DE69400819T2

DE69400819T2 - Digitaler audiobegrenzer

Info

Publication number: DE69400819T2
Application number: DE69400819T
Authority: DE
Inventors: Marina Bosi-Goldberg; Grant Davidson; Louis Fielder; Kenneth Gundry
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1993-02-16
Filing date: 1994-02-15
Publication date: 1997-04-03
Anticipated expiration: 2014-02-16
Also published as: JPH08507186A; WO1994019883A1; EP0685130A1; US5579404A; DE69400819D1; EP0685130B1; AU6240694A; AU686602B2; CA2154883A1

Description

Die Erfindung bezieht sich insgesamt auf das Begrenzen der Spitzenamplitude eines Audiosignals. Insbesondere betrifft die Erfindung die Begrenzung der Spitzenamplitude eines oder mehrerer Frequenzteibänder eines Audiosignals unter Beibehaltung der scheinbaren Lautheit.

Hintergrundstechnik

Bei in der Rundfunk- und Aufnahmetechnik Beschäftigten besteht beträchtliches Interesse daran, das Ausmaß an Informationen zu verkleinern, das nötig ist, um ein für menschliche Wahrnehmung gedachtes Hörsignal zu senden oder aufzuzeichnen, ohne daß dabei seine subjektive Qualität verschlechtert wird. Analogsignale mit reduzierten Informationserfordernissen können innerhalb schmalerer Bandbreiten getragen werden, und Digitasignale mit reduzierten Informationserfordernissen können mit niedrigeren Bitraten getragen werden.
Ein zur Verringerung der Informationserfordernisse angewandtes, herkömmliches Verfahren verkleinert den Dynamikbereich des zu sendenden oder aufzuzeichnenden Audiosignals. Die Steuerung des Dynamikbereichs wird angewandt, um Geräte vor Signalen übermäßig hoher Amplitude zu schützen und gewisse künstlerische Ergebnisse zu erzielen. Insgesamt ist es das allgemeine Ziel der Dynamikbereichssteuerung den dynamischen Bereich eines Audiosignals zu ändern, ohne daß eine sonstige, wahrnehmbare Verzerrung eingeführt wird.
Beim Rundfunk ist es beispielsweise so, daß der Dynamikbereich von Audiosignalen vor dem Senden gesteuert wird, um eine Überlastung der Sendeausrüstung zu vermeiden und/oder eine schwerwiegende hörbare Verzerrung auszuschließen. Ähnliche Erwägungen gelten für herkömmliche Aufzeichnungen auf Band und Platte. Das Steuern des Dynamikbereichs kann mit automatischen Verfahren erfolgen, beispielsweise durch "kompression" und durch "Begrenzen" oder mittels geeigneter Verstärkungseinstellungen von Hand.
Die "Kompression" des dynamischen Bereichs schränkt den dynamischen Bereich eines eingegebenen Signals dadurch ein, daß ein variabler Verstärkungsfaktor angewandt wird, der in Abhängigkeit von der Eingangssignalamplitude veränderlich ist. Ein "Kompressor" sorgt für Kompression des dynamischen Bereichs der Signalamplitude. Ein "Begrenzer" bewirkt eine Einschränkung, bei der es sich um einen Sonderfall der Kompression handelt, bei dem verhindert wird, daß die Spitzenamplitude eines eingegebenen Signals durch Anwenden eines sehr niedrigen Verstärkungsfaktors an Signale hohen Pegels einen festgelegten Pegel überschreitet.
Bei einer zweiten, zum Verringern der Informationserfordernisse an ein Audiosignal angewandten, allgemeinen Technik wird die Menge an Information verkleinert, die zur Darstellung oder zum Kodieren des Audiosignals benutzt wird. Allerdings nehmen mit zunehmender Verringerung der Informationsmenge die Ungenauigkeiten beim Kodieren zu und können sogar in Form von "Kodierrauschen" hörbar werden. Kodierrauschen verschlechtert die subjektive Qualität des kodierten Signals. Mit sogenanntem psychoakustischen oder Wahrnehmungskodiertechniken versucht man, die Informationserfordernisse an ein Audiosignal zu verringern ohne dabei hörbare Kodierstörungen einzuführen. Zwei Beispiele für Wahrnehmungskodiertechniken mit "gespaltenen Bändern" sind die Teilbandkodierung und die Transformationskodierung. Wahrnehmungskodiertechniken nutzen eine Charakteristik des menschlichen Hörens aus; ein stärkeres Signal kann ein schwächeres Signal überdecken oder unhörbar machen, wenn die Frequenzen der beiden Signale ausreichend nahe beieinander liegen. Durch das Aufteilen eines Audiosignals in Bänder schmaler Frequenz und durch unabhängiges Kodieren der Signalenergie in jedem Band ist es wahrscheinlicher, daß der aurale Effekt des Kodierrauschens unhörbar ist, weil er auf das gleiche Frequenzband begrenzt ist wie die kodierte Spektralenergie.
Mit Kodiersystemen, die Wahrnehmungskodiertechniken verwirklichen, versucht man, eine Repräsentation des eingegebenen Audiosignals wiederzugeben, welche die wahrgenommene Lautheit der Spektralkomponenten des Eingangssignals beibehält. Das wird häufig dadurch erreicht, daß ein gewisses Ausmaß an spektraler Amplitude, beispielsweise der quadratische Mittelwert (RMS) erhalten bleibt. Allerdings führen viele Wahrnehmungskodiersysteme zu Ungewißheiten hinsichtlich des Pegels der Spitzenamplitude des wiedergegebenen Signals. Zu diesen Ungewißheiten können Steigerungen der Spitzenamplitude gehören, die hier als "Spitzenpegelzunahme" (peak-level increase PLI), bezeichnet und in vielen Kodieranwendungsfällen hinnehmbar ist, wo sie unhörbar ist.
Die Verbindung zwischen Studio und Sender (Studio-Transmitter Link STL) im Rundfunkwesen, bei der ein aus einem Studio stammendes Audiosignal an einen Rundfunksender abgegeben wird, mag als ein Beispiel für einen Anwendungsfall dienen, bei dem übermäßig große Werte an PLI nicht toleriert werden können. Bei einem Ausführungsbeispiel umfaßt ein STL einen Kompressor und Begrenzer, die den Dynamikbereich verkleinern und den Spitzenamplitudenpegel eines Audiosignals begrenzen, einen Wahrnehmungskodierer, der die Erfordernisse hinsichtlich der Informationskapazität des Audiosignals verringert, einen Nachrichtenübermittlungskanal, der das kodierte Signal abgibt, sowie einen Wahrnehmungsdekodierer, der das komprimierte und begrenzte Audiosignal zur anschließenden Sendung reproduziert. Wegen der PLI kann die Spitzenamplitude des vom Wahrnehmungsdekodierer reproduzierten Signals manchmal selbst dann noch die Fähigkeiten des Rundfunksenders überschreiten, wenn die Spitzenamplitude des in den Wahrnehmungskodierer eingegebenen Audiosignals ordnungsgemäß begrenzt war. Eine Senderüberlastung aufgrund der Spitzenpegelzunahme kann eine hörbare Verzerrung und/oder unzulässige Sendebedingungen, beispielsweise übermäßig starke FM-Abweichung hervorrufen.
Zu den bekannten Techniken zum Steuern von PLI gehören Spitzenbegrenzer, Augenblicksgewinnminderungsverstärker und herkömmliche Breitbandbegrenzer. Leider wird mit diesen Techniken eine unerwünschte hörbare Verzerrung in das wiedergegebene Signal eingeführt. Spitzenbegrenzer erzeugen eine übermäßig starke Oberwelenverzerrung. Augenblicksgewinnminderungsverstärker verwischen tatsächlich spektrale Komponenten in der Frequenzdomäne. Herkömmliche Breitbandbegrenzer reduzieren die wahrgenommene Lautheit des wiedergegebenen Signals.
Bei einem Rundfunksystem, welches beispielsweise in EP-A-0078130 offenbart ist, wird ein Breitbandbegrenzer in einer Vorrichtung benutzt, welche die Steuerung der Spitzenamplitude und Lautheit konsolidiert. Mit dieser Vorrichtung wird während der PLI-Kontrolle die scheinbare Lautheit nicht beibehalten, sondern stattdessen die Lautheit verringert, wenn der Signalpegel für zu hoch gehalten wird. Bei einem in U54701 953 offenbarten Hörgerät werden Multibandkompressoren zum Komprimieren des dynamischen Bereichs eines Eingangssignals benutzt, wobei Spektraldifferenzen über die Bänder hinweg entweder beibehalten oder hervorgehoben werden. Mit diesem System wird die scheinbare Lautheit nicht erhalten und es bietet keinerlei Mittel zum Steuern der Spitzenpegelzunahme PLI.

