAPR-Wert als Eingangssignal an die Leistungsverstärker von 3G-Mobilstationen geliefert.
Um die Anforderungen an Emissionen außerhalb des Bandes zu erfüllen, müssen ein Leistungsverstärker und andere Bauteile bei diesem hohen PAPR-Eingang eine gute Linearität über einen großen dynamischen Bereich ergeben. Dies macht den Leistungsverstärker zu einem der aufwendigsten Komponenten innerhalb des Kommunikationssystems. Das hohe PAPR bedeutet weiterhin, dass der Leistungsverstärker-Betrieb einen geringen Leistungswirkungsgrad hat. Wenn der 3G-DS-CDMA-Fall betrachtet wird, so verringert der niedrige Leistungswirkungsgrad die Batterie-Lebensdauer für 3G-Mobilstationen.
Es ist daher eine Vorrichtung erforderlich, die das PAPR von CDMA-Signalen verringern kann, die als Eingangssignal an Leistungsverstärker geliefert werden. Eine derartige Vorrichtung sollte die Spitzenwerte der zusammengesetzten Eingangssignale verringern, sodass ein weniger aufwendiger Leistungsverstärker verwendet werden, wobei die Emissionen außerhalb des Bandes immer noch vollständig kontrolliert werden. Diese Vorrichtung sollte weiterhin relativ wenig aufwendig sein, und irgendeine Beeinträchtigung hinsichtlich der Inband-Signalqualität sollte innerhalb eines annehmbaren Bereiches liegen.
Das Dokument WO-A-0033477 beschreibt Spitzenleistungs- und Hüllkurven-Amplituden-Regler für CDMA-Sender.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf Spitzenleistungs- und Hüllkurven-Amplituden-Regler gerichtet, die vorzugsweise in einem Codemuliplex-Vielfachzugriffs-(CDMA-) Sender wirken. Diese Regler werden so betrieben, dass Spitzenleistungs-Spitzen in Eingangssignalen verringert werden, Emissionen außerhalb des Bandes kontrolliert werden, und die Inband-Signalqualität innerhalb einer annehmbaren Beeinträchtigung gehalten wird.
Die vorliegende Erfindung ist gemäß einem ersten allgemeinen Gesichtspunkt ein Spitzenleistungs-Regler, dem als Eingang zumindest ein Eingangssignal zugeführt wird und der zumindest ein Ausgangssignal abgibt, das dem Eingangssignal entspricht. Der Leistungsregler besteht bei diesem Gesichtspunkt aus einer ersten und einer zweiten Verzögerungseinrichtung, einer Leistungs-Abschätzeinrichtung, einem Skalierungsfaktor-Generator, einem Überschussleistungs-Korrektur-Generator, einer Filtereinrichtung und einer Überschussleistungs-Beseitungsvorrichtung. Die ersten und zweiten Verzögerungseinrichtungen erzeugen erste und zweite verzögerte Signale, die dem Eingangssignal entsprechen. Die Leistungs-Abschätzeinrichtung erzeugt unter Verwendung des Eingangssignals ein dem Eingangssignal entsprechendes Gesamt-Eingangssignal. Der Skalierungsfaktor-Generator erzeugt einen Skalierungsfaktor unter Verwendung des Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignals und eines maximal annehmbaren Leistungssignals. Der Überschussleistungs-Korrektur-Generator verwendet den Skalierungsfaktor und das erste verzögerte Signal, um ein Überschussleistungs-Korrektursignal zu erzeugen. Die Filtereinrichtung filtert das Überschussleistungs-Korrektursignal zur Erzeugung eines gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignals. Und die Überschussleistungs-Beseitungsvorrichtung verwendet das gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignal und das zweite verzögerte Signal, um das Ausgangssignal zu erzeugen.
Gemäß einem zweiten weiten Gesichtspunkt ist die vorliegende Erfindung ein Hüllkurven-Größen-Regler, der als Eingang zumindest ein IF-(Zwischenfrequenz-) Eingangssignal empfängt und zumindest ein IF-Ausgangssignal abgibt, das dem IF-Eingangssignal entspricht. Bei diesem Gesichtspunkt schließt der Hüllkurven-Größen-Regler erste und zweite Verzögerungseinrichtungen, eine Hüllkurven-Größen-Abschätzeinrichtung, einen Skalierungsfaktor-Generator, einen Überschussleistungs-Korrektur-Generator, eine Filtereinrichtung und eine Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung ein. Der Hüllkurven-Größen-Regler erzeugt erste und zweite verzögerte IF-Signale, die dem IF-Eingangssignal entsprechen. Die Hüllkurven-Größen-Abschätzeinrichtung erzeugt unter Verwendung des IF-Eingangssignals ein Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal, das dem IF-Eingangssignal entspricht. Der Skalierungsfaktor-Generator erzeugt einen Skalierungsfaktor unter Verwendung des Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignals und eines maximal annehmbaren Hüllkurven-Größen-Signals. Der Überschussleistungs-Korrektur-Generator verwendet den Skalierungsfaktor und das erste verzögerte IF-Signal zur Erzeugung eines Überschussleistungs-Korrektur-Signals. Die Filtereinrichtung filtert das Überschussleistungs-Korrektur-Signal zur Erzeugung eines gefilterten Überschussleistungs-Korrektur-Signals. Und die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung verwendet das gefilterte Überschussleistungs-Korrektur-Signal und das zweite verzögerte IF-Signal, um das IF-Ausgangssignal zu erzeugen.
Die vorliegende Erfindung ist gemäß einem dritten allgemeinen Gesichtspunkt ein Verfahren zum Regeln der Ausgangsleistung in einem Spitzenleistungs-Regler, der als Eingang zumindest ein Eingangssignal empfängt, und der zumindest ein Ausgangssignal abgibt, das dem Eingangssignal entspricht. Bei diesem Gesichtspunkt schließt das Verfahren das Abschätzen des Gesamt-Eingangs-Leistungspegels, der dem Eingangssignal entspricht, das Erzeugen eines Skalierungsfaktors unter Verwendung des Abschätzwertes des Gesamt-Eingangs-Leistungspegels und eines maximal annehmbaren Eingangsleistungs-Signals, das Verzögern des Eingangssignals um einen ersten Betrag, das Erzeugen eines Überschussleistungs-Korrektursignals unter Verwendung des Skalierungsfaktors und des um den ersten Betrag verzögerten Eingangssignals, das Filtern des Überschussleistungs-Korrektursignals, das Verzögern des Eingangssignals um einen zweiten Betrag, der größer als der erste Betrag ist, und das Erzeugen des Ausgangssignals unter Verwendung des um den zweiten Betrag verzögerten Eingangssignals und des gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignals ein.
In anderen Gesichtspunkten ist die vorliegende Erfindung ein CDMA-Sender, der einen Spitzenleistungs-Regler oder einen Hüllkurven-Größen-Regler gemäß einem der vorstehenden Gesichtspunkte der vorliegenden Erfindung beinhaltet.
Weitere Gesichtspunkte und Merkmale der vorliegenden Erfindung werden für den Fachmann bei einer Betrachtung der vorliegenden Beschreibung spezieller Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen ersichtlich.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung wird nunmehr unter Bezugnahme auf die folgenden Figuren beschrieben, in denen:
1 ein Blockschaltbild eines Einzelträger-Senders gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
2 ein funktionelles Blockschaltbild einer ersten Implementierung eines Einzelträger-Basisband-Spitzenleistungs-Reduzierungs-(PPR-) Blockes ist, wie er in dem Sender nach 1 verwendet wird;
3 ein Blockschaltbild eines Mehrträger-Senders gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
4a ein funktionelles Blockschaltbild einer ersten Implementierung eines Mehrträger-Basisband-PPR-Blockes ist, wie er bei dem Sender nach 3 verwendet wird;
4b eine alternative Ausführungsform für die Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung ist, die in einem Mehrträger-Basisband-PPR-Block nach 4a verwendet wird;
5 ein Blockschaltbild eines Mehrträger-Senders gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
6 ein funktionelles Blockschaltbild einer ersten Implementierung eines Mehrträger-Zwischenfrequenz-(IF-) PPR-Blockes ist, der in dem Sender nach 5 verwendet wird;
7 ein funktionelles Blockschaltbild eines möglichen Hüllkurvendetektors ist, der in dem IF PPR-Block nach 6 verwendet wird;
8a ein funktionelles Blockschaltbild einer zweiten Implementierung eines Einzelträger-Basisband-PPR-Blockes ist, wie er bei dem Sender nach 1 verwendet wird;
8b ein funktionelles Blockschaltbild einer dritten Implementierung des Einzelträger-Basisband-PPR-Blockes ist, wie er bei dem Sender nach 1 verwendet wird;
9 ist ein funktionelles Blockschaltbild einer zweiten Implementierung eines Mehrträger-Basisband-PPR-Blockes, wie bei dem Sender nach 3 verwendet wird;
10 ein funktionelles Blockschaltbild einer Mehrträger-Kombinationseinrichtung ist, die mit dem Einzelträger-Basisband-PPR-Block nach 2, 8a und 8b verwendet werden könnte, um die Betriebsweise eines Mehrträger-Basisband-PPR-Blockes auszuführen;
11 ein Blockschaltbild eines Mehrträger-Senders ist, der die Mehrträger-Kombinationseinrichtung nach 10 einschließt; und
12 ein funktionelles Blockschaltbild einer zweiten Implementierung eines Mehrträger-IF-PPR-Blockes ist, der in dem Sender nach 5 verwendet wird.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind auf die Spitzenleistungs-Reduzierungs-(PPR-) Blöcke gerichtet, die in CDMA-Sendern implementiert werden können. Obwohl die hier beschriebenen Auführungsformen der vorliegenden Erfindung in CDMA-Sendern enthalten sind, ist die vorliegende Erfindung nicht auf eine derartige Implementierung beschränkt. Beispielsweise können die PPR-Blöcke gemäß der vorliegenden Erfindung in irgendeinem Sender verwendet werden, bei dem eine Spitzenleistungs-Reduzierung und Steuerung der Emissionen außerhalb des Bandes erforderlich ist.
Ein Einkanal-CDMA-Sender, der einen Basisband-Spitzenleistungs-Reduzierungs-(PPR-) Block gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet, wird nunmehr unter Bezugnahme auf 1 beschrieben. Eine Datenquelle (DS) 102 erzeugt Datenströme 104 zur Aussendung auf mehrere Codekanäle, die mehreren Benutzern entsprechen, und/oder von mehreren Datenströmen für jeden Benutzer. Diese Datenströme 104 von der DS 102 werden codiert, gespreizt und in einer Kanalcodier- und Spreizeinrichtung (CES) 106 kombiniert, die ein Gleichphasen-(I-) Basisband-Signal 108 und ein Quaddatur-(Q-) Basisband-Signal 110 abgibt. Die I- und Q-Basisband-Signale 108, 110 werden dann hinsichtlich ihrer Impulsform durch ein Basisband-Impulsformungsfilter (PBSF) 112 geformt, das impulsgeformte I- und Q-Basisband-Signale 114, 116 an einen Basisband-PPR-Block 118 abgibt, von dem Implementierungen nachfolgend anhand der 2, 8a und 8b beschrieben werden. Die Ausgangssignale von dem Basisband-PPR-Block 118 sind hinsichtlich der Spitzenleistung reduzierte Basisband-Signale 120, 122, die nachfolgend in einem Quadratur-Modulator (QM) 124 moduliert werden. Das Ausgangssignal 126 vom dem QM 124 wird als Eingangssignal einem Aufwärtswandler (UC) 128 zugeführt, der die Frequenz der Signale auf die gewünschte Sendefrequenz verschiebt. Das aufwärtsgewandelte Signal 130, das von dem UC 128 abgegeben wird, wird als Eingangssignal dem Leistungsverstärker (PA) 132 zugeführt. Das Ausgangssignal 134 von dem PA 132 wird in einem Hochfrequenz-Filter (RFF) 136 gefiltert, bevor es über eine Antenne 180 an die Funkstrecke ausgesandt wird.
Es ist gut bekannt, dass der UC 128 mehrstufige Aufwärtswandlungs-Operationen beinhalten kann. Weiterhin ist in 1 die Umwandlung des Dateninformationssignals von einem digitalen auf ein analoges Format nicht gezeigt. Diese Umwandlung erfolgt vorzugsweise entweder zwischen dem Basisband-PPR-Block 118 und dem QM 124 oder an irgendeiner Stelle zwischen dem QM 124 und der abschließenden Aufwärtswandlungs-Stufe des UC 128. In anderen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die ausführlich nachfolgend unter Bezugnahme auf die 5, 6 und 7 beschrieben werden, ist der Basisband-PPR-Block 118 fortgelassen, und ein Zwischenfrequenz-(IF-) PPR-Block ist nach dem QM 124 eingefügt.
2 zeigt eine erste Implementierung des Basisband-PPR-Blockes 118, der in dem Einzelträger-Sender nach 1 implementiert ist. Dieser Basisband-PPR-Block 118 verwendet eine nichtlineare Basisband-Verarbeitung, um momentan die impulsgeformten I- und Q-CMDA-Basisband-Signale 114, 116 auf einen annehmbaren Schwellenwertbereich zu skalieren. Die Skalierung der Basisband-Signale führt dazu, dass die Hüllkurve der modulierten CDMA-Signale in äquivalenter Weise auf einen vorher konfigurierten Größen-Schwellenwert nach der Quadratur-Modulation skaliert wird.
Der in 2 gezeigte Basisband-PPR-Block 118 umfasst eine Vorhersageeinrichtung 202 für eine quadrierte Hüllkurven-Größe, der als Eingangssignale die I- und Q-Basisband-Signale 114, 116 zugeführt werden, einen Multiplizierer 204, dem als Eingangssignal das Ausgangssignal von der Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe und ein konfigurierbares Schwellenwertsignal T zugeführt wird, eine Umsetzungstabelle 206, die als Eingang den Ausgang von dem Multiplizierer 204 empfängt, einen Mittelwert-Leistungsregler 208, der als Eingang das Ausgangssignal der Umsetzungstabelle 206 empfängt, einen Verzögerungsblock 210, der als Eingangssignale die I- und Q-Basisband-Signale 114, 116 empfängt, Multiplizierer 212, die als Eingangssignal Ausgänge von dem Verzögerungsblock 210 und dem Mittelwert-Leistungsregler 208 empfangen, und einen Tiefpassfilter-(LPF-) Block 214, der als Eingangssignale Ausgangssignale von den Multiplizierern 212 empfängt und die Basisband-Ausgangssignale 120, 122 an den Basisband-PPR-Block 118 erzeugt, die nachfolgend dem QM 124 als Eingangssignale zugeführt werden. Der LPF-Block 214 umfasst zwei LPFs, einen für jeden der Ausgänge von den Multiplizierern 212.
Die Vorhersageeinrichtung 212 für die quadrierte Hüllkurven-Größe, die äquivalent zu einer Leistungs-Abschätzeinrichtung ist, schätzt die quadrierte Größe der modulierten CDMA-Schwingungsform-Hüllkurve ab, die durch die Basisband-Signale 114, 116 nach der Quadratur-Modulation gebildet werden würden, was nachfolgend als die quadrierte Hüllkurven-Größe bezeichnet wird, und gibt ein Signal ab, das diese quadrierte Hüllkurven-Größe darstellt. Die Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe umfasst gemäß dieser speziellen Ausführungsform einen ersten Quadrierter 216, der das I-Basisband-Signal 114 mit sich selbst multipliziert, einen zweiten Quadrierter 218, der das Q-Basisband-Signal 116 mit sich selbst multipliziert, und einen Addierer 220, der die Ausgangssignale der ersten und zweiten Quadrierer 216, 218 summiert. Das Ausgangssignal von dem Addierer 220 ist eine quadrierte Hüllkurven-Größe, die den Basisband-Signalen 114, 116 entspricht.
Der Multiplizierer 204 wird zur Ausbildung eines Skalierungs-Schwellenwertes verwendet. Der konfigurierbare Schwellenwert T wird so eingestellt, dass er gleich Eins dividiert durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe, wie sie durch den Konstrukteur des Kommunikationssystems definiert ist, zum Quadrat ist. Nachfolgend zur Erzeugung der momentanen quadrierten Hüllkurven-Größe, die den Basisband-Signalen 114, 116 entspricht und in der Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe erzeugt wird, und deren Zuführung als Eingangssignal an den Multiplizierer 204 erzeugt der Multiplizierer 204 ein Verhältnis u der momentanen quadrierten Hüllkurven-Größe und der maximal annehmbaren quadrierten Hüllkurven-Größe.