Offenbarung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Signalverarbeitungssystem zu schaffen, bei dem sowohl die scheinbare Lautheit des reproduzierten Audiosignals als auch die Spitzenpegelzunahme PLI innerhalb akzeptabler Niveaus gesteuert werden.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, für ein Signalverarbeitungssystem zu sorgen, bei dem eine Darstellung hoher Qualität des eingegebenen Audiosignals wiedergegeben wird.
Diese Ziele werden mit der Erfindung gemäß Anspruch 1, 11 und 13 erzielt. Vorteilhafte Ausführungsbeispiele sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die vorliegende Erfindung ist insgesamt auf die Signalverarbeitung anwendbar, die PLI unterliegt. Wie schon erwähnt, sind viele Wahrnehmungskodiersysteme und Methoden in der Technik bekannt, die in Abhängigkeit von einem hinsichtlich der Spitzenamplitude begrenzten Audioeingangssignal ein verarbeitetes Audiosignal mit PLI erzeugen Es ist von Wichtigkeit für praktische Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, daß die Erfinder empirisch festgestellt haben, daß bei Rundfunk-STL-Anwendungsfällen die überwiegenden hörbaren Effekte, die durch von Wahrnehmungskodierern erzeugte PLI verursacht sind, auf hohe Frequenzen oberhalb etwa 5kHz beschränkt sind. Deshalb kann man PLI angemessen korrigieren, wenn man einen zweckmäßigen Verstärkungsfaktor nur auf jene hochfrequenten Signalkomponenten anwendet.
Ein Tiefpaßfilter (LPF) mit einer frequenzabhängigen Phasenverschiebung ist ein weiteres Beispiel für die Signalverarbeitung, die die scheinbare Lautheit erhalten aber PLI erlauben kann. Ein 20kHz Tiefpaßfilter, der ein 6kHz Rechteckwelleneingangssignal empfängt, läßt beispielsweise die dritte Harmonische bei 18kHz mit einer Phasenverschiebung gegenüber der Phase der Grundfrequenz durch. Wenn die relative Phasenverschiebung einen angemessenen Wert hat, wird die dritte Harmonische mit der Grundfrequenz kombiniert und verstärkt die Spitzenamplitude statt die Wellenform abzuflachen und die Spitzenamplitude zu verringern. Auch wenn die scheinbare Lautheit des tiefpaßgefilterten Signals erhalten geblieben sein mag, nimmt die Spitzenamplitude des durchgelassenen Signals zu.
Die vorliegende Erfindung ist auch für praktische Verwirklichungen von Komponenten, wie Digital-Analog-Umsetzern und Anti-Alias-Filtern, die PLI erzeugen, anwendbar.
Verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung und deren bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in der nachfolgenden "Art und Weise zum Durchführen der Erfindung" und in den beigefügten Zeichnungen mehr im einzelnen dargestellt.
Auch wenn die anschließende Diskussion spezieller auf digitale Spaltbandkodierung innerhalb einer STL-Anwendung gerichtet ist, sind Aspekte der vorliegenden Erfindung für eine größere Vielfalt an Signalverarbeitungssystemen anwendbar. Ferner kann die vorliegende Erfindung in Systemen verkörpert werden, die durch analoge Techniken ebenso wie digitale Techniken verwirklicht sind.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Funktionsblockschaltbild, welches den Aufbau eines Ausführungsbeispiels eines Audiosignalbegrenzers gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung darstellt.
Fig. 2 ist ein Funktionsblockschaltbild einer STL, die ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beinhaltet.
Fig. 3 ist ein Funktionsblockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Steuersystems gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
Fig. 4 ist ein Funktionsblockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Spitzenamplitudenschätzers.
Fig. 5 ist eine hypothetische graphische Darstellung einer Spitzenhaltefunktion.
Fig. 6 ist ein Funktionsblockschaltbild eines Ausführungsbeispiels eines Steuersystems gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 ist ein Funktionsblockschaltbild, welches eine alternative Bandzerlegungskonstruktion innerhalb eines Ausführungsbeispiels eines Audiosignalbegrenzers gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung darstellt.
Fig. 8 ist ein Funktionsblockschaltbild, welches den Aufbau eines Ausführungsbeispiels eines Audiosignalbegrenzers gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung darstellt.
Fig. 9 ist ein Funktionsblockschaltbild, welches eine alternative hybride Eingangs/Ausgangs-gesteuerte Konstruktion gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung darstellt.
Fig. 10a-10c zeigen Funktionsblockschaltbilder für drei Arten von Begrenzern.

Art und Weise zum Ausführen der Erfindung

A. Einführung

Fig. 10a-10c zeigen Funktionsblockschaltbilder für drei Arten von Begrenzern. Bei dem in Fig. loa gezeigten Begrenzer handelt es sich um einen ausgangsgesteuerten Begrenzer, der mit negativer Rückkopplung arbeitet. Ein Verstärkungselement 1004 empfängt vom Weg 1002 ein Eingangssignal und erzeugt ein Ausgangssignal längs eines Weges 1006 durch Anlegen eines variablen Verstärkungsfaktors an das Eingangssignal. Ein Steuersystem 1008 empfängt von einem Weg 1006 ein Ausgangssignal und gibt längs eines Weges 1010 ein Verstärkungssteuersignal ab, welches den Verstärkungsfaktor auswählt, der vom Verstärkungselement 1004 benutzt wird. Ausgangsgesteuerte Begrenzer sind sehr tolerant für Schwankungen in den Charakteristiken des Steuersystems und des Verstärkungselements, aber ein Überschwingen im Ausgangssignal können sie wegen der dem Steuersystem innewohnenden Verzögerung nicht verhüten.
Der in Fig. 10b gezeigte Begrenzer ist ein eingangsgesteuerter Begrenzer. Ein Verzögerungselement 1024 empfängt von einem Weg 1022 ein Eingangssignal und gibt längs eines Weges 1026 ein verzögertes Signal an ein Verstärkungselement 1028 weiter. Ein Steuersystem 1032 empfängt das Eingangssignal vom Weg 1022 und erzeugt ein Verstärkungssteuersignal längs eines Weges 1034, der den vom Verstärkungselement 1028 benutzten Verstärkungsfaktor auswählt. Das Verstärkungselement 1028 empfängt das verzögerte Eingangssignal vom Weg 1026 und erzeugt ein Ausgangssignal entlang eines Weges 1030, indem es an das verzögerte Eingangssignal einen veränderlichen Verstärkungsfaktor anlegt. Eingangsgesteuerte Begrenzer erfordern ein Steuersystem und ein Verstärkungselement mit genau bekannten Merkmalen. Das läßt sich meistens mit digitaler Technik viel leichter implementieren als mit analoger Technik; aber eingangsgesteuerte Begrenzer können ein Überschwingen im Ausgangssignal durch die Benutzung eines Verzögerungselements vermeiden.
Bei dem in Fig. 10c gezeigten Begrenzer handelt es sich um eine Hybridkonstruktion der beiden anderen Arten von Begrenzern. Ein Verzögerungselement 1044 empfängt von einem Weg 1042 ein Eingangssignal und gibt das verzögerte Signal längs eines Weges 1046 an ein Verstärkungselement 1048 weiter. Ein Verstärkungselement 1052 empfängt das Eingangssignal vom Weg 1042 und erzeugt ein Quasiausgangssignal entlang eines Weges 1054 durch Anlegen eines variablen Verstärkungsfaktors an das Eingangssignal. Ein Steuersystem 1056 empfängt das Quasiausgangssignal vom Weg 1054 und erzeugt ein Verstärkungssteuersignal längs eines Weges 1058, der den vom Verstärkungselement 1052 und Verstärkungselement 1048 benutzten Verstärkungsfaktor auswählt. Das Verstärkungselement 1048 empfängt das verzögerte Eingangssignal vom Weg 1046 und erzeugt durch Anlegen eines variablen Verstärkungsfaktors an das verzögerte Eingangssignal ein Ausgangssignal längs eines Weges 1050. Der Hybridbegrenzer erfordert ein Steuersystem und keine Verstärkungselemente mit genau bekannten Merkmalen, braucht allerdings zwei Verstärkungselemente mit genau zuemanderpassenden Merkmalen. Das ist normalerweise selbst mit analoger Technik viel einfacher zu verwirklichen. Außerdem kann der Hybridbegrenzer durch die Verwendung des Verzögerungselements auch ein Überschwingen im Ausgangssignal vermeiden.
Fig. 2 ist ein Funktionsblockschaltbild eines Teils eines Rundfunksendesystems mit einer STL, die ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verkörpert. Die nachfolgende Erörterung beschreibt mehr im einzelnen verschiedene Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung für diesen Anwendungsfall. Die unten beschriebenen Ausführungsbeispiele umfassen einen eingangsgesteuerten Begrenzer; aber es liegt angesichts des Standes der Technik ohne weiteres auf der Hand, daß diese verschiedenen Ausführungsbeispiele auch so abgewandelt werden können, daß sie einen ausgangsgesteuerten Begrenzer oder einen Hybridbegrenzer, wie oben beschrieben, umfassen.
Unter Hinweis auf Fig. 2 empfängt ein Kompressor/Begrenzer 204 ein Studiosignal von einem Weg 205 und erzeugt eine hinsichtlich der Spitzenamplitude begrenzte Darstellung des Studiosignals, die er zu einem Kodierer 206 weiterleitet Der Kodierer 206 erzeugt ein kodiertes Signal, welches er längs des Übermittlungsweges 208 weiterleitet Ein Dekodierer 210 empfängt das kodierte Signal vom Übermittlungsweg 208, reproduziert das komprimierte und begrenzte Signal und leitet das reproduzierte Signal zu einem Begrenzer 212 weiter. Der Begrenzer 212 korrigiert eine mögliche PLI im reproduzierten Signal und leitet das korrigierte Signal längs eines Weges 214 zu einem Rundfunksender weiter. Es sei darauf hingewiesen, daß der Kompressor/Begrenzer 204 keinen Teil der vorliegenden Erfindung bildet und auch nicht nötig ist, um die vorliegende Erfindung auszuführen. Zum Beispiel können geeignete Verstärkungseinstellungen von Hand allein ausreichend sein für eine Begrenzung des dynamischen Signalbereichs. Allerdings wird manchmal eine Komprimierung angewandt, um den Dynamikbereich einzuengen, und eine Begrenzung wird manchmal angewandt, um unbeabsichtigte Verletzungen vorgeschriebener Grenzen für die Spitzenamplitude zu verh(iten.
Um die Erörterung zu erleichtern, werden hier bevorzugte digitale Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung für eine STL-Anwendung im FM-Rundfunk beschrieben, bei denen davon ausgegangen wird, daß das dem Begrenzer 212 zugeführte, reproduzierte Audiosignal eine Bandbreite von 1skhz hat und mit einer Rate von 44,1 Kibabtastungen pro Sekunde gemessen wird.

B. Grundaufbau

Fig. 1 zeigt den Aufbau eines Ausführungsbeispiels eines eingangsgesteuerten Begrenzers gemäß verschiedenen Aspekten der vorliegenden Erfindung. Ein Verzögerungselement 104 empfängt von einem Weg 102 ein Eingangssignal und gibt das verzögerte Signal längs eines Weges 106 an einen Spalter 108 weiter. Der Spalter 108 teilt das verzögerte Signal in mindestens zwei Untersignale auf, wobei er das erste Untersignal längs eines Weges 112 an ein Verstärkungssignal 114 und das eine oder mehrere weitere Untersignale längs eines Weges 110 an einen Kombinierer 118 weitergibt. Ein Steuersystem 122 empfängt das Eingangssignal von Weg 102 und erzeugt ein Verstärkungssteuersignal längs eines Weges 1 24, der den vom Verstärkungselement 114 benutzten Verstärkungsfaktor auswählt. Das Verstärkungselement 114 empfängt das erste Untersignal vom Weg 112 und erzeugt ein zweites Untersignal längs eines Weges 116, indem es einen variablen Verstärkungsfaktor an das erste Untersignal anlegt. Der Kombinierer 118 erzeugt ein Ausgangssignal längs eines Weges 120, indem er die von den Wegen 110 und 116 empfangenen Untersignale kombiniert.
Der Spalter 108 teilt das verzögerte Eingangssignal in zwei oder mehr Untersignale auf, welche zwei Frequenzteilband komponenten darstellen. Die erste Frequenzteil band komponente unterliegt PLI. Die zweite Frequenzteilbandkomponente enthält jenen Teil des Spektrums, in welchem PLI nicht existiert. Die erste Frequenzteilbandkomponente, die PLI enthalten kann, ist in Fig. 1 durch das erste, längs des Weges 112 zum Verstärkungselement 114 geleitete Untersignal dargestellt. Die andere Frequenzteilbandkomponente ist in Fig. 1 durch das eine oder mehrere Untersignale wiedergegeben, die längs des Weges 110 zum Kombinierer 118 gelangen.

1. Signalverarbeitungsweg

Der in Fig. 1 gezeigte Aufbau hat zwei Wege. Ein Signalverarbeitungsweg schließt die Verzögerung 104, den Spalter 108, das Verstärkungselement 114 und den Kombinierer 118 ein. Ein eigener, weiter unten beschriebener Steuerweg schließt das Steuersystem 122 ein.
Das Verzögerungselement 104 kann durch eine beliebige, zum Verzögern des über den Weg 102 empfangenen Audiosignals geeignete Technik verwirklicht sein. Die Dauer der Verzögerung wird normalerweise so eingestellt, daß sie im wesentlichen der Länge der Zeit entspricht, die nötig ist, damit das Steuersystem 122 auf eine Korrektur benötigende PLI reagieren kann. Ein Verfahren, welches zum Festlegen dieser Dauer herangezogen werden kann, besteht darin, die Verzögerung festzulegen, die das maximale Kreuzkorrelationsresultat zwischen dem verzögerten Signal auf dem Weg 112 mit PLI und einem Minusverstärkungsfaktor (1-g) ergibt, den das Steuersystem 122 generiert.
Der Spalter 108 kann durch irgendeine Technik zum Unterteilen eines Signal in Frequenzteilbänder unter Einschluß von Analogfiltern, Digitalfiltern und sogenannten Frequenzdomänetransformierern verwirklicht sein, ohne jedoch darauf beschränkt zu sein.
Der Kombinierer 118 kann durch irgendeine Technik zum Kombinieren der Untersignale zu einem Signal voller Bandbreite verwirklicht sein. Die Verwirklichungstechnik für den Kombinierer ist normalerweise umgekehrt zu der für den Spalter 108 gewählten Verwirklichungstechnik.
Das Verstärkungselement 114 kann durch eine beliebige Technik verwirklicht sein, die für das vom Weg 112 empfangene Signal angemessen ist. So können beispielsweise Operationsverstärker in analogen Systemen verwendet werden, und in digitalen Systemen kann Multiplikation oder Skalieren angewandt werden. Die Auflösung und der Bereich des Verstärkungselements sollte im Zusammenhang mit den Operationsmerkmalen des unten erörterten Steuersystems 122 gewählt werden.

2. Steuerweg

Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel des Steuersystems 122. Unter Hinweis auf Fig. 3 teilt ein Spalter 303 das von einem Weg 302 empfangene Eingangssignal in der gleichen Weise wie die von dem oben erörterten Spalter 108 durchgeführte in zwei Frequenzteilband komponenten auf. Die zweite Frequenzteilbandkomponente, von der davon ausgegangen wird, daß sie PLI enthält, wird zu einem Spitzenschätzer 305 geleitet. Der Spitzenschätzer 305 schätzt die Spitzenamplitude der zweiten Frequenzteilbandkomponente und leitet die Schätzung an einen Spitzenhalter 307 weiter. Der Spitzenhalter 307 gibt an eine Schwellenvergleichung 308 ein impulsgeformtes Signal, welches die geschätzte Spitzenamplitude eine bestimmte Zeit lang hält.
Die erste Frequenzteilbandkomponente, die PLI enthalten kann, wird einem Spitzenschätzer 304 zugeleitet. Der Spitzenschätzer 304 schätzt die Spitzenamplitude der ersten Frequenzteilbandkomponente und gibt die Schätzung an einen Spitzenhalter 306 weiter. Der Spitzenhalter 306 gibt an eine Schwellenvergleichung 308 ein impulsgeformtes Signal, welches die geschätzte Spitzenamplitude eine bestimmte Zeit lang hält.
Die Schwellenvergleichung 308 erhält eine Spitzenamplitudenschätzung des Eingangssignals voller Bandbreite durch Kombinieren der beiden Spitzenhaltesignale und vergleicht die Schätzung mit einem Bezugspegel. Die Schwellenschätzung 308 gibt die beiden Spitzenhaltesignale und die Ergebnisse des Vergleichs an eine Verstärkungsauswahl 310. Die Verstärkungsauswahl 310 wählt einen Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von den von der Schwellenvergleichung 308 empfangenen Signalen und leitet den gewählten Verstärkungsfaktor an ein Steuerfilter 312. Das Steuerfilter 312 erzeugt längs eines Weges 314 ein Verstärkungssteuersignal in Abhängigkeit von dem gewählten Verstärkungsfaktor Die in Fig. 3 dargestellten Funktionen beeinflussen sowohl die eingeschwungenen als auch die dynamischen Charakteristiken des Steuersystems.
Die nachfolgende Erörterung des in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiels ist auf digitale Verwirklichungen gerichtet. Allerdings sollte beachtet werden, daß entsprechende Funktionen unter Verwendung analoger Techniken verwirklicht werden können.