Dieses Verhältnis u wird in eine Umsetzungstabelle 206 eingegeben, die unter Verwendung einer Umsetzungsfunktion f einen Skalierungsfaktor erzeugt, um den die Verstärkung der Basisband-Signale 114, 116 eingestellt werden sollte, um sicherzustellen, dass es keine unerwünschten Leistungsspitzen gibt. Die Umsetzungsfunktion f ist wie folgt definiert:
Wenn das Verhältnis u kleiner oder gleich 1 ist, was anzeigt, dass die aktuelle Hüllkurven-Größe kleiner oder gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe ist, so wird ein Skalierungsfaktor f(i), der von der Umsetzungsfunktion f abgegeben wird, auf Eins gesetzt. Wenn das Verhältnis u größer als Eins ist, was anzeigt, dass die aktuelle Hüllkurven-Größe größer als die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe ist, so wird der Skalierungsfaktor f(u), der von der Umsetzungsfunktion f abgegeben wird, auf einen Wert gesetzt, der ausreicht, um die den Basisband-Signalen 114, 116 entsprechende Leistung soweit abzusenken, dass die aktuellen Hüllkurven-Größe, die nach der Modulation erzeugt wird, gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe ist. In diesem Fall wird der Ausgang von der Umsetzungstabelle 206 dadurch berechnet, dass die Umkehrung der Quadratwurzel des Verhältnisses von u gebildet wird, sodass der Skalierungsfaktor f(u) gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe dividiert durch die Vorhersage der momentanen Hüllkurven-Größe sein würde. Diese Umsetzungsfunktion f kann unter Verwendung einer Nachschlagetabelle oder alternativ unter Verwendung von Logikschaltungen implementiert werden.
Der Regler 208 für die mittlere Leistung ist für die Betriebsweise des PPR-Blockes nicht kritisch, doch ist dies ein optionaler Block, der dazu verwendet wird, um die mittlere Ausgangsleistung für den Basisband-PPR-Block 118 in Übereinstimmung mit der mittleren Eingangsleistung zu halten, selbst wenn die Spitzenleistungs-Spitzen nach unten hin skaliert werden. Dieser Mittelwert-Leistungsregler 208 umfasst gemäß einer speziellen Implementierung nach 2 einen Quadrierungs-Block 222, der in Serie mit einem Mittelwert-Generator 223 und einem invertierten Quadratwurzel-Block 224 geschaltet ist, wobei der Ausgang des invertierten Quadratwurzel-Blockes 224 zusammen mit dem Ausgang der Umsetzungstabelle 206 als Eingang einen Multiplizierer 226 zugeführt wird.
Der Quadrierungs-Block 222 empfängt als Eingang den in der Umsetzungstabelle 206 erzeugten Skalierungsfaktor f(u) und erzeugt einen Ausgang f²(u), der dem Skalierungsfaktor nach seiner Multiplikation mit sich selbst entspricht und nachfolgend als der quadrierte Skalierungsfaktor (SSF) bezeichnet wird.
Der Mittelwert-Generator 223 bewirkt die Bestimmung des Mittelwertes des SSF, der an dem Quadrierungs-Block 222 erzeugt wird. Es gibt eine Anzahl von möglichen Implementierungen für den Mittelwert-Generator 223. Bei einer Ausführungsform summiert der Mittelwert-Generator 223 N erzeugte SSFs und dividiert nachfolgend das Ergebnis durch N, worin N die Periode des Mittelwertes ist. In der Implementierung nach 2 gibt der Konstrukteur des Kommunikationssystems ein Mittelwert-Periodeneinstell-(APS-) Signal in den Mittelwert-Generator 223 ein, das den Wert für N bestimmt. Bei einem Beispiel einer Implementierung dieses Mittelwert-Generators 223 wird ein rotierendes Fenster mit der Abmessung N verwendet, das es ermöglicht, dass ein kontinuierlicher Summier- und Dividier-Algorithmus abläuft. Bei diesem Algorithmus ersetzt der zuletzt erzeugte SSF den ältesten erzeugten SSF innerhalb des rotierenden Fensters, wodurch die Dimension des Fensters auf N gehalten wird und sichergestellt wird, dass die Abschätzung des mittleren SSF ausreichend genau ist. Andere Implementierungen haben einen Mittelwert-Generator 223, der unter Verwendung verschiedener Arten von Tiefpassfiltern implementiert ist.
Das Ausgangssignal von dem Mittelwert-Generator 223, das den mittleren SSF darstellt, wird als Eingangssignal dem invertierten Quadratwurzel-Block 224 zugeführt. Der Quadratwurzel-Block 224 gibt ein Signal ab, das der Quadratwurzel des invertierten Mittelwertes von SSFs entspricht, die nachfolgend als die invertierten Quadratwurzel-(RMS-) Skalierungsfaktoren bezeichnet werden.
Die invertierten RMS-Skalierungsfaktoren, die an dem invertierten Quadratwurzel-Block 224 erzeugt werden, werden in dem Multiplizierer 226 mit dem derzeitigen Skalierungsfaktor f(u) multipliziert, der von der Umsetzungstabelle 206 abgegeben wird, um einen momentanen Verstärkungswert zu erzeugen, der in jedem der Multiplizierer 212 als Eingangssignal eingegeben wird, um die Basisband-Signale 114, 116 zu skalieren. Der momentane Verstärkungswert ist ein Verhältnis zwischen dem derzeitigen Skalierungsfaktor f(u) und dem RMS-Skalierungsfaktor, und er wird zur Skalierung sowohl des 1-Basisband-Signals 114 als auch des Q-Basisband-Signals 116 verwendet. Die Ergebnisse von den Multiplizierern 212 haben in der Implementierung nach 2 alle Leistungsspitzen reduziert, und sie haben eine mittlere Ausgangsleistung, die der mittleren Eingangsleistung entspricht. Ohne die Verwendung des Leistungsmittelwert-Reglers 208 würde die mittlere Ausgangsleistung von dem Basisband-PPR-Block 118 niedriger als die mittlere Eingangsleistung sein, weil die Leistung während Perioden mit Leistungsspitzen verringert würde, ohne zusätzliche Leistung während Perioden ohne Leistungsspitzen hinzuzufügen. Der Leistungsmittelwert-Regler 208 vergrößert den momentanen Verstärkungswert zu allen Zeiten um die mittlere Reduzierung der Leistung über alle Perioden, unter Einschluss der Spitzenleistungs-Perioden, wodurch die Verringerung der mittleren Leistung vollständig kompensiert wird.
Der allgemein bekannte LPF-Block 214, der mit den Ausgängen der Multiplizierer 212 gekoppelt ist, wird zur Beseitigung von Emissionen außerhalb des Bandes verwendet, die durch die Verarbeitung in dem Basisband-PPR-Block 118 hervorgerufen werden. Der Verzögerungsblock 210, der zwischen dem Basisband-Signalen 114, 116 und den Multiplizierern 212 eingekoppelt ist, wird zur Verzögerung der Basisband-Signale derart verwendet, dass die Basisband-Signale 114, 116 exakt mit den momentanen Verstärkungswerten ausgerichtet sind, die von dem Multiplizierer 226 erzeugt werden.
Ein Fachmann würde verstehen, dass der Multiplizierer 206 in Kombination mit der Umsetzungstabelle 206 und möglicherweise in Kombination mit dem Leistungsmittelwert-Regler 208 als ein Skalierungsfaktor-Generator betrachtet werden kann. Genauso sollte es verständlich sein, dass die Multiplizierer 212 und der LPF-Block 214 als eine Leistungs-Skalierungseinrichtung bzw. eine Filtereinrichtung betrachtet werden können.
Obwohl die Beschreibung des Einzelträger-Basisband-PPR-Blockes 118, der in 2 gezeigt ist, einer Implementierung entspricht, ist es zu erkennen, dass Modifikationen durchgeführt werden können. Beispielsweise wird, wie dies weiter oben beschrieben wurde, der Leistungsmittelwert-Regler 208 bei manchen alternativen Ausführungsformen fortgelassen. Dies führt dazu, dass die mittlere Ausgangsleistung von dem Basisband-PPR-Block 118 nicht notwendigerweise gleich der mittleren Eingangsleistung ist. Genauso könnte eine Modifikation hinsichtlich der Lage der Quadratwurzel-Operation innerhalb der Umsetzungsfunktion f durchgeführt werden. Ein zusätzlicher Quadratwurzel-Block ist bei einer Ausführungsform zwischen dem Addierer 220 und dem Multiplizierer 204 eingefügt. Um diese Änderung zu berücksichtigen, wird das konfigurierbare Schwellenwert-Signal T neu als ein Signal definiert, das durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Amplitude dividiert ist, und die Umsetzungsfunktion f innerhalb der Umsetzungstabelle wird wie folgt eingestellt:
Ein Mehrträger-CDMA-Sender gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Verwendung eines Basisband-PPR-Blockes wird nunmehr unter Bezugnahme auf 3 beschrieben. Der Mehrträger-Sender ist ähnlich dem Einzelträger-Sender, der in 1 gezeigt ist, doch schließt der Mehrträger-Sender eine Anzahl von Vormodulations-Trägerpfaden ein. In dem in 3 gezeigten Beispiel ist ein Sender mit drei Trägern gezeigt, obwohl dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken soll.
In diesem Sender erzeugen drei DSs 302 drei getrennte Gruppen von Datenströmen 304, die jeweils die Übertragung auf mehrfachen Codekanälen ermöglichen, die mehrfachen Benutzern und/oder mehrfachen Datenströmen für jeden Benutzer entsprechen. Diese Datenströme 304 werden codiert, gespreizt und in drei jeweiligen CESs 306 kombiniert, die als Ausgang jeweilige I- und Q-Basisband-Signale 308, 310 abgeben. Diese Basisband-Signale 308, 310 werden dann durch drei jeweilige BPSFs 312 impulsgeformt, wobei alle Ausgänge als Eingang einen Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318 zugeführt werden, für den Implementierungen nachfolgend im einzelnen anhand der 4a, 4b und 9 beschrieben werden. Der Ausgang von dem Mehrträger-Basisband-PPR-Block besteht aus drei Paaren von hinsichtlich ihrer Spitzenleistung reduzierten I- und Q-Basisband-Signalen 320, 322. Nachfolgend wird jedes Paar von Basisband-Signalen 320, 322 getrennt in drei jeweiligen QMs 324 quadraturmoduliert. Die Ausgangssignale 326 von dem QMs 324 werden in eine Kombinationseinrichtung 327 eingegeben, um ein einziges zusammengesetztes IF-Signal zu erzeugen, das als Eingang einen UC 328 zugeführt wird, der die Frequenz des Signals auf die gewünschte Sendefrequenz verschiebt. Das aufwärtsgewandelte Signal 330 von dem UC 328 wird nachfolgend hinsichtlich seiner Leistung in einem Mehrträger-Leistungsverstärker (MCPA) 332 verstärkt, wobei das Ausgangssignal 334 von dem MCPA 332 in einem RFF 336 gefiltert wird, bevor es über eine Antenne 338 abgestrahlt wird.
Es ist verständlich, dass alternative Ausführungsformen des Mehrträger-Senders ähnlich zu denen für den Einzelträger-Sender nach 1 möglich sind. Wie bei dem Einzelträger-Sender muss der Mehrträger-Sender eine zusätzliche Stufe zur Umwandlung des Signals von dem digitalen auf das analoge Format haben. Für eine einfachere Verzögerungs-Ausrichtung hat das bevorzugte Ausführungsbeispiel des Mehrträger-Senders nach 3 eine Digital-/Analog-Umwandlung zwischen der Kombinationseinrichtung 327 und der letzten Aufwärts-Wandlungsstufe, doch sollte dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken.
Eine erste Implementierung des Mehrträger-Basisband-PPR-Blockes 218, der in 3 gezeigt ist, wird nachfolgend anhand der 4a beschrieben. Das Gesamtkonzept ist bei dem Einzelträger- und Mehrträger-Basisband-PPR-Blöcken 118, 318 das gleiche, doch erfordert die Implementierung Modifikationen. Der Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318 umfasst eine Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402, die in Serie mit einem Multiplizierer 404, mit einer Umsetzungstabelle 406 und bei manchen Ausführungsformen mit einem Leistungsmittelwert-Regler 408 gekoppelt ist; drei Verzögerungsblöcke 410; sechs Multiplizierer 412; und drei LPF-Blöcke 414, wobei jeder LPF-Block zwei LPFs umfasst.
Die Hüllkurven-Größen-Vohersageeinrichtung 402 empfängt als Eingang die drei Paare von Basisband-Signalen 314, 316, die von dem BPSFs 312 abgegeben werden. Jedes Paar von Basisband-Signalen 314, 316 wird als Eingangssignal einem Paar von Quadierern 416, 418 zugeführt, wobei der Ausgang der Quadierer 416, 418 als Eingang jeweiligen Addierern 419 zugeführt wird. Jeder Satz von Quadierern 416, 418 und Addierern 419 ist äquivalent zu der quadierten Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 202, die in 2 gezeigt ist. Die Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402 in 4a umfasst weiterhin drei Quadratwurzel-Blöcke 420, die in Serie mit jeweiligen Addierern 419 verbunden sind. Die Ausgänge von den Quadratwurzel-Blöcken 420 stellen die Hüllkurven-Größe dar, die ihren jeweiligen Basisband-Signalen 314, 316 entspricht, wenn diese Signale moduliert wären. Diese Ausgänge werden in dem Addierer 421 kombiniert, um einen kombinierten Hüllkurven-Größen-Näherungsausgang von der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402 zu erzeugen. Diese Näherung stellt die Schlimmstfall-Größe der Hüllkurve dar, die erzeugt wird, nachdem alle drei Basisband-Paare quadraturmoduliert und kombiniert sind. Die Größen-Vorhersage für jedes Paar von Basisband-Signalen 314, 316, die mit dem Quadrierern 416, 418, den Addierern 419 und den Quadratwurzel-Blöcken 420 erzeugt wird, ist eine zweidimensionale Abschätzung, während die Kombination der drei getrennten Hüllkurven-Größen-Abschätzungen linear erfolgt, als ob die einzelnen zweidimensionalen Abschätzungen hinsichtlich ihrer Phase perfekt ausgerichtet sein würden.
Entsprechend ist die abschließende Abschätzung, die an dem Ausgang des Addierers 421 erzeugt wird, der Schlimmstfall, bei dem die einzelnen Basisband-Hüllkurven-Größen miteinander ausgerichtet sind.
Eine alternative Ausführungsform für die Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402 ist in 4b gezeigt. Diese Ausführungsform berücksichtigt die relative Frequenz- und Phaseninformation, um eine exakte Hüllkurven-Größen-Vorhersage für das kombinierte Signal nach der Quadratur-Modulation zu erhalten. Diese Ausführungsform erfordert eine Kenntnis von den QMs 324, wie die Frequenz und Phase ist, die jedem Träger während der Quadratur-Modulation zugeordnet wird.
Wie dies in 4b gezeigt ist, wird ein Paar von Basisband-Signalen 314, 316 als Eingang einem komplexen Mischer 428 zugeführt, während ein anderes Paar von Basisband-Signalen 314, 316 als Eingangssignal einem komplexen Mischer 430 zugeführt wird, und ein weiteres Paar von Basisband-Signalen 314, 316 mit ihren Gleichphasen- und Quadraturphasen-Signalen als Eingangssignal Gleichphasen- und Quadratur-Addierern 432, 434 zugeführt wird. Bei diesem Beispiel mit drei Trägern verschieben die Mischer 428, 430 die Frequenz und Phase der Basisband-Signale, sodass sie die gleiche relative Frequenz und Phase haben, die in ihren jeweiligen QM-Ausgängen 326 auftritt.
Die Gleichphasen-Signale, die von den komplexen Mischern 428, 430 abgegeben werden, werden dann als Eingangssignale dem Gleichphasen-Addierer 432 zugeführt, und die Quadratur-Signale, die von den komplexen Mischern 428, 430 abgegeben werden, werden als Eingang dem Quadratur-Addierer 434 zugeführt. Die Ausgänge von den Addierern 432, 434 werden als Eingangssignale Gleichphasen- bzw. Quadratur-Quadrierern 436, 438 zugeführt, wobei die Ausgänge von den Quadrierern 436, 438 als Eingangssignale einem Addierer 440 zugeführt werden. Der Ausgang von dem Addierer 440 wird als Eingangssignal einem Quadratwurzel-Block 442 zugeführt, der das Ausgangssignal an die alternative Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung nach 4b erzeugt. Der Ausgang ist eine exakte Vorhersage der Hüllkurven-Größe, die die Basisband-Signale 314, 316 an dem Ausgang der Kombinationseinrichtung 327 erzeugt haben würden, wenn sie nicht durch den Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318 skaliert würden. Die Vorhersage berücksichtigt in diesem Fall die Differenz der Modulationsfrequenz und Phase für die verschiedenen Träger und ist daher genauer als die, die anhand der 4a beschrieben wurde. Der Nachteil der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrchtung nach 4b besteht in der Zunahme der Kompliziertheit.