a. Spitzenschätzer

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für eine FM-Rundfunk STL enthält die erste Frequenzteilbandkomponente hochfrequente spektrale Komponenten bis zu etwa 15kHz. Der Spitzenschätzer 304 arbeitet mit einem "Hinauftastuv-Filter zum Interpolieren der Abtastwerte der ersten Frequenzteilbandkomponente, wodurch die Genauigkeit der Spitzenamplitudenschätzung verbessert wird. Auch wenn mit oder oberhalb der Nyquist-Rate abgefragte Werte eine exakte Rückgewinnung eines abgetasteten Signals erlauben, ist allgemein bekannt, daß die Abtastwerte selbst die Signaspitzenamplitude nicht exakt darstellen. In vielen digitalen Anwendungsfällen geht es jedoch einzig um die Fähigkeit des digitalen Systems, die Abtastwerte selbst zu verarbeiten und zu übermitteln. Aber bei solchen Anwendungsfällen wie einem Rundfunk-STL ist die tatsächliche Spitzenamplitude des aus dem digitalen Signal reproduzierten analogen Signals von Belang. Deshalb interpoliert die Spitzenschätzerfunktion zwischen Abtastwerten, um eine genauere Schätzung zu erhalten.
Bei dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel enthält die zweite Frequenzteilbandkomponente nur Frequenzen unterhalb etwa 5kHz. Eine genaue Spitzenamplitude kann aus Abtastwerten, die mit einer Rate von 44,1 kHz ermittelt wurden, genau geschätzt werden. Deshalb braucht der Spitzenschätzer 305 die Abtastwerte der zweiten Frequenzteilbandkomponente nicht zu interpolieren.
Fig. 4 zeigt ein Funktionsblockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines interpolierenden Spitzenschätzers. Ein Hinauftaster 404 und eine Hinauftaster 406 ist jeweils ein Zweifach-Hinauftastfilter, und gemeinsam erzeugen die beiden Hinauftaster vier Abtastwerte als Reaktion auf jeden von einem Weg 402 empfangenen Eingangssignalabtastwert. Jeder Hinauftaster kann wirksam als Tiefpaß-Halbband-FIR-Filter verwirklicht sein. Für die STL-Anwendung beim FM-Rundfunk sind genauer gesagt die Filtermerkmale so gewählt, daß ein 1 5kHz Durchlaßbereich mit -40db Dämpfung im Sperrbereich erhalten wird. Das Filter für den Hinauftaster 404 weist siebzehn Stufen auf und dient zum Hinauftasten bis zu einer Rate von 88,2 Kibabtastungen pro Sekunde. Das Filter für den Hinauftaster 406 weist neun Stufen auf und dient zum Hinauftasten bis zu einer Rate von 176,4 Kibabtastungen pro Sekunde.
Ein Wähler 408 vergleicht die vier neuesten interpolierten Abtastwerte und wählt denjenigen mit dem größten absoluten Wert aus. Ein Wähler 401 vergleicht die vom Wähler 408 ausgewählte Größe mit einem gespeicherten Wert. Der Wähler 410 leitet dann den größeren der beiden Werte längs eines Weges 412 weiter und hebt den vom Wähler 408 ausgewählten Wert als neuen gespeicherten Wert auf.
Gedanklich wird das Eingangssignal von dem in Fig. 4 gezeigten Spitzenschätzer um 4 mal hinaufgetastet, und es wird für jeden Satz aus vier interpolierten Abtastwerten der größte absolute Wert aus den acht neuesten interpolierten Abtastwerten ausgewählt.

b. Spitzenhalter

Die von den in Fig. 3 gezeigten Spitzenhaltern 306 und 307 wiedergegebenen Funktionen sind erforderlich, weil die einengende Wirkung des Steuersystems 122 und des Verstärkungselements 114 gemäß Fig. 1 nicht augenblicklich erfolgt. Um die hörbaren Auswirkungen der Begrenzungsaktion innerhalb des Signalverarbeitungspfades auf ein Minimum einzuschränken, ist es wichtig, die Geschwindigkeit zu steuern, mit der der vom Verstärkungselement 114 angewandte Verstärkungsfaktor geändert wird. Nachfolgend werden verschiedene Erwägungen erörtert. Hier mag es ausreichen, sich klarzumachen, daß der Verstärkungsfaktor nicht augenblicklich geändert werden sollte. Deshalb kann, wenn nicht für irgendeine Kompensation gesorgt wird, das Steuersystem nicht angemessen auf PLI-lntervalle kurzer Dauer ansprechen. Die von dem Spitzenhalter 306 und dem Spitzenhalter 307 in Fig. 3 wiedergegebene Funktion ist eine Möglichkeit, wie ein Ausgleich geschaffen werden kann.
Jede Spitzenhaltefunktion erzeugt ein Impulssignal der Dauer H mit einer Amplitude, die der Spitzenamplitudenschätzung gleicht, welche von den Spitzenschätzern empfangen wurde. Als Reaktion auf eine Spitzenamplitudenschätzung von x&sub1; im Zeitpunkt t&sub1; erzeugt zum Beispiel die Spitzenhatefunktion ein Impulssignal mit einer Amplitude x&sub1;, welches im Zeitpunkt t&sub1; beginnt und im Zeitpunkt t&sub1;+H
endet. Wenn eine höhere Spitzenamplitudenschätzung x&sub2; im Zeitpunkt t&sub2; empfangen wird, ehe der erste Impuls endet, erzeugt allerdings die Spitzenhaltefunktion sofort ein weiteres Impussignal, dessen Amplitude x&sub2; gleicht und das eine Dauer von H hat, die im Zeitpunkt t&sub2; beginnt und im Zeitpunkt t&sub2; + H endet. Wenn eine Spitzenamplitudenschätzung x&sub3;, die kleiner ist als x&sub2; während des laufenden Impulssignals im Zeitpunkt t&sub3; empfangen wird, erzeugt die Spitzenhaltefunktion ein Impulssignal mit einer Amplitude gleich x&sub3;, welches am Ende des laufenden Impulssignals beginnt und im Zeitpunkt t&sub3; + H endet. Fig. 5 bietet eine hypothetische graphische Darstellung dieser Funktion mit einer Haltedauer von 4T.
Das folgende Pseudocode-Programmsegment veranschaulicht die Logik eines Ausführungsbeispiels, welches die vorstehend beschriebene und in Fig. 5 dargestellte Spitzenhatefunktion verwirklicht. while TRUE else endif endwhile
worin x(n) = Spitzenamplitudenschätzung im Zeitpunkt n,
H = Spitzenhatedauer und
y(n) = Spitzenhaltefunktionsausgabe im Zeitpunkt n.
Das Programmsegment implementiert einen Ringpuffer X der Länge H; deshalb sollte verständlich sein, daß die Variable i ein Index oder Zeiger auf den Puffer ist und die Notation i + k den Ausdruck
darstellt, worin int(q) = ganzzahliger Teil von q.
Nach dem Initialisieren der Variablen i, Y und des Ringpuffers X wird das in der "while"-Gruppe enthaltene Programmsegment wiederholt ausgeführt. Mit dem Empfang jeder Spitzenamplitudenschätzung x(n) im Zeitpunkt n wird dessen Größe in einem Ringpuffer X gespeichert. Der laufende Wert von Y wird mit dem Wert verglichen, der H Zeitspannen früher im Puffer X gespeichert wurde. Wenn die beiden nicht gleich sind, wird Y auf denjenigen Wert gesetzt, der von der gerade im Puffer X gespeicherten Größe und dem laufenden Wert von Y der größere ist. Sind diese gleich, so zeigt das an, daß der Spitzenwert während einer Dauer H gehalten wurde, und dann wird Y auf die größte der letzten H Größen eingestellt, die im Puffer X gespeichert sind.
Die Länge der Dauer H ist eine Frage der Wahl bei der Konstruktion und sollte zusammen mit anderen Konstruktionsfaktoren gewählt werden, die die Auswahl der Verstärkung und die Steuerfilterfunktionen beeinflussen, welche nachfolgend näher erläutert werden.

c. Schwellenvergleichung

Die Schwelenvergleichung 308 vergleicht eine Schätzung der Spitzenamplitude des Eingangssignals voller Bandbreite mit einem Bezugspegel und leitet die Ergebnisse des Vergleiches an die Verstärkungsauswahl 310 weiter. Bei einem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 kann eine Schätzung des Eingangssignals voller Bandbreite durch Kombinieren der Spitzenhatesignale vom Spitzenhater 306 und Spitzenhater 307 erhalten werden.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für Rundfunk-STL-- Anwendungsfälle, wie dem in Fig. 2 gezeigten, ist der Bezugspegel im voraus festgelegt entsprechend der Spitzenamplitudengrenze, die der Kompressor/Begrenzer 204 dem Studiosignal auferlegt. Der Bezugspegel für die Schwellenvergleichung ist die gewünschte Spitzenamplitudengrenze des Signals, welches vom Wahrnehmungsdekodierer 210 reproduziert wird.
Im Prinzip braucht der Bezugspegel nicht im voraus festgelegt zu sein, sondern könnte auch von einem externen Signal geliefert werden. Der gewünschte Spitzenamplitudenpegel könnte mit dem PLI aufweisenden Signal weitergegeben werden. Unter Hinweis auf Fig. 2 könnte beispielsweise die gewünschte Spitzenamplitudengrenze mittels des Kodierers 206 kodiert, mit dem kodierten Signal längs des Weges 208 weitergegeben, mittels des Dekodierers 201 extrahiert und dem Begrenzer 212 zur Verfügung gestellt werden.