In anderen Ausführungsformen mit einer unterschiedlichen Anzahl von Trägern können Modifikationen der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402 nach 4b in Betracht gezogen werden. Der Schlüssel bei jeder Modifikation besteht darin, die relative Frequenz und Phase zwischen den Signalen aufrecht zu erhalten, sodass der Ausgang der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402 eine exakte Vorhersage der Hüllkurven-Größe ist, die die Basisband-Signale 314, 316 haben würden, die am Ausgang des Kombinierers 327 erzeugt würden, wenn sie nicht durch den Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318 skaliert werden würden. Bei manchen alternativen Ausführungsformen ist jedem Paar von Basisband-Signalen ein komplexer Mischer zugeordnet. Weiterhin entfällt bei manchen Ausführungsformen der Quadratwurzel-Block 442, und die Quadratwurzel-Funktion wird später innerhalb des Mehrträger-Basisband-PPR-Blockes 318 implementiert.
Unter erneuter Bezugnahme auf 4a ist zu erkennen, dass das Ausgangssignal von der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrchtung 402 als Eingangssignal dem Multiplizierer 404 zugeführt wird. Ähnlich wie dies bei dem Einzelträger-PPR-Block 118 der Fall war, der anhand der 2 beschrieben wurde, ist das andere Eingangssignal an den Multiplizierer 404 ein konfigurierbares Schwellenwert-Signal T. Das konfiguierbare Schwellenwert-Signal T in 4a ist so ausgelegt, dass es gleich Eins dividiert durch eine vorgegebene maximal annehmbare Hüllkurven-Größe ist, derart, dass der Ausgang von dem Multiplizierer 404 ein Verhältnis v zwischen der momentanen Näherung der Hüllkurven-Größe und der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe ist.
Die Umsetzungstabelle 406 ist praktisch identisch zu der Umsetzungstabelle des Einzelträger-PPR-Blockes nach 2, doch wurde die Quadratwurzel-Operation, die in der Umsetzungsfunktion f nach 2 gebildet wurde, an eine Stelle innerhalb der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402 bewegt. Die Umsetzungstabelle 406 empfängt als Eingang das Verhältnis v und enthält eine Funktion g wie folgt:
Daher würde, wenn das Verhältnis v kleiner oder gleich Eins ist, was anzeigen würde, dass die angenäherte Hüllkurven-Größe kleiner oder gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe ist, ein Skalierungsfaktor g(v), der von der Umsetzungstabelle 406 abgegeben wird, gleich Eins sein. Wenn das Verhältnis v größer als eins ist, was den Fall darstellt, dass die angenäherte Größe größer als die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe ist, so wird der Skalierungsfaktor g(v) auf einen Wert eingestellt, der ausreicht, um die den Basisband-Signalen 114, 116 entsprechende Leistung auf einem Leistungspegel derart einzustellen, dass die tatsächliche Hüllkurven-Größe, die nach der Modulation und Kombination der Basisband-Signale 320, 322 erzeugt wird, gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe ist. In diesem Fall ist das Ausgangssignal der Umsetzungstabelle 406 Eins dividiert durch das Verhältnis v, und dies macht dem Skalierungsfaktor g(v) ähnlich wie den Skalierungsfaktor f(u) in 2 gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe dividiert durch die Vorhersage der tatsächlichen Hüllkurven-Größe. Die Umsetzungstabelle 406 kann auch unter Verwendung von Logikschaltungen mit ähnlichen Ergebnissen implementiert werden.
Der Leistungsmittelwert-Regler ist ähnlich wie dies anhand der 2 beschrieben wurde, eine optionale Komponente der PPR-Block-Implementierung, die anhand der 4a beschrieben wurde. Ähnlich wie dies für 2 beschrieben wurde, wird der Skalierungsfaktor g(v) der von der Umsetzungstabelle 406 abgegeben wird, als Eingang dem Leistungsmittelwert-Regler 408 zusammen mit einem APS-Signal zugeführt. Der Leistungsmittelwert-Regler 408 umfasst einen Quadierungsblock 422, der als Eingangssignal den Skalierungsfaktor g(v) empfängt, in Serie mit einem Mittelwert-Generator und einem invertierten Quadratwurzel-Block 424, wobei alle drei Blöcke in der in 4a gezeigten Implementierung so wirken, wie dies weiter oben für den Leistungsmittelwert-Regler 208 in dem Einzelträger-Basisband-PPR-Block 118 beschrieben wurde. Die Ausgänge von dem invertierten Quadratwurzel-Block 424 entsprechen den invertierten RMS-(Effektivwert-) Skalierungsfaktoren. Weiterhin befindet sich in dem Leistungsmittelwert-Regler 408 ein Multiplizierer 426 ähnlich dem Multiplizierer 226 nach 2, der als Eingangssignal den invertierten RMS- Skalierungsfaktor von dem invertierten Quadratwurzel-Block 424 und dem derzeitigen Skalierungsfaktor g(u) von der Umsetzungstabelle 406 empfängt. Der Multiplizierer 426 erzeugt einen momentanen Verstärkungswert, ähnlich dem, wie er von dem Multiplizierer 226 nach 2 erzeugt wird, und der als Eingangssignal jedem der sechs Multiplizierer 412 geliefert wird.
Die Multiplizierer 412 empfangen weiterhin verzögerte Versionen der Ausgangssignale 314, 316 und liefern als Ausgangssignale drei Paare von hinsichtlich der Spitzenleistung reduzierten Basisband-Signalen, die jeweils als Eingangssignale einem einzelnen LPF-Block 414 zugeführt werden. Die LPF-Blöcke 414 sind so ausgelegt, dass sie die Emissionen außerhalb des Bandes beseitigen, die durch die Verarbeitung innerhalb des Basisband-PPR-Blockes 318 hervorgerufen werden. Die Verzögerungsblöcke 410 erzeugen die verzögerten Basisband-Signale, die den Basisband-Signalen 314, 316 entsprechen und den Multiplizierern 412 als Eingang zugeführt werden. Wie bei den Verzögerungsblöcken 210 nach 2 werden die Verzögerungsblöcke 410 dazu verwendet, die Basisband-Signale 314, 316 exakt mit ihren jeweiligen momentanen Verstärkungswerten auszurichten, die von dem Multiplizierer 426 erzeugt werden.
Der Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318, der in 4a gezeigt ist, kann so angepasst werden, dass er eine unterschiedliche Anzahl von Trägern handhabt, und er ist nicht auf den Fall von drei Trägern beschränkt, wie dies hier gezeigt und vorstehend beschrieben wurde. In Fällen, in denen er modifiziert wird, um lediglich einen einzigen Träger zu handhaben, ist die Implementierung geringfügig von der verschieden, die anhand der 2 beschrieben wurde, es ist jedoch festzustellen, dass jede Implementierung richtig funktionieren würde.
Obwohl die vorstehend beschriebenen zwei Implementierungen Basisband-PPR-Blöcke vorsehen, die vor der Modulation der Informationssignale implementiert werden, sind auch andere Ausführungen mit einer Implementierung eines Zwischenfrequenz-(IF-) PPR-Blockes nach der Quadratur-Modulations-Stufe in einem Sender denkbar. Eine Implementierung eines Mehrträger-Senders, der einen derartigen IF PPR-Block verwendet, wird nunmehr unter Bezugnahme auf 5 beschrieben.
5 zeigt einen Sender mit drei Trägern ähnlich wie dem, der in 3 gezeigt ist, wobei jedoch der Basisband-PPR-Block 318 fortgelassen und ein IF-PPR-Block 504 nach den QMs 324 hinzugefügt ist, wobei Implementationen für den Block 504 nach 4 nachfolgend im einzelnen anhand der 6, 7 und 11 beschrieben werden. Es sollte für den Fachmann verständlich sein, dass der IF-PPR-Block 504 auch als ein Hüllkurven-Größen-Regler bezeichnet werden könnte. Die Änderungen der PPR-Blöcke modifizieren die Funktionsweise des Senders geringfügig. Die impulsgeformten Basisband-Signale 314, 316, die als Eingang im Basisband-PPR-Block 318 in 3 zugeführt wurden, werden nunmehr direkt dem QMs 324 zugeführt. Modulierte IF-Ausgänge 502 von dem QMs 324 werden als Eingangssignale dem IF-PPR-Block 504 zugeführt, wobei hinsichtlich der Hüllkurven-Größe begrenzte Signale 506 nachfolgend an die Kombinationseinrichtung 327 ausgegeben werden. Bei der hier beschriebenen Implementierung sind die verbleibenden Komponenten nach 5 identisch zu denen, die anhand der 3 beschrieben wurden. Wie in den 1 und 3 ist eine Umwandlung der Dateninformations-Signale von einem digitalen auf ein analoges Format erforderlich, die in 5 nicht gezeigt ist. Diese Umwandlung erfolgt vorzugsweise nach dem IF-PPR-Block 504, jedoch vor der abschließenden Aufwärtswandlungs-Stufe des UC 328.
Eine erste Implementierung des IF PPR-Blockes 504 nach 5 wird nunmehr unter Bezugnahme auf 6 beschrieben. Dieser IF-PPR-Block 504 umfasst einen Addierer 601, einen Hüllkurven-Detektor 602, einen Multiplizierer 604, eine Umsetzungstabelle 606, einen Leistungsmittwert-Regler 608 in einem Ausführungsbeispiel, drei Verzögerungsblöcke 610, drei Multiplizierer 612 und drei Bandbassfilter (BPFs) 614. Der Addierer 601, der als Eingang jedes IF-Signal 502 empfängt, liefert als Ausgang ein kombiniertes IF-Signal an den Hüllkurven-Detektor 602, der im einzelnen anhand der 7 beschrieben wird.
Der Ausgang des Hüllkurven-Detektors 602 ist eine Abschätzung der Hüllkurven-Größe, die der Kombination der IF-Signale 502 entspricht, und wird als Eingangssignal dem Multiplizierer 604 zusammen mit einem konfigurierbaren Schwellenwert-Signal T geliefert. Das konfigurierbare Schwellenwert-Signal T ist gleich Eins dividiert durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe. Daher ist der Ausgang des Multiplizierers 604 ein Verhältnis v der geschätzten Gesamt-Hüllkurven-Größe zur maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe.
Dieses Verhältnis v wird als Eingang an die Umsetzungstabelle 606 geliefert, die identisch zu der Umsetzungstabelle 406 in 4a ist. Diese Umsetzungstabelle 606 umfasst die Umsetzungsfunktion g und liefert als Ausgangssignal einen Skalierungsfaktor g(v) wie er auch von der Umsetzungstabelle 406 abgegeben wurde.
In einem Beispiel einer Version des IF PPR-Blockes nach 6 wird der Leistungsmittelwert-Regler 608 in einer ähnlichen Weise verwendet, wie dies hinsichtlich des Leistungsmittelwert-Reglers 408 in 4a beschrieben wurde. Der Leistungsmittelwert-Regler 608 umfasst einen Quadrierungs-Block 622, der als Eingangssignal den Skalierungsfaktor g(v) empfängt, einen Mittelwert-Generator 623, dem das Ausgangssignal von dem Quadrierungs-Block 622 und ein APS-Signal als Eingang zugeführt werden, und einen invertierten Quadratwurzel-Block 624, der als Eingangssignal das Ausgangssignal von dem Mittelwert-Generator 623 empfängt, sowie einen Multiplizierer 626, der als Eingangssignale den derzeitigen Skalierungsfaktor g(v) von der Umsetzungstabelle 606 und den invertierten RMS-Skalierungsfaktor empfängt, der von dem invertierten Quadratwurzel-Block 624 abgegeben wird. Alle diese Komponenten innerhalb des Leistungsmittelwert-Reglers 608 arbeiten identisch zu denen in dem Leistungsmittelwert-Regler 408 nach 4a.
Das Ausgangssignal von dem Multiplizierer 626 ist ein momentaner Verstärkungswert, der als Eingangssignal den Multiplizierern 612 zugeführt wird, um die modulierten IF-Signale 502 zu skalieren. Die Multiplizierer 612 empfangen als Eingangssignale verzögerte Versionen der IF-Signale 502 und geben Ausgangssignale ab, bei denen hohe Hüllkurven-Größen verringert sind und die mittlere Leistung unverändert ist. Jeder Ausgang von den Multiplizierern 612 wird als Eingang einem der BPFs 614 zugeführt, die nachfolgend die Emissionen außerhalb des Bandes ausfiltern, die durch die Verarbeitung innerhalb des IF PPR-Blockes 504 hervorgerufen werden.
Die Verzögerungsblöcke 610 werden wie in den 2 und 4a zur Verzögerung der Eingangssignale an den IF PPR-Block 504, in diesem Fall die IF-Signale 502, derart verwendet, dass die Eingänge an die Multiplizierer 612 exakt mit den entsprechenden momentanen Verstärkungswerten ausgerichtet sind, die an den Multiplizierer 626 erzeugt werden.
Es sei bemerkt, dass die in den 5 und 6 gezeigte Implementierung lediglich eine mögliche Implementierung eines Senders ist, der einen IF-PPR-Block verwendet. Es sind andere Ausführungsformen möglich, die den IF-PPR-Block an irgendeiner Stelle zwischen den QMs 324 und dem MCPA 332 haben, wobei lediglich geringfügige Modifikationen in dem IF-PPR-Block 504 erforderlich sind. Genauso ist, obwohl dies nicht gezeigt ist, ein Einzelträger-Sender, der einen Einzelträger-IF-PPR-Block verwendet, einfach dadurch möglich, dass die 5 und 6 auf einem Einzelträger skaliert werden, wobei die Kombinationseinrichtung 327 in 5 und die Kombinationseinrichtung 601 in 6 fortgelassen werden.
Es gibt vielfältige Implementierungen für den Hüllkurven-Detektor 602 in 6. Ein Beispiel einer Implementierung des Hüllkurven-Detektors 602, die nunmehr unter Bezugnahme auf 7 beschrieben wird, umfasst einen optionalen Aufwärts-Abtast- und Interpolations-(USI-) Block 702, die in Serie mit einem Absolutwert-Block 704 und einem Maximalwert-über-die-Zeit-(MVOT-) Block 706 geschaltet sind. In einer digitalen Implementierung, wie sie in 6 beschrieben wird, kann der optionale USI-Block 702 in die Implementierung des Hüllkurven-Detektors 602 eingefügt werden, um dessen Genauigkeit zu vergrößern. Diese Vergrößerung der Genauigkeit hängt von der Abtastrate gegenüber der Trägerfrequenz ab.
Der Absolutwert-Block 704 verwendet einen Gleichrichter, um den Absolutwert des bipolaren IF-Signals zu gewinnen, das von dem USI-Block 702 geliefert wird. Der Gleichrichter in einer digitalen Implementierung ist eine Logikschaltung, die die folgende Funktion ausführt:
worin x der Eingang und y der Ausgang ist. Der MVOT-Block 706 ist ein gut bekannter Block, der den Maximalwert-Ausgang von dem Absolutwert-Block 704 über eine vorgegebene Zeitperiode Ta misst. Für eine gute Genauigkeit sollte Ta größer als eine Periode der IF-Signale 502 und vorzugsweise beträchtlich größer als die Abtastrate des MVOT-Blockes 706 und beträchtlich kleiner als 1/W sein, worin W die Signalbandbreite der Signale 502 ist.
Die ersten Implementierungen für einen Einzelträger-Basisband-PPR-Block, einen Mehrträger-Basisband-PPR-Block und einen Mehrträger-IF-PPR-Block, wie sie vorstehend anhand der 2, 4a und 6 beschrieben wurden, arbeiten mit einem gemeinsamen Nachteil. Obwohl diese PPR-Blöcke so betrieben werden, das sie dass Auftreten von Spitzenleistungs-Spitzen durch Multiplizieren verzögerter Versionen der Eingangssignale mit entsprechenden Skalierungsfaktoren und nachfolgendes Filtern der skalierten Signale verringern, wird die Filteroperation unglücklicherweise an allen Signale durchgeführt; unabhängig davon ob die Eingangssignale eine Skalierung erfordern oder nicht. Die Durchlassbereichs-Welligkeit der Filtervorrichtung innerhalb jeder der vorstehend erläuterten Implementierungen verzerrt alle Signale, die durch die PPR-Blöcke hindurchlaufen, was zu Fehlern sowohl in Eingangssignalen, die eine Skalierung erforderten, als auch in denjenigen führt, die unterhalb des erforderlichen Leistungsschwellenwert-Pegels lagen. Es werden nachfolgend Implementierungen der PPR-Blöcke 118, 318, 504 anhand der 8a, 8b, 9 und 10 gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben, die dieses Problem bei den vorstehend beschriebenen Implementierungen mildern.