d. Verstärkungsauswahl

Die Verstärkungsauswahl 310 legt einen Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit vom Ausgang der Schwelenvergleichung 308 fest. Wenn die Spitzenamplitudenschätzung des Signals voller Bandbreite weniger ist als der Bezugspegel, wird ein Verstärkungsfaktor ausgewählt, der eins gleicht. Übersteigt die Spitzenamplitudenschätzung allerdings den Bezugspegel, so wird ein Verstärkungsfaktor ausgewählt, der die Amplitude der Frequenzteiband komponente, die PLI enthält, wirksam reduziert, so daß die Spitzenamplitude des Ausgangssignals auf die gewünschte, durch den Bezugspegel definierte Amplitude erniedrigt wird. Zusätzliche Einzelheiten hinsichtlich der Konstruktion von Begrenzern finden sich in Bosi "Low-Cost/High-Quality Digital Dynamic Range Processor", AES 915t Convention, New York, Oktober 1991, Vorabdruck 3133.
Für herkömmliche Begrenzer der vollen Bandbreite kann ein Verstärkungsfaktor g im Zeitpunkt n im wesentlichen entsprechend folgender Gleichung festgesetzt werden.
g(n) = 10[TH -20 log x(n)] R-1/20R
worin g(n) = gewählter Verstärkungsfaktor im Zeitpunkt n,
Th = Bezugspegel, ausgedrückt in dB,
x(n) = Spitzenamplitudenschätzung im Zeitpunkt n und
R = Kompressionsverhältnis.
Gemäß einer Alternative kann ein Verstärkungsfaktor g(n) aus dem Verhältnis zwischen dem Bezugspegel Th und der Spitzenamplitudenschätzung x(n) erhalten werden. Dies ist äquivalent zu den aus der Gleichung (1) erhaltenen Ergebnissen, wo das Kompressionsverhältnis R unbegrenzt groß ist.
Bei Anwendung der Gleichung (1) und Festsetzen des Kompressionsverhältnisses R aufirgendeinen begrenzten Wert kann die Verstärkungsauswahl 310 einen Verstärkungsfaktor wählen, der die PLI-Reduktion mit der Abnahme der scheinbaren Lautheit des Ausgangssignals ausgleicht. Für viele Rundfunk-STL-Anwendungsfälle wird PLI wirksam entfernt bei einem Kompressionsverhältnis von R=100.
Für Zwecke der vorliegenden Erfindung bietet jedoch möglicherweise ein gemäß der Gleichung (1) errechneter Verstärkungsfaktor eine längst nicht ausreichende Begrenzung, wenn die Gleichung (1) auf nur eine einzige Spitzenamplitudenschätzung angewandt wird. Mindestens zwei Spitzenamplitudenschätzungen müssen in Anwendungsfällen wie der oben erörterten Rundfunk-STL herangezogen werden, wo PLI auf bestimmte Frequenzbänder eingeschränkt ist, die nicht die vorherrschende Spektralenergie für das Signal der vollen Bandbreite darstellen. Trotzdem ist es nützlich, zunächst eine einfachere Verstärkungsauswahlfunktion zu beschreiben, die davon ausgeht, daß das PLI enthaltende Frequenzband im wesentlichen die Signalenergie voller Bandbreite wiedergibt. Um die Erörterung zu erleichtern, wird diese Verstärkungsauswahlfunktion hier als "Einfachverstärkungswahl" bezeichnet, weil sie nur eine Eingangsquelle erfordert, die geschätzte Spitzenamplitude der PLI enthaltenden Frequenzteilbandkomponente.

i. Einfachverstärkungswahl

Auch wenn die Gleichung (1) eine auszuwählende gewünschte Verstärkung definiert, ist ein direktes Ausrechnen kalkulatorisch intensiv. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein wirkungsvollerer Prozeß dadurch verwirklicht, daß die gewünschte Verstärkung aus einer im voraus berechneten Verstärkungstabelle ausgewählt wird. Die Verstärkungstabelle T enthält einen Satz Verstärkungsfaktoren, die durch folgendes Pseudocode-Programmsegment definiert werden können: step max for from endfor
worin N = für die digitale Darstellung verfügbare Anzahl Bits,
Th = Bezugspegel in dB,
R = Kompressionsverhältnis,
Astep = Amplitudenschrittgröße,
Amax = maximale digitale Darstellung,
Ath = absoluter Bezugspegel,
TSZ = Verstärkungstabellengröße, und
T[i] = Verstärkungsfaktor i in der Verstärkungstabelle.
Bei einem Ausführungsbeispiel werden sechzehn Bits zum Ausdrücken von Spitzenamplituden benutzt, und deshalb wird N auf 16 gesetzt. Es sei darauf hingewiesen, daß die Verstärkungstabelle T antilog Verstärkungsfaktoren enthält und folglich das Verstärkungsinkrement zwischen benachbarten Einträgen in der Tabelle nicht konstant ist. Die Amplitudenschrittgröße Astep ist so gewählt, daß das größte Verstärkungsinkrement zwischen benachbarten Tabelleneträgen nicht zu groß ist. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist Astep auf sechzehn gesetzt, denn das gewährleistet, daß immer weniger als 0,05dB ist.
Bei dem bevorzugten Ausfiihrungsbeispiel empfängt die Verstärkungsauswahl 310 von der Schwellenvergleichung 308 ein Signal, welches die Differenz D zwischen einer Spitzenamplitudenschätzung y(n) und dem Bezugspegel Ath anzeigt. Die Verstärkungsauswahl 310 benutzt das D als einen Index für die Verstärkungstabelle T und wählt dadurch den Verstärkungsfaktor g aus, der angemessen ist, um die den Spitzenamplitudenfehler verursachende PLI zu verringern oder
g(n) = T[y(n)-Ath]. (2)

ii. Zweifachverstärkungswahl

Bei Anwendungsfälen, bei denen PLI in Frequenzteilbandkomponenten auftritt, die signifikant weniger als Spektralenergie der vollen Bandbreite haben, bietet die Einfachverstärkungswahl keine ausreichende Begrenzung, um PLI optimal auf gewünschte Niveaus zu reduzieren. Eine hier als "Zweifachverstärkungswahl" bezeichnete, eher optimale Verstärkungsauswahlfunktion erfordert zwei Spitzenamplitudenschätzungen.
Die gedankliche Basis für die Zweifachverstärkungswahl geht davon aus, daß die Summe der Spitzenamplituden in verschiedenen Frequenzteilbändern der Spitzenamplitude des Eingangssignals voller Bandbreite gleicht. So bilden zum Beispiel zwei in der Bandbreite begrenzte Signale mit Amplituden von Spitze zu Spitze von 0,4volt bzw. 0,6volt, wenn sie kombiniert werden, ein Signal, dessen Amplitude von Spitze zu Spitze ein Volt beträgt. Auch wenn diese Annahme nicht absolut korrekt ist, ist sie exakt genug für die Zwecke der vorliegenden Erfindung in vielen Anwendungsfällen. Eine verbesserte Genauigkeit läßt sich erzielen, wenn man ein Ausführungsbeispiel benutzt, das eine Alternative zu dem in Fig. 3 gezeigten darstellt. So könnten zum Beispiel von den Spitzenschätzern 304 und 305 erhaltene Spitzenschätzungen kombiniert werden, einer Spitzenhaltekomponente zugeleitet und anschließend von der Schwellenvergleichung 308 verarbeitet werden. Bei einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung für Anwendungsfälle wie die Rundfunk-STL stellt das vom Spitzenhater 307 empfangene Signal die Spitzenamplitude von Frequenzen unterhalb etwa 5kHz dar. Die Spitzenamplitudenschätzung für Frequenzen oberhalb etwa 5kHz wird vom Spitzenhater 306 über die Schwellenvergleichung 308 empfangen. Es wird angenommen, daß die Spitzenamplitude des Eingangssignals voller Bandbreite im Zeitpunkt n die Summe dieser Spitzenamplitudenschätzungen im Zeitpunkt n ist, oder
PT(n) = PL(n) + pH(n)
worin PL(n) = gehaltene Spitzenamplitudenschätzung für niedrige Frequenzen im Zeitpunkt n und
pH (n) = gehaltene Spitzenamplitudenschätzung für hohe Frequenzen im Zeitpunkt n.
Für diesen speziellen Anwendungsfall wird angenommen, daß nur die hohen Frequenzen PLI enthalten, so daß die Verstärkungsreduktion nur auf diese Frequenzen angewandt werden sollte.
Immer wenn PT(n) den Bezugspegel übersteigt, legt die Verstärkungsauswahl 310 einen Verstärkungsfaktor g(n) zum Anlegen an die hohen Frequenzen fest, um die Spitzenamplitude voller Bandbreite im wesentlichen auf das Bezugsniveau abzusenken. Dieser Verstärkungsfaktor kann erhalten werden, indem die folgenden beiden unabhängigen linearen Gleichungen in zwei Unbekannten gelöst werden. Diese Gleichungen sind ausgedrückt als Spitzenamplituden schätzungen, die durch den gewünschten Bezugspegel so normalisiert oder skaliert sind, daß die normalisierte, gewünschte Spitzenamplitude eins gleicht, also:
PL(n) + PH(n) = PT(n)
PL(n) + (n) PH(n) = 1,0
worin PL(n) = normalisierte niederfrequente gehaltene Spitzenamplitudenschätzung im Zeitpunkt n,
PH(n) = normalisierte hochfrequente gehaltene Spitzenamplitudenschätzung im Zeitpunkt n,
PT(n) = normalisierte Spitzenamplitude des Signals voller Bandbreite im Zeitpunkt n und
(n) = zur optimalen Korrektur von PLI im Zeitpunkt n erforderlicher Verstärkungsfaktor.
Wenn diese beiden Gleichungen gleichzeitig gelöst werden, zeigt sich, daß der Verstärkungsfaktor
Die vorstehend erörterte Verstärkungstabelle kann herangezogen werden, um einen Verstärkungsfaktor bereitzustellen, der PLI-Reduktion gegen Verlust scheinbarer Lautheit im Ausgangssignal ausgleicht. Gedanklich ist der Verstärkungsfaktor g(n) das Verhältnis zwischen dem "eigentlichen" Niveau des hochfrequenten Signals und seiner Spitzenamplitude. Dieses Verhältnis kann ausgedrückt werden als 1/( 1 + e) worin e die normal isierte Abweichung zwischen der normalisierten Hochfrequenzsignalspitzenamplitude pH(n) und der zur Korrektur von PLI erforderlichen, normalisierten Amplitude ist. Unter Hinweis auf die Gleichung (2) zeigt sich, daß der Index i in die Verstärkungstabelle T[i] die tatsächliche Ableitung zwischen der tatsächlichen Spitzenamplitudenschätzung x(n) und dem tatsächlichen Bezugspegel Ath ist. Die tatsächliche Abweichung kann durch Skalieren der normalisierten Abweichung e mit dem tatsächlichen Bezugspegel Ath erhalten werden. Somit kann die Verstärkungsauswahl 310 einen Verstärkungsfaktor aus dem Verstärkungstabeleneintrag T[e Ath] erhalten.
Auch wenn die Verstärkungsauswahlfunktion die Leistung eines speziellen Ausführungsbeispiels unmittelbar beeinflußt, sei zu verstehen gegeben, daß keine spezielle Verstärkungsauswahlfunktion für die praktische Anwendung der vorliegenden Erfindung von kritischer Bedeutung ist.

e. Steuerfilter

Die dynamischen Eigenschaften des Steuersystems müssen durch einen Ausgleich zwischen zwei miteinander in Konflikt stehenden Zielen festgelegt werden. Einerseits sollte das Steuersystem rasch auf den Beginn von PLI ansprechen und sich nach Beendigung von PLI rasch wieder erholen, so daß die scheinbare Lautheit des reproduzierten Signals nicht mehr als nötig beeinflußt wird. Andererseits sollte aber das Steuersystem nicht so rasch reagieren und sich wieder erholen, daß es eine hörbare Modulationsverzerrung im wiedergegebenen Signal erzeugt. Das in Fig. 3 gezeigte spezielle Ausführungsbeispiel ermöglicht es, vom Eingangsweg 302 bis einschließlich zur Verstärkungsauswahl 310, daß das Steuersystem so rasch wie möglich anspricht und sich wieder erholt. Dabei schränkt allerdings das Steuerfilter 312 die Ansprechgeschwindigkeit auf die Erzeugung hörbarer Artefakte ein.
Unter Hinweis auf Fig. 1 reagiert das Verstärkungselement 114 auf ein vom Steuersystem 1 22 empfangenes Verstärkungssteuersignal und moduliert die Amplitude des längs des Weges 112 ankommenden Signals. Als Folge dieser Amplitudenmodution entsteht eine Verzerrung in Form von Seiten bändern.
Das in Fig. 3 gezeigte Steuerfilter 312 ist im wesentlichen ein Tiefpaßfilter, das die Frequenz der Amplitudenmodulation begrenzen und damit die Bandbreite der Seitenbänder einschränken soll. Die LPF-Band breite des Steuerfilters 31 2 sollte so gewählt werden, daß die Bandbreiten der Seiten bänder innerhalb der psychoakustisch kritischen Bandbreite der Spektral komponenten bleiben, die durch das veränderliche Verstärkungselement moduliert werden. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel für die STL-Anwendung beim FM-Rundfunk, die vorstehend schon erörtert wurde, wird diese Funktion als IIR-Filter dritter Ordnung mit einer Grenzfrequenz von 880Hz, einer Sperrbereichsdämpfung von -40dB und einer Wellig keit von 0,09db im Tiefpaßbereich verwirklicht.
Wenn man die Auswirkungen der Modulationsseitenbänder hinsichtlich der psychoakustischen Abdeckschwellen des modulierten Signals untersucht, kann man die Charakteristiken des Steuerfilters so spezifizieren, daß die schnellstmögliche Steuersystemreaktion, die mit der psychoakustischen Abdeckung der Modulationsartefakte übereinstimmt, ermöglicht wird.