8a zeigt eine zweite Implementierung des Basisband-PPR-Blockes 118, der in dem Einzelträger-Sender nach 1 implementiert ist. Ähnlich wie die erste Implementierung nach 2 verwendet der Einzelträger-Basisband-PPR-Block nach 8a eine nichtlineare Basisband-Verarbeitung, um momentan die impulsgeformten I- und Q CDMA-Basisband-Signale 114, 116 auf einen Bereich innerhalb eines annehmbaren Schwellenwertbereiches zu skalieren. Ein wichtiger Unterschied zwischen diesen zwei Implementierungen ist, wie dies weiter unten beschrieben wird, die Beseitigung des LPF-Blockes aus dem primären Signalpfad, sodass Basisband-Signale, die keine PPR-Skalierung erfordern, nicht durch unnötiges Filtern beeinträchtigt werden.
Der Basisband-PPR-Block 118, der in 8a gezeigt ist, umfasst einen ersten Verzögerungsblock 802, dem als Eingangssignale die I- und Q-Basisband-Signale 114, 116 zugeführt werden und der in Serie mit einem zweiten Verzögerungsblock 804 und einem Satz von zwei Differenz-Addierern 806 gekoppelt ist, die die Basisband-Ausgänge 120, 122 erzeugen, die nachfolgend dem QM 124 als Eingangssignal zugeführt werden. Weiterhin umfasst der Basisband-PPR-Block nach 8a eine Vorhersageeinrichtung 202 für quadrierte Hüllkurven-Größen, der die I- und Q-Basisband-Signale 114, 116 als Eingänge zugeführt werden, den Multiplizierer 204, der als Eingangssignal das Ausgangssignal der Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe und eine konfigurierbares Schwellenwert-Signal T empfängt, die Umsetzungstabelle, die als Eingangssignal den Ausgang von dem Multiplizierer 204 empfängt, einen Differenz-Addierer 808, der als Eingangssignale einen Wert von Eins zusammen mit dem Ausgang von der Umsetzungstabelle 206 empfängt, einen Satz von zwei Multiplizierern 810, die als Eingangssignale die Ausgangssignale von dem ersten Verzögerungsblock 802 und dem Ausgang von dem Differenz-Addierer 808 empfangen, und einen Tiefpassfilter-(LPF-) Block 812, dem als Eingangssignale die Ausgangssignale von dem Satz von Multiplizierern 810 zugeführt werden und der weiterhin mit dem Satz von Differenz-Addierern 806 gekoppelt ist. In diesem Fall umfasst der LPF-Block zwei LPFs, eines für jeden der Ausgänge von den Multiplizierern 810.
Bei der in 8a gezeigten Implementierung arbeiten die Vorhersageeinrichtungen 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe, der Multiplizierer 204 und die Umsetzungstabelle 206 alle in der gleichen Weise, wie dies weiter oben für die Implementierung der 2 beschrieben wurde. Die Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe schätzt die quadrierte Größe der modulierten CDMA-Schwingungsform-Hüllkurve ab, die durch die Basisband-Signale 114, 116 nach der Quadratur-Modulation gebildet würde, und gibt ein Signal ab, das diese quadrierte Hüllkurven-Größe darstellt. Der Multiplizierer 204 empfängt dies die quadrierte Hüllkurven-Größe darstellende Signal und vergleicht es mit einem Skalierungs-Schwellenwert T. Wie dies weiter oben für 2 beschrieben wurde, wird dieser konfigurierbare Schwellenwert T auf Eins dividiert durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe eingestellt, wie sie durch den Konstrukteur des Kommunikationssystems festgelegt ist, und zwar quadriert, so dass der Multiplizierer ein Verhältnis u der momentanen quadrierten Hüllkurven-Größe und der maximal annehmbaren quadrierten Hüllkurven-Größe erzeugt. Dieses Verhältnis u wird in die Umsetzungstabelle 206 eingegeben, die unter Verwendung der vorstehend für die 2 beschriebenen Umsetzungsfunktionen f einen Skalierungsfaktor f(u) erzeugt.
Der Skalierungsfaktor f(u) wird nachfolgend als Eingangssignal einem Differenz-Addierer 808 zusammen mit einem Wert von Eins zugeführt. Das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer ist ein Ausdruck für Eins, von dem der Skalierungsfaktor abgezogen wird, das heißt 1 – f(u). Wenn der Skalierungsfaktor gleich Null ist, wie dies der Fall sein würde, wenn die momentane quadrierte Hüllkurven-Größe kleiner oder gleich der maximal annehmbaren quadrierten Hüllkurven-Amplitude ist, so würde das Ausgangssignal des Differenz-Addierers 808 gleich Null sein. Alternativ würde, wenn der Skalierungsfaktor kleiner als eins ist, wie dies der Fall sein würde, wenn die momentane quadrierte Hüllkurven-Größe größer als die maximal annehmbare quadrierte Hüllkurven-Größe ist, das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 808 gleich einem Wert zwischen Null und Eins sein, der den prozentualen Teil (in Dezimalformat) darstellt, um den die geschätzte Hüllkurven-Größe der Eingangssignale verringert werden muss, um gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe zu werden.
Jeder der Multiplizierer 810 empfängt das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 808 zusammen mit einer verzögerten Version eines der Eingangssignale 114, 116 von dem ersten Verzögerungsblock 802. Der erste Verzögerungsblock 802 wird zum Verzögern der Basisband-Signale 114, 116 derart verwendet, dass sie exakt mit dem momentanen Ausgängen des Differenz-Addierers 808 ausgerichtet sind, wodurch Verzögerungen innerhalb der Komponenten 202, 204, 206 und 208 kompensiert werden. Die Ausgänge von dem Multiplizierern 810, die nachfolgend als Überschussleistungs-Korrektursignale bezeichnet werden, stellen das Ausmaß dar, um das die Eingangssignale verringert werden sollten, um sicherzustellen, dass ihre Leistungsspitzen oberhalb des Schwellenwert-Pegels beseitigt sind. Wenn in diesem Fall das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 808 gleich Null ist, so ist auch das Leistungskorrektur-Signal, dass von dem Multiplizierern 810 abgegeben wird, gleich Null; dies zeigt an, dass keine Verringerung der Leistung in den Basisband-Signalen erforderlich ist. Wenn das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 808 ein Wert zwischen 0 und 1 ist, so stellen die Überschussleistungs-Korrektursignale, die von den Multiplizierern 810 abgegeben werden, die Teile der Eingangssignale 114, 116 dar, die oberhalb des Schwellenwert-Leistungspegels liegen.
Der LPF-Block 812 umfasst zwei getrennte LPFs, die jeweils eines der Überschussleistungs-Korrektursignale empfangen, die von den Multiplizierern 810 abgegeben werden. Dies LPFs werden zur Beseitigung von Emissionen außerhalb des Bandes verwendet, die in den Überschussleistungs-Korrektursignalen während der Verarbeitung in den Multiplizierern 810 erzeugt werden. Wie dies in 8a gezeigt ist, werden die gefilterten Ausgangssignale des LPF-Blockes 812, die nachfolgend als gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignale bezeichnet werden, als Eingangssignale entsprechenden der Differenz-Addierer 806 zusammen mit verzögerten Versionen der entsprechenden der Eingangssignale 114, 116 von dem zweiten Verzögerungsblock 804 zugeführt. Der zweite Verzögerungsblock 804 wird zur Verzögerung der bereits vorher verzögerten Version der Basisband-Signale 114, 116 von dem ersten Verzögerungsblock 802 derart verwendet, dass sie exakt mit den momentan gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignalen ausgerichtet sind, die von dem LPF-Block 812 abgegeben werden, wodurch die Verzögerungen in den Komponenten 810 und 812 kompensiert werden. Bei der Implementierung nach 8a arbeitet jeder der Differenz-Addierer 806 zur Subtraktion der verzögerten Version eines der Eingangssignale 114, 116 von seinem entsprechenden gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignal. Die Ergebnisse dieser Subtraktions-Operationen in 8a sind die Basisband-Ausgangssignale 120, 122, wobei die Basisband-Ausgangssignale 120, 122 hinsichtlich der Überschuss-Spitzenleistung reduzierte Versionen der entsprechenden Basisband-Eingangssignale 114, 116 sind. Es ist festzustellen, dass wenn keine Leistungs-Skalierung der Basisband-Eingangssignale 114, 116 erforderlich ist, die Differenz-Addierer 806 lediglich ein Null-Signal von den verzögerten Versionen der Signale subtrahieren. Somit wird keine Änderung an den Basisband-Eingangssignalen durchgeführt, die keine Leistungs-Skalierung erfordern.
Obwohl die Beschreibung nach 8a für eine spezielle Implementierung beschrieben wurde, sollte dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken. Es sollte verständlich sein, dass die alternativen Implementierungen, die vorstehend für die Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe, den Multiplizierer 204 und die Umsetzungstabelle 206 nach 2 beschrieben wurden, in gleicher weise als Alternativen bei der Implementierung nach 8a anwendbar sind. Beispielsweise könnte ähnlich zu der vorstehend beschriebenen Implementierung zu erkennen sein, dass die Umsetzungsfunktion f unter Verwendung einer Nachschlagetabelle oder alternativ unter Verwendung von Logikschaltungen realisiert werden könnte.
Weiterhin könnte ein Leistungsmittelwert-Regler ähnlich dem Leistungsmittelwert-Reglern 208 nach 2 in 8a bei manchen Ausführungsformen implementiert werden. Dieser Leistungsmittelwert-Regler könnte zwischen der Umsetzungstabelle 206 und dem Differenz-Addierer 808 eingefügt werden. In ähnlicher Weise wie bei der Vorrichtung nach 2 könnte ein Leistungsmittelwert-Regler in 8a verwendet werden, um eine mittlere Ausgangsleistung für den Basisband-PPR-Block in Übereinstimmung mit der mittleren Eingangsleistung zu halten, selbst wenn die Spitzenleistungs-Spitzen herunterskaliert werden. Wenn ein Leistungsmittelwert-Regler in 8a realisiert wird, könnte er in der vorstehend anhand der 2 beschriebenen Weise implementiert werden, obwohl die Implementierung des Leistungsmittelwert-Reglers nicht auf eine derartige Konstruktion beschränkt sein sollte.
Außerdem könnte die Quadratwurzel-Funktion, die in die Umsetzungstabelle 206 nach 8a eingefügt ist, verschoben werden. Beispielsweise ist eine alternative Implementierung dieser Komponenten in 8b gezeigt, bei der die Quadratwurzel-Funktion vor die Umsetzungstabelle 206 bewegt wurde. In 8b sind alle Komponenten des Einzelträger-Basisband-PPR-Blockes 118 die gleichen, wie sie vorstehend für die Konstruktion nach 8a beschrieben wurde, wobei jedoch eine Vorhersageeinrichtung 118 für die Hüllkurven-Größe die Vorhersageeinrichtung 202 für die quadrierte Hüllkurven-Größe nach 8a ersetzt. In diesem Fall umfasst die Vorhersageeinrichtung für die Hüllkurven-Größe die ersten und zweiten Quadrierer 216, 218 und den Addierer 220 ähnlich wie die Vorhersageeinrichtung 202, umfasst jedoch weiterhin einen Quadratwurzel-Operator 816, der mit dem Ausgang des Addierers 220 verbunden ist. Der Quadratwurzel-Operator 816 empfängt das die quadrierte Hüllkurven-Größe darstellende Signal und gibt am Ausgang ein Signal ab, das die momentane Hüllkurven-Größe darstellt. Um diese Änderung der Position der Quadratwurzel-Funktion zu berücksichtigen, wird das konfigurierbare Schwellenwert-Signal T als ein Signal von Eins dividiert durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe für diese Implementierung neu definiert. Weiterhin wird die Umsetzungsfunktion f in der Umsetzungstabelle 206 wie folgt eingestellt, wie dies weiter oben unter Bezugnahme auf die Alternativen für den PPR-Block nach 2 beschrieben wurde:
Ein Fachmann würde verstehen, dass der Multiplizierer 204 kombiniert mit der Umsetzungstabelle 206 und möglicherweise mit einem Leistungsmittelwert-Regler als ein Skalierungsfaktor-Generator betrachtet werden kann. Weiterhin sollte es verständlich sein, dass der Differenz-Addierer 808 kombiniert mit den Multiplizierern 810 als ein Überschussleistungs-Korrektur-Generator betrachtet werden kann, dass der LPF-Block 812 als eine Filtervorrichtung betrachtet werden kann, und das die Differenz-Addierer 806 als eine Überschussleistungs-Beseitigungsvorrichtung betrachtet werden kann.
Es wird nunmehr der Mehrträger-Sender nach 3 betrachtet, wobei 9 eine zweite Implementierung des Mehrträger-Basisband-PPR-Blockes 318 zeigt. Ähnlich zu der ersten Implementierung nach 4a verwendet der Mehrträger-Basisband-PPR-Block nach 9 eine nichtlineare Basisband-Verarbeitung, um momentan die drei Paare von Basisband-Signalen 314, 316 auf einen annehmbaren Schwellenwert-Bereich zu skalieren. Ähnlich wie in den 8a und 8b besteht ein wichtiger Unterschied zwischen der Implementierung nach 9 und der nach 4a, wie dies nachfolgend beschrieben wird, in der Beseitigung der LPF-Blöcke aus den primären Signalpfaden, sodass Basisband-Signale die keine PPR-Skalierung erfordern, nicht durch eine unnötige Filterung beeinträchtigt werden.
Der in 9 gezeigte Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318 umfasst drei erste Verzögerungsblöcke 902, die als Eingangssignal jeweilige der drei Paare von Basisband-Signalen 314, 316 empfangen und in Serie mit drei entsprechenden zweiten Verzögerungsblöcken 904 und einem Satz von sechs entsprechenden Differenz-Addierern 906 gekoppelt sind, die drei Paare von Basisband-Signalen 320, 322 erzeugen, die nachfolgend als Eingangssignal ihren entsprechenden QMs 324 zugeführt werden. Weiterhin umfasst der Basisband-PPR-Block nach 9 die Vorhersageeinrichtung 402 für die Hüllkurven-Größe, die als Eingangssignal die drei Paare von Basisband-Signalen 314, 316 empfängt, den Multiplizierer 404, der als Eingangssignal das Ausgangssignal der Vorhersageeinrichtung 402 für die quadrierte Hüllkurven-Größe und ein konfigurierbares Schwellenwert-Signal T empfängt, die Umsetzungstabelle 401, die als Eingangssignal das Ausgangssignal von dem Multiplizierer 404 empfängt; einen Differenz-Addierer 908, der als Eingangssignal einen Wert von Eins zusammen mit dem Ausgang von der Umsetzungstabelle 406 empfängt; einen Satz von sechs Multiplizierern 910, die als Eingangssignale entsprechende Ausgangssignale von den ersten Verzögerungsblöcken 902 zusammen mit dem Ausgang von dem Differenz-Addierer 908 empfangen; und drei Tiefpassfilter-(LPF-) Blöcke 912, die als Eingangssignal entsprechende Ausgangssignale von dem Satz von Multiplizierern 912 empfangen und weiterhin mit entsprechenden des Satzes von Differenz-Addierern 906 gekoppelt sind. In diesem Fall umfasst jeder der LPF-Blöcke 912 zwei LPFs, einen für jedes der Ausgangssignale von den Multiplizierern 910.
Bei der in 9 gezeigten Implementierung arbeiten die Vorhersageeinrichtung 402 für die Hüllkurven-Größe, der Multiplizierer 404 und die Umsetzungstabelle 406 alle in der gleichen Weis wie dies vorstehend für die Implementierung nach 4a beschrieben wurde. Die Vorhersageeinrichtung 402 für die Hüllkurven-Größe erzeugt eine kombinierte Hüllkurven-Größen-Näherung, die die Schlimmstfall-Größe der Hüllkurve darstellt, die erzeugt wird, nachdem alle drei Basisband-Paare quadraturmoduliert und kombiniert wurden. Der Multiplizierer 404 empfängt diese kombinierte Hüllkurven-Größen-Näherung und vergleicht sie mit einem Skalierungs-Schwellenwert. Wie dies weiter oben für 4a beschrieben wurde, wird der konfigurierbare Schwellenwert T auf einen Wert von Eins dividiert durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe eingestellt, wie sie von dem Konstrukteur des Kommunikationssystems definiert wird, sodass der Multiplizierer ein Verhältnis v der Näherung der momentanen Hüllkurven-Größe und der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe erzeugt. Dieses Verhältnis v wird in die Umsetzungstabelle 406 eingegeben, die unter Verwendung der Umsetzungsfunktion g, die weiter oben für 4a beschrieben wurde, einen Skalierungsfaktor g(v) erzeugt.