C. Aufbau alternativer Ausführungsbeispiele

Nachfolgend werden Unterschiede zwischen den alternativen Ausführungsbeispielen und dem oben beschriebenen Grundaufbau erläutert.
Ein Ausführungsbeispiel des Steuersystems 122 ist in Fig. 6 gezeigt. Unter Hinweis auf Fig. 6 wird in 604 die Spitzenamplitude des von einem Weg 602 empfangenen Eingangssignals abgeschätzt und die Schätzung an einen Spitzenhater 606 weitergeleitet. Der Spitzenhater 606 gibt an eine Schwellenvergeichung 608 ein impulsgeformtes Signal weiter, welches die geschätzte Spitzenamplitude für eine bestimmte Dauer hält. Die Schwellenvergleichung 608 vergleicht die Amplitude des Spitzenhatesignals mit einem Bezugspegel und leitet die Vergleichsergebnisse an eine Verstärkungsauswahl 610 weiter. Die Verstärkungsauswahl 610 wählt in Abhängigkeit von den von der Schwellenvergleichung 608 erhaltenen Signalen einen Verstärkungsfaktor aus und gibt den ausgewählten Verstärkungsfaktor an ein Steuerfilter 612 weiter. Das Steuerfilter 610 erzeugt längs eines Weges 614 ein Verstärkungssteuersignal in Abhängigkeit vom ausgewählten Verstärkungs faktor. Die vom Spitzenschätzer 604, Spitzenhater 606 und der Schwellenvergeichung 608 ausgeführten Funktionen sind den oben für die in Fig. 3 gezeigten, entsprechenden Elemente beschriebenen Funktionen entlang des die erste Frequenzteilbandkomponente führenden Weges im wesentlichen ähnlich. Allerdings empfängt die Schwelenvergleichung 608 anders als das Gegenstück in Form der Schwellenvergleichung 308 eine Schätzung des Eingangssignals voller Bandbreite unmittelbar vom einem Spitzenhatesignal. Ferner braucht die Schwelenvergleichung 608 keinerlei Spitzenhaltesignal an die Verstärkungsauswahl 610 zu geben, sondern kann allein die Differenz zwischen dem Spitzenhatesignal und dem Bezugspegel weitergeben.
Die Verstärkungsauswahl 610 legt einen Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der Ausgabe der Schwelenvergleichung 608 fest. Ist die Spitzenamplitudenschätzung geringer als der Bezugspegel, wird ein Verstärkungsfaktor gleich eins ausgewählt. Wenn andererseits die Spitzenamplitudenschätzung den Bezugspegel übersteigt, wird ein Verstärkungsfaktor gewählt, der die Amplitude der Frequenzteilbandkomponente, welche PLI enthält, reduziert.
Die Verstärkungsauswahlfunktion kann unter Verwendung der obigen Gleichung (1) verwirklicht werden, indem ein Verstärkungsfaktor gewählt wird, der dem Verhältnis zwischen dem Bezugspegel und der Spitzenamplitudenschätzung gleicht, oder indem man eine Verstärkungstabelle, wie die in Gleichung (2) gezeigte heranzieht. Auch wenn die Wahl der Verstärkungsauswahlfunktion einen großen Einfluß hat auf die Leistung des Systems, ist keine spezielle Funktion von kritischer Bedeutung für die Durchführung der vorliegenden Erfindung.
Es sollte darauf hingewiesen werden, daß die Verstärkungsauswahl 610 eine Einfachverstärkungswahlfunktion anwendet, die ein Verstärkungssteuersignal in Abhängigkeit vom Eingangssignal voller Bandbreite erzeugt. Andere Ausführungsbeispiele mit Zweifachverstärkungswahlfunktion, wie den oben beschriebenen, können dadurch, daß sie auf Signapegel sowohl in der vollen Bandbreite als auch in dem Bereich der Bandbreite, in dem PLI begrenzt werden soll, ansprechen, einen noch optimaleren Verstärkungsfaktor erzeugen. Auch wenn die in Fig. 6 dargestellte Verwirklichung suboptimal sein mag, bietet sie doch eine annehmbare Leistung für eine Vielfalt von Anwendungsfällen, einschließlich der oben erörterten Rundfunk-STL-Anwendung, und sie erfordert weniger Verarbeitungsressourcen als von den noch optimaleren Duplexausführungsbeispielen benötigt werden.
Fig. 7 zeigt ein alternatives aber gleichwertiges Ausführungsbeispiel wie das in Fig. 1 dargestellte. Wie aus Fig. 7 hervorgeht, ist der Spalter mit einem Tiefpaßfilter und einer Subtraktionsschaltung verwirklicht, und der Kombinierer ist mit einer Additionsschaltung verwirklicht. Ein Tiefpaßfilter LPF 708 empfängt das verzögerte Signal voller Bandbreite von einem Weg 706 und leitet das niederfrequente Spektrum längs eines Weges 710 zu einer Subtraktionsschaltung 711 und einem Kombinierer 718. Die Subtraktionsschaltung 711 empfängt das verzögerte Signal voller Bandbreite vom Weg 706, subtrahiert die niederfrequenten Komponenten von den Komponenten voller Bandbreite und leitet das resultierende Signal, welches nur hochfrequente Komponenten enthält, längs eines Weges 712 zu einem Verstärkungselement 714. Das Verstärkungselement 714 empfängt ein Verstärkungssteuersignal von einem Steuersystem 722 längs eines Weges 724, legt an das vom Weg 712 empfangene Signal einen variablen Verstärkungsfaktor an und gibt das Resultat an einen Kombinierer 718 weiter. Der Kombinierer 718 addiert die von den Wegen 710 und 716 empfangenen Signale zur Erzeugung eines Ausgangssignals voller Bandbreite entlang eines Weges 720.
Fig. 8 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel zu dem in Fig. 1 dargestellten für Verwirklichungen, die eine Zweifachverstärkungswahlfunktion beinhalten. Im Vergleich zu den in Fig. 1 dargestellten sind die von einem Spalter 804 und Verstärkungseementen 808 sowie 814 ausgeführten Funktionen ausgetauscht. Infolgedessen ist für ein Steuersystem 826 kein gesonderter Spater erforderlich. Die Verstärkungsauswahlfunktion kann die oben erörterte Gleichung (3) unmittelbar an die erste und zweite Frequenzteilbandkomponente anlegen, die über einen Weg 812 bzw. 806 empfangen wird.
Fig. 9 zeigt ein alternatives Ausführungsbeispiel, bei dem eine Hybridbegrenzerkonstruktion ähnlich der in Fig. loc dargestellten benutzt ist. Ein Verstärkungselement 903 empfängt ein Signal voller Bandbreite von einem Weg 902. Ein Spalter 906 teilt das verzögerte Signal voller Bandbreite in eine erste Frequenzteilbandkomponente, die längs eines Weges 910 weitergeleitet wird, und eine zweite Frequenzteilbandkomponente auf, die längs eines Weges 908 weitergegeben wird. Ein Verstärkungselement 912 empfängt die erste Frequenzteilbandkomponente vom Weg 910, legt an die erste Frequenzteilbandkomponente einen adaptiven Verstärkungsfaktor an und gibt das Resultat längs eines Weges 914 an einen Kombinierer 916 weiter. Der Kombinierer 916 kombiniert die aus dem Weg 914 bzw. 908 empfangene erste und zweite Frequenzteilbandkomponente und erzeugt ein Ausgangssignal längs eines Weges 918. Ein Spalter 920 teilt das Signal voller Bandbreite, welches er vom Weg 902 empfängt, in eine erste Frequenzteilbandkomponente, die längs eines Weges 922 weitergeleitet wird, und eine zweite Frequenzteilbandkomponente auf, die längs eines Weges 928 weitergegeben wird. Ein Verstärkungselement 924 legt an die erste Frequenzteilbandkomponente einen adaptiven Verstärkungsfaktor an und gibt das Ergebnis an einen Kombinierer 930 weiter. Der Kombinierer 930 kombiniert die vom Weg 926 bzw. 928 empfangene erste und zweite Frequenzteilbandkomponente und erzeugt längs eines Weges 932 ein Quasiausgangssignal. Ein Steuersystem 934 empfängt das Quasiausgangssignal vom Weg 932 und leitet ein Verstärkungssteuersignal längs eines Weges 936 Verstärkungseementen 912 und 924 zu.
Da ausgangsgesteuerte Begrenzer für präzise Steuersystemcharakteristiken unempfindlich sind, erfordern Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung in Übereinstimmung mit Fig. 9 keine exakten Verstärkungstabellen, wie die oben erörterte.
Die vorliegende Erfindung kann auch für Mehrfachkanalanwendungsfälle benutzt werden. Bei einem digitalen Ausführungsbeispiel mit einem Steuersystem gemäß dem in Fig. 6 gezeigten Aufbau wird die maximale Spitzenamplitudenschätzung über alle Kanäle hinweg dem Eingang eines einzigen Spitzenhalters 606 präsentiert. Im übrigen arbeitet das Steuersystem im wesentlichen in der gleichen Weise wie oben beschrieben.
Bei einem alternativen Ausführungsbeispiel, welches weniger Verarbeitungsmittel braucht, wird der Abtastwert der größten Größe für alle Kanäle längs des Weges 602 einem einzigen Spitzenschätzer 604 zugeleitet. Der Spitzenschätzer 604 interpoliert diese Abtastwerte der größten Größe und leitet die Spitzenamplitudenschätzung an den Spitzenhater 606 weiter.
Es liegt auf der Hand, daß die verschiedenen Funktionen in dem in Fig. 6 gezeigten Aufbau des Steuersystems in ähnlicher Weise, je nach Wunsch über mehrere Kanäle hinweg gemeinsam benutzt werden können.
Steuersysteme für Mehrkanalanwendungen müssen einen Ausgleich schaffen für die Verringerung der scheinbaren Lautheit jedes Kanals, die Verzerrung der relativen Kanalautheit und die Modulation von Frequenzteilbandkomponenten mit PLI durch andere Frequenzteilbandkomponenten ohne PLI.
So kann zum Beispiel das maximale Verhältnis von PLI zu Bezugspegel über alle Kanäle hinweg herangezogen werden, um für jeden Kanal unter Benutzung der oben erörterten Zweifachverstärkungswahlfunktion einen Verstärkungsfaktor auszuwählen. In diesem Fall wird die Zweifachverstärkungswahlfunktion unter Verwendung der Spitzenamplitudenschätzungen für jeden einzelnen Kanal in Kombination mit dem gemeinsamen maximalen PLI-Verhältnis angewandt.

Claims

1. Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten eines Audioeingangssignals, welches auf eine erste Spitzenamplitude begrenzt ist, mit

- einer Verarbeitungseinrichtung (206, 210) zum Erzeugen eines verarbeiteten Audiosignals in Abhängigkeit von dem Audioeingangssignal, wobei die Verarbeitungseinrichtung ein gewisses Maß an spektraler Amplitude des Audioeingangssignals aufrechterhält, aber die Amplitude und/oder Phase in einem Teil der Gesamtbandbreite des verarbeiteten Audiosignals ändert, was verursacht, daß die Amplitude des verarbeiteten Audiosignals die erste Spitzenamplitude übersteigt,

- einer Steuereinrichtung (122; 722; 804, 826; 920, 924, 930, 934) zum Erzeugen einer geschätzten Spitzenamplitude des verarbeiteten Audiosignals und Festlegen eines Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit von der geschätzten Spitzenamplitude, und

- einer Begrenzungseinrichtung (108, 114; 118; 708, 711, 714, 718; 804, 818, 822; 906, 91 2, 916), die auf das verarbeitete Audiosignal anspricht und ein auf eine zweite Spitzenamplitude begrenztes Audioausgangssignal dadurch erzeugt, daß sie den Verstärkungsfaktor an den genannten Teil der Gesamtbandbreite des verarbeiteten Audiosignals anlegt.

2. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1, bei dem die Verarbeitungseinrichtung ein Wahrnehmungskodiersystem aufweist.

3. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das verarbeitete Audiosignal Signalabtastwerte aufweist, und bei dem die Steuereinrichtung Mittel (404, 406) zum Hinauftasten der Signalabtastwerte aufweist.

4. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Steuereinrichtung die geschätzte Spitzenamplitude in Abhängigkeit von der vollen Bandbreite des verarbeiteten Audiosignals erzeugt.

5. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Steuereinrichtung die geschätzte Spitzenamplitude in Abhängigkeit von einer Spitzenamplitudenschätzung eines Untersignals erzeugt, welches das verarbeitete Audiosignal innerhalb eines Frequenzteibandes wiedergibt.

6. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 5, bei dem die Spitzenamplitudenschätzung des Untersignals durch Hinauftasten des Untersignals festgelegt wird.

7. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Steuereinrichtung Mittel zum Erzeugen der geschätzten Spitzenamplitude in Abhängigkeit von einer ersten Spitzenamplitudenschätzung eines ersten Untersignals aufweist, welches das verarbeitete Audiosignal innerhalb eines ersten Frequenzteibandes wiedergibt, sowie in Abhängigkeit von einer zweiten Spitzenamplitudenschätzung eines zweiten Untersignals, welches das verarbeitete Audiosignal innerhalb eines zweiten Frequenzteibandes wiedergibt.

8. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 7, bei dem die erste Spitzenamplitudenschätzung durch Hinauftasten des ersten Untersignals festgelegt wird.

9. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem die Steuereinrichtung ferner folgendes aufweist

- Spitzenhatemittel (306, 307; 606) zum Erzeugen eines Spitzenhatesignals durch Halten der genannten geschätzten Spitzenamplitude;

- Schwellenvergleichsmittel (308; 608) zum Vergleichen des Spitzenhaltesignals mit einem Bezugspegel und zum Erzeugen eines Verstärkungsauswahlsignals in Abhängigkeit davon; und

- Verstärkungsauswahlmittel (310; 610) zum Festlegen des Verstärkungsfaktors in Abhängigkeit von dem Verstärkungsauswahlsignal.

10. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei dem die Steuereinrichtung ferner Mittel (31 2; 61 2) zum Steuern der Änderungsrate des Verstärkungsfaktors aufweist, um die Hörbarkeit resultierender Artefakte zu steuern.

11. Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten eines Audioeingangssignal, welches auf eine erste Spitzenamplitudengrenze begrenzt ist, mit

- einem Teilbandkodierer (206) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Audioeingangssignal gekoppelt ist, und einem Teilbanddekodierer (210) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Teilbandkodierers gekoppelt ist, wobei der Teilbandkodierer und der Teil banddekodierer gemeinsam durch Kodieren und Dekodieren des Audioeingangssignals ein verarbeitetes Audiosignal erzeugen, unter Beibehaltung eines gewissen Maßes an spektraler Amplitude des Audioeingangssignals, aber Änderung der Amplitude und/oder Phase in einem Teil der gesamten Bandbreite des verarbeiteten Audiosignals, was verursacht, daß die Amplitude des verarbeiteten Audiosignals die erste Spitzenamplitude übersteigt,

- einem Spitzenamplitudenschätzer (604, 606, 608) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Teilbanddekodierers gekoppelt ist, wobei der Spitzenamplitudenschätzer eine geschätzte Spitzenamplitude des verarbeiteten Audiosignals erzeugt,

- einer Verstärkungssteuerung (610, 612) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Spitzenamplitudenschätzers gekoppelt ist, wobei die Verstärkungssteuerung einen Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der geschätzten Spitzenamplitude festlegt,

- einem ersten Filter (108), mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Teilbanddekodierers gekoppelt ist, wobei das erste Filter ein erstes gefiltertes Signal erzeugt, welches den genannten Teil der gesamten Bandbreite des verarbeiteten Audiosignals wiedergibt,

- einem oder mehreren zweiten Filtern (108), jeweils mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Teilbanddekodierers gekoppelt ist, wobei jedes zweite Filter ein entsprechendes zweites gefiltertes Signal erzeugt,

- einem Verstärkungselement (114) mit variabler Verstärkung, welches einen Ausgang hat, einen mit dem Ausgang des ersten Filters gekoppelten Signaleingang sowie einen Verstärkungseingang, der mit dem Ausgang der Verstärkungssteuerung gekoppelt ist, wobei die variable Verstärkung auf den genannten Verstärkungsfaktor anspricht und das Verstärkungselement durch Anlegen der variablen Verstärkung an das erste gefilterte Signal ein angepaßtes Signal erzeugt, - einem Kombinierer (118), der einen Systemausgang, einen mit dem Ausgang des Verstärkungselements gekoppelten Eingang sowie einen jeweiligen Eingang hat, der mit dem Ausgang des einen oder jedes der zweiten Filter gekoppelt ist, wobei der Kombinierer durch Kombinieren des angepaßten Signals und des einen oder mehrerer zweiter gefilterter Signale ein auf eine zweite Spitzenamplitude begrenztes Audioausgangssignal erzeugt, und

- Mittel (104) zum Verzögern des ersten gefilterten Signals und des einen oder mehrerer zweiter gefilterter Signale gegenüber dem Ausgang des Teilbanddekodierers.

12. Signalverarbeitungssystem nach Anspruch 11, bei dem der Spitzenamplitudenschätzer folgendes aufweist

- ein drittes Filter (303), das einen dritten Filterausgang und einen mit dem Eingang des Spitzenamplitudenschätzers gekoppelten Eingang hat,

- ein viertes Filter (303), das einen vierten Filterausgang und einen mit dem Eingang des Spitzenamplitudenschätzers gekoppelten Eingang hat,

- einen ersten Spitzenamplitudenschätzer (305, 307), der einen Ausgang und einen mit dem dritten Filterausgang gekoppelten Eingang hat,

- einen zweiten Amplitudenschätzer (304, 306), der einen Ausgang und einen mit dem vierten Filterausgang gekoppelten Eingang hat, und

- einen Kombinierer (308), der einen mit dem Ausgang des Spitzenamplitudenschätzers gekoppelten Ausgang, einen mit dem Ausgang des ersten Spitzenamplitudenschätzers gekoppelten Eingang sowie einen mit dem Ausgang des zweiten Spitzenamplitudenschätzers gekoppelten Eingang hat.

13. Signalverarbeitungssystem zum Verarbeiten eines Audioeingangssignals, welches auf eine erste Spitzenamplitudengrenze begrenzt ist, mit

- einem Teilbandkodierer (206) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Audioeingangssignal gekoppelt ist, und einem Teilbanddekodierer (210), mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Teilbandkodierers gekoppelt ist, wobei der Teilbandkodierer und der Teil banddekodierer gemeinsam durch Kodieren und Dekodieren des Audioeingangssignals ein verarbeitetes Audiosignal erzeugen, wobei sie ein gewisses Ausmaß an spektraler Amplitude des Audioeingangssignals aufrechterhalten aber die Amplitude und/oder Phase in einem Teil der Gesamtbandbreite des verarbeiteten Audiosignals ändern, was verursacht, daß die Amplitude des verarbeiteten Audiosignals die erste Spitzenamplitude übersteigt,

- einem ersten Filter (804), das einen Ausgang und einen mit dem Ausgang des Teilbanddekodierers gekoppelten Eingang, wobei das erste Filter ein erstes gefiltertes Signal erzeugt, welches den genannten Teil der Gesamtbandbreite des verarbeiteten Audiosignals wiedergibt,

- einem oder mehreren zweiten Filtern (804) jeweils mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des Teilbanddekodierers gekoppelt ist, wobei jedes zweite Filter ein entsprechendes zweites gefiltertes Signal erzeugt,

- einem ersten Spitzenamplitudenschätzer (305, 307, 308) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Filters gekoppelt ist, wobei der erste Spitzenamplitudenschätzer eine geschätzte Spitzenamplitude des ersten gefilterten Signals erzeugt,

- einem zweiten Spitzenamplitudenschätzer (304, 306, 308) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des oder jedes der zweiten Filter gekoppelt ist, wobei der zweite Spitzenamplitudenschätzer eine entsprechende zweite geschätzte Spitzenamplitude jedes zweiten gefilterten Signals erzeugt,

- einer Verstärkungssteuerung (310, 312) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Spitzenamplitudenschätzers und mit dem Ausgang des zweiten Spitzenamplitudenschätzers gekoppelt ist, wobei die Verstärkungssteuerung einen Verstärkungsfaktor in Abhängigkeit von der ersten geschätzten Spitzenamplitude und der einen oder mehreren zweiten geschätzten Spitzenamplituden festlegt,

- einer ersten Verzögerung (814) mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Filters gekoppelt ist, wobei die erste Verzögerung ein erstes verzögertes Signal durch Verzögern des ersten gefilterten Signals erzeugt,

- einer oder mehreren zweiten Verzögerungen (808) jeweils mit einem Ausgang und einem Eingang, der mit dem Ausgang des einen oder entsprechenden der mehreren zweiten Filter gekoppelt ist, wobei jede zweite Verzögerung ein zweites verzögertes Signal durch Verzögern eines entsprechenden zweiten gefilterten Signals erzeugt,

- einem Verstärkungselement (818) mit variabler Verstärkung, welches einen Ausgang, einen mit dem Ausgang der ersten Verzögerung gekoppelten Signaleingang und einen Verstärkungseingang hat, der mit dem Ausgang der Verstärkungssteuerung gekoppelt ist, wobei die variable Verstärkung auf den genannten Verstärkungsfaktor anspricht und das Verstärkungselement durch Anlegen der variablen Verstärkung an das erste verzögerte Signal ein angepaßtes Signal erzeugt, und

- einem Kombinierer (822), der einen Systemausgang, einen mit dem Ausgang des Verstärkungselements gekoppelten Eingang und einen entsprechenden Eingang hat, der mit jedem Ausgang der einen oder der mehreren zweiten Verzögerungen gekoppelt ist, wobei der Kombinierer ein auf eine zweite Spitzenamplitude begrenztes Audioausgangssignal erzeugt, indem er das angepaßte Signal und das eine oder mehrere zweite verzögerte Signale kombiniert.

14. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 11 bis 13, bei dem der Teilbanddekodierer (210) ein Ausgangssignal erzeugt, welches Abtastwerte aufweist, und bei dem der Spitzenamplitudenschätzer ferner eines oder mehrere hinauftastende Filter (404, 406) aufweist.

15. Signalverarbeitungssystem nach einem der Ansprüche 11 bis 14, bei dem die Verstärkungssteuerung (310, 312; 610, 612) ferner ein Filter (312; 612) aufweist, das den Ausgang der Verstärkungssteuerung mit dem Verstärkungseingang des Verstärkungselements (114; 818) koppelt.