Der Skalierungsfaktor g(v) wird nachfolgend als Eingangssignal dem Differenz-Addierer 908 zusammen mit einem Wert von Eins zugeführt. Ähnlich wie dies weiter oben für 8a beschrieben wurde, ist der Ausgang von dem Differenz-Addierer 908 ein Ausdruck für den Wert von Eins, von dem der Skalierungsfaktor subtrahiert wird, das heißt 1 – g(v). Wenn der Skalierungsfaktor gleich Eins ist, wie dies der Fall ist, wenn die Näherung der momentanen Hüllkurven-Größe kleiner oder gleich der maximalen annehmbaren Hüllkurven-Größe ist, so würde das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 908 gleich Null sein. Alternativ würde, wenn der Skalierungsfaktor kleiner als Eins ist, wie dies der Fall sein würde, um die Näherung der momentanen Hüllkurven-Größe größer als die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe ist, der Ausgang von dem Differenz-Addierer 908 gleich einem Wert zwischen Null und Eins sein, was den prozentualen Teil (in Dezimalform) darstellt, um die die geschätzte Hüllkurven-Größe der kombinierten Eingangssignale verringert werden muss, um gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe zu sein.
Jeder der sechs Multiplizierer 910 empfängt das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 908 zusammen mit einer verzögerten Version eines entsprechenden der Eingangssignale 314, 316 von dem ersten Verzögerungsblock 902. Der erste Verzögerungsblock 902 wird zur Verzögerung der drei Paare von Basisband-Signalen 314, 316 derart verwendet, dass sie exakt mit dem momentanen Ausgängen des Differenz-Addierers 908 ausgerichtet sind, wodurch die Verzögerungen in den Komponenten 402, 404, 406 und 908 kompensiert werden. Die Ausgangssignale von dem Multiplizierer 910, die nachfolgend als Überschussleistungs-Korrektursignale bezeichnet werden, stellen den Wert dar, um den jedes der Eingangssignale reduziert werden sollte, um sicherzustellen, dass irgendwelche möglichen Leistungsspitzen oberhalb des Schwellenwert-Pegels, die hervorgerufen werden, wenn die Paare von Basisband-Signalen kombiniert werden, beseitigt werden. In diesem Fall ist, wenn das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 908 gleich Null ist, auch das Überschussleistungs-Korrektur-Signal, das von den Multiplizierern 910 abgegeben wird, ebenfalls gleich Null; dies zeigt an, dass keine Reduzierung der Leistung in den Basisband-Signalen erforderlich ist. Wenn das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 908 einen Wert zwischen Null und Eins ist, so stellen die Überschussleistungs-Korrektursignale, die von den Multiplizierern 910 abgegeben werden, die Teile der drei Paare von Eingangssignalen 314, 316 dar, die möglicherweise oberhalb des Schwellenwert-Pegels liegen könnten, wenn sie kombiniert werden.
Jeder der drei LPF-Blöcke 912 umfasst zwei einzelne LPFs, die jeweils ein entsprechendes eines der Überschussleistungs-Korrektur-Signale empfangen, die von den Multiplizierern 910 abgegeben werden. Ähnlich wie die LPFs nach 8a werden die LPFs nach 9 zur Beseitigung irgendwelcher Emissionen außerhalb des Bandes verwendet, die in den Überschussleistungs-Korrektur-Signalen während der Verarbeitung in den Multiplizierern 910 erzeugt werden. Wie dies in 9 gezeigt ist, werden die gefilterten Ausgänge der LPF-Blöcke 912, die nachfolgend als gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignale bezeichnet werden, als Eingangssignale entsprechenden der Differenz-Addierer 906 zusammen mit verzögerten Versionen der entsprechenden Eingangssignale 314, 316 von dem zweiten Verzögerungsblock 904 zugeführt. Der zweite Verzögerungsblock 904 wird zur Verzögerung der vorher verzögerten Versionen der drei Paare von Basisband-Signalen 314, 316 von dem ersten Verzögerungsblock 902 verwendet, sodass sie exakt mit den momentanen gefilterten Überschussleistungs-Korrektur-Signalen ausgerichtet sind, die von den LPF-Blöcken 912 abgegeben werden, wodurch die Verzögerungen in den Komponenten 910 und 912 kompensiert werden. Bei der Implementierung nach 9 bewirkt jeder der Differenz-Addierer 906 eine Subtraktion der verzögerten Version eines der Eingangssignale 314, 316 von seinem entsprechenden gefilterten Überschussleistungs-Korrektur-Signal. Die Ergebnisse dieser Subtraktions-Operationen nach 9 sind die drei Paare von Basisband-Ausgangssignalen 320, 322. Weitgehend ähnlich wie dies vorstehend für 8a beschrieben wurde, subtrahieren die Differenz-Addierer 906, wenn keine Leistungs-Skalierung der Basisband-Eingangssignalen 314, 316 erforderlich ist, lediglich ein Null-Signal von den verzögerten Versionen der Signale. Somit erfolgt keine Änderung an den Paaren von Basisband-Eingangssignalen, die keine Leistungs-Skalierung erfordern.
Obwohl die Beschreibung nach 9 vorstehend für eine bestimmte Implementierung beschrieben wurde, sollte dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken. Es sollte verständlich sein, dass die alternativen Implementierungen, die vorstehend für die Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung 402, den Multiplizierer 404 und die Umsetzungstabelle 406 nach 4a beschrieben wurden, ebenfalls als Alternative bei der Implementierung nach 9 anwendbar sind. Beispielsweise sollte es zu erkennen sein, dass ähnlich zu der vorstehend beschriebenen Implementierung die Umsetzungsfunktion g unter Verwendung einer Nachschlagetabelle oder alternativ unter Verwendung von Logikschaltungen implementiert werden könnte.
Weiterhin könnte ein Leistungsmittelwert-Regler ähnlich zu dem Leistungsmittelwert-Regler 408 nach 4a in 9 bei manchen Ausführungsformen implementiert werden. Dieser Leistungsmittelwert-Regler könnte zwischen der Umsetzungstabelle 406 und dem Differenz-Addierer 908 implementiert werden. Ähnlich zu der Vorrichtung in 4a könnte ein Leistungsmittelwert-Regler in 9 dazu verwendet werden, die mittlere Ausgangsleistung für den Basisband-PPR-Block in Übereinstimmung mit der mittleren Eingangsleistung zu halten. Wenn ein Leistungsmittelwert-Regler in 9 implementiert ist, so könnte er in der vorstehend anhand der 4a beschriebenen Weise implementiert werden, doch sollte die Implementierung des Leistungsmittelwert-Reglers nicht auf eine derartige Konstruktion beschränkt sein.
Weiterhin könnte die alternative Ausführungsform für die Vorhersageeinrichtung 402 für die Hüllkurven-Größe gemäß 4b auf den PPR-Block nach 9 angewandt werden. Wie dies vorstehend beschrieben wurde, berücksichtigt diese Ausführungsform die relative Frequenz- und Phaseninformation, um eine exakte Hüllkurven-Größen-Vorhersage für das kombinierte Signal nach der Quadratur-Modulation zu erhalten. Diese Ausführungsform erfordert eine Kenntnis von dem QMs 324, wie die Frequenz und Phase ist, die jeden Träger während der Quadratur-Modulation zugeordnet wird. Wie dies weiter oben beschrieben wurde, ist ein Nachteil der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung nach 4b die Vergrößerung der Kompliziertheit.
Der in 9 gezeigte Mehrträger-Basisband-PPR-Block 318 kann so angepasst werden, dass er eine unterschiedliche Anzahl von Trägern behandelt, und er ist nicht auf den Fall von drei Trägern beschränkt, wie er vorstehend erläutert und beschrieben wurde. In den Fällen, in denen er so modifiziert ist, dass er lediglich einen einzigen Träger behandelt, so ist die Implementierung geringfügig von der von der 8a beschriebenen verschieden, es sei jedoch bemerkt, dass jede Implementierung richtig arbeiten würde.
Der Fachmann würde verstehen, dass der Multiplizierer 404 bei einer Kombination mit der Umsetzungstabelle 406 und möglicherweise einer Kombination mit einem Leistungsmittelwert-Regler als ein Skalierungsfaktor-Generator betrachtet werden kann. Es sollte weiterhin verständlich sein, dass der Differenz-Addierer 908 in Kombination mit den Multiplizierern 910 als ein Überschussleistungs-Korrektur-Generator betrachtet werden kann, dass der LPF-Block 912 als eine Filtervorrichtung betrachtet werden kann, und das die Differenz-Addierer 906 als eine Überschussleistungs-Beseitigungsvorrichtung betrachtet werden können.
Eine weitere Technik gemäß der vorliegenden Erfindung zur Durchführung der Spitzenleistungs-Reduzierung in einem Mehrträger-Sender besteht darin, die Basisband-Eingangssignale 314, 316 in eine Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000 einzugeben, um kombinierte Einzelträger-Basisband-Signale 114, 116 zu erzeugen, die nachfolgend als Eingangssignal einem Einzelträger-Basisband-PPR-Block 118 zugeführt werden können, wie dies weiter oben unter Bezugnahme auf die 2, 8a und 8b beschrieben wurde. 10 zeigt eine mögliche Implementierung für eine derartige Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000. In diesem Fall sind komplexe Mischer 428, 430 und Gleichphasen- und Quadratur-Addierer 432, 434 in der gleichen Weise implementiert, wie dies vorstehend für 4b beschrieben wurde. Die Ausgänge der Gleichphasen- und Quadratur-Addierer 432, 434 sind in diesem Fall die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Signale 114, 116, die als Eingangssignal den Einzelträger-Basisband-Blöcken nach 2, 8a oder 8b zugeführt werden können. Bei der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der die Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000 mit dem Einzelträger-Basisband-PPR-Block 118 nach einer der 2, 8a oder 8b gekoppelt ist, ist eine modifizierte Sender-Konstruktion erforderlich. Bei dieser Konstruktion umfasst, wie dies in 11 gezeigt ist, der Sender DSs 302, CESs 306 und BPSFs 312 wie dies weiter oben anhand der 3 beschrieben wurde, wobei die BPSFs mit der Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000 gekoppelt sind. Die Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000 ist mit dem Basisband-PPR-Block 118 gekoppelt, der weiterhin mit dem QM 124, der UC 128, dem MCPA 132, dem RFF 13 und der Antenne 138 gekoppelt ist, wie dies weiter oben unter Bezugnahme auf 1 beschrieben wurde.
Es sollte verständlich sein, dass alternative Implementierungen der Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000 nach 10 möglich sind. Beispielsweise gelten die alternativen Ausführungsformen der Komponenten 428, 430, 432, 434, die vorstehend beschrieben wurde, auch für die Mehrträger-Kombinationseinrichtung 1000.
Wenn nunmehr der Sender nach 5 betrachtet wird, so wird eine zweite Implementierung des IF-PPR-Blockes 504 nunmehr anhand der 12 beschrieben. Ähnlich wie die erste Implementierung nach 6 verwendet der IF-PPR-Block nach 12 eine nichtlineare Basisband-Verarbeitung, um momentan die drei Trägersignale 502 auf einen annehmbaren Schwellenwertbereich zu skalieren. Ähnlich wie in den 8a, 8b und 9 besteht ein wichtiger Unterschied zwischen der Implementierung nach 12 und der nach 6 in der nachfolgend beschriebenen Weise in der Beseitigung der LPF-Blöcke aus den primären Signalpfaden, sodass die IF-Signale, die keine PPR-Skalierung erfordern, nicht durch ein unnötiges Filtern beeinträchtigt werden.
Der in 12 gezeigte IF-PPR-Block 504 umfasst drei erste Verzögerungsblöcke 1202, denen jeweilige der drei IF-Signale 502 als Eingangssignale zugeführt werden, und die in Serie mit drei entsprechenden zweiten Verzögerungsblöcken 1204 und einem Satz von drei entsprechenden Differenz-Addierern 1206 gekoppelt sind, die die drei IF-Ausgangssignale 506 erzeugen, die nachfolgend als Eingangssignale der Kombinationseinrichtung 327 zugeführt werden. Weiterhin umfasst der IF-PPR-Block nach 12 den Addierer 601, der als Eingangssignal die drei IF-Eingangssignale 502 empfängt, den Hüllkurven-Detektor 602, der als Eingangssignal den Ausgang des Addierers 601 empfängt; den Multiplizierer 604, der als Eingangssignal das Ausgangssignal von dem Hüllkurven-Detektor 602 und ein konfiguierbares Schwellenwert-Signal T empfängt; die Umsetzungstabelle 606, die als Eingangssignal das Ausgangssignal von dem Multiplizierer 604 empfängt; einen Differenz-Addierer 1208, der als Eingangssignal einen Wert von ein zusammen mit dem Ausgang von der Umsetzungstabelle 606 empfängt; einen Satz von drei Multiplizierern 1210, die als Eingangssignal entsprechende Ausgänge von der erste Verzögerungsblöcken 1202 zusammen mit dem Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 1208 empfangen; und drei Bandpassfilter-(BPF-) Blöcke 1212, die als Eingangssignal die entsprechenden Ausgangssignale von dem Satz von Multiplizierern 1210 empfangen und weiterhin mit entsprechenden des Satzes von Differenz-Addierern 1206 gekoppelt sind. In diesem Fall umfasst jeder der BPF-Blöcke 1212 ein einzelnes BPF.
Bei der in 12 gezeigten Implementierung arbeiten der Addierer 601, der Hüllkurven-Detektor 602, der Multiplizierer 604 und die Umsetzungstabelle 606 alle in der gleichen Weise, wie dies weiter oben für die Implementierung nach 6 beschrieben wurde. Der Addierer 601, der als Eingangssignal jedes IF-Signal 502 empfängt, gibt ein kombiniertes IF-Signal an den Hüllkurven-Detektor 602 ab. Der Hüllkurven-Detektor, der so implementiert werden könnte, wie dies vorstehend anhand der 7 beschrieben wurde, gibt einen Schätzwert der Hüllkurven-Größe ab, die der Kombination der IF-Signale 502 entspricht. Der Multiplizierer 604 empfängt diesen Schätzwert der Hüllkurven-Größe und vergleicht sie mit dem Skalierungs-Schwellenwert T. Wie dies weiter oben für 6 beschrieben wurde, wird der konfigurierbare Schwellenwert T auf Eins dividiert durch die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe eingestellt, wie sie von dem Konstrukteur des Kommunikationssystems definiert wird, sodass der Multiplizierer 604 ein Verhältnis v der geschätzten Gesamt-Hüllkurven-Größe zur maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe erzeugt. Dieses Verhältnis v wird als Eingangssignal der Umsetzungstabelle 606 zugeführt, die unter Verwendung der Umsetzungsfunktion g, die weiter oben für die 4a und 6 beschrieben wurde, einen Skalierungsfaktor g(v) erzeugt.
Der Skalierungsfaktor g(v) wird nachfolgend als Eingangssignal dem Differenz-Addierer 1208 zusammen mit einem Wert von Eins zugeführt. Ähnlich wie dies weiter oben für die 8a und 9 beschrieben wurde, ist das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 1208 ein Ausdruck mit dem Wert 1, von dem der Skalierungsfaktor subtrahiert ist, das heißt 1 – g(v). Wenn der Skalierungsfaktor gleich Eins ist, wie dies der Fall sein würde, wenn die Näherung der momentanen Hüllkurven-Größe kleiner oder gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe ist, so würde das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 1208 gleich Null sein. Alternativ würde, wenn der Skalierungsfaktor kleiner als Eins ist, wie dies der Fall sein würde, wenn die Näherung der momentanen Hüllkurven-Größe größer als die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe ist, das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 1208 gleich einem Wert zwischen Null und Eins sein, was die Prozentzahl (in Dezimalform) darstellt, um die die geschätzte Hüllkurven-Größe der kombinierten Eingangssignale verringert werden muss, um gleich der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe zu sein.
Jeder der drei Multiplizierer 1210 empfängt das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 1208 zusammen mit einer verzögerten Version eines entsprechenden der IF-Eingangssignale 502 von dem ersten Verzögerungsblock 1202. Der erste Verzögerungsblock 1202 wird zur Verzögerung der drei IF-Signale 502 derart verwendet, dass diese exakt mit dem momentanen Ausgängen des Differenz-Addierers 1208 ausgerichtet sind, wodurch die Verzögerungen in den Komponenten 601, 602, 604, 606 und 1208 kompensiert werden. Die Ausgangssignale von den Multiplizierern 1210, die nachfolgend als Überschussleistungs-Korrektursignale bezeichnet werden, stellen die Größe dar, um die jedes der Eingangssignale reduziert werden sollte, um sicherzustellen, dass irgendwelche Leistungsspitzen oberhalb des Schwellenwert-Pegels, die hervorgerufen werden, wenn die IF-Signale kombiniert werden, beseitigt werden. In diesem Fall ist, wenn das Ausgangssignal von dem Differenz-Addierer 1208 gleich Null ist, auf das Überschussleistungs-Korrektursignal, das von den Multiplizierern 1210 abgegeben wird, gleich Null; dies zeigt an, dass keine Reduzierung der Leistung der IF-Eingangssignale 502 erforderlich ist. Wenn der Ausgang von dem Differenz-Addierer 1208 ein Wert zwischen 0 und 1 ist, so stellen die Überschussleistungs-Korrektursignale, die von den Multiplizierern 1210 abgegeben werden, die Teile der drei IF-Signale 502 dar, die möglicherweise oberhalb des Schwellenwert-Leistungspegels liegen könnten, wenn sie kombiniert werden.
Jeder der drei LPF-Blöcke 1212 umfasst ein einziges LPF, das ein entsprechendes der Überschussleistungs-Korrektursignale empfängt, die von den Multiplizierern 1210 abgegeben werden. Ähnlich wie die LPFs nach den 8a und 9 werden die LPFs nach 12 dazu verwendet, die Emissionen außerhalb des Bandes zu beseitigen, die in den Überschussleistungs-Korrektursignalen während der Verarbeitung in den Multiplizierern 1210 erzeugt werden. Wie dies in 12 gezeigt ist, werden die gefilterten Ausgangssignale der LPF-Blöcke 1212, die nachfolgend als gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignale bezeichnet werden, als Eingangssignale entsprechenden der Differenz-Addierer 1206 zusammen mit verzögerten Versionen der entsprechenden der IF-Eingangssignale der Differenz-Addierer 1206 zusammen mit verzögerten Versionen der entsprechenden der IF-Eingangssignale 502 von dem zweiten Verzögerungsblock 1204 zugeführt. Der zweite Verzögerungsblock 1204 wird zur Verzögerung der vorher verzögerten Versionen der drei IF-Eingangssignale 502 von dem ersten Verzögerungsblock 1202 verwendet, sodass sie exakt mit den momentanen gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignalen ausgerichtet sind, die von den LPF-Blöcken 1212 abgegeber werden, wodurch die Verzögerungen in den Komponenten 1210 und 1212 kompensiert werden. Bei der Implementierung nach 12 arbeitet jeder der Differenz-Addierer 1206 zur Subtraktion der verzögerten Version eines der Eingangssignale 502 von seinem entsprechenden gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignal. Die Ergebnisse dieser Subtraktions-Operationen in 12 sind die drei IF-Ausgangssignale 506. Weitgehend so, wie dies vorstehend für die 8a und 9 beschrieben wurde, subtrahieren, wenn keine Leistungs-Skalierung der IF-Eingangssignale 502 erforderlich ist, die Differenz-Addierer 1206 lediglich ein Null-Signal von den verzögerten Versionen der Signale. Somit wird keine Änderung an den IF-Eingangssignalen durchgeführt, die keine Leistungs-Skalierung erfordern.
Obwohl die Beschreibung nach 12 anhand einer bestimmten Implementierung durchgeführt wurde, sollte dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken. Es sollte verständlich sein, dass die alternativen Implementierungen, die vorstehend für den Hüllkurven-Detektor 602, den Multiplizierer 604 und die Umsetzungstabelle 606 nach 6 beschrieben wurden, auch als Alternative für die Implementierung nach 12 anwendbar sind. Beispielsweise ist zu erkennen, das ähnlich zu der vorstehend beschriebenen Implementierung die Umsetzungsfunktion g unter Verwendung einer Nachschlagetabelle oder alternativ unter Verwendung von Logikschaltungen implementiert werden könnte.
Weiterhin könnte ein Leistungsmittelwert-Regler ähnlich dem Leistungsmittelwert-Regler 608 nach 6 in manchen Ausführungsformen in 12 implementiert werden. Dieser Leistungsmittelwert-Regler könnte zwischen der Umsetzungstabelle 606 und dem Differenz-Addierer 1208 implementiert werden. Ähnlich zu der Vorrichtung nach 6 könnte der Leistungsmittelwert-Regler in 12 dazu verwendet werden, eine mittlere Ausgangsleistung für den IF-PPR-Block in Übereinstimmung mit der mittleren Eingangsleistung aufrecht zu erhalten. Wenn ein Leistungsmittelwert-Regler in 12 implementiert ist, könnte er in der vorstehend anhand der 6 beschriebenen Weise implementiert werden, obwohl die Implementierung des Leistungsmittelwert-Reglers nicht auf eine derartige Konstruktion beschränkt sein sollte.
Wie dies weiter oben unter Bezugnahme auf 6 beschrieben wurde, ist festzustellen, dass andere Ausführungsformen von Sendern möglich sind, bei denen der IF-PPR-Block an irgendeiner Stelle zwischen dem QMs 324 und dem MCPA 332 angeordnet ist, wobei lediglich geringfügige Modifikationen an dem IF-PPR-Block 504 nach 12 erforderlich sind. Genauso ist, obwohl dies nicht gezeigt ist, ein Einzelträger-Sender, der einen Einzelträger-IF-PPR-Block verwendet, dadurch möglich, das der IF-PPR-Block 504 nach 12 einfach auf einen Einzelträger skaliert wird, wobei die Kombinationseinrichtung 601 fortgelassen wird. Weiterhin kann der IF-PPR-Block 504 nach 12 so angepasst werden, dass er eine unterschiedliche Anzahl von Trägern behandelt, und er ist nicht auf den Fall von drei Trägern beschränkt, wie dies hier gezeigt und beschrieben wurde.
Der Fachmann wird feststellen, dass der Multiplizierer 604 in Kombination mit der Umsetzungstabelle 606 und möglicherweise in Kombination mit dem Leistungsmittelwert-Regler als ein Skalierungsfaktor-Generator betrachtet werden kann. Weiterhin sollte es verständlich sein, dass der Differenz-Addierer 1208 in Kombination mit den Multiplizierern 1210 als ein Überschussleistungs-Korrektur-Generator betrachtet werden kann, dass der LPF-Block 1212 als eine Filtervorrichtung betrachtet werden kann, und dass die Differenz-Addierer 1206 als Überschussleistungs-Beseitigungsvorrichtungen betrachtet werden können.
Es gibt vielfältige Vorteile für die Implementierung der PPR-Blöcke nach den 8a, 8b, 9 und 12 gemäß der vorliegenden Erfindung, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Einerseits subtrahieren, wie dies vorstehend beschrieben wurde, wenn keine Leistungs-Skalierung der Eingangssignale erforderlich ist, die jeweiligen Differenz-Addierer 806, 906, 1206 lediglich ein Null-Signal von den verzögerten Versionen der Signale. Damit wird keine wesentliche Änderung an den Eingangssignalen durchgeführt, die keine Leistungs-Skalierung erfordern. Bei den Implementierungen der PPR-Blöcke nach den 2, 4a und 6 werden alle Signale, unabhängig davon, ob sie eine Skalierung erfordern oder nicht, durch die jeweilige Filtervorrichtung 214, 414, 614 gefiltert. Diese Filterung kann die Qualität dieser Signale durch Hinzufügen einer Fehlerkomponente beeinträchtigen. Bei der Implementierung nach den 8a, 8b, 9 und 12 kann die jeweilige Filtervorrichtung 812, 912, 1212 einen kleinen Fehler zu den Überschussleistungs-Korrektursignalen hinzufügen, doch sind diese Korrektursignale Fehlerkorrektur signale als solche. Es ist wesentlich weniger schädlich, einen geringfügigen Fehler zu einem Fehlersignal hinzuzufügen, als einen kleinen Fehler zu dem grundlegenden Signal hinzuzufügen. In den PPR-Blöcken nach den 8a, 8b, 9 und 12 würde kein wesentlicher Fehler zu den Eingangssignalen addiert, die keine Skalierung erfordern, und irgendein Fehler, der zu den Eingangssignalen addiert wird, die eine Skalierung erfordern, ist kleiner als der mögliche Fehler, der über die ersten Implementierungen dieser PPR-Blöcke hinzugefügt wird, wie sie weiter oben anhand der 2, 4a und 6 beschrieben wurden.
Ein weiterer Vorteil der zweiten Implementierungen der PPR-Blöcke nach den 8a, 8b, 9 und 12 besteht in der Möglichkeit, die Qualität der Filtervorrichtungen zu verringern, die verwendet werden. Aus ähnlichen Gründen, wie sie weiter oben erläutert wurden, ist der Fehler, der durch die Filtervorrichtungen zu den Überschussleistungs-Korrektursignalen bei diesen Implementierungen hinzugefügt wird, nicht so kritisch, wie der Fehler, der zu den tatsächlichen Basisband- oder IF-Signalen durch Filtervorrichtungen bei den Implementierungen nach den 2, 4a und 6 hinzugefügt wird. Die reduzierten Qualitätsanforderungen für die Filtervorrichtungen ermöglichen die Verwendung einer reduzierten Anzahl von Bits in den LPFs und BPFs dieser Vorrichtungen. Diese Verringerung der Anzahl von Bits kann die Kosten der Filter durch Reduzieren der Anzahl der Multiplizierer verringern, und wenn die Filterkonstruktion Filter in Serie hat, so kann die Beseitigung der Multiplizierer weiterhin die Geschwindigkeit der Filtervorrichtung vergrößern.
Es sei bemerkt, dass obwohl die zweiten Implementierungen der PPR-Blöcke, die vorstehend anhand der 8a, 8b, 9 und 12 beschrieben wurden, eine Filtervorrichtung aufweisen, die anhand der Überschussleistungs-Korrektursignale arbeiten, dies nicht den Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beschränken sollte. Beispielsweise könnte die Filtervorrichtung an den Ausgang der Differenz-Addierer 806, 906, 1206 in diesen Figuren verschoben werden, obwohl zu erkennen ist, dass dies die vorstehend beschriebenen Vorteile für die zweiten Implementierungen der PPR-Blöcke verringern würde.
Alle die Implementierungen der PPR-Blöcke, die vorstehend beschrieben wurden und die Leistungsverstärkungs-Skalierer verwenden, haben weiterhin Vorteile gegenüber anderen Implementierungen, die harte Leistungsbegrenzer verwenden. Für digitale Implementierungen der PPR-Blöcke, bei denen ein harter Begrenzer anstelle der Skalierungs-Implementation der vorstehend beschriebenen Implementationen verwendet wird, würde der harte Begrenzer starke Oberwellen erzeugen, wenn er die Leistung begrenzt. Diese starken Oberwellen würden in das Nyquist-Band zurückfallen und erhebliche Verzerrungen hervorrufen. Außerdem muss ein harter Begrenzer mit den kombinierten Mehrträger-Signalen arbeiten. Daher können nach der Operationen des harten Begrenzers die IF-Signale nicht mehr einzeln gefiltert werden, was dazu führt, dass Zwischenträger-Verzerrungen, die durch den harten Begrenzer hervorgerufen werden, nicht entfernt werden.
Es gibt vielfältige weitere Vorteile, die mit dem Sender erzielt werden, der einen PPR-Block gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet. Der PPR-Block skaliert die Spitzenleistungs-Perioden nach unten, während bei den Ausführungsformen, die einen Leistungsmittelwert-Regler verwenden, der PPR-Block weiterhin den Leistungsmittelwert-Pegel aufrecht erhält, wodurch das CDMA Spitze-zu-Mittelwert-Leistungsverhältnis (PAPR) verringert wird. Dieses verringerte PAPR ist ein wichtiger Vorteil der vorliegenden Erfindung und führt dazu, dass die Endstufe (PA) in dem Sender in der Lage ist, mit höheren mittleren Leistungspegeln zu arbeiten, während immer noch die Anforderungen an die Emissionen außerhalb des Bandes erfüllt sind.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht in der Flexibilität, die diese Implementierung hinsichtlich der Unterstützung unterschiedlicher Anzahlen von aktiven Trägern hat. Bei den Beispielen mit drei Trägern, wie sie in den 4a, 6, 9, 10 und 12 gezeigt sind, kann irgendeiner der drei Träger aktiv oder inaktiv sein, wobei die relative Sendeleistung zwischen diesen willkürlich sein kann.
Obwohl die vorstehend beschriebenen Implementierungen so ausgelegt sind, dass sie die Spitzenleistungs-Spitzen in Eingangssignalen an die PPR-Blöcke reduzieren, ist festzustellen, dass die Ausgangssignale der PPR-Blöcke nicht notwendigerweise Leistungspegel haben müssen, die mit Hüllkurven-Größen kleiner als die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe in Übereinstimmung stehen. Dies ergibt sich aus der Betriebsweise der Filtervorrichtung. Obwohl die Filter außerhalb des Bandes die Emissionen aus den Überschussleistungs-Korrektur-Signalen in den 8a, 8b, 9 und 12 beseitigen und außerhalb des Bandes liegende Emissionen aus den multiplizierten Signalen in den 2, 4a und 6 beseitigen, vergrößern die Filter im allgemeinen außerdem geringfügig die Leistung der Spitzenleistungs-Spitze. Beispielsweise können, obwohl die gesamten Spitzenleistungs-Spitzen entfernt werden könnten, wenn sich die Filtervorrichtung nicht innerhalb der vorstehend beschriebenen PPR-Blöcke befinden würde, bei der Filtervorrichtung die Spitzenleistungs-Spitzen lediglich um einen bestimmten Prozentsatz verringert werden, wie zum Beispiel 80%.
Um diese Beschränkung bei der Konstruktion der vorstehend beschriebenen PPR-Blöcke zu überwinden, schließen Alternativen zu den Implementierungen der PPR-Blöcke in den 3, 4a, 6, 8a, 9 oder 12 einen PPR-Block ein, der in Serie mit zumindest einem weiteren PPR-Block geschaltet ist. Diese Kopplung mehrfacher PPR-Blöcke in einer kaskadierten Weise trägt dazu bei, irgendwelche neuen Spitzenleistungs-Spitzen zu beseitigen, die durch die Filter innerhalb der jeweiligen PPR-Blöcke neu aufgebaut werden.
Obwohl die verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, die hier gezeigt wurden, unterschiedliche Implementierungen für die Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtungen haben, sollte es verständlich sein, dass das Ausgangssignal von der Hüllkurven-Größen-Vorhersageeinrichtung, das nachfolgend als das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal bezeichnet wird, die Größen-Abschätzung des Gesamt-Eingangsleistungs-Pegels in sich enthalten hat. Dies bedeutet nicht notwendigerweise, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Schätzsignal gleich dem Gesamt-Eingangsleistungs-Schätzpegel ist, sondern dass dies möglicherweise eine manipulierte Version des Gesamtleistungs-Schätzpegels unter Verwendung einer monotonen Funktion ist. Beispielsweise zeigt 2 einen Fall, bei dem das Gesamt-Eingangsleistungs-Schätzsignal der geschätzte Gesamt-Eingangsleistungs-Pegel in quadrierter Form ist. In gleicher Weise beinhaltet ein maximal annehmbares Leistungssignal den maximal annehmbaren Leistungspegel, der vorstehend als die maximal annehmbare Hüllkurven-Größe beschrieben wurde, dies bedeutet jedoch nicht notwendigerweise, dass das maximal annehmbare Leistungssignal gleich dem maximal annehmbaren Leistungspegel ist.
In Abhängigkeit von der Auswahl des konfigurierten Schwellenwert-Signals T und des Analog-Leistungsverstärker-Ansteuerpegels des Konstrukteurs kann der PPR-Block für eine Anzahl von unterschiedlichen Zwecken verwendet werden. Vier unterschiedliche Anordnungen zur Verwendung von PPR-Blöcken werden nunmehr beschrieben, wobei diese Anordnungen nachfolgend als die Betriebsarten A bis D bezeichnet werden.
In der Betriebsart A bleibt die mittlere Ausgangsleistung des Leistungsverstärkers konstant, wobei die Hinzufügung des PPR-Blockes einfach die außerhalb des Bandes liegenden Emissionen verringert, während sie die Schwingungsform-Qualität innerhalb des Bandes nicht beeinträchtigt. In dieser Betriebsart wird der PPR-Block unter Verwendung des konfigurierbaren Schwellenwert-Signals T derart eingestellt, dass das Informationssignal nicht stärker begrenzt wird, als der Leistungsverstärker dieses Signal begrenzt hätte, wenn der PPR-Block nicht verwendet worden wäre. Lediglich die Lage der Begrenzung ändert sich auf eine frühzeitigere Stufe. Weil der oder die LPF(s) in dem PPR-Block die außerhalb des Bandes liegenden Emissionen, die durch die PPR-Skalierung hervorgerufen werden, beseitigt, und weniger außerhalb des Bandes liegende Emissionen von dem Leistungsverstärker aufgrund des PPR-Blockes erzeugt werden, werden die Gesamt-Emissionen außerhalb des Bandes reduziert.
In der Betriebsart B werden die außerhalb des Bandes liegenden Emissionen gegenüber der Betriebsart A weiter verringert, während der gleiche mittlere Ausgangsleistungs-Pegel verwendet wird, was zu einer geringfügigen Beeinträchtigung der Schwingungsform-Qualität innerhalb des Bandes führt. Bei dieser Betriebsart ist die PPR-Block-Begrenzungstiefe gegenüber der vergrößert, mit der der Leistungsverstärker ohne den PPR-Block begrenzt hätte. Dies erfolgt durch Verringern der maximal annehmbaren Hüllkurven-Größe, wie dies hier mit den konfigurierbaren Schwellenwert-Signal T erfolgt. Das kombinierte Ausmaß der durch diese Anordnung ausgebildeten Begrenzung von dem PPR-Block und dem Leistungsverstärker ist höher als die Begrenzung, die von dem Leistungsverstärker allein durchgeführt würde. Diese Verringerung der außerhalb des Bandes liegenden Emissionen erfolgt auf Kosten der Schwingungsform-Qualität innerhalb des Bandes.
In der Betriebsart C werden die Emissionen außerhalb des Bandes verringert und gleichzeitig wird die mittlere Ausgangsleistung von dem Leistungsverstärker vergrößert, wodurch eine Beeinträchtigung der Qualität der Schwingungsform innerhalb des Bandes auf einen minimal annehmbaren Pegel hervorgerufen wird. Bei dieser Betriebsart ist der mittlere Ausgangsleistungs-Pegel höher als bei der Betriebsart B, jedoch geringer als der Leistungspegel, der dazu führt, dass die Verbesserung der außerhalb des Bandes liegenden Emissionen, die durch die Hinzufügung des PPR-Blockes hervorgerufen wird, verloren geht. Daher werden sowohl die mittlere Ausgangsleistung als auch das Betriebsverhalten hinsichtlich der außerhalb des Bandes liegenden Emissionen verbessert, verglichen mit dem Sender, der ohne den PPR-Block implementiert ist, wobei sich gleichzeitig ein annehmbarer Wert der Beeinträchtigung der Schwingungsform-Qualität innerhalb des Bandes ergibt.
In der Betriebsart D wird die mittlere Ausgangsleistung für den Leistungsverstärker zu einem Maximum gemacht, während die außerhalb des Bandes liegenden Emissionen und die Qualität der Schwingungsform im Band ihre jeweiligen annehmbaren Grenzen für den Schlimmstfall erreichen. In dieser Betriebsart sind das konfigurierbare Schwellenwert-Signal T und der Ansteuerpegel des Leistungsverstärkers so optimiert, dass zusammen die außerhalb des Bandes liegenden Emissionen ihre maximal annehmbare Grenze erreichen, und dass die Schwingungsform-Qualität im Band ihre minimal annehmbare Grenze erreicht, wobei keiner dieser Schwellenwerte überschritten wird. Dies führt dazu, dass der mit dem PPR-Block implementierte Sender die maximal zulässige mittlere Ausgangsleistung erreicht.
Obwohl diese vier Betriebsarten beschrieben wurden, wird der Fachmann weitere Anordnungen für einen Sender mit dem PPR-Block der vorliegenden Erfindung erkennen. Die Haupterwägung ist ein Kompromiss zwischen dem außerhalb des Bandes liegenden Emissionen, der Schwingungsform-Qualität im Band und der mittleren Leistung.
Der Fachmann wird erkennen, dass alternative Implementierungen und Modifikationen bei der Verwendung einer Vorrichtung ähnlich der vorstehend beschriebenen möglich sind, um Spitzenleistungs-Perioden innerhalb von Datensignalen zu verringern, und dass die vorstehende Implementierung lediglich eine Erläuterung dieser Ausführungsform dieser Erfindung ist. Der Schutzumfang der Erfindung ist daher lediglich durch die beigefügten Ansprüche begrenzt.

Claims

Spitzenleistungs-Regler (118), dem als Eingang zumindest ein Eingangssignal zugeführt wird und der zumindest ein Ausgangssignal abgibt, das dem Eingangssignal entspricht, wobei der Leistungsregler Folgendes umfasst: erste und zweite Verzögerungseinrichtungen (802, 804), die erste und zweite dem Eingangssignal entsprechende verzögerte Signale erzeugen; eine Leistungs-Abschätzeinrichtung (202), die unter Verwendung des Eingangssignals ein dem Eingangssignal entsprechendes Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal erzeugt; einen Skalierungsfaktor-Generator (204, 206), der einen Skalierungsfaktor unter Verwendung des Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignals und eines maximal annehmbaren Leistungssignals erzeugt; einen Überschussleistungs-Korrektur-Generator (808, 810), der den Skalierungsfaktor und das erste verzögerte Signal verwendet, um ein Überschussleistungs-Korrektursignal zu erzeugen; eine Filtereinrichtung (812), die das Überschussleistungs-Korrektursignal filtert, um ein gefiltertes Überschussleistungs-Korrektursignal zu erzeugen; und eine Überschussleistungs-Beseitigungsvorrichtung (806), die das gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignal und das zweite verzögerte Signal verwendet, um das Ausgangssignal zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, bei dem der Skalierungsfaktor gleich eins ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Leistungssignal oder gleich diesem ist; und bei dem der Skalierungsfaktor gleich dem maximal annehmbaren Leistungssignal dividiert durch das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Leistungssignal ist.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, bei dem der Überschussleistungs-Korrektur-Generator einen Multiplizierer umfasst, der zum Multiplizieren des ersten verzögerten Signals mit einem Faktor verwendet wird, der gleich eins minus dem Skalierungsfaktor ist, um ein Überschussleistungs-Korrektursignal zu erzeugen, und bei dem die Filtereinrichtung ein Tiefpassfilter umfasst, das zum Filtern des Überschussleistungs-Korrektursignals verwendet wird.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, bei dem die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung einen Differenz-Addierer umfasst, der das gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignal von dem zweiten verzögerten Signal subtrahiert, um das Ausgangssignal zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, bei dem der Skalierungsfaktor-Generator eine Erststufen-Einrichtung und eine Zweitstufen-Einrichtung umfasst; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich eins ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Leistungssignal oder gleich diesem ist; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich dem maximal annehmbaren Leistungssignal dividiert durch das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Leistungssignal ist; und wobei der Ausgang der Zweitstufen-Einrichtung der Skalierungsfaktor ist, wobei der Skalierungsfaktor gleich dem Ausgang von der Erststufen-Einrichtung dividiert durch einen quadratischen Mittelwert-(RMS-) Ausgang von der Erststufen-Einrichtung über eine vorgegebene Periode ist.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, dem als Eingang Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignale zugeführt werden und der Gleichphasen- und Quadratur-Basisband Ausgangssignale abgibt; wobei die ersten und zweiten Verzögerungseinrichtungen erste und zweite verzögerte Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Signale erzeugen; wobei die Leistungs-Abschätzeinrichtung das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal entsprechend den Basisband-Eingangssignalen unter Verwendung der Basisband-Eingangssignale erzeugt; wobei der Überschussleistungs-Korrektur-Generator den Skalierungsfaktor und die ersten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Signale verwendet, um Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektur-signale zu erzeugen; wobei die Filtereinrichtung die Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale filtert, um gefilterte Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale zu erzeugen; und wobei die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung die gefilterten Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale und die zweiten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale verwendet, um die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 6, bei dem die Leistungs-Abschätzeinrichtung Folgendes umfasst: eine Gleichphasen-Basisband-Quadriereinrichtung, der als Eingang das Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal zugeführt wird und die ein quadriertes Gleichphasen-Basisband-Signal abgibt; eine Quadratur-Basisband-Quadriereinrichtung, der als Eingang das Quadratur-Basisband-Eingangssignal zugeführt wird und die ein quadriertes Quadratur-Basisbandsignal abgibt; und einen Addierer, dem als Eingang die quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Signale zugeführt werden und der das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal durch Summieren der quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Signale erzeugt; wobei das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal einem quadrierten Gesamt-Eingangsleistungs-Pegel für die kombinierten Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignale entspricht und das maximal annehmbare Leistungssignal einem quadrierten maximal annehmbaren Leistungspegel entspricht.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 6, bei dem der Skalierungsfaktor gleich eins ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Leistungssignal oder gleich diesem ist; und wobei der Skalierungsfaktor gleich dem maximal annehmbaren Leistungssignal dividiert durch das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Leistungssignal ist.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 6, bei dem der Überschussleistungs-Korrektur-Generator zwei Multiplizierer umfasst, die zum Multiplizieren der beiden ersten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale mit einem Faktor verwendet werden, der gleich eins minus dem Skalierungsfaktor ist, um die Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale zu erzeugen, und wobei die Filtereinrichtung zwei Tiefpassfilter umfasst, die zum Filtern der Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale verwendet werden.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 6, bei dem die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung zwei Differenz-Addierer umfasst, die die gefilterten Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale von den zweiten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen subtrahieren, um die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 6, bei dem der Skalierungsfaktor-Generator eine Erststufen-Einrichtung und eine Zweitstufen-Einrichtung umfasst; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich eins ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Leistungssignal oder gleich diesem ist; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich dem maximal annehmbaren Leistungssignal dividiert durch das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Leistungssignal ist; und wobei der Ausgang der Zweitstufen-Einrichtung der Skalierungsfaktor ist, wobei der Skalierungsfaktor gleich dem Ausgang von der Erststufen-Einrichtung dividiert durch einen quadratischen Mittelwert-(RMS-) Ausgang von der Erststufen-Einrichtung über eine vorgegebene Periode ist.
CDMA-Sender mit: einer Datenquelle, die in Serie mit einem Kanal-Codierer und einer Spreizeinrichtung und einem Basisband-Impulsformungs-Filter gekoppelt ist; einem Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, dem als Eingang die Ausgänge von dem Basisband-Impulsformungs-Filter zugeführt werden, wobei die Ausgänge von dem Basisband-Impulsformungs-Filter den Gleichphagen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignale entsprechen; und einem Quadratur-Modulator, dem als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale zugeführt werden und der in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Leistungsverstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne geschaltet ist.
CDMA-Sender mit: einer Datenquelle, die in Serie mit einem Kanal-Codierer und einer Spreizeinrichtung und einem Basisband-Impulsformungs-Filter gekoppelt ist; einer Anzahl von Spitzenleistungs-Reglern nach Anspruch 6, die in Serie geschaltet sind, wobei ein erster Spitzenleistungs-Regler als Eingang die Ausgänge von dem Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt, und wobei die Ausgänge von dem Basisband-Impulsformungs-Filter den Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen entsprechen, und einem Quadratur-Modulator, der als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale von einem letzten Spitzenleistungs-Regler empfängt, und der in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Leistungs-verstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne geschaltet ist.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit einer Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen und einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern gekoppelt sind, die jeweils Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale abgeben; einer Mehrträger-Kombinationseinrichtung, die die Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale kombiniert, die von dem Basisband-Impulsformungs-Filtern empfangen werden, um die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignale zu erzeugen; einem Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 6; und einem Quadratur-Modulator, dem als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale zugeführt werden, und der in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Leistungsverstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
CDMA-Sender nach Anspruch 14, bei dem die Mehrträger-Kombinationseinrichtung Folgendes umfasst: zumindest eine Mischer-Einrichtung, die als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale von einem der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und die ein Paar von gemischten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt, einen Gleichphasen-Addierer, der als Eingang das gemischte Gleichphasen-Basisbandsignal und zumindest ein Gleichphasen-Basisbandsignal von einem anderen der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und der das Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal abgibt; und einen Quadratur-Addierer, der als Eingang das gemischte Quadratur-Basisbandsignal und zumindest ein Quadratur-Basisbandsignal von einem anderen der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und der das Quadratur-Basisband-Eingangssignal abgibt.
CDMA-Sender nach Anspruch 14, bei dem die Mehrträger-Kombinationseinrichtung folgendes umfasst: eine Anzahl von Mischer-Einrichtungen, wobei jede Mischer-Einrichtung als Eingang ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen von einem der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und ein Paar von gemischten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichphasen-Addierer, der als Eingang die gemischten Gleichphasen-Basisbandsignale empfängt und das Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal abgibt; und einen Quadratur-Addierer, der als Eingang die gemischten Quadratur-Basisbandsignale empfängt und die Quadratur-Basisband-Eingangssignale abgibt.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit einer Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen und einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern gekoppelt sind; einer Mehrträger-Kombinationseinrichtung, die die Ausgänge von den Basisband-Impulsformungs-Filtern kombiniert, um die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignale zu erzeugen; einer Anzahl von Spitzenleistungs-Reglern nach Anspruch 6, die in Serie gekoppelt sind, wobei ein erster Spitzenleistungs-Regler als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignale empfängt, die von der Mehrträger-Kombinationseinrichtung abgegeben werden; einem Quadratur-Modulator, der als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale von einem letzten Spitzenleistungs-Regler empfängt und in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Leistungsverstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
CMDA-Sender nach Anspruch 17, bei dem die Mehrträger-Kombinationseinrichtung Folgendes umfasst: zumindest eine Mischer-Einrichtung, die als Eingang die Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignale von einem der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und ein Paar von gemischten Gleichphasen und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichphasen-Addierer, der als Eingang das Gleichphasen-Basisbandsignal und zumindest ein Gleichphasen-Basisbandsignal von einem anderen der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und das Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal abgibt; und einen Quadratur-Addierer, der als Eingang das gemischte Quadratur-Basisbandsignal und zumindest ein Quadratur-Basisbandsignal von dem anderen der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und das Quadratur-Basisband-Eingangssignal abgibt.
CDMA-Sender nach Anspruch 17, bei dem die Mehrträger-Kombinationseinrichtung Folgendes umfasst: eine Anzahl von Mischer-Einrichtungen, wobei jede Mischer-Einrichtung als Eingang ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen von einem der Basisband-Impulsformungs-Filter empfängt und ein Paar von gemischten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichphasen-Addierer, der als Eingang die gemischten Gleichphasen-Basisbandsignale empfängt und das Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal abgibt; und einen Quadratur-Addierer der als Eingang die gemischten Quadratur-Basisbandsignale empfängt und das Quadratur-Basisband-Eingangssignal abgibt.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 1, der als Eingang eine Anzahl von Paaren von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen empfängt und eine Anzahl von Paaren von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignalen abgibt; wobei die erste und zweite Verzögerungseinrichtung eine Anzahl von Paaren von ersten und zweiten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen erzeugt; wobei die Leistungs-Abschätzeinrichtung das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal entsprechend den Paaren von Basisband-Eingangssignalen unter Verwendung der Paare von Basisband-Eingangssignalen erzeugt; wobei der Überschussleistungs-Korrektur-Generator den Skalierungsfaktor und die Paare von ersten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen verwendet, um eine Anzahl von Paaren von Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignalen zu erzeugen; wobei die Filtereinrichtung die Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale filtert, um gefilterte Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale zu erzeugen; und wobei die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung die gefilterten Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale und die zweiten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen verwendet, um die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem die Leistungs-Abschätzeinrichtung Folgendes umfasst: eine Anzahl von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Quadriereinrichtungen, deren Eingang jeweils eines der Gleichphasen-Basisband-Eingangssignale zugeführt wird und die eine Anzahl von quadrierten Gleichphasen-Basisbandsignalen abgeben; eine Anzahl von Quadratur-Basisband-Quadriereinrichtungen, deren Eingang jeweils eines der Quadratur-Basisband-Eingangssignale zugeführt wird und die eine Anzahl von quadrierten Quadratur-Basisbandsignalen abgeben; eine Anzahl von ersten Addierern, die als Eingang eines der Paare von quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen empfangen und die jedes Paar von quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen summieren, um eine Anzahl von ersten Summen zu erzeugen; eine Anzahl von Quadratwurzel-Einrichtungen, die als Eingang eine der ersten Summen empfangen und die eine Quadratwurzel der ersten Summen bilden, um eine Anzahl von Basisband-Paar-Eingangsleistungs-Abschätzsignalen zu erzeugen; und einen zweiten Addierer, der als Eingang die Basisband-Paar-Eingangsleistungs-Abschätzsignale empfängt und die Basisband-Paar-Eingangsleistungs-Abschätzsignale summiert, um das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem die Leistungs-Abschätzeinrichtung Folgendes umfasst: zumindest eine Mischer-Einrichtung, die als Eingang ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen empfängt und ein Paar von gemischten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichpasen-Addierer, der als Eingang das gemischte Gleichphasen-Basisbandsignal und zumindest ein Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal empfängt und eine Gleichphasen-Summe abgibt; einen Quadratur-Addierer, der als Eingang das gemischte Quadratur Basisbandsignal und zumindest ein Quadratur-Basisband-Eingangssignal empfängt und eine Quadratur-Summe abgibt; Gleichphasen- und Quadratur-Quadriereinrichtungen, die als Eingang die Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen empfangen und quadrierte Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen abgeben; einen abschließenden Addierer, der als Eingang die quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Summen empfängt und das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal erzeugt.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem die Leistungs-Abschätzeinrichtung folgendes umfasst: zumindest eine Mischer-Enrichtung, die als Eingang ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen empfängt und ein Paar von gemischten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichpasen-Addierer, der als Eingang das gemischte Gleichphasen-Basisbandsignal und zumindest ein Gleichphasen-Basisband-Eingangssignal empfängt und eine Gleichphasen-Summe abgibt; einen Quadratur-Addierer, der als Eingang das gemischte Quadratur Basisbandsignal und zumindest ein Quadratur-Basisband-Eingangssignal empfängt und eine Quadratur-Summe abgibt; Gleichphasen- und Quadratur-Quadriereinrichtungen, die als Eingang die Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen empfangen und quadrierte Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen abgeben; einen abschließenden Addierer, der als Eingang die quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Summen empfängt und eine abschließende Summe abgibt; und eine Quadratwurzel-Einrichtung, die als Eingang die abschließende Summe empfängt und die Quadratwurzel der abschließenden Summe bildet, um das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem die Leistungs-Abschätzeinrichtung Folgendes umfasst: eine Anzahl von Mischer-Einrichtungen, wobei jede Mischer-Einrichtung als Eingang ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen empfängt und ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichphasen-Addierer, der als Eingang die gemischten Gleichphasen-Basisbandsignale empfängt und eine Gleichphasen-Summe abgibt; einen Quadratur-Addierer, der als er als Eingang die gemischten Quadratur-Basisbandsignale empfängt und eine Quadratur-Summe abgibt; Gleichphasen- und Quadratur-Quadriereinrichtungen, die als Eingang die Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen empfangen und quadrierte Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen abgeben; einen abschließenden Addierer, der als Eingang die quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Summen empfängt und das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal erzeugt.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem die Leistungs-Abschätzeinrichtung folgendes umfasst: eine Vielzahl von Mischereinrichtungen, wobei jede Mischereinrichtung als Eingang ein Paar von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen empfängt und ein Paar von gemischten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen abgibt; einen Gleichphasen-Addierer, der als Eingang die gemischten Gleichphasen-Basisbandsignale empfängt und eine Gleichphasen-Summe abgibt; einen Quadratur-Addierer, der als Eingang die gemischten Quadratur-Basisbandsignale empfängt und eine Quadratur-Summe abgibt; Gleichphasen- und Quadratur-Quadriereinrichtungen, die als Eingang die Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen empfangen und quadrierte Gleichphasen- bzw. Quadratur-Summen abgeben; einen abschließenden Addierer, der als Eingang die quadrierten Gleichphasen- und Quadratur-Summen empfängt und eine abschließende Summe abgibt; und eine Quadratwurzel-Einrichtung, die als Eingang die abschließende Summe empfängt und die Quadratwurzel der abschließenden Summe bildet, um das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem der Skalierungsfaktor gleich eins ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Leistungssignal oder gleich diesem ist; und bei dem der Skalierungsfaktor gleich dem maximal annehmbaren Leistungssignal dividiert durch das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Leistungssignal ist.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem der Überschuss-Korrektur-Generator eine Anzahl von Paaren von Multiplizierern umfasst, die zum Multiplizieren jedes ersten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignals mit einem Faktor verwendet werden, der gleich eins minus dem Skalierungsfaktor ist, um die Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale zu erzeugen, und wobei die Filtereinrichtung eine Anzahl von Tiefpassfiltern umfasst, die zum Filtern der Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale verwendet werden.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung eine Anzahl von Differenz-Addierern umfasst, die die gefilterten Gleichphasen- und Quadratur-Überschussleistungs-Korrektursignale von den entsprechenden zweiten verzögerten Gleichphasen- und Quadratur-Basisbandsignalen subtrahieren, um die Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignale zu erzeugen.
Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, bei dem der Skalierungsfaktor-Generator eine Erststufen-Einrichtung und eine Zweitstufen-Einrichtung umfasst; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich eins ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Signal oder gleich diesem ist; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich dem maximal annehmbaren Leistungssignal dividiert durch das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Leistungssignal ist; und wobei der Ausgang der Zweitstufen-Einrichtung der Skalierungsfaktor ist, wobei der Skalierungsfaktor gleich dem Ausgang der Erststufen-Einrichtung dividiert durch einen quadratischen Mittelwert-(RMS-) Ausgang von der Erststufen-Einrichtung über eine vorgegebene Periode ist.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit eine Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen und einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern gekoppelt ist; einem Spitzenleistungs-Regler nach Anspruch 20, der als Eingang die Ausgänge von den Basisband-Impulsformungs-Filtern empfängt, wobei die Ausgänge von jedem Basisband-Impulsformungs-Filter einem der Paare von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen entsprechen; einer Anzahl Quadratur-Modulatoren, die jeweils als Eingang eines der Paare von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignalen empfangen; und einem Kombinierer, der die Ausgänge von den Quadratur-Modulatoren empfängt und in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Mehrfachträger-Leistungsverstärker, einem Funkfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit einer Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen und einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern gekoppelt sind; einer Anzahl von Spitzenleistungs-Reglern nach Anspruch 20, die in Serie geschaltet sind, wobei ein erster Spitzenleistungs-Regler als Eingang die Ausgänge von den Basisband-Impulsformungs-Filtern empfängt, wobei die Ausgänge von jedem Basisband-Impulsformungs-Filter einem der Paare von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Eingangssignalen entsprechen; einer Anzahl von Quadratur-Modulatoren, die jeweils als Eingang eines der Paare von Gleichphasen- und Quadratur-Basisband-Ausgangssignalen von einem letzten Spitzenleistungs-Regler empfangen; und einem Kombinierer, der die Ausgänge von den Quadratur-Modulatoren kombiniert und in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Mehrfachträger-Leistungsverstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
Hüllkurven-Größen-Regler (504), der als Eingang zumindest ein IF-(Zwischenfrequenz-) Eingangssignal empfängt und zumindest ein IF-Ausgangssignal abgibt, das dem IF-Eingangssignal entspricht, wobei der Hüllkurven-Größen-Regler Folgendes umfasst: erste und zweite Verzögerungseinrichtungen (1202, 1204), die erste und zweite verzögerte IF-Signale erzeugen, die dem IF-Eingangssignal entsprechen; eine Hüllkurven-Größen-Abschätzeinrichtung (601, 602), die unter Verwendung des IF-Eingangssignals ein Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal erzeugt, das dem IF-Eingangssignal entspricht; einen Skalierungsfaktor-Generator (604, 606), der einen Skalierungsfaktor unter Verwendung des Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignals und eines maximal annehmbaren Hüllkurven-Größen-Signals erzeugt; einen Überschussleistungs-Korrektur-Generator (1208, 1210), der den Skalierungsfaktor und das erste verzögerte IF-Signal verwendet, um ein Überschussleistungs-Korrektursignal zu erzeugen; eine Filtereinrichtung (1212), die das Überschussleistungs-Korrektursignal filtert, um ein gefiltertes Überschussleistungs-Korrektursignal zu erzeugen; und eine Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung (1206), die das gefilterte Überschussleistungs-Korrektursignal und das zweite verzögerte IF-Signal verwendet, um das IF-Ausgangssignal zu erzeugen.
CDMA-Sender mit: einer Datenquelle, die in Serie mit einem Kanal-Codierer und einer Spreizeinrichtung, einem Basisband-Impulsformungs-Filter und einem Quadratur-Modulator gekoppelt ist; einem Hüllkurven-Größen-Regler gemäß Anspruch 32, der als Eingang den Ausgang von dem Quadratur-Modulator empfängt, wobei der Ausgang von dem Quadratur-Modulator dem IF-Eingangssignal entspricht; und einem Aufwärts-Wandler, der als Eingang das IF-Ausgangssignal empfängt und der in Serie mit einem Leistungsverstärker, einem Funkfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit einer Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen, einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern und einer Anzahl von Quadratur-Modulatoren gekoppelt sind; einer Kombinationseinrichtung, die die Ausgänge von den Quadratur-Modulatoren kombiniert; einem Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 32, der als Eingang den Ausgang von der Kombinationseinrichtung empfängt, wobei der Ausgang von der Kombinationseinrichtung dem IF-Eingangssignal entspricht; und einem Aufwärts-Wandler, der als Eingang das IF-Ausgangssignal empfängt und der in Serie mit einem Mehrträger-Leistungsverstärker, einem Funkfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 32, der als Eingang eine Anzahl von IF-Eingangssignalen empfängt und eine Anzahl von IF-Ausgangssignalen abgibt; wobei die ersten und zweiten Verzögerungseinrichtungen eine Anzahl von ersten und zweiten verzögerten IF-Signalen erzeugen; wobei die Hüllkurven-Größen-Abschätzeinrichtung das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal entsprechend den IF-Eingangssignalen unter Verwendung der IF-Eingangssignale erzeugt; wobei der Überschussleistungs-Korrektur-Generator den Skalierungsfaktor und die ersten verzögerten IF-Signale verwendet, um eine Anzahl von Überschussleistungs-Korrektur-IF-Signalen zu erzeugen; wobei die Filtereinrichtung die Überschussleistungs-Korrektur-IF-Signale filtert, um gefilterte Überschussleistungs-Korrektur-IF-Signale zu erzeugen; und wobei die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung die gefilterten Überschussleistungs-Korrektur-Signale und die zweiten verzögerten IF-Signale verwendet, um die IF-Ausgangssignale zu erzeugen.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, bei dem die Hüllkurven-Größen-Abschätzeinrichtung folgendes umfasst: einen Addierer, der als Eingang die IF-Eingangssignale empfängt und die IF-Eingangssignale summiert, um eine erste Summe zu erzeugen; und einen Hüllkurven-Detektor, der als Eingang die erste Summe empfängt und das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal erzeugt.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 36, bei dem der Hüllkurven-Detektor Folgendes umfasst: eine Absolutwert-Einrichtung, die ein Absolutwert-IF-Signal unter Verwendung der ersten Summe erzeugt; und einen Maximalwert-Detektor, der als Eingang das Absolutwert-IF-Signal empfängt und den maximalen Eingangswert über einen vorgegebenen Betrag der Zeit bestimmt, wobei dieser maximale Eingangswert dem Gesamt-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal entspricht.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 36, bei dem der Hüllkurven-Detektor Folgendes umfasst: eine Aufwärts-Abtastungs- und Interpolationseinrichtung, die ein interpoliertes IF-Signal unter Verwendung der ersten Summe erzeugt; eine Absolutwert-Einrichtung, die ein Absolutwert-IF-Signal unter Verwendung des interpolierten IF-Signals erzeugt; und einen Maximalwert-Detektor, der als Eingang das Absolutwert-IF-Signal empfängt und den maximalen Eingangswert über einen vorgegebenen Zeitdauer bestimmt, wobei dieser maximale Eingangswert dem Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal entspricht.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, bei dem der Skalierungsfaktor gleich eins ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal kleiner als das maximal annehmbare Hüllkurven-Größensignal oder gleich diesem ist; und wobei der Skalierungsfaktor gleich dem maximal annehmbaren Hüllkurven-Größensignal dividiert durch das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal ist, wenn der Skalierungsfaktor-Generator feststellt, dass das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Hüllkurven-Größensignal ist.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, bei dem der Überschussleistungs-Korrektur-Generator eine Anzahl von Multiplizierern umfasst, die zur Multiplikation jedes ersten verzögerten IF-Signals um einen Faktor verwendet werden, der gleich eins minus dem Skalierungsfaktor ist, um die Überschussleistungs-Korrektur-IF-Signale zu erzeugen, und wobei die Filtereinrichtung eine Anzahl von Bandpassfiltern umfasst, die zum Filtern der Überschussleistungs-Korrektur-IF-Signale verwendet werden.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, bei dem die Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung einen Differenz-Addierer umfasst, der die gefilterten Überschussleistungs-Korrektur-IF-Signale von den zweiten verzögerten IF-Signale subtrahiert, um die Ausgangs-IF-Signale zu erzeugen.
Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, bei dem der Skalierungsfaktor-Generator eine Erststufen-Einrichtung und eine Zweitstufen-Einrichtung umfasst; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich eins ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal kleiner als maximal annehmbare Hüllkurven-Größen-Signal oder gleich diesem ist; wobei der Ausgang der Erststufen-Einrichtung gleich dem maximal annehmbaren Hüllkurven-Größen-Signal dividiert durch das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal ist, wenn die Erststufen-Einrichtung feststellt, dass das Gesamt-Eingangs-Hüllkurven-Größen-Abschätzsignal größer als das maximal annehmbare Hüllkurven-Größen-Signal ist; und wobei der der Ausgang der Zweitstufen-Einrichtung der Skalierungsfaktor ist, wobei der Skalierungsfaktor gleich dem Ausgang von der Erststufen-Einrichtung dividiert durch ein quadratischen Mittelwert-(RMS-) Ausgang von der Erststufen-Einrichtung über eine vorgegebene Periode ist.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit einer Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen, einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern und einer Anzahl von Quadratur-Modulatoren gekoppelt sind; einem Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, der als Eingänge die Ausgänge von den Quadratur-Modulatoren empfängt, wobei der Ausgang von jedem Quadratur-Modulator einem der IF-Eingangssignale entspricht; und einer Kombinationseinrichtung, die die IF-Ausgangssignale von dem Hüllkurven-Größen-Regler kombiniert und in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Mehrträger-Leistungsverstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
CDMA-Sender mit: einer Anzahl von Datenquellen, die in Serie mit einer Anzahl von Kanal-Codierern und Spreizeinrichtungen, einer Anzahl von Basisband-Impulsformungs-Filtern und einer Anzahl von Quadratur-Modulatoren gekoppelt sind; einer Anzahl von Hüllkurven-Größen-Regler nach Anspruch 35, die in Serie gekoppelt sind, wobei ein erster Hüllkurven-Größen-Regler als Eingang die Ausgänge von den Quadratur-Modulatoren empfängt, wobei der Ausgang von jedem Quadratur-Modulator einem der IF-Einganssignale entspricht; und einer Kombinationseinrichtung, die die IF-Ausgangssignale von zumindest einem Hüllkurven-Größen-Regler kombiniert und in Serie mit einem Aufwärts-Wandler, einem Mehrträger-Leistungsverstärker, einem Hochfrequenz-Filter und einer Antenne gekoppelt ist.
Verfahren zum Regeln der Ausgangsleistung unter Verwendung eines Spitzenleistungs-Reglers, der als Eingang zumindest ein Eingangssignal empfängt und zumindest ein Ausgangssignal abgibt, das dem Eingangssignal entspricht, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Abschätzen des Gesamt-Eingangs-Leistungspegels, der dem Eingangssignal entspricht; Erzeugen eines Skalierungsfaktors unter Verwendung des Abschätzwertes des Gesamt-Eingangs-Leistungspegels und eines maximal annehmbaren Eingangsleistungs-Signals; Verzögern des Eingangssignals um einen ersten Betrag; Erzeugen eines Überschussleistungs-Korrektursignals unter Verwendung des Skalierungsfaktors und des um den ersten Betrag verzögerten Eingangssignals; Filtern des Überschussleistungs-Korrektursignals; Verzögern des Eingangssignals um einen zweiten Betrag, der größer als der erste Betrag ist; und Erzeugen des Ausgangssignals unter Verwendung des um den zweiten Betrag verzögerten Eingangssignals und des gefilterten Überschussleistungs-Korrektursignals
Spitzenleistungs-Regler, der als Eingang zumindest ein Eingangssignal empfängt und der zumindest ein Ausgangssignal abgibt, das dem Eingangssignal entspricht, wobei der Leistungsregler folgendes umfasst: erste und zweite Verzögerungseinrichtungen, die erste und zweite verzögerte Signale erzeugen, die dem Eingangssignal entsprechen; eine Leistungsabschätzeinrichtung, die unter Verwendung des Eingangssignals ein Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignal erzeugt, das dem Eingangssignal entspricht; einen Skalierungsfaktor-Generator, der einen Skalierungsfaktor unter Verwendung des Gesamt-Eingangsleistungs-Abschätzsignals und eines maximal annehmbaren Leistungssignals erzeugt; einen Überschussleistungs-Korrektur-Generator, der den Skalierungsfaktor und das erste verzögerte Signal verwendet, um ein Überschussleistungs-Korrektur-Signal zu erzeugen; eine Überschussleistungs-Beseitigungseinrichtung, die das Überschussleistungs-Korrektur-Signal und das zweite verzögerte Signal verwendet, um ein skaliertes Signal zu erzeugen, das dem Ausgangssignal entspricht; und eine Filtereinrichtung, die das skalierte Signal filtert, um das Ausgangssignal zu erzeugen